JP2004507999A - バング・バング制御を組み込んだインターリーブ方式電力変換器 - Google Patents
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Abstract
インターリーブ方式の電力変換器にバング制御またはバング・バング制御を適用する。バング制御がオンのとき、電力変換器に供給される発振器信号をオーバライドして、両方の電力変換器の電力出力を変化させる。一時停止が解除されると、両方の発振器信号が、信号の周期内のオーバライドされた点から継続する。オーバライドの間、発振器内のコンデンサの充放電を中断することによって発振器の動作を停止させることができる。
【選択図】図８
【選択図】図８
Description
【０００１】
【発明の背景】
本発明は、絶縁型または非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御に関する。
【０００２】
特定の負荷、例えばマイクロプロセッサやメモリなどの負荷では、高速過渡現象を含む電流が発生する。このような電流が発生する場合、これらの負荷に電力を供給するＤＣ／ＤＣ変換器は出力電圧を実質的に一定に維持して、負荷を正しく機能させる必要がある。一例として、今日の利用可能なマイクロプロセッサよって発生する電流は、１μｓよりも短い時間で２５Ａ変化し、この時間内におけるＤＣ供給電圧は公称値からの偏差が５％以下でなければならない。
【０００３】
変換器に線形フィードバックを組み込むことにより、スイッチング素子のデューティサイクルを制御して所望の出力を維持するようにできる。この場合、ＤＣ／ＤＣ変換器が負荷電流の過渡現象に応答できる速度は、変換器のフィルタ素子のサイズによって決まる。さらに、フィルタ素子のサイズは、変換器のスイッチング周波数と、変換器の入力／出力波形における許容されるリップル量とによって決まる。スイッチング周波数が高いほど、また許容リップルが大きいほど、フィルタ素子を小さくすることができ、変換器は負荷の過渡現象に高速に応答できる。
【０００４】
不都合な点は、スイッチング周波数が高いほど、変換器の効率が低下することである。今日の最も要求の厳しい負荷の多くについては、過渡要求条件に対応するのに必要なスイッチング周波数では、効率が低すぎる。
【０００５】
この問題を解決する１つの方法は、ＤＣ／ＤＣ変換器を「インターリーブ動作（交互動作）」させることである。この公知の手法では、いくつかのＤＣ／ＤＣ変換器により必要な合計電力を供給する。例えば、２つまたはそれ以上のバック変換器（ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）（「主」および「フリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）」半導体スイッチと、インダクタと、コンデンサとから構成される）が並列に配置され、各変換器が合計負荷電流の等分を供給する。個々の変換器は、すべて同一周波数でスイッチングされるが、各変換器の切換えの瞬間は、他の変換器の各切換えの瞬間に対してスイッチング周期上で均等に位相がずれる。例えば、２つの変換器を互いに１８０度の位相ずれとすることができ、３つの変換器を互いに１２０度の位相ずれとすることができ、以下同様にできる。この結果として、個々の変換器によって発生するリップル波形は、他の変換器のリップル波形に対して位相がずれ、リップル波形が加算されると、相互に大幅にリップルが相殺される。
【０００６】
このリップルの相殺を利用することにより、設計者は、個々の変換器それぞれについて、より大きな個々のリップルレベルを許容でき、したがってより小さなフィルタ素子を指定できる。フィルタ素子が小さくなることにより、集合的な複数の変換器は、同一周波数でスイッチングを行う高出力の単一変換器に比べて、はるかに高速に負荷の過渡現象に応答できる。このため、インターリーブ方式を使用すると、スイッチング周波数を高くすることなく、したがって結果的に効率を低下させることなく、高速応答を達成できる。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣ変換器の高速応答を達成するのに利用する他の公知の方法は、「バング・バング」制御と呼ばれる。この方法では、制御回路が出力電圧を監視する。出力電圧が、設定されたしきい値レベル、例えば出力の公称値よりも３％低いレベルよりも低下すると、制御回路は直ちに変換器のデューティ比を最大値まで増加させる。これにより、変換器の出力電流が可能な最高速度で増大する。これに対して、出力電圧が設定されたしきい値レベル、例えば出力の公称値よりも３％大きいレベルよりも上昇すると、制御回路は直ちに変換器のデューティ比を最小値まで減少させる。これにより、変換器の出力電流が可能な最高速度で減少する。出力電圧がこれら２つの上下限しきい値間の範囲内にあるときは、線形フィードバックループがデューティ比を制御して、出力電圧を、負荷過渡現象が発生していないときの公称値に安定させる。
【０００８】
この方法の変形形態として、単一のしきい値レベル（例えば公称値よりも３％低いレベル）を使用するより簡単な「バング」制御を利用して、線形フィードバック制御ループを一時停止する。この方法は、変換器が負荷電流過渡現象の一方の極性だけに高速に応答する必要がある場合に選択できる。
【０００９】
場合によっては、変換器の応答速度をさらに高速にするために、インターリーブ方式とバング・バング（またはバング）制御とが組み合わされる。
【００１０】
複数のインターリーブ方式の変換器を駆動する制御回路は、個々の変換器の間で電力の適正なバランスを維持する必要がある。これを実現する１つの方法としては、各変換器の電流を検出し、各変換器のデューティ比を変える回路装置を設けることにより、その変換器の電流が他の変換器の電流に一致するようにする。この電流バランシング回路装置の帯域幅は、変換器の出力電圧を制御する線形フィードバックループの帯域幅と比較して一般には低い（１／１０以下）。
【００１１】
このような電流バランシング手法を使用する場合、バング・バング（またはバング）制御を使用すると、問題が生じる。バング・バング制御機能が作動するとき、個々の変換器の通常の周期的動作が不均一に乱される。
【００１２】
例えば、出力電圧が下側しきい値よりも低下し、全変換器のデューティ比が１００％に設定される（すなわち、各変換器の主スイッチがオンになり、フリーホイーリングスイッチがオフになる）と仮定する。この「バング期間」は、出力電圧が下側しきい値よりも高い値に戻る（おそらくは幾分かのヒステリシスを伴う）まで続くが、このバング期間の間、変換器のいくつかは、その主スイッチが、デューティ比が１００％に設定されたことにかかわらずオンであった可能性があるため、これら変換器の動作は影響を受けない。他の変換器は、バング期間全体に渡りフリーホイーリングスイッチがオンであった可能性があるため、そのフリーホイーリング期間の一部を「失う」ことにより、その動作が大きく影響を受ける。当然ながら、変換器によっては、そのフリーホイーリングスイッチがバング期間の一部分の間についてのみオンであった可能性があるため、フリーホイーリング期間のさらに短い部分を失うことにより、その変換器の動作は部分的に影響を受ける。
【００１３】
この例のいずれの場合においても、「影響を受ける」とは、変換器の電流レベルが、バング制御が作動しなかった場合のレベルよりも上昇することをいう。各変換器に対する影響は不均一であるため、結果的にそれぞれの変換器の電流レベルは同一ではない。
【００１４】
また、出力電圧が過大になり、バング・バング制御器がデューティ比を０％にするように作用する（すなわちすべてのフリーホイーリングスイッチがオンになり、主スイッチがオフになる）場合にも、これと同様の結果が起こり得る。この場合、このバング期間の少なくとも一部分の間に主スイッチがオンであった変換器は、オンでなかった変換器にくらべて電流レベルが低くなる。
【００１５】
このような擾乱状態が同時に１つだけ起きる場合には、電流バランシング回路装置によって、個々の変換器の電流レベルが最終的に平衡状態に戻される。ただし、バランシング回路装置の帯域幅と比較して短時間の間に複数の擾乱が起こると、いくつかの変換器内の電流が過大になる可能性がある。逆に、他の変換器では電流が大幅に低下して、不連続動作が発生するか（フリーホイーリングスイッチがダイオードである場合）、またはスイッチ電流が負になる（同期ダイオードが使用されている場合）ことがある。
【００１６】
【発明の概要】
この問題を解決するために、本明細書に記載されている発明においては、個々の変換器の周期的なスイッチング動作を提供する発振器回路装置を、バング期間の間、「瞬間的に一時停止（中断）する」（すなわち、ホールドする）。この一時停止の間、制御回路は、必要とされる動作に応じて、変換器の主スイッチまたはフリーホイーリングスイッチのいずれかをオンにする。さらに本発明においては、バング期間が終わると、発振器回路装置を「動作状態」にする（すなわち発振器は再び動作可能になり、周期内の一時停止された同じ点から動作を開始する。）。この点において、各変換器は、主スイッチまたはフリーホイーリングスイッチのいずれか（スイッチング周期内の位置に対して該当する方）がオンである状態に戻る。
【００１７】
発振器回路装置を一時停止することによって、バング期間は個々の変換器すべてに均等に影響し、いずれの変換器もその通常の動作周期の一部を失うことがない。このため、バング期間の間、各変換器内の電流は正確に同一量だけ増加（または減少）する（他の条件すべてが等しいと想定した場合）。このため、擾乱が繰り返し生じることに起因して、電流のアンバランスが蓄積することが回避される。
【００１８】
したがって、本発明によれば、第１電力変換器は、第１発振器信号に応答して第１電力を出力に供給する。第２電力変換器は、第１発振器信号と位相のずれた第２発振器信号に応答して、第２電力を出力に供給する。オーバライド回路装置は、第１および第２発振器信号をオーバライド（他の信号を優先）して、両方の電力変換器の出力電力を変化させて出力を修正する。オーバライドの解除後、第１および第２発振器信号は、周期内のオーバライドされた時点から継続する。
