JP2004519900A - 軽減された計算量リーク行列乗算部を備えるマルチキャリア伝送システム - Google Patents

Abstract

送信器（１０）から受信器（２０）にマルチキャリア信号を伝送するための伝送システムが記載されている。前記マルチキャリア信号は複数のサブキャリアを有する。受信器（２０）は前記サブキャリアの振幅を推定すると共に前記振幅の時間導関数を推定するためのチャネル推定部（２８）を有する。受信器（２０）は、受信された前記マルチキャリア信号に含まれるサブキャリア間干渉を推定された前記振幅及び導関数（２９）に依存してキャンセルするための等化器（２４）を更に有する。受信器（２０）は、リーク行列による乗算部を有し、前記乗算部は、ＮポイントＩＦＦＴ部（８２）、Ｎポイント毎の乗算部（８４）、及びＮポイントＦＦＴ部（８６）のシーケンスとして実現される。

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア信号を送信器から受信器に伝送するための伝送システムに関する。
【０００２】
本発明は、送信器からのマルチキャリア信号を受信するための受信器にも関する。
【０００３】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ及びＭＣ−ＣＤＭＡといったマルチキャリア変調（ｍｕｌｔｉｃａｒｒｉｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方法が最近普及している。ＯＦＤＭ若しくは直交周波数分割多重（Ｏｒｔｈｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、１９７０年代に設計された変調方法である。当該変調方法において複数のユーザシンボルは、異なるサブキャリアを使用して並列に伝送される。当該サブキャリアは、オーバラッピング（同期形状（ｓｉｎｃ−ｓｈａｐｅｄ））スペクトラムを有しているが、それにもかかわらず信号波形が直交している。ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、又はＭＳＫのような変調方法と比較すると、ＯＦＤＭは、相対的に長い期間であるが狭い帯域幅を備えるシンボルを伝送する。たいてい各々のサブキャリアは、帯域幅において周波数フラットフェーディング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｆｌａｔ ｆａｄｉｎｇ）がもたらされるのに十分なほど小さくなるように、ＯＦＤＭシステムは設計される。これにより、時不変チャネル（ｔｉｍｅ−ｉｎｖａｒｉａｎｔ ｃｈａｎｎｅｌ）ではない（適度な）周波数選択チャネル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｃｈａｎｎｅｌ）を介して受信される場合、サブキャリアが直交状態を保持することも保証される。ＯＦＤＭ信号が当該チャネルを介して受信される場合、各々のサブキャリアには異なる減衰がもたらされるが、分散（ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）はもたらされない。
【０００４】
ＯＦＤＭの上記特性は、タップ付き遅延線等化器（ｔａｐｐｅｄ ｄｅｌａｙ ｌｉｎｅ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）の必要性を回避すると共に、欧州ディジタル音声放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ（ＤＡＢ））、ディジタルビデオ放送規格（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｓｔａｎｄａｒｄ（ＤＶＢ））の一部となっているディジタル地上波放送（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ（ＤＴＴＢ））、及びごく最近ではワイヤレスローカルエリアネットワーク規格ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２のような複数の規格でＯＦＤＭ変調方法を使用する主な動機をもたらしている。特にＤＡＢ及びＤＴＴＢ用途において、周波数分散と時分散との両方を伴う、不利なチャネル状態下のモバイル受信が予測される。テレビジョンのモバイル受信はこれまで主要な市場として認識されてこなかった。それでもＤＶＢシステムは必ず、モバイルマルチメディア及びインタネットサービスのための高速配信メカニズムとなるであろう。ＩＦＡ’９９民生電子機器トレードショー（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｔｒａｄｅ ｓｈｏｗ）において、ノキア（Ｎｏｋｉａ）コンソーシアム、ドイツテレコム（Ｄｅｕｔｓｃｈｅ Ｔｅｌｅｃｏｍ）、及びＺＤＦが、モバイルウェブブラウザ、電子メールアクセス、及びＧＳＭリターンチャネルによって、ＯＦＤＭ ＤＶＢリンクを介して映し出すテレビジョンをデモンストレートした。８ｋのＯＦＤＭサブキャリアの場合、空中を介して、５０ｍｐｈまでの車両速度に対して適切に機能されるＤＶＢ受信がなされる。モバイル受信、すなわちドップラ拡散（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｐｒｅａｄ）及び対応する時分散（ｔｉｍｅ ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ）を伴うチャネルを介した受信は、特にＯＦＤＭシステムと、概してマルチキャリア伝送システムとに関係する問題の一つとなっている。しかしながら周波数選択性（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｉｔｙ）に対するロバスト性はＯＦＤＭの利点として認識されており、前記チャネルの時変特性はシステムの性能を制限することで知られている。時間変動（ｔｉｍｅ ｖａｒｉａｔｉｏｎ）は、ＯＦＤＭサブキャリア波形の直交性を損なわせることで知られている。この場合一つのサブキャリアからの信号成分が、（たいてい隣接する）他のサブキャリアに干渉をもたらすため、サブキャリア間干渉（ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）（ＦＦＴリーク（ＦＦＴ ｌｅａｋａｇｅ）とも称される））が発生する。
【０００５】
Ｇｕｉｌｌａｕｍｅ Ｇｅｓｌｉｎによる文献“モバイルＤＶＢ−ＴにおけるＦＦＴリークの等化器（Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ＦＦＴ−ｌｅａｋａｇｅ ｉｎ ｍｏｂｉｌｅ ＤＶＢ−Ｔ）”（Ｒｏｙａｌ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙからの無線通信に関する修士論文、ストックホルム、１９９８年４月発行）において、マルチキャリア伝送システムが開示されている。当該知られている伝送システムにおいて、ＩＣＩは等化器によって受信器内でキャンセルされている（すなわち受信マルチキャリア信号から検出されると共に除去される）。当該等化器は、受信シンボルのベクトルから推定（ｅｓｔｉｍａｔｅ）されたシンボルのベクトルを抽出する。前記等化器の動作は、前記サブキャリアの振幅及びそれの時間導関数（ｔｉｍｅ ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）がＩＣＩを示すチャネルモデルに基づいている。受信器は、当該振幅及び導関数の推定値を生成すると共に当該推定値を前記等化器に供給するチャネル推定部（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）を有している。前記等化器はそれから前記振幅及び導関数の推定値に依存してＩＣＩをキャンセルする。知られている伝送システムにおける前記受信器はかなり複雑である。すなわち前記チャネル推定部及び前記等化器を実現するためにかなり多くの計算が必要とされる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、計算負荷がかなり軽減される前述の伝送システムを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本目的は、送信器から受信器にマルチキャリア信号を伝送するために構成される伝送システムであって、前記マルチキャリア信号は複数のサブキャリアを有し、前記受信器は前記サブキャリアの振幅を推定すると共に前記振幅の時間導関数を推定するためのチャネル推定部を有し、前記受信器は、受信された前記マルチキャリア信号に含まれるサブキャリア間干渉を推定された前記振幅及び導関数に依存してキャンセルするための等化器を更に有し、前記受信器は、Ｎ×Ｎリーク行列Ξによる乗算部を有し、前記乗算部は、ＮポイントＩＦＦＴ部、Ｎポイント毎の乗算部、及びＮポイントＦＦＴ部のシーケンスとして実現される、本発明による伝送システムで達成される。
【０００８】
本発明は、マルチキャリア伝送システムにおけるＩＣＩキャンセルにおいて極めて普通に使用される演算（ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）である、リーク行列Ξによる乗算の計算量（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が、リーク行列Ξはフーリエ原理により対角化される（すなわちΞ＝ＦΔＦ^Ｈ（ここでＦは正規化された列を備えるＮポイントＦＦＴ行列であり、Δは正の対角行列である））という事実により軽減され得るという認識に基づいている。従ってＮ×Ｎ行列Ξによる乗算部は、ＮポイントＩＦＦＴ部、Ｎポイント毎の乗算部（Ｎ ｐｏｉｎｔｗｉｓｅ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）、及びＮポイントＦＦＴ部のシーケンスとして実現されてもよく、それによって計算量がかなり軽減される。
【０００９】
本発明による伝送システムの実施例において、前記受信器は、判定帰還型受信器（ディシジョンフィードバック受信器（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｒｅｃｅｉｖｅｒ））であり、前記チャネル推定部が、前記推定された振幅及び／又は導関数を平滑化するための平滑フィルタ（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）を有していることを特徴としている。当該平滑フィルタが設けられることによって、導関数間の相関は利用されるという利点がもたらされる。すなわちノイズ又は他の作用のために特定のサブキャリアの導関数の推定は不正確となるので、隣接するサブキャリアにおける導関数の値も考慮することは有用である。実際このことは、通常様々なサブキャリアのサブキャリアの値が平滑化されることを意味している。
【００１０】
本発明による伝送システムの更なる実施例において、受信マルチキャリア信号を復調するためにＦＦＴ部が更に構成される。このように当該ＦＦＴ部は、復調のために使用されてもよいと共に前記リーク行列の乗算の部分として使用されてもよい。
【００１１】
本発明の上記目的及び特徴は、図面と関連して、後続する好ましい実施例の記載から更に明らかとなるであろう。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図中、同じ部分に同じ参照番号が付されている。
【００１３】
本発明は、単純且つ信頼性のあるチャネル表現の開発に基づいている。これを実現するために、ｆ_ｓによって区切られるＮ個のサブキャリアを備えるマルチキャリア伝送システム（例えばＯＦＤＭ、又はＭＣ−ＣＤＭＡ）が議論されるであろう。各々のサブキャリアは、サイクリックエクステンション（ｃｙｃｌｉｃ ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ）を含み、（１／ｆ_ｓ）を超える有限長（ｆｉｎｉｔｅ ｌｅｎｇｔｈ）の矩形エンベロープ（ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ ｅｎｖｅｌｏｐｅ）を有している。ここでｓ＝［ｓ_１，．．．，ｓ_Ｎ］^ＴはＮ個の伝送シンボル（Ｎ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｓｙｍｂｏｌ）のベクトルであり、伝送連続時間ベースバンド信号（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｔｉｍｅ ｂａｓｅｂａｎｄ ｓｉｇｎａｌ）は以下のように記述される。
【数１】

