JP2004343948A

JP2004343948A - Motor control device

Info

Publication number: JP2004343948A
Application number: JP2003140061A
Authority: JP
Inventors: Yasuaki Aoki; 康明青木; Hideji Yoshida; 秀治吉田; Nobuyuki Matsui; 信行松井; Taku Kosaka; 卓小坂
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-05-19
Filing date: 2003-05-19
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2023-05-19
Also published as: JP4193120B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor control device improved in robustness against a disturbance and capable of position-sensorless driving a synchronous motor at high efficiency. <P>SOLUTION: A current-voltage phase difference ξ is calculated at a phase difference detector 105, a deviation between a target phase difference ξ* and the phase difference ξ is calculated as a phase difference error Δξ at a phase difference error calculation part 106, and furthermore a low-frequency component with the phase difference error Δξ is separated by an LPF 107b. In a first feedback control loop FB 1, since a command torque τ* is corrected by using the low-frequency component with the phase difference error Δξ separated by the LPF 107b as a disturbance signal, the synchronous motor can be position-sensorless driven at high efficiency with the improved robustness against the disturbance. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数相のモータコイルを備えた突極性を有する同期モータを、位置センサを用いることなく駆動制御するためのモータ制御装置に関するものであり、特に、外乱トルクに対してロバスト性を有し且つ高効率に位置センサレス駆動を行うための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、同期モータを位置センサレス運転させる場合に、外乱トルクなどにより電流位相が理想状態からずれて、効率の悪化、さらには脱調が生じるといった問題があった。このような問題に対し、従来、モータ回転数、モータトルク、モータ電流、位相差から外乱を検出し、外乱量が所定値以上となった場合は通常の正弦波駆動から１２０度矩形波通電に切り替える旨の技術が提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−２４５４８７号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術では、外乱発生時に１２０度矩形波通電が行われることにより、運転効率が低下するという問題がある。
【０００５】
本発明は、上述した問題点に鑑みてなされたものであり、外乱トルクに対してロバスト性に優れ、且つ高効率に同期モータの位置センサレス駆動が可能なモータ制御装置を提供することを解決すべき課題とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために、請求項１に記載のモータ制御装置は、複数相のモータコイルを備えた同期モータをスイッチング素子により構成されるインバータ回路によってセンサレス駆動制御するモータ制御装置において、前記モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する前記位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出する位相差誤差算出手段と、その位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差を特定の周波数成分に分離する周波数成分分離手段と、その周波数成分分離手段により分離された前記位相差誤差の特定の周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御する第一のフィードバック制御ループと、を備えたことを特徴とする。
【０００７】
従って、位相差検出手段が、モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出し、位相差誤差算出手段が、指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出し、周波数成分分離手段が、位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差を特定の周波数成分に分離し、第一のフィードバック制御ループが、周波数成分分離手段により分離された位相差誤差の特定の周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御する。よって、トルク外乱や電源電圧外乱等が生じた場合に現れる位相差誤差の特定の周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御することにより、外乱トルクに対してロバスト性に優れ且つ高効率に同期モータを位置センサレス駆動することができる。
【０００８】
また、請求項２に記載のモータ制御装置は、前記周波数成分分離手段が、前記位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差を低周波数成分と高周波数成分とに分離し、前記第一のフィードバック制御ループは、前記周波数成分分離手段により分離された前記位相差誤差の低周波数成分を外乱信号として用いると共に、前記周波数成分分離手段により分離された前記位相差誤差の高周波数成分を位相差制御量として用いてフィードバック制御する第二のフィードバック制御ループ、を備えたことを特徴とする。
【０００９】
従って、周波数成分分離手段が、位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差を低周波数成分と高周波数成分とに分離し、第一のフィードバック制御ループが、周波数成分分離手段により分離された位相差誤差の低周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御し、第二のフィードバック制御ループが、周波数成分分離手段により分離された位相差誤差の高周波数成分を位相差制御量として用いてフィードバック制御する。すなわち、外乱トルクは位相差誤差の低周波数成分として現れるため、これを外乱信号として用いることにより外乱トルクの影響をなくす制御が行われると共に、位相差誤差の高周波数成分を位相差制御量として用いることにより位相差誤差をなくす制御が行われる。
【００１０】
また、請求項３に記載のモータ制御装置は、指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成する電圧指令作成手段を備え、前記第一のフィードバック制御ループは、前記指令トルクを前記外乱信号に基づいて補正し、前記第二のフィードバック制御ループは、前記電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧位相を前記位相差制御量に基づいて補正することを特徴とする。
【００１１】
従って、電圧指令作成手段が、指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成し、第一のフィードバック制御ループが、指令トルクを外乱信号に基づいて補正し、第二のフィードバック制御ループが、電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧位相を位相差制御量に基づいて補正する。よって、外乱トルクがモータに加わった場合に電流位相がずれて効率が悪化することなく、常に効率のよい理想的な電流位相でモータを同期運転させることができる。
【００１２】
また、請求項４に記載のモータ制御装置は、前記電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧振幅と予め決められた電圧振幅値又は計算により求められた電圧振幅値との差を算出する電圧振幅差算出手段を有し、前記指令回転数を前記電圧振幅差算出手段により算出された電圧振幅差に基づいて補正する第三のフィードバック制御ループを備えたことを特徴とする。
【００１３】
従って、電圧振幅差算出手段が、電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧振幅と予め決められた電圧振幅値又は計算により求められた電圧振幅値との差を算出し、第三のフィードバック制御ループが、指令回転数を電圧振幅差算出手段により算出された電圧振幅差に基づいて補正する。すなわち、外乱トルクが加わて第二のフィードバック制御ループによって指令トルクが変更されて電圧振幅が電源電圧を上回った場合、電圧振幅をそれ以上加えることができないので電流位相がずれて効率が悪化し、最悪の場合脱調してモータが停止する事態が生じうるため、これを避けるために電圧振幅差に基づいて指令回転数を低減補正する。よって、最大出力運転が可能となり、効率のよい理想的な電流位相でモータを脱調させることなく同期運転させることができる。
【００１４】
また、請求項５に記載のモータ制御装置は、複数相のモータコイルを備えた同期モータをスイッチング素子により構成されるインバータ回路によってセンサレス駆動制御するモータ制御装置において、指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成する電圧指令作成手段、を備え、前記電圧指令作成手段は、指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に理想的状態から所定量遅らせた電圧位相を作成することを特徴とする。