【００１９】
一実施形態において、電力変換器は電圧変換器であり、各電力変換器の電力出力は、出力インダクタの電流を変化させることによって変更される。
【００２０】
第１および第２発振器信号を駆動する少なくとも１つの発振器は、第１および第２発振器信号がオーバライドされるときに動作停止させることができる。発振器においては、オーバライドの間、コンデンサの周期的な充電と放電を一時停止して、オーバライドの間の、コンデンサの電圧をほぼ一定に保つことができる。１つの発振器で両方の発振器信号を駆動してもよい。
【００２１】
本発明の前述およびその他の目的、特徴、および利点は、添付図面に示す本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明で明らかになるであろう。図面では、同一参照符号は異なる図面においても同一部品を指す。図面は必ずしも縮尺通りではなく、本発明の原理を示すことに重点が置かれている。
【００２２】
【好ましい実施形態の詳細な説明】
本発明の好ましい実施形態について、以下に説明する。
【００２３】
以下では、本発明が、インターリーブ方式の非絶縁タイプの並列に接続された２つの「バック」（すなわち「ダウン」）コンバータに適用される場合について説明する。本明細書に提示した概念を、バックもしくはブースト、または絶縁もしくは非絶縁型に関わらず、別のＤＣ／ＤＣ変換器形態を含む他の電力変換器に適用する方法は、当業者には明らかである。変換器は、並列または直列に接続された電圧変換器または電流変換器であってもよい。さらに、本明細書に示されているバック変換器では、フリーホイーリングスイッチ用に同期整流器が使用されるが、代わりにダイオードを使用することもできる。
【００２４】
図１は、並列に接続された２つのバック変換器を示す。図２は、切換え状態が相互に１８０度の位相ずれを持つときの、これら２つの変換器のタイミング波形を示す。主スイッチ１０１、１０２の導通期間は、波形ＭＳ１、ＭＳ２に示されている。この例の場合、主スイッチが導通していないときには、フリーホイーリングスイッチ１０３、１０４が導通する。このため、フリーホイーリングスイッチの導通期間は、それぞれ、ＭＳ１、ＭＳ２と相補的である。当然ながら、軽負荷では、フリーホイーリングスイッチをその周期が終了する前にオフにして、これらのスイッチにダイオードが使用される場合のように負の電流が流れないようにできる。
【００２５】
波形ＭＳ１、ＭＳ２は、発振器回路で発生する鋸歯状波形をアナログフィードバック信号と比較することによって、通常の方法で生成される。図２は、このような２つの鋸歯状波形ＯＳＣ１、ＯＳＣ２を示しており、それぞれが各バック変換器用である。図から分かるように、この２つの波形は、互いに位相が１８０度ずれている。アナログフィードバック信号は、この例においては、各変換器のデューティ比が４０％となるように選択されるが、これ以外のデューティ比を使用してもよい。
【００２６】
図２における波形ＩＬ１、ＩＬ２は、それぞれ、インダクタ１０５、１０６に流れる電流を示す。これらの電流は、直流成分（破線）とリップル成分とを有し、リップル成分は公知の方法で求めることができる。リップル成分は、相互に位相が１８０度ずれている。
【００２７】
波形ＩＴＤＴは、ＩＬ１およびＩＬ２を加算したときの合計電流を示す。図から分かるように、この合計電流におけるリップル成分の振幅は、ＩＬ１およびＩＬ２のいずれのリップルよりも小さい。これは、インターリーブ方式がもたらす利点である。合計電流のリップルの振幅が、個々の変換器のリップルと比較していかなる程度に低減されるかの正確な大きさは、デューティ比と、インターリーブ方式に配置される変換器の数との関数である（Ｂｒｅｔｔ Ａ． Ｍｉｗａ， Ｄａｖｉｄ Ｍ． Ｏｔｔｅｎ， Ｍａｒｔｉｎ Ｆ． Ｓｃｈｌｅｃｈｅらによる「Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ（インターリーブ方式を使用する電力要素の効率的な改善）」、１９９２ ＩＥＥＥ ７ｔｈ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、１９９２年２月２３〜２７、ｐ．５５７〜５６８を参照）。
【００２８】
図３は、図１のインターリーブ方式変換器用の制御回路を示す。この回路には、線形フィードバックループ回路装置３０１と、バング・バング制御回路装置３０２の両方が存在する。前者の回路装置は、変換器のデューティ比を制御して、通常条件下における目標の値すなわち公称値に出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。バング・バング制御回路装置３０２は、出力電圧が、このバング・バング制御回路装置によって設定される最小および最大しきい値の範囲外に逸脱したときに、線形フィードバックループ回路装置３０１を「オーバライド」する（すなわち、バング・バング制御回路装置の信号を優先的に使用してスイッチを制御する）。オーバライド回路装置３０３は、駆動回路装置３０４に適切な信号が送られるようにする。さらに、電流バランシング制御回路装置３０５は、インダクタ１０５、１０６の電流の直流成分の適正なバランスを確保する。
【００２９】
図３に示す線形フィードバック回路装置は、位相のずれた鋸歯状波形ＯＳＣ１およびＯＳＣ２を発生する２つの発振器回路３０６および３０７を有する。また、誤差増幅器回路３０８も有しており、この回路は、実際の出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値ＶＤＥＳの間の誤差を増幅する（インピーダンス３１３、３１４による適正な周波数補正を有する）。この誤差増幅器の出力ＶＤは、目標のデューティ比に（おそらくは多少のずれを伴って）比例するアナログ信号である。比較器３０９、３１０は、それぞれ、このデューティ比信号を２つの鋸歯状波形と比較する。これらの比較器は、バング・バング制御回路が動作していない場合に、主スイッチ１０１、１０２の導通期間（したがって、当然フリーホイーリングスイッチ１０３、１０４の導通期間）を示す２つのデジタル出力波形を生成する。
【００３０】
特定のＰＷＭ回路がラッチを使用する。ラッチは各周期の最初にセットされ、比較器の状態が変化するとリセットされる。
【００３１】
バング・バング制御回路装置は、２つの比較器３１１、３１２を有する。比較器３１２は出力ＢＡＮＧＬを有し、この出力は、設定されたしきい値ＶＴＬ（例：公称値よりも３％低いレベル）以下に出力電圧が低下したときにＨｉｇｈになる。比較器３１１は出力ＢＡＮＧＨを有し、この出力は、設定されたしきい値ＶＴＨ（例えば公称値より３も％高いレベル）以上に出力電圧が上昇したときにＨｉｇｈになる。これらの比較器には、ヒステリシスがあってもなくてもよい。
【００３２】
オーバライド回路装置３０３は、通常は、比較器３０９、３１０からの出力波形（波形３１７、３１８）を受け取り、これらを駆動回路装置３０４に送出する。駆動回路装置は適切な信号を生成して、スイッチ１０１〜１０４を駆動する。ただし、比較器３１２の出力ＢＡＮＧＬがＨｉｇｈのときには、オーバライド回路装置３０３は波形３１７、３１８を無視する。代わりに、主スイッチ１０１、１０２をオンにする（かつフリーホイーリングスイッチ１０３、１０４をオフにする）信号を、駆動回路装置３０４に送出する。逆に、比較器３１１の出力ＢＡＮＧＨがＨｉｇｈのときには、オーバライド回路装置は、フリーホイーリングスイッチをオンにし、かつ主スイッチをオフにする信号を駆動回路装置に送出する。オーバライド回路装置３０３は、公知の方法でデジタル回路装置を使用して実現できる。
【００３３】
図３には示されていないが、出力電圧を抵抗分割器によって最初に分割低下させ、その後、同様に倍率変更された目標のしきい電圧レベルと比較するのが一般的である。
【００３４】
図４の波形は、バング・バング制御により、２つのインターリーブ方式変換器の電流が一時的にアンバランスになる様子を示す。この図には示されていないが、ＶＤは、図４に示されている周期の数全体にわたり、ほぼ一定値を維持すると仮定する。線形フィードバック回路の帯域幅がスイッチング周波数と比較して遅いため、この仮定は正確であると言える。
【００３５】
ここで、Ｔ０において、負荷電流ＩＯＵＴに正の階段状変化が生じ、出力電圧ＶＯＵＴが下降を開始すると仮定する。Ｔ１において、ＶＯＵＴがバング・バング制御回路装置の最低しきい値よりも低くなると、主スイッチ１０１、１０２の両方がオンになり、その状態を、Ｔ２において電圧がこのしきい値よりも高い値に戻る（おそらくはヒステリシスを伴う）まで維持する。
【００３６】
Ｔ１からＴ２までのバング期間の間、インダクタ電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が増大する。しかし、この例においては、バング期間が発生するのは主スイッチ１０１がいずれにせよオンであった場合であるため、ＩＬ１は影響を受けない。これに対して、フリーホイーリングスイッチ１０４がオンの状態に維持されていればＩＬ２は（図４の点線に従って）減少するが、このバング期間の間、ＩＬ２は逆に（図４の実線に従って）増大する。図から分かるように、この結果、ＩＬ１の直流成分はバング期間によって影響を受けないが、ＩＬ２の直流成分は増大する。
【００３７】
次に、Ｔ３において、負荷電流に負の階段状変化が生じ、Ｔ４およびＴ５の間、バング・バング制御回路装置の最高しきい値よりも出力電圧が高くなる（この場合も幾分かのヒステリシスを伴う）と仮定する。このバング期間の間、フリーホイーリングスイッチ１０２および１０４の両方がオンになり、電流ＩＬ１、ＩＬ２が減少する。この場合、フリーホイーリングスイッチ１０４がいずれにせよオンであった場合にこの第２バング期間が発生するため、ＩＬ２は影響されない。しかし、ＩＬ１は、主スイッチ１０１がオンに維持されておれば（点線に従って）増加するが、逆に（実線に従って）減少する。この結果、ＩＬ１の直流成分は減少するが、ＩＬ２の直流成分は影響されない。
【００３８】
