JP2004343863A

JP2004343863A - Two-phase ac system

Info

Publication number: JP2004343863A
Application number: JP2003135839A
Authority: JP
Inventors: Akio Toba; 章夫鳥羽
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-05-14
Filing date: 2003-05-14
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2023-05-14
Also published as: JP4136786B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To achieve a reduction in cost and the simplification of a drive circuit and also to get an output voltage higher than that of a half bridge circuit by generating two-phase AC, using a three-phase inverter. <P>SOLUTION: This two-phase AC system is equipped with a three-phase inverter 100 which is connected to a DC power source and besides has three AC output terminals, and two-phase load 60 which has one terminal A or B each of each phase load 60A and 60B and a common connector Z, and the three AC output terminals of the three-phase inverter 100 are connected to the three terminals A, B, and Z, respectively, of the two-phase load 60, and two-phase AC power is supplied from the three-phase inverter 100 to the two-phase load 60. Here, the three-phase inverter 100 is constituted of a voltage type inverter which is equipped with a DC voltage part and inverter arms 17-19 or a current type inverter which is equipped with a DC current part and inverter arms 27-29. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相インバータにより二相負荷に交流電力を供給するための高効率かつ安価な二相交流システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
二相交流は、二つの電圧または電流の基本波の位相が互いに９０°ずれた交流として一般に知られている（例えば、小郷著，「交流理論」，電気学会，ｐ１９２−１９４，１９６９年発行）。
二相交流が広く用いられている用途としては、例えば二相ステッピングモータの駆動用がある。ステッピングモータはパルス状の電圧で駆動されることが多いものの、原理的には正弦波状の交流電圧、電流を二相の励磁コイルに与えて駆動することも可能であり、これによってより滑らかな回転を得ることができる。
なお、二相ステッピングモータに正弦波状の二相交流電圧を与えて駆動する手法については、例えば見城、新村共著，「ステッピング・モータの基礎と応用」，総合電子出版社，ｐ５２−５４（１９７９年発行）に詳述されており、公知の技術となっている。
【０００３】
次に、二相交流を発生する従来のインバータについて、図８，図９を参照しつつ説明する。
電圧、電流及び周波数を調整可能な二相交流発生用のインバータとして代表的なものは、図８，図９に示す２種類であり、図８の回路は二相フルブリッジインバータ、図９の回路は二相ハーフブリッジインバータと呼ばれている。
【０００４】
図８の回路は、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子５１〜５８を２個ずつ直列接続して４個のインバータアームを構成し、これらのインバータアームを並列接続して、その両端に電池または交流電圧を整流して得た直流電圧部の直流電圧Ｅ_ｄｃが印加される。ここで、便宜的に、スイッチング素子５１〜５４がＡ相フルブリッジを構成し、同５５〜５８がＢ相フルブリッジを構成している。
スイッチング素子５１，５２の相互接続点と同５３，５４の相互接続点との間にはＡ相負荷６０Ａが接続され、同５５，５６の相互接続点と同５７，５８の相互接続点との間にはＢ相負荷６０Ｂが接続されている。なお、６０はＡ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂからなる二相負荷である。
【０００５】
また、図９の回路は、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子８１〜８４を２個ずつ直列接続して２個のインバータアームを構成し、これらのインバータアームを並列接続してその両端に直流電源７１，７２の直列回路からなる直流電圧部の直流電圧Ｅ_ｄｃが印加される。ここで、便宜的に、スイッチング素子８１，８２がＡ相ハーフブリッジを構成し、スイッチング素子８３，８４がＢ相ハーフブリッジを構成している。
スイッチング素子８１，８２の相互接続点と直流電源７１，７２の相互接続点Ｎとの間にはＡ相負荷６０Ａが接続され、スイッチング素子８３，８４の相互接続点と直流電源７１，７２の相互接続点Ｎとの間にはＢ相負荷６０Ｂが接続されている。
【０００６】
図８，図９の何れにおいても、各インバータアームを構成する２個のスイッチング素子を交互にオン、オフすることにより、Ａ相負荷６０ＡまたはＢ相負荷６０Ｂに供給する電圧をパルス状に切り替えている。これらの電圧波形はパルス状であるものの、ＰＷＭ制御により、後述するように電圧の主要な周波数成分として任意の波形を出力することができる。
図８の二相フルブリッジインバータでは各フルブリッジが、また、図９の二相ハーフブリッジインバータでは各ハーフブリッジが、Ａ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂにそれぞれ個別に電力を供給する。
【０００７】
次に、図８に示した二相フルブリッジインバータにおけるスイッチング動作と出力電圧基本波との関係について、図１０を参照しつつ説明する。