【００１５】
従って、電圧指令作成手段が指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に理想的状態から所定量遅らせた電圧位相を作成するので、指令トルクや指令回転数が低い場合は印加電圧が低いため外乱に対しロバスト性が低いという問題があるが、電圧位相を所定量遅らせ、電圧振幅を増加させることによって、外乱に対するロバスト性を向上させ、脱調の発生を防止することができる。尚、理想的状態の電圧位相とは、運転効率が最大となる状態の電圧位相をいう。
【００１６】
また、請求項６に記載のモータ制御装置は、前記モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する前記位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出する位相差誤差算出手段と、その位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差に基づいて、前記電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧位相を補正する電圧位相補正手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１７】
従って、位相差検出手段が、モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出し、位相差誤差算出手段が、指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する前記位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出し、電圧指令作成手段が、指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成し、電圧位相補正手段が、位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差に基づいて、電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧位相を補正し、電圧指令作成手段は、指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に理想的状態から所定量遅らせた電圧位相を作成する。よって、指令トルクや指令回転数が低い場合は印加電圧が低いため外乱に対しロバスト性が低いという問題があるが、電圧位相を所定量遅らせ、電圧振幅を増加させることによって、外乱に対するロバスト性を向上させ、脱調の発生を防止することができる。
【００１８】
また、請求項７に記載のモータ制御装置は、複数相のうち少なくとも１つ以上の相電流の電流極性を検出する電流極性検出手段を備え、前記位相差検出手段が、その電流極性検出手段により検出された電流極性と印加電圧とから前記モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出することを特徴とする。
【００１９】
従って、電流極性検出手段により複数相のうち少なくとも１つ以上の相電流の電流極性を検出し、位相差検出手段が電流極性検出手段により検出された電流極性と印加電圧とからモータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出するので、電流極性検出手段を用いた安価な構成で位相差検出を行うことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化したモータ制御装置の実施形態について図面を参照しつつ説明する。
【００２１】
本実施形態のモータ制御装置１は、図１に示すように、複数相（３相）のコイルからなるステータと鉄芯ロータとを備えた突極性を有する同期モータとしてのシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）（以下、単にモータとも称する）２を駆動するために、インバータ回路３と、電流極性検出部４と、マイクロコンピュータ（以下、マイコンと称する）５とから構成されている。
【００２２】
インバータ回路３は、図２の回路図に示すように、直流電源３０が接続されると共に、モータ２のＵ相に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｕｈ（アーム上段）、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ（アーム下段）、Ｖ相に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｖｈ（アーム上段）、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｖｌ（アーム下段）、Ｗ相に電力を供給するパワーＭＯＳＦＥＴ３１ｗｈ（アーム上段）、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｗｌ（アーム下段）がそれぞれ接続されている。
【００２３】
電流極性検出部４は、具体的にはインバータ回路３の各相のアーム下段に接続されたセンスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ，３１ｖｌ，３１ｗｌによって構成され、各相のアーム下段のゲート信号がＯＮの時に流れるアーム電流信号を検出する構成となっている。ここで、各相のモータ電流とアーム電流とは同一極性であり、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ（３１ｖｌ、３１ｗｌ）において各相のアーム電流を分流して電流極性を検出することによって、各相のモータ電流の極性を検出することができる。尚、電流極性検出部５（すなわち、センスＭＯＳＦＥＴ３１ｕｌ、３１ｖｌ、３１ｗｌ）が、本発明の電流極性検出手段を構成するものである。
【００２４】
マイコン５は、ＣＰＵ５ａ、ＲＯＭ５ｂ、ＲＡＭ５ｃによって構成され、ＣＰＵ５ａが、ＲＯＭ５ｂに格納されたプログラムを読み出して実行することにより、図３に示すモータ駆動制御を実行するように構成されている。
【００２５】
以下、図３の制御ブロック図を参照しつつ、本実施形態における制御の流れについて説明する。
【００２６】
マイコン４に指令回転数ω^＊が与えられると、後述する第三のフィードバック制御ループＦＢ３によって補正された指令回転数ω^＊＊と、後述する第一のフィードバック制御ループＦＢ１によって算出される負荷特性ω^＊２に基づいて決定された指令トルクτ^＊とが、マップ１０１に入力される。マップ１０１は、ＲＯＭ５ｂ上に記憶されたテーブルを参照することにより印加電圧位相φ^＊、印加電圧振幅Ｖｍ^＊、及び目標位相差ξ^＊をそれぞれ出力する。印加電圧振幅Ｖｍ^＊は、デューティ算出部１０２においてＰＷＭデューティ値ＰＷＭ−ｄｕｔｙに変換される。印加電圧振幅Ｖｍ^＊とＰＷＭデューティ値ＰＷＭ−ｄｕｔｙとは比例関係にあり、例えば、印加電圧Ｖｍ^＊が１２Ｖの時、ＰＷＭデューティ値ＰＷＭ−ｄｕｔｙ＝１００％とする。
【００２７】
さらに、ＰＷＭ−ｄｕｔｙは、デューティ補正部１０３に入力され、ＰＷＭ−ｄｕｔｙ＜１００％の時は、ＰＷＭ−ｄｕｔｙ^＊＝ＰＷＭ−ｄｕｔｙとされ（すなわち、そのままのデューティ値が用いられ）、ＰＷＭ−ｄｕｔｙ＞１００％の時は、ＰＷＭ−ｄｕｔｙ^＊＝１００と補正されて、印加電圧出力部１０４に入力される。そして、印加電圧出力部１０４は、印加電圧位相φ^＊と、デューティ値ＰＷＭ−ｄｕｔｙ^＊と、後述する第二のフィードバック制御ループＦＢ２より出力される推定位置Θ_ｅｓｔとに基づいて印加電圧指令をインバータ回路３へ出力する。
【００２８】
一方、電流極性検出部４において検出された電流極性と、マップ１０１より出力される印加電圧位相φ^＊とが位相差検出部１０５に入力され、位相差検出部１０５において電流電圧位相差ξが算出される。
【００２９】
次に、位相差誤差算出部１０６において目標位相差ξ^＊と位相差ξとの偏差が位相差誤差Δξとして算出され、位相差誤差Δξに基づいて推定位置誤差Δθが算出される。そして、推定位置誤差Δθは、周波数成分分離部１０７を構成するＨＰＦ１０７ａとＬＰＦ１０７ｂとにより、それぞれ高周波数成分と低周波数成分とに分離され、高周波数成分は後述する第二のフィードバック制御ループＦＢ２において位相差制御量として用いられ、低周波数成分は後述する第一のフィードバック制御ループＦＢ１において外乱信号として用いられる。尚、ＨＰＦ１０７ａは、推定位置誤差Δθをそのままま高周波数成分として用い、ＬＰＦ１０７ｂは６０度毎に検出される６回の推定位置誤差Δθの移動平均を低周波数成分として用いるように構成してもよい。
【００３０】
そして、ＬＰＦ１０７ｂにより分離された推定位置誤差Δθの低周波数成分（外乱信号）を微分することにより回転数誤差Δωが求められ、さらにゲインＫ_１として積分された結果と指令回転数ω^＊との偏差が負荷特性ω^＊２として算出され、この負荷特性ω^＊２に基づいて指令トルクτ^＊が算出される。このフィードバックの流れを第一のフィードバック制御ループＦＢ１と称する。すなわち、第一のフィードバック制御ループＦＢ１では、位相フィードバック時に６０度毎に検出される推定位置誤差Δθを外乱トルク量として検出し、推定位置誤差Δθがなくなるように指令トルクτ^＊を増減させるようにフィードバック制御を行うものである。
【００３１】
一方、ＨＰＦ１０７ａにより分離された推定位置誤差Δθの高周波数成分（位相差制御量）にゲインＫθを乗じて得られた値と、指令回転数ω^＊＊を積分して得られる位置θとの偏差が、推定位置Θ_ｅｓｔとして算出され、印加電圧作成部１０４へ出力される。このフィードバックの流れを第二のフィードバック制御ループＦＢ２と称する。
【００３２】
また、超過デューティ算出部１０８においてＰＷＭデューティ値ＰＷＭ−ｄｕｔｙの１００％超過分ΔＰＷＭ−ｄｕｔｙ^＊を算出し、これをゲインＫ_２として積分する。そして、積分値がガード１０９に入力され、積分値が負の場合は０を、正の場合は積分値をそれぞれ補正量として、指令回転数ω^＊より補正量を減ずることにより指令回転数ω^＊を補正する。このフィードバックの流れを第三のフィードバック制御ループＦＢ３と称する。すなわち、第三のフィードバック制御ループＦＢ３では、デューティ補正、すなわち回転数補正の必要の有無を、操作量としてのＰＷＭデューティ値ＰＷＭ−ｄｕｔｙが１００％を超過しているか否かにより検出し、ＰＷＭデューティ値の１００％超過分に応じて指令回転数ω^＊を低減補正するものである。
【００３３】
尚、マップ１０１が、本発明の電圧指令作成手段として、位相差検出部１０５が位相差検出手段として、位相差誤差算出部１０６が位相差誤差算出手段として、周波数成分分離部１０７が周波数成分分離手段として、超過デューティ算出部１０８が電圧振幅差算出手段としてそれぞれ機能するものである。また、既に述べた通り、電圧振幅とＰＷＭデューティとは比例関係にあるため、ＰＷＭ−ｄｕｔｙの１００％超過分ΔＰＷＭ−ｄｕｔｙ^＊が、本発明の電圧振幅差に相当するものとして算出されている。