図４の右側から分かるように、この２つのバング期間が適当なタイミングで比較的時間を空けずに発生すると、２つのインダクタを流れる直流電流のバランスが大きく失われることがある。当然ながら、このように時間を空けずに発生するバング期間の数が多ければ、このアンバランスもさらに大きくなる。この場合、２つの電流の一方が著しく増大し、磁心が飽和するか、またはスイッチの定格電流を超えることがある。他方の電流は著しく減少し、（少なくとも周期の一部の間）０以下となり、電力が負荷から逆に流れるために変換器の効率が低下することがある。この負の電流の流れを防ぐためにフリーホイーリングスイッチをオフにする（またはダイオードを使用する）と、２つの変換器間におけるリップル波形の対称性が失われ、リップルの相殺効果が低下する。
【００３９】
この問題を解消するための電流バランシング回路装置の能力は、その帯域幅によって制限される。一般に、この帯域幅は、負荷過渡現象が生じていないときに出力電圧を制御する線形フィードバックループの帯域幅よりも遅い。多くの負荷では、これよりはるかに高速度で繰り返す負荷過渡現象が発生する。このため、上に概要を述べた問題は頻発する。
【００４０】
図５の波形は、この問題を克服する方法を示す。この図において、発振器回路３０６、３０７は、Ｔ１およびＴ２の間とＴ４およびＴ５の間のバング期間中に瞬間的に停止される。これにより、インターリーブ方式変換器それぞれのスイッチング周期を決定する発振器は、これらのバング期間の間、バング期間の開始時における時点のまま保持される。バング期間が過ぎると、発振器は、周期内の一時停止（中断）された点から再び動作し、その点から、次のバング期間が発生するまで継続する。前の例と同様に、ＶＤは図５に示されている周期全体にわたりほぼ一定値を維持すると仮定する。
【００４１】
図５において、ＢＡＮＧＬおよびＢＡＮＧＨ信号は、２つのバング期間のタイミングを示す。また、発振器回路が一時停止（中断）される期間も表す。ＯＳＣ１およびＯＳＣ２信号は、２つの発振器回路３０６および３０７の出力である。図から分かるように、バング期間の間、通常は鋸歯状形状であるこれらの波形は、バング期間が開始されたときのレベルに一定に維持される。バング期間が終了すると、この鋸歯状波形はその一定レベルから上昇を継続し、それぞれの周期を終える。一時停止のため、これらの周期は一時停止されなかった場合よりも（バング期間の長さだけ）遅れて終了する。
【００４２】
図５における最初のバング期間の間、出力電圧が低すぎるため、主スイッチ１０１、１０２がオンになる。このため、ＩＬ１とＩＬ２の両方が、この期間の間に同じ量だけ上昇する。しかし、最初のバング期間が過ぎると、両方の回路は、バング期間の対応する遅延を除き、このバング期間が発生しなかった場合と同様の時間で進行する。唯一の違いは、ＩＬ１とＩＬ２の両方とも、バング期間が発生しなかった場合（破線に従う）よりも高くなる（実線に従って）ことである。通常の発振器周期の一部が「失われる」ことがないことにより、両方のインダクタ電流は、バング期間によって等しく影響を受ける。
【００４３】
同様に、図５は、第２バング期間を示し、この期間により、フリーホイーリングスイッチ１０３、１０４の両方がオンになり、その結果としてＩＬ１およびＩＬ２の両方が等しく減少する。
【００４４】
この方法では、インダクタ電流がアンバランスになることがなく、このため、バング期間が繰り返される頻度と時間間隔に関係なく、電流のアンバランスに起因する固有の問題が発生しない。
【００４５】
なお、同一タイプ（例えば、出力電圧が低すぎる）の２つまたはそれ以上のバング期間が連続して発生し、その後に、別のタイプのバング期間が発生することがある。この場合、発振器波形に対するこれらのバング期間が発生するタイミングによっては、図４に関して先に説明した問題が起こり得るが、この問題は、図５に関して説明した「発振器の一時停止」方法によって解決されるであろう。
【００４６】
図６は、発振器回路の一時停止（中断）を実現するための１つの方法を示す。この図においては、発振器回路６０１は、ヒステリシスを持つ比較器６０２と、タイミングコンデンサ６０３と、切断トランジスタ６０９と直列の電流源６０４と、リセットトランジスタ６０５とからなる回路によって、鋸歯状波形を発生する。一般性を考慮して、切断トランジスタ６０９とリセットトランジスタ６０５のいずれも、制御端子付きのスイッチとして示されており、このスイッチは、制御端子の電圧がＨｉｇｈのときに閉じる。これらのスイッチとその制御駆動を一般的なデバイスを使用して実現する方法は、当業者には明らかである。
【００４７】
この設計は代表的なものであるが、当技術分野においては他の回路手法（アナログとデジタルの両方）も公知である。例えば、電流源は抵抗器に置き換えることができ、リセットトランジスタは、それに直列に抵抗器を接続することができる。これらの変更を行うと、タイミングコンデンサ両端の電圧波形の形状が既知の範囲内で変化するが、この変化は本明細書に示す概念に影響しない。例えば、電流源を抵抗器に置き換えると、発振器波形は、直線ではなく指数曲線となる。リセットトランジスタに抵抗器を直列に追加すると、発振器の出力波形の立下り時間が立上り時間よりも長くなる。電流源は、リセット経路内に使用することもできる。
【００４８】
さらに、リップル相殺が完全に達成されるようにする場合、インターリーブ方式変換器の制御回路は、個々の発振器の間で良好な対称性を維持する必要がある。例えば、鋸歯状波形は、振幅が同一で、かつ正しい位相差とする必要がある。この対称性を達成する手法として、調和した構成部品を使用することと、変換器の間の対称性が失われたことを検知してアンバランスを修正する回路装置を使用することが挙げられる。
【００４９】
この発振器回路の設計においては、電流源６０４は、電圧が直線的に上昇するタイミングコンデンサ６０３を充電する。この電圧が比較器６０２の上側しきい値を超えると、比較器の出力の状態が変化し、これによってリセットトランジスタ６０５がオンになり、タイミングコンデンサが放電される。コンデンサの電圧が比較器の下側しきい値以下に低下すると、リセットトランジスタがオフになり、このサイクルが再び開始される。タイミングコンデンサ両端の電圧は、前述の鋸歯状波形（例、ＯＳＣ１）である。
【００５０】
バング・バング制御回路が、バング期間が発生していることをＨｉｇｈの「インタラプト（中断）」信号によって示すと、トランジスタ６０９がオフになり、電流源６０４がタイミングコンデンサから切り離される（別の方法として、電流源を流れる電流の値を０に設定してもよい）。さらに、リセットトランジスタ６０５がオンであれば、オフになる。この後、コンデンサ６０３には電流が流れないため（ただし少量の漏れは生じ得る）、このコンデンサ両端の電圧は、一時停止の間、ほぼ一定に保たれる。バング期間が終了すると、電流源がタイミングコンデンサに再び接続され、リセットトランジスタは、必要な状態がオンであればオンにすることができる。この後、コンデンサ電圧は、周期内の時点に応じて、その上側しきい値までの上昇か、または下側しきい値までの下降を継続する。
【００５１】
図６は、一時停止可能な発振器を実現する１つの方法を示すが、出力波形が１８０度ずれているこのような２つの発振器を実現する方法は示していない。これを実現する方法は種々存在する。その１つが図７に示されている。この回路においては、各発振器７０１、７０２は、タイミングコンデンサ７０３（または７０４）と、電流源７０５（または７０６）と、リセットトランジスタ７０７（または７０８）とから構成される。さらに、個別の「クロック」回路７１３があり、この回路は、全体のスイッチング周波数にインターリーブ方式の変換器の数を乗じた値に等しい周波数で動作する。このクロック回路は内部に専用の発振器を有し、この発振器は、図６に示されている手法（すなわち６０１または６０２）を含む、公知の手法のいずれかを使用して実現できる。
【００５２】
クロック回路の出力は、パルス列である。ステアリング論理回路７１０は、連続する各パルスを個々のリセットトランジスタの１つに順に送出した後、このサイクルを繰り返す。すなわちこの例においては、ステアリング論理は、１つのパルスをリセットトランジスタ７０７に送出し、次のパルスをリセットトランジスタ７０８に送出し、次にトランジスタ７０７に戻り、以下これを繰り返す。
【００５３】
各リセットトランジスタは、パルスを受け取るとオンになり、それぞれのタイミングコンデンサを放電する。パルスが終了すると、リセットトランジスタはオフになり、タイミングコンデンサは、そのリセットトランジスタが次回にパルスを受け取るまで、それぞれの電流源によって充電される。このため、タイミングコンデンサ両端の電圧は、鋸歯状波形であり、２つのコンデンサの波形は、相互に位相が１８０度ずれている。
【００５４】
この回路においても、図７に示されている電流源は抵抗器に置き換えることができ、リセットトランジスタには抵抗器を直列に接続することができる。これらの変更を行うと、タイミングコンデンサにかかる電圧波形の形状が既知の範囲内で変化するが、この変化は本明細書に示す概念に影響しない。
【００５５】
図７に示されている手法で注意すべき点として、バング期間が発生して発振器を一時停止するときに、次の２つの動作が生起する必要がある。第１は、電流源７０５および７０６がいずれもゼロ電流に設定されるか、またはタイミングコンデンサから切り離され、かつリセットトランジスタ７０７または７０８がオンであれば、両方がオフにされることである。この時、コンデンサ７０３および７０４の両端の電圧は一定に保たれる。第２は、クロック回路内の発振器も同様に一時停止する必要があることである。この発振器が図６に示されている発振器（すなわち６０１または６０２）に類似するものである場合、図６の発振器を一時停止する方法と同一方法で一時停止させることができる。
【００５６】
バング期間が終了すると、電流源７０５、７０６は、その通常の電流値に戻り（またはタイミングコンデンサに再接続され）、リセットトランジスタ７０７、７０８は、所望の状態がオンであればオンにできるようになる。クロック回路内の発振器も動作する。タイミングコンデンサ７０３、７０４の各両端の電圧は、バング期間が開始される前に中断されたところから再開される。
【００５７】
