JP2005012749A - Filter circuit and radio device - Google Patents

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Katsuto Shimizu
克人 清水
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To maintain an attenuation characteristic or a transmission characteristic at a higher frequency band by utilizing a common-mode elimination an effect of a differential amplifier. <P>SOLUTION: A divider 103 divides an input signal into distributed signals of two systems of an equi-amplitude and an equiphase. Buffers 104, 105 suppress interferences between the distributed signals of two systems. A filter 106 performs frequency selection so as to transmit only a distributed signal of a predetermined band. A differential amplifier 107 outputs a difference between amplitude components of the distributed signal which has been frequency-selected and the divided signal which has not been frequency-selected by the filter 106. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、フィルタ回路及び無線装置に関し、例えばデジタル無線通信システムに使用する高周波帯のフィルタ回路及び無線装置に関する。   The present invention relates to a filter circuit and a wireless device, for example, a high frequency band filter circuit and a wireless device used for a digital wireless communication system.

従来の増幅器を用いたフィルタ回路は、増幅器のコンダクタンス及び容量を用いてフィルタ特性を実現するものがある（例えば、特許文献１。）。このフィルタ回路によれば、アクティブフィルタを構成する前段のコンダクタンスアンプの正相入力端子を第１の抵抗器を介して第１の入力端子に接続するとともに、第２の抵抗器を介して接地点に接続する。また、第１のコンダクタンスアンプの逆相入力端子を第３の抵抗器を介して第２の入力端子に接続するとともに、第４の抵抗器を介して外部出力端子に接続する。そして、第１の抵抗器及び第２の抵抗器の抵抗値比と第３の抵抗器及び第４の抵抗器の抵抗値比とを等しくして、同相信号成分を含む一方の信号を第１の入力端子に、他方の信号を第２の入力端子にそれぞれ加えるものである。このように、従来のフィルタ回路は、各段数において容量、コンダクタンスアンプを用い、多段化することにより急峻な減衰特性を得ることが可能になる。
特開平６−１５２３１８号公報 Some filter circuits using conventional amplifiers realize filter characteristics using the conductance and capacitance of the amplifier (for example, Patent Document 1). According to this filter circuit, the positive-phase input terminal of the preceding conductance amplifier constituting the active filter is connected to the first input terminal via the first resistor, and the ground point is connected via the second resistor. Connect to. The negative-phase input terminal of the first conductance amplifier is connected to the second input terminal via the third resistor, and is connected to the external output terminal via the fourth resistor. Then, the resistance value ratio of the first resistor and the second resistor is made equal to the resistance value ratio of the third resistor and the fourth resistor, and one signal including the in-phase signal component is supplied to the first resistor. The other signal is applied to one input terminal and the second input terminal, respectively. As described above, the conventional filter circuit can obtain a steep attenuation characteristic by using multiple capacitors and conductance amplifiers in each stage number.
JP-A-6-152318

しかしながら、従来のフィルタ回路及び無線装置は、低域通過型構成のフィルタを実現しているに過ぎず、高周波帯において、帯域通過型構成を実現するには低域通過型構成と高域通過型構成を組み合わせる必要があること、また、急峻な減衰特性を得るためには多段化する必要があることから、容量、コンダクタンスアンプの数が増加して回路が大型化し、回路の集積化が困難になるという問題がある。一方、回路を大型化せずにかつ所望の周波数成分の減衰量を小さくするために、フィルタ回路の段数を少なくすると、高周波帯にて急峻な減衰特性または通過特性を実現することが困難になるという問題がある。   However, the conventional filter circuit and the wireless device only realize a low-pass configuration filter, and in order to realize a band-pass configuration in a high frequency band, a low-pass configuration and a high-pass configuration Since it is necessary to combine the configurations, and in order to obtain steep attenuation characteristics, it is necessary to increase the number of capacitors and conductance amplifiers, increasing the size of the circuit and making it difficult to integrate the circuit. There is a problem of becoming. On the other hand, if the number of stages of the filter circuit is reduced in order to reduce the attenuation amount of a desired frequency component without increasing the circuit size, it becomes difficult to realize a steep attenuation characteristic or a pass characteristic in a high frequency band. There is a problem.

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、差動増幅器の同相除去効果を利用することにより、高周波帯における減衰特性または通過特性を維持することができるフィルタ回路及び無線装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above points, and provides a filter circuit and a radio apparatus that can maintain attenuation characteristics or pass characteristics in a high frequency band by utilizing the common-mode rejection effect of a differential amplifier. With the goal.

本発明のフィルタ回路は、入力信号を２系統の分配信号に分配する分配器と、前記分配器にて分配された一方の前記分配信号を所定の帯域にて通過させる周波数選択を行うフィルタと、前記分配器にて分配された他方の前記分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力する差動増幅器と、を具備する構成を採る。   The filter circuit of the present invention includes a distributor that distributes an input signal into two distribution signals, a filter that performs frequency selection for allowing one of the distribution signals distributed by the distributor to pass in a predetermined band, A differential amplifier that outputs a difference in amplitude component between the other distributed signal distributed by the distributor and the one distributed signal frequency-selected by the filter is employed.

この構成によれば、分配器から分配された周波数選択を行う一方の分配信号と、分配器から分配された周波数選択を行わない他方の分配信号との振幅成分の差を取り出し、差動増幅器の同相除去効果を利用するので、高周波帯における減衰特性または通過特性を維持することができる。   According to this configuration, the difference in amplitude component between one distributed signal that performs frequency selection distributed from the distributor and the other distributed signal that does not perform frequency selection distributed from the distributor is extracted, and the differential amplifier Since the in-phase removal effect is used, attenuation characteristics or pass characteristics in the high frequency band can be maintained.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記分配器にて分配された前記２系統の分配信号間の干渉を抑制する緩衝器を具備し、前記フィルタは、前記緩衝器にて干渉を抑制された前記一方の分配信号に対して周波数選択し、前記差動増幅器は、前記緩衝器にて干渉を抑制された前記他方の分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力する構成を採る。   The filter circuit of the present invention includes a buffer that suppresses interference between the two distributed signals distributed by the distributor in the configuration, and the filter is suppressed by the buffer. The frequency of the one distributed signal is selected, and the differential amplifier has an amplitude between the other distributed signal whose interference is suppressed by the buffer and the one distributed signal frequency-selected by the filter. A configuration that outputs a difference between components is adopted.

この構成によれば、前記効果に加えて、分配器の２出力端子と後段回路との段間に緩衝器をさらに備え、前記分配器からの２出力信号間の干渉を抑制するので、減衰特性の安定性を向上させることができる。   According to this configuration, in addition to the above effect, a buffer is further provided between the two output terminals of the distributor and the subsequent circuit, and interference between the two output signals from the distributor is suppressed. Stability can be improved.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記一方の分配信号が前記フィルタを通過する帯域における位相回転または振幅減衰と等価の位相回転量または振幅減衰量を前記他方の分配信号に対して与える校正回路を具備し、前記差動増幅器は、前記校正回路にて前記位相回転量または前記振幅減衰量を与えられた前記他方の分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力する構成を採る。   In the configuration, the filter circuit of the present invention is a calibration that gives a phase rotation amount or amplitude attenuation amount equivalent to phase rotation or amplitude attenuation in the band in which the one distribution signal passes through the filter to the other distribution signal. The differential amplifier includes an amplitude of the other distributed signal given the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount by the calibration circuit and the one distributed signal frequency-selected by the filter. The structure which outputs the difference of a component is taken.

この構成によれば、前記効果に加えて、フィルタにて生じる通過帯域内の位相回転または振幅減衰と等価の位相回転量または振幅減衰量を分配信号に与える校正回路をさらに備えたので、より急峻な減衰特性を実現することができる。   According to this configuration, in addition to the above-described effect, the calibration circuit that further provides the distribution signal with a phase rotation amount or an amplitude attenuation amount equivalent to the phase rotation or amplitude attenuation within the passband generated by the filter is provided. It is possible to realize a good attenuation characteristic.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記他方の分配信号に対して前記校正回路にて与えられる前記位相回転量または前記振幅減衰量を調整するための基準信号を発生する基準信号源と、前記校正回路にて前記他方の分配信号に与える前記位相回転量または前記振幅減衰量を調整する際には前記基準信号が前記分配器に入力され、前記校正回路にて前記他方の分配信号に対して前記位相回転量または前記振幅減衰量を与える際には入力信号が前記分配器に入力されるように切り換えるスイッチとを具備し、前記分配器は、前記校正回路にて前記他方の分配信号に与える前記位相回転量または前記振幅減衰量を調整する際には前記基準信号を２系統に分配し、前記校正回路にて前記他方の分配信号に対して前記位相回転量または前記振幅減衰量を与える際には前記入力信号を２系統に分配する構成を採る。   The filter circuit of the present invention has a reference signal source for generating a reference signal for adjusting the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount given by the calibration circuit to the other distribution signal in the configuration, When adjusting the amount of phase rotation or amplitude attenuation given to the other distribution signal by the calibration circuit, the reference signal is input to the distributor, and the calibration circuit outputs the reference signal to the other distribution signal. A switch for switching the input signal to be input to the distributor when the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount is applied, and the distributor uses the calibration circuit as the other distribution signal. When the phase rotation amount or amplitude attenuation amount to be applied is adjusted, the reference signal is distributed to two systems, and the phase rotation amount or the amplitude is adjusted with respect to the other distribution signal by the calibration circuit. In providing the attenuation a configuration for distributing the input signal into two systems.

この構成によれば、前記効果に加えて、校正回路における校正時には基準信号源と分配器とを短絡するとともに、基準信号源の出力周波数を掃引するので、より高精度な校正を実現することができる。   According to this configuration, in addition to the above-described effect, at the time of calibration in the calibration circuit, the reference signal source and the distributor are short-circuited and the output frequency of the reference signal source is swept, so that more accurate calibration can be realized. it can.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記校正回路と前記差動増幅器とを接続する伝送路の中点の電圧である第１電圧と、前記フィルタと前記差動増幅器とを接続する伝送路の中点の電圧である第２電圧とを比較する比較器を具備し、前記校正回路は、前記第１電圧と前記第２電圧との差が所定値未満の前記比較器による比較結果が得られるまで前記他方の分配信号に対して前記位相回転量または前記振幅減衰量を与える構成を採る。   In the filter circuit of the present invention, in the configuration described above, a first voltage which is a voltage at a midpoint of a transmission line connecting the calibration circuit and the differential amplifier, and a transmission line connecting the filter and the differential amplifier And a comparator for comparing the second voltage, which is a midpoint voltage, and the calibration circuit obtains a comparison result by the comparator in which a difference between the first voltage and the second voltage is less than a predetermined value. A configuration is adopted in which the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount is given to the other distribution signal until it is determined.

この構成によれば、前記効果に加えて、電圧差を求めるだけの簡単な処理にて位相回転量または振幅減衰量を設定することができる。   According to this configuration, in addition to the above-described effect, the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount can be set by a simple process that merely obtains the voltage difference.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記フィルタは、通過を阻止する帯域である阻止帯域にて前記一方の分配信号の通過を阻止することにより前記一方の分配信号に対して周波数選択を行い、前記差動増幅器は、前記フィルタを通過した前記一方の分配信号と前記他方の分配信号との振幅成分の差を出力する構成を採る。   In the filter circuit according to the present invention, in the configuration, the filter performs frequency selection on the one distribution signal by blocking the passage of the one distribution signal in a stop band that is a band for blocking the passage. The differential amplifier is configured to output a difference in amplitude component between the one distributed signal that has passed through the filter and the other distributed signal.

この構成によれば、前記効果に加えて、フィルタの減衰特性を帯域阻止型として、フィルタが分配器の一方の分配信号に対して周波数選択を行い、かつ、分配器の他方の分配信号は周波数選択を行わないで差動増幅器に入力させることにより、差動増幅器がフィルタの阻止帯域内の周波数成分を反転出力するので、急峻な減衰特性を得るためにフィルタ回路を多段にする必要がなくて高周波帯での帯域通過型フィルタを集積化することができる。   According to this configuration, in addition to the effects described above, the attenuation characteristic of the filter is a band rejection type, the filter performs frequency selection for one distribution signal of the distributor, and the other distribution signal of the distributor is the frequency. By inputting to the differential amplifier without making a selection, the differential amplifier inverts and outputs the frequency component in the stop band of the filter, so there is no need to use a multi-stage filter circuit to obtain a steep attenuation characteristic. A band-pass filter in a high frequency band can be integrated.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記フィルタは、通過を阻止する帯域である阻止帯域にて前記一方の分配信号の通過を阻止することにより前記一方の分配信号に対して周波数選択を行うとともに前記阻止帯域を可変にし、前記校正回路は、前記阻止帯域が変更される毎に、前記一方の分配信号が前記阻止帯域が変更された前記フィルタを通過する帯域における位相回転または振幅減衰と等価の位相回転量または振幅減衰量を、前記他方の分配信号に対して与える構成を採る。   In the filter circuit according to the present invention, in the configuration, the filter performs frequency selection on the one distribution signal by blocking the passage of the one distribution signal in a stop band that is a band for blocking the passage. And the calibration circuit is equivalent to phase rotation or amplitude attenuation in a band in which the one distribution signal passes through the filter with the changed stop band every time the stop band is changed. The phase rotation amount or the amplitude attenuation amount is given to the other distributed signal.