一般に、インバータの出力電圧の高調波を低減する手法としてＰＷＭ制御が用いられている。その代表例は、信号波形を搬送波としての三角波と比較する三角波比較方式であり、ここでは当該方式による動作について説明する。
【０００８】
いま、図８のスイッチング素子５１〜５４からなるＡ相フルブリッジの出力相をＡ相、同５５〜５８からなるＢ相フルブリッジの出力相をＢ相とし、Ａ相に着目して説明する。
Ａ相フルブリッジの出力端子に接続されるＡ相負荷６０Ａの両端子をＡ_１，Ａ_２、直流電圧部の直流電圧Ｅ_ｄを二等分した点をＮとし、前記端子Ａ_１，Ａ_２の点Ｎに対する電圧をそれぞれＶ_Ａ１ＮＰ，Ｖ_Ａ２ＮＰとする。
【０００９】
このとき、電圧Ｖ_Ａ１ＮＰは次のように決められる。まず、図１０（ａ）に示すように、基準信号として搬送波（三角波）ｖ_ｃと、Ｖ_Ａ１ＮＰの主要な周波数成分（搬送波周波数近傍以上の周波数成分を除いた電圧成分、言い換えれば、Ｖ_Ａ１ＮＰの低次成分）であるＶ_Ａ１Ｎに相似な信号（電圧指令信号）ｖ_ａ１ ^＊とを用意する。なお、一般に、搬送波の周波数は電圧指令信号の周波数よりも数〜数１００倍高く設定される。
次に、ｖ_ｃとｖ_ａ１ ^＊とを比較し、次の規則に則ってインバータアームのスイッチングを行う。
【００１０】
（１）ｖ_ａ１ ^＊＞ｖ_ｃならば、上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフ
（２）ｖ_ａ１ ^＊≦ｖ_ｃならば、上側スイッチング素子をオフ、下側スイッチング素子をオン
【００１１】
また、電圧Ｖ_Ａ２ＮＰについては、ｖ_ａ１ ^＊の符号を反転した信号ｖ_ａ２ ^＊を生成し、上記規則のｖ_ａ１ ^＊をｖ_ａ２ ^＊に置き換えた同一の規則に基づいてインバータアームのスイッチングを行う。
【００１２】
このようにスイッチング動作を行うことによって、図１０（ｂ），（ｃ）に示すパルス状の電圧Ｖ_Ａ１ＮＰ及びＶ_Ａ２ＮＰが発生し、その振幅は直流電圧部の電圧の１／２、すなわちＥ_ｄｃ／２となることが理解できる。
Ａ相負荷６０Ａの両端電圧Ｖ_ＡＰはＶ_Ａ１ＮＰ−Ｖ_Ａ２ＮＰであるため、この電圧Ｖ_ＡＰは、図１０（ｄ）に示すように振幅がＥ_ｄｃのパルス波形となる。
【００１３】
ここで、電圧指令信号の変化率が搬送波の変化率に対して十分小さく、搬送波一周期の間の電圧指令信号を一定値と見なせるものとする。このとき、Ａ相負荷６０Ａの端子Ａ_１のＮに対する電圧Ｖ_Ａ１ＮＰの主要な周波数成分Ｖ_Ａ１Ｎは、図１０（ｂ）に示すようにｖ_ａ１ ^＊と相似な波形となり、数式１で表せることが一般に知られている。
【００１４】
［数１］
Ｖ_Ａ１Ｎ＝（Ｅ_ｄｃ／２）×ｖ_ａ１ ^＊／Ｖ_ｃ
ここで、Ｖ_ｃ：ｖ_ｃの振幅である。
【００１５】
ただし、ｖ_ａ１ ^＊がＶ_ｃを越えてしまうと上下のスイッチング動作ができなくなるため、上式は成り立たない。ここでは、常にｖ_ａ１ ^＊≦Ｖ_ｃが成り立っているものとする。
このとき、ｖ_ａ１ ^＊／Ｖ_ｃの最大値は１であり、また、Ｅ_ｄｃ／２は定数であるため、結局、Ｖ_Ａ１Ｎの最大値はＥ_ｄｃ／２となる。
Ｖ_Ａ２ＮＰについても同様に、図１０（ｃ）に示す主要な周波数成分Ｖ_Ａ２Ｎを得ることができ、その最大値もＥ_ｄｃ／２となる。
また、図１０（ｄ）に示す如く、Ａ相負荷６０Ａの両端電圧Ｖ_ＡＰの主要な周波数成分Ｖ_Ａは、Ｖ_Ａ１ＮとＶ_Ａ２Ｎとの差として与えられ、その最大値はＥ_ｄｃとなる。
【００１６】
スイッチング素子５５〜５８からなるＢ相フルブリッジの出力電圧についても、Ａ相と全く同じように考えることができる。Ｂ相の出力電圧として、Ａ相の出力電圧に対し９０°位相のずれた電圧指令信号を設定すれば、Ｖ_ＡＰに対し９０°位相のずれた電圧Ｖ_ＢＰを得ることができる。
【００１７】
以上をまとめると、二相フルブリッジインバータの出力電圧については、次のことが言える。
すなわち、電圧指令信号が搬送波の振幅を越えず、かつ、電圧指令信号の変化率が搬送波の変化率に対して十分遅ければ、各相出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅はＥ_ｄｃとなる。
なお、実際の回路動作では、上下のスイッチング素子の切り替え時に電源電圧を短絡しないように両スイッチング素子が共にオフとなるモードを設けたり、また、上下のスイッチング素子の切り替えを歯切れよく行うために搬送波と電圧指令信号とを比較する比較器としてヒステリシスコンパレータを用いたり、更には、搬送波として三角波以外の信号、例えば鋸歯状波を用いたりすることもあるが、これらが出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅に与える影響は小さい。
【００１８】
このように、ＰＷＭ変調された電圧を負荷に印加する場合、負荷はインダクタンス成分を有するか、あるいは負荷にインダクタンス成分を付加することが一般的であるため、その電流平滑効果によって負荷電流は所定の滑らかな波形となる。
【００１９】
図９の二相ハーフブリッジインバータでは、二相フルブリッジインバータにおけるＶ_Ａ１ＮがそのままＡ相負荷６０Ａの両端に印加される電圧となる。従って、出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅はＥ_ｄｃ／２となり、二相フルブリッジインバータの場合の半分であることがわかる。
ここで、負荷が交流動作を前提としている場合、電源電圧Ｅ_ｄｃを二等分した点Ｎを２つのコンデンサの直列接続点として設けることもできる。しかし、モータ負荷のように直流電力を供給する必要がある場合には、コンデンサでは電力供給ができないため、図９のように二つの直流電源７１，７２を個別に設けなくてはならない。
【００２０】
なお、図８と同様に二相フルブリッジインバータを用いたステッピングモータの駆動回路が、下記の特許文献１に記載されている。
【００２１】
【特許文献１】
特表平８−５１０６３３号公報（図１）
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、二相交流を発生させるために二相フルブリッジインバータを用いる場合には、インバータアームの個数が４個となるため、その分コスト高となる。また、インバータアームの個数が多いと、半導体スイッチング素子のオン、オフ動作を行うための駆動回路も複雑になる。
更に、二相ハーフブリッジインバータを用いる場合には、フルブリッジインバータに比べて出力電圧が低く、また、直流電源電圧の二等分点を設けて配線しなくてはならない手間を必要とする。
【００２３】
そこで本発明は、広く普及している三相インバータを用いて二相交流を発生させることにより、コストの低減及び駆動回路の簡略化を図り、しかも、ハーフブリッジインバータよりも出力電圧を高くすることができる二相交流システムを提供しようとするものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、三相インバータの三個の交流出力端子を二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、三相インバータから二相負荷に二相交流電力を供給するものである。
【００２５】