【００３４】
次に、外乱発生時におけるモータ制御装置１の作用について、モータ制御装置１が車両に搭載された場合を例として、図４及び図５を参照しつつ説明する。尚、図４は、負荷特性の変化に対する回転数及びトルクの変化を表す図であり、図５は、外乱がある場合に推定位置誤差がなくなるようにトルク補正が行われる様子を表している。
【００３５】
ステップ▲１▼：車速による負荷軽減や、泥、埃による負荷増加があっても回転数が一定となるように、第一のフィードバック制御ループＦＢ１において外乱に応じたトルク補正が行われる（図４▲１▼及び図５参照）。
【００３６】
ステップ▲２▼：さらに負荷増加した場合や低電圧状態でも最大出力（Ｐｍａｘ）運転できるように、第三のフィードバック制御ループＦＢ３において外乱に応じた回転数補正が行われる（図４▲２▼参照）。この時、脱調を防止するために回転数を低下させてトルクを確保するよう制御するので、指令回転数は無視される。
【００３７】
ステップ▲３▼：さらに最大出力運転時、所定回転数以下となった場合は、故障と判断し、運転を停止させる（図４▲３▼参照）。
【００３８】
次に、本実施形態における効果を確認するために行った実験の結果について説明する。図６は、負荷トルク外乱を与えて実験を行った結果を表すグラフであり、第一のフィードバック制御ループＦＢ１によるトルク補正を行った実施例１、第一のフィードバック制御ループＦＢ１によるトルク補正に加えて第三のフィードバック制御ループＦＢ３による回転数補正を行った実施例２、及び、いずれの制御をも行わなかった比較例における負荷トルクと推定位置誤差との関係を表している（但し、各実施例、比較例とも、第二のフィードバック制御ループを行うこととする）。また、同図（ａ）は指令回転数を１４００ｒｐｍとした場合であり、同図（ｂ）は２０００ｒｐｍとした場合である。運転条件は、電源電圧１２ｖ、トルク指令０．２５Ｎｍとした。図６（ａ）より明らかなように、１４００ｒｐｍでは、実施例１、実施例２とも、通常の使用条件における負荷トルクにおいて推定位置誤差は正常範囲内（破線枠内）であり、脱調も発生しなかった。これに対し、比較例では、推定位置誤差が正常範囲を超え、脱調の発生も見られた。また、図６（ｂ）より明らかなように、２０００ｒｐｍの場合、実施例２では通常の使用条件における負荷トルクにおいて、推定位置誤差は正常範囲内（破線枠内）であり、脱調も発生しなかった。実施例１では負荷トルクが所定以上の場合に推定位置誤差が正常範囲を超え、脱調の発生が見られたが、負荷トルクが小さい場合は推定位置誤差は正常範囲内であり、脱調も発生しなかった。これに対し、比較例では推定位置誤差が正常範囲を超え、脱調の発生も見られた。
【００３９】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、電流検出部４及び位相差検出部１０５が、モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出し、位相差誤差算出部１０６が、指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出し、位相差誤差をＨＰＦ１０７ａ、ＬＰＦ１０７ｂによりそれぞれ高周波数成分と低周波数成分とに分離し、第一のフィードバック制御ループＦＢ１が、位相差誤差の低周波数成分（特定の周波数成分）を外乱信号として用いてフィードバック制御し、第二のフィードバック制御ループＦＢ２が、位相差誤差の高周波数成分を位相差制御量として用いてフィードバック制御する。よって、トルク外乱や電源電圧外乱等が生じた場合に現れる位相差誤差の低周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御することにより、外乱トルクに対してロバスト性に優れ且つ高効率に同期モータを位置センサレス駆動することができる。
【００４０】
また、本実施形態によれば、マップ１０１が、指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成し、第一のフィードバック制御ループＦＢ１が、指令トルクを外乱信号に基づいて補正し、第二のフィードバック制御ループＦＢ２が、マップ１０１により作成された印加電圧指令の電圧位相を位相差制御量に基づいて補正する。よって、外乱トルクがモータに加わった場合に電流位相がずれて効率が悪化することなく、常に効率のよい理想的な電流位相でモータを同期運転させることができる。
【００４１】
また、本実施形態によれば、超過デューティ算出部１０８が、マップ１０１により作成された印加電圧指令の電圧振幅に基づくＰＷＭデューティと予め決められた電圧振幅値又は計算により求められた電圧振幅値（ＰＷＭデューティ１００％）との差を算出し、第三のフィードバック制御ループＦＢ３が、指令回転数を超過デューティ算出部１０８により算出された電圧振幅差（ＰＷＭデューティの１００％超過分）に基づいて補正する。すなわち、外乱トルクが加わって第一のフィードバック制御ループＦＢ１によって指令トルクが変更されて電圧振幅が電源電圧を上回った場合、電圧振幅をそれ以上加えることができないので電流位相がずれて効率が悪化し、最悪の場合脱調してモータが停止する事態が生じうるため、これを避けるために電圧振幅差に基づいて指令回転数を低減補正する。よって、最大出力運転が可能となり、効率のよい理想的な電流位相でモータを脱調させることなく同期運転させることができる。
【００４２】
また、本実施形態によれば、電流極性検出部４により複数相のうち少なくとも１つ以上の相電流の電流極性を検出し、位相差検出部１０５が、その検出された電流極性と印加電圧とからモータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出するので、センスＭＯＳＦＥＴ等の電流極性検出手段を用いた安価な構成で位相差検出を行うことができる。
【００４３】
次に、本発明の第二の実施形態について説明する。尚、本実施形態における全体のハードウェア構成及び制御ブロック構成は、第一の実施形態において示した図１〜３と同一であるので、これらについて詳細な説明を省略する。
【００４４】
本実施形態では、電圧指令作成手段としてのマップ１０１が、指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に、理想的状態から所定量遅らせた印加電圧位相φ^＊を作成することを特徴とする。
【００４５】
以下、本実施形態における作用について、図７〜８を参照しつつ説明する。図７は、回転数を一定として、指令トルクを高トルク、中トルク、所定の閾値以下である低トルクの３パターンに変化させた場合における電圧位相と出力トルクとの関係を表すグラフである。また、低トルクについては、本実施形態の制御を実施した実施例のグラフと、実施しない比較例のグラフとを示している（高トルク及び中トルクでは、実施例と比較例とは同一の制御）。高トルク時は電圧振幅が大きいので、外乱トルクに対応して出力トルクを大きく増加させることが可能であり、脱調は発生しにくい。同様に、中トルク時も電圧振幅が大きいので、外乱トルクに対応して出力トルクを大きく増加させることが可能であり、脱調は発生しにくい。ところが、低トルク時は、本実施形態の制御を実施しない比較例では運転効率が最大となる理想的状態となるように印加電圧位相が設定されているが、電圧振幅が小さいので、外乱トルクに対応するために出力トルクを少ししか増加させることしかできず、大きな外乱トルクが加わった場合には脱調が発生しやすい。これに対し、本実施形態における電圧位相を理想的状態から所定量遅らせる制御を実施した実施例では、電圧振幅が大きいので、外乱トルクに対応して出力トルクを大きく増加させることが可能であり、低トルク時に大きな外乱トルクが加わった場合にも、脱調の発生を防止することができる。
【００４６】
図８は、指令トルクを一定として、回転数を高回転、所定の閾値以下である低回転の２パターンに変化させた場合における電圧位相と出力トルクとの関係を表すグラフである。また、低回転については、本実施形態の制御を実施した実施例のグラフと、実施しない比較例のグラフとを示している（高回転では、実施例と比較例とは同一の制御）。高回転時は電圧振幅が大きいので、外乱トルクに対応して出力トルクを大きく増加させることが可能であり、脱調は発生しにくい。ところが、低回転時は、本実施形態の制御を実施しない比較例では運転効率が理想的状態となるように印加電圧位相が設定されているが、電圧振幅が小さいので、外乱トルクに対応するために出力トルクを少ししか増加させることしかできず、大きな外乱トルクが加わった場合には脱調が発生しやすい。これに対し、本実施形態における電圧位相を理想的状態から所定量遅らせる制御を実施した実施例では、電圧振幅が大きいので、外乱トルクに対応して出力トルクを大きく増加させることが可能であり、低回転時に大きな外乱トルクが加わった場合にも、脱調の発生を防止することができる。
【００４７】
以上詳述したことから明らかなように、本実施形態によれば、電流検出部４及び位相差検出部１０５が、モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出し、位相差誤差算出部１０６が、指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する電流電圧位相差の誤差を算出し、マップ１０１が、指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成し、第二のフィードバック制御ループＦＢ２において位相差誤差算出部１０６によって算出された位相差誤差に基づいて、マップ１０１により作成された印加電圧指令の電圧位相を補正し、マップ１０１は、指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に理想的状態から所定量遅らせた電圧位相を作成する。よって、指令トルクや指令回転数が低い場合は印加電圧が低いため外乱に対しロバスト性が低いという問題があるが、電圧位相を理想的状態から所定量遅らせ、電圧振幅を増加させることによって、外乱に対するロバスト性を向上させ、脱調の発生を防止することができる。
【００４８】
尚、本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことが可能である。
【００４９】
例えば、前記実施形態では、本発明をシンクロナスリラクタンスモータの制御装置とした例を示したが、突極性を有する他の種類の同期モータの制御装置として構成することも可能である。例えば、永久磁石をロータ鉄心内に収納してなる内部磁石型永久磁石同期モータ（ＩＰＭモータ）の制御装置に本発明を適用してもよい。
【００５０】
【発明の効果】
以上述べたように本発明のモータ制御装置によれば、トルク外乱や電源電圧外乱等が生じた場合に現れる位相差誤差の低周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御することにより、外乱トルクに対してロバスト性に優れ且つ高効率に同期モータを位置センサレス駆動することができる。