この構成によれば、前記効果に加えて、フィルタの阻止帯域を制御するとともに、フィルタの阻止帯域に応じて校正回路の位相回転量または振幅減衰量を制御するので、通過帯域を可変できる帯域通過型フィルタを集積化することができる。   According to this configuration, in addition to the above effects, the stop band of the filter is controlled, and the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount of the calibration circuit is controlled according to the stop band of the filter. Mold filters can be integrated.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記分配器にて分配された前記他方の分配信号に対して所定の位相回転量を与えるとともに前記他方の分配信号に与える前記位相回転量を可変にする調整回路を具備し、前記差動増幅器は、前記調整回路にて前記位相回転量を与えられた前記他方の前記分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力する構成を採る。   In the filter circuit of the present invention, in the above configuration, a predetermined phase rotation amount is given to the other distribution signal distributed by the distributor, and the phase rotation amount given to the other distribution signal is made variable. An adjustment circuit, and the differential amplifier includes a difference in amplitude component between the other distribution signal given the phase rotation amount by the adjustment circuit and the one distribution signal frequency-selected by the filter. Is used.

この構成によれば、前記効果に加えて、他方の分配信号に与える位相回転量を調整することにより差動増幅器から出力される出力信号の帯域を可変にすることができるので、通過帯域を可変できる帯域通過型フィルタを集積化することができる。   According to this configuration, in addition to the above effect, the band of the output signal output from the differential amplifier can be made variable by adjusting the amount of phase rotation given to the other distributed signal, so the pass band can be made variable. Possible band-pass filters can be integrated.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、所望の周波数成分以外の周波数成分を検波する検波回路と、前記検波回路にて所望の周波数成分以外の周波数成分が検波された場合には入力信号が前記分配器を経由して前記差動増幅器に入力する伝送経路を選択し、前記検波回路にて所望の周波数成分のみが検波された場合には入力信号が前記分配器を経由せずに前記差動増幅器に入力する伝送経路を選択するように切り換えるスイッチとを具備し、前記差動増幅器は、前記検波回路にて所望の周波数成分のみが検波された場合には前記入力信号をそのまま出力し、前記検波回路にて所望の周波数成分以外の周波数成分が検波された場合には前記他方の分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力する構成を採る。   The filter circuit according to the present invention includes a detection circuit that detects a frequency component other than a desired frequency component in the configuration, and an input signal that is detected when a frequency component other than the desired frequency component is detected by the detection circuit. When a transmission path to be input to the differential amplifier via a distributor is selected and only a desired frequency component is detected by the detection circuit, an input signal does not pass through the distributor but the differential A switch that switches so as to select a transmission path to be input to the amplifier, and the differential amplifier outputs the input signal as it is when only a desired frequency component is detected by the detection circuit, When a frequency component other than the desired frequency component is detected by the detection circuit, a difference in amplitude component between the other distributed signal and the one distributed signal selected by the filter is output. A configuration that.

この構成によれば、前記効果に加えて、検波回路により所望周波数以外の周波数成分を検波しない場合は、信号の分配損を生じないように経路を切替えるため、消費電流を低減することができる。   According to this configuration, in addition to the above-described effect, when the frequency component other than the desired frequency is not detected by the detection circuit, the path is switched so as not to cause a signal distribution loss, so that current consumption can be reduced.

本発明のフィルタ回路は、前記構成において、前記差動増幅器は、前記検波回路により所望周波数以外の周波数成分が検波された場合には、前記分配器にて入力信号を分配することにより生じる入力信号における減衰分を補完する利得を加えた前記振幅成分の差を出力する構成を採る。   In the filter circuit according to the present invention, in the configuration described above, when the differential amplifier detects a frequency component other than a desired frequency by the detection circuit, an input signal generated by distributing the input signal by the distributor A configuration is adopted in which the difference between the amplitude components to which a gain that complements the attenuation amount is added is output.

この構成によれば、前記効果に加えて、所望周波数以外の周波数成分を検波した場合は、信号分配時の減衰分を補完するように差動増幅器における利得の設定を切替えるので、出力レベルを一定に維持することができる。   According to this configuration, in addition to the above effect, when a frequency component other than the desired frequency is detected, the gain setting in the differential amplifier is switched so as to complement the attenuation at the time of signal distribution. Can be maintained.

本発明の無線装置は、上記のいずれかに記載のフィルタ回路を具備する構成を採る。   A radio apparatus according to the present invention employs a configuration including any one of the filter circuits described above.

この構成によれば、分配器から分配された周波数選択を行う一方の分配信号と、分配器から分配された周波数選択を行わない他方の分配信号との振幅成分の差を取り出し、差動増幅器の同相除去効果を利用するので、高周波帯での減衰特性または通過特性を維持することができ、無線装置の小型化及び部品点数の削減を実現することができる。   According to this configuration, the difference in amplitude component between one distributed signal that performs frequency selection distributed from the distributor and the other distributed signal that does not perform frequency selection distributed from the distributor is extracted, and the differential amplifier Since the common-mode rejection effect is used, attenuation characteristics or pass characteristics in the high frequency band can be maintained, and the radio device can be reduced in size and the number of parts can be reduced.

本発明の出力信号選択方法は、入力信号を２系統の分配信号に分配するステップと、通過を阻止する帯域である阻止帯域にて分配された一方の前記分配信号の通過を阻止することにより前記一方の分配信号に対して周波数選択を行うステップと、分配された他方の前記分配信号と周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力するステップと、を具備するようにした。   In the output signal selection method of the present invention, the step of distributing the input signal into two distribution signals and the passage of one of the distribution signals distributed in the stop band, which is a band for blocking the passage, are performed. A step of performing frequency selection on one distribution signal, and a step of outputting a difference in amplitude component between the other distribution signal that has been distributed and the one distribution signal that has been frequency-selected. .

この方法によれば、周波数選択を行う一方の分配信号と、周波数選択を行わない他方の分配信号との振幅成分の差を取り出し、差動増幅器の同相除去効果を利用するので、高周波帯における減衰特性または通過特性を維持することができる。さらに、フィルタ回路を帯域阻止型構成にして差動増幅器がフィルタの阻止帯域内の周波数成分を反転出力するので、急峻な減衰特性を得るためにフィルタ回路を多段にする必要がなくて高周波帯での帯域通過型フィルタを集積化することができる。   According to this method, the difference in amplitude component between one distribution signal that performs frequency selection and the other distribution signal that does not perform frequency selection is extracted, and the common-mode rejection effect of the differential amplifier is used. Characteristics or pass characteristics can be maintained. In addition, since the filter circuit is configured as a band-stop type configuration, the differential amplifier inverts and outputs the frequency component within the filter's stop band, so that it is not necessary to have a multi-stage filter circuit to obtain a steep attenuation characteristic. The band-pass filter can be integrated.

本発明によれば、差動増幅器の同相除去効果を利用することにより、高周波帯における減衰特性または通過特性を維持することができる。   According to the present invention, it is possible to maintain attenuation characteristics or pass characteristics in a high frequency band by utilizing the common-mode rejection effect of the differential amplifier.

本発明の骨子は、入力信号を２系統の分配信号に分配し、分配された一方の分配信号に対して周波数選択を行い、周波数選択されない他方の分配信号と周波数選択された一方の分配信号との振幅成分の差を出力することである。   The essence of the present invention is that an input signal is divided into two distribution signals, frequency selection is performed on one distributed signal, the other non-frequency-selected distribution signal and one frequency-selected distribution signal The difference between the amplitude components is output.

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１におけるフィルタ回路１０８の構成を示すブロック図である。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of filter circuit 108 according to Embodiment 1 of the present invention.

図１において、信号入力端子１０１は、入力信号を受けて分配器１０３へ送る。信号出力端子１０２は、差動増幅器１０７からの出力信号を出力する。分配器１０３は、信号入力端子１０１より入力した任意の周波数帯の信号を等振幅及び等位相の２系統の分配信号に分配して、緩衝器１０４及び緩衝器１０５に出力する。緩衝器１０４は、分配器１０３から入力した２系統に分配された分配信号間の干渉を抑制して差動増幅器１０７に出力する。緩衝器１０５は、分配器１０３から入力した２系統に分配された分配信号間の干渉を抑制してフィルタ１０６に出力する。フィルタ１０６は、緩衝器１０５から入力した分配信号より周波数選択を行って差動増幅器１０７に出力する。差動増幅器１０７は、緩衝器１０４から非反転入力端子に入力した分配信号と、フィルタ１０６から反転入力端子に入力した分配信号との振幅成分の差を信号出力端子１０２へ出力する。   In FIG. 1, a signal input terminal 101 receives an input signal and sends it to a distributor 103. The signal output terminal 102 outputs an output signal from the differential amplifier 107. The distributor 103 distributes a signal in an arbitrary frequency band input from the signal input terminal 101 into two distribution signals of equal amplitude and equal phase, and outputs them to the buffer 104 and the buffer 105. The buffer 104 suppresses interference between the distributed signals distributed to the two systems input from the distributor 103 and outputs the result to the differential amplifier 107. The shock absorber 105 suppresses the interference between the distributed signals distributed to the two systems input from the distributor 103 and outputs it to the filter 106. The filter 106 selects a frequency from the distribution signal input from the buffer 105 and outputs the selected signal to the differential amplifier 107. The differential amplifier 107 outputs the difference in amplitude component between the distributed signal input from the buffer 104 to the non-inverting input terminal and the distributed signal input from the filter 106 to the inverting input terminal to the signal output terminal 102.

以上のように構成されたフィルタ回路１０８について、図２〜図６を用いてその動作を説明する。   The operation of the filter circuit 108 configured as described above will be described with reference to FIGS.

まず、フィルタ１０６の減衰特性が、低域通過型、高域通過型、あるいは帯域通過型の場合について説明する。   First, the case where the attenuation characteristic of the filter 106 is a low-pass type, a high-pass type, or a band-pass type will be described.

最初に、図２に示すように、信号入力端子１０１より、電力Ｐ１の周波数成分ｆ１、ｆ２、ｆ３からなる信号が入力する。次に、分配器１０３において等振幅に分配されて電力Ｐ２（Ｐ１＞Ｐ２）でかつ振幅が半分になった図３に示す信号出力の一方をフィルタ１０６にて周波数選択を行う。これにより、フィルタ１０６が低域通過型の場合には、図４（ａ）に示すように、ｆ１、ｆ２、ｆ３の順に電力が小さくなる出力信号が得られる。また、フィルタ１０６が高域通過型の場合には、図４（ｂ）に示すように、ｆ３、ｆ２、ｆ１の順に電力が小さくなる出力信号が得られる。また、フィルタ１０６が帯域通過型の場合には、図４（ｃ）に示すように、ｆ２が最も電力が高くてｆ１、ｆ３の電力がｆ２の電力よりも小さい出力信号が得られる。一方、分配器１０３の信号出力の他方は周波数選択を行わないことで、差動増幅器１０７の非反転入力端子には図３の信号、反転入力端子には図４の信号が同位相にて入力されることになる。差動増幅器１０７の有する同相信号除去作用から、信号出力端子１０２には、図５に示すような分配器１０３にて分配されて差動増幅器１０７に入力した分配信号の振幅成分の差の出力信号が得られる。即ち、フィルタ１０６に低域通過型を用いた場合には、図５（ａ）に示すように、低域の振幅成分が除去されたｆ３、ｆ２、ｆ１の順に電力が小さくなる出力信号が得られる。また、フィルタ１０６に高域通過型を用いた場合には、図５（ｂ）に示すように、高域の振幅成分が除去されたｆ１、ｆ２、ｆ３の順に電力が小さくなる振幅成分の出力信号が得られる。また、フィルタ１０６に帯域通過型を用いた場合には、図５（ｃ）に示すように、ｆ２が最も電力が小さくてｆ１、ｆ３の電力がｆ２の電力よりも大きい出力信号が得られる。なお、図５に示す差動増幅器１０７の各周波数の出力信号は、各最大の周波数における受信信号の電力は差動増幅器の利得倍されたＰ３（利得が０[ｄＢ]未満ならばＰ２＞Ｐ３、利得が０[ｄＢ]以上ならばＰ２≦Ｐ３）となる。   First, as shown in FIG. 2, a signal composed of frequency components f1, f2, and f3 of power P1 is input from the signal input terminal 101. Next, the filter 106 selects one of the signal outputs shown in FIG. 3 that has been divided into equal amplitudes by the distributor 103 and has power P2 (P1> P2) and whose amplitude has been halved by the filter 106. As a result, when the filter 106 is a low-pass filter, as shown in FIG. 4A, an output signal in which power decreases in the order of f1, f2, and f3 is obtained. In addition, when the filter 106 is a high-pass filter, an output signal whose power decreases in the order of f3, f2, and f1 is obtained as shown in FIG. 4B. When the filter 106 is a band pass type, as shown in FIG. 4C, an output signal is obtained in which f2 has the highest power and the powers of f1 and f3 are smaller than the power of f2. On the other hand, the other signal output of the distributor 103 is not frequency-selected, so that the signal of FIG. 3 is input to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 107 and the signal of FIG. Will be. Due to the in-phase signal removal function of the differential amplifier 107, the signal output terminal 102 outputs the difference between the amplitude components of the distributed signals distributed by the distributor 103 as shown in FIG. 5 and input to the differential amplifier 107. A signal is obtained. In other words, when the low-pass filter is used for the filter 106, an output signal in which the power decreases in the order of f3, f2, and f1 from which the low-frequency amplitude component has been removed is obtained as shown in FIG. It is done. When a high-pass filter is used for the filter 106, as shown in FIG. 5B, output of amplitude components in which power decreases in the order of f1, f2, and f3 from which the high-frequency amplitude components have been removed. A signal is obtained. Further, when the band pass type is used for the filter 106, as shown in FIG. 5C, an output signal is obtained in which f2 has the smallest power and the powers of f1 and f3 are larger than the power of f2. Note that the output signal of each frequency of the differential amplifier 107 shown in FIG. 5 is that the received signal power at each maximum frequency is P3 multiplied by the gain of the differential amplifier (if the gain is less than 0 [dB], P2> P3 If the gain is 0 [dB] or more, P2 ≦ P3).