請求項２に記載した発明は、請求項１に記載した二相交流システムにおいて、
三相インバータを、直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を、前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子としたものである。
【００２６】
請求項３に記載した発明は、請求項１に記載した二相交流システムにおいて、
三相インバータを、直流電源に接続された直流電流部と、逆方向電流を阻止可能な半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を、前記直流電流部に直列接続してなる回路と、を有する三相電流形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電流出力端子としたものである。
【００２７】
請求項４に記載した発明は、請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮとしたときに、Ｖ_ＺＮを一定とし、Ｖ_ＡＮ及びＶ_ＢＮを可変として三相電圧形インバータを制御するものである。
【００２８】
請求項５に記載した発明は、請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮとし、かつ、端子Ａ，Ｂの端子Ｚに対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺとしたときに、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮをそれぞれ可変とし、Ｖ_ＡＺ及びＶ_ＢＺが所望の値となるように三相電圧形インバータを制御するものである。
【００２９】
請求項６に記載した発明は、請求項５に記載した二相交流システムにおいて、
三相電圧形インバータから二相負荷に供給する電圧の主要な周波数成分を互いに９０°位相のずれた二相平衡正弦波とする際に、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮの波形を、
Ｖ_ＡＮ＝Ｖ_１ｓｉｎ（ωｔ＋α）＋Ｖ_ＺＮ
Ｖ_ＢＮ＝Ｖ_１ｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｖ_ＺＮ
Ｖ_ＺＮ＝Ｖ_２ｓｉｎ｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
（ただし、Ｖ_１，Ｖ_２：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度）
とするものである。
【００３０】
請求項７に記載した発明は、請求項６に記載した二相交流システムにおいて、
Ｖ_２＝（１／√２）Ｖ_１
であることを特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態に係る二相交流システムの全体的な構成を示している。まず、１００は直流電源に接続された三相インバータ、６０は三相インバータ１００の三個の出力端子に接続された二相負荷である。二相負荷６０は、前述した図９と同様にＡ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂからなり、各負荷６０Ａ，６０Ｂの各一方の端子Ａ，Ｂ及び共通接続端子Ｚが前記出力端子にそれぞれ接続されている。なお、各負荷６０Ａ，６０Ｂとしては、二相ステッピングモータの励磁コイル等がある。
【００３２】
ここで、三相インバータ１００からＡ相負荷６０Ａ、Ｂ相負荷６０Ｂに対し、互いに９０°位相のずれた電圧Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺを印加するか、あるいは、三相インバータ１００の一相の出力端子からＡ相負荷６０Ａに流れる電流をｉ_ａ、別の一相の出力端子からＢ相負荷６０Ｂに流れる電流をｉ_ｂ（ｉ_ａに対し基本波の位相が９０°ずれた電流）としたとき、残りの一相の出力端子から共通接続端子Ｚに向けて−（ｉ_ａ＋ｉ_ｂ）の電流が流れるように三相インバータ１００を制御することにより、三相インバータ１００から二相負荷６０に対して二相交流電力を供給することができる。
【００３３】
図２及び図３は、図１における三相インバータ１００の具体例である。
まず、図２は、三相インバータ１００を三相電圧形インバータにより構成した例である。周知のように電圧形インバータは、直流電圧部のエネルギーをスイッチングアームのスイッチングによりパルス状の電圧に変換して負荷に供給する。
【００３４】
すなわち、図２において、環流ダイオードＤ_Ｆが逆並列接続された半導体スイッチング素子１１，１２（以下、環流ダイオード及び半導体スイッチング素子の逆並列回路を、請求項におけるスイッチ部という）を直列接続してインバータアーム１７を形成し、同様に半導体スイッチング素子１３，１４によりインバータアーム１８を、半導体スイッチング素子１５，１６によりインバータアーム１９をそれぞれ形成すると共に、これらのインバータアーム１７〜１９に並列に、コンデンサ３１からなる直流電圧部を接続して三相電圧形インバータが構成されている。
そして、インバータアーム１７〜１９における二個のスイッチ部の相互接続点が、それぞれ三相インバータ１００の出力端子として二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚに接続される。
なお、三相電圧形インバータとしては、多レベルインバータや多重インバータを用いても良い。
【００３５】
一方、図３は、三相インバータ１００を三相電流形インバータにより構成した例である。電流形インバータは、直流電流部のエネルギーをスイッチングアームのスイッチングによりパルス状の電流に変換して負荷に供給する。なお、電流形インバータでは、半導体スイッチング素子を逆方向の電流を阻止する自己消弧形素子とする必要があるため、直列ダイオードを接続することが行われるが、最近の技術としては、一つの自己消弧形素子が逆方向電流を阻止する機能を有するものも開発されているので、これを用いてもよい。
【００３６】
図３において、２１〜２６は半導体スイッチング素子、Ｄ_Ｓは各スイッチング素子に直列接続されたダイオード（以下、半導体スイッチング素子及びダイオードの直列回路を、請求項におけるスイッチ部という）、２７〜２９は互いに並列接続されたインバータアーム、３２はインバータアーム２７〜２９に直列接続された直流電流部としてのリアクトルである。
この三相電流形インバータでは、インバータアーム２７〜２９における二個のスイッチ部の相互接続点が、それぞれ三相インバータ１００の出力端子として二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚに接続される。
なお、これらの各出力端子間には、コンデンサからなる出力フィルタ４０が接続されている。
【００３７】
次に、この実施形態における三相インバータ１００の制御方法を説明する。以下では、図２に示した三相電圧形インバータを対象としてその制御方法を述べる。