【００５１】
また、本発明のモータ制御装置によれば、指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に理想的状態から所定量遅らせた電圧位相を作成し、電圧振幅を増加させることによって、外乱に対するロバスト性を向上させ、脱調の発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態におけるモータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。
【図２】インバータ回路の回路図である。
【図３】モータ制御装置における制御ブロック図である。
【図４】外乱発生時における作用を説明するための図であり、負荷特性の変化に対する回転数及びトルクの変化を表している。
【図５】第一のフィードバック制御ループによるトルク補正を説明する図である。
【図６】負荷トルク外乱を与えて実験を行った結果を表すグラフである。
【図７】第二の実施形態において回転数を一定として指令トルクを変化させた場合における電圧位相と出力トルクとの関係を表すグラフである。
【図８】指令トルクを一定として回転数を変化させた場合における電圧位相と出力トルクとの関係を表すグラフである。
【符号の説明】
１…モータ制御装置、２…シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）（同期モータ）、３…インバータ回路、４…電流極性検出部（電流極性検出手段、位相差検出手段）、５…マイクロコンピュータ、３１ｕｌ，３１ｖｌ，３１ｗｌ…センスＭＯＳＦＥＴ（電流極性検出手段）、１０１…マップ（電圧指令作成手段）、１０５…位相差検出部（位相差検出手段）、１０６…位相差誤差算出部（位相差誤差算出手段）、１０７…周波数成分分離部（周波数成分分離手段）、１０７ａ…ＨＰＦ（高周波数成分を分離するための周波数成分分離手段）、１０７ｂ…ＬＰＦ（低周波数成分を分離するための周波数成分分離手段）、１０８…超過デューティ算出部（電圧振幅差算出手段）、ＦＢ１…第一のフィードバック制御ループ、ＦＢ２…第二のフィードバック制御ループ（電圧位相補正手段）、ＦＢ３…第三のフィードバック制御ループ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device for driving and controlling a synchronous motor having salient polarities having a plurality of phases of motor coils without using a position sensor. In particular, the present invention relates to a motor control device having robustness against disturbance torque. And technology for performing position sensorless driving with high efficiency.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, when a synchronous motor is operated without a position sensor, there has been a problem that a current phase deviates from an ideal state due to a disturbance torque or the like, resulting in deterioration of efficiency and further step-out. To solve such a problem, conventionally, a disturbance is detected from the motor rotation speed, the motor torque, the motor current, and the phase difference, and when the disturbance amount exceeds a predetermined value, the normal sine wave drive is switched to the 120-degree rectangular wave conduction. A technique for switching has been proposed (for example, see Patent Document 1).
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2001-245487 A
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described related art, there is a problem in that the operation efficiency is reduced by performing the 120-degree rectangular wave energization when a disturbance occurs.
[0005]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and has as its object to provide a motor control device that is excellent in robustness against disturbance torque and that can drive a synchronous motor without a position sensor with high efficiency. Should be a task to be done.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, a motor control device according to claim 1, wherein the motor control device performs sensorless drive control of a synchronous motor having a multi-phase motor coil by an inverter circuit including a switching element. Phase difference detecting means for detecting a phase difference between a current and a voltage flowing through the coil, and a current-voltage phase difference detected by the phase difference detecting means with respect to a target phase difference predetermined according to a commanded rotation speed or a command torque. Phase difference error calculation means for calculating an error, frequency component separation means for separating the phase difference error calculated by the phase difference error calculation means into specific frequency components, and the phase difference separated by the frequency component separation means First feedback control loop for performing feedback control using a specific frequency component of an error as a disturbance signal Characterized by comprising a and.
[0007]
Accordingly, the phase difference detecting means detects the phase difference between the current flowing through the motor coil and the voltage, and the phase difference error calculating means detects the phase difference with respect to the target phase difference determined in advance according to the command rotation speed or the command torque. Calculating the error of the current-voltage phase difference detected by the means, the frequency component separating means separates the phase difference error calculated by the phase difference error calculating means into a specific frequency component, the first feedback control loop, Feedback control is performed using a specific frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separating means as a disturbance signal. Therefore, by performing feedback control using a specific frequency component of a phase difference error appearing when a torque disturbance or a power supply voltage disturbance occurs as a disturbance signal, the synchronous motor has excellent robustness against disturbance torque and high efficiency. Can be driven without a position sensor.