次に、フィルタ１０６の減衰特性が帯域阻止型の場合について説明する。   Next, a case where the attenuation characteristic of the filter 106 is a band rejection type will be described.

図２に示すように、信号入力端子１０１より、電力Ｐ１の周波数成分ｆ１、ｆ２、ｆ３からなる信号が入力する。次に、分配器１０３において等振幅に分配されて電力Ｐ２（Ｐ１＞Ｐ２）でかつ振幅が半分になった図３に示す信号出力の一方をフィルタ１０６にて周波数選択を行う。これにより、図６に示すように、ｆ２が最も電力が低くてｆ１、ｆ３の電力がｆ２の電力よりも大きい出力信号が得られる。一方、分配器１０３の信号出力の他方は周波数選択を行わないことで、差動増幅器１０７の非反転入力端子には図３の信号、反転入力端子には図６の信号が同位相にて入力されることになる。差動増幅器１０７の有する同相信号除去作用から、信号出力端子１０２には、図７に示すような分配器１０３にて分配されて差動増幅器１０７に入力した分配信号の振幅成分の差の出力信号が得られる。即ち、図７に示すように、ｆ２が最も電力が大きくてｆ１、ｆ３の電力がｆ２の電力よりも小さい出力信号が得られる。なお、図７に示す差動増幅器１０７の出力信号は、ｆ２における受信信号の電力は差動増幅器の利得倍されたＰ３（利得が０[ｄＢ]未満ならばＰ２＞Ｐ３、利得が０[ｄＢ]以上ならばＰ２≦Ｐ３）となる。   As shown in FIG. 2, a signal composed of frequency components f1, f2, and f3 of power P1 is input from a signal input terminal 101. Next, the filter 106 selects one of the signal outputs shown in FIG. 3 that has been divided into equal amplitudes by the distributor 103 and has power P2 (P1> P2) and whose amplitude has been halved by the filter 106. As a result, as shown in FIG. 6, an output signal is obtained in which f2 has the lowest power and f1 and f3 have higher power than f2. On the other hand, the other of the signal outputs of the distributor 103 does not perform frequency selection, so that the signal of FIG. 3 is input to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 107 and the signal of FIG. Will be. Due to the in-phase signal removal function of the differential amplifier 107, the difference output of the amplitude component of the distribution signal distributed to the signal output terminal 102 by the distributor 103 as shown in FIG. A signal is obtained. That is, as shown in FIG. 7, an output signal is obtained in which f2 has the largest power and the powers of f1 and f3 are smaller than the power of f2. Note that the output signal of the differential amplifier 107 shown in FIG. 7 is that the received signal power at f2 is P3 multiplied by the gain of the differential amplifier (P2> P3 if the gain is less than 0 [dB], and the gain is 0 [dB]. If it is above, then P2 ≦ P3).

従って、フィルタ１０６の阻止帯域を所望周波数帯域に設定するとともに、フィルタ回路１０８を受信部に適用する場合にはフィルタ１０６の通過帯域を妨害波周波数帯に、フィルタ回路１０８を送信部、局発部に適用する場合にはフィルタ１０６の通過帯域を不要周波数成分の帯域に設定することで、所望周波数成分のみを取り出すことができる。   Therefore, the stop band of the filter 106 is set to a desired frequency band, and when the filter circuit 108 is applied to the receiving unit, the pass band of the filter 106 is set to the interference wave frequency band, and the filter circuit 108 is set to the transmitting unit and the local oscillator In the case of applying to the above, only the desired frequency component can be extracted by setting the pass band of the filter 106 to the band of the unnecessary frequency component.

信号出力端子１０２からの出力信号は、フィルタ１０６の阻止帯域に存在するものであり、阻止帯域の受信信号を阻止する際に損失が生じた場合でも、この損失が通過帯域の受信信号に与える影響は小さい。   The output signal from the signal output terminal 102 exists in the stop band of the filter 106, and even if a loss occurs when blocking the received signal in the stop band, the effect of this loss on the received signal in the pass band. Is small.

このように、本実施の形態１によれば、入力信号を２系統に分配して、フィルタにて周波数選択した一方の分配信号と周波数選択しない他方の分配信号との振幅成分の差を差動増幅器より出力するので、高周波帯における減衰特性または通過特性を維持することができる。また、本実施の形態１によれば、フィルタ１０６を、所定の帯域を通過させないように阻止する帯域阻止型のフィルタにする場合には、高周波帯での急峻な減衰特性を有する帯域通過型構成を集積化することができる。また、本実施の形態１によれば、分配器１０３の２出力端子と後段回路との段間に緩衝器１０４、１０５を備え、分配器１０３からの２出力信号間の干渉を抑制するので、減衰特性の安定性を向上させることができる。   As described above, according to the first embodiment, the input signal is divided into two systems, and the difference in the amplitude component between one distribution signal whose frequency is selected by the filter and the other distribution signal whose frequency is not selected is differentially differentiated. Since it outputs from an amplifier, the attenuation | damping characteristic or a passage characteristic in a high frequency band can be maintained. Further, according to the first embodiment, when the filter 106 is a band rejection filter that prevents a predetermined band from passing, a band pass configuration having a steep attenuation characteristic in a high frequency band. Can be integrated. Further, according to the first embodiment, the buffers 104 and 105 are provided between the two output terminals of the distributor 103 and the subsequent circuit, and interference between the two output signals from the distributor 103 is suppressed. The stability of the attenuation characteristic can be improved.

なお、本実施の形態１において、差動増幅器１０７の反転入力端子にフィルタを通過しない分配信号を入力するとともに、非反転入力端子にフィルタを通過した分配信号を入力するようにしたが、これに限らず、差動増幅器１０７の入力端子の極性を反転させて非反転入力端子にフィルタを通過しない分配信号を入力するとともに、反転入力端子にフィルタを通過した分配信号を入力するようにしても良い。   In the first embodiment, the distribution signal that does not pass through the filter is input to the inverting input terminal of the differential amplifier 107, and the distribution signal that passes through the filter is input to the non-inverting input terminal. Not limited to this, the polarity of the input terminal of the differential amplifier 107 may be inverted so that the distribution signal that does not pass through the filter is input to the non-inversion input terminal, and the distribution signal that has passed the filter is input to the inverting input terminal. .

（実施の形態２）
図８は、本発明の実施の形態２におけるフィルタ回路８００の構成を示すブロック図である。 (Embodiment 2)
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of filter circuit 800 according to Embodiment 2 of the present invention.

本実施の形態２に係るフィルタ回路８００は、図１に示す実施の形態１に係るフィルタ回路１０８において、図８に示すように、調整回路８０１、比較器８０２、基準信号源８０３及びスイッチ８０４を追加する。なお、図８においては、図１と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。   As shown in FIG. 8, the filter circuit 800 according to the second embodiment includes an adjustment circuit 801, a comparator 802, a reference signal source 803, and a switch 804 in the filter circuit 108 according to the first embodiment shown in FIG. to add. In FIG. 8, parts having the same configuration as in FIG.

図８において、調整回路８０１は、校正回路として動作する場合には、フィルタ１０６が通過帯域内の信号に対して与える位相回転量または振幅減衰量と等価の位相回転または振幅減衰を緩衝器１０４から入力した分配信号に対して与えて比較器８０２及び差動増幅器１０７に出力する。また、調整回路８０１は、校正回路として動作しない場合には、所定の位相回転量を緩衝器１０４から入力した分配信号に対して与えることにより、差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を可変にすることができる。即ち、調整回路８０１は、緩衝器１０４から入力した分配信号に与える位相回転量を所定の値に設定することにより、差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を可変にすることができる。   In FIG. 8, when the adjustment circuit 801 operates as a calibration circuit, a phase rotation or amplitude attenuation equivalent to the phase rotation amount or amplitude attenuation amount that the filter 106 gives to the signal in the passband is output from the buffer 104. The input distribution signal is given to the comparator 802 and the differential amplifier 107. Further, when the adjustment circuit 801 does not operate as a calibration circuit, the adjustment circuit 801 gives a predetermined phase rotation amount to the distribution signal input from the buffer 104, thereby reducing the bandwidth of the output signal output from the differential amplifier 107. Can be variable. That is, the adjustment circuit 801 can make the band of the output signal output from the differential amplifier 107 variable by setting the phase rotation amount applied to the distribution signal input from the buffer 104 to a predetermined value.

比較器８０２は、調整回路８０１が校正回路として動作する場合には、校正時において差動増幅器１０７への同相入力信号間の位相差または振幅差を検出して、調整回路８０１の校正量を指示する第一の制御信号を調整回路８０１に出力することにより調整回路８０１の校正量を調整し、校正完了時後において校正データを保持する。一方、比較器８０２は、調整回路８０１が校正回路として動作しない場合には、位相回転量調整時において、差動増幅器１０７への同相入力信号間の位相差を検出して、差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域が所定の帯域になるような位相回転量を設定するための第一の制御信号を調整回路８０１に出力することにより調整回路８０１にて設定される位相回転量を調整し、位相回転量調整完了時後において設定した位相回転量を保持する。具体的には、調整回路８０１が校正回路として動作する場合と調整回路８０１が校正回路として動作しない場合との両方において、比較器８０２は、調整回路８０１と差動増幅器１０７の非反転入力端子とを接続する伝送路の中点（接続中点）の電圧（第１電圧）と、フィルタ１０６と差動増幅器１０７の反転入力端子とを接続する伝送路の中点（接続中点）の電圧（第２電圧）との電圧差を比較して、電圧差が所定値未満になるように調整回路８０１の校正量または位相回転量を調整する。また、比較器８０２は、調整回路８０１が校正回路として動作する場合と調整回路８０１が校正回路として動作しない場合との両方において、スイッチ８０４を切り換える制御を行う。分配器１０３への入力信号の周波数が高いために比較器８０２の比較動作可能範囲を超える場合には、比較器８０２の内部に分周回路を設けて比較周波数を低減する。ここで、校正時とは、フィルタ１０６が通過帯域内の信号に対して与える位相回転量または振幅減衰量と同等の位相回転または振幅減衰を設定するための調整段階であり、校正完了時とは、位相回転または振幅減衰の設定が終了した段階であり、位相回転量調整時とは差動増幅器１０７から所望の帯域の出力信号が得られるように位相回転量を設定するための調整段階であり、位相回転量調整完了時とは位相回転量の設定が終了した段階である。調整回路８０１が校正回路として動作する場合において、校正時には、比較器８０２は、調整回路８０１及びフィルタ１０６から分配信号が入力する毎に位相差または振幅差を繰り返し検出して、検出した位相差または振幅差が所定値まで低減されるように校正量を調整する。一方、調整回路８０１が校正回路として動作しない場合において、位相回転量調整時には、比較器８０２は、調整回路８０１及びフィルタ１０６から分配信号が入力する毎に位相差を繰り返し検出して、所定の帯域の出力信号が得られるような所定の位相差になるまで位相回転量を調整する。基準信号源８０３は、調整回路８０１の校正時及び位相回転量の調整時に、一定出力レベルにて周波数を掃引して分配器１０３に出力する。スイッチ８０４は、比較器８０２の制御に基づいて、校正完了時及び位相回転量調整完了時には信号入力端子１０１と分配器１０３を短絡し、校正時及び位相回転量調整時には基準信号源８０３と分配器１０３を短絡する。なお、校正時及び位相回転量調整時には差動増幅器１０７より出力された振幅成分は破棄され、校正完了時及び位相回転量調整完了時には比較器８０２は休止状態となり、比較器には信号は入力されない。   When the adjustment circuit 801 operates as a calibration circuit, the comparator 802 detects the phase difference or amplitude difference between the in-phase input signals to the differential amplifier 107 at the time of calibration, and indicates the calibration amount of the adjustment circuit 801. By outputting the first control signal to the adjustment circuit 801, the calibration amount of the adjustment circuit 801 is adjusted, and the calibration data is held after the calibration is completed. On the other hand, when the adjustment circuit 801 does not operate as a calibration circuit, the comparator 802 detects the phase difference between the in-phase input signals to the differential amplifier 107 and adjusts the phase rotation amount from the differential amplifier 107. The phase rotation amount set by the adjustment circuit 801 is adjusted by outputting to the adjustment circuit 801 a first control signal for setting the phase rotation amount so that the band of the output signal to be output becomes a predetermined band. Then, the phase rotation amount set after the completion of the phase rotation amount adjustment is held. Specifically, the comparator 802 includes the adjustment circuit 801 and the non-inverting input terminal of the differential amplifier 107 both when the adjustment circuit 801 operates as a calibration circuit and when the adjustment circuit 801 does not operate as a calibration circuit. And the voltage (first voltage) at the midpoint (connection midpoint) of the transmission line connecting the, and the voltage (midpoint of connection) at the midpoint (connection midpoint) of the transmission line connecting the filter 106 and the inverting input terminal of the differential amplifier 107. The voltage difference with the second voltage) is compared, and the calibration amount or phase rotation amount of the adjustment circuit 801 is adjusted so that the voltage difference is less than a predetermined value. The comparator 802 performs control to switch the switch 804 both when the adjustment circuit 801 operates as a calibration circuit and when the adjustment circuit 801 does not operate as a calibration circuit. When the frequency of the input signal to the divider 103 is high and exceeds the comparison operation possible range of the comparator 802, a frequency dividing circuit is provided inside the comparator 802 to reduce the comparison frequency. Here, calibration time is an adjustment stage for setting phase rotation or amplitude attenuation equivalent to the phase rotation amount or amplitude attenuation amount that the filter 106 gives to the signal in the passband. The phase rotation or amplitude attenuation setting is completed, and the phase rotation amount adjustment time is an adjustment step for setting the phase rotation amount so that an output signal in a desired band can be obtained from the differential amplifier 107. When the phase rotation amount adjustment is completed, the phase rotation amount has been set. When the adjustment circuit 801 operates as a calibration circuit, at the time of calibration, the comparator 802 repeatedly detects a phase difference or an amplitude difference every time a distribution signal is input from the adjustment circuit 801 and the filter 106, and detects the detected phase difference or The calibration amount is adjusted so that the amplitude difference is reduced to a predetermined value. On the other hand, when the adjustment circuit 801 does not operate as a calibration circuit, the comparator 802 repeatedly detects a phase difference every time a distribution signal is input from the adjustment circuit 801 and the filter 106 and adjusts the predetermined amount of bandwidth. The amount of phase rotation is adjusted until a predetermined phase difference is obtained such that the output signal is obtained. The reference signal source 803 sweeps the frequency at a constant output level and outputs it to the distributor 103 when the adjustment circuit 801 is calibrated and the phase rotation amount is adjusted. Based on the control of the comparator 802, the switch 804 short-circuits the signal input terminal 101 and the distributor 103 when the calibration is completed and when the phase rotation amount adjustment is completed, and when the calibration and the phase rotation amount are adjusted, the reference signal source 803 and the distributor. 103 is short-circuited. It should be noted that the amplitude component output from the differential amplifier 107 is discarded during calibration and phase rotation amount adjustment, and the comparator 802 is in a pause state when calibration is completed and phase rotation amount adjustment is completed, and no signal is input to the comparator. .