まず、図２の直流電圧部（コンデンサ３１）の電圧Ｅ_ｄｃを二等分した点をＮとし、二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚの上記点Ｎに対する電圧の主要な成分（搬送波周波数近傍以上の周波数成分を除いた電圧成分）をＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ，Ｖ_ＺＮとする。
【００３８】
このとき、端子Ｚについて、ＰＷＭ制御の三角波比較方式における電圧指令信号をゼロに固定すると、Ｖ_ＺＮ＝０となる。従って、Ａ相負荷６０Ａの両端電圧Ｖ_ＡＺ及びＢ相負荷６０Ｂの両端電圧Ｖ_ＢＺはそれぞれＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮとなり、これらのＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮを制御することによって二相負荷６０の印加電圧を制御することが可能となる。
【００３９】
具体的には、図２におけるインバータアーム１７〜１９のうちいずれかのアームの出力電圧の電圧指令信号をゼロに固定し、他の二つのアームの出力電圧の電圧指令信号を互いに９０°位相がずれた信号として与えればよく、図９のハーフブリッジインバータと同様の制御を行えばよい。
この結果、三相インバータ１００の出力電圧波形（電圧Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺ）は図４のようになり、各負荷６０Ａ，６０Ｂに印加できる電圧の主要な周波数成分の最大振幅は、ハーフブリッジインバータと同様にＥ_ｄｃ／２となる。
【００４０】
一方、制御したいのはＡ相負荷６０Ａ，Ｂ相負荷６０Ｂにそれぞれ印加される電圧Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺの主要な周波数成分であり、端子Ｚの電圧値が変化する場合でも、次の関係式が成り立つようにＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮを制御すればよい。
【００４１】
［数２］
Ｖ_ＡＮ＝Ｖ_ＡＺ＋Ｖ_ＺＮ
［数３］
Ｖ_ＢＮ＝Ｖ_ＢＺ＋Ｖ_ＺＮ
（Ｖ_ＺＮ：任意の電圧値）
【００４２】
ただし、Ｖ_ＺＮの値によっては、Ｖ_ＡＮ及びＶ_ＢＮがＥ_ｄｃ／２を越えることもあり得るため、その設定には注意を要する。
【００４３】
図５は、Ｖ_ＺＮを台形波状の電圧とし、Ｖ_ＡＮ及びＶ_ＢＮを二相平衡正弦波にＶ_ＺＮを加算した波形に制御した場合を示している。このようにＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮが歪んだ波形となっても、数式２，数式３が成り立つようにインバータアーム１７〜１９のスイッチングを制御することにより、Ａ相負荷６０Ａ，Ｂ相負荷６０Ｂへの印加電圧Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺをそれぞれ二相平衡正弦波にすることが可能である。
【００４４】
次に、上述したような二相平衡正弦波では位相が９０°ずれているため、二相電圧の符号に着目すると、次の４モードが存在する。
▲１▼Ｖ_ＡＺ≧０，Ｖ_ＢＺ≧０
▲２▼Ｖ_ＡＺ≧０，Ｖ_ＢＺ＜０
▲３▼Ｖ_ＡＺ＜０，Ｖ_ＢＺ＜０
▲４▼Ｖ_ＡＺ＜０，Ｖ_ＢＺ≧０
【００４５】
前述した数式２、数式３から、Ｖ_ＡＺ＝Ｖ_ＡＮ−Ｖ_ＺＮ，Ｖ_ＢＺ＝Ｖ_ＢＮ−Ｖ_ＺＮであるため、上記各モード▲１▼〜▲４▼において端子Ｚの点Ｎに対する電圧Ｖ_ＺＮを次のようにすることにより、所定のＶ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺに対するＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮの振幅を小さくできることが分かる。
▲１▼Ｖ_ＺＮ＜０
▲２▼Ｖ_ＺＮ：負から正に変化
▲３▼Ｖ_ＺＮ≧０
▲４▼Ｖ_ＺＮ：正から負に変化
【００４６】
この条件を満足する最も単純な波形は、Ｖ_ＺＮ＝−Ｋ（Ｖ_ＡＺ＋Ｖ_ＢＺ）である（ただし、Ｋは係数）。ここで、Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺを数式４，５により定義すると、Ｖ_ＺＮは数式６となる。
［数４］
Ｖ_ＡＺ＝Ｖ_１ｓｉｎ（ωｔ＋α）
［数５］
Ｖ_ＢＺ＝Ｖ_１ｃｏｓ（ωｔ＋α）
［数６］
Ｖ_ＺＮ＝−Ｋ（Ｖ_ＡＺ＋Ｖ_ＢＺ）＝Ｋ・Ｖ_１ｓｉｎ｛ωｔ＋α＋（π／４）｝＝Ｖ_２ｓｉｎ｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
なお、Ｖ_２＝Ｋ・Ｖ_１、Ｖ_１及びＶ_２：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度である。
【００４７】
また、このとき、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮは次のようになる。
［数７］
Ｖ_ＡＮ＝Ｖ_ＡＺ＋Ｖ_ＺＮ＝Ｖ_１ｓｉｎ（ωｔ＋α）＋Ｖ_ＺＮ
［数８］
Ｖ_ＢＮ＝Ｖ_ＢＺ＋Ｖ_ＺＮ＝Ｖ_１ｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｖ_ＺＮ
【００４８】
図６は、Ｖ_１＝１，Ｖ_２＝０．５とした場合のＶ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺ，Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ，Ｖ_ＺＮの波形である。Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺの振幅に対し、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮの振幅が小さくなっていることが分かる。Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮの振幅としては最大でＥ_ｄｃ／２まで出力可能であるため、Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺとしてはＥ_ｄｃ／２よりも大きな振幅まで出力できることになる。すなわち、直流電圧部の電圧が同じならば、三相電圧形インバータを用いた本実施形態の方が、二相ハーフブリッジインバータを用いた図９の従来技術よりも高い電圧を負荷に印加することができることになる。
【００４９】
以上に述べた実施形態において、負荷への印加電圧Ｖ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺが最大になるのは、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮの全ての振幅がＥ_ｄｃ／２となる場合である。
Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮの振幅が等しくなる条件は、数式７に数式６を代入して整理することにより、次のように導出できる。
［数９］