[0008]
The motor control device according to claim 2, wherein the frequency component separating unit separates the phase difference error calculated by the phase difference error calculating unit into a low frequency component and a high frequency component, The feedback control loop uses a low frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separation means as a disturbance signal, and controls a high frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separation means. A second feedback control loop for performing feedback control using the quantity.
[0009]
Therefore, the frequency component separation means separates the phase difference error calculated by the phase difference error calculation means into a low frequency component and a high frequency component, and the first feedback control loop separates the phase difference error by the frequency component separation means. Feedback control is performed using the low frequency component of the phase difference error as a disturbance signal, and the second feedback control loop performs feedback control using the high frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separation unit as a phase difference control amount. . That is, since the disturbance torque appears as a low frequency component of the phase difference error, control is performed to eliminate the influence of the disturbance torque by using this as a disturbance signal, and the high frequency component of the phase difference error is used as a phase difference control amount. Thus, control for eliminating the phase difference error is performed.
[0010]
In addition, the motor control device according to claim 3 further includes a voltage command generation unit that generates an applied voltage command according to a command rotation speed or a command torque, and the first feedback control loop controls the command torque to generate the disturbance. The second feedback control loop corrects the voltage phase of the applied voltage command created by the voltage command creating means based on the phase difference control amount.
[0011]
Therefore, the voltage command creating means creates an applied voltage command according to the command rotation speed or the command torque, the first feedback control loop corrects the command torque based on the disturbance signal, and the second feedback control loop The voltage phase of the applied voltage command created by the voltage command creating means is corrected based on the phase difference control amount. Therefore, when the disturbance torque is applied to the motor, the current phase is not shifted and the efficiency is not degraded, and the motor can always be synchronously operated with an efficient and ideal current phase.
[0012]
Further, the motor control device according to claim 4 calculates a difference between the voltage amplitude of the applied voltage command created by the voltage command creating means and a predetermined voltage amplitude value or a voltage amplitude value obtained by calculation. And a third feedback control loop that corrects the command rotation speed based on the voltage amplitude difference calculated by the voltage amplitude difference calculating means.
[0013]
Therefore, the voltage amplitude difference calculation means calculates the difference between the voltage amplitude of the applied voltage command created by the voltage command creation means and the predetermined voltage amplitude value or the voltage amplitude value obtained by calculation. A feedback control loop corrects the command rotation speed based on the voltage amplitude difference calculated by the voltage amplitude difference calculation means. That is, when the command torque is changed by the second feedback control loop and the voltage amplitude exceeds the power supply voltage when the disturbance torque is added, the voltage amplitude cannot be further increased, so that the current phase is shifted and the efficiency is deteriorated, In the worst case, a step-out may occur and the motor may stop, so in order to avoid this, the command rotation speed is reduced and corrected based on the voltage amplitude difference. Therefore, the maximum output operation can be performed, and the motor can be synchronously operated at an efficient and ideal current phase without stepping out of the motor.
[0014]
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a motor control device that performs sensorless drive control of a synchronous motor having a plurality of phases of motor coils by an inverter circuit including a switching element according to a command rotation speed or a command torque. Voltage command creating means for creating an applied voltage command by using the voltage command creating means, wherein the voltage command creating means creates a voltage phase delayed by a predetermined amount from an ideal state when the command torque or the command rotation speed is equal to or less than a predetermined threshold value. It is characterized by.
[0015]
Therefore, the voltage command creating means creates a voltage phase delayed by a predetermined amount from the ideal state when the command torque or the command rotation speed is equal to or less than the predetermined threshold value. Therefore, there is a problem that the robustness against the disturbance is low. However, by delaying the voltage phase by a predetermined amount and increasing the voltage amplitude, the robustness against the disturbance can be improved, and the occurrence of step-out can be prevented. The voltage phase in the ideal state refers to a voltage phase in a state where the operation efficiency is maximized.
[0016]
The motor control device according to claim 6, further comprising: a phase difference detection unit configured to detect a phase difference between a current and a voltage flowing through the motor coil; and a target phase difference determined in accordance with a command rotation speed or a command torque. Phase difference error calculating means for calculating an error of the current-voltage phase difference detected by the phase difference detecting means, and the voltage command creating means based on the phase difference error calculated by the phase difference error calculating means. Voltage phase correction means for correcting the voltage phase of the applied voltage command.
[0017]
Accordingly, the phase difference detecting means detects a phase difference between the current and the voltage flowing through the motor coil, and the phase difference error calculating means determines the phase difference with respect to a target phase difference predetermined according to a commanded rotational speed or a commanded torque. The error of the current-voltage phase difference detected by the detection means is calculated, the voltage command creation means creates an applied voltage command according to the command rotation speed or the command torque, and the voltage phase correction means is calculated by the phase difference error calculation means. Based on the calculated phase difference error, the voltage phase of the applied voltage command created by the voltage command creating unit is corrected, and the voltage command creating unit is ideal when the command torque or the command rotation speed is equal to or less than a predetermined threshold. A voltage phase delayed by a predetermined amount from the state is created. Therefore, when the command torque or the command rotation speed is low, there is a problem that the robustness against disturbance is low because the applied voltage is low, but the robustness against disturbance is reduced by delaying the voltage phase by a predetermined amount and increasing the voltage amplitude. It is possible to prevent the occurrence of step-out.
[0018]
Further, the motor control device according to claim 7 includes a current polarity detection unit that detects a current polarity of at least one or more phase currents of a plurality of phases, and the phase difference detection unit uses the current polarity detection unit. A phase difference between a current and a voltage flowing through the motor coil is detected from the detected current polarity and the applied voltage.
[0019]
Therefore, the current polarity detecting means detects the current polarity of at least one phase current of the plurality of phases, and the phase difference detecting means detects the current flowing through the motor coil from the current polarity detected by the current polarity detecting means and the applied voltage. Since the phase difference between the voltage and the voltage is detected, the phase difference can be detected with an inexpensive configuration using current polarity detection means.
[0020]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of a motor control device embodying the present invention will be described with reference to the drawings.
[0021]
As shown in FIG. 1, a motor control device 1 of the present embodiment includes a synchronous reluctance motor (SynRM) as a salient-polarity synchronous motor having a stator composed of coils of a plurality of phases (three phases) and an iron core rotor. (Hereinafter simply referred to as a motor) 2 includes an inverter circuit 3, a current polarity detector 4, and a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) 5.
[0022]
As shown in the circuit diagram of FIG. 2, the inverter circuit 3 is connected to a DC power supply 30 and supplies a power MOSFET 31 uh (upper arm), a sense MOSFET 31 ul (lower arm), and a V-phase A power MOSFET 31vh (upper arm), a sense MOSFET 31vl (lower arm), a power MOSFET 31wh (upper arm), and a sense MOSFET 31wl (lower arm) that supply power to the W-phase are connected to each other.