図８には、位相ずれを実現するための別の方法が示されている。この方法は、インターリーブ方式の変換器の数が偶数であるとき、変換器を相互に位相が１８０ずれたペアにグループ化できる場合に有効に機能する。図８は２つの変換器の場合を示すが、この方法の用途はより普遍性があり、位相が９０度ずれる、異なる２系統のこのような発振器回路が、４つのインターリーブ方式の変換器システムの、それぞれ、第１および第３変換器用と、第２および第４変換器用に発振器信号を供給することができる。
【００５８】
図８から分かるように、発振器８０１は１つだけであり、その出力ＯＳＣは、この例においては三角形の波形（すなわちバランシングした鋸歯状波形）として描かれているが、これに限定されない。この波形の中心は電圧ＶＣＴＲである。誤差増幅器回路８０２は、実際の出力電圧を目標値から減じ、その誤差電圧に利得を乗じて、目標のデューティ比に比例するアナログ信号ＶＤ＋を生成する。次に、単一利得の反転増幅器８０３が、その非反転入力に接続されている電圧Ｖｃｔｒを基準として使用して、別のアナログ信号ＶＤ−を生成する。ここで、（ＶＤ−−Ｖｃｔｒ）＝−（ＶＤ＋−Ｖｃｔｒ）である。言い換えれば、Ｖｃｔｒ−を基準としてＶＤ−はＶＤ＋の反対である。簡便のため、これらの信号が絶対的に正または負でない場合にも、ＶＤ＋を「正のデューティ比信号」、ＶＤ−を「負のデューティ比信号」と呼ぶ。
【００５９】
比較器８０４、８０５は、これら正と負のデューティ比信号を、発振器８０１からの三角形波形と比較する。この２つの比較器は２つのデジタル出力波形８０６および８０７を生成し、これらの波形は、バング期間の間にオーバライドされていないときの主スイッチ１０１および１０２の導通期間（したがって、当然フリーホイーリングスイッチ１０３および１０４の導通期間）を指示するものである。波形８０６および８０７は、これらの信号の生成方法の特性により、自動的に位相が相互に１８０度ずれる。
【００６０】
バング期間が発生するときに必要なことは、単に、発振器８０１を一時停止させて、バング期間の間に波形を一定にとどめ、次に、波形が一時停止されたところから再開されるように発振器８０１を動作させることである。この一時停止は、前述の手法、例えば電流源を切断し、リセットトランジスタをオフにすることによって実現できる。当然ながら、オーバライド回路装置は、この期間の間に変換器内の適切なスイッチをオンにする必要もある。
【００６１】
なお、この方式が機能するのに、発振器８０１の出力は必ずしも三角形でなくてもよい。例えば、図９に示されている発振器回路は、図８の発振器を実現する１つの方法を示し、この方法においては、発振器の波形は指数関数形状の部分からなる。この回路において、デバイス９０１は比較器であり、デバイス９０２はトライステートバッファ（３状態バッファ）であり、このバッファの出力は、信号をそのディスエーブル（無効）入力９０３に適用することによって出力を開回路モードにできる。この回路は、制御電圧Ｖｃｃから給電される。比較器の基準電圧として、Ｖｃｃの１／２が使用される。この基準電圧は、発振器の出力波形の中心電圧である。すなわち、Ｖｃｔｒ＝Ｖｃｃ／２である。コンデンサ９０６は、タイミングコンデンサである。このコンデンサ両端の電圧は、発振器の出力である。抵抗器９０７は、タイミングコンデンサが充電および放電される速度を制御し、抵抗器９０４および９０５は、比較器にヒステリシスを与える。抵抗器９０８は、比較器９０１の出力用のプルアップ抵抗器である。
【００６２】
ここで、比較器９０１のヒステリシスは、上側しきい値がＶｃｔｒよりも１Ｖ高く、下側しきい値がＶｃｔｒよりも１Ｖ低いと仮定する。発振器の波形は、これら２つの上下限しきい値間で上昇および下降する。一方の状態、すなわち比較器とバッファの出力がＨｉｇｈのときには、コンデンサが抵抗器９０７を通じて充電されるに従ってコンデンサ電圧が上昇する。この電圧が（Ｖｃｔｒ＋１Ｖ）に達すると、比較器の状態が変化し、その出力とバッファの出力が下がる。この時タイミングコンデンサの電圧は、抵抗器９０７を通じて放電されるに従って下降する。図９に示されているように、コンデンサの電圧波形９１０は指数関数曲線からなり、その特性時定数はコンデンサ９０６および抵抗器９０７の積によって与えられる。
【００６３】
バング期間の間この発振器を一時停止するため、トライステートバッファの入力９０３をディスエーブルにするための適切な信号を供給する必要がある。信号を供給するとバッファの出力が開回路になり、コンデンサ９０６を充電または放電するための電流が抵抗器９０７を流れることができない。バング期間が終了すると、バッファはイネーブル（有効）にされ、バング期間が開始される前の発振器の状態に応じて、タイミングコンデンサの充電または放電が継続する。
【００６４】
前述のように、バング制御は、出力電圧がしきい値を超えたときに作動させることができる。バング制御を作動させるための別の方法も可能である。例えば、出力電圧およびその微分を使用して、バング期間を開始および終了させるタイミングを決定できる。２つの変数を加算して（このとき適切な利得を使用する）、この加算値を比較器に供給する。微分は電流に関連するため、微分は電流を検出することによって求めることができる。
【００６５】
本発明を好ましい実施形態により図示し、説明してきたが、当業者には、添付の特許請求の範囲に限定された本発明の精神と範囲から逸脱することなく、形態または細部に各種の変更を加えるのが可能であることは理解されるであろう。当業者には通常の実験を行うことなく、本明細書に記載された本発明の特定の実施形態に対する多くの均等物を認識し、または確認できるであろう。このような均等物も特許請求の範囲に包含されるものとする。例えば、本明細書に記載されている実施形態は、インターリーブ方式の非絶縁タイプの２つのバック変換器の制御について述べているが、この概念は、絶縁タイプまたは非絶縁タイプの別のＤＣ／ＤＣ変換器システム、および任意の数のインターリーブ方式の装置にもそのまま適用できる。また、本明細書に示されている回路では、いくつかのアナログ回路手法が使用されているが、この概念は、これらの機能をデジタル回路手法によって達成する回路にもそのまま適用できる。さらに、本明細書に示されている回路ではバング・バング制御が使用されているが、この概念は、バング制御だけを使用する回路にもそのまま適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】並列に接続された２つのバック変換器の概略図である。
【図２】図１のインターリーブ方式変換器のタイミング波形図である。
【図３】図１のインターリーブ方式変換器の制御回路図である。
【図４】バング期間により電流が一時的にアンバランスとなることを示す、タイミング波形図である。
【図５】発振器を一時停止して、電流のバランスを維持するタイミング波形図である。
【図６】一時停止可能な発振器回路の一つの具体例の概略図である。
【図７】１８０度の位相ずれを持つ、一時停止可能な複合発振器回路の一つの具体例の概略図である。
【図８】正と負のデューティ比信号を使用して、位相が１８０度異なる２つのデジタル信号を１つの発振器波形から得るための回路の概略図である。
【図９】図８の発振器回路の一つの具体例を示す概略図である。
【符号の説明】３０１…線形フィードバックループ回路装置、３０２…バング・バング制御回路装置、３０３…オーバライド回路装置、３０６…第１発振器、３０７…第２発振器。
【発明の背景】
本発明は、絶縁型または非絶縁型ＤＣ／ＤＣ変換器の制御に関する。
【０００２】
特定の負荷、例えばマイクロプロセッサやメモリなどの負荷では、高速過渡現象を含む電流が発生する。このような電流が発生する場合、これらの負荷に電力を供給するＤＣ／ＤＣ変換器は出力電圧を実質的に一定に維持して、負荷を正しく機能させる必要がある。一例として、今日の利用可能なマイクロプロセッサよって発生する電流は、１μｓよりも短い時間で２５Ａ変化し、この時間内におけるＤＣ供給電圧は公称値からの偏差が５％以下でなければならない。
【０００３】
変換器に線形フィードバックを組み込むことにより、スイッチング素子のデューティサイクルを制御して所望の出力を維持するようにできる。この場合、ＤＣ／ＤＣ変換器が負荷電流の過渡現象に応答できる速度は、変換器のフィルタ素子のサイズによって決まる。さらに、フィルタ素子のサイズは、変換器のスイッチング周波数と、変換器の入力／出力波形における許容されるリップル量とによって決まる。スイッチング周波数が高いほど、また許容リップルが大きいほど、フィルタ素子を小さくすることができ、変換器は負荷の過渡現象に高速に応答できる。
【０００４】
不都合な点は、スイッチング周波数が高いほど、変換器の効率が低下することである。今日の最も要求の厳しい負荷の多くについては、過渡要求条件に対応するのに必要なスイッチング周波数では、効率が低すぎる。
【０００５】
この問題を解決する１つの方法は、ＤＣ／ＤＣ変換器を「インターリーブ動作（交互動作）」させることである。この公知の手法では、いくつかのＤＣ／ＤＣ変換器により必要な合計電力を供給する。例えば、２つまたはそれ以上のバック変換器（ｂｕｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）（「主」および「フリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）」半導体スイッチと、インダクタと、コンデンサとから構成される）が並列に配置され、各変換器が合計負荷電流の等分を供給する。個々の変換器は、すべて同一周波数でスイッチングされるが、各変換器の切換えの瞬間は、他の変換器の各切換えの瞬間に対してスイッチング周期上で均等に位相がずれる。例えば、２つの変換器を互いに１８０度の位相ずれとすることができ、３つの変換器を互いに１２０度の位相ずれとすることができ、以下同様にできる。この結果として、個々の変換器によって発生するリップル波形は、他の変換器のリップル波形に対して位相がずれ、リップル波形が加算されると、相互に大幅にリップルが相殺される。
【０００６】