【００１４】
周波数選択時変加法性白色ガウス雑音（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ ａｄｄｉｔｉｖｅ ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓｅ（ＡＷＧＮ））チャネルの場合、受信連続時間信号（ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｔｉｍｅ ｓｉｇｎａｌ）は以下のように記述されてもよい。
【数２】

ここで係数Ｈ_ｋ（ｔ）は、１≦ｋ≦Ｎに対してｋ番目のサブキャリアにおける時変周波数応答（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を表しており、ｎ（ｔ）は信号帯域幅内のＡＧＷＮである。前記チャネルは低速で変動するので、単一データブロック期間内において一階変動（ｆｉｒｓｔ ｏｒｄｅｒ ｖａｒｉａｔｉｏｎ）のみしか考慮されなくてもよいと仮定される。すなわち全てのＨ_ｋ（ｔ）は以下によって正確に近似されると仮定される。
【数３】

【００１５】
ここでＨ_ｋ’（ｔ）はＨ_ｋ（ｔ）の一階導関数であり、ｔ_ｒは受信データブロック内の参照期間（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｔｉｍｅ）である。粗い周波数同期（ｃｏａｒｓｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）の後、時変チャネルＨ_ｋ（ｔ）が残留周波数オフセット（ｒｅｓｉｄｕａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｏｆｆｓｅｔ）を考慮してもよいことは注意されるべきである。
【００１６】
前記受信帯域幅信号はサンプリングオフセットｔ_ｏ及びレートＮｆ_ｓでサンプリングされ、Ｎ個の後続サンプル［ｙ（ｔ_ｏ），ｙ（ｔ_ｏ＋Ｔ），．．．，ｙ（ｔ_ｏ＋（Ｎ−１）Ｔ）］（Ｔ＝１／Ｎｆ_ｓの場合）の１ブロックにサイズＮの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が施される。ここでｙ＝［ｙ_１，．．．，ｙ_Ｎ］^ＴはＮ個のＦＦＴベクトルサンプルなので、以下のようになる。
【数４】

（数２）を（数４）に代入して近似（数３）を使用すると、以下が得られる。
【数５】

【数６】

【数７】

ここで１≦ｋ≦Ｎに対してｎ_ｋは、ある特定の分散σ^２を有するＡＷＧＮのサンプルである。結果（数５）を閉じた行列形態（ｃｌｏｓｅ ｍａｔｒｉｘ ｆｏｒｍ）で書き換えると便利である。このため、対角行列（ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）Ａ＝ｄｉａｇ｛ａ_１，．．．，ａ_Ｎ｝、Ｄ＝ｄｉａｇ｛ｄ_１，．．．，ｄ_Ｎ｝、及び以下のＮ×Ｎ行列が規定される。
【数８】