[0023]
The current polarity detection unit 4 is specifically constituted by sense MOSFETs 31ul, 31vl, 31wl connected to the lower stage of each phase arm of the inverter circuit 3, and an arm current signal flowing when the gate signal of the lower stage arm of each phase is ON. Is detected. Here, the motor current and the arm current of each phase have the same polarity, and the polarity of the motor current of each phase is detected by dividing the arm current of each phase in the sense MOSFET 31ul (31vl, 31wl) and detecting the current polarity. Can be detected. Note that the current polarity detection unit 5 (that is, the sense MOSFETs 31ul, 31vl, 31wl) constitutes a current polarity detection unit of the present invention.
[0024]
The microcomputer 5 includes a CPU 5a, a ROM 5b, and a RAM 5c, and is configured to execute the motor drive control illustrated in FIG. 3 by reading and executing a program stored in the ROM 5b.
[0025]
Hereinafter, the flow of control in this embodiment will be described with reference to the control block diagram of FIG.
[0026]
Command rotation speed ω to microcomputer 4 ^* Is given, the command rotation speed ω corrected by the third feedback control loop FB3 described later ^** And a load characteristic ω calculated by a first feedback control loop FB1 described later. ^{* 2} Command torque τ determined based on ^* Are input to the map 101. The map 101 stores the applied voltage phase φ by referring to a table stored on the ROM 5b. ^* , Applied voltage amplitude Vm ^* , And the target phase difference ξ ^* Is output. Applied voltage amplitude Vm ^* Is converted into a PWM duty value PWM-duty in the duty calculation unit 102. Applied voltage amplitude Vm ^* Is proportional to the PWM duty value PWM-duty. For example, the applied voltage Vm ^* Is 12V, the PWM duty value PWM-duty = 100%.
[0027]
Further, the PWM-duty is input to the duty correction unit 103, and when PWM-duty <100%, the PWM-duty is used. ^* = PWM-duty (that is, the duty value is used as it is), and when PWM-duty> 100%, PWM-duty ^* = 100 and input to the applied voltage output unit 104. The applied voltage output unit 104 outputs the applied voltage phase φ ^* And duty value PWM-duty ^* And an estimated position Θ output from a second feedback control loop FB2 described later. _est And outputs an applied voltage command to the inverter circuit 3 based on the above.
[0028]
On the other hand, the current polarity detected by the current polarity detection unit 4 and the applied voltage phase φ output from the map 101 ^* Are input to the phase difference detection unit 105, and the phase difference detection unit 105 calculates the current-voltage phase difference ξ.
[0029]
Next, the target phase difference ξ ^* Is calculated as a phase difference error Δξ, and an estimated position error Δθ is calculated based on the phase difference error Δξ. The estimated position error Δθ is separated into a high frequency component and a low frequency component by the HPF 107a and the LPF 107b constituting the frequency component separation unit 107, and the high frequency component is located in a second feedback control loop FB2 described later. The low frequency component is used as a disturbance signal in a first feedback control loop FB1 described later. Note that the HPF 107a may use the estimated position error Δθ as it is as a high frequency component, and the LPF 107b may use a moving average of six estimated position errors Δθ detected every 60 degrees as a low frequency component. .
[0030]
Then, a low frequency component (disturbance signal) of the estimated position error Δθ separated by the LPF 107b is differentiated to obtain a rotational speed error Δω, and further, a gain K ₁ And the commanded rotational speed ω ^* Is the load characteristic ω ^{* 2} And the load characteristic ω ^{* 2} Command torque τ based on ^* Is calculated. This feedback flow is referred to as a first feedback control loop FB1. That is, in the first feedback control loop FB1, the estimated position error Δθ detected every 60 degrees during the phase feedback is detected as a disturbance torque amount, and the command torque τ is set so that the estimated position error Δθ disappears. ^* The feedback control is performed so as to increase or decrease.
[0031]
On the other hand, the value obtained by multiplying the high frequency component (phase difference control amount) of the estimated position error Δθ separated by the HPF 107a by the gain Kθ and the command rotational speed ω ^** Is the deviation from the position θ obtained by integrating _est And is output to the applied voltage creating unit 104. This feedback flow is referred to as a second feedback control loop FB2.
[0032]
In addition, the excess duty calculator 108 calculates the PWM duty value PWM-duty in excess of 100% ΔPWM-duty. ^* And calculate the gain K ₂ And integrate as Then, the integral value is input to the guard 109. When the integral value is negative, 0 is set, and when the integral value is positive, the integral value is set as a correction amount, and the commanded rotation speed ω ^* The command rotation speed ω ^* Is corrected. This feedback flow is referred to as a third feedback control loop FB3. That is, in the third feedback control loop FB3, the duty correction, that is, the necessity of the rotation speed correction is detected based on whether the PWM duty value PWM-duty as the operation amount exceeds 100%, and the PWM duty is determined. Instructed rotation speed ω according to 100% excess of value ^* Is reduced.
[0033]
It should be noted that the map 101 is a voltage command generation unit of the present invention, the phase difference detection unit 105 is a phase difference detection unit, the phase difference error calculation unit 106 is a phase difference error calculation unit, and the frequency component separation unit 107 is a frequency component separation unit. As means, the excess duty calculator 108 functions as voltage amplitude difference calculator. In addition, as described above, since the voltage amplitude and the PWM duty are in a proportional relationship, the PWM-duty exceeds 100% ΔPWM-duty. ^* Is calculated as equivalent to the voltage amplitude difference of the present invention.
[0034]
Next, the operation of the motor control device 1 when a disturbance occurs will be described with reference to FIGS. 4 and 5 by taking a case where the motor control device 1 is mounted on a vehicle as an example. FIG. 4 is a diagram showing a change in the rotation speed and the torque with respect to a change in the load characteristic, and FIG. 5 shows a state where the torque is corrected so that the estimated position error is eliminated when there is a disturbance.
[0035]
Step {circle around (1)}: The first feedback control loop FB1 performs torque correction according to the disturbance so that the rotation speed is constant even if the load is reduced by the vehicle speed or the load is increased by mud or dust (FIG. 4). (1) and FIG. 5).
[0036]
Step {circle around (2)}: The third feedback control loop FB3 performs rotation speed correction according to the disturbance so that the maximum output (Pmax) operation can be performed even when the load is further increased or in a low voltage state (see FIG. 4 {circle around (2)}). ). At this time, in order to prevent loss of synchronism, control is performed so as to secure the torque by lowering the rotation speed, so that the command rotation speed is ignored.
[0037]
Step {circle around (3)} Further, during the maximum output operation, if the number of revolutions becomes equal to or less than the predetermined number of revolutions, it is determined that a failure has occurred, and the operation is stopped (see FIG.
[0038]
Next, the results of experiments performed to confirm the effects of the present embodiment will be described. FIG. 6 is a graph showing a result of an experiment performed by giving a load torque disturbance. In the first embodiment in which the first feedback control loop FB1 performs torque correction, in addition to the torque correction in the first feedback control loop FB1, 7 shows the relationship between the load torque and the estimated position error in Example 2 in which the rotation speed was corrected by the third feedback control loop FB3, and in Comparative Example in which none of the controls was performed (however, each embodiment In both examples and comparative examples, a second feedback control loop is performed). FIG. 3A shows the case where the command rotation speed is set to 1400 rpm, and FIG. 3B shows the case where the command rotation speed is set to 2000 rpm. The operating conditions were a power supply voltage of 12 v and a torque command of 0.25 Nm. As is clear from FIG. 6A, at 1400 rpm, in both the first and second embodiments, the estimated position error is within the normal range (within the broken-line frame) at the load torque under normal use conditions, and step-out occurs. Did not. On the other hand, in the comparative example, the estimated position error exceeded the normal range, and step-out occurred. As is clear from FIG. 6B, in the case of 2000 rpm, in the second embodiment, the estimated position error is within the normal range (within the broken line frame) and the step-out occurs in the load torque under the normal use condition. Did not. In the first embodiment, when the load torque is equal to or more than the predetermined value, the estimated position error exceeds the normal range, and step-out occurs. However, when the load torque is small, the estimated position error is within the normal range. Did not occur. In contrast, in the comparative example, the estimated position error exceeded the normal range, and step-out occurred.