このリップルの相殺を利用することにより、設計者は、個々の変換器それぞれについて、より大きな個々のリップルレベルを許容でき、したがってより小さなフィルタ素子を指定できる。フィルタ素子が小さくなることにより、集合的な複数の変換器は、同一周波数でスイッチングを行う高出力の単一変換器に比べて、はるかに高速に負荷の過渡現象に応答できる。このため、インターリーブ方式を使用すると、スイッチング周波数を高くすることなく、したがって結果的に効率を低下させることなく、高速応答を達成できる。
【０００７】
ＤＣ／ＤＣ変換器の高速応答を達成するのに利用する他の公知の方法は、「バング・バング」制御と呼ばれる。この方法では、制御回路が出力電圧を監視する。出力電圧が、設定されたしきい値レベル、例えば出力の公称値よりも３％低いレベルよりも低下すると、制御回路は直ちに変換器のデューティ比を最大値まで増加させる。これにより、変換器の出力電流が可能な最高速度で増大する。これに対して、出力電圧が設定されたしきい値レベル、例えば出力の公称値よりも３％大きいレベルよりも上昇すると、制御回路は直ちに変換器のデューティ比を最小値まで減少させる。これにより、変換器の出力電流が可能な最高速度で減少する。出力電圧がこれら２つの上下限しきい値間の範囲内にあるときは、線形フィードバックループがデューティ比を制御して、出力電圧を、負荷過渡現象が発生していないときの公称値に安定させる。
【０００８】
この方法の変形形態として、単一のしきい値レベル（例えば公称値よりも３％低いレベル）を使用するより簡単な「バング」制御を利用して、線形フィードバック制御ループを一時停止する。この方法は、変換器が負荷電流過渡現象の一方の極性だけに高速に応答する必要がある場合に選択できる。
【０００９】
場合によっては、変換器の応答速度をさらに高速にするために、インターリーブ方式とバング・バング（またはバング）制御とが組み合わされる。
【００１０】
複数のインターリーブ方式の変換器を駆動する制御回路は、個々の変換器の間で電力の適正なバランスを維持する必要がある。これを実現する１つの方法としては、各変換器の電流を検出し、各変換器のデューティ比を変える回路装置を設けることにより、その変換器の電流が他の変換器の電流に一致するようにする。この電流バランシング回路装置の帯域幅は、変換器の出力電圧を制御する線形フィードバックループの帯域幅と比較して一般には低い（１／１０以下）。
【００１１】
このような電流バランシング手法を使用する場合、バング・バング（またはバング）制御を使用すると、問題が生じる。バング・バング制御機能が作動するとき、個々の変換器の通常の周期的動作が不均一に乱される。
【００１２】
例えば、出力電圧が下側しきい値よりも低下し、全変換器のデューティ比が１００％に設定される（すなわち、各変換器の主スイッチがオンになり、フリーホイーリングスイッチがオフになる）と仮定する。この「バング期間」は、出力電圧が下側しきい値よりも高い値に戻る（おそらくは幾分かのヒステリシスを伴う）まで続くが、このバング期間の間、変換器のいくつかは、その主スイッチが、デューティ比が１００％に設定されたことにかかわらずオンであった可能性があるため、これら変換器の動作は影響を受けない。他の変換器は、バング期間全体に渡りフリーホイーリングスイッチがオンであった可能性があるため、そのフリーホイーリング期間の一部を「失う」ことにより、その動作が大きく影響を受ける。当然ながら、変換器によっては、そのフリーホイーリングスイッチがバング期間の一部分の間についてのみオンであった可能性があるため、フリーホイーリング期間のさらに短い部分を失うことにより、その変換器の動作は部分的に影響を受ける。
【００１３】
この例のいずれの場合においても、「影響を受ける」とは、変換器の電流レベルが、バング制御が作動しなかった場合のレベルよりも上昇することをいう。各変換器に対する影響は不均一であるため、結果的にそれぞれの変換器の電流レベルは同一ではない。
【００１４】
また、出力電圧が過大になり、バング・バング制御器がデューティ比を０％にするように作用する（すなわちすべてのフリーホイーリングスイッチがオンになり、主スイッチがオフになる）場合にも、これと同様の結果が起こり得る。この場合、このバング期間の少なくとも一部分の間に主スイッチがオンであった変換器は、オンでなかった変換器にくらべて電流レベルが低くなる。
【００１５】
このような擾乱状態が同時に１つだけ起きる場合には、電流バランシング回路装置によって、個々の変換器の電流レベルが最終的に平衡状態に戻される。ただし、バランシング回路装置の帯域幅と比較して短時間の間に複数の擾乱が起こると、いくつかの変換器内の電流が過大になる可能性がある。逆に、他の変換器では電流が大幅に低下して、不連続動作が発生するか（フリーホイーリングスイッチがダイオードである場合）、またはスイッチ電流が負になる（同期ダイオードが使用されている場合）ことがある。
【００１６】
【発明の概要】
この問題を解決するために、本明細書に記載されている発明においては、個々の変換器の周期的なスイッチング動作を提供する発振器回路装置を、バング期間の間、「瞬間的に一時停止（中断）する」（すなわち、ホールドする）。この一時停止の間、制御回路は、必要とされる動作に応じて、変換器の主スイッチまたはフリーホイーリングスイッチのいずれかをオンにする。さらに本発明においては、バング期間が終わると、発振器回路装置を「動作状態」にする（すなわち発振器は再び動作可能になり、周期内の一時停止された同じ点から動作を開始する。）。この点において、各変換器は、主スイッチまたはフリーホイーリングスイッチのいずれか（スイッチング周期内の位置に対して該当する方）がオンである状態に戻る。
【００１７】
発振器回路装置を一時停止することによって、バング期間は個々の変換器すべてに均等に影響し、いずれの変換器もその通常の動作周期の一部を失うことがない。このため、バング期間の間、各変換器内の電流は正確に同一量だけ増加（または減少）する（他の条件すべてが等しいと想定した場合）。このため、擾乱が繰り返し生じることに起因して、電流のアンバランスが蓄積することが回避される。
【００１８】
したがって、本発明によれば、第１電力変換器は、第１発振器信号に応答して第１電力を出力に供給する。第２電力変換器は、第１発振器信号と位相のずれた第２発振器信号に応答して、第２電力を出力に供給する。オーバライド回路装置は、第１および第２発振器信号をオーバライド（他の信号を優先）して、両方の電力変換器の出力電力を変化させて出力を修正する。オーバライドの解除後、第１および第２発振器信号は、周期内のオーバライドされた時点から継続する。
【００１９】
一実施形態において、電力変換器は電圧変換器であり、各電力変換器の電力出力は、出力インダクタの電流を変化させることによって変更される。
【００２０】
第１および第２発振器信号を駆動する少なくとも１つの発振器は、第１および第２発振器信号がオーバライドされるときに動作停止させることができる。発振器においては、オーバライドの間、コンデンサの周期的な充電と放電を一時停止して、オーバライドの間の、コンデンサの電圧をほぼ一定に保つことができる。１つの発振器で両方の発振器信号を駆動してもよい。
【００２１】
本発明の前述およびその他の目的、特徴、および利点は、添付図面に示す本発明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明で明らかになるであろう。図面では、同一参照符号は異なる図面においても同一部品を指す。図面は必ずしも縮尺通りではなく、本発明の原理を示すことに重点が置かれている。
【００２２】
【好ましい実施形態の詳細な説明】
本発明の好ましい実施形態について、以下に説明する。
【００２３】
以下では、本発明が、インターリーブ方式の非絶縁タイプの並列に接続された２つの「バック」（すなわち「ダウン」）コンバータに適用される場合について説明する。本明細書に提示した概念を、バックもしくはブースト、または絶縁もしくは非絶縁型に関わらず、別のＤＣ／ＤＣ変換器形態を含む他の電力変換器に適用する方法は、当業者には明らかである。変換器は、並列または直列に接続された電圧変換器または電流変換器であってもよい。さらに、本明細書に示されているバック変換器では、フリーホイーリングスイッチ用に同期整流器が使用されるが、代わりにダイオードを使用することもできる。
【００２４】
図１は、並列に接続された２つのバック変換器を示す。図２は、切換え状態が相互に１８０度の位相ずれを持つときの、これら２つの変換器のタイミング波形を示す。主スイッチ１０１、１０２の導通期間は、波形ＭＳ１、ＭＳ２に示されている。この例の場合、主スイッチが導通していないときには、フリーホイーリングスイッチ１０３、１０４が導通する。このため、フリーホイーリングスイッチの導通期間は、それぞれ、ＭＳ１、ＭＳ２と相補的である。当然ながら、軽負荷では、フリーホイーリングスイッチをその周期が終了する前にオフにして、これらのスイッチにダイオードが使用される場合のように負の電流が流れないようにできる。
【００２５】
波形ＭＳ１、ＭＳ２は、発振器回路で発生する鋸歯状波形をアナログフィードバック信号と比較することによって、通常の方法で生成される。図２は、このような２つの鋸歯状波形ＯＳＣ１、ＯＳＣ２を示しており、それぞれが各バック変換器用である。図から分かるように、この２つの波形は、互いに位相が１８０度ずれている。アナログフィードバック信号は、この例においては、各変換器のデューティ比が４０％となるように選択されるが、これ以外のデューティ比を使用してもよい。
【００２６】
図２における波形ＩＬ１、ＩＬ２は、それぞれ、インダクタ１０５、１０６に流れる電流を示す。これらの電流は、直流成分（破線）とリップル成分とを有し、リップル成分は公知の方法で求めることができる。リップル成分は、相互に位相が１８０度ずれている。
【００２７】
波形ＩＴＤＴは、ＩＬ１およびＩＬ２を加算したときの合計電流を示す。図から分かるように、この合計電流におけるリップル成分の振幅は、ＩＬ１およびＩＬ２のいずれのリップルよりも小さい。これは、インターリーブ方式がもたらす利点である。合計電流のリップルの振幅が、個々の変換器のリップルと比較していかなる程度に低減されるかの正確な大きさは、デューティ比と、インターリーブ方式に配置される変換器の数との関数である（Ｂｒｅｔｔ Ａ． Ｍｉｗａ， Ｄａｖｉｄ Ｍ． Ｏｔｔｅｎ， Ｍａｒｔｉｎ Ｆ． Ｓｃｈｌｅｃｈｅらによる「Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ（インターリーブ方式を使用する電力要素の効率的な改善）」、１９９２ ＩＥＥＥ ７ｔｈ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、１９９２年２月２３〜２７、ｐ．５５７〜５６８を参照）。