この表記の場合、式（数５）は以下と等しくなる。
【数９】

ここでｎ＝［ｎ_１，．．．，ｎ_Ｎ］^Ｔは、ＡＷＧＮのＮ×１ベクトルである。チャネルモデル（数９）において、前記チャネルの作用効果は、Ｎ個のパラメータａ＝［ａ_１，．．．，ａ_Ｎ］^Ｔ及びｄ＝［ｄ_１，．．．，ｄ_Ｎ］^Ｔの二つのセットによって表される。
【数１０】

を考慮すると、１≦ｋ≦Ｎに対して係数ａ_ｋは、サンプリング位相ｅｘｐ（ｉ２πｆ_ｓｌｔ_０）によって回転される前記チャネル周波数応答の複素振幅（ｃｏｍｐｌｅｘ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）に等しい。同様に１≦ｋ≦Ｎに対して係数ｄ_ｋは、サンプリング周期Ｔによってスケーリングされると共に同じサンプリング位相ｅｘｐ（ｉ２πｆ_ｓｌｔ_０）によって回転されるチャネル周波数応答の複素振幅の時間領域導関数に等しい。
【００１７】
前記チャネル応答が時間で変動すると（例えば
【数１１】

）、
サブキャリア間干渉（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生することは注意されるべきである。前記干渉は、固定Ｎ×Ｎ行列Ξばかりでなくベクトルｄによって規定される。（数８）によれば、後半の行列はトゥープリッツエルミート（Ｔｏｅｐｌｉｔｚ Ｈｅｒｍｉｔｉａｎ）行列であり、以下のようになることが容易に理解され得る。
【数１２】

【００１８】
本明細書において後に、ａは振幅（のベクトル）と称され、ｄは導関数（のベクトル）と称され、Ξはリーク行列（ｌｅａｋａｇｅ ｍａｔｒｉｘ）と称されるであろう。上記表現において、Ξの対角の値は、参照時点ｔ_０の（任意の）選択に依存しており、それ故に受信器の実施例に依存して変動し得る。ｔ_０に対する通常の選択は、フレーム窓の開始時点、終了時点、又は中間時点である。前記フレームの中間付近で選択されるｔ_０に対して、前記対角項は約ゼロとなる傾向にある。
【００１９】
本議論の動作原理に基づく受信器の実現の場合、Ξによる乗算は特に大きなＮ（多くのサブキャリア）に対して非常に複雑となり得る。当然前記対角付近の前記項のみが使用されることは可能であると共に、遅延線フィルタ（ｄｅｌａｙ−ｌｉｎｅ ｆｉｌｔｅｒ）としてもたらされることによってΞのトゥープリッツ特性が利用されることは可能である。しかしながらΞのより効率的な実現がもたらされる。一階のＩＣＩ項が、時間と共に線形増加する振幅からもたらされることは注意されるべきである。すなわちΞは以下のカスケードとして実現される。
１．Ｉ−ＦＦＴ演算（前記サブキャリアの周波数領域表示から時間領域表示に戻すための演算）
２．結果としてもたらされる時間領域信号の、対角行列による乗算、すなわちスカラによる各成分の重み付け（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）（基本形態において当該重み付けは線形増加関数ｙであるが、実際これからそれてもよい。例えば、ＩＣＩの軽減とノイズ増大の回避とを共に最適化してもよい。）
３．サブキャリア信号が通常処理される、前記周波数領域表示に戻すためのＦＦＴ演算
これにより、Ｎ^２乗算の代わりに計算量ＮｌｏｇＮでΞを実現することが可能となる。Ξの逆行列はこの構造で実現され得る。当該逆行列に対して、ステップ２の行列の対角項は近似的にｎ／（ｃ＋ｎ^２）の形態となるであろう。ここでｎはＩ−ＦＦＴの出力番号におけるインデックスである。後に示されるいくつかの受信器の実施例においてこれが使用されるであろう。実際の実現例において、Ξに対して使用されるＦＦＴ及びＩＦＦＴのためのハードウエア回路であって、サブキャリア信号を取り込む主ＦＦＴ演算のために使用されるハードウエアと同じハードウエア回路が使用されることは有用である。
【００２０】
受信信号を処理するために、チャネルパラメータａ及びｄのセットが推定されるべきである。前記チャネルの統計的特性が使用される場合、当該２Ｎ個のスカラパラメータの前記推定精度は向上されてもよい。まずチャネル変動（ｃｈａｎｎｅｌ ｖａｒｉａｔｉｏｎ）が十分に低速なのでＨ_ｌ’（ｔ_ｒ）はシンボルの期間内にほとんど変化しないことが仮定される。この場合、（数６）及び（数７）は以下のように書き換えられてもよい。
【数１３】

【００２１】
当該量ａ及びｄと、伝播チャネルの物理パラメータ、すなわちＫ伝播遅延｛τ_０，．．．，τ_Ｋ｝、対応するドップラシフト（Ｄｏｐｐｌｅｒ ｓｈｉｆｔ）｛ｆ_０，．．．，ｆ_Ｋ｝、及び複素振幅｛ｈ_０，．．．，ｈ_Ｋ｝のセットとの間の関係が解析される。前記チャネル周波数応答の統計的特性は相対遅延及びドップラシフトに依存しているが、群遅延（ｇｒｏｕｐ ｄｅｌａｙ）及び／又はドップラシフトが１≦ｋ≦Ｎに対してｈ_ｋの回転（ｒｏｔａｔｉｏｎ）をもたらすことは注意されるべきである。当該回転は時間及びキャリア同期／トラッキング（ｃａｒｒｉｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ／ｔｒａｃｋｉｎｇ）によって保護される。従ってτ_０＝０及びｆ_０＝０という一般性は失われないことが仮定されてもよい。この場合チャネル周波数応答Ｈ_ｌ及びその導関数Ｈ’_ｌは以下のように記述されてもよい。
【数１４】