[0039]
As is apparent from the above description, according to the present embodiment, the current detection unit 4 and the phase difference detection unit 105 detect the phase difference between the current flowing through the motor coil and the voltage, and the phase difference error calculation unit 106 calculates an error of the current-voltage phase difference detected by the phase difference detecting means with respect to a predetermined target phase difference according to the command rotation speed or the command torque, and converts the phase difference error into a high frequency component by the HPF 107a and the LPF 107b, respectively. And a low-frequency component, the first feedback control loop FB1 performs feedback control using the low-frequency component (specific frequency component) of the phase difference error as a disturbance signal, and the second feedback control loop FB2 Feedback control is performed using a high frequency component of the phase difference error as a phase difference control amount. Therefore, by performing feedback control using a low frequency component of a phase difference error that appears when a torque disturbance or a power supply voltage disturbance occurs as a disturbance signal, a synchronous motor having excellent robustness against disturbance torque and high efficiency can be obtained. It can be driven without a position sensor.
[0040]
Further, according to the present embodiment, the map 101 creates an applied voltage command according to the command rotation speed or the command torque, the first feedback control loop FB1 corrects the command torque based on the disturbance signal, The second feedback control loop FB2 corrects the voltage phase of the applied voltage command created by the map 101 based on the phase difference control amount. Therefore, when the disturbance torque is applied to the motor, the current phase is not shifted and the efficiency is not degraded, and the motor can always be synchronously operated with an efficient and ideal current phase.
[0041]
Further, according to the present embodiment, the excess duty calculation unit 108 determines the PWM duty based on the voltage amplitude of the applied voltage command created by the map 101 and a predetermined voltage amplitude value or a voltage amplitude value obtained by calculation ( The third feedback control loop FB3 corrects the command rotation speed based on the voltage amplitude difference (100% excess of the PWM duty) calculated by the excess duty calculator 108. I do. That is, when the command torque is changed by the first feedback control loop FB1 due to the addition of the disturbance torque and the voltage amplitude exceeds the power supply voltage, the voltage amplitude cannot be further increased, so that the current phase shifts and the efficiency deteriorates. In the worst case, a step-out may occur and the motor may stop. In order to avoid this, the command rotation speed is reduced and corrected based on the voltage amplitude difference. Therefore, the maximum output operation can be performed, and the motor can be synchronously operated at an efficient and ideal current phase without stepping out of the motor.
[0042]
Further, according to the present embodiment, the current polarity detection unit 4 detects the current polarity of at least one phase current of the plurality of phases, and the phase difference detection unit 105 determines the detected current polarity and the applied voltage. , The phase difference between the current flowing through the motor coil and the voltage is detected, so that the phase difference can be detected with an inexpensive configuration using current polarity detecting means such as a sense MOSFET.
[0043]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. Note that the entire hardware configuration and control block configuration in the present embodiment are the same as those in FIGS. 1 to 3 shown in the first embodiment, and thus detailed description thereof will be omitted.
[0044]
In the present embodiment, when the command torque or the command rotation speed is equal to or less than a predetermined threshold value, the map 101 serving as a voltage command generation unit applies an applied voltage phase φ delayed by a predetermined amount from the ideal state. ^* Is created.
[0045]
Hereinafter, the operation in the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 7 is a graph showing a relationship between the voltage phase and the output torque when the command torque is changed to three patterns of a high torque, a medium torque, and a low torque which is equal to or less than a predetermined threshold value while the rotation speed is constant. For low torque, a graph of an example in which the control of the present embodiment is performed and a graph of a comparative example in which the control is not performed are shown. ). Since the voltage amplitude is large at the time of high torque, it is possible to greatly increase the output torque corresponding to the disturbance torque, and it is difficult for step-out to occur. Similarly, since the voltage amplitude is large also at the time of middle torque, it is possible to greatly increase the output torque corresponding to the disturbance torque, and it is difficult for step-out to occur. However, when the torque is low, in the comparative example in which the control of the present embodiment is not performed, the applied voltage phase is set so as to be an ideal state in which the operation efficiency is maximized. To cope with this, the output torque can be increased only slightly, and when a large disturbance torque is applied, the step-out easily occurs. On the other hand, in the embodiment of the present embodiment in which the control for delaying the voltage phase by a predetermined amount from the ideal state has a large voltage amplitude, it is possible to greatly increase the output torque corresponding to the disturbance torque, Even when a large disturbance torque is applied at a low torque, the occurrence of step-out can be prevented.
[0046]
FIG. 8 is a graph showing the relationship between the voltage phase and the output torque when the number of rotations is changed to two patterns of high rotation and low rotation which is equal to or less than a predetermined threshold while the command torque is constant. For low rotation, a graph of an example in which the control of the present embodiment is performed and a graph of a comparative example in which the control is not performed are shown (at high rotation, the control of the example and the comparative example is the same). Since the voltage amplitude is large at the time of high rotation, it is possible to greatly increase the output torque in response to the disturbance torque, and step-out is unlikely to occur. However, at the time of low rotation, in the comparative example in which the control of the present embodiment is not performed, the applied voltage phase is set so that the operation efficiency is in an ideal state, but since the voltage amplitude is small, it is necessary to cope with disturbance torque. The output torque can be increased only slightly, and when a large disturbance torque is applied, the step-out easily occurs. On the other hand, in the embodiment of the present embodiment in which the control for delaying the voltage phase by a predetermined amount from the ideal state has a large voltage amplitude, it is possible to greatly increase the output torque corresponding to the disturbance torque, Even when a large disturbance torque is applied during low rotation, the occurrence of step-out can be prevented.
[0047]
As is apparent from the above description, according to the present embodiment, the current detection unit 4 and the phase difference detection unit 105 detect the phase difference between the current flowing through the motor coil and the voltage, and the phase difference error calculation unit 106 calculates an error of the current-voltage phase difference with respect to a predetermined target phase difference according to the command rotation speed or the command torque, the map 101 creates an applied voltage command according to the command rotation speed or the command torque, In the second feedback control loop FB2, the voltage phase of the applied voltage command created by the map 101 is corrected based on the phase difference error calculated by the phase difference error calculation unit 106. When the number is equal to or less than a predetermined threshold value, a voltage phase delayed by a predetermined amount from the ideal state is created. Therefore, when the command torque or the command rotation speed is low, there is a problem that the robustness against disturbance is low because the applied voltage is low.However, by disturbing the voltage phase by a predetermined amount from the ideal state and increasing the voltage amplitude, the disturbance is increased. , The loss of synchronism can be prevented.
[0048]
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various changes can be made without departing from the gist of the present invention.
[0049]
For example, in the above-described embodiment, an example has been described in which the present invention is a control device for a synchronous reluctance motor. However, the present invention can be configured as a control device for another type of synchronous motor having saliency. For example, the present invention may be applied to a control device of an internal magnet type permanent magnet synchronous motor (IPM motor) having a permanent magnet housed in a rotor core.