【００２８】
図３は、図１のインターリーブ方式変換器用の制御回路を示す。この回路には、線形フィードバックループ回路装置３０１と、バング・バング制御回路装置３０２の両方が存在する。前者の回路装置は、変換器のデューティ比を制御して、通常条件下における目標の値すなわち公称値に出力電圧Ｖｏｕｔを維持する。バング・バング制御回路装置３０２は、出力電圧が、このバング・バング制御回路装置によって設定される最小および最大しきい値の範囲外に逸脱したときに、線形フィードバックループ回路装置３０１を「オーバライド」する（すなわち、バング・バング制御回路装置の信号を優先的に使用してスイッチを制御する）。オーバライド回路装置３０３は、駆動回路装置３０４に適切な信号が送られるようにする。さらに、電流バランシング制御回路装置３０５は、インダクタ１０５、１０６の電流の直流成分の適正なバランスを確保する。
【００２９】
図３に示す線形フィードバック回路装置は、位相のずれた鋸歯状波形ＯＳＣ１およびＯＳＣ２を発生する２つの発振器回路３０６および３０７を有する。また、誤差増幅器回路３０８も有しており、この回路は、実際の出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値ＶＤＥＳの間の誤差を増幅する（インピーダンス３１３、３１４による適正な周波数補正を有する）。この誤差増幅器の出力ＶＤは、目標のデューティ比に（おそらくは多少のずれを伴って）比例するアナログ信号である。比較器３０９、３１０は、それぞれ、このデューティ比信号を２つの鋸歯状波形と比較する。これらの比較器は、バング・バング制御回路が動作していない場合に、主スイッチ１０１、１０２の導通期間（したがって、当然フリーホイーリングスイッチ１０３、１０４の導通期間）を示す２つのデジタル出力波形を生成する。
【００３０】
特定のＰＷＭ回路がラッチを使用する。ラッチは各周期の最初にセットされ、比較器の状態が変化するとリセットされる。
【００３１】
バング・バング制御回路装置は、２つの比較器３１１、３１２を有する。比較器３１２は出力ＢＡＮＧＬを有し、この出力は、設定されたしきい値ＶＴＬ（例：公称値よりも３％低いレベル）以下に出力電圧が低下したときにＨｉｇｈになる。比較器３１１は出力ＢＡＮＧＨを有し、この出力は、設定されたしきい値ＶＴＨ（例えば公称値より３も％高いレベル）以上に出力電圧が上昇したときにＨｉｇｈになる。これらの比較器には、ヒステリシスがあってもなくてもよい。
【００３２】
オーバライド回路装置３０３は、通常は、比較器３０９、３１０からの出力波形（波形３１７、３１８）を受け取り、これらを駆動回路装置３０４に送出する。駆動回路装置は適切な信号を生成して、スイッチ１０１〜１０４を駆動する。ただし、比較器３１２の出力ＢＡＮＧＬがＨｉｇｈのときには、オーバライド回路装置３０３は波形３１７、３１８を無視する。代わりに、主スイッチ１０１、１０２をオンにする（かつフリーホイーリングスイッチ１０３、１０４をオフにする）信号を、駆動回路装置３０４に送出する。逆に、比較器３１１の出力ＢＡＮＧＨがＨｉｇｈのときには、オーバライド回路装置は、フリーホイーリングスイッチをオンにし、かつ主スイッチをオフにする信号を駆動回路装置に送出する。オーバライド回路装置３０３は、公知の方法でデジタル回路装置を使用して実現できる。
【００３３】
図３には示されていないが、出力電圧を抵抗分割器によって最初に分割低下させ、その後、同様に倍率変更された目標のしきい電圧レベルと比較するのが一般的である。
【００３４】
図４の波形は、バング・バング制御により、２つのインターリーブ方式変換器の電流が一時的にアンバランスになる様子を示す。この図には示されていないが、ＶＤは、図４に示されている周期の数全体にわたり、ほぼ一定値を維持すると仮定する。線形フィードバック回路の帯域幅がスイッチング周波数と比較して遅いため、この仮定は正確であると言える。
【００３５】
ここで、Ｔ０において、負荷電流ＩＯＵＴに正の階段状変化が生じ、出力電圧ＶＯＵＴが下降を開始すると仮定する。Ｔ１において、ＶＯＵＴがバング・バング制御回路装置の最低しきい値よりも低くなると、主スイッチ１０１、１０２の両方がオンになり、その状態を、Ｔ２において電圧がこのしきい値よりも高い値に戻る（おそらくはヒステリシスを伴う）まで維持する。
【００３６】
Ｔ１からＴ２までのバング期間の間、インダクタ電流ＩＬ１およびＩＬ２の両方が増大する。しかし、この例においては、バング期間が発生するのは主スイッチ１０１がいずれにせよオンであった場合であるため、ＩＬ１は影響を受けない。これに対して、フリーホイーリングスイッチ１０４がオンの状態に維持されていればＩＬ２は（図４の点線に従って）減少するが、このバング期間の間、ＩＬ２は逆に（図４の実線に従って）増大する。図から分かるように、この結果、ＩＬ１の直流成分はバング期間によって影響を受けないが、ＩＬ２の直流成分は増大する。
【００３７】
次に、Ｔ３において、負荷電流に負の階段状変化が生じ、Ｔ４およびＴ５の間、バング・バング制御回路装置の最高しきい値よりも出力電圧が高くなる（この場合も幾分かのヒステリシスを伴う）と仮定する。このバング期間の間、フリーホイーリングスイッチ１０２および１０４の両方がオンになり、電流ＩＬ１、ＩＬ２が減少する。この場合、フリーホイーリングスイッチ１０４がいずれにせよオンであった場合にこの第２バング期間が発生するため、ＩＬ２は影響されない。しかし、ＩＬ１は、主スイッチ１０１がオンに維持されておれば（点線に従って）増加するが、逆に（実線に従って）減少する。この結果、ＩＬ１の直流成分は減少するが、ＩＬ２の直流成分は影響されない。
【００３８】
図４の右側から分かるように、この２つのバング期間が適当なタイミングで比較的時間を空けずに発生すると、２つのインダクタを流れる直流電流のバランスが大きく失われることがある。当然ながら、このように時間を空けずに発生するバング期間の数が多ければ、このアンバランスもさらに大きくなる。この場合、２つの電流の一方が著しく増大し、磁心が飽和するか、またはスイッチの定格電流を超えることがある。他方の電流は著しく減少し、（少なくとも周期の一部の間）０以下となり、電力が負荷から逆に流れるために変換器の効率が低下することがある。この負の電流の流れを防ぐためにフリーホイーリングスイッチをオフにする（またはダイオードを使用する）と、２つの変換器間におけるリップル波形の対称性が失われ、リップルの相殺効果が低下する。
【００３９】
この問題を解消するための電流バランシング回路装置の能力は、その帯域幅によって制限される。一般に、この帯域幅は、負荷過渡現象が生じていないときに出力電圧を制御する線形フィードバックループの帯域幅よりも遅い。多くの負荷では、これよりはるかに高速度で繰り返す負荷過渡現象が発生する。このため、上に概要を述べた問題は頻発する。
【００４０】
図５の波形は、この問題を克服する方法を示す。この図において、発振器回路３０６、３０７は、Ｔ１およびＴ２の間とＴ４およびＴ５の間のバング期間中に瞬間的に停止される。これにより、インターリーブ方式変換器それぞれのスイッチング周期を決定する発振器は、これらのバング期間の間、バング期間の開始時における時点のまま保持される。バング期間が過ぎると、発振器は、周期内の一時停止（中断）された点から再び動作し、その点から、次のバング期間が発生するまで継続する。前の例と同様に、ＶＤは図５に示されている周期全体にわたりほぼ一定値を維持すると仮定する。
【００４１】
図５において、ＢＡＮＧＬおよびＢＡＮＧＨ信号は、２つのバング期間のタイミングを示す。また、発振器回路が一時停止（中断）される期間も表す。ＯＳＣ１およびＯＳＣ２信号は、２つの発振器回路３０６および３０７の出力である。図から分かるように、バング期間の間、通常は鋸歯状形状であるこれらの波形は、バング期間が開始されたときのレベルに一定に維持される。バング期間が終了すると、この鋸歯状波形はその一定レベルから上昇を継続し、それぞれの周期を終える。一時停止のため、これらの周期は一時停止されなかった場合よりも（バング期間の長さだけ）遅れて終了する。
【００４２】
図５における最初のバング期間の間、出力電圧が低すぎるため、主スイッチ１０１、１０２がオンになる。このため、ＩＬ１とＩＬ２の両方が、この期間の間に同じ量だけ上昇する。しかし、最初のバング期間が過ぎると、両方の回路は、バング期間の対応する遅延を除き、このバング期間が発生しなかった場合と同様の時間で進行する。唯一の違いは、ＩＬ１とＩＬ２の両方とも、バング期間が発生しなかった場合（破線に従う）よりも高くなる（実線に従って）ことである。通常の発振器周期の一部が「失われる」ことがないことにより、両方のインダクタ電流は、バング期間によって等しく影響を受ける。
【００４３】
同様に、図５は、第２バング期間を示し、この期間により、フリーホイーリングスイッチ１０３、１０４の両方がオンになり、その結果としてＩＬ１およびＩＬ２の両方が等しく減少する。
【００４４】
この方法では、インダクタ電流がアンバランスになることがなく、このため、バング期間が繰り返される頻度と時間間隔に関係なく、電流のアンバランスに起因する固有の問題が発生しない。
【００４５】
なお、同一タイプ（例えば、出力電圧が低すぎる）の２つまたはそれ以上のバング期間が連続して発生し、その後に、別のタイプのバング期間が発生することがある。この場合、発振器波形に対するこれらのバング期間が発生するタイミングによっては、図４に関して先に説明した問題が起こり得るが、この問題は、図５に関して説明した「発振器の一時停止」方法によって解決されるであろう。
【００４６】