【００５０】
ここで、数式９におけるβは数式１０によって表される。
［数１０］
β＝ｔａｎ^−１［｛（１／√２）Ｖ_２｝／｛Ｖ_１−（１／√２）Ｖ_２｝］
【００５１】
また、Ｖ_ＡＮの振幅を数式６のＶ_ＺＮと同じくＶ_２にするという条件から、Ｖ_１とＶ_２の関係が次の通り導かれる。
［数１１］
Ｖ_２＝√［｛Ｖ_１−（１／√２）Ｖ_２｝^２＋｛（１／√２）Ｖ_２｝^２］
Ｖ_１ ^２−√２Ｖ_１・Ｖ_２＝０
Ｖ_２＝（１／√２）Ｖ_１
このようにＶ_２を設定することにより、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮの振幅は全てＶ_２となる。因みに、数式１１を数式１０に代入することにより、このときβ＝４５°となる。
【００５２】
Ｖ_２の最大値はＥ_ｄｃ／２であるため、これを数式１１に代入して整理すると、Ｖ_１の最大値（Ｖ_１ｍａｘ）は次のように与えられる。
［数１２］
Ｖ_１ｍａｘ＝√２（Ｅ_ｄｃ／２）
すなわち、二相ハーフブリッジインバータを用いた図９の従来技術に対して、負荷に印加可能な最大電圧は√２倍となる。
なお、図７は、数式１１の条件の下で、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮの振幅を全て等しくした場合のＶ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺ，Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ，Ｖ_ＺＮの波形である。
【００５３】
上記実施形態では、ＰＷＭ制御における変調方式として三角波比較方式を例に挙げて説明したが、本発明では変調方式による制約はない。
また、説明の便宜上、電圧指令信号として振幅一定の正弦波を仮定したが、振幅が時間的に変動する制御系を構成した場合にも本発明を適用することができる。
更に、電圧指令信号の振幅が搬送波の振幅を越えない場合について述べたが、電流波形の歪みを許容できるならば、電圧指令信号の振幅が搬送波の振幅を越える場合についても適用可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、三相電圧形インバータ等の三相インバータによって二相負荷へ交流電力を供給することにより、従来の二相フルブリッジインバータを二個用いる場合に比べてインバータアーム数を少なくし、主回路やスイッチング素子駆動回路の簡略化、低コスト化を図ることができる。特に、三相インバータ自体が大量生産効果で安価になっているため、極めて経済的な二相交流システムを実現することができる。
また、負荷に印加可能な電圧を、従来の二相ハーフブリッジインバータに比べて√２倍に高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施形態における三相インバータの回路構成図である。
【図３】本発明の実施形態における三相インバータの回路構成図である。
【図４】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図５】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図６】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図７】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図８】二相負荷を駆動する二相フルブリッジインバータの回路構成図である。
【図９】二相負荷を駆動する二相ハーフブリッジインバータの回路構成図である。
【図１０】図８に示した二相フルブリッジインバータの動作波形図である。
【符号の説明】
１１〜１６，２１〜２６：半導体スイッチング素子
１７〜１９，２７〜２９：インバータアーム
３１：コンデンサ（直流電圧部）
３２：リアクトル（直流電流部）
４０：出力フィルタ
６０Ａ：Ａ相負荷
６０Ｂ：Ｂ相負荷
６０：二相負荷
１００：三相インバータ
Ｄ_Ｆ：還流ダイオード
Ｄ_Ｓ：直列ダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a highly efficient and inexpensive two-phase AC system for supplying AC power to a two-phase load by a three-phase inverter.
[0002]
[Prior art]
The two-phase alternating current is generally known as an alternating current in which the phases of two voltage or current fundamental waves are shifted from each other by 90 ° (for example, by Kogo, “AC Theory”, Institute of Electrical Engineers, p192-194, 1969). .
An application in which two-phase alternating current is widely used is, for example, for driving a two-phase stepping motor. Although a stepping motor is often driven by a pulsed voltage, in principle, it is also possible to drive a sinusoidal AC voltage or current by applying it to a two-phase excitation coil, thereby providing a smoother rotation. Can be obtained.
A method of driving a two-phase stepping motor by applying a sinusoidal two-phase AC voltage to the two-phase stepping motor is described in, for example, Mishiro and Shinmura, “Basic and Application of Stepping Motor”, Sogo Denshi Shuppan, p52-54 (1979) This is a well-known technology.
[0003]
Next, a conventional inverter that generates two-phase alternating current will be described with reference to FIGS.
Typical two types of inverters for generating a two-phase alternating current capable of adjusting voltage, current and frequency are two types shown in FIGS. 8 and 9. The circuit of FIG. 8 is a two-phase full-bridge inverter and the circuit of FIG. Are called two-phase half-bridge inverters.
[0004]
In the circuit of FIG. 8, four inverter arms are configured by serially connecting two semiconductor switching elements 51 to 58 in which free-wheeling diodes are connected in anti-parallel, and these inverter arms are connected in parallel, and both ends thereof are connected. A DC voltage _Edc of a DC voltage portion obtained by rectifying a battery or an AC voltage is applied. Here, for convenience, the switching elements 51 to 54 configure an A-phase full bridge, and the switching elements 55 to 58 configure a B-phase full bridge.
An A-phase load 60A is connected between the interconnection point of the