【００２２】
（数１３）と（数１４）との関係は、振幅ａ及び導関数ｄの統計的特性を導き出すために容易に使用されてもよい。伝播経路の数が十分に多い場合（理想的にはＫ＞＞Ｎ）は常に係数｛Ｈ_ｌ（ｔ）、Ｈ_ｌ’（ｔ）｝_{１≦ｌ≦Ｎ}のセットが共にガウス（Ｇａｕｓｓｉａｎ）分布になっていると仮定されてもよい。更に｛ｈ_ｋ｝_{１≦ｋ≦Ｋ}が相関していない場合、セット｛Ｈ_ｌ（ｔ）｝_{１≦ｌ≦Ｎ}及び｛Ｈ_ｌ’（ｔ）｝_{１≦ｌ≦Ｎ}は相関しておらず、ドップラスペクトラムは対称形状を有していることが示され得る。この場合ベクトルａ及びｄは、ゼロ平均（ｍｅａｎ）及び共分散（ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ）行列を伴う、統計的に独立した多変量ガウス（ｍｕｌｔｉｖａｒｉａｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ）と仮定されてもよい。
【数１５】

Ｅ｛．｝は数学的な期待値演算子（ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌ ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｏｒ）を表しており、Ｃ_ａ及びＣ_ｄはＮｘＮエルミート非負定値行列（ｎｏｎ−ｎｅｇａｔｉｖｅ ｄｅｆｉｎｉｔｅ ｍａｔｒｉｘ）である。
【００２３】
Ｃ_ａ及びＣ_ｄの重要な特定の例は、Ｃ．Ｊａｋｅｓによる著書「マイクロ波モバイル通信」（Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ社、１９７４発行）に記載されているように、モバイルチャネルのための標準モデルに対応している。（Ｊａｋｅｓモデルとして知られている）このモデルは、異なる伝播経路、指数関数的な遅延特性（ｅｘｐｏｎｅｔｉａｌ ｄｅｌｅｙ ｐｒｏｆｉｌｅ）、及び異なる経路に対して均一に分布した入射角（ｕｎｉｆｏｒｍｌｙ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ａｎｇｌｅ ｏｆ ｉｎｃｉｄｅｎｃｅ）を仮定している。この場合以下が示され得る。
【数１６】

ｆ_Δは前記ドップラ拡散の大きさであり、Ｔ_Δは伝播遅延拡散の二乗平均（ｒｏｏｔ ｍｅａｎ ｓｑｕａｒｅ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｄｅｌａｙ ｓｐｒｅａｄ）である。最後の二つのパラメータは、モバイル移動速度（ｍｏｂｉｌｅ ｖｅｌｏｃｉｔｙ）及び伝播環境にそれぞれ依存している。
【００２４】
概略的にチャネルモデルは２Ｎ個のパラメータによって特徴付けられるが、独立自由度（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ ｄｅｇｒｅｅｓ ｏｆ ｆｒｅｅｄｏｍ）の数は実際かなり小さい。この特性は、前記伝播遅延拡散がしばしばワードの期間（ｗｏｒｄ ｄｕｒａｔｉｏｎ）よりもずっと小さいという事実に起因している。この特性は、ａのエントリが強く相関しており、更に共分散行列Ｃ_ａが下位の行列（ｌｏｗ−ｒａｎｋ ｍａｔｒｉｘ）によって正確に近似されてもよいことも意味している。同様にｄのエントリは強く相関しており、共分散行列Ｃ_ｄは下位の行列（ｌｏｗ−ｒａｎｋ ｍａｔｒｉｘ）によって正確に近似されてもよい。Ｊａｋｅｓモデル、従って（数１６）が仮定される。Ｃの固有分解（ｅｉｇｅｎｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）が以下のように規定される。
【数１７】

ＵはＣの固有ベクトル（ｅｉｇｅｎｖｅｃｔｏｒ）のＮｘＮユニタリ行列であり、Λは固有値｛Λ_１，．．．，Λ_Ｎ｝のＮｘＮ正対角行列（ｐｏｓｉｔｉｖｅ ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）である。前記固有値は、｛Λ_１，．．．，Λ_Ｎ｝のシーケンスが増加しないように順序付けられると仮定される。Ｊａｋｅｓモデル下において、当該シーケンスの構成要素は指数関数的な遅延特性を有している。
【数１８】

従って固有値のシーケンスは、相対的に少ない数ｒのゼロでない値で正確に近似されてもよい。
【数１９】

【００２５】
前記チャネルパラメータ（すなわち振幅及び導関数）の前述の特性は、ＩＣＩ除去（ＩＣＩ ｒｅｍａｖａｌ）によるチャネル等化（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）のための、軽減された計算量のプロシージャを導き出すために広範に使用され得る。確かなことに、統計的なチャネルが理想的な理論上の状態からそらされ得る状態において、当該モデルにより依然実際の受信器の設計へと駆り立てられ得る。実際のチャネルと理想のチャネルモデルとの間のミスマッチにより、（小さな）特性の不利益がもたらされ得る。しかしながらこのことは、本発明において開示されている前記受信器の動作原理がうまく使用され得ないことを意味するものではない。
【００２６】
図１は、本発明による伝送システムのブロック図を示している。前記伝送システムは、送信器１０及び受信器２０を有している。前記伝送システムは、更なる送信器１０及び受信器２０を有してもよい。送信器１０はワイヤレスチャネルを介して受信器２０にマルチキャリア信号を送信する。前記マルチキャリア信号はＯＦＤＭ信号又はＭＣ−ＣＤＭＡ信号であってもよい。受信器２０は、前記受信マルチキャリア信号を復調するための復調器２２を有している。当該受信マルチキャリア信号は受信シンボルのベクトルを有している。復調器２２はＦＦＴ部によって実現されてもよい。復調マルチキャリア信号は、復調器２２によって等化器２４に供給される。等化器２４は、前記受信マルチキャリア信号に含まれ得るサブキャリア間干渉をキャンセルする。等化器２４は、（前記受信シンボルのベクトルから導き出された）推定されたシンボル（ｅｓｔｉｍａｔｅｄ ｓｙｍｂｏｌ）２５のベクトルを（ソフト）スライサ２６に出力する。スライサ２６は、前記受信器の更なる信号処理部分（図示略）、例えばＦＥＣデコーダにおいて使用されるべき（コード）ビットのソフトメートル（ｓｏｆｔ ｍｅｔｒｉｃ）（軟判定（ｓｏｆｔ ｄｅｃｉｓｉｏｎ））及び／又はバイナリ推定値（硬判定（ｈａｒｄ ｄｅｃｉｓｉｏｎ））を生成する。スライサ２６の前記出力信号は、推定されたシンボル２７とみなされてもよい。受信器２０は更に、前記サブキャリアの振幅２９を推定すると共に前記振幅の時間導関数２９を推定するためのチャネル推定部２８を有している。等化器２４は、チャネル推定部２８によって等化器２４に供給される前記推定された振幅及び導関数２９に依存して、前記受信マルチキャリア信号に含まれるサブキャリア間干渉をキャンセルする。チャネル推定部２８は、受信シンボル２３のベクトル及び推定されたシンボル２７のベクトルから、前記推定された振幅のベクトル及び導関数２９を導き出すための、軽減された計算量のフィルタ（ｒｅｄｕｃｅｄ ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ ｆｉｌｔｅｒ）を有していてもよい。
【００２７】
この場合開発されたチャネルモデルに基づく受信器の実施例でひき続き議論される。（従来の受信器のように）振幅
【外１】