図６は、発振器回路の一時停止（中断）を実現するための１つの方法を示す。この図においては、発振器回路６０１は、ヒステリシスを持つ比較器６０２と、タイミングコンデンサ６０３と、切断トランジスタ６０９と直列の電流源６０４と、リセットトランジスタ６０５とからなる回路によって、鋸歯状波形を発生する。一般性を考慮して、切断トランジスタ６０９とリセットトランジスタ６０５のいずれも、制御端子付きのスイッチとして示されており、このスイッチは、制御端子の電圧がＨｉｇｈのときに閉じる。これらのスイッチとその制御駆動を一般的なデバイスを使用して実現する方法は、当業者には明らかである。
【００４７】
この設計は代表的なものであるが、当技術分野においては他の回路手法（アナログとデジタルの両方）も公知である。例えば、電流源は抵抗器に置き換えることができ、リセットトランジスタは、それに直列に抵抗器を接続することができる。これらの変更を行うと、タイミングコンデンサ両端の電圧波形の形状が既知の範囲内で変化するが、この変化は本明細書に示す概念に影響しない。例えば、電流源を抵抗器に置き換えると、発振器波形は、直線ではなく指数曲線となる。リセットトランジスタに抵抗器を直列に追加すると、発振器の出力波形の立下り時間が立上り時間よりも長くなる。電流源は、リセット経路内に使用することもできる。
【００４８】
さらに、リップル相殺が完全に達成されるようにする場合、インターリーブ方式変換器の制御回路は、個々の発振器の間で良好な対称性を維持する必要がある。例えば、鋸歯状波形は、振幅が同一で、かつ正しい位相差とする必要がある。この対称性を達成する手法として、調和した構成部品を使用することと、変換器の間の対称性が失われたことを検知してアンバランスを修正する回路装置を使用することが挙げられる。
【００４９】
この発振器回路の設計においては、電流源６０４は、電圧が直線的に上昇するタイミングコンデンサ６０３を充電する。この電圧が比較器６０２の上側しきい値を超えると、比較器の出力の状態が変化し、これによってリセットトランジスタ６０５がオンになり、タイミングコンデンサが放電される。コンデンサの電圧が比較器の下側しきい値以下に低下すると、リセットトランジスタがオフになり、このサイクルが再び開始される。タイミングコンデンサ両端の電圧は、前述の鋸歯状波形（例、ＯＳＣ１）である。
【００５０】
バング・バング制御回路が、バング期間が発生していることをＨｉｇｈの「インタラプト（中断）」信号によって示すと、トランジスタ６０９がオフになり、電流源６０４がタイミングコンデンサから切り離される（別の方法として、電流源を流れる電流の値を０に設定してもよい）。さらに、リセットトランジスタ６０５がオンであれば、オフになる。この後、コンデンサ６０３には電流が流れないため（ただし少量の漏れは生じ得る）、このコンデンサ両端の電圧は、一時停止の間、ほぼ一定に保たれる。バング期間が終了すると、電流源がタイミングコンデンサに再び接続され、リセットトランジスタは、必要な状態がオンであればオンにすることができる。この後、コンデンサ電圧は、周期内の時点に応じて、その上側しきい値までの上昇か、または下側しきい値までの下降を継続する。
【００５１】
図６は、一時停止可能な発振器を実現する１つの方法を示すが、出力波形が１８０度ずれているこのような２つの発振器を実現する方法は示していない。これを実現する方法は種々存在する。その１つが図７に示されている。この回路においては、各発振器７０１、７０２は、タイミングコンデンサ７０３（または７０４）と、電流源７０５（または７０６）と、リセットトランジスタ７０７（または７０８）とから構成される。さらに、個別の「クロック」回路７１３があり、この回路は、全体のスイッチング周波数にインターリーブ方式の変換器の数を乗じた値に等しい周波数で動作する。このクロック回路は内部に専用の発振器を有し、この発振器は、図６に示されている手法（すなわち６０１または６０２）を含む、公知の手法のいずれかを使用して実現できる。
【００５２】
クロック回路の出力は、パルス列である。ステアリング論理回路７１０は、連続する各パルスを個々のリセットトランジスタの１つに順に送出した後、このサイクルを繰り返す。すなわちこの例においては、ステアリング論理は、１つのパルスをリセットトランジスタ７０７に送出し、次のパルスをリセットトランジスタ７０８に送出し、次にトランジスタ７０７に戻り、以下これを繰り返す。
【００５３】
各リセットトランジスタは、パルスを受け取るとオンになり、それぞれのタイミングコンデンサを放電する。パルスが終了すると、リセットトランジスタはオフになり、タイミングコンデンサは、そのリセットトランジスタが次回にパルスを受け取るまで、それぞれの電流源によって充電される。このため、タイミングコンデンサ両端の電圧は、鋸歯状波形であり、２つのコンデンサの波形は、相互に位相が１８０度ずれている。
【００５４】
この回路においても、図７に示されている電流源は抵抗器に置き換えることができ、リセットトランジスタには抵抗器を直列に接続することができる。これらの変更を行うと、タイミングコンデンサにかかる電圧波形の形状が既知の範囲内で変化するが、この変化は本明細書に示す概念に影響しない。
【００５５】
図７に示されている手法で注意すべき点として、バング期間が発生して発振器を一時停止するときに、次の２つの動作が生起する必要がある。第１は、電流源７０５および７０６がいずれもゼロ電流に設定されるか、またはタイミングコンデンサから切り離され、かつリセットトランジスタ７０７または７０８がオンであれば、両方がオフにされることである。この時、コンデンサ７０３および７０４の両端の電圧は一定に保たれる。第２は、クロック回路内の発振器も同様に一時停止する必要があることである。この発振器が図６に示されている発振器（すなわち６０１または６０２）に類似するものである場合、図６の発振器を一時停止する方法と同一方法で一時停止させることができる。
【００５６】
バング期間が終了すると、電流源７０５、７０６は、その通常の電流値に戻り（またはタイミングコンデンサに再接続され）、リセットトランジスタ７０７、７０８は、所望の状態がオンであればオンにできるようになる。クロック回路内の発振器も動作する。タイミングコンデンサ７０３、７０４の各両端の電圧は、バング期間が開始される前に中断されたところから再開される。
【００５７】
図８には、位相ずれを実現するための別の方法が示されている。この方法は、インターリーブ方式の変換器の数が偶数であるとき、変換器を相互に位相が１８０ずれたペアにグループ化できる場合に有効に機能する。図８は２つの変換器の場合を示すが、この方法の用途はより普遍性があり、位相が９０度ずれる、異なる２系統のこのような発振器回路が、４つのインターリーブ方式の変換器システムの、それぞれ、第１および第３変換器用と、第２および第４変換器用に発振器信号を供給することができる。
【００５８】
図８から分かるように、発振器８０１は１つだけであり、その出力ＯＳＣは、この例においては三角形の波形（すなわちバランシングした鋸歯状波形）として描かれているが、これに限定されない。この波形の中心は電圧ＶＣＴＲである。誤差増幅器回路８０２は、実際の出力電圧を目標値から減じ、その誤差電圧に利得を乗じて、目標のデューティ比に比例するアナログ信号ＶＤ＋を生成する。次に、単一利得の反転増幅器８０３が、その非反転入力に接続されている電圧Ｖｃｔｒを基準として使用して、別のアナログ信号ＶＤ−を生成する。ここで、（ＶＤ−−Ｖｃｔｒ）＝−（ＶＤ＋−Ｖｃｔｒ）である。言い換えれば、Ｖｃｔｒ−を基準としてＶＤ−はＶＤ＋の反対である。簡便のため、これらの信号が絶対的に正または負でない場合にも、ＶＤ＋を「正のデューティ比信号」、ＶＤ−を「負のデューティ比信号」と呼ぶ。
【００５９】
比較器８０４、８０５は、これら正と負のデューティ比信号を、発振器８０１からの三角形波形と比較する。この２つの比較器は２つのデジタル出力波形８０６および８０７を生成し、これらの波形は、バング期間の間にオーバライドされていないときの主スイッチ１０１および１０２の導通期間（したがって、当然フリーホイーリングスイッチ１０３および１０４の導通期間）を指示するものである。波形８０６および８０７は、これらの信号の生成方法の特性により、自動的に位相が相互に１８０度ずれる。
【００６０】
バング期間が発生するときに必要なことは、単に、発振器８０１を一時停止させて、バング期間の間に波形を一定にとどめ、次に、波形が一時停止されたところから再開されるように発振器８０１を動作させることである。この一時停止は、前述の手法、例えば電流源を切断し、リセットトランジスタをオフにすることによって実現できる。当然ながら、オーバライド回路装置は、この期間の間に変換器内の適切なスイッチをオンにする必要もある。
【００６１】
なお、この方式が機能するのに、発振器８０１の出力は必ずしも三角形でなくてもよい。例えば、図９に示されている発振器回路は、図８の発振器を実現する１つの方法を示し、この方法においては、発振器の波形は指数関数形状の部分からなる。この回路において、デバイス９０１は比較器であり、デバイス９０２はトライステートバッファ（３状態バッファ）であり、このバッファの出力は、信号をそのディスエーブル（無効）入力９０３に適用することによって出力を開回路モードにできる。この回路は、制御電圧Ｖｃｃから給電される。比較器の基準電圧として、Ｖｃｃの１／２が使用される。この基準電圧は、発振器の出力波形の中心電圧である。すなわち、Ｖｃｔｒ＝Ｖｃｃ／２である。コンデンサ９０６は、タイミングコンデンサである。このコンデンサ両端の電圧は、発振器の出力である。抵抗器９０７は、タイミングコンデンサが充電および放電される速度を制御し、抵抗器９０４および９０５は、比較器にヒステリシスを与える。抵抗器９０８は、比較器９０１の出力用のプルアップ抵抗器である。
【００６２】
ここで、比較器９０１のヒステリシスは、上側しきい値がＶｃｔｒよりも１Ｖ高く、下側しきい値がＶｃｔｒよりも１Ｖ低いと仮定する。発振器の波形は、これら２つの上下限しきい値間で上昇および下降する。一方の状態、すなわち比較器とバッファの出力がＨｉｇｈのときには、コンデンサが抵抗器９０７を通じて充電されるに従ってコンデンサ電圧が上昇する。この電圧が（Ｖｃｔｒ＋１Ｖ）に達すると、比較器の状態が変化し、その出力とバッファの出力が下がる。この時タイミングコンデンサの電圧は、抵抗器９０７を通じて放電されるに従って下降する。図９に示されているように、コンデンサの電圧波形９１０は指数関数曲線からなり、その特性時定数はコンデンサ９０６および抵抗器９０７の積によって与えられる。