switching elements

51 and 52 and the interconnection point of the

switching elements

53 and 54, and is connected between the interconnection point of the switching elements 55 and 56 and the interconnection point of the

switching elements

57 and 58. A B-phase load 60B is connected between them. Reference numeral 60 denotes a two-phase load including an A-phase load 60A and a B-phase load 60B.
[0005]
In the circuit of FIG. 9, two inverter arms are formed by serially connecting two semiconductor switching elements 81 to 84 each having a freewheeling diode connected in anti-parallel, and these inverter arms are connected in parallel to each other. Is applied with a DC voltage _Edc of a DC voltage section composed of a series circuit of

DC power supplies

71 and 72. Here, for convenience, the

switching elements

81 and 82 configure an A-phase half bridge, and the switching elements 83 and 84 configure a B-phase half bridge.
An A-phase load 60A is connected between the interconnection point of the

switching elements

81 and 82 and the interconnection point N of the

DC power supplies

71 and 72, and the interconnection point of the switching elements 83 and 84 and the interconnection of the

DC power supplies

71 and 72. A B-phase load 60B is connected to the connection point N.
[0006]
8 and 9, the voltage supplied to the A-phase load 60A or the B-phase load 60B is switched in a pulse shape by alternately turning on and off two switching elements constituting each inverter arm. I have. Although these voltage waveforms are pulse-shaped, arbitrary waveforms can be output as main frequency components of the voltage by PWM control, as described later.
Each full bridge in the two-phase full-bridge inverter in FIG. 8 and each half bridge in the two-phase half-bridge inverter in FIG. 9 individually supply power to the A-phase load 60A and the B-phase load 60B.
[0007]
Next, the relationship between the switching operation and the output voltage fundamental wave in the two-phase full-bridge inverter shown in FIG. 8 will be described with reference to FIG.
Generally, PWM control is used as a technique for reducing harmonics of the output voltage of an inverter. A typical example is a triangular wave comparison method in which a signal waveform is compared with a triangular wave as a carrier wave. Here, an operation according to this method will be described.
[0008]
Now, the output phase of the A-phase full bridge composed of the switching elements 51 to 54 in FIG. 8 will be referred to as A-phase, and the output phase of the B-phase full bridge composed of 55 to 58 will be referred to as B-phase.
A Phase A ₁ both terminals of the A-phase load 60A connected to the output terminal of the full _bridge, A _2, bisected point of the DC voltage E _d of the DC voltage part is N, the terminal A _1, A ₂ The voltages with respect to point N are _denoted by _VA1NP and _VA2NP , respectively.
[0009]
At this time, the voltage _VA1NP is determined as follows. First, as shown in FIG. 10 (a), a carrier (triangular wave) _{v c} as a reference _signal, the main frequency components (the voltage component excluding the carrier frequency near the frequency components above the _{V A1NP,} in other _words, the _{V A1NP} A signal (voltage command signal) _va1 ^* similar to _VA1N , which is a low-order component, is prepared. In general, the frequency of the carrier is set several to several hundred times higher than the frequency of the voltage command signal.
Next, compare the v _c and v _a1 ^* and performs switching of the inverter arm in accordance with the following rules.
[0010]
_{^{_{(1) v a1 *> v}}} c If, on the upper switching element, turns off the lower switching element _{^{_{(2) v a1 * ≦ v}}} c If, on [0011 the upper switching element off, the lower switching element ]
Also, the voltage _{V _A2NP,} _{v a1} ^* of generating a signal _{v a2} ^* by inverting the sign, and performs switching of the inverter arm based on the _{v a1} ^* of the rule _{v a2} ^* to replace the same rules.
[0012]
By thus performing the switching operation, FIG. 10 (b), the pulse voltage _{V A1NP} and _{V A2NP} occurs as shown in (c), 1/2 of the voltage of its amplitude DC voltage unit, i.e. _{E dc} / 2 can be understood.
Since the voltage across _{V AP} of A-phase load 60A is a _V A1NP _{-V A2NP,} the voltage _{V AP,} the amplitude as shown in FIG. 10 (d) is a pulse waveform of _{E dc.}
[0013]
Here, the rate of change of the voltage command signal is sufficiently smaller than the rate of change of the carrier, and the voltage command signal during one cycle of the carrier can be regarded as a constant value. At this time, the main frequency component _{V A1N} voltage _{V A1NP} for N terminal _{A 1} of the A-phase load 60A becomes a _{v a1} ^*, similar to a waveform as shown in FIG. 10 (b), be expressed by Equation 1 Generally known.
[0014]
[Equation 1]
V _A1N = (E _dc / 2) × v _a1 ^* / V _c
_Here, V c: is the amplitude of the _{v c.}
[0015]
However, v _a1 ^* order can not be the top and bottom of the switching operation and exceeds the V _c, the above equation does not hold. Here, always _v is assumed _{that a1} ^* ≦ _{V c} is made up.
In this _case, the maximum value of ^v a1 * / _{^V c} is 1, _and since _{E dc} / 2 are constants, after _all, the maximum value of _{V A1N} becomes _{E dc} / 2.
Similarly, for V _A2NP , the main frequency component V _A2N shown in FIG. 10C can be obtained, and its maximum value is also E _dc / 2.
Further, as shown in FIG. 10 (d), the main frequency component _{V A} voltage across _{V AP} of the A-phase load 60A _is given as the difference between _{V A1N} and _{V A2N,} its maximum value is _{E dc.}
[0016]
The output voltage of the B-phase full bridge including the switching elements 55 to 58 can be considered in exactly the same manner as the A-phase. As the output voltage of the phase B, by setting the voltage command signal that is shifted in phase by 90 ° with respect to the output voltage of the A-phase, with respect to V _AP it is possible to obtain a voltage V _BP that is shifted in phase by 90 °.
[0017]
In summary, the following can be said about the output voltage of the two-phase full-bridge inverter.
That is, if the voltage command signal does not exceed the amplitude of the carrier and the rate of change of the voltage command signal is sufficiently slow with respect to the rate of change of the carrier, the maximum amplitude of the main frequency component of each phase output voltage is _Edc. .