だけでなく、（通常のＯＦＤＭ受信器には一般的でない）導関数
【外２】

（例えば位相情報を含む複素数値）も確実に推定され得るほどＯＦＤＭ受信器が普及している場合、ユーザデータは以下のステップで再生され得る。
・行列
【数２０】

を作成するステップ（
【外３】

及び
【外４】

は導関数及び振幅の推定値をそれぞれ示している。前記受信器が（（数９）による）信号ｙ＝Ｑｓ＋ｎを受信することは注意されるべきである。）
・ｓを
【数２１】

と推定するステップ
当該受信器は線形受信器と称される。等化器２４が行列乗算Ｑ’ｙを実現する場合、図１に示されている受信器２０は当該線形受信器とみなされてもよい。この場合Ｑ’はＱの逆行列の役割を果たしている。少なくとも二つのアプローチが考えられる。ゼロフォーシング（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）アプローチにおいて、Ｑ’はＱの厳密に代数的な逆行列である。ＭＭＳＥにおいて、
【数２２】

すなわちｙを仮定した場合のｓの条件期待値（ｃｏｎｄｉｔｉｏｎａｌ ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ）を保証するためにＱ’をセットすることが選択される。これにより、二乗平均誤差
【数２３】

は通常最小化される。ゼロフォーシング受信器において、ＩＣＩは効果的にキャンセルされ得るが、ノイズは増幅される。これにより、好ましくない結果がもたらされ得る。ＭＭＳＥ受信器は、ノイズと残留ＩＣＩとの合成の強さを最適化する。当該受信器は、瞬時のチャネル特性
【外５】

及び
【外６】

に依存する行列の適応（通常リアルタイム）逆行列（ａｄａｐｔｉｖｅ ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ ｏｆ ｍａｔｒｉｘ）を必要とする。
【００２８】
いわゆる判定帰還型受信器を使用することも可能である。本明細書の始めに記載のチャネルモデルにより、いくつかの局面において当該判定帰還型受信器が以下の点で改良され得ると共に向上され得ることが開示されている。
・当該導関数の統計的な振舞い、特に相関についてのより多い情報が利用される場合、前記導関数の前記推定がより正確であるフィードバックループ
・誤差修正コード（ｅｒｒｏｒ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｃｏｄｅ）がループ内で使用されるフィードバックループ（マルチキャリアＣＤＭＡに対して、拡散コード（ｓｐｒｅａｄ ｃｏｄｅ）が誤差修正コードと同じ役割を果たすことは注意されるべきである。すなわち前記ループ内で（ＣＤＭＡ逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄ）として（誤差修正デコーディングとして）発生しているのか又は他の形態で発生しているのかについて）デコーディングがもたらされ得る。）
【００２９】
図２は、判定帰還型受信器の実施例のブロック図を示している。判定帰還型受信器２０は、前記受信マルチキャリア信号を復調するための復調器２２を有している。当該受信マルチキャリア信号は、受信シンボルのベクトルを有している。復調器２２は、ＦＦＴによって実現されてもよい。復調マルチキャリア信号は復調器２２によって減算器３２に供給される。減算器３２は、復調された前記マルチキャリア信号から、前記受信マルチキャリア信号に含まれるＩＣＩの推定値を減算する。結果としてもたらされる‘ＩＣＩのない（ＩＣＩ ｆｒｅｅ）’信号は、前記信号の通常の等化のために等化器２４に供給されると共にチャネル推定部２８に供給される。等化器２４は、スライサを有していてもよい。等化器２４は、チャネル推定部２８によって等化器２４に供給される、推定された振幅に依存して動作する。推定されたシンボルのベクトルを有する、等化器２４の出力信号は、乗算器３１に供給される。更に等化器２４の出力信号は、前記受信器の更なる信号処理部分（図示略）にも供給される。チャネル推定部２８は、前記サブキャリアの時間導関数及び振幅を推定する。推定された振幅２９は等化器２４に供給され、推定された導関数２９は乗算器３１に供給される。乗算器３１は、前記推定された導関数と前記推定されたデータシンボルとを乗算すると共に結果としてもたらされる信号を、リーク行列Ξを実現するフィルタ３０に供給する。ＩＣＩの推定値である、フィルタリングされた信号はそれから減算器３２に供給される。
【００３０】
この概略的な方式に基づいて、他の判定帰還型受信器は、図３に記載されるように考案され得る。この場合、ＦＦＴ復調器は示されていない（しかしながら、設けられているとみなされる）。Ｙ_０、Ｙ_１、Ｙ_２、スライサ２６、前方誤差制御復調部（フォワードエラーコントロールデコーディング（ｆｏｗａｒｄ ｅｒｒｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｄｅｃｏｒｄｉｎｇ））４２、及び（ブラインド（ｂｌｉｎｄ）又はパイロット（ｐｉｌｏｔ）の何れかによる）チャネル推定部を有する信号経路は、従来の設計物、最新のＯＦＤＭ受信器と類似している。本明細書に記載の受信器において、Ｙ_０＝Ｙ_１−ΞＺ_５を使用して推定されたＩＣＩ（ΞＺ_５）の減算部が導入されている。この場合Ｚ_５は変調された導関数
【外７】

の推定値である。信号経路Ｚ_１、Ｚ_２、Ｚ_３、及びＺ_４は前記振幅の前記導関数を
【数２４】

で推定する。前記回路の基本原理は、Ｚ_１がＩＣＩを再生することにある。前記変調されたサブキャリアの推定値はＹ_０から減算されるからである。ノイズ、ＩＣＩ、及び推定誤差（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｅｒｒｏｒ）のみは残留する。フィルタ５０は、ＩＣＩから、変調された導関数を推定するために使用される。必ずしも厳密に数学的な態様で逆行列化される必要はないが、当該フィルタはリーク行列Ξを逆行列化する、好ましくは、過度のノイズ増大又は推定誤差の増大を回避している間に当該逆行列化はなされる。前記導関数の変調はステップＺ_２→Ｚ_３において解除（ｒｅｍｏｖｅ）される。フィルタ５４は、よりよい推定値Ｚ_４を生成するためにサブキャリア導関数の間の相関を利用する。Ξの有用な実現には、（逆）ＦＦＴ、（対角行列による）乗算、及びＦＦＴの連続使用が含まれている。
【００３１】
前記回路はハードウエアビルディングブロックとして示されているが、通常の実現例には繰り返しのソフトウエア処理が含まれていてもよい。ｉ回目の繰り返しに対して以下のステップから構成される繰り返し方法で検定がなされる。
・導関数
【数２５】

