JP2004537244A - 高輝度放電ランプ用の調光可能な電子安定器 - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
本発明は、HID(高輝度放電)ランプ、たとえばメタルハライドHIDランプ用の調光可能な安定器に関する。
【背景技術】
【0002】
本出願は、2001年3月22日出願の「DIMMABLE HID BALLAST CONTROL CIRCUIT」という名称の米国仮特許出願第60/277,636号の特典および優先権を主張する。この開示全体を参照により本明細書に合体する。
【0003】
HID(high intensity discharge)ランプ用の電子安定器の設計では、HIDランプが、蛍光ランプなど他のガス放電ランプと異なる特性を有することを考慮する必要がある。具体的には、HIDランプでは始動電圧がより大きく、一般に、最大振幅で3kVである。一般に、蛍光ランプの始動電圧は、最大振幅で1kVである。HIDランプにはフィラメントがないので、フィラメントを余熱する必要はない。一般に、電子的に安定化させた蛍光ランプは30〜50kHzで動作する。HIDランプもこうした周波数で動作させているが、しばしば音響共鳴(acoustic resonance)が生じ、それによってアークのためにランプが損傷する恐れがあり、ランプが爆発することさえある。このため、一般に、HIDランプは、数百Hzの範囲のより低い周波数で動作させて音響共鳴を回避する。このような低い周波数では、共振出力回路を用いずに、矩形波を用いるより大型のフルブリッジスイッチング回路を使用して、HIDランプを駆動する。
【0004】
さらに、従来技術では、一般に、HIDランプは単一パルス式スタータで点灯させるが、こうした単一パルス式イグナイタではランプが始動しそこなうことがあるので、信頼性の問題が生じる。さらに、HIDランプが高温状態のときには、始動電圧ははるかに大きいレベル、たとえば、25キロボルト程度に上がる。
【0005】
これらの特性から、こうしたHIDランプ用の安定器は、一般の蛍光ランプ用の安定器と異なる特性を有する必要がある。さらに、一般に、HIDランプには2つの接続部しかないが、蛍光ランプは、通常、4つの接続部を有し、そのうちの2つはランプフィラメント用のものである。蛍光ランプ用の調光安定器の例が、本出願の譲受人に譲渡された特許文献1に示されている。
【0006】
【特許文献1】
米国特許第6,008,593号明細書
【非特許文献1】
International Rectifier Preliminary Data Sheet No. PD60169D - IR2159(s) Dimming Ballast Control IC
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【0007】
本発明は、HIDランプ、たとえばメタルハライドHIDランプ用の完全に機能する調光安定器に関する。この設計には、EMIフィルタ、整流器、能動型力率制御ステージ、安定器出力ステージ、安定器制御ステージおよび複数始動用の追加のタイミング回路が含まれる。安定器制御ステージを使用して、ランプ電力を調節し、最小および最大輝度レベルを設定し、ランプ始動不良、低直流バスレベル、正常動作中の熱過負荷またはランプ不良などの状況に対して安定器を保護する。従来型のHID安定器に比べると、本発明は、調光するのでエネルギーを節約でき、単一パルス式イグナイタを使用しないあるいは必要としないのでより高い信頼性が得られ、高効率(ルーメン/ワットの増大)が得られ、様々なタイプのランプに容易に適合でき、重量が少なく、サイズが小さく、コストが低いという点で利点を有する。さらに、ランプは、50kHzよりも高い、好ましくは100kHzよりも高い高周波数で動作するので、音響共鳴は問題とならず、また、コンポーネントのサイズは小さくなる。
【課題を解決するための手段】
【0008】
一態様によれば、本発明は、交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、前記交流入力の力率を改変し、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する力率補正ステージと、HIDランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備えるHIDランプ用の調光可能な電子安定器を含み、前記出力切替ステージが、HIDランプにパルス化した電力信号を供給してランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも1つの電子スイッチング素子を備え、前記電子安定器制御回路が、前記HIDランプで消費される電力に関係する信号を含むフィードバック入力を有し、それによって前記電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持する。