本発明に至る過程での検討によれば、差動増幅器１０７の２入力端子への同相入力信号の位相誤差あるいは振幅誤差が所定値以上の場合には、同相信号除去効果が低下することが分かっており、フィルタ回路８００の急峻な減衰特性を実現するには、前記位相誤差及び振幅誤差の低減が重要であるといえる。   According to the examination in the process leading to the present invention, when the phase error or amplitude error of the in-phase input signal to the two input terminals of the differential amplifier 107 is a predetermined value or more, the in-phase signal removal effect may be reduced. It is known that reducing the phase error and the amplitude error is important for realizing the steep attenuation characteristic of the filter circuit 800.

そこで、前記位相誤差、振幅誤差を高精度に校正する方法及び手順について説明する。   Therefore, a method and procedure for calibrating the phase error and amplitude error with high accuracy will be described.

調整回路８０１は、理想環境下かつ、フィルタ回路８００の構成要素にばらつきがない場合に、フィルタ１０６にて生じるものと同等の位相回転量及び振幅減衰量を与えるように設定される。   The adjustment circuit 801 is set to give a phase rotation amount and an amplitude attenuation amount equivalent to those generated in the filter 106 in an ideal environment and when there are no variations in the components of the filter circuit 800.

フィルタ回路８００をディスクリート部品にて構成する場合には、フィルタ１０６に適用する部品ごとに調整回路８０１を調整できるのに対し、フィルタ回路８００の構成要素を同一半導体基板上に形成する場合には、前記構成要素の特性ばらつきに対応した個別調整ができないことから、本実施の形態２では、まず、フィルタ回路８００の電源投入時に、スイッチ８０４を用いて分配器１０３への信号の入力経路を基準信号源８０３側に切替えるとともに、差動増幅器１０７に入力される２信号間の位相誤差及び振幅誤差を比較器８０２にてモニターし、所定の誤差範囲内に収束するように調整回路８０１を制御する。なお、次回以降の電源投入時には、再度、校正動作を繰り返す方法と、本校正時に校正回路に出力した第一の制御信号を比較器８０２にて保持して調整回路８０１の状態を固定する方法のどちらを実行してもよく、調整回路８０１は、前記２種類の状況に対応できる構成とする。   When the filter circuit 800 is configured with discrete components, the adjustment circuit 801 can be adjusted for each component applied to the filter 106, whereas when the components of the filter circuit 800 are formed on the same semiconductor substrate, In the second embodiment, since the individual adjustment corresponding to the characteristic variation of the constituent elements cannot be performed, first, when the filter circuit 800 is turned on, the switch 804 is used to set the signal input path to the distributor 103 as the reference signal. While switching to the source 803 side, the phase error and amplitude error between the two signals input to the differential amplifier 107 are monitored by the comparator 802, and the adjustment circuit 801 is controlled so as to converge within a predetermined error range. It should be noted that when the power is turned on after the next time, the calibration operation is repeated again, and the first control signal output to the calibration circuit at the time of this calibration is held by the comparator 802 to fix the state of the adjustment circuit 801. Either may be executed, and the adjustment circuit 801 is configured to be able to cope with the two types of situations.

次に、温度変動などの環境変動時には、フィルタ１０６にて生じる位相回転量及び振幅減衰量が電源投入時から変化する可能性があることから、フィルタ回路８００が休止状態となるタイミングにて、電源投入時と同様の校正を実施することで、校正精度を向上可能である。なお、その他の動作は上記実施の形態１と同様であるので説明を省略する。また、各出力信号は、図２〜図７と同一であるので、その説明は省略する。   Next, when the environment changes such as a temperature change, the amount of phase rotation and amplitude attenuation generated in the filter 106 may change from when the power is turned on. Calibration accuracy can be improved by performing the same calibration as that at the time of input. Since other operations are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted. Each output signal is the same as that shown in FIGS.

次に、調整回路８０１がフィルタ１０６の通過帯域内と等価の振幅減衰量を与えるとともに、位相回転量を調整する場合について説明する。   Next, a case where the adjustment circuit 801 provides an amplitude attenuation amount equivalent to that in the pass band of the filter 106 and adjusts the phase rotation amount will be described.

調整回路８０１が与える位相回転量がフィルタ１０６の通過帯域内と等価の場合には、既に説明したように、フィルタ１０６とフィルタ回路８００の周波数特性は反転する。また、フィルタ１０６とフィルタ回路８００のカットオフ周波数(３ｄＢ減衰点)は同一である。   When the amount of phase rotation provided by the adjustment circuit 801 is equivalent to that in the pass band of the filter 106, the frequency characteristics of the filter 106 and the filter circuit 800 are inverted as described above. Further, the cutoff frequency (3 dB attenuation point) of the filter 106 and the filter circuit 800 is the same.

調整回路８０１の与える位相回転量が、フィルタ１０６の通過帯域内における同一周波数におけるものと異なる場合、差動増幅器１０７の同相除去効果が得られないことになり、フィルタ１０６の通過帯域内であっても、フィルタ回路８００の阻止帯域ではなくなる。従って、フィルタ回路８００のカットオフ周波数を可変できることになる。   When the amount of phase rotation provided by the adjustment circuit 801 is different from that at the same frequency in the pass band of the filter 106, the common-mode rejection effect of the differential amplifier 107 cannot be obtained, Is no longer the stop band of the filter circuit 800. Therefore, the cutoff frequency of the filter circuit 800 can be varied.

このように、本実施の形態２によれば、前記実施の形態１の効果に加えて、校正用の基準信号源８０３と、調整回路８０１、及び比較器８０２を用いて、差動増幅器１０７の２入力端子への同相入力信号の位相誤差あるいは振幅誤差を所定値未満に抑制するので、極めて急峻な減衰特性を実現することができる。また、本実施の形態２によれば、調整回路８０１における校正時には基準信号源と分配器とを短絡するとともに、基準信号源の出力周波数を掃引するので、より高精度な校正を実現することができる。   As described above, according to the second embodiment, in addition to the effect of the first embodiment, the reference signal source 803 for calibration, the adjustment circuit 801, and the comparator 802 are used to adjust the differential amplifier 107. Since the phase error or amplitude error of the in-phase input signal to the two input terminals is suppressed below a predetermined value, extremely steep attenuation characteristics can be realized. Further, according to the second embodiment, the reference signal source and the distributor are short-circuited and the output frequency of the reference signal source is swept at the time of calibration in the adjustment circuit 801, so that more accurate calibration can be realized. it can.

なお、本実施の形態２において、調整回路８０１が校正回路として動作しない場合には、位相回転量のみを調整することとしたが、これに限らず、調整回路８０１にて振幅減衰量と位相回転量との両方を調整することにより、フィルタ１０６が通過帯域内の信号に対して与える位相回転量及び振幅減衰量と等価の位相回転及び振幅減衰を緩衝器１０４から入力した分配信号に対して与え、同時に差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を調整するようにしても良い。この場合、出力信号の帯域を調整する調整回路と位相回転量及び振幅減衰量を与える校正回路とを別々の回路にしても良いし共用する回路にしても良い。   In the second embodiment, when the adjustment circuit 801 does not operate as a calibration circuit, only the phase rotation amount is adjusted. However, the present invention is not limited to this, and the adjustment circuit 801 uses the amplitude attenuation amount and the phase rotation. By adjusting both, the phase rotation and amplitude attenuation equivalent to the phase rotation amount and amplitude attenuation amount that the filter 106 gives to the signal in the passband is given to the distributed signal inputted from the buffer 104. At the same time, the band of the output signal output from the differential amplifier 107 may be adjusted. In this case, the adjustment circuit for adjusting the band of the output signal and the calibration circuit for providing the phase rotation amount and the amplitude attenuation amount may be separate circuits or shared circuits.

（実施の形態３）
図９は、本発明の実施の形態３におけるフィルタ回路９００の構成を示すブロック図である。 (Embodiment 3)
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of filter circuit 900 according to Embodiment 3 of the present invention.

本実施の形態３に係るフィルタ回路９００は、図８に示す実施の形態２に係るフィルタ回路８００において、図９に示すように、選択器９０３を追加し、フィルタ１０６の代わりにフィルタ９０１を有し、調整回路８０１の代わりに調整回路９０２を有する。なお、図９においては、図１及び図８と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。   The filter circuit 900 according to the third embodiment is the same as the filter circuit 800 according to the second embodiment shown in FIG. 8 except that a selector 903 is added and a filter 901 is provided instead of the filter 106 as shown in FIG. In addition, an adjustment circuit 902 is provided instead of the adjustment circuit 801. In FIG. 9, parts having the same configurations as those in FIGS. 1 and 8 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

図９において、フィルタ９０１は、インダクタ及び容量により構成される帯域阻止型構成であり、インダクタ値あるいは容量値を可変とすることで阻止帯域を可変とする。即ち、フィルタ９０１は、所定の通信帯域内の一部の周波数成分の通過を阻止して、所定の周波数成分のみを通過させる。そして、フィルタ９０１は、緩衝器１０５から入力した分配信号の通過帯域内において、阻止帯域以外の通過帯域内の周波数成分を差動増幅器１０７に出力する。調整回路９０２は、校正回路として動作する場合には、フィルタ９０１が通過帯域内の信号に対して与える位相回転量、振幅減衰量と同等の位相回転、振幅減衰を緩衝器１０４からの出力信号に対して与えて差動増幅器１０７及び比較器８０２に出力する。また、調整回路９０２は、校正回路として動作しない場合には、所定の位相回転量を緩衝器１０４から入力した分配信号に対して与えることにより、差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を可変にすることができる。即ち、調整回路９０２は、緩衝器１０４から入力した分配信号に与える位相回転量を所定の位相回転量に設定することにより、フィルタ９０１を通過する分配信号の帯域を可変にする場合と同様に差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を可変にすることができる。選択器９０３は、図示しない検波回路より入力したフィルタ９０１の帯域を選択する帯域選択信号に基づいて、フィルタ９０１の阻止帯域を制御するとともに、フィルタ９０１の阻止帯域変更に伴う位相回転量及び振幅減衰量変化に対応して調整回路９０２の位相回転量及び振幅減衰量を制御する第二の制御信号を調整回路９０２に出力する。なお、校正時に差動増幅器１０７より出力された振幅成分は破棄され、校正完了時には比較器８０２は休止状態となり、比較器８０２には信号は入力されない。   In FIG. 9, a filter 901 has a band-stop type configuration including an inductor and a capacitance, and the stop band is variable by changing the inductor value or the capacitance value. In other words, the filter 901 blocks passage of some frequency components within a predetermined communication band and allows only predetermined frequency components to pass. The filter 901 outputs a frequency component in the pass band other than the stop band to the differential amplifier 107 in the pass band of the distribution signal input from the buffer 105. When the adjustment circuit 902 operates as a calibration circuit, the phase rotation amount and amplitude attenuation equivalent to the amount of phase rotation and amplitude attenuation given to the signal in the passband by the filter 901 are output to the output signal from the buffer 104. And output to the differential amplifier 107 and the comparator 802. Further, when the adjustment circuit 902 does not operate as a calibration circuit, the adjustment circuit 902 gives a predetermined phase rotation amount to the distribution signal input from the buffer 104, thereby reducing the bandwidth of the output signal output from the differential amplifier 107. Can be variable. That is, the adjustment circuit 902 sets the phase rotation amount applied to the distribution signal input from the buffer 104 to a predetermined phase rotation amount, thereby making the difference as in the case where the band of the distribution signal passing through the filter 901 is variable. The band of the output signal output from the dynamic amplifier 107 can be made variable. The selector 903 controls the stop band of the filter 901 based on a band selection signal for selecting the band of the filter 901 input from a detection circuit (not shown), and also the amount of phase rotation and amplitude attenuation accompanying the change of the stop band of the filter 901. A second control signal for controlling the phase rotation amount and the amplitude attenuation amount of the adjustment circuit 902 corresponding to the change in the amount is output to the adjustment circuit 902. Note that the amplitude component output from the differential amplifier 107 at the time of calibration is discarded, and when the calibration is completed, the comparator 802 is in a pause state and no signal is input to the comparator 802.

以上のように構成されたフィルタ回路９００について、以下、その動作を説明する。   The operation of the filter circuit 900 configured as described above will be described below.