データ
【数２６】

及び振幅
【数２７】

の（ｉ−１）番目の推定値と共に観測値（ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ）Ｙ_０を入力するステップ（ここでブラケット（ｂｒａｃｋｅｔ）間の値は、繰り返し回数の番号を示す。）
・先行する、導関数
【数２８】

及びデータ
【数２９】

の推定値を使用して、
【数３０】

を使用して、Ｙ_１（ｉ）を計算するステップ
・先行するフレームにおける振幅及び導関数の情報を可能な限り利用して（図示略）、Ｙ_１（ｉ）から振幅
【外８】

を新たに推定するステップ
・データ
【外９】

を新たに推定するステップ
・Ｚ_１（ｉ）、Ｚ_２（ｉ）、Ｚ_３（ｉ）、Ｚ_４（ｉ）、及びＺ_５（ｉ）を計算するステップ
・先行するフレームにおける振幅及び導関数の情報を可能な限り利用するステップ（オプションのステップ（図に示されていない））（このステップはサブキャリア導関数の間の相関を示す演算を含んでいる。）
・振幅
【外１０】

導関数
【外１１】

及びデータ
【外１２】

の新たな推定値を出力するステップ
開始条件は、
【外１３】

【外１４】

及び
【外１５】

に対して全てゼロのベクトルである。
【００３２】
フィルタ５０はフィルタリングＺ_２＝Ｍ_１Ｚ_１によってＺ_１からｄｓの推定値を再生する。一つの数学的アプローチは、ＭＭＳＥに対して直交原理（ｏｒｔｈｇｏｎａｌｉｔｙ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ）を使用することにある。この場合Ｍ_１に対する適切な選択は条件式Ｅ［（Ｚ_２−ｄｓ）Ｚ_１ ^Ｈ］＝０_Ｎからもたらされる。ｅは判定誤差（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｅｒｒｏｒ）のベクトルとして
【数３１】

で規定される。これにより以下がもたらされる。
【数３２】

ここでσ_Ｎはノイズの分散を示す。複数の統計的な期待値のモデリング及び（予備）計算がこの場合なされ得るが、受信器設計者にとって実際的でなくてもよい。次に近似の簡略化のための調査がなされるであろう。
【００３３】
Ｍ_１＝Ξ^Ｈ［ΞΞ^Ｈ＋Ｇ］^−１として結果的にもたらされるＭ_１は簡略化され得る。ここでＧは、例えば平均ＢＥＲ、平均ＳＮＲ、又はモバイル受信器の速度といった、特定の伝播環境に適応されてもよい定数ｃ_１を備えるＧ＝ｃ_１Ｉ_Ｎとして経験的に決定される。
【００３４】
Ｚ_３は
【外１６】

を近似するが、ＡＷＧＮと
【外１７】

及び
【外１８】

における推定誤差とによる誤差の寄与が含まれる。この場合チャネル特性、例えば導関数の相関について展開された統計的な情報が利用され得る。Ｚ_２、１／ｘによる乗算部、Ｚ_３、Ｍ_２、Ｚ_４からマルチプライヤＺ_５までの回路は、このタスクを実行するように意図される。前記乗算は、前記信号に変調される前記データを除去すると共に再挿入（ｒｅｉｎｓｅｒｔ）することを目的としている。平滑化演算（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）Ｍ_２が中間にもたらされる。
【外１９】

を厳密に近似してＺ_４を推定するＭＭＳＥフィルタは、直交原理
【数３３】

すなわち
【数３４】

からもたらされる。実際上
【数３５】

と粗近似することが許容され得る。検定により、定数ｃ_２を備えるＲ_３＝ｃ_２Ｉ_Ｎが実現可能なソリューションとして開示されている。
【００３５】
図４は、図３に示されている判定帰還型受信器の性能を示すいくつかのグラフを示している。振幅及び導関数の強さ（単位ｄＢ）が、サブキャリアの数に対してプロットされている。グラフ６０は実際の振幅の強さを示しており、グラフ６２は推定された振幅の強さを示している。グラフ６４は実際の導関数の強さを示しており、グラフ６６は推定された導関数の強さを示している。前記振幅は図３の判定帰還型受信器によって非常によく推定されており、推定された導関数は実際の導関数から幾分ずれていることが理解され得る。
【００３６】
図５は、ＭＭＳＥ構造に基づく他の判定帰還型受信器を示している。これにより、繰り返し計算は前記スライサの入力部と出力部との間の前記誤差の分散（ｖａｒｉａｎｃｅ）を最小化することが可能となる。図５において使用されているスライサボックス部は、誤差修正デコーディング部を含んでいてもよいし、含んでいなくてもよい。前記スライサは、
【外２０】

及び
【外２１】

と共にデータ
【外２２】

の推定値を出力する。ＱＡＭ変調を伴うＯＦＤＭに対して、
【外２３】

は通常ルックアップテーブル（ｌｏｏｋ−ｕｐ ｔａｂｌｅ）から求められる。繰り返しソフトウエア処理は図５の受信器においても使用され得る。当該繰り返し方法には、ｉ回目の繰り返しに対して以下のステップが含まれる。
・導関数
【数３６】