【0009】
複数パルスの始動タイミング回路を設けて、より信頼性の高いランプ点灯を実現することが好ましい。
【0010】
別の態様によれば、本発明は、交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する昇圧ステージと、HIDランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備えるHIDランプ用の調光可能な電子安定器を含み、前記出力切替ステージが、HIDランプにパルス化した電力信号を供給してランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも1つの電子スイッチング素子を備え、前記電子安定器制御回路が、前記HIDランプが消費する電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持するように、前記HIDランプ両端間の電圧の1つの位相角およびHIDランプを流れる電流の位相角に関係する信号を含むフィードバック入力を有する。
【0011】
本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明から明らかである。
【0012】
次に、図面を参照して以下の詳細な記載の中で本発明を説明する。
【発明を実施するための最良の形態】
【0013】
ここで図面を参照すると、図1に、本発明による回路の基本ブロック図が示されている。HIDランプ用の調光可能な安定器は、交流入力、たとえば120から240ボルトの交流入力への接続部10を含む。この交流入力は、当業者には周知の適当な容量性および誘導性コンポーネントを含みEMI(電磁干渉)を最小限に抑えることができるEMIフィルタステージ(stage)12で濾波(filter)される。EMIの濾波後、この直流入力は、全波整流器を含み得る整流器ステージ14に供給される。整流器14からの整流された直流出力は、フィルタ/力率補正ステージ20に供給され、そこで、整流器14からの整流された直流が濾波され、力率が補正され、整流された電圧レベルが約400ボルト程度の直流バス電圧レベルに昇圧される。力率補正回路20は、当業者には周知のものである。この回路は、整流器14からの電圧を波形整形し直流バス電圧に昇圧する、昇圧コンバータ用電子スイッチを備える昇圧コンバータ、インダクタおよび蓄積コンデンサを含む。さらに、このPFC回路は、電流波形を整形して交流ラインのところで約1の力率を得る。一般に、力率は0.97から0.99の範囲の値をとる。HIDランプ用の電子安定器に関係する本応用例では、PFCステージは、力率0.99の電圧の進みが得られるような波形整形を行うことになる。
【0014】
直流バス電圧は、共振インダクタンス60、共振容量62および直列分離容量64を含む共振LC回路を介して、ランプ50両端間の直流バス電圧を切り替える少なくとも1つの電子スイッチを含む出力切替ステージ40に入力される。このLC回路により、出力ステージからのパルス幅変調出力が整形されてほぼ正弦波信号になり、ランプ50を駆動する。ランプ両端間の電圧ピークレベルは、約1kVである。動作周波数は高く、50kHz好ましくは100kHzよりも高い。この高周波数により、25から40kHzの範囲のより低い周波数で動作する従来技術による回路で生じる音響共鳴が排除されるようである。ランプ50は、メタルハライドHIDランプ、たとえば、250ワットのメタルハライドHIDランプとすることができる。このようなランプに特に合わせて設計した回路図を図2に示すが、基本原理は様々なタイプのHIDランプおよび電力出力にも当てはまる。
【0015】
出力ステージ40は、安定器制御回路80によって制御される。安定器制御回路は、出力ステージ40にパルス幅変調駆動信号を供給して、出力ステージのスイッチング動作を制御する。安定器制御回路80は、調光入力82を含み、また、始動タイミング回路90から別の入力を受け取る。始動タイミング回路90の目的は、点灯時にランプに印加されるランプ電力パルスを変調し制御し、また、ランプが点灯しない場合には、再度始動パルスを供給してランプを始動させる前に、待機期間を与えてランプを冷却させることである。論じられたように、高温状態のHIDランプは、冷えた状態のランプの始動電圧レベルでは再始動しない。タイマ回路90は、待機期間だけ離間した複数の始動パルスを供給する。ランプが冷却するまで待つことによって、極めて高い高温時再始動電圧を生成する必要がなくなる。また、複数の始動パルスが供給されるので、始動する際の信頼性がより高まり、ランプは1kV程度のより低い電圧でより確実に始動するようになる。