[0050]
【The invention's effect】
As described above, according to the motor control device of the present invention, by performing feedback control using a low frequency component of a phase difference error that appears when a torque disturbance or a power supply voltage disturbance occurs as a disturbance signal, the disturbance torque is reduced. On the other hand, it is possible to drive the synchronous motor with excellent robustness and high efficiency without a position sensor.
[0051]
Further, according to the motor control device of the present invention, when the command torque or the command rotation speed is equal to or less than a predetermined threshold, a voltage phase delayed by a predetermined amount from the ideal state is created, and the voltage amplitude is increased, thereby suppressing a disturbance against disturbance. Robustness can be improved, and occurrence of step-out can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating an overall configuration of a motor control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram of an inverter circuit.
FIG. 3 is a control block diagram of the motor control device.
FIG. 4 is a diagram for explaining an operation at the time of occurrence of disturbance, and shows a change in rotation speed and torque with respect to a change in load characteristics.
FIG. 5 is a diagram illustrating torque correction by a first feedback control loop.
FIG. 6 is a graph showing a result of an experiment performed by applying a load torque disturbance.
FIG. 7 is a graph showing a relationship between a voltage phase and an output torque when a command torque is changed while a rotation speed is constant in the second embodiment.
FIG. 8 is a graph showing the relationship between the voltage phase and the output torque when the number of revolutions is changed while the command torque is constant.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Motor control device, 2 ... Synchronous reluctance motor (SynRM) (synchronous motor), 3 ... Inverter circuit, 4 ... Current polarity detection part (Current polarity detection means, phase difference detection means), 5 ... Microcomputer, 31ul, 31vl, 31wl: Sense MOSFET (current polarity detecting means), 101: Map (voltage command creating means), 105: Phase difference detecting section (phase difference detecting means), 106: Phase difference error calculating section (phase difference error calculating means) 107, a frequency component separation unit (frequency component separation means); 107a, HPF (frequency component separation means for separating high frequency components); 107b, LPF (frequency component separation means for separating low frequency components); 108: excess duty calculation unit (voltage amplitude difference calculation means), FB1: first feedback control loop, FB2: second Feedback control loop (voltage phase correcting means), FB3 ... third feedback control loop.

Claims

複数相のモータコイルを備えた同期モータをスイッチング素子により構成されるインバータ回路によってセンサレス駆動制御するモータ制御装置において、
前記モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、
指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する前記位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出する位相差誤差算出手段と、
その位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差を特定の周波数成分に分離する周波数成分分離手段と、
その周波数成分分離手段により分離された前記位相差誤差の特定の周波数成分を外乱信号として用いてフィードバック制御する第一のフィードバック制御ループと、
を備えたことを特徴とするモータ制御装置。In a motor control device that performs sensorless drive control of an inverter circuit including a switching element for a synchronous motor having a multi-phase motor coil,
Phase difference detecting means for detecting a phase difference between a current and a voltage flowing through the motor coil,
Phase difference error calculation means for calculating an error of the current-voltage phase difference detected by the phase difference detection means with respect to a predetermined target phase difference according to a command rotation speed or a command torque,
Frequency component separation means for separating the phase difference error calculated by the phase difference error calculation means into specific frequency components,
A first feedback control loop that performs feedback control using a specific frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separating unit as a disturbance signal,
A motor control device comprising:

前記周波数成分分離手段は、前記位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差を低周波数成分と高周波数成分とに分離し、
前記第一のフィードバック制御ループは、前記周波数成分分離手段により分離された前記位相差誤差の低周波数成分を外乱信号として用いると共に、
前記周波数成分分離手段により分離された前記位相差誤差の高周波数成分を位相差制御量として用いてフィードバック制御する第二のフィードバック制御ループ、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。The frequency component separating unit separates the phase difference error calculated by the phase difference error calculating unit into a low frequency component and a high frequency component,
The first feedback control loop uses a low frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separating unit as a disturbance signal,
A second feedback control loop that performs feedback control using a high frequency component of the phase difference error separated by the frequency component separating unit as a phase difference control amount,
The motor control device according to claim 1, further comprising:

指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成する電圧指令作成手段を備え、
前記第一のフィードバック制御ループは、前記指令トルクを前記外乱信号に基づいて補正し、
前記第二のフィードバック制御ループは、前記電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧位相を前記位相差制御量に基づいて補正することを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。Providing voltage command creating means for creating an applied voltage command according to the command rotation speed or the command torque,
The first feedback control loop corrects the command torque based on the disturbance signal,
The motor control device according to claim 2, wherein the second feedback control loop corrects a voltage phase of the applied voltage command created by the voltage command creating unit based on the phase difference control amount.

前記電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧振幅と予め決められた電圧振幅値又は計算により求められた電圧振幅値との差を算出する電圧振幅差算出手段を有し、前記指令回転数を前記電圧振幅差算出手段により算出された電圧振幅差に基づいて補正する第三のフィードバック制御ループを備えたことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。A voltage amplitude difference calculating unit configured to calculate a difference between a voltage amplitude of the applied voltage command created by the voltage command creating unit and a voltage amplitude value determined in advance or calculated; 4. The motor control device according to claim 3, further comprising a third feedback control loop for correcting the number based on the voltage amplitude difference calculated by the voltage amplitude difference calculation means.

複数相のモータコイルを備えた同期モータをスイッチング素子により構成されるインバータ回路によってセンサレス駆動制御するモータ制御装置において、
指令回転数又は指令トルクに応じて印加電圧指令を作成する電圧指令作成手段、
を備え、
前記電圧指令作成手段は、指令トルク又は指令回転数が所定の閾値以下の場合に理想的状態から所定量遅らせた電圧位相を作成することを特徴とするモータ制御装置。In a motor control device that performs sensorless drive control of an inverter circuit including a switching element for a synchronous motor having a multi-phase motor coil,
Voltage command creating means for creating an applied voltage command according to the command rotation speed or the command torque,
With
The motor control device, wherein the voltage command creating means creates a voltage phase delayed by a predetermined amount from an ideal state when the command torque or the command rotation speed is equal to or less than a predetermined threshold value.

前記モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、
指令回転数又は指令トルクに応じて予め決められた目標位相差に対する前記位相差検出手段によって検出された電流電圧位相差の誤差を算出する位相差誤差算出手段と、
その位相差誤差算出手段によって算出された位相差誤差に基づいて、前記電圧指令作成手段により作成された印加電圧指令の電圧位相を補正する電圧位相補正手段と、
を備えたことを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。Phase difference detecting means for detecting a phase difference between a current and a voltage flowing through the motor coil,
Phase difference error calculation means for calculating an error of the current-voltage phase difference detected by the phase difference detection means with respect to a predetermined target phase difference according to a command rotation speed or a command torque,
Voltage phase correction means for correcting the voltage phase of the applied voltage command created by the voltage command creation means based on the phase difference error calculated by the phase difference error calculation means,
The motor control device according to claim 5, further comprising:

複数相のうち少なくとも１つ以上の相電流の電流極性を検出する電流極性検出手段を備え、
前記位相差検出手段は、その電流極性検出手段により検出された電流極性と印加電圧とから前記モータコイルに流れる電流と電圧との位相差を検出することを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載のモータ制御装置。Current polarity detecting means for detecting the current polarity of at least one phase current of the plurality of phases;
7. The motor according to claim 1, wherein the phase difference detection unit detects a phase difference between a current and a voltage flowing through the motor coil from the current polarity and the applied voltage detected by the current polarity detection unit. A motor control device according to any one of the above.