データ
【数３７】

及び振幅
【数３８】

の（ｉ−１）番目の推定値と共に観測値Ｙ_０を入力するステップ
・先行する、導関数
【数３９】

及びデータ
【数４０】

の推定値を使用して、
【数４１】

を使用して、Ｙ_２（ｉ）を計算するステップ
・先行するフレームにおける振幅及び導関数の情報を可能な限り利用して（図示１略）、Ｙ_２（ｉ）から振幅
【外２４】

を新たに推定するステップ
・データ
【外２５】

及び（例えばルックアップテーブルによる）
【外２６】

の対応する値、並びに
【外２７】

を新たに推定するステップ
・Ｚ_６（ｉ）、Ｚ_７（ｉ）、Ｚ_８（ｉ）、及びＺ_９（ｉ）を計算するステップ（ここでＺ_９（ｉ）は推定値
【外２８】

（の修正値）として作用する。）
・例えば
【数４２】

のように様々な回に渡ってＺ_９（ｉ）を組み込むステップ
・先行するフレームにおける振幅及び導関数の情報を使用するステップ（図示略）
・振幅
【外２９】

導関数
【外３０】

及びデータ
【外３１】

の新たな推定値を出力するステップ
開始条件は、
【外３２】

【外３３】

及び
【外３４】

に対して全てゼロのベクトルである。
【００３７】
図３のＭ_６＝Ｍ_１及びＭ_７＝Ｍ_２に等しく且つ適応不可（ｎｏｎ−ａｄａｐｔｉｖｅ）のフィルタ７２及び７６がそれぞれ用いられ得る。組み込み定数の実際の値は、α＝０．９となり得るので、
【数４３】

となる。
【００３８】
図６に示されているようにいくつかの詳細な実現例が可能となってもよい。この場合Ξの逆行列は有限インパルス応答（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ＦＩＲフィルタとして実現されている。第二のフィルタＭ_７はＩＩＲ平滑フィルタ（ＩＩＲ ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）として実現されている。最後にＦＦＴ（重み付け）ＦＦＴフィルタがＩＣＩの推定値を生成するように設けられている。
【００３９】
振幅及び導関数をよりよく推定するための、先行するフレームの振幅及び導関数の使用のような、多くの更なる改善が見込まれる。このことは、アルゴリズム内の‘オプションのステップ’として示されているようになされ得るか、又は、新たなフレームに対する
【外３５】

が
【外３６】

（最後（ｆｉｎａｌ））と
【外３７】

との和に等しい場合（後者はいかなるサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）又はガードインタバル（ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ）の期間からも修正される）、前記繰り返しの初期条件を、先行するＯＦＤＭフレームからもたらされる結果の外挿（ｅｘｔｒａｐｏｌａｔｉｏｎ）とみなしてなされ得る。
【００４０】
前記受信器におけるフィルタ、特にＭ_１、Ｍ_２、Ｍ_６、及びＭ_７は、実際の受信器において固定されてもよいし、又は予め計算された値のライブラリから選択されてもよい。例えば受信器制御システムは、前記伝播環境の情報に基づいて、（ＩＣＩキャンセルの大部分がスイッチオフされる）固定受信（ｓｔａｔｉｏｎａｒｙ ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ）、（ある程度のＩＣＩキャンセルをもたらす）低速モバイル受信、又は（積極的なＩＣＩキャンセルをもたらす）高速モバイル受信のために最適化されたセッティングの間で選択してもよい。
【００４１】
更に適応フィルタ（ａｄａｐｔｉｖｃ ｆｉｌｔｅｒ）が使用され得る。当該フィルタは推定値に関する信頼度情報（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を使用し得る。このことは、適応行列（ａｄａｐｔｉｖｃ ｍａｔｒｉｘ）又は推定値における消去の確認によって実現され得る。
【００４２】
ＭＣ−ＣＤＭＡはＯＦＤＭの基本動作原理の拡張したものである。１９９３年において、直交マルチキャリアＣＤＭＡ（Ｏｒｔｈｇｏｎａｌ Ｍｕｌｔｉ−Ｃａｒｒｉｅｒ ＣＤＭＡ）の形態が提案されている。基本的にＯＦＤＭ型の伝送がマルチユーザ同期ＤＳ−ＣＤＭＡ（ｍｕｌｔｉ−ｕｓｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ＤＳ−ＣＤＭＡ）信号に適用されるので、ドップラ効果の影響を受けやすい。図７に示されているように、以下のベクトル表記が使用される。ＯＦＤＭに対しては、長さＮのベクトルｓがユーザデータの‘フレーム’をｓ＝［ｓ_０，ｓ_１，．．．ｓ_Ｎ−１］^Ｔで搬送する。ここで構成要素ｓ_ｎはユーザシンボルである。ＭＣ−ＣＤＭＡにおいて、ｓ＝Ｃｘはユーザデータのフレームを表している。ここでＣはＮ×Ｎコード行列であり、ｘ＝［ｘ_０，ｘ_１，．．．ｘ_Ｎ−１］^Ｔである。全てのシンボルが同じエンドユーザからもたらされるか否かが明確に確認されない場合、ｘはＮ個のユーザ信号と称されるであろう。Ｃのｋ番目の列は、ユーザデータストリームｋの‘拡散コード（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅ）’を表しており、Ｃ＝（ｃ_ｋ［０］，．．ｃ_ｋ［Ｎ−１］）^Ｔと表されるであろう。この場合考慮もなされる通常使用される特定の例はＣ＝Ｎ^−１／２ＷＨ_Ｎである。ここでＷＨ_ＮはサイズＮ×Ｎのウォルシュ−アダマール行列（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ ｍａｔｒｉｘ）である。この場合Ｃ＝Ｃ^−１＝Ｃ^Ｈなので、ＣＣ＝Ｉ_Ｎとなる。ここでＩ_ＮはＮ×Ｎ単位行列である。他の特定の場合、すなわちＣ＝Ｉ_Ｎの場合おいて、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムはＯＦＤＭに縮減される。各々の解析に対して、前記変調が、Ｅ［ｘ_ｉｘ_ｊ］^＊＝δ_ｉｊ又は同じくＥ［ｘｘ^Ｈ］＝Ｉ_Ｎで正規化される。従ってＥ［ｓｓ^Ｈ］＝ＥＣ［ｘｘ^Ｈ］Ｃ^Ｈ＝ＣＣ^Ｈ＝Ｉとなる。
【００４３】
図７は、当該ＭＣ−ＣＤＭＡ送信器を示している。フレームは、直並列変換器（ｓｅｒｉａｌ−ｔｏ−ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）９０による、データの入力ストリームの直並列（Ｓ／Ｐ）変換によって生成され、スプレッダ（ｓｐｒｅａｄｅｒ）９２による前記コード拡散、Ｉ−ＦＦＴ部９４、及び並直列変換（ｐａｒａｌｌｅｌ−ｔｏ−ｓｅｒｉａｌ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）部９６がプレフィックス挿入（ｐｒｅｆｉｘ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）でもたらされている。単一のフレームの送信が扱われると共に、フレーム間干渉（ｉｎｔｅｒｆｒａｍｅ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）は、適切なガードインタバルを選択することによって回避されることが仮定されるであろう。従ってベクトルｓ及びｘの構成要素は時間に対して一定である。いかなるガードインタバルも排除するフレーム期間はＴ_ｓとなる。ここでω_ｓＴ_ｓ＝２πである。
【００４４】
先行するセクションにおいて提案されている受信器アーキテクチャがＭＣ−ＣＤＭＡのために使用される場合、基本的にＦＥＣは（逆）コード行列Ｃによって置換される。図８に示されている受信器は、ＯＦＤＭの代わりにＭＣ−ＣＤＭＡをもたらすための、図５の受信器の拡張例である。ＯＦＤＭ受信器との差は、破線で示されているボックス内にある。ＯＦＤＭに対して、当該部分は基本的にゲイン制御部及びスライサを含んでいる。ＭＣ−ＣＤＭＡに対して、（スプレッダ１０６及び１１０と、デスプレッダ１０２とにおいて使用される）コード拡散行列Ｃが追加されている。前記受信器は、全行列が固定される（又は予め計算された値のライブラリから選択される）と共に分割が必要とされないように設計されている。唯一の例外は、（フィルタ１００において使用される）重み付け行列（ｗｅｉｇｈｔ ｍａｔｒｉｘ）部Ｗである。当該行列部はチャネル適応セッティングを備えている。
【００４５】
ＭＭＳＥセッティングにおいてＷのみは対角上にゼロでない成分を有していることが以下によって示され得る。
【数４４】

ここで当該定数はノイズフロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏｏｒ）に依存している。振幅を推定する回路の詳細図は図８に示されていないが、知られている動作原理に基づき得る。
【００４６】
ＭＣ−ＣＤＭＡに対して、スライサにより、シンボル判定は全てのサブキャリアから受信されるエネルギに基づくことになるので、フェーディングしているサブキャリアにおいて推定値
【外３８】

の信頼度はずっとより正確となる。
【００４７】
上記の受信器の動作原理は、通常のサイズのＦＦＴよりも多いサンプルを扱うＦＦＴとも組み合わされ得る。一例として、分数間隔ＦＦＴ（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌｌｙ ｓｐａｃｅｄ ＦＦＴ）の使用がある。他の例として、倍サイズのＦＦＴがある。更に導関数を介して受信される成分から、振幅を介して受信される成分を分離するシステムさえ設計され得る。
【００４８】
上記において主にＯＦＤＭ伝送システムが記載されているが、本発明は、ＭＣ−ＣＤＭＡ伝送システムのような他のマルチキャリア伝送システムにも同様によく適用され得る。大部分の受信器が、ディジタルハードウエアによって実現されてもよく、又はディジタル信号プロセッサ若しくは汎用マイクロプロセッサによって実行されるソフトウエアによって実現されてもよい。
【００４９】
本発明の保護範囲は、記述された実施例に限定されるものではない。本発明は各々の斬新な特徴と各々の特徴の組み合わせとに存する。参照番号は請求項の保護範囲を限定するものではない。動詞“有する”は、請求項に記述される構成要素又はステップ以外に構成要素又はステップの存在を排除するものではない。構成要素に先行する冠詞“ａ”又は“ａｎ”は、複数の構成要素を排除するものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による伝送システムのブロック図を示している。
【図２】本発明による判定帰還型受信器の実施例のブロック図を示している。
【図３】本発明による判定帰還型受信器の他の実施例のブロック図を示している。
【図４】図３に示されている判定帰還型受信器の特性を示す複数のグラフを示している。
【図５】本発明による判定帰還型受信器の他の実施例のブロック図を示している。
【図６】本発明による判定帰還型受信器の他の実施例のブロック図を示している。
【図７】ＭＣ−ＣＤＭＡ送信器のブロック図を示している。
【図８】本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡ判定帰還型受信器の実施例のブロック図を示している。

Claims (10)

1. 送信器から受信器にマルチキャリア信号を伝送するための伝送システムであって、前記マルチキャリア信号は複数のサブキャリアを有し、前記受信器は前記サブキャリアの振幅を推定すると共に前記振幅の時間導関数を推定するためのチャネル推定部を有し、前記受信器は、受信された前記マルチキャリア信号に含まれるサブキャリア間干渉を、推定された前記振幅及び導関数に依存してキャンセルするための等化器を更に有し、前記受信器は、Ｎ×Ｎリーク行列Ξによる乗算部を有し、前記乗算部は、ＮポイントＩＦＦＴ部、Ｎポイント毎の乗算部、及びＮポイントＦＦＴ部のシーケンスとして実現される伝送システム。
2. 前記受信器は判定帰還型受信器であり、前記チャネル推定部は、推定された前記振幅及び／又は導関数を平滑化するための平滑フィルタを有する請求項１に記載の伝送システム。
3. 受信された前記マルチキャリア信号を復調するために前記ＦＦＴ部が更に設けられる請求項１又は２に記載の伝送システム。
4. 受信された前記マルチキャリア信号がＯＦＤＭ信号である請求項１乃至３の何れか一項に記載の伝送システム。
5. 受信された前記マルチキャリア信号がＭＣ−ＣＤＭＡ信号である請求項１乃至３の何れか一項に記載の伝送システム。
6. 送信器からマルチキャリア信号を受信するための受信器であって、前記マルチキャリア信号は複数のサブキャリアを有し、前記受信器は前記サブキャリアの振幅を推定すると共に前記振幅の時間導関数を推定するためのチャネル推定部を有し、前記受信器は、受信された前記マルチキャリア信号に含まれるサブキャリア間干渉を、推定された前記振幅及び導関数に依存してキャンセルするための等化器を更に有し、前記受信器は、Ｎ×Ｎリーク行列Ξによる乗算部を有し、前記乗算部は、ＮポイントＩＦＦＴ部、Ｎポイント毎の乗算部、及びＮポイントＦＦＴ部のシーケンスとして実現される受信器。
7. 前記受信器は判定帰還型受信器であり、前記チャネル推定部は、推定された前記振幅及び／又は導関数を平滑化するための平滑フィルタを有する請求項６に記載の受信器。
8. 受信された前記マルチキャリア信号を復調するために前記ＦＦＴ部が更に設けられる請求項６又は７に記載の受信器。
9. 前記マルチキャリア信号がＯＦＤＭ信号である請求項６乃至８の何れか一項に記載の受信器。
10. 前記マルチキャリア信号がＭＣ−ＣＤＭＡ信号である請求項６乃至８の何れか一項に記載の受信器。

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