【００６３】
バング期間の間この発振器を一時停止するため、トライステートバッファの入力９０３をディスエーブルにするための適切な信号を供給する必要がある。信号を供給するとバッファの出力が開回路になり、コンデンサ９０６を充電または放電するための電流が抵抗器９０７を流れることができない。バング期間が終了すると、バッファはイネーブル（有効）にされ、バング期間が開始される前の発振器の状態に応じて、タイミングコンデンサの充電または放電が継続する。
【００６４】
前述のように、バング制御は、出力電圧がしきい値を超えたときに作動させることができる。バング制御を作動させるための別の方法も可能である。例えば、出力電圧およびその微分を使用して、バング期間を開始および終了させるタイミングを決定できる。２つの変数を加算して（このとき適切な利得を使用する）、この加算値を比較器に供給する。微分は電流に関連するため、微分は電流を検出することによって求めることができる。
【００６５】
本発明を好ましい実施形態により図示し、説明してきたが、当業者には、添付の特許請求の範囲に限定された本発明の精神と範囲から逸脱することなく、形態または細部に各種の変更を加えるのが可能であることは理解されるであろう。当業者には通常の実験を行うことなく、本明細書に記載された本発明の特定の実施形態に対する多くの均等物を認識し、または確認できるであろう。このような均等物も特許請求の範囲に包含されるものとする。例えば、本明細書に記載されている実施形態は、インターリーブ方式の非絶縁タイプの２つのバック変換器の制御について述べているが、この概念は、絶縁タイプまたは非絶縁タイプの別のＤＣ／ＤＣ変換器システム、および任意の数のインターリーブ方式の装置にもそのまま適用できる。また、本明細書に示されている回路では、いくつかのアナログ回路手法が使用されているが、この概念は、これらの機能をデジタル回路手法によって達成する回路にもそのまま適用できる。さらに、本明細書に示されている回路ではバング・バング制御が使用されているが、この概念は、バング制御だけを使用する回路にもそのまま適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】並列に接続された２つのバック変換器の概略図である。
【図２】図１のインターリーブ方式変換器のタイミング波形図である。
【図３】図１のインターリーブ方式変換器の制御回路図である。
【図４】バング期間により電流が一時的にアンバランスとなることを示す、タイミング波形図である。
【図５】発振器を一時停止して、電流のバランスを維持するタイミング波形図である。
【図６】一時停止可能な発振器回路の一つの具体例の概略図である。
【図７】１８０度の位相ずれを持つ、一時停止可能な複合発振器回路の一つの具体例の概略図である。
【図８】正と負のデューティ比信号を使用して、位相が１８０度異なる２つのデジタル信号を１つの発振器波形から得るための回路の概略図である。
【図９】図８の発振器回路の一つの具体例を示す概略図である。
【符号の説明】３０１…線形フィードバックループ回路装置、３０２…バング・バング制御回路装置、３０３…オーバライド回路装置、３０６…第１発振器、３０７…第２発振器。
Claims (15)
- 第１発振器信号を第１電力変換器に供給して第１電力を出力に提供し、
第１発振器信号に対して位相がずれた第２発振器信号を第２電力変換器に供給して第２電力を出力に提供し、
第１および第２発振器信号をオーバライドして、両方の電力変換器の電力出力を変化させることにより出力を修正し、
第１および第２発振器信号のオーバライドを解除して、周期内のオーバライドされた点から、前記第１および第２発振器信号を継続させる電力変換方法。 - 請求項１において、前記電力変換器が電圧変換器である電力変換方法。
- 請求項２において、前記電力変換器がダウン変換器である電力変換方法。
- 請求項３において、各電力変換器の電力出力が、出力インダクタの電流を変化させることによって変更される電力変換方法。
- 請求項１において、前記第１および第２発振器信号を駆動する少なくとも１つの発振器が、前記第１および第２発振器信号がオーバライドされるときに動作停止される電力変換方法。
- 請求項１において、前記第１および第２発振器信号が少なくとも１つの発振器によって駆動され、この発振器内のコンデンサが周期的に充電および放電され、オーバライドの間はこのコンデンサの充電および放電を一時停止することにより、このオーバライドの間はコンデンサの電圧をほぼ一定に維持する、電力変換方法
- 請求項６において、単一の発振器が両方の前記発振器信号を駆動する、電力変換方法。
- 第１発振器信号に応答して第１電力を出力に提供する第１電力変換器と、
第１発振器信号に対して位相がずれている第２発振器信号に応答して、第２電力を出力に提供する第２電力変換器と、
第１および第２発振器信号をオーバライドして、両方の電力変換器の電力出力を変化させることにより出力を修正するオーバライド回路装置であって、第１および第２発振器信号は、オーバライドが解除された時点で、周期内のオーバライド点から継続する、オーバライド回路装置とを備えたインターリーブ方式の電力変換器システム。 - 請求項８において、前記電力変換器が電圧変換器である電力変換器システム。
- 請求項９において、前記電力変換器がダウン変換器である電力変換器システム。
- 請求項１０において、各電力変換器の電力出力が、出力インダクタの電流を変化させることによって変更される電力変換器システム。
- 請求項８において、前記第１および第２発振器信号を駆動する少なくとも１つの発振器が、前記第１および第２発振器信号がオーバライドされるときに動作停止する電力変換器システム。
- 請求項８において、前記第１および第２発振器信号が少なくとも１つの発振器によって駆動され、この発振器内のコンデンサが周期的に充電および放電され、オーバライドの間はこのコンデンサの充電および放電を一時停止することにより、このオーバライドの間はコンデンサの電圧をほぼ一定に維持する、電力変換器システム。
- 請求項１３において、単一の発振器が両方の前記発振器信号を駆動する、電力変換器システム。
- 第１発振器信号を第１電力変換器に供給して第１電力を出力に提供する手段と、
第１発振器信号に対して位相がずれた第２発振器信号を第２電力変換器に供給して第２電力を出力に提供する手段と、
第１および第２発振器信号をオーバライドして、両方の電力変換器の電力出力を変化させることにより出力を修正する手段と、
第１および第２発振器信号のオーバライドを解除して、周期内のオーバライドされた点から、前記第１および第２発振器信号を継続させる手段とを備えた電力変換システム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US22798500P | 2000-08-25 | 2000-08-25 | |
| PCT/US2001/025889 WO2002019507A2 (en) | 2000-08-25 | 2001-08-17 | Interleaved power converters incorporating bang-bang control |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004507999A true JP2004507999A (ja) | 2004-03-11 |
Family
ID=22855272
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002523695A Pending JP2004507999A (ja) | 2000-08-25 | 2001-08-17 | バング・バング制御を組み込んだインターリーブ方式電力変換器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6577109B2 (ja) |
| EP (1) | EP1336238A2 (ja) |
| JP (1) | JP2004507999A (ja) |
| CN (1) | CN1466808A (ja) |
| AU (1) | AU2001285064A1 (ja) |
| WO (1) | WO2002019507A2 (ja) |
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- 2001-08-17 EP EP01964179A patent/EP1336238A2/en not_active Withdrawn
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- 2001-08-17 AU AU2001285064A patent/AU2001285064A1/en not_active Abandoned
- 2001-08-17 JP JP2002523695A patent/JP2004507999A/ja active Pending
- 2001-08-17 CN CNA018161693A patent/CN1466808A/zh active Pending
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6577109B2 (en) | 2003-06-10 |
| EP1336238A2 (en) | 2003-08-20 |
| WO2002019507A3 (en) | 2002-06-13 |
| WO2002019507A2 (en) | 2002-03-07 |
| AU2001285064A1 (en) | 2002-03-13 |
| US20020048180A1 (en) | 2002-04-25 |
| CN1466808A (zh) | 2004-01-07 |
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