JP2004357744A

JP2004357744A - Human body detection touch sensor

Info

Publication number: JP2004357744A
Application number: JP2003156291A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Ajioka; 勉味岡; Yusuke Hayashi; 裕介林
Original assignee: Omron Corp; Omron Tateisi Electronics Co
Current assignee: Omron Corp
Priority date: 2003-06-02
Filing date: 2003-06-02
Publication date: 2004-12-24

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a human body detection touch sensor which is made completely free from the effect of the frequency noises from the commercial power source as generated in the pachinko machines themselves, installed devices of the game machines or the card type ball dispensers. <P>SOLUTION: The touch sensor for detecting the contact of the human bodies with an electric conductor has the electric conductor which permits the contact of the human bodies therewith, an oscillation stop type oscillation circuit which is connected to the electric conductor and carries out the operation of the high-frequency oscillation at the standby position to stop the high-frequency oscillating operation as the human body contacts the electric conductor, the first comparison circuit which discriminates high-frequency oscillation amplitudes to be outputted from the oscillation circuit by set thresholds, an integration circuit which carries out the integration to smooth the outputs from the first comparison circuit and the second comparison circuit which is connected to the integration circuit and compares the outputs thereof with the set threshold to produces an output for the detection of the human bodies in response to the contact of the human bodies with the electric conductor. The time constant in the smoothing action of the integration circuit is set larger than the frequency of the commercial power source to make the human body detection touch sensor completely free from the effect of the frequency noises in the commercial power source. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明が属する技術分野】
この発明は、パチンコ遊技機、スロットマシン等のアミューズメント業界で用いられ、遊技者がハンドルを握る動作を検出して、遊技を開始させる人体検出タッチセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
上述の人体検出タッチセンサには、あらかじめ設けられた接触電極と大地間の静電容量を利用し、人体が電極に接触したか否かで発振回路の発振条件が変化することにより、人体の接触を検出するものがある（特許文献１参照）。
【０００３】
上述の特許文献１に記載の実施例を第１図に示す。
図１（ａ）はタッチセンサの機能ブロック図で、タッチ電極２１に、大地間容量Ｃ０（概ね１５０ｐＦ）を持った人体が接触すると、サージ保護回路２２を介して静電容量値変化を発振回路２３に伝達し、発振出力が変化（発振振幅変化、あるいは発振周波数変化）する。この発振出力が、検波平滑回路２４にて平滑の後、比較回路２５に入力される。
【０００４】
上記比較回路２５では、ある比較電位と入力電位との大小関係で出力トランジスタ２６の出力状態を変化させる機能を備え、結局、タッチ電極２１に対する人体の接触有無で、出力トランジスタ２６の出力状態が変化する構成としている。
【０００５】
図１（ｂ）に上述のタッチセンサをパチンコ遊技機に装着する場合の外部接続図を示す。
このタッチセンサは、センサ本体回路５とタッチ電極２１が分離しており、タッチ電極２１のみをパチンコ遊技機のハンドル２に設置し、リード線２０にて該ハンドル２から遊技機内部に引き込んでいる。
【０００６】
一方、センサ本体回路５は、遊技球を発射するための発射モータ近辺に存在する発射制御基板６に配置されており、前記リード線２０により、タッチ電極２１と電気的に接続される。
【０００７】
遊技者がハンドル２、及びタッチ電極２１を握ると、リード線２０を介して発振回路２３が人体容量接触を検知し、出力トランジスタ２６が反転して、発射制御基板６内に共存するハンドル制御用回路が作動し、遊技球発射が始まる。
【０００８】
又、最近のタッチセンサには、図１（ｂ）の分離構成とは異なる、タッチ電極２１と発振回路２３以下の小信号回路が一体となり、一括してハンドル２に内蔵されるものが存在する（特許文献２参照）。
【０００９】
上述の特許文献２の構成では、被検出体が人体大地間容量で、大地を基準に定義される物理量を検出している。
これに対し、センサ電源が十分にアースされていない場合、もしくはある程度低インピーダンスでも駆動電力量が極端に大きい場合は、センサ側の基準電位がスイングするため、動作安定性に問題が発生する。
【００１０】
最難関は、パチンコ遊技店に存在する商用電源の周波数ノイズ対策であり、以下概要を説明する。図２に電源ノイズの進入経路を示す。パチンコ遊技店では、数百台ものパチンコ遊技機３４を同時に駆動するため、大容量の商用電源３６（周波数５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚ）を使用する。
【００１１】
通常パチンコ遊技機３４の駆動としてＡＣ２４Ｖを、ＣＲ（カードリーダー）機であればさらにカード式球貸し装置３５の駆動としてＡＣ１００Ｖを遊技機１台あたり使用しており、その他照明、空調等を含めると、パチンコ遊技店の電力量はかなりの値になる。
【００１２】
このような大容量駆動環境下では、ある程度低インピーダンス接地状態でも、元電源３６、パチンコ遊技機３４の基準電位は、大地に対し、商用電源周波数でスイングしている公算が高い。
結局タッチセンサ３３のＧＮＤを基準に考えると、床面（大地）には常時商用電源周波数のリプルが重畳している状態と等価になる。
【００１３】
ここで、遊技者３１がパチンコ遊技機３４のハンドル３２を握った場合、人体を通じて前記商用電源周波数ノイズがタッチセンサ３３に進入し、人体検知動作に悪影響を与える。
【００１４】
以下、商用電源周波数ノイズの進入時における従来例回路の動作状況を説明する。
図３は、図１（ａ）に於ける発振回路２３、検波平滑回路２４、比較回路２５を抜粋した回路図である。なお、Ｓｗ１はタッチ電極２１に対する人体容量Ｃ０の接触有無を仮定したスイッチ、また、便宜上サージ保護回路２２は省略している。また、図４は、図３で示す回路中の主要箇所の動作状況を示すタイムチャートを示し、この従来例回路の基本動作としては、タッチ電極２１に人体が接触する（Ｓｗ１が閉じる）と、回路的には発振回路２３に人体容量Ｃ０（概ね１５０ｐＦ）が接続される。一方発振回路２３では人体容量接続に伴う発振条件の変化により、定常発振から発振停止となるよう適当な感度調整が施されており、発振回路出力Ｖ１は、図４（ａ）に図示の如くＳｗ１が閉じている時に発振が停止する動作となる。
【００１５】
なお、図４では時間軸を比較的大きく取ることを仮定したもので、定常発振波形を帯状に表記している。
【００１６】
次段の検波平滑回路２４は、前記発振振幅を電流変換するエミッタホロアのトランジスタＴｒ１、抵抗Ｒ１と、定電流源ミラー回路を形成するトランジスタＴｒ２、Ｔｒ３と、積分回路を形成するコンデンサＣ１、抵抗Ｒ２にて構成されている。
【００１７】
ここではトランジスタＴｒ１に入力された出力Ｖ１が、波高値に比例する定電流Ｉ１に変換され、上記ミラー回路Ｔｒ２、Ｔｒ３が中継して積分回路Ｃ１、Ｒ２に充電される。
【００１８】
発振停止中の充電電流Ｉ２は０であるが、定常発振中（人体非接触時）ではトランジスタＴｒ３が飽和するよう抵抗Ｒ１の定数設定が施されている。図４（ｂ）に検波平滑回路２４の出力Ｖ２の動作状況を示す。このように、定常発振中はほぼ電源電圧Ｖｃｃとなり、発振停止中は０ｖの動作となる。なお、積分回路Ｃ１、Ｒ２の時定数は、発振周期の概ね５０〜１００倍程度（例えば、０．５ｍｓ）の設定であり、あまり大きく設定すると充電動作が滞るなどの弊害が出る。
【００１９】
次段の比較回路２５は、比較器ＣＯＭ１と抵抗Ｒ３、Ｒ４から成り、前段の出力Ｖ２と、抵抗Ｒ３、Ｒ４で設定される閾値Ｖ３とを比較して、センサ出力Ｖ４を動作させる。図４（ｃ）にセンサ出力Ｖ４の動作状況を示す。結局タッチセンサ出力Ｖ４は、スイッチＳｗ１の開閉動作に追従して作動する。
【００２０】
次に、商用電源の周波数ノイズ進入時の動作について説明する。前述の通り、パチンコ遊技店の床面に潜む商用電源の周波数ノイズは、図２において遊技者３１がハンドル３２を握ると同時に人体を通じてタッチセンサ３３に進入し、回路全域を廻り、図３で示す従来例回路中の高インピーダンスの部分で商用電源周波数ノイズによる波形割れを発生させる。最も顕著に影響が出るのは検波平滑回路２４の出力Ｖ２の箇所であり、この点を図５で示す積分回路Ｃ１、Ｒ２の詳細図にて説明する。
【００２１】
図５（ａ）は発振回路２３が定常発振時（人体非検知）の等価回路を示し、この場合、トランジスタＴｒ３のコレクタは電流源として作動し、インピーダンスの高い状態ではあるが、人体とタッチ電極２１は非接触で、商用電源周波数ノイズの進入経路が途絶えており、ノイズの影響は床面からの誘導成分がわずかに発生する程度である。問題は発振停止時（人体検知時）となる。
【００２２】
図５（ｂ）は、発振回路２３の発振停止時の等価回路を示し、発振停止時では一次電流Ｉ１が０となり、トランジスタＴｒ３はカットオフ状態である。この場合、出力Ｖ２は所謂宙に浮いた開放状態で、微小なエネルギーでも敏感に反応する危険な箇所となっている。
【００２３】
一方、商用電源周波数ノイズは人体を通じ大挙センサ内に進入しており、結局出力Ｖ２が不安定な期間と、ノイズ進入経路が通じる期間とが一致することになる。
【００２４】
図６は、商用周波数ノイズ進入時の各点動作タイムチャートを示し、図６（ａ）は発振回路２３の出力Ｖ１で、人体非接触時は定常発振に微小な商用電源の周波数リプルが重畳した状態、人体接触時は発振停止モードで、基準電位にやや大きなリプルが重畳している動作状態を示す。
【００２５】
図６（ｂ）が積分出力Ｖ２で、人体非接触時はほぼ電源Ｖｃｃ電位まで飽和しているが、人体接触時は宙に浮いた状態で、商用電源周波数の異常波形が最も顕著に観測される。図示の通り、スイッチＳｗ１が閉じているにも係わらず出力Ｖ２＞Ｖ３が成立する領域が存在し、この期間、比較回路２５の出力Ｖ４は図６（ｃ）のように波形割れ誤動作が発生する。
【００２６】
積分回路Ｃ１、Ｒ１での商用電源周波数ノイズ対策として、積分時定数Ｒ２×Ｃ１（単位・秒）の値をノイズ周期よりも大きく取り、商用電源周波数近辺でのインピーダンスを下げる手段が有効である。
【００２７】
しかし、図３で示す回路構成の場合は問題点がある。すなわち、当該積分回路Ｃ１、Ｒ１には、本来トランジスタＴｒ３の充電電流Ｉ２を平滑する役割があり、検出信号電流Ｉ２自体が交流（正弦波）電流であるため、時定数を大きく取って前記ノイズを吸収する設定を行うと、同時に検出信号電流Ｉ２も吸収してしまう動作となり、本来の基本動作に障害が発生する。
【００２８】
【特許文献１】
特開２０００−３２５５５８号公報
【特許文献２】
特開２０００−３４２７６１号公報。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、このようなパチンコ遊技機、遊技機設置設備、もしくはカード式球貸し装置などの駆動時に発生する商用電源周波数ノイズの影響を受けないような人体検出タッチセンサの提供を目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
この発明は、人体の接触を許容する導電体と、該導電体と接続し待機状態で高周波発振動作を行い上記導電体への人体接触時には高周波発振動作が停止する発振停止型の発振回路と、該発振回路から出力される高周波発振振幅を設定した閾値で弁別する第１の比較回路と、該第１の比較回路の出力を積分平滑する積分回路と、該積分回路と接続しその出力を設定した閾値と比較して上記導電体に人体が接触したことに対応する人体検出を出力する第２の比較回路とを備え、上記導電体への人体接触を検出するタッチセンサであって、上記積分回路の平滑動作する時定数を商用電源の周期より大きく設定した人体検出タッチセンサであることを特徴とする。
【００３１】
上記の構成によれば、積分回路の平滑動作する時定数を商用電源の周期より大きく設定することによって、商用電源周波数付近での積分回路のインピーダンスが下がり商用電源周波数ノイズの影響を受けない人体検出タッチセンサが得られる。
なお、第１の比較回路が、発振回路から出力される高周波発振波形のＳｉｎ波、すなわち、波形の立上がりおよび立下りがなだらかな形態を、同周期で急峻かつ波高値が高い方形波に変換するため、前記商用電源周波数付近まで応答が遅れた積分回路でも十分動作可能である。
【００３２】
さらに、前記積分回路の平滑動作する時定数を商用電源の周期より大きく設定することによって、商用電源周波数付近でのインピーダンスを下げ、商用電源周波数ノイズの影響を受けない人体検出タッチセンサが得られる。
【００３３】
さらに、前記発振回路とタッチ電極を含む導電体との間に、上記発振回路の発振周波数よりも低く、かつ商用電源の周波数よりも十分に高い遮断周波数となる定数設定を施して直列接続した抵抗とコンデンサによるフィルタ回路を挿入することができる。
【００３４】
この構成によれば、導電体側から進入する商用電源周波数ノイズを上記フィルタ回路で除去することができる。
【００３５】
さらに、人体検出時または人体の非検出時、検出信号の出力遅れ時間を商用電源の周期より長く設定して検出信号のタイミングを補正して出力する補正回路を具備することができる。
【００３６】
この構成によれば、積分回路の平滑動作する時定数を商用電源の周期より大きく設定することによって、放電時の立下りおよび充電時の立上がり時に商用電源周波数ノイズが重畳したとき、これを補正回路で除去することができる。
上述した各構成の人体検出タッチセンサを遊技機に具備することができる。
【００３７】
【発明の効果】
この発明によるタッチセンサは、前記商用電源周波数ノイズに対する安定度が高く、従来遊技機においてタッチセンサで頻繁に発生するところの操作ハンドルを握っても動かない等の誤動作モードが回避される。
さらに、インバーター誘導波、その他あらゆる誘導ノイズに対する安定度が確保された人体検知タッチセンサを得ることができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
この発明の実施の形態を図と共に説明する。
遊技機で使用する人体検出タッチセンサにおける商用電源の周波数ノイズ対策の方式としては、積分回路の時定数を商用電源の周期よりも大きく設定し、商用電源周波数に対するインピーダンスダンスの高い箇所を回路中から排除することであり、さらに、発振回路は発振停止型として、人体非検知時に検波・積分回路における積分回路の充電動作、人体検知時に放電動作とすることである。この場合、積分回路では検知信号電流の充電モードと、ノイズ発生モードが分離されることになる。
【００３９】
また、上述したように、積分時定数を大きく設定することで、検知信号電流の充電能力が低下するが、この是正として、第１の比較回路を発振回路の直後に追加挿入する。この比較回路は、高周波発振振幅をある閾値で弁別し、Ｓｉｎ発振波形を同周期の高速方形波に変換する機能を得る。以下に説明する実施例は、上述の方式を採用して構成している。
【００４０】
図面はパチンコ遊技機（図３参照）に使用する人体検出タッチセンサを示し、図７において、遊技者が遊技のために接触するハンドル部分に設けたタッチ電極１１（導電体であって、発射レバーあるいはハンドルノブを利用する）に、大地間容量Ｃ０（概ね１５０ｐＦ）を持った遊技者が接触すると、静電容量値変化が発振停止型の発振回路１２に伝達し、発振出力が停止する。この時の発振出力が、後述する第１の比較回路１５で処理され、積分回路１３にて平滑の後、第２の比較回路１４に入力される。
【００４１】
上記第２の比較回路１４では、遊技者の接触有無を判定するために設定した比較電位と入力電位との大小関係で出力回路１６の出力状態（タッチ検出信号の出力有無）を変化させる機能を備え、結局、タッチ電極１１に対する遊技者の接触有無で、遊技者がタッチ電極１１に接触したときタッチ検出信号を出力する構成としている。図中１７は各回路に電源Ｖｃｃを供給する電源回路である。
【００４２】
図８は、図７における発振回路１２、第１の比較回路１５、積分回路１３、第２の比較回路１４を抜粋した回路図である。なお、Ｓｗ１はタッチ電極１１に対する人体容量Ｃ０の接触有無を仮定したスイッチであり、タッチ電極１１に遊技者が接触する（Ｓｗ１が閉じる）と、回路的には発振回路１２に人体容量Ｃ０（概ね１５０ｐＦ）が接続される。
【００４３】
図示の通りタッチ電極１１と発振回路１２が前段で、直後に第１の比較回路１５が続き、以下、積分回路１３及び第２の比較回路１４にて構成される。
【００４４】
発振回路１２は人体検知時に発振が停止する発振停止型を選択している。
第１の比較回路１５は、比較器ＣＯＭ７１と抵抗Ｒ７１、Ｒ７２にて構成し、発振回路１２出力Ｖ７１、すなわち、高周波発振振幅と、分圧抵抗Ｒ７１、Ｒ７２にて出力のディユティ比が高くなるように設定した閾値Ｖ７２とを比較する。
【００４５】
従って人体非接触時にて出力Ｖ７３は発振（Ｓｉｎ波）と同周期で急峻で波高値が高い方形波、すなわち高速方形波となり、人体接触時はＣＯＭ７１が常時カットオフの動作となる。
【００４６】
図９に、当該比較器ＣＯＭ７１の動作状況を示す。このように、発振波の出力Ｖ７１が弁別閾値Ｖ７２を越える領域で比較器ＣＯＭ７１の出力Ｖ７３がオンする動作となる。なお、出力Ｖ７３のディユティ比は、例えば、６０％に設定。
【００４７】
図８に戻って、積分回路１３は、定電流源ミラー回路を形成するトランジスタＴｒ７１、Ｔｒ７２および抵抗７３と、積分回路を形成するコンデンサＣ７１、抵抗Ｒ７４にて構成している。
【００４８】
この回路では、前段の比較器Ｃ７１からの高速方形波の出力Ｖ７３が、波高値に比例する定電流Ｉ７１に変換され、上記ミラー回路Ｔｒ７１、Ｔｒ７２が中継して定電流Ｉ７２が積分回路Ｃ７１、Ｒ７４に充電される。
【００４９】
上記積分回路１３では、積分回路の時定数が商用電源周期（周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）より大きく、また発振回路１２が定常発振中の場合、積分回路Ｃ７１、Ｒ７４の出力Ｖ７４が飽和するよう抵抗Ｒ７３が調整されている。
なお、第２の比較回路１４は、図３で示した比較回路２５と同等であり、その詳細な説明を省略する。図中、ＣＯＭ７２は比較器、Ｒ７５、Ｒ７６は抵抗である。
【００５０】
図１０に、図８で示した回路の主要各電位の動作状況タイムチャートを示す。
【００５１】
図１０（ａ）は発振回路１２の高周波発振出力Ｖ７１で、人体接触時に発振停止する動作は、図６（ａ）で説明した動作と同様である。次段の第１の比較回路１５では入力Ｖ７１と閾値Ｖ７２とを比較し、人体非検知時では図９の方形波発振を、検知時ではほぼＶｃｃ電位で一定値となり、図１０（ｂ）に示す波形となる。
【００５２】
図１０（ｃ）は積分回路Ｃ７１、Ｒ７４の出力Ｖ７４を示し、ここでは従来例で説明した図６（ｂ）との相違点を説明する。
【００５３】
積分回路１３に関して、実施例と従来例の違いは２つ存在している。
【００５４】
積分時定数：実施例では、商用電源周期より大きな設定（３０〜５０ｍｓ程度）に対し、従来例では、発振周期０．８〜１０μｓの５０〜１００倍程度で、高々０．５ｍｓの設定となる。
なお、従来例での時定数をこれ以上大きく設定すると吸収分が大きすぎ充電動作が滞る。
積分充電電流の質：実施例では、発振（Ｓｉｎ波）と同周期で急峻で波高値が高い方形波、すなわち高速方形波となり、急速充電に適しているのに対し、従来例はＳｉｎ波で、振幅はともかく立上がりがなだらかである。
【００５５】
従って、実施例の特徴点として２つあり、
人体検知時の商用電源周波数ノイズの影響が、実施例では低減されて安定する。これは、積分時定数が大きく商用電源周波数でのインピーダンスが下がり、当該ノイズを十分吸収するためである。図６（ｂ）では人体検知時のノイズの影響が顕著で、常に図６（ｃ）の誤動作となる恐れがあるが、実施例では図１０（ｃ）のようにノイズの影響が小さく、従来例の持つ危険な状態は回避される。
【００５６】
積分充電立上がり波形に関して図１０（ｃ）、図６（ｂ）が同等となる。
前述の通り従来例回路は積分充電電流がＳｉｎ波で、充電能力は低いが、その分、積分時定数は小さく、応答能力に問題はない。これに対し実施例では、積分時定数が従来例より２桁大きく、従来例の充電能力ではほとんど反応しない状態となる。この対策として、第１の比較回路１５の挿入により急速充電が可能となり、極端に大きな時定数にも関らず人体の接触状態に追従して積分回路が上下変動動作可能である。
【００５７】
なお、時定数を大きくすると、センサ自体の応答性能に差が出るが、人体検出タッチセンサでは、殊に遊技機においては人体の動作に追従できる程度の応答能力を確保すれば実使用上の問題はない。
【００５８】
本来、パチンコ遊技機に使用するタッチセンサでは、タッチ電極１１に人体が直接接触するため、あらゆる外乱ノイズが人体を介してセンサ内に進入することを想定しなければならない。
パチンコ遊技店では商用電源の使用頻度が高く、駆動電力量も非常に大きいため、商用電源周波数リプルに対する安定度確保が必要不可欠である。
【００５９】
パチンコ遊技機やスロットマシンなどの遊技機において人間検出タッチセンサに要求される応答能力は人体動作に追従出来る程度の、電気的に遅い設定が許される。これは、人体検知タッチセンサについては応答性能よりも動作安定性が要求されることを意味する。
【００６０】
この実施例による人間検出タッチセンサは、前記商用電源周波数ノイズに対する安定度が高く、従来センサで頻繁に発生する、ハンドルを握っても動かない等の誤動作モードが回避されている。
さらに、インバーター誘導波、その他あらゆる誘導ノイズに対する安定度が確保された人体検知タッチセンサが供給できる。
【００６１】
他の実施例として、商用電源周波数ノイズの影響を低減する付加回路を説明する。
【００６２】
［発振回路１２における入力部での商用電源周波数ノイズ対策］
その他の商用電源周波数ノイズ低減方法として、発振回路１２（図７、図８参照）の入力部に抵抗とコンデンサとで形成したフィルタ回路を追加挿入する手法を説明する。図１１に、その実施例の回路図を示す。
【００６３】
図１１に示す構成は、基本的に第８図におけるタッチ電極１１、発振回路１２間に抵抗Ｒ８１とコンデンサＣ８１が直列接続されたフィルタ回路Ｒ８１、Ｃ８１の構成を持つ。
【００６４】
ここで、上記フィルタ回路を形成する抵抗Ｒ８１とコンデンサＣ８１との時定数（Ｒ８１×Ｃ８１）を商用電源周期より十分小さく設定すれば、商用電源周波数近辺でのインピーダンスが大きくなり、低周波ノイズをある程度塞き止める機能を持つことになる。具体的な定数設定として、コンデンサＣ８１を極端に小さい値に設定すると、発振回路１２の人体容量検出動作が滞るため、時定数Ｒ８１×Ｃ８１は商用電源周期より十分小さく、且コンデンサＣ８１は人体容量Ｃ０より十分大きく調整するとよい。
【００６５】
なお、追加した素子Ｒ８１、Ｃ８１は接続が入れ替わってもかまわない。又、図示の通り直列接続とすれば、コンデンサＣ８１が直流カットのカップリング機能を兼ねる構成となり、並列接続にするよりも都合が良い。
【００６６】
［ＯＮディレイタイマー、ＯＦＦディレイタイマーによる商用電源周波数ノイズ対策］
図８で説明した通り、積分回路出力Ｖ７４が最も商用電源周波数ノイズの影響を受け易く、図８の実施例回路でも、最終出力Ｖ７６の変化瞬時において、稀に波形割れが発生する。
【００６７】
第１２図に、図８で説明した積分回路出力Ｖ７４の変化中にノイズが重畳し、動作異常となる場合のタイムチャートを示す。図示の通り、積分回路出力Ｖ７４が変化して、比較閾値Ｖ７５を横切る瞬間に商用電源周波数ノイズがタイミング良く重畳した場合は、微小なノイズであっても図１２（ｂ）の変化瞬時誤動作が発生することがある。
【００６８】
なお、この瞬時動作異常は、積分電位Ｖ７４の立下り変化中に発生頻度が高い。なぜなら立上がり変化中は人体非接触で、ノイズの侵入経路が途絶えているが、立下り変化中では人体が接触しているためである。
上記立下り瞬時誤動作の対策として、ＯＮディレイタイマーで形成した補正回路の追加が有効である。
【００６９】
図１３に、ＯＮディレイタイマーを挿入した出力段の詳細回路を示す。
図示のように図８における積分回路１３と第２の比較回路１４の間に、ＯＮディレイタイマー１６−ａで形成した補正回路を挿入した構成を持つ。
【００７０】
上記ＯＮディレイタイマー１６−ａは、比較器ＣＯＭ７３と分圧抵抗Ｒ７７、Ｒ７８、及び放電タイマーを形成するコンデンサＣ７２、抵抗Ｒ７９から成り、分圧抵抗Ｒ７７、Ｒ７８で設定される閾値Ｖ７７と積分回路出力Ｖ７４とを比較して、積分回路出力Ｖ７４の立下り動作（人体検知）にて閾値Ｖ７７を下回った場合に放電タイマーＣ７２、Ｒ７９を機能させる動作を行う。
【００７１】
なお、この比較器ＣＯＭ７３の入力部極性を入れ替えるとＯＦＦディレイタイマーとなり、Ｖ７４の立上がり動作（人体非検知）にて閾値Ｖ７７を上回った場合に放電タイマーＣ７２、Ｒ７９を機能させる動作となる。図１４は、ＯＦＦディレイタイマー１６−ｂで形成した補正回路を挿入した出力段の詳細回路図で、積分回路出力Ｖ７４の立上がり瞬時誤動作の対策が可能であり、その動作はＯＮディレイタイマー１６−ａと同等であるためその詳細な説明は省略する。
【００７２】
図１５に、ＯＮディレイタイマー１６−ａ挿入時の動作特性を示す。
図１５（ａ）は、積分回路出力Ｖ７４で、図１２（ａ）より時間軸を小さく取り、立下り波形を拡大して図示している。又、商用電源周波数ノイズの影響で、図示の通り、閾値Ｖ７７と複数回交差している（図中の交点Ｋ、Ｌ、Ｍ）。
【００７３】
図１５（ｂ）は、ＯＮディレイタイマー１６−ａの補正回路がない場合の出力波形で、図８で図示した回路の積分回路出力Ｖ７４が第１４図（ａ）のように振舞った場合の最終出力Ｖ７６の動作状況を仮定して図示している。
【００７４】
このように、商用電源周波数ノイズのピークがタイミング良く積分回路出力Ｖ７４に重畳した場合、最終出力Ｖ７６には状態変化瞬時に波形割れが発生し、交点Ｌ−Ｍ間が波形誤動作となる。
【００７５】
これに対し、図１５（ｃ）が図１３で図示した回路のタイマー出力Ｖ７８の動作状況である。
【００７６】
待機状態、つまり交点Ｋ以前では比較器ＣＯＭ７３がＯＮ状態で、コンデンサＣ７２の充電が完了している。
次に交点Ｋ以降では、比較器ＣＯＭ７３がカットオフするため、放電タイマーＣ７２、Ｒ７９が交点Ｋ〜交点Ｌの期間、時定数Ｒ７９×Ｃ７２に従って放電動作を行う。
【００７７】
次に、交点Ｌでは再び比較器ＣＯＭ７３がＯＮする。この場合コンデンサＣ７２は即時充電されるため、タイマー出力Ｖ７８はただちに０Ｖ近辺に低下し、交点Ｍ以降、再び放電が開始される。
【００７８】
この間、タイマー出力Ｖ７８は一瞬たりとも閾値Ｖ７５を越えることはなく、図１５（ｄ）のように、最終出力Ｖ７６に波形異常は見られない。このようにＯＮディレイタイマー１６−ａによる補正回路は、商用電源周波数ノイズの重畳時に積分回路出力Ｖ７４を補正して出力することになり、商用電源周波数ノイズの影響を回避することができる。
【００７９】
なお、交点Ｍから交点Ｎ（Ｖ７８とＶ７５の交点）までがＯＮディレイタイムＴ０となるが、一応の目安として、積分回路時定数Ｒ７４×Ｃ７１と同等の設定としておけば、商用電源周波数ノイズによる瞬時誤動作のモードは回避される。なぜなら図１５（ａ）中の交点Ｋ、Ｌ、Ｍは商用電源周波数の１周期以内に発生しており、交点Ｋを起点として１周期以上の出力状態を保持すれば最終出力Ｖ７６のチャタリングは発生しないことになる。
【００８０】
上述したように、フィルタ回路Ｒ８１、Ｃ８１、およびＯＮディレイタイマー１６−ａ、ＯＦＦディレイタイマー１６−ｂの補正回路によって、より一層商用電源周波数ノイズに対して安定した人体検出タッチセンサを得ることができる。
【００８１】
この発明の構成と、実施例との対応において、
この発明の導電体は、実施例のタッチ電極１１に対応し、以下同様に、
第１の比較回路は、第１の比較回路１５に対応し、
第２の比較回路は、第２の比較回路１４に対応し、
フィルタ回路は、フィルタ回路Ｒ８１、Ｃ８１に対応し、
補正回路は、ＯＮディレイタイマー１６−ａ、ＯＦＦディレイタイマー１６−ｂに対応するも、この発明は実施例の構成のみに限定されるものではなく、多くの実施の形態を備える。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術のタッチセンサの機能ブロック図。
【図２】電源ノイズの進入経路を示す説明図。
【図３】図１で示す機能ブロック中の主要部の電気回路図。
【図４】図３で示す回路中の主要箇所の動作状況を示すタイムチャート。
【図５】積分回路の電気回路図。
【図６】商用電源周波数ノイズ進入時の各点動作タイムチャート。
【図７】人体検出タッチセンサの機能ブロック図。
【図８】図７で示す機能ブロックの主要部の電気回路図。
【図９】比較器の動作状況を示すタイムチャート。
【図１０】図８で示す回路中の主要箇所の動作状況を示すタイムチャート。
【図１１】他の例を示すフィルタ回路の電気回路図。
【図１２】積分回路出力の動作異常を示すタイムチャート。
【図１３】ＯＮディレイタイマーの補正回路を示す電気回路図。
【図１４】ＯＦＦディレイタイマーの補正回路を示す電気回路図。
【図１５】ＯＮディレイタイマーの動作特性を示すタイムチャート。
【符号の説明】
１１…タッチ電極
１２…発振回路
１３…積分回路
１５…第１の比較回路
１４…第２の比較回路
１６ａ…ＯＮディレイタイマー
１６ｂ…ＯＦＦディレイタイマー
Ｒ８１…抵抗
Ｃ８１…コンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a human body detection touch sensor used in the amusement industry such as a pachinko game machine, a slot machine, and the like, for detecting a gripping operation by a player and starting a game.
[0002]
[Prior art]
The above-mentioned human body detection touch sensor utilizes a capacitance provided between a contact electrode and the ground provided in advance, and changes the oscillation condition of the oscillation circuit depending on whether or not the human body has touched the electrode. (See Patent Document 1).
[0003]
FIG. 1 shows an embodiment described in Patent Document 1 described above.
FIG. 1A is a functional block diagram of the touch sensor. When a human body having a ground-to-ground capacitance C0 (approximately 150 pF) comes into contact with the touch electrode 21, a change in the capacitance value is transmitted via an surge protection circuit 22 to an oscillation circuit. The oscillation output changes (oscillation amplitude change or oscillation frequency change). This oscillation output is input to the comparison circuit 25 after being smoothed by the detection and smoothing circuit 24.
[0004]
The comparison circuit 25 has a function of changing the output state of the output transistor 26 in accordance with the magnitude relationship between a certain comparison potential and the input potential. In the end, the output state of the output transistor 26 changes depending on whether or not the touch electrode 21 is in contact with the human body. Configuration.
[0005]
FIG. 1B shows an external connection diagram when the above-described touch sensor is mounted on a pachinko gaming machine.
In this touch sensor, the sensor body circuit 5 and the touch electrode 21 are separated, only the touch electrode 21 is installed on the handle 2 of the pachinko game machine, and the lead wire 20 is pulled into the game machine from the handle 2. .
[0006]
On the other hand, the sensor body circuit 5 is disposed on a firing control board 6 near a firing motor for firing a game ball, and is electrically connected to the touch electrode 21 by the lead wire 20.
[0007]
When the player grips the handle 2 and the touch electrode 21, the oscillation circuit 23 detects the contact of the human body via the lead wire 20, the output transistor 26 is inverted, and the handle control coexists in the firing control board 6. The circuit is activated and the launch of the game ball starts.
[0008]
Further, in recent touch sensors, there is a touch sensor, which is different from the separated configuration of FIG. (See Patent Document 2).
[0009]
In the configuration of Patent Document 2 described above, the detected object is a human body-to-ground capacitance and detects a physical quantity defined based on the ground.
On the other hand, if the sensor power supply is not sufficiently grounded, or if the amount of driving power is extremely large even if the impedance is somewhat low, the reference potential on the sensor side swings, which causes a problem in operation stability.
[0010]
The most difficult problem is countermeasures against frequency noise of the commercial power supply existing in the pachinko game arcade, and the outline will be described below. FIG. 2 shows a path through which power noise enters. In a pachinko game store, a large-capacity commercial power supply 36 (frequency of 50 Hz or 60 Hz) is used to drive several hundred pachinko gaming machines simultaneously.
[0011]
Usually, 24 V AC is used for driving the pachinko gaming machine 34, and 100 V AC is used for driving the card-type ball lending device 35 for a CR (card reader) machine, and other lighting, air conditioning and the like are included. , Pachinko parlors have a considerable amount of electricity.
[0012]
Under such a large-capacity driving environment, the reference potentials of the main power supply 36 and the pachinko gaming machine 34 are likely to swing at the commercial power supply frequency with respect to the ground even in a somewhat low-impedance ground state.
Eventually, considering the GND of the touch sensor 33 as a reference, this is equivalent to a state in which ripples of the commercial power supply frequency are constantly superimposed on the floor (ground).
[0013]
Here, when the player 31 grasps the handle 32 of the pachinko gaming machine 34, the commercial power frequency noise enters the touch sensor 33 through the human body, and adversely affects the human body detection operation.
[0014]
The operation of the conventional circuit when commercial power frequency noise enters will be described below.
FIG. 3 is a circuit diagram of the oscillation circuit 23, the detection and smoothing circuit 24, and the comparison circuit 25 in FIG. Here, Sw1 is a switch assuming the presence or absence of contact of the human body capacitance C0 with the touch electrode 21, and the surge protection circuit 22 is omitted for convenience. FIG. 4 is a time chart showing an operation state of main parts in the circuit shown in FIG. 3. As a basic operation of the conventional circuit, when a human body comes into contact with the touch electrode 21 (Sw1 is closed), In terms of circuit, a human body capacitance C0 (about 150 pF) is connected to the oscillation circuit 23. On the other hand, in the oscillation circuit 23, an appropriate sensitivity adjustment is performed so as to stop the oscillation from the steady oscillation due to a change in the oscillation condition due to the connection of the human body capacitance, and the oscillation circuit output V1 is Sw1 as shown in FIG. Oscillation stops when is closed.
[0015]
In FIG. 4, it is assumed that the time axis is relatively large, and the steady oscillation waveform is shown in a band shape.
[0016]
The next-stage detection and smoothing circuit 24 includes an emitter-follower transistor Tr1 and a resistor R1 for converting the oscillation amplitude into a current, transistors Tr2 and Tr3 forming a constant current source mirror circuit, a capacitor C1 forming a integrating circuit, and a resistor R2. It is configured.
[0017]
Here, the output V1 input to the transistor Tr1 is converted into a constant current I1 proportional to the peak value, and the mirror circuits Tr2 and Tr3 relay and charge the integration circuits C1 and R2.
[0018]
The charging current I2 during the stop of the oscillation is 0, but the constant setting of the resistor R1 is performed so that the transistor Tr3 is saturated during the steady oscillation (when the human body is not in contact). FIG. 4B shows an operation state of the output V2 of the detection and smoothing circuit 24. As described above, the power supply voltage is almost equal to Vcc during steady oscillation, and the operation is 0 V during oscillation stop. The time constants of the integration circuits C1 and R2 are set to about 50 to 100 times the oscillation cycle (for example, 0.5 ms). If the time constants are set too large, there is a problem that the charging operation is delayed.
[0019]
The next-stage comparison circuit 25 includes a comparator COM1 and resistors R3 and R4, compares the output V2 of the preceding stage with a threshold V3 set by the resistors R3 and R4, and operates the sensor output V4. FIG. 4C shows an operation state of the sensor output V4. Eventually, the touch sensor output V4 operates following the opening / closing operation of the switch Sw1.
[0020]
Next, the operation when the frequency noise of the commercial power supply enters will be described. As described above, the frequency noise of the commercial power supply lurking in the floor of the pachinko game store enters the touch sensor 33 through the human body at the same time as the player 31 grasps the handle 32 in FIG. Waveform breakage due to commercial power frequency noise is generated at a high impedance portion in a conventional circuit. The most remarkable influence is at the output V2 of the detection / smoothing circuit 24, and this point will be described with reference to the detailed diagrams of the integration circuits C1 and R2 shown in FIG.
[0021]
FIG. 5A shows an equivalent circuit when the oscillation circuit 23 is in a steady oscillation state (human body is not detected). In this case, the collector of the transistor Tr3 operates as a current source and has a high impedance state. Reference numeral 21 denotes a non-contact type, in which the entrance path of the commercial power frequency noise is interrupted, and the influence of the noise is such that an inductive component from the floor surface is slightly generated. The problem is when oscillation stops (when a human body is detected).
[0022]
FIG. 5B shows an equivalent circuit when the oscillation of the oscillation circuit 23 is stopped. When the oscillation is stopped, the primary current I1 becomes 0, and the transistor Tr3 is in a cutoff state. In this case, the output V2 is in a so-called floating state in an open state, and is a dangerous place where a minute energy is sensitively reacted.
[0023]
On the other hand, the commercial power supply frequency noise enters the large sensor through the human body, so that the period during which the output V2 is unstable and the period through which the noise entry path runs are eventually the same.
[0024]
FIG. 6 shows an operation time chart of each point when the commercial frequency noise enters. FIG. 6 (a) shows the output V1 of the oscillation circuit 23. When the human body is not in contact, a small frequency ripple of the commercial power supply is superimposed on the steady oscillation. This state indicates an operation state in which the oscillation is in the oscillation stop mode at the time of contact with the human body and a slightly large ripple is superimposed on the reference potential.
[0025]
FIG. 6 (b) shows the integrated output V2, which is almost saturated up to the power supply Vcc potential when the human body is not in contact, but floats in the air when the human body is in contact, and the abnormal waveform of the commercial power frequency is most remarkably observed. You. As shown in the drawing, there is a region where the output V2> V3 is established even though the switch Sw1 is closed, and during this period, the output V4 of the comparison circuit 25 causes a waveform break malfunction as shown in FIG. .
[0026]
As a countermeasure against the commercial power supply frequency noise in the integration circuits C1 and R1, it is effective to take a value of the integration time constant R2 × C1 (unit / second) larger than the noise cycle and reduce the impedance near the commercial power supply frequency.
[0027]
However, the circuit configuration shown in FIG. 3 has a problem. That is, the integration circuits C1 and R1 originally have a role of smoothing the charging current I2 of the transistor Tr3, and the detection signal current I2 itself is an alternating current (sine wave) current. If the setting for absorption is made, the operation is to simultaneously absorb the detection signal current I2, and a failure occurs in the original basic operation.
[0028]
[Patent Document 1]
JP 2000-325558 A
[Patent Document 2]
JP-A-2000-342762.
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
It is an object of the present invention to provide a human body detection touch sensor that is not affected by commercial power frequency noise generated when driving such a pachinko game machine, a game machine installation facility, or a card-type ball rental device.
[0030]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is a conductor that allows contact with the human body, an oscillation stop type oscillation circuit that is connected to the conductor, performs a high-frequency oscillation operation in a standby state, and stops the high-frequency oscillation operation when the human body contacts the conductor, A first comparison circuit that discriminates a high-frequency oscillation amplitude output from the oscillation circuit with a set threshold value, an integration circuit that integrates and smoothes an output of the first comparison circuit, and connects to the integration circuit and sets the output A second comparison circuit that outputs a human body detection corresponding to the contact of the human body with the conductor by comparing the threshold value with the set threshold value, and a touch sensor that detects a human body contact with the conductor. The touch sensor is characterized in that it is a human body detection touch sensor in which the time constant for smoothing the circuit is set to be longer than the cycle of the commercial power supply.
[0031]
According to the above configuration, by setting the time constant of the smoothing operation of the integration circuit to be longer than the cycle of the commercial power supply, the impedance of the integration circuit near the commercial power supply frequency is reduced, and the human body detection is not affected by the commercial power supply frequency noise. A touch sensor is obtained.
Note that the first comparison circuit converts the sine wave of the high-frequency oscillation waveform output from the oscillation circuit, that is, a form in which the rising and falling edges are gentle, into a square wave with the same period and a sharp and high peak value. Therefore, even an integrating circuit whose response is delayed to near the commercial power supply frequency can be sufficiently operated.
[0032]
Further, by setting the time constant for the smoothing operation of the integration circuit to be longer than the cycle of the commercial power supply, the impedance near the commercial power supply frequency is reduced, and a human body detection touch sensor that is not affected by the commercial power supply frequency noise can be obtained.
[0033]
Further, a resistor connected in series with a constant setting between the oscillation circuit and the conductor including the touch electrode, which has a cutoff frequency lower than the oscillation frequency of the oscillation circuit and sufficiently higher than the frequency of the commercial power supply. And a capacitor-based filter circuit can be inserted.
[0034]
According to this configuration, commercial power frequency noise entering from the conductor side can be removed by the filter circuit.
[0035]
Further, a correction circuit may be provided which sets the output delay time of the detection signal longer than the cycle of the commercial power supply and corrects and outputs the timing of the detection signal when the human body is detected or when the human body is not detected.
[0036]
According to this configuration, by setting the time constant of the smoothing operation of the integrating circuit to be longer than the cycle of the commercial power supply, when the commercial power supply frequency noise is superimposed at the time of the fall at the time of the discharge and the rise at the time of the charge, the correction circuit corrects this. Can be removed.
A gaming machine can be provided with the human body detection touch sensors having the above-described configurations.
[0037]
【The invention's effect】
The touch sensor according to the present invention has high stability against the commercial power source frequency noise, and avoids a malfunction mode in which a conventional game machine does not move even if the operation handle which is frequently generated by the touch sensor is gripped.
Further, it is possible to obtain a human body detection touch sensor having a stability against an inverter induced wave or any other induced noise.
[0038]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
As a countermeasure against frequency noise of the commercial power supply in the human body detection touch sensor used in gaming machines, the time constant of the integration circuit is set to be larger than the cycle of the commercial power supply, and the places where the impedance dance with respect to the commercial power supply frequency is high from the circuit In addition, the oscillation circuit is of an oscillation stop type, and the charging operation of the integration circuit in the detection / integration circuit is performed when the human body is not detected, and the discharging operation is performed when the human body is detected. In this case, the integration circuit separates the charging mode of the detection signal current from the noise generation mode.
[0039]
Also, as described above, by setting the integration time constant large, the charging capability of the detection signal current is reduced. To correct this, a first comparison circuit is additionally inserted immediately after the oscillation circuit. This comparison circuit has a function of discriminating a high-frequency oscillation amplitude by a certain threshold value and converting a Sin oscillation waveform into a high-speed square wave having the same period. The embodiment described below adopts the above-described method.
[0040]
The drawing shows a human body detection touch sensor used in a pachinko gaming machine (see FIG. 3). In FIG. 7, a touch electrode 11 (a conductor, a firing lever When a player having a ground-to-ground capacitance C0 (approximately 150 pF) comes into contact with the steering wheel knob, a change in the capacitance value is transmitted to the oscillation stop type oscillation circuit 12, and the oscillation output is stopped. The oscillation output at this time is processed by a first comparison circuit 15 described later, and after being smoothed by an integration circuit 13, is input to a second comparison circuit 14.
[0041]
The second comparison circuit 14 has a function of changing the output state of the output circuit 16 (the presence or absence of the output of the touch detection signal) according to the magnitude relationship between the comparison potential set for determining the presence or absence of contact of the player and the input potential. In the end, the configuration is such that a touch detection signal is output when the player contacts the touch electrode 11 based on the presence or absence of the player on the touch electrode 11. In the figure, reference numeral 17 denotes a power supply circuit for supplying a power supply Vcc to each circuit.
[0042]
FIG. 8 is a circuit diagram extracted from the oscillation circuit 12, the first comparison circuit 15, the integration circuit 13, and the second comparison circuit 14 in FIG. In addition, Sw1 is a switch assuming the presence or absence of contact of the human body capacitance C0 with the touch electrode 11. When the player contacts the touch electrode 11 (Sw1 is closed), the oscillation circuit 12 has a human body capacitance C0 (approximately). 150 pF) is connected.
[0043]
As shown in the figure, the touch electrode 11 and the oscillation circuit 12 are in the preceding stage, and the first comparison circuit 15 immediately follows. The integration circuit 13 and the second comparison circuit 14 will be described below.
[0044]
The oscillation circuit 12 selects an oscillation stop type in which oscillation stops when a human body is detected.
The first comparison circuit 15 is composed of a comparator COM71 and resistors R71 and R72 so that the output V71 of the oscillation circuit 12, that is, the high-frequency oscillation amplitude, and the duty ratio of the output by the voltage dividing resistors R71 and R72 are increased. Is compared with the threshold value V72 set in the above.
[0045]
Accordingly, when the human body is not in contact, the output V73 becomes a square wave having a high peak value, that is, a high-speed square wave with the same period as the oscillation (Sin wave), that is, a high-speed square wave.
[0046]
FIG. 9 shows an operation state of the comparator COM71. As described above, the output V73 of the comparator COM71 is turned on in a region where the output V71 of the oscillation wave exceeds the discrimination threshold V72. The duty ratio of the output V73 is set to, for example, 60%.
[0047]
Returning to FIG. 8, the integrating circuit 13 includes transistors Tr71 and Tr72 and a resistor 73 forming a constant current source mirror circuit, a capacitor C71 and a resistor R74 forming an integrating circuit.
[0048]
In this circuit, the output V73 of the high-speed square wave from the comparator C71 in the preceding stage is converted into a constant current I71 proportional to the peak value, and the mirror circuits Tr71 and Tr72 relay the constant current I72 to integrate the constant current I72 into the integration circuits C71 and R74. Is charged.
[0049]
In the integration circuit 13, when the time constant of the integration circuit is larger than the commercial power supply cycle (frequency 50 Hz or 60 Hz), and when the oscillation circuit 12 is in steady oscillation, the resistance R73 is set so that the output V74 of the integration circuits C71 and R74 is saturated. Has been adjusted.
The second comparison circuit 14 is equivalent to the comparison circuit 25 shown in FIG. 3, and a detailed description thereof will be omitted. In the figure, COM72 is a comparator, and R75 and R76 are resistors.
[0050]
FIG. 10 is a timing chart showing the operation status of each of the main potentials of the circuit shown in FIG.
[0051]
FIG. 10A shows the high-frequency oscillation output V71 of the oscillation circuit 12, and the operation of stopping oscillation at the time of contact with a human body is the same as the operation described with reference to FIG. The first comparison circuit 15 at the next stage compares the input V71 with the threshold value V72. When the human body is not detected, the square wave oscillation shown in FIG. 9 is obtained. The waveform is as shown.
[0052]
FIG. 10C shows the output V74 of the integrating circuits C71 and R74. Here, differences from FIG. 6B described in the conventional example will be described.
[0053]
Regarding the integration circuit 13, there are two differences between the embodiment and the conventional example.
[0054]
Integral time constant: In the embodiment, the setting is larger than the commercial power supply cycle (about 30 to 50 ms), whereas in the conventional example, the oscillation cycle is about 50 to 100 times the oscillation cycle of 0.8 to 10 μs, and the setting is at most 0.5 ms. .
If the time constant in the conventional example is set larger than this, the absorption is too large and the charging operation is delayed.
Quality of Integrated Charging Current: In the embodiment, a square wave having the same period as the oscillation (Sin wave) and having a sharp peak and a high peak value, that is, a high-speed square wave is suitable for quick charging, whereas the conventional example is a Sin wave. The rise is gentle anyway.
[0055]
Therefore, there are two features of the embodiment,
In the embodiment, the effect of the commercial power supply frequency noise at the time of detecting a human body is reduced and stabilized. This is because the integration time constant is large and the impedance at the frequency of the commercial power supply is lowered to sufficiently absorb the noise. In FIG. 6B, the influence of noise at the time of detecting a human body is remarkable, and there is a possibility that the malfunction of FIG. 6C will always occur. In the embodiment, however, the influence of noise is small as shown in FIG. The dangerous state of the example is avoided.
[0056]
FIGS. 10C and 6B are equivalent with respect to the integral charge rising waveform.
As described above, the conventional circuit has a sine wave integrated charging current and a low charging capability, but the integration time constant is correspondingly small and there is no problem with the response capability. On the other hand, in the embodiment, the integration time constant is two orders of magnitude larger than that of the conventional example, and there is almost no reaction with the charging capacity of the conventional example. As a countermeasure against this, quick charging becomes possible by inserting the first comparison circuit 15, and the integration circuit can operate up and down following the contact state of the human body despite an extremely large time constant.
[0057]
Note that if the time constant is increased, the response performance of the sensor itself will be different. However, in the human body detection touch sensor, particularly in a game machine, if the response capability that can follow the movement of the human body is secured, there is a problem in actual use. There is no.
[0058]
Originally, in a touch sensor used for a pachinko gaming machine, since the human body directly contacts the touch electrode 11, it is necessary to assume that any disturbance noise enters the sensor through the human body.
In pachinko arcades, commercial power is frequently used and the amount of driving power is very large, so it is essential to ensure stability against commercial power frequency ripple.
[0059]
In a gaming machine such as a pachinko gaming machine or a slot machine, the response capability required of a human detection touch sensor can be set to be electrically slow enough to follow human body movements. This means that the human body detection touch sensor requires more operational stability than response performance.
[0060]
The human detection touch sensor according to this embodiment has high stability against the commercial power frequency noise, and avoids a malfunction mode that frequently occurs in the conventional sensor, such as not moving even if the steering wheel is gripped.
Further, it is possible to provide a human body detection touch sensor that is stable with respect to an inverter induced wave and any other induced noise.
[0061]
As another embodiment, an additional circuit for reducing the influence of commercial power supply frequency noise will be described.
[0062]
[Countermeasures for commercial power supply frequency noise at the input section of the oscillation circuit 12]
As another commercial power supply frequency noise reduction method, a method of additionally inserting a filter circuit formed by a resistor and a capacitor into the input portion of the oscillation circuit 12 (see FIGS. 7 and 8) will be described. FIG. 11 shows a circuit diagram of the embodiment.
[0063]
The configuration shown in FIG. 11 basically has the configuration of filter circuits R81 and C81 in which a resistor R81 and a capacitor C81 are connected in series between the touch electrode 11 and the oscillation circuit 12 in FIG.
[0064]
Here, if the time constant (R81 × C81) of the resistor R81 and the capacitor C81 forming the filter circuit is set sufficiently smaller than the commercial power supply cycle, the impedance near the commercial power supply frequency becomes large, and low-frequency noise is reduced to some extent. It will have a blocking function. As a specific constant setting, when the capacitor C81 is set to an extremely small value, the human body capacitance detection operation of the oscillation circuit 12 is delayed, so that the time constant R81 × C81 is sufficiently smaller than the commercial power supply cycle, and the capacitor C81 is set to the human body capacitance C0. It is better to adjust it much larger.
[0065]
Note that the added elements R81 and C81 may be switched in connection. Further, if the connection is made in series as shown in the drawing, the capacitor C81 has a configuration also having a coupling function of DC cut, which is more convenient than the connection in parallel.
[0066]
[Countermeasure for commercial power frequency noise by ON delay timer and OFF delay timer]
As described with reference to FIG. 8, the output V74 of the integrating circuit is most susceptible to the influence of the commercial power frequency noise, and even in the circuit of FIG. 8, a waveform break rarely occurs at the instant when the final output V76 changes.
[0067]
FIG. 12 shows a time chart in the case where noise is superimposed during the change of the integration circuit output V74 described in FIG. As shown in the figure, when the commercial power supply frequency noise is superimposed with good timing at the moment when the output V74 of the integration circuit changes and crosses the comparison threshold V75, the instantaneous malfunction of the change shown in FIG. Sometimes.
[0068]
Note that this instantaneous operation abnormality frequently occurs during the falling transition of the integrated potential V74. This is because the human body is not in contact during the rising transition, and the noise entry path is interrupted, but the human body is in contact during the falling transition.
As a countermeasure against the instantaneous falling malfunction, it is effective to add a correction circuit formed by an ON delay timer.
[0069]
FIG. 13 shows a detailed circuit of an output stage in which an ON delay timer is inserted.
As shown, a correction circuit formed by an ON delay timer 16-a is inserted between the integration circuit 13 and the second comparison circuit 14 in FIG.
[0070]
The ON delay timer 16-a includes a comparator COM73, voltage dividing resistors R77 and R78, a capacitor C72 and a resistor R79 forming a discharge timer, and a threshold V77 set by the voltage dividing resistors R77 and R78 and an output of an integrating circuit. Compared to V74, if the falling operation of the integration circuit output V74 (human body detection) falls below the threshold value V77, an operation of making the discharge timers C72 and R79 function is performed.
[0071]
When the polarity of the input part of the comparator COM73 is switched, the OFF delay timer is set. When the voltage exceeds the threshold value V77 in the rising operation of V74 (non-human body detection), the discharge timers C72 and R79 are operated. FIG. 14 is a detailed circuit diagram of an output stage in which a correction circuit formed by an OFF delay timer 16-b is inserted. A countermeasure against an instantaneous rising malfunction of the integration circuit output V74 can be taken. Therefore, the detailed description is omitted.
[0072]
FIG. 15 shows operating characteristics when the ON delay timer 16-a is inserted.
FIG. 15 (a) shows the integration circuit output V74 with the time axis smaller than that of FIG. 12 (a) and the falling waveform enlarged. Further, as shown in the drawing, it crosses the threshold value V77 a plurality of times due to the influence of the commercial power supply frequency noise (intersection points K, L, and M in the figure).
[0073]
FIG. 15B shows an output waveform in the case where the correction circuit of the ON delay timer 16-a is not provided. The final waveform when the integration circuit output V74 of the circuit shown in FIG. 8 behaves as shown in FIG. It is illustrated assuming the operation state of the output V76.
[0074]
As described above, when the peak of the commercial power frequency noise is superimposed on the output V74 of the integrating circuit with good timing, a waveform break occurs in the final output V76 at the instant of a state change, and a waveform malfunction occurs between the intersections LM.
[0075]
On the other hand, FIG. 15C shows the operation state of the timer output V78 of the circuit shown in FIG.
[0076]
Before the intersection K, the comparator COM73 is in the ON state, and the charging of the capacitor C72 is completed.
Next, after the intersection K, since the comparator COM73 is cut off, the discharge timers C72 and R79 perform a discharging operation according to the time constant R79 × C72 during the period from the intersection K to the intersection L.
[0077]
Next, at the intersection L, the comparator COM73 is turned on again. In this case, since the capacitor C72 is immediately charged, the timer output V78 immediately drops to around 0 V, and after the intersection M, discharging is started again.
[0078]
During this time, the timer output V78 does not exceed the threshold value V75 even for a moment, and no waveform abnormality is seen in the final output V76 as shown in FIG. As described above, the correction circuit based on the ON delay timer 16-a corrects and outputs the integration circuit output V74 when the commercial power supply frequency noise is superimposed, so that the influence of the commercial power supply frequency noise can be avoided.
[0079]
Note that the ON delay time T0 is from the intersection M to the intersection N (the intersection of V78 and V75), but as a rough guide, if it is set to be equal to the integration circuit time constant R74 × C71, the instantaneous time due to commercial power frequency noise Malfunction modes are avoided. Because the intersections K, L, and M in FIG. 15A occur within one cycle of the commercial power supply frequency, the chattering of the final output V76 occurs if the output state is maintained for one or more cycles starting from the intersection K. Will not do.
[0080]
As described above, the correction circuit of the filter circuits R81 and C81 and the ON delay timer 16-a and the OFF delay timer 16-b makes it possible to obtain a human body detection touch sensor that is more stable against commercial power supply frequency noise. .
[0081]
In correspondence between the configuration of the present invention and the embodiment,
The conductor of the present invention corresponds to the touch electrode 11 of the embodiment.
The first comparison circuit corresponds to the first comparison circuit 15,
The second comparison circuit corresponds to the second comparison circuit 14,
The filter circuit corresponds to the filter circuits R81 and C81,
Although the correction circuit corresponds to the ON delay timer 16-a and the OFF delay timer 16-b, the present invention is not limited to only the configuration of the embodiment, but includes many embodiments.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram of a prior art touch sensor.
FIG. 2 is an explanatory diagram showing a path through which power noise enters.
FIG. 3 is an electric circuit diagram of a main part in the functional block shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a time chart showing an operation state of a main part in the circuit shown in FIG. 3;
FIG. 5 is an electric circuit diagram of an integration circuit.
FIG. 6 is an operation time chart of each point when commercial power frequency noise enters.
FIG. 7 is a functional block diagram of a human body detection touch sensor.
8 is an electric circuit diagram of a main part of the functional block shown in FIG.
FIG. 9 is a time chart showing an operation state of the comparator.
FIG. 10 is a time chart showing an operation state of a main part in the circuit shown in FIG. 8;
FIG. 11 is an electric circuit diagram of a filter circuit showing another example.
FIG. 12 is a time chart showing an abnormal operation of the output of the integration circuit.
FIG. 13 is an electric circuit diagram showing a correction circuit of an ON delay timer.
FIG. 14 is an electric circuit diagram showing a correction circuit of an OFF delay timer.
FIG. 15 is a time chart showing operation characteristics of an ON delay timer.
[Explanation of symbols]
11 ... Touch electrode
12 ... oscillation circuit
13 ... Integration circuit
15: first comparison circuit
14 second comparison circuit
16a: ON delay timer
16b OFF delay timer
R81: resistance
C81: Capacitor

Claims

人体の接触を許容する導電体と、該導電体と接続し待機状態で高周波発振動作を行い上記導電体への人体接触時には高周波発振動作が停止する発振停止型の発振回路と、該発振回路から出力される高周波発振振幅を設定した閾値で弁別する第１の比較回路と、該第１の比較回路の出力を積分平滑する積分回路と、該積分回路と接続しその出力を設定した閾値と比較して上記導電体に人体が接触したことに対応する人体検出を出力する第２の比較回路とを備え、上記導電体への人体接触を検出するタッチセンサであって、
上記積分回路の平滑動作する時定数を商用電源の周期より大きく設定した
人体検出タッチセンサ。A conductor allowing contact with a human body, an oscillation stop type oscillation circuit connected to the conductor, performing a high-frequency oscillation operation in a standby state, and stopping the high-frequency oscillation operation when the human body touches the conductor; and A first comparison circuit that discriminates the output high-frequency oscillation amplitude with a set threshold value, an integration circuit that integrates and smoothes the output of the first comparison circuit, and compares the output with the set threshold value that is connected to the integration circuit. A second comparison circuit that outputs a human body detection corresponding to a contact of the human body with the conductor, and a touch sensor that detects a human body contact with the conductor.
A human body detection touch sensor in which a time constant for performing the smoothing operation of the integration circuit is set to be longer than a cycle of a commercial power supply.

前記発振回路と導電体との間に、上記発振回路の発振周波数よりも低く、かつ商用電源の周波数よりも十分に高い遮断周波数となる定数設定を施して直列接続した抵抗とコンデンサによるフィルタ回路を挿入した
請求項１記載の人体検出タッチセンサ。Between the oscillation circuit and the conductor, a filter circuit with a resistor and a capacitor connected in series with a constant setting that is a lower frequency than the oscillation frequency of the oscillation circuit and a cutoff frequency sufficiently higher than the frequency of the commercial power supply. The touch sensor according to claim 1, wherein the touch sensor is inserted.

人体検出時または人体の披検出時、検出信号の出力遅れ時間を商用電源の周期より長く設定して検出信号のタイミングを補正して出力する補正回路を具備した請求項１または２記載の人体検出タッチセンサ。3. The human body detection according to claim 1, further comprising a correction circuit configured to set the output delay time of the detection signal longer than the cycle of the commercial power supply and correct the timing of the detection signal when outputting a human body or a human body. Touch sensor.

請求項１〜３の１つの人体検出タッチセンサを操作ハンドル部に具備して遊技者を検出する遊技機。A gaming machine comprising one of the human body detection touch sensors according to claims 1 to 3 in an operation handle portion to detect a player.