In actual circuit operation, a mode is provided in which both switching elements are turned off so as not to short-circuit the power supply voltage when the upper and lower switching elements are switched. A hysteresis comparator may be used as a comparator to compare the voltage command signal with the voltage command signal, or a signal other than a triangular wave, for example, a sawtooth wave may be used as a carrier wave. The effect on the maximum amplitude is small.
[0018]
As described above, when a PWM-modulated voltage is applied to a load, the load generally has an inductance component or adds an inductance component to the load. It has a smooth waveform.
[0019]
In the two-phase half-bridge inverter of FIG. 9, _VA1N in the two-phase full-bridge inverter becomes the voltage applied to both ends of the A-phase load 60A as it is. Therefore, it can be seen that the maximum amplitude of the main frequency component of the output voltage is E _dc / 2, which is half that of the two-phase full-bridge inverter.
Here, when the load assumes an AC operation, a point N at which the power supply voltage _Edc is bisected may be provided as a series connection point of the two capacitors. However, when DC power needs to be supplied as in the case of a motor load, power cannot be supplied by a capacitor. Therefore, two DC power supplies 71 and 72 must be separately provided as shown in FIG.
[0020]
A driving circuit of a stepping motor using a two-phase full-bridge inverter as in FIG. 8 is described in Patent Document 1 below.
[0021]
[Patent Document 1]
JP-T 8-510633 (FIG. 1)
[0022]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when a two-phase full-bridge inverter is used to generate two-phase alternating current, the number of inverter arms is four, which increases the cost. In addition, when the number of inverter arms is large, a driving circuit for performing the ON / OFF operation of the semiconductor switching element becomes complicated.
Furthermore, when a two-phase half-bridge inverter is used, the output voltage is lower than that of a full-bridge inverter, and it is necessary to provide a bisecting point of the DC power supply voltage and to perform wiring.
[0023]
Therefore, the present invention aims to reduce the cost and simplify the drive circuit by using a widely used three-phase inverter to generate two-phase alternating current, and to increase the output voltage compared to a half-bridge inverter. It is intended to provide a two-phase alternating current system that can perform the above.
[0024]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention described in claim 1 is a three-phase inverter connected to a DC power supply and having three AC output terminals, one terminal of each phase load, and one terminal of each phase load. A two-phase load having a terminal to which the other terminal is connected in common, and connecting three AC output terminals of the three-phase inverter to three terminals of the two-phase load, respectively. It supplies two-phase AC power to the load.
[0025]
According to a second aspect of the present invention, there is provided the two-phase AC system according to the first aspect,
A three-phase inverter, a DC voltage unit connected to a DC power supply, and two or more switch units having semiconductor switching elements in which a freewheeling diode is connected in anti-parallel are connected in series to three inverter arms, and the DC And a circuit connected in parallel to the voltage unit, and a three-phase voltage source inverter having
The connection point between the switch units in each inverter arm is a voltage output terminal for each phase.
[0026]
According to a third aspect of the present invention, in the two-phase AC system according to the first aspect,
A DC current unit connected to a DC power supply and three or more switch arms having a semiconductor switching element capable of blocking a reverse current are connected in series to form a three-phase inverter. And a circuit connected in series with a three-phase current source inverter having
A connection point between the switch units in each inverter arm is used as a current output terminal for each phase.
[0027]
The invention described in claim 4 is a two-phase AC system according to claim 2,
The point at which the voltage of the DC voltage section is divided into two equal parts is defined as point N, the interconnection terminal of each phase load among the three terminals of the two-phase load is defined as terminal Z, and the remaining two terminals of the two-phase load are defined as terminal A, respectively. , and the terminal B, the terminals a, B and Z the N respective _V aN major frequency components of a voltage to the point _of, when the _{V BN} and _{V _ZN,} the _{V ZN} _constant, the _{V aN} and _{V BN} It controls a three-phase voltage source inverter as a variable.
[0028]
According to a fifth aspect of the present invention, in the two-phase AC system according to the second aspect,
The point at which the voltage of the DC voltage section is divided into two equal parts is defined as point N, the interconnection terminal of each phase load among the three terminals of the two-phase load is defined as terminal Z, and the remaining two terminals of the two-phase load are defined as terminal A, respectively. , Terminal B, the main frequency components of the voltage at the N point of each of the terminals A, B and Z are V _AN , V _BN and V _ZN respectively, and the main frequency of the voltage of the terminals A and B with respect to the terminal Z. When the components are V _AZ and V _BZ , respectively, V _AN , V _BN and V _ZN are made variable, and the three-phase voltage source inverter is controlled so that V _AZ and V _BZ become desired values. .
[0029]
The invention described in claim 6 is a two-phase AC system according to claim 5,
When the main frequency components of the voltage supplied from the three-phase voltage source inverter to the two-phase load are two-phase balanced sine waves having a phase shift of 90 ° from each other, the waveforms of V _AN , V _BN and V _ZN are _expressed as
V _AN = V ₁ sin (ωt + α) + V _ZN
V _BN = V ₁ cos (ωt + α) + V _ZN
V _ZN = V ₂ sin {ωt + α- (3π / 4)}
(However, V ₁ , V ₂ : voltage amplitude, ω: angular frequency, t: time, α: arbitrary angle)
It is assumed that.
[0030]
The invention described in claim 7 is the two-phase AC system described in claim 6,
V ₂ = (1 / √2) V ₁
It is characterized by being.
[0031]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows the overall configuration of a two-phase AC system according to this embodiment. First, 100 is a three-phase inverter connected to a DC power supply, and 60 is a two-phase load connected to three output terminals of the three-phase inverter 100. The two-phase load 60 includes an A-phase load 60A and a B-phase load 60B as in FIG. 9 described above, and one terminal A, B of each of the