フィルタ回路９００を適用する無線機のユーザーによる手動選択、あるいは、前記無線機にて検波された受信電界強度や基地局制御チャネル情報をもとにした自動選択により、選択器９０３に帯域選択信号が入力する。帯域選択信号を受信した選択器９０３から帯域可変信号がフィルタ９０１に出力され、フィルタ９０１の阻止帯域が固定される。   A band selection signal is sent to the selector 903 by manual selection by a user of a radio device to which the filter circuit 900 is applied, or by automatic selection based on received electric field strength and base station control channel information detected by the radio device. input. A band variable signal is output to the filter 901 from the selector 903 that has received the band selection signal, and the stop band of the filter 901 is fixed.

前回と異なる帯域を選択する帯域選択信号が受信されると、フィルタ９０１では阻止帯域の変更に伴い、通過帯域内の位相回転量及び振幅減衰量も変動する。調整回路９０２が、入力信号に対して固定の位相回転量及び振幅減衰量を与える場合には、フィルタ回路９００は、減衰特性を維持できないことになるため、調整回路９０２では、帯域可変信号に応じて変化するフィルタ９０１の通過帯域内の位相回転量及び振幅減衰量に相当する入力信号校正データを保持、あるいは、各位相回転量及び振幅減衰量に対応した個別回路を用意しておき、帯域可変信号に応じて、選択器９０３が第二の制御信号により調整回路９０２の状態を変更する。上記変更完了後、上記実施の形態２におけるものと同様のプロセスにて、差動増幅器１０７の２入力端子への同相入力信号の位相誤差あるいは振幅誤差を所定値未満に抑制する。また、調整回路９０２が校正回路として動作しない場合、調整回路９０２が緩衝器１０４から入力した分配信号に対して所定の位相回転量を与えることにより、フィルタ９０１にて阻止帯域を変更するのと同様に差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を変更することができる。なお、その他の動作は上記実施の形態１及び実施の形態２と同様であるので説明を省略する。また、各出力信号は、図２、図３、図６及び図７と同一であるので、その説明は省略する。   When a band selection signal for selecting a band different from the previous band is received, the filter 901 also changes the amount of phase rotation and the amount of amplitude attenuation in the pass band as the stop band is changed. When the adjustment circuit 902 gives a fixed phase rotation amount and amplitude attenuation amount to the input signal, the filter circuit 900 cannot maintain the attenuation characteristic. Therefore, the adjustment circuit 902 responds to the band variable signal. The input signal calibration data corresponding to the phase rotation amount and the amplitude attenuation amount in the pass band of the filter 901 that changes depending on the frequency is held, or an individual circuit corresponding to each phase rotation amount and amplitude attenuation amount is prepared, and the band is variable. In response to the signal, the selector 903 changes the state of the adjustment circuit 902 according to the second control signal. After completion of the change, the phase error or amplitude error of the in-phase input signal to the two input terminals of the differential amplifier 107 is suppressed to less than a predetermined value by the same process as in the second embodiment. Further, when the adjustment circuit 902 does not operate as a calibration circuit, the adjustment circuit 902 gives a predetermined phase rotation amount to the distribution signal input from the buffer 104, and is similar to changing the stop band by the filter 901. The band of the output signal output from the differential amplifier 107 can be changed. Since other operations are the same as those in the first and second embodiments, description thereof will be omitted. Each output signal is the same as that shown in FIGS. 2, 3, 6, and 7, and a description thereof will be omitted.

このように、本実施の形態３によれば、上記実施の形態１及び実施の形態２の効果に加えて、フィルタ９０１を帯域阻止型構成にすることにより通過帯域を可変できる帯域通過型フィルタを集積化することができる。また、本実施の形態３によれば、フィルタ９０１の阻止帯域を制御するとともに、フィルタ９０１の阻止帯域に応じて調整回路９０２の位相回転量及び振幅減衰量を制御するので、所望の帯域の変更に柔軟に対応することができ、より急峻な減衰特性を実現することができる。また、本実施の形態３によれば、フィルタ９０１と調整回路９０２との両方を用いて差動増幅器１０７から出力される出力信号の帯域を変更することができるので、高速に所望の帯域の出力信号を得ることができる。   As described above, according to the third embodiment, in addition to the effects of the first and second embodiments, the bandpass filter that can change the passband by making the filter 901 a band-stopping configuration is provided. It can be integrated. Further, according to the third embodiment, the stop band of the filter 901 is controlled, and the phase rotation amount and the amplitude attenuation amount of the adjustment circuit 902 are controlled according to the stop band of the filter 901. It is possible to flexibly cope with the above and to realize a steeper attenuation characteristic. Further, according to the third embodiment, since the band of the output signal output from the differential amplifier 107 can be changed using both the filter 901 and the adjustment circuit 902, the output of a desired band can be performed at high speed. A signal can be obtained.

なお、本実施の形態３において、帯域選択信号はフィルタ回路９００の外部から入力することとしたが、これに限らず、帯域選択信号を生成する機能をフィルタ回路９００の機能として取り込んで帯域選択信号生成部を設けて、フィルタ回路９００の内部の帯域選択信号生成部から選択器９０３に帯域選択信号が入力するようにしても良い。   In the third embodiment, the band selection signal is input from the outside of the filter circuit 900. However, the present invention is not limited to this, and the function of generating the band selection signal is incorporated as a function of the filter circuit 900. A generation unit may be provided so that the band selection signal is input to the selector 903 from the band selection signal generation unit inside the filter circuit 900.

（実施の形態４）
図１０は、本発明の実施の形態４におけるフィルタ回路の構成を示すブロック図である。 (Embodiment 4)
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the filter circuit according to Embodiment 4 of the present invention.

本実施の形態４に係るフィルタ回路１０００は、図１に示す実施の形態１に係るフィルタ回路１０８において、図１０に示すように、検波回路１００１、スイッチ１００２、スイッチ１００５及びスイッチ１００６を追加し、差動増幅器１０７の代わりに差動増幅器１００７を有する。なお、図１０においては、図１と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。   The filter circuit 1000 according to the fourth embodiment adds a detection circuit 1001, a switch 1002, a switch 1005, and a switch 1006 to the filter circuit 108 according to the first embodiment shown in FIG. A differential amplifier 1007 is provided instead of the differential amplifier 107. 10, parts having the same configuration as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted.

図１０において、検波回路１００１は、所望周波数帯以外の妨害波あるいは不要周波数成分を検知し、妨害波または不要周波数成分が検出された場合には信号入力端子１０１と分配器１０３とが接続されるようにスイッチ１００２を切り換え、妨害波または不要周波数成分が検出されない場合には信号入力端子１０１と差動増幅器１００７の非反転入力端子とが接続されるようにスイッチ１００２を切り換える。スイッチ１００２は、スイッチ端子１００３及びスイッチ端子１００４を有し、検波回路１００１での検波結果に基づいて、信号入力端子１０１をスイッチ端子１００３またはスイッチ端子１００４と短絡させることにより、信号入力端子１０１が差動増幅器１００７の非反転入力端子と接続される場合と分配器１０３と接続される場合との経路切り換えを実施する。スイッチ１００５は、検波回路１００１での検波結果に基づいて、緩衝器１０４が差動増幅器１００７の非反転入力端子と接続される場合といずれの回路にも接続されない場合との経路切り換えを実施する。スイッチ１００６は、検波回路１００１での検波結果に基づいて、差動増幅器１００７の反転入力端子が接地される場合とフィルタ１０６に接続される場合との経路切り換えを実施する。差動増幅器１００７は、緩衝器１０４から非反転入力端子に入力した分配信号と、フィルタ１０６から反転入力端子に入力した分配信号との振幅成分の差、または信号入力端子１０１から非反転入力端子に入力した入力信号と接地された反転入力端子との振幅成分の差を信号出力端子１０２へ出力する。また、差動増幅器１００７は、検波回路１００１での検波結果に基づいて利得切替えを実施する。即ち、差動増幅器１００７は、分配器１０３にて入力信号を分配することにより生じる入力信号における減衰分を補完する利得を入力した分配信号に与える。   In FIG. 10, a detection circuit 1001 detects an interference wave or an unnecessary frequency component other than the desired frequency band, and when an interference wave or an unnecessary frequency component is detected, the signal input terminal 101 and the distributor 103 are connected. In this way, the switch 1002 is switched, and when no interference wave or unnecessary frequency component is detected, the switch 1002 is switched so that the signal input terminal 101 and the non-inverting input terminal of the differential amplifier 1007 are connected. The switch 1002 includes a switch terminal 1003 and a switch terminal 1004. The signal input terminal 101 is connected to the switch terminal 1003 or the switch terminal 1004 by short-circuiting the signal input terminal 101 based on the detection result in the detection circuit 1001. The path is switched between the case where it is connected to the non-inverting input terminal of the dynamic amplifier 1007 and the case where it is connected to the distributor 103. The switch 1005 switches the path between the case where the buffer 104 is connected to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 1007 and the case where it is not connected to any circuit based on the detection result in the detection circuit 1001. The switch 1006 switches the path between the case where the inverting input terminal of the differential amplifier 1007 is grounded and the case where it is connected to the filter 106 based on the detection result in the detection circuit 1001. The differential amplifier 1007 has a difference in amplitude component between the distributed signal input from the buffer 104 to the non-inverting input terminal and the distributed signal input from the filter 106 to the inverting input terminal, or from the signal input terminal 101 to the non-inverting input terminal. The difference in amplitude component between the input signal input and the grounded inverting input terminal is output to the signal output terminal 102. Further, the differential amplifier 1007 performs gain switching based on the detection result in the detection circuit 1001. That is, the differential amplifier 1007 gives the input distributed signal a gain that complements the attenuation in the input signal generated by distributing the input signal by the distributor 103.

以上のように構成されたフィルタ回路について、以下、その動作を説明する。   The operation of the filter circuit configured as described above will be described below.

検波回路１００１にて妨害波あるいは不要周波数成分が検知されない場合には、スイッチ１００２はスイッチ端子１００３を信号入力端子１０１と短絡させ、スイッチ１００５は入出力端子間を開放し、またスイッチ１００６は入出力端子間を短絡して差動増幅器１００７の反転入力端子を接地するとともに、差動増幅器１００７の利得をＧ１[ｄＢ]に設定する。一方、検波回路１００１にて妨害波あるいは不要周波数成分が検知された場合には、スイッチ１００２はスイッチ端子１００４を信号入力端子１０１と短絡させ、スイッチ１００５は入出力端子間を短絡させ、またスイッチ１００６は入出力端子間を開放するとともに、フィルタ１０６での減衰分を補完するために差動増幅器１００７の利得をＧ２(Ｇ２＝Ｇ１＋３)[ｄＢ]に設定することで、回路切替え時における信号出力端子１０２におけるレベル変動を抑制する。その他の動作は、実施の形態１と同様であり説明を省略する。また、各出力信号は、図２〜図７と同一であるので、その説明は省略する。   When the detection circuit 1001 does not detect an interference wave or an unnecessary frequency component, the switch 1002 short-circuits the switch terminal 1003 with the signal input terminal 101, the switch 1005 opens between the input and output terminals, and the switch 1006 inputs and outputs The terminals are short-circuited to ground the inverting input terminal of the differential amplifier 1007, and the gain of the differential amplifier 1007 is set to G1 [dB]. On the other hand, when an interference wave or an unnecessary frequency component is detected by the detection circuit 1001, the switch 1002 short-circuits the switch terminal 1004 with the signal input terminal 101, the switch 1005 short-circuits between the input and output terminals, and the switch 1006. Opens the gap between the input and output terminals and sets the gain of the differential amplifier 1007 to G2 (G2 = G1 + 3) [dB] in order to supplement the attenuation in the filter 106, so that the signal output terminal at the time of circuit switching The level fluctuation at 102 is suppressed. Other operations are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted. Each output signal is the same as that shown in FIGS.

このように、本実施の形態４によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、妨害波あるいは不要周波数成分の存在しない環境下では、信号入力端子１０１が差動増幅器１００７の非反転入力端子に直接接続されるようにスイッチ１００２を切り換えてフィルタ１０６の機能の動作・非動作の切替えを実施することにより所望の周波数における受信信号が減衰しないので、差動増幅器１００７の利得を抑えることができて消費電流を削減することができる。また、本実施の形態４によれば、検波回路１００１により所望周波数以外の周波数成分を検波した場合は、信号分配時の減衰分を補完する利得に差動増幅器１００７の設定を切替えるので、出力レベルを一定に維持することができる。   As described above, according to the fourth embodiment, in addition to the effect of the first embodiment, the signal input terminal 101 is connected to the non-inverting input of the differential amplifier 1007 in an environment where no interference wave or unnecessary frequency component exists. Since the received signal at a desired frequency is not attenuated by switching the switch 1002 so as to be directly connected to the terminal and switching the function of the filter 106 between operation and non-operation, the gain of the differential amplifier 1007 can be suppressed. And current consumption can be reduced. Further, according to the fourth embodiment, when the frequency component other than the desired frequency is detected by the detection circuit 1001, the setting of the differential amplifier 1007 is switched to a gain that complements the attenuation at the time of signal distribution. Can be kept constant.

なお、本実施の形態４において、緩衝器１０４から出力された分配信号が直接差動増幅器１００７の非反転入力端子に入力されることとしたが、これに限らず、上記実施の形態２と同様に、緩衝器１０４と差動増幅器１００７の非反転入力端子との間に、差動増幅器１００７の２入力端子への同相入力信号の位相誤差あるいは振幅誤差を所定値未満に抑制する校正回路を追加しても良いし、フィルタ１０６を阻止帯域可変の帯域阻止型とするとともに、差動増幅器１００７の２入力端子への同相入力信号の位相誤差あるいは振幅誤差を所定値未満に抑制する校正回路及びフィルタ１０６の帯域を可変に切り換える選択器を追加しても良い。これにより、フィルタ回路のより急峻な減衰特性を実現することができる。また、本実施の形態４において、フィルタ１０６を通過する分配信号の帯域を固定にしたが、これに限らず、フィルタ１０６を帯域阻止型構成とするとともに上記実施の形態３と同様に選択器を設けて、フィルタ１０６の通過を阻止する帯域を可変にしても良い。また、本実施の形態４において、検波回路１００１にて妨害波あるいは不要周波数成分が検知された場合には、差動増幅器１００７の利得を３[ｄＢ]上げることとしたが、これに限らず、任意の所定の利得に設定することができる。   In the fourth embodiment, the distribution signal output from the buffer 104 is directly input to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 1007. However, the present invention is not limited to this, and is the same as in the second embodiment. In addition, a calibration circuit is added between the buffer 104 and the non-inverting input terminal of the differential amplifier 1007 to suppress the phase error or amplitude error of the in-phase input signal to the two input terminals of the differential amplifier 1007 below a predetermined value. Alternatively, the filter 106 may be a band rejection type with a variable stop band, and a calibration circuit and a filter that suppress the phase error or amplitude error of the in-phase input signal to the two input terminals of the differential amplifier 1007 below a predetermined value. A selector for variably switching the band 106 may be added. Thereby, a steeper attenuation characteristic of the filter circuit can be realized. In the fourth embodiment, the band of the distribution signal passing through the filter 106 is fixed. However, the present invention is not limited to this, and the filter 106 has a band rejection type configuration and a selector as in the third embodiment. It is also possible to provide a variable band for preventing the filter 106 from passing. In the fourth embodiment, when an interference wave or an unnecessary frequency component is detected by the detection circuit 1001, the gain of the differential amplifier 1007 is increased by 3 [dB]. It can be set to any predetermined gain.

（実施の形態５）
図１１は、本発明の実施の形態５における無線装置１１００の構成を示すブロック図である。低雑音増幅器１１０１、フィルタ回路１１０２及びミキサ１１０３は、高周波部１１０４を構成する。 (Embodiment 5)
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of radio apparatus 1100 according to Embodiment 5 of the present invention. The low noise amplifier 1101, the filter circuit 1102, and the mixer 1103 constitute a high frequency unit 1104.

図１１において、低雑音増幅器１１０１は、アンテナ１１０５にて受信した受信信号を増幅してフィルタ回路１１０２へ出力する。フィルタ回路１１０２は、低雑音増幅器１１０１から入力した受信信号より所望の周波数成分を通過させてミキサ１１０３へ出力する。ここで、フィルタ回路１１０２は、図１のフィルタ回路１０８、図８のフィルタ回路８００、図９のフィルタ回路９００及び図１０のフィルタ回路１０００のいずれかを適宜適用することができる。ミキサ１１０３は、フィルタ回路１１０２から入力した受信信号を周波数変換して復調器１１０６へ出力する。復調器１１０６は、ミキサ１１０３から入力した受信信号を復調して受信データを得る。   In FIG. 11, the low noise amplifier 1101 amplifies the reception signal received by the antenna 1105 and outputs the amplified signal to the filter circuit 1102. The filter circuit 1102 passes a desired frequency component from the received signal input from the low noise amplifier 1101 and outputs it to the mixer 1103. Here, as the filter circuit 1102, any one of the filter circuit 108 in FIG. 1, the filter circuit 800 in FIG. 8, the filter circuit 900 in FIG. 9, and the filter circuit 1000 in FIG. 10 can be applied as appropriate. The mixer 1103 converts the frequency of the reception signal input from the filter circuit 1102 and outputs it to the demodulator 1106. The demodulator 1106 demodulates the reception signal input from the mixer 1103 to obtain reception data.

以上のように構成された無線装置１１００について、以下、その動作を説明する。   The operation of radio apparatus 1100 configured as described above will be described below.

低雑音増幅器１１０１の出力に存在する所望周波数帯以外の妨害波あるいは不要周波数成分をフィルタ回路１１０２にて減衰し、ミキサ１１０３の飽和を抑止する。なお、フィルタ回路１１０２の動作は実施の形態１〜実施の形態４のいずれかに記載した動作と同様であり説明を省略する。   An interference wave other than a desired frequency band or an unnecessary frequency component existing in the output of the low noise amplifier 1101 is attenuated by the filter circuit 1102, and saturation of the mixer 1103 is suppressed. Note that the operation of the filter circuit 1102 is the same as that described in any of Embodiments 1 to 4, and description thereof is omitted.

このように、本実施の形態５によれば、上記実施の形態１〜実施の形態４の効果に加えて、低雑音増幅器１１０１の出力に存在する所望周波数帯以外の妨害波あるいは不要周波数成分をフィルタ回路１１０２にて減衰し、ミキサ１１０３の飽和を抑止するので、復調器１１０６の感度劣化を抑制することができる。また、本実施の形態５によれば、フィルタ回路１１０２をフィルタ回路１０８、８００、９００、１０００のいずれかと同一構成にすることにより、いずれのフィルタ回路においても集積化と親和性が高いため、高周波部１１０４を同一半導体基板上に形成することが容易になり、無線装置１１００の小型化及び部品点数の削減を実現できる。   As described above, according to the fifth embodiment, in addition to the effects of the first to fourth embodiments, interference waves or unnecessary frequency components other than the desired frequency band existing in the output of the low noise amplifier 1101 are also displayed. Since attenuation is performed by the filter circuit 1102 and saturation of the mixer 1103 is suppressed, deterioration in sensitivity of the demodulator 1106 can be suppressed. Further, according to the fifth embodiment, since the filter circuit 1102 has the same configuration as any of the filter circuits 108, 800, 900, and 1000, integration and affinity are high in any filter circuit. The part 1104 can be easily formed over the same semiconductor substrate, and the wireless device 1100 can be downsized and the number of parts can be reduced.

なお、本実施の形態５において、フィルタ回路１１０２を低雑音増幅器１１０１とミキサ１１０３との間に配置しているが、これに限らず、フィルタ回路１１０２を高周波部１１０４における低雑音増幅器１１０１とミキサ１１０３との間以外の位置に配置して、高周波帯におけるフィルタ回路の集積化を図るとともに急峻な減衰特性を得るようにしても良い。また、本実施の形態５において、フィルタ回路１１０２を高周波部１１０４にて用いることとしたが、これに限らず、高周波部１１０４以外の低周波部等においてフィルタ回路１１０２を用いるようにしても良い。   Although the filter circuit 1102 is arranged between the low noise amplifier 1101 and the mixer 1103 in the fifth embodiment, the present invention is not limited to this, and the filter circuit 1102 is not limited to the low noise amplifier 1101 and the mixer 1103 in the high frequency unit 1104. The filter circuit may be integrated at a position other than between the filter circuit and the filter circuit in the high frequency band to be integrated and a steep attenuation characteristic may be obtained. In the fifth embodiment, the filter circuit 1102 is used in the high frequency unit 1104. However, the present invention is not limited to this, and the filter circuit 1102 may be used in a low frequency unit other than the high frequency unit 1104.

（実施の形態６）
図１２は、本発明の実施の形態６における無線装置１２００の構成を示すブロック図である。変調器１２０１、フィルタ回路１２０２及び電力増幅器１２０３は、高周波部１２０４を構成する。 (Embodiment 6)
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of radio apparatus 1200 according to Embodiment 6 of the present invention. The modulator 1201, the filter circuit 1202, and the power amplifier 1203 constitute a high frequency unit 1204.

図１２において、変調器１２０１は、ベースバンド部１２０６から入力した送信信号を変調してフィルタ回路１２０２に出力する。フィルタ回路１２０２は、変調器１２０１から入力した送信信号より所望の周波数成分を通過させて電力増幅器１２０３に出力する。ここで、フィルタ回路１２０２は、図１のフィルタ回路１０８、図８のフィルタ回路８００、図９のフィルタ回路９００及び図１０のフィルタ回路１０００のいずれかを適宜適用することができる。電力増幅器１２０３は、フィルタ回路１２０２から入力した送信信号における送信電力を増幅してアンテナ１２０５より送信する。ベースバンド部１２０６は、送信データをベースバンド処理して送信信号を生成し、生成した送信信号を変調器１２０１に出力する。   In FIG. 12, a modulator 1201 modulates the transmission signal input from the baseband unit 1206 and outputs the modulated transmission signal to the filter circuit 1202. The filter circuit 1202 passes a desired frequency component from the transmission signal input from the modulator 1201 and outputs it to the power amplifier 1203. Here, as the filter circuit 1202, any of the filter circuit 108 in FIG. 1, the filter circuit 800 in FIG. 8, the filter circuit 900 in FIG. 9, and the filter circuit 1000 in FIG. 10 can be applied as appropriate. The power amplifier 1203 amplifies the transmission power in the transmission signal input from the filter circuit 1202 and transmits it from the antenna 1205. Baseband section 1206 performs baseband processing on transmission data to generate a transmission signal, and outputs the generated transmission signal to modulator 1201.

以上のように構成された無線装置１２００について、以下、その動作を説明する。   The operation of radio apparatus 1200 configured as described above will be described below.

変調器１２０１の出力に存在する所望周波数帯以外の不要周波数成分をフィルタ回路１２０２にて減衰する。なお、フィルタ回路１２０２の動作は、上記実施の形態１〜実施の形態４と同様であり説明を省略する。   Unnecessary frequency components other than the desired frequency band existing in the output of the modulator 1201 are attenuated by the filter circuit 1202. Note that the operation of the filter circuit 1202 is the same as that in Embodiments 1 to 4, and the description thereof is omitted.

このように、本実施の形態６によれば、上記実施の形態１〜実施の形態４の効果に加えて、変調器１２０１の出力に存在する所望周波数帯以外の不要周波数成分をフィルタ回路１２０２にて減衰するので、アンテナ１２０５からの不要輻射を抑制することができる。また、本実施の形態６によれば、フィルタ回路１２０２をフィルタ回路１０８、８００、９００、１０００のいずれかと同一構成にすることによりいずれのフィルタ回路においても集積化と親和性が高いため、高周波部１２０４を同一半導体基板上に形成することが容易になり、無線装置１２００の小型化、部品点数の削減を実現することができる。   Thus, according to the sixth embodiment, in addition to the effects of the first to fourth embodiments, unnecessary frequency components other than the desired frequency band present in the output of the modulator 1201 are input to the filter circuit 1202. Therefore, unnecessary radiation from the antenna 1205 can be suppressed. Further, according to the sixth embodiment, since the filter circuit 1202 has the same configuration as any one of the filter circuits 108, 800, 900, and 1000, integration and affinity are high in any filter circuit. 1204 can be easily formed over the same semiconductor substrate, and the wireless device 1200 can be downsized and the number of components can be reduced.

なお、本実施の形態６において、フィルタ回路１２０２を変調器１２０１と電力増幅器１２０３との間に配置しているが、これに限らず、フィルタ回路１２０２を高周波部１２０４における変調器１２０１と電力増幅器１２０３との間以外の位置に配置して、高周波帯におけるフィルタ回路の集積化を図るとともに急峻な減衰特性を得るようにしても良い。また、本実施の形態６において、フィルタ回路１２０２を高周波部１２０４にて用いることとしたが、これに限らず、高周波部１２０４以外の低周波部等においてフィルタ回路１２０２を用いるようにしても良い。   In the sixth embodiment, the filter circuit 1202 is arranged between the modulator 1201 and the power amplifier 1203. However, the present invention is not limited to this, and the filter circuit 1202 includes the modulator 1201 and the power amplifier 1203 in the high-frequency unit 1204. The filter circuit may be integrated at a position other than between the filter circuit and the filter circuit in the high frequency band to be integrated and a steep attenuation characteristic may be obtained. In the sixth embodiment, the filter circuit 1202 is used in the high frequency unit 1204. However, the present invention is not limited to this, and the filter circuit 1202 may be used in a low frequency unit other than the high frequency unit 1204.

（実施の形態７）
図１３は、本発明の実施の形態７における無線装置１３００の構成を示すブロック図である。 (Embodiment 7)
FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of radio apparatus 1300 according to Embodiment 7 of the present invention.

本実施の形態７に係る無線装置１３００は、図１１に示す実施の形態５に係る無線装置１１００において、図１３に示すように、局部発振器１３０１及びフィルタ回路１３０２を追加する。なお、図１３においては、図１１と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。   Radio apparatus 1300 according to the seventh embodiment adds local oscillator 1301 and filter circuit 1302 to radio apparatus 1100 according to the fifth embodiment shown in FIG. 11, as shown in FIG. In FIG. 13, parts having the same configuration as in FIG.

低雑音増幅器１１０１、フィルタ回路１１０２、ミキサ１１０３、局部発振器１３０１及びフィルタ回路１３０２は、高周波部１３０３を構成する。   The low noise amplifier 1101, the filter circuit 1102, the mixer 1103, the local oscillator 1301, and the filter circuit 1302 constitute a high frequency unit 1303.

図１３において、局部発振器１３０１は、周波数変換用の所定の周波数の信号を生成してフィルタ回路１３０２に出力する。フィルタ回路１３０２は、局部発振器１３０１から入力した周波数変換用の信号より所望の周波数成分を通過させてミキサ１１０３に出力する。ここで、フィルタ回路１３０２は、図１のフィルタ回路１０８、図８のフィルタ回路８００、図９のフィルタ回路９００及び図１０のフィルタ回路１０００のいずれかを適宜適用することができる。   In FIG. 13, the local oscillator 1301 generates a signal having a predetermined frequency for frequency conversion and outputs the signal to the filter circuit 1302. The filter circuit 1302 passes a desired frequency component from the signal for frequency conversion input from the local oscillator 1301 and outputs it to the mixer 1103. Here, as the filter circuit 1302, any one of the filter circuit 108 in FIG. 1, the filter circuit 800 in FIG. 8, the filter circuit 900 in FIG. 9, and the filter circuit 1000 in FIG. 10 can be applied as appropriate.

以上のように構成された無線装置１３００において、局部発振器１３０１の出力に存在する所望周波数以外の不要周波数成分をフィルタ回路１３０２にて減衰する。   In radio apparatus 1300 configured as described above, unnecessary frequency components other than the desired frequency present in the output of local oscillator 1301 are attenuated by filter circuit 1302.

このように、本実施の形態７によれば、上記実施の形態１〜実施の形態４の効果に加えて、局部発振器１３０１の出力に存在する所望周波数以外の不要周波数成分をフィルタ回路１３０２にて減衰するので、ミキサ１１０３にて生じる相互変調歪を抑制して復調器１１０６の感度劣化を抑えることができる。また、本実施の形態７によれば、フィルタ回路１３０２をフィルタ回路１０８、８００、９００、１０００のいずれかと同一構成にすることによりいずれのフィルタ回路においても集積化と親和性が高いため、高周波部１３０３を同一半導体基板上に形成することが容易になり、無線装置１３００の小型化、部品点数の削減を実現できる。   As described above, according to the seventh embodiment, in addition to the effects of the first to fourth embodiments, unnecessary frequency components other than the desired frequency present in the output of the local oscillator 1301 are filtered by the filter circuit 1302. Since attenuation occurs, intermodulation distortion generated in the mixer 1103 can be suppressed, and deterioration in sensitivity of the demodulator 1106 can be suppressed. Further, according to the seventh embodiment, since the filter circuit 1302 has the same configuration as any of the filter circuits 108, 800, 900, and 1000, integration and affinity are high in any filter circuit. It becomes easy to form 1303 on the same semiconductor substrate, so that the wireless device 1300 can be downsized and the number of components can be reduced.

なお、本実施の形態７において、フィルタ回路１１０２を高周波部１３０３における低雑音増幅器１１０１とミキサ１１０３との間に配置するとともに、フィルタ回路１３０２を高周波部１３０３における局部発振器１３０１とミキサ１１０３との間に配置しているが、これに限らず、フィルタ回路１１０２を高周波部１３０３における低雑音増幅器１１０１とミキサ１１０３との間以外の位置に配置するか、またはフィルタ回路１３０２を高周波部１３０３における局部発振器１３０１とミキサ１１０３との間以外の位置に配置して、高周波帯におけるフィルタ回路の集積化を図るとともに急峻な減衰特性を得るようにしても良い。また、本実施の形態７において、フィルタ回路１１０２、１３０２を高周波部１３０３にて用いることとしたが、これに限らず、高周波部１３０３以外の低周波部等においてフィルタ回路１１０２、１３０２を用いるようにしても良い。   In the seventh embodiment, the filter circuit 1102 is disposed between the low noise amplifier 1101 and the mixer 1103 in the high frequency unit 1303, and the filter circuit 1302 is disposed between the local oscillator 1301 and the mixer 1103 in the high frequency unit 1303. However, the present invention is not limited to this, and the filter circuit 1102 is arranged at a position other than between the low noise amplifier 1101 and the mixer 1103 in the high frequency unit 1303 or the filter circuit 1302 is connected to the local oscillator 1301 in the high frequency unit 1303. The filter circuit may be arranged at a position other than that between the mixer 1103 and the filter circuit in the high frequency band may be integrated and a steep attenuation characteristic may be obtained. In the seventh embodiment, the filter circuits 1102 and 1302 are used in the high frequency unit 1303. However, the present invention is not limited to this, and the filter circuits 1102 and 1302 are used in a low frequency unit other than the high frequency unit 1303. May be.

（実施の形態８）
図１４は、本発明の実施の形態８における無線装置１４００の構成を示すブロック図である。分配器１４０３、１／２分周器１４０４、差動増幅器１４０５、偶高調波ミキサ１４０６、偶高調波ミキサ１４０７、フィルタ回路１４０８及びフィルタ回路１４０９は、周波数変換回路１４１０を構成する。また、直交復調器１４１１ａ、１４１１ｂは、受信機１４１２を構成する。また、直交復調器１４１４ａ、１４１４ｂは、受信機１４１５を構成する。ここで、受信機１４１２は、２．５×ｆ０なる無線周波数を使用するダイレクトコンバージョン受信機であり、受信機１４１５はｆ０なる無線周波数を使用するダイレクトコンバージョン受信機である。 (Embodiment 8)
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of radio apparatus 1400 according to Embodiment 8 of the present invention. The distributor 1403, the 1/2 frequency divider 1404, the differential amplifier 1405, the even harmonic mixer 1406, the even harmonic mixer 1407, the filter circuit 1408, and the filter circuit 1409 constitute a frequency conversion circuit 1410. The quadrature demodulators 1411a and 1411b constitute a receiver 1412. Further, the quadrature demodulators 1414a and 1414b constitute a receiver 1415. Here, the receiver 1412 is a direct conversion receiver that uses a radio frequency of 2.5 × f0, and the receiver 1415 is a direct conversion receiver that uses a radio frequency of f0.

図１４において、局部発振器１４０１は、ｆ０なる周波数を生成して分配器１４０２へ出力する。分配器１４０２は、局部発振器１４０１から入力した周波数ｆ０の信号を分配して、分配信号を分配器１４０３と移相器１４１３とに出力する。分配器１４０３は、分配器１４０２から入力した信号を分配して、分配信号を１／２分周器１４０４と差動増幅器１４０５の非反転入力端子とに出力する。１／２分周器１４０４は、分配器１４０３から入力した信号を１／２に分周して偶高調波ミキサ１４０６と偶高調波ミキサ１４０７とに出力する。差動増幅器１４０５は、反転入力端子を接地するとともに、分配器１４０３から入力した分配信号を偶高調波ミキサ１４０６、１４０７に出力する。偶高調波ミキサ１４０６は、差動増幅器１４０５の出力周波数の２倍周波数（２×ｆ０）と１／２分周器１４０４の出力周波数（０．５×ｆ０）を混合してフィルタ回路１４０８に出力する。偶高調波ミキサ１４０７は、差動増幅器１４０５の出力周波数の２倍周波数（２×ｆ０）と１／２分周器１４０４の出力周波数（０．５×ｆ０）を混合してフィルタ回路１４０９に出力する。フィルタ回路１４０８は、偶高調波ミキサ１４０６から入力した信号より所望の周波数成分を通過させて直交復調器１４１１ａに出力する。ここで、フィルタ回路１４０８は、図１のフィルタ回路１０８、図８のフィルタ回路８００、図９のフィルタ回路９００及び図１０のフィルタ回路１０００のいずれかを適宜適用することができる。フィルタ回路１４０９は、偶高調波ミキサ１４０７から入力した信号より所望の周波数成分を通過させて直交復調器１４１１ｂに出力する。ここで、フィルタ回路１４０９は、図１のフィルタ回路１０８、図８のフィルタ回路８００、図９のフィルタ回路９００及び図１０のフィルタ回路１０００のいずれかを適宜適用することができる。直交復調器１４１１ａは、フィルタ回路１４０８から入力した信号を直交復調して受信データを得る。直交復調器１４１１ｂは、フィルタ回路１４０９から入力した信号を直交復調して受信データを得る。移相器１４１３は、分配器１４０２から入力した分配信号から９０度位相差を有する２波を生成して、直交復調器１４１４ａと直交復調器１４１４ｂに出力する。直交復調器１４１４ａは、移相器１４１３から入力した信号を直交復調して受信データを得る。直交復調器１４１４ｂは、移相器１４１３から入力した信号を直交復調して受信データを得る。   In FIG. 14, the local oscillator 1401 generates a frequency f 0 and outputs it to the distributor 1402. The distributor 1402 distributes the signal of the frequency f0 input from the local oscillator 1401, and outputs the distribution signal to the distributor 1403 and the phase shifter 1413. The distributor 1403 distributes the signal input from the distributor 1402 and outputs the distributed signal to the ½ divider 1404 and the non-inverting input terminal of the differential amplifier 1405. The ½ divider 1404 divides the signal input from the distributor 1403 by ½ and outputs it to the even harmonic mixer 1406 and the even harmonic mixer 1407. The differential amplifier 1405 grounds the inverting input terminal and outputs the distribution signal input from the distributor 1403 to the even harmonic mixers 1406 and 1407. The even harmonic mixer 1406 mixes the double frequency (2 × f0) of the output frequency of the differential amplifier 1405 and the output frequency (0.5 × f0) of the 1/2 frequency divider 1404 and outputs the result to the filter circuit 1408. To do. The even harmonic mixer 1407 mixes the double frequency (2 × f0) of the output frequency of the differential amplifier 1405 and the output frequency (0.5 × f0) of the 1/2 frequency divider 1404 and outputs the result to the filter circuit 1409. To do. The filter circuit 1408 passes a desired frequency component from the signal input from the even harmonic mixer 1406 and outputs it to the quadrature demodulator 1411a. Here, as the filter circuit 1408, any one of the filter circuit 108 in FIG. 1, the filter circuit 800 in FIG. 8, the filter circuit 900 in FIG. 9, and the filter circuit 1000 in FIG. 10 can be applied as appropriate. The filter circuit 1409 passes a desired frequency component from the signal input from the even harmonic mixer 1407 and outputs it to the quadrature demodulator 1411b. Here, as the filter circuit 1409, any one of the filter circuit 108 in FIG. 1, the filter circuit 800 in FIG. 8, the filter circuit 900 in FIG. 9, and the filter circuit 1000 in FIG. 10 can be applied as appropriate. The quadrature demodulator 1411a performs quadrature demodulation on the signal input from the filter circuit 1408 to obtain received data. The quadrature demodulator 1411b performs quadrature demodulation on the signal input from the filter circuit 1409 to obtain received data. The phase shifter 1413 generates two waves having a 90-degree phase difference from the distribution signal input from the distributor 1402 and outputs the two waves to the quadrature demodulator 1414a and the quadrature demodulator 1414b. The quadrature demodulator 1414a performs quadrature demodulation on the signal input from the phase shifter 1413 to obtain received data. The quadrature demodulator 1414b performs quadrature demodulation on the signal input from the phase shifter 1413 to obtain received data.

以上のように構成された無線機について、以下、その動作を説明する。   The operation of the wireless device configured as described above will be described below.

偶高調波ミキサ１４０６、１４０７の出力端子には、所望信号成分の２．５×ｆ０、不要周波数成分の１．５×ｆ０が等振幅で現れる。フィルタ回路１０８、８００または１０００を構成するフィルタ１０６を低域通過型とすることで、所望周波数成分のみを取り出すことができる。   At the output terminals of the even harmonic mixers 1406 and 1407, 2.5 × f0 of the desired signal component and 1.5 × f0 of the unnecessary frequency component appear with equal amplitude. By making the filter 106 constituting the filter circuit 108, 800 or 1000 low-pass, only a desired frequency component can be extracted.

不要周波数として、前記周波数成分以外が存在する場合には、フィルタ１０６の構成を低域通過型から帯域阻止型に変更したフィルタ９０１を用いることで対応可能である。   If the frequency component other than the frequency component exists as an unnecessary frequency, it can be dealt with by using a filter 901 in which the configuration of the filter 106 is changed from a low-pass type to a band rejection type.

ここで、例えばｆ０を２ＧＨｚ帯とすると、周波数変換回路１４１０から５ＧＨｚ帯の出力信号を取り出せるため、２ＧＨｚ帯の局部発振器を用意することで、２ＧＨｚ帯／５ＧＨｚ帯のデュアルバンドに対応した受信機を実現可能である。なお、フィルタ回路１４０８、１４０９の動作は実施の形態１〜実施の形態４と同様であり説明を省略する。   Here, for example, if f0 is set to 2 GHz band, a 5 GHz band output signal can be taken out from the frequency conversion circuit 1410. Therefore, by preparing a local oscillator of 2 GHz band, a receiver compatible with 2 GHz band / 5 GHz band dual band can be obtained. It is feasible. Note that the operations of the filter circuits 1408 and 1409 are the same as those in Embodiments 1 to 4, and description thereof is omitted.

このように、本実施の形態８によれば、上記実施の形態１〜実施の形態４の効果に加えて、局部発信周波数による不要周波数を低減したデュアルバンドシステムに対応する無線装置を提供することができる。   As described above, according to the eighth embodiment, in addition to the effects of the first to fourth embodiments, it is possible to provide a radio apparatus corresponding to a dual band system in which an unnecessary frequency due to a local transmission frequency is reduced. Can do.

なお、本実施の形態８において、差動増幅器１４０５の反転入力端子を接地するとともに、非反転入力端子に分配信号を入力するようにしたが、これに限らず、差動増幅器１４０５の入力端子の極性を反転させて非反転入力端子を接地するとともに、反転入力端子に分配信号を入力するようにしても良い。また、本実施の形態８において、差動増幅器１４０５を用いたが、これに限らず、差動増幅器１４０５の代わりに分配器を用いても同様の効果が得られる。また、本実施の形態８において、周波数変換回路１４１０をダイレクトコンバージョン受信機に適用することとしたが、これに限らず、周波数変換回路１４１０をダイレクトコンバージョン送信機に適用しても同様の効果が得られる。   In the eighth embodiment, the inverting input terminal of the differential amplifier 1405 is grounded and the distribution signal is input to the non-inverting input terminal. However, the present invention is not limited to this, and the input terminal of the differential amplifier 1405 The polarity may be reversed to ground the non-inverting input terminal, and the distribution signal may be input to the inverting input terminal. In the eighth embodiment, the differential amplifier 1405 is used. However, the present invention is not limited to this, and the same effect can be obtained by using a distributor instead of the differential amplifier 1405. In the eighth embodiment, the frequency conversion circuit 1410 is applied to the direct conversion receiver. However, the present invention is not limited to this, and the same effect can be obtained by applying the frequency conversion circuit 1410 to the direct conversion transmitter. It is done.

本発明にかかるフィルタ回路及び無線装置は、回路を大型化せずに高周波帯での急峻な減衰特性を得る効果を有し、受信信号または送信信号等の周波数選択を行う場合に有用である。   The filter circuit and the wireless device according to the present invention have an effect of obtaining a steep attenuation characteristic in a high frequency band without increasing the size of the circuit, and are useful when performing frequency selection of a reception signal or a transmission signal.

本発明の実施の形態１に係るフィルタ回路の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the filter circuit which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る信号の電力と周波数との関係を示す図The figure which shows the relationship between the electric power and frequency of the signal which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る信号の電力と周波数との関係を示す図The figure which shows the relationship between the electric power and frequency of the signal which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る信号の電力と周波数との関係を示す図The figure which shows the relationship between the electric power and frequency of the signal which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る信号の電力と周波数との関係を示す図The figure which shows the relationship between the electric power and frequency of the signal which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る信号の電力と周波数との関係を示す図The figure which shows the relationship between the electric power and frequency of the signal which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る信号の電力と周波数との関係を示す図The figure which shows the relationship between the electric power and frequency of the signal which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２に係るフィルタ回路の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the filter circuit which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態３に係るフィルタ回路の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the filter circuit which concerns on Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態４に係るフィルタ回路の構成を示すブロック図The block diagram which shows the structure of the filter circuit which concerns on Embodiment 4 of this invention. 本発明の実施の形態５に係る無線装置の構成を示すブロック図FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a radio apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. 本発明の実施の形態６に係る無線装置の構成を示すブロック図FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a radio apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. 本発明の実施の形態７に係る無線装置の構成を示すブロック図FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a radio apparatus according to Embodiment 7 of the present invention. 本発明の実施の形態８に係る無線装置の構成を示すブロック図FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a radio apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.

符号の説明Explanation of symbols

１０１ 信号入力端子
１０２ 信号出力端子
１０３ 分配器
１０４、１０５ 緩衝器
１０６、９０１ フィルタ
１０７、１００７ 差動増幅器
１０８、８００、９００、１０００、１１０２、１２０２、１３０２、１４０８、１４０９ フィルタ回路
８０１、９０２ 調整回路
８０２ 比較器
８０３ 基準信号源
８０４、１００２、１００５、１００６ スイッチ
９０３ 選択器
１００１ 検波回路
１００３、１００４ スイッチ端子
１１００、１２００、１３００、１４００ 無線装置
１１０１ 低雑音増幅器
１１０３ ミキサ
１１０４、１２０４、１３０３ 高周波部
１１０５、１２０５ アンテナ
１１０６ 復調器
１２０１ 変調器
１２０３ 電力増幅器
１２０６ ベースバンド部
１３０１、１４０１ 局部発振器
１４０２、１４０３ 分配器
１４０４ １／２分周器
１４０６、１４０７ 偶高調波ミキサ
１４１０ 周波数変換回路
１４１１ａ、１４１１ｂ、１４１４ａ、１４１４ｂ 直交復調器
１４１２、１４１５ 受信機
１４１３ 移相器 101 signal input terminal 102 signal output terminal 103 distributor 104, 105 buffer 106, 901 filter 107, 1007 differential amplifier 108, 800, 900, 1000, 1102, 1202, 1302, 1408, 1409 filter circuit 801, 902 adjustment circuit 802 Comparator 803 Reference signal source 804, 1002, 1005, 1006 Switch 903 Selector 1001 Detection circuit 1003, 1004 Switch terminal 1100, 1200, 1300, 1400 Radio equipment 1101 Low noise amplifier 1103 Mixer 1104, 1204, 1303 High frequency unit 1105, 1205 Antenna 1106 Demodulator 1201 Modulator 1203 Power amplifier 1206 Baseband part 1301 and 1401 Local oscillator 1402 and 1403 Divider 1404 / 2 frequency divider 1406 and 1407 even harmonic mixer 1410 frequency converter 1411a, 1411b, 1414a, 1414b quadrature demodulator 1412,1415 receiver 1413 phase shifter

Claims (12)

入力信号を２系統の分配信号に分配する分配器と、前記分配器にて分配された一方の前記分配信号を所定の帯域にて通過させる周波数選択を行うフィルタと、前記分配器にて分配された他方の前記分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力する差動増幅器と、を具備することを特徴とするフィルタ回路。   A distributor that distributes an input signal into two distribution signals, a filter that selects a frequency that allows one of the distribution signals distributed by the distributor to pass in a predetermined band, and a distribution that is distributed by the distributor And a differential amplifier that outputs a difference in amplitude component between the other distributed signal and the one distributed signal frequency-selected by the filter. 前記分配器にて分配された前記２系統の分配信号間の干渉を抑制する緩衝器を具備し、前記フィルタは、前記緩衝器にて干渉を抑制された前記一方の分配信号に対して周波数選択し、前記差動増幅器は、前記緩衝器にて干渉を抑制された前記他方の分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力することを特徴とする請求項１記載のフィルタ回路。   A buffer that suppresses interference between the two systems of distributed signals distributed by the distributor; and the filter selects a frequency for the one distributed signal of which interference is suppressed by the buffer The differential amplifier outputs a difference in amplitude component between the other distributed signal whose interference is suppressed by the buffer and the one distributed signal whose frequency is selected by the filter. The filter circuit according to claim 1. 前記一方の分配信号が前記フィルタを通過する帯域における位相回転または振幅減衰と等価の位相回転量または振幅減衰量を前記他方の分配信号に対して与える校正回路を具備し、前記差動増幅器は、前記校正回路にて前記位相回転量または前記振幅減衰量を与えられた前記他方の分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力することを特徴とする請求項１または請求項２記載のフィルタ回路。   A calibration circuit that provides a phase rotation amount or amplitude attenuation amount equivalent to phase rotation or amplitude attenuation in a band in which the one distribution signal passes through the filter to the other distribution signal; The calibration circuit outputs a difference in amplitude component between the other distribution signal given the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount and the one distribution signal frequency-selected by the filter. The filter circuit according to claim 1 or 2. 前記他方の分配信号に対して前記校正回路にて与えられる前記位相回転量または前記振幅減衰量を調整するための基準信号を発生する基準信号源と、前記校正回路にて前記他方の分配信号に与える前記位相回転量または前記振幅減衰量を調整する際には前記基準信号が前記分配器に入力され、前記校正回路にて前記他方の分配信号に対して前記位相回転量または前記振幅減衰量を与える際には入力信号が前記分配器に入力されるように切り換えるスイッチとを具備し、前記分配器は、前記校正回路にて前記他方の分配信号に与える前記位相回転量または前記振幅減衰量を調整する際には前記基準信号を２系統に分配し、前記校正回路にて前記他方の分配信号に対して前記位相回転量または前記振幅減衰量を与える際には前記入力信号を２系統に分配することを特徴とする請求項３記載のフィルタ回路。   A reference signal source that generates a reference signal for adjusting the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount given by the calibration circuit with respect to the other distribution signal, and the other distribution signal by the calibration circuit When adjusting the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount to be applied, the reference signal is input to the distributor, and the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount is set to the other distribution signal by the calibration circuit. A switch for switching so that an input signal is input to the distributor when the signal is applied, and the distributor is configured to change the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount applied to the other distribution signal in the calibration circuit. When adjusting, the reference signal is distributed to two systems, and when the calibration circuit supplies the phase rotation amount or the amplitude attenuation amount to the other distribution signal, the input signal is distributed to two systems. The filter circuit according to claim 3, wherein the dispensing. 前記校正回路と前記差動増幅器とを接続する伝送路の中点の電圧である第１電圧と、前記フィルタと前記差動増幅器とを接続する伝送路の中点の電圧である第２電圧とを比較する比較器を具備し、前記校正回路は、前記第１電圧と前記第２電圧との差が所定値未満の前記比較器による比較結果が得られるまで前記他方の分配信号に対して前記位相回転量または前記振幅減衰量を与えることを特徴とする請求項３または請求項４記載のフィルタ回路。   A first voltage which is a midpoint voltage of a transmission line connecting the calibration circuit and the differential amplifier; and a second voltage which is a midpoint voltage of a transmission path connecting the filter and the differential amplifier. A comparator for comparing the second distribution signal with respect to the other distribution signal until a comparison result is obtained by the comparator in which a difference between the first voltage and the second voltage is less than a predetermined value. 5. The filter circuit according to claim 3, wherein a phase rotation amount or the amplitude attenuation amount is given. 前記フィルタは、通過を阻止する帯域である阻止帯域にて前記一方の分配信号の通過を阻止することにより前記一方の分配信号に対して周波数選択を行い、前記差動増幅器は、前記フィルタを通過した前記一方の分配信号と前記他方の分配信号との振幅成分の差を出力することを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載のフィルタ回路。   The filter performs frequency selection on the one distribution signal by blocking the passage of the one distribution signal in a stop band that is a band for blocking the passage, and the differential amplifier passes the filter. 6. The filter circuit according to claim 1, wherein a difference in amplitude component between the one distributed signal and the other distributed signal is output. 前記フィルタは、通過を阻止する帯域である阻止帯域にて前記一方の分配信号の通過を阻止することにより前記一方の分配信号に対して周波数選択を行うとともに前記阻止帯域を可変にし、前記校正回路は、前記阻止帯域が変更される毎に、前記一方の分配信号が前記阻止帯域が変更された前記フィルタを通過する帯域における位相回転または振幅減衰と等価の位相回転量または振幅減衰量を、前記他方の分配信号に対して与えることを特徴とする請求項３から請求項５のいずれかに記載のフィルタ回路。   The filter performs frequency selection on the one distribution signal by blocking the passage of the one distribution signal in a stop band which is a band for blocking the passage, and makes the stop band variable, and the calibration circuit. Each time the stopband is changed, the one distributed signal has a phase rotation amount or amplitude attenuation amount equivalent to phase rotation or amplitude attenuation in a band passing through the filter with the stopband changed. 6. The filter circuit according to claim 3, wherein the filter circuit is applied to the other distributed signal. 前記分配器にて分配された前記他方の分配信号に対して所定の位相回転量を与えるとともに前記他方の分配信号に与える前記位相回転量を可変にする調整回路を具備し、前記差動増幅器は、前記調整回路にて前記位相回転量を与えられた前記他方の前記分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載のフィルタ回路。   An adjustment circuit for providing a predetermined phase rotation amount to the other distribution signal distributed by the distributor and making the phase rotation amount to be applied to the other distribution signal variable; 2. A difference in amplitude component between the other distribution signal given the phase rotation amount by the adjustment circuit and the one distribution signal frequency-selected by the filter is output. The filter circuit according to claim 7. 所望の周波数成分以外の周波数成分を検波する検波回路と、前記検波回路にて所望の周波数成分以外の周波数成分が検波された場合には入力信号が前記分配器を経由して前記差動増幅器に入力する伝送経路を選択し、前記検波回路にて所望の周波数成分のみが検波された場合には入力信号が前記分配器を経由せずに前記差動増幅器に入力する伝送経路を選択するように切り換えるスイッチとを具備し、前記差動増幅器は、前記検波回路にて所望の周波数成分のみが検波された場合には前記入力信号をそのまま出力し、前記検波回路にて所望の周波数成分以外の周波数成分が検波された場合には前記他方の分配信号と前記フィルタにより周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力することを特徴とする請求項１から請求項８のいずれかに記載のフィルタ回路。   A detection circuit for detecting a frequency component other than a desired frequency component, and when a frequency component other than a desired frequency component is detected by the detection circuit, an input signal is sent to the differential amplifier via the distributor. An input transmission path is selected, and when only a desired frequency component is detected by the detection circuit, an input signal is selected so as to be input to the differential amplifier without passing through the distributor. A switch for switching, and the differential amplifier outputs the input signal as it is when only the desired frequency component is detected by the detection circuit, and the frequency other than the desired frequency component by the detection circuit. 9. When a component is detected, a difference in amplitude component between the other distributed signal and the one distributed signal frequency-selected by the filter is output. Filter circuit according to any one. 前記差動増幅器は、前記検波回路により所望周波数以外の周波数成分が検波された場合には、前記分配器にて入力信号を分配することにより生じる入力信号における減衰分を補完する利得を加えた前記振幅成分の差を出力することを特徴とする請求項９記載のフィルタ回路。   The differential amplifier is configured such that, when a frequency component other than a desired frequency is detected by the detection circuit, a gain that complements an attenuation in the input signal generated by distributing the input signal by the distributor is added. The filter circuit according to claim 9, wherein a difference between amplitude components is output. 請求項１から請求項１０のいずれかに記載のフィルタ回路を具備することを特徴とする無線装置。   A radio apparatus comprising the filter circuit according to claim 1. 入力信号を２系統の分配信号に分配するステップと、通過を阻止する帯域である阻止帯域にて分配された一方の前記分配信号の通過を阻止することにより前記一方の分配信号に対して周波数選択を行うステップと、分配された他方の前記分配信号と周波数選択された前記一方の分配信号との振幅成分の差を出力するステップと、を具備することを特徴とする出力信号選択方法。   A step of distributing the input signal into two distribution signals, and a frequency selection for the one distribution signal by blocking the passage of one of the distribution signals distributed in the stop band, which is a band for blocking the passage. And a step of outputting a difference in amplitude component between the other distributed signal and one frequency-distributed distribution signal, and an output signal selection method comprising:
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