【0016】
直列インダクタンス60、並列容量62およびランプ共振回路64、50を含めて、図1に示す設計全体により、良好な効率が得られるように高周波数で動作しながら、始動および調光の動作点を満足することができるトポロジーが得られる。力率補正回路20は、臨界連続導通モードで作動する昇圧タイプのコンバータであることが好ましいが、たとえば、倍電圧型など他の回路を使用することもできる。図2で説明する回路は、特に交流220ボルトで動作するように設計されたものであり、したがって、ピーク力率補正電流は、作動温度があまり高くならないように、PFC昇圧コンバータFET M3およびインダクタL3で制御可能である。
【0017】
図2に、本発明の回路の詳細な構成図を示す。この回路は、インダクタンスL1およびL2とコンデンサC1、C2およびCYを備えるEMIフィルタ12を含む。このEMIフィルタの出力は、全波整流器14に入力される。整流器14の出力は、周知の方法でフィルタコンデンサC3に供給される。整流器からの濾波された直流電圧は、正負のレール21および22を備える第1直流バスに供給される。インダクタンスL3および分離ダイオードD1は、正レール21を増大させた電圧の正レール24に接続し、力率補正ステージ/昇圧コンバータ20の一部を形成する。力率補正ステージ20は、MOSFETを含み得る昇圧コンバータスイッチM3を切り替えるように動作する当業者には周知の力率補正制御用集積回路26を含む。このMOSFETは、力率補正用集積回路26に電流感知信号を供給する電流感知抵抗RCS1に直列に設けられる。集積回路26には、インダクタンスL3を備える変圧器の2次側から抵抗R6を介して制御入力も供給される。インダクタンスL3は、トランジスタM3がオンに切り替わるとき、電荷を蓄えるように働く。M3がオフに切り替わるとき、高誘導電圧によって生成されるインダクタL3からの電流は、昇圧電圧を供給する蓄積コンデンサELCAP1に供給される。L3はPFC回路で電流変圧器感知器としても働く。IC26に電力を供給する低電圧供給電圧が、出力ステージからダイオードDCP3を含むラインによって供給される。これはチャージポンプによる供給の一部である。IC26用のチャージポンプ電源は、ダイオードDCP3およびDCP4とコンデンサCSNUB2およびCVINを含む。このチャージポンプ電源は、コンデンサCSNUB2両端間に蓄積された電荷をIC26に供給し、抵抗RB1およびRB2と直流バスから供給される電圧供給を補う。同様に、安定器制御ICであるIC84には、抵抗RRECTおよびダイオードDCP1およびDCP2とコンデンサCSNUB1、CVCC1およびCVCC2を備えるチャージポンプを介して供給電圧VCCが供給される。
【0018】
上記力率補正ステージおよび昇圧コンバータの動作は、このような力率補正ステージおよび昇圧コンバータが当業者には周知なので、ここでは詳細に説明しない。力率補正ステージ20の目的は、直流バス電圧を昇圧し、適切に波形を整え、それによって、高い交流入力力率、一般には力率0.99が得られるようにすることであり、この場合には、HIDランプ用の電子安定器がわずかに誘導性なので、0.99の電圧の進みが得られる。
【0019】
レール24および22両端間の直流バス電圧(一般に、約400V)が、やはり当業者には周知のハーフブリッジ構成に配置した2つの電子スイッチング素子M1およびM2を備える出力切替ステージ40に供給される。電流感知抵抗RCS2が、1対のMOSFETであり得る電子スイッチング素子M1およびM2に直列に設けられる。出力切替ステージの出力が2つのスイッチングトランジスタM1およびM2の共通接続点に供給される。この出力は電圧VSであり、後で電圧波形を参照して説明する。電圧VSは、LC回路を介してランプ50に入力されるパルス幅変調パルストレインを含む。LC回路は、共振インダクタンスLRES、2つの並列容量CRES1およびCRES2として図2に示す共振容量CRES、ならびに直列結合容量CDCを含む共振容量を含む。やはり当業者には周知のLC回路は、安定器動作周波数で共振し、電圧VSを整形してほぼ正弦波形にする。通常のピーク電圧は約1kVである。
【0020】
安定器制御ステージ80は、IR2159タイプのデバイスであり得る安定器制御用集積回路84を含む。この制御IC84は、VDCおよびVCOと標示したピン1および2を含めて、やはり当業者には周知の様々な入力が供給されるピンを含む。ピンVCOは、容量性および抵抗性コンポーネントに結合され、出力周波数を制御する集積回路84中のVCO(電圧制御発振器)の発振周波数を制御する。ピンVDCは、ライン入力電圧を検出するように動作し、抵抗RVDC1を介してレール21で整流された直流に結合される。ピンVDCは、IC84内部で不足電圧/不良検出回路に結合される。ピンDIMは、抵抗RDIMを介して、ここに説明した実施形態では調光レベルを制御する可変直流供給を含む調光入力82に結合される。具体的には、この調光供給は、そうした調光範囲をもたらすように直流0.5ボルトから5ボルトの間で変化する。
【0021】
ピンMAXおよびMINはそれぞれ、抵抗RMAXおよびRMINで決まる最大および最小ランプ電力設定を制御する。ピンFMINは、抵抗RFMINで決まる最低周波数設定を制御する。ここで説明した様々な容量性および抵抗性の回路コンポーネントは、直流バスの負レール22に結合されるシグナルコモンに接続される。HIDランプにはフィラメントがなく、したがって予熱の必要がないので、HIDランプ予熱用の入力は必要ない。これらの入力は、適当な抵抗性/容量性コンポーネントによって適切にローに保持される。
【0022】
制御IC84の追加の入力および出力には、電子スイッチング素子M1およびM2をそれぞれ駆動するハイHOサイド出力およびローLOサイド出力、出力切替ステージ40の出力に結合された浮動帰線VS、ハイサイドゲート駆動部用浮動供給VBが含まれる。VCCは、集積回路84用の電圧供給を含み、COMは集積回路用の電力および信号接地を含む。下記でより詳細に説明する電流感知入力CSと、やはり以下に詳細に説明する遮断入力SDも設けられる。
【0023】
電子安定器制御回路80は、周知の方法でピンHOおよびLOに出力を供給し、電子スイッチM1およびM2を交互に駆動して、ランプ共振回路に電力信号VSを提供する。
【0024】
本発明によれば、安定器制御回路80は、調光入力82に基づいて位相制御調光を提供する。出力切替ステージ40の電子スイッチM1およびM2に直列に接続された電流感知抵抗RCS2は、抵抗RLIMを介して集積回路84の電流感知入力CSに電流感知信号を提供する。図5に、100%輝度レベルにおけるランプ電圧100、ランプ電流110、ランプ共振回路を駆動する出力信号VSおよび集積回路84への入力CSを示す。
【0025】
集積回路84は、信号CSのゼロクロスを感知するように動作する。このゼロクロスは、ランプ電流の位相角に比例する。図5に示すように、電圧VSは出力切替ステージの出力である。VSがハイのとき、ハイサイドデバイスM1はオンになり、ローサイドデバイスM2はオフになる。VSがローのとき、ハイサイドデバイスM1はオフになり、ローサイドデバイスM2はオンになる。VSの半サイクルで図5に示すように、ハイサイドデバイスがオフ、ローサイドデバイスがオンのとき(A部)、CS PINへの入力は、ゼロクロスZCを有する立上がり電圧波形である。感知抵抗RCS2を通る電流の位相角とランプ電力の間にはある関係がある。位相角が大きくなるほど、電圧および電流はより位相がずれ、その結果有効電力が減少するので、ランプ電力は小さくなる。位相角が90°のとき、ランプには電力が供給されない。輝度はゼロになる。出力切替ステージしたがって感知抵抗RCS1の電流は、共振インダクタLRESを通る電流に等しくなり、これは、ランプ50および共振コンデンサCRESを流れる電流の合計に等しい。ランプ両端間の電圧に対する相対的なランプ電流の位相角はランプ電力に関係しており、この位相角は電圧CSのゼロクロスに直接関係している。この位相角が変化するとき、集積回路84のCS入力における電圧CSのゼロクロスはシフトすることになる。位相角したがってゼロクロスが0°方向に動くと、輝度は増大する。図5に示すように、CSのゼロクロスがVS半サイクルの左にシフトすると、すなわち、VSサイクルの始まりに近いほど、輝度レベルが高くなる。電流および電圧はより同位相に近くなる。図5に、位相角が約60°に相当する100%輝度時の図2の回路の波形を示す。これに対して、50%調光時の同じ波形を図6に示すが、波形からわかるように、図6のゼロクロスは半サイクルの50%により近い、すなわち波形VSのサイクルの1/4(すなわち90°により近く)になっている。これは、より低い輝度レベルに相当し、この例では、50%調光である。
【0026】
論じたように、集積回路84は、CSのゼロクロス位置を感知することによって動作する。これにより、調光入力82で設定される所望の調光レベルでランプ輝度を維持するための閉ループフィードバック制御が得られる。電圧CSのゼロクロスが変化すると、制御部80は、HOおよびLO駆動出力の周波数を変化させ、したがって、ランプ50を駆動するために供給される波形ESの周波数を変化させることになる。具体的には、IC84は、調光制御82が位相基準を設定する直流電圧を与えるように動作する。IC84中の位相検出器は、基準位相と電圧CSのゼロクロスで決まる出力ステージ電流の位相とを比較し、その差異に比例するエラー信号を生成する。この差異信号により、IC84のVCOを強制的に変え、(暗くするには周波数を上げ、明るくするには周波数を下げるような)適切な方向に出力周波数を誘導する。エラーは強制的にゼロにされ、それによって、制御82で設定される所望の輝度が得られ、維持される。IC84の動作のさらなる詳細は、非特許文献1から得られる。したがって、IC84により、HIDランプの位相制御調光が実現される。位相角が大きいほど、ランプに供給される有効電力が小さくなり、そのため輝度は減少する。逆に、位相角が小さいほど、ランプに供給される有効電力が大きくなり、輝度レベルは増加する。
【0027】
上記で論じたように、一般に、HIDランプは、高温状態では再点灯しない。したがって、この問題に対処し、また点灯時の信頼性を増すために、2値カウンタ集積回路92を備えるタイミング回路90を設けた。2値カウンタ集積回路92の選択ビット出力は、ダイオードDQ0およびDQ5〜DQ10を介して共通出力94に結合され、共通出力94は、抵抗RSD1を介して制御IC84のSD(遮断)ピンに結合される。回路90の目的は、制御IC84のSDピンに、波形98で図3に示す一連のパルスを供給することである。これらのパルス98は第1の限られた数のパルス98Aを含み、パルス98AはまずSDピンに供給される。こうすると、図3の波形120で示すランプ電圧を断続してランプ50に印加されるランプ電圧が制御されることになる。したがって、ランプ電圧は、集積回路84のSDピンに与えられるパルス98Aの繰返し速度で決まる周波数で変調される。ダイオードを介してライン94に接続されるカウンタ集積回路92のどのビット出力が選択されるかに応じて、カウンタIC92のより上位の出力ビットがハイになり、それがハイのまま留まって、図3に98Bで示す定常遮断信号が供給される前に、限られた数のパルス98Aをライン94上に供給することができる。これが行われた後、安定器制御集積回路84は動作を停止し、スイッチングトランジスタM1およびM2は待機期間121(図4)の間スイッチングを停止し、ランプ50への出力電圧は供給されない。
【0028】
図4に、定常遮断信号98Bで決まるようにライン94上の信号がハイになったときの、ランプ電圧パルス120間の待機期間121を(大きく縮小したタイムスケールで)示す。したがって、ランプが点灯し損なった場合、たとえば、ランプが高温状態のとき、再度バーストパルスがランプに印加される前の待機期間中、たとえば図4に示すように5分間の間、制御ICは遮断されることになる。待機期間終了後、ライン94に結合されたカウンタICの最上位ビットは再度ローになり、カウンタ集積回路92は再度バーストパルスをライン94に印加することができる。ランプが十分に冷却されている場合には、ランプが点灯することになる。そうでない場合には、ランプが始動するまでこのサイクルが繰り返される。上記で論じたように、カウンタ回路92は2種類の時間間隔、すなわち、限られた数のパルス98Aの際の時間間隔と、図4に示すような定常遮断信号98Bの間隔を提供する。待機期間終了後、再度、制限された数のバーストパルス98Aがライン94上で遮断ピンSDに与えられ、120で図3に示すように、再度、ランプ電圧波形をパルス化することになる。したがって、回路90は、2種類の時間間隔、すなわち、回路90が限られた数のバーストパルス中にランプに供給される高周波数出力電圧を変調するように動作するときの第1時間間隔と、再度ランプがパルスを受ける前にランプを冷却することができる待機期間を含む第2時間間隔を提供する。待機期間中、ランプは冷却され、ランプ電圧パルスが印加し直されたときに始動することができるようになる。
【0029】
好ましい実施形態では、図4の121に示す定常遮断モードに移る前に、約1秒間隔でSDピンにバーストパルスが加えられる。たとえば、定常遮断モードは、300秒の時間間隔を含み得る。さらに、正常な安定器動作周波数、すなわちランプに印加される出力電圧周波数は、約120キロヘルツとすることができる。波形98で図3に示す始動パルスを与えている間、ランプ電圧周波数は、約80キロヘルツに減少する。さらに、波形120で図3に示すように、期間X中、始動電圧は、約1キロボルトの電圧レベルにクランプされる前に10ミリ秒の期間にわたって一連のランプ電圧パルスよりも大きく立ち上がる。複数の始動パルスの供給により、ランプを点灯する電圧をより信頼性が高く、またより低く、たとえば約1KVにすることができる。複数の始動パルスを立ち上げることも、より信頼性の高い点灯を実現する助けとなる。
【0030】
図2に示すように、正常動作中に、集積回路84の遮断を禁止する電子スイッチM4も設けられる。トランジスタM4のゲートがハイのとき、カウンタ92がライン94上にパルスを供給しても、SDはローに維持されることになる。したがって、ランプが始動するとき、制御IC84のFMINにおける電位は、ライン94上のパルス信号が制御IC84を遮断するのを妨げることになる。
【0031】
トランジスタM5を備えるリセット回路も設けられる。トランジスタM5は、PMOS FETでよい。そのゲートはVCCに結合される。そのソースは、カウンタ集積回路92の電圧供給VDDに接続される。この電圧源VDDは、抵抗RVDDを介して直流バスレール24に接続される。電圧VDDは、ツェナーダイオードDVDDによって、電圧VCC未満のプリセット電圧にクランプされる。したがって、始動時には、電圧VCCは上昇するが依然としてVDD未満なのでMOSFET M5はオンになり、抵抗RRST両端間にある電圧レベルが与えられる。それによってある電圧入力が集積回路92のリセットピン12に与えられ、カウンタIC92をリセットモードに保持する。VCCが上昇して電圧VDDよりも大きくなり次第、MOSFET M5はオフになり、集積回路92のピン12のリセットレベルはゼロになり、このため、カウンタが計数を開始し、ライン94上にパルスを供給することができる。リセットトランジスタM5の目的は、安定器がオンになるときに、カウンタIC92が規定したように始動するのを確実にすることである。こうすると、安定器の始動後、カウンタIC92が図4に示すような待機モード121になるのを妨げることになる。
【0032】
図7および8に、それぞれ100%輝度および50%輝度の場合の交流ライン電圧および交流ライン入力電流を示す。力率補正値が0.99に近づくと、交流電圧および電流の入力波形は、ほぼ同位相になる。ランプの輝度が50%であるので、交流入力電流波形は、ほぼ図8に示す大きさに減少する。
【0033】
回路のコンポーネントおよび値の表が、優先権を主張する仮出願に出ている。
【0034】
したがって、本発明により、大きな交流ライン力率補正が実現され、HIDランプに電力を供給する際の効率がよくなる。さらに、本発明では、50kHzよりも高い、好ましくは100kHzよりも高い高周波数で動作させることによって音響共鳴問題を回避する。また、高周波数の使用により、ハーフブリッジスイッチング出力ステージがよりコンパクトになり、共振出力ステージのサイズが小さくなる。したがって、本発明では、HIDランプに電力を供給するのに通常(約数百Hzの)低周波数を用いていた従来技術とは異なる手法を用いて、音響共鳴問題を回避する。その代わりに、本発明では、(50kHzよりも高い、好ましくは100kHzよりも高い)高周波数を用いることによってこれらの問題を回避する。
【0035】
特定の実施形態に関連して本発明を説明してきたが、当業者には他の多くの変形形態および改変形態ならびに他の使用法が明らかであろう。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によってではなく、添付の特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【0036】
【図1】本発明による回路を示すブロック図である。
【図2】本発明による回路を示す構成図である。
【図3】非始動パルス供給時のランプ電圧、安定器制御回路の遮断ピンおよび始動タイミング回路のカウンタパルスの波形を示す図である。
【図4】ランプパルス間の非始動待機期間におけるランプ電圧を示す図である。
【図5】100%輝度時のランプ電圧、ランプ電流、ランプ共振回路を駆動する出力切替ステージからの出力電圧および電流感知電圧の波形を示す図である。
【図6】50%輝度時のランプ電圧、ランプ電流、出力切替ステージ電圧および電流感知電圧の波形を示す図である。
【図7】100%輝度における交流ライン入力電圧およびライン入力電流を示す図である。
【図8】50%輝度における交流ライン入力電圧およびライン入力電流を示す図である。
Claims (33)
- 交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、
前記交流入力の力率を改変し、前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する力率補正ステージと、
HIDランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備え、
前記出力切替ステージは、前記HIDランプにパルス化した電力信号を供給して前記ランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも1つの電子スイッチング素子を備え、
前記電子安定器制御回路は、前記HIDランプが消費する電力に関係する信号を含むフィードバック入力を有し、それによって、前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルに前記電力を維持することを特徴とする、HIDランプ用の調光可能な電子安定器。 - 前記フィードバック入力は、前記出力切替ステージの電流に比例する電圧を含むことを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージは、1対の直列接続電子スイッチング素子を含むハーフブリッジ出力ステージを備え、前記電子安定器制御回路は、前記それぞれの電子スイッチング素子に1対のパルス幅変調駆動信号を供給することを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記1対の電子スイッチング素子は、前記高電圧直流出力の正レールに接続されたハイサイドデバイスと、前記高電圧直流出力の負レールに接続されたローサイドデバイスとを備え、前記ハイサイドデバイスおよびローサイドデバイスは共通接続部で互いに結合され、前記HIDランプ用の前記パルス化した電力信号は前記共通接続部から供給されることを特徴とする請求項3に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電子スイッチング素子に直列に設けられ、前記電子安定器回路に前記ランプが消費する電力に関係するフィードバック信号を供給する電流感知抵抗をさらに備えていることを特徴とする請求項4に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記HIDランプが消費する電力に関係する前記信号は、前記電流の位相角が前記HIDランプで消費される電力に関係する信号を含むことを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電流の位相角が前記HIDランプが消費する電力に関係する前記信号は、前記出力切替ステージの前記電流に関係する信号を含むことを特徴とする請求項6に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージの前記電流に関係する前記信号は、前記出力ステージの前記電流の位相角に直接関係するゼロクロスを有するとともに前記ランプが消費する電力に比例する信号を含むことを特徴とする請求項7に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージの前記電流に関係する前記信号は、前記出力切替ステージの少なくとも1つの電子スイッチに直列に設けられた感知抵抗両端間の電圧として生成されることを特徴とする請求項8に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージと前記HIDランプの間に結合され、前記パルス化した電力信号を濾波して前記ランプ用のほぼ正弦波状の電力信号にするLC回路をさらに備えていることを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- HIDランプ点灯時にパルス化したタイミング信号を前記電子安定器制御回路に供給するタイミング回路をさらに備え、前記パルス化したタイミング信号は前記電子安定器制御回路を繰り返し遮断することによって、前記パルス化したタイミング信号と同期して、前記電子安定器制御回路の前記駆動信号パルスを供給することを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器DEB。
- 前記パルス化したタイミング信号は限られた数のパルスを含み、前記ランプが点灯しない場合に、前記タイミング信号は、前記限られた数のパルスの後に、前記電子安定器制御回路に定常遮断信号を供給することを特徴とする請求項11に記載の調光可能な電子安定器。
- 待機期間後、前記定常遮断信号は停止し、前記パルス化したタイミング信号の前記限られた数のパルスが再開することを特徴とする請求項12に記載の調光可能な電子安定器DEB。
- 前記定常遮断信号は、前記限られた数のパルスが再開するとき、前記HIDランプが冷却されて前記ランプの点灯が可能となるような期間であることを特徴とする請求項13に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記パルス化したタイミング信号の各パルスにより前記パルス化した電力信号のバーストが前記ランプに供給され、前記バーストはピーク値への立ち上がりを含むエンベロープを有することを特徴とする請求項11に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記調光制御入力が可変直流電圧に結合されることにより、前記HIDランプの調光レベルが制御されることを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記力率補正ステージは、インダクタンスに直列に結合されるとともに分離ダイオードによって増大させた直流電圧出力に接続された別の電子スイッチを備える昇圧コンバータを制御する力率補正制御回路を備えていることを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記増大させた直流電圧出力を蓄えるために前記分離ダイオードに結合された蓄積コンデンサをさらに備えていることを特徴とする請求項17に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記力率補正制御回路は、前記整流された直流出力と前記別の電子スイッチの間に結合された電流感知器から入力を受け取ることを特徴とする請求項17に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電流感知器は、前記インダクタンスを備える1次側と、入力として前記力率補正回路に結合される2次側とを有する電流変圧器を備えていることを特徴とする請求項19に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記電子安定器制御回路が前記パルス化した電力信号を供給し始めるまで、前記タイミング回路をリセット状態に保つリセット回路をさらに備えていることを特徴とする請求項11に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ランプの正常動作中の遮断を禁止する遮断禁止回路をさらに備えていることを特徴とする請求項10に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記交流入力を前記整流器ステージに結合するEMIフィルタをさらに備えていることを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ランプへの前記パルス化した電力信号は、50kHzよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項1に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記ランプへの前記パルス化した電力信号は、100kHzよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項24に記載の調光可能な電子安定器。
- 交流入力を整流し、整流された直流出力を供給する整流器ステージと、
前記整流された直流出力から増大させた直流電圧出力を供給する昇圧ステージと、
HIDランプを駆動する出力切替ステージのスイッチング動作を制御するパルストレインを含む駆動信号を供給する電子安定器制御回路とを備え、
前記出力切替ステージは、前記HIDランプにパルス化した電力信号を供給して前記ランプを点灯させるように、前記増大させた直流電圧出力に結合された少なくとも1つの電子スイッチング素子を備え、
前記電子安定器制御回路は、前記HIDランプが消費する電力を前記電子安定器制御回路への調光制御入力によって設定される所望のレベルで維持するように、前記HIDランプ両端間の電圧の1つの位相角および前記HIDランプを流れる電流の位相角に関係する信号を含むフィードバック入力を有することを特徴とする、HIDランプ用の調光可能な電子安定器。 - 前記昇圧ステージは前記交流入力の力率を改変する力率補正ステージを備えていることを特徴とする請求項26に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記出力切替ステージは、共振LC回路を介して前記HIDランプに前記パルス化した電力信号を供給することを特徴とする請求項27に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記共振LC回路は、50kHzよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項28に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記共振LC回路は、100kHzよりも高い周波数で前記ランプを点灯させることを特徴とする請求項28に記載の調光可能な電子安定器。
- ランプ始動期間中に、前記パルス化した電力信号の複数のバーストパルスを前記ランプに供給する回路をさらに備えることを特徴とする請求項26に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記バーストは、ピーク電圧への立ち上がりを含むエンベロープを有することを特徴とする請求項31に記載の調光可能な電子安定器。
- 前記複数のバーストの後の待機期間に続き、再度、複数のバーストおよび待機期間が連続して続くことを特徴とする請求項31に記載の調光可能な電子安定器。
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