loads

60A, 60B and a common connection terminal Z are connected to the output terminal, respectively. Have been. Each of the

loads

60A and 60B includes an exciting coil of a two-phase stepping motor.
[0032]
Here, voltages V _AZ and V _BZ that are 90 ° out of phase with each other are applied from the three-phase inverter 100 to the A-phase load 60A and the B-phase load 60B, or one-phase output terminals of the three-phase inverter 100 are used. when the current flowing through the a-phase load 60A i _a, the current flowing from the output terminal of another phase B-phase load 60B i _b was _(to i _a phase of the fundamental wave is 90 ° shifted currents) from the remaining towards the common connection terminal Z from the output terminal of one phase - by controlling _(i a ₊ i _b) three-phase inverter 100 so that a current flows in from the three-phase inverter 100 with respect to the two-phase load 60 It can supply two-phase AC power.
[0033]
2 and 3 show specific examples of the three-phase inverter 100 in FIG.
First, FIG. 2 shows an example in which the three-phase inverter 100 is configured by a three-phase voltage source inverter. As is well known, the voltage type inverter converts the energy of the DC voltage portion into a pulsed voltage by switching of a switching arm and supplies the pulsed voltage to a load.
[0034]
That is, in FIG. 2, the semiconductor switching elements 11 and 12 (hereinafter, an anti-parallel circuit of the free-wheeling diode and the semiconductor switching element is referred to as a switch unit in the claims) in which the free-wheeling diode _DF is connected in anti-parallel are connected in series. Similarly, an arm 17 is formed, an inverter arm 18 is similarly formed by the semiconductor switching elements 13 and 14, and an inverter arm 19 is formed by the semiconductor switching elements 15 and 16, and a capacitor 31 is connected in parallel with these inverter arms 17 to 19. Are connected to form a three-phase voltage source inverter.
The interconnection points of the two switch sections in the inverter arms 17 to 19 are connected to the terminals A, B, and Z of the two-phase load 60 as output terminals of the three-phase inverter 100, respectively.
Note that a multi-level inverter or a multiplex inverter may be used as the three-phase voltage source inverter.
[0035]
On the other hand, FIG. 3 shows an example in which the three-phase inverter 100 is configured by a three-phase current source inverter. The current source inverter converts the energy of the DC current part into a pulsed current by switching of a switching arm and supplies the pulsed current to a load. In the current-source inverter, it is necessary to use a semiconductor diode as a self-extinguishing type device that blocks a current in the reverse direction. Therefore, a series diode is connected. Since an arc-extinguishing element having a function of blocking a reverse current has been developed, it may be used.
[0036]
3, the semiconductor switching elements 21 to 26, D _S is connected in series diode to each switching element (hereinafter, a series circuit of semiconductor switching elements and a diode, that the switch unit in the claims), 27 to 29 to each other An inverter arm 32 connected in parallel is a reactor as a DC current unit connected in series to the inverter arms 27 to 29.
In this three-phase current source inverter, the interconnection points of the two switches in the inverter arms 27 to 29 are connected to the terminals A, B, and Z of the two-phase load 60 as output terminals of the three-phase inverter 100, respectively. .
Note that an output filter 40 composed of a capacitor is connected between these output terminals.
[0037]
Next, a control method of the three-phase inverter 100 in this embodiment will be described. Hereinafter, a control method of the three-phase voltage source inverter shown in FIG. 2 will be described.
First, a point at which the voltage E _dc of the DC voltage part (capacitor 31) in FIG. 2 is bisected is defined as N, and a main component (voltage of the carrier wave) of each of the terminals A, B, and Z of the two-phase load 60 with respect to the point N described above. The voltage components excluding the frequency components near the frequency or higher are _defined as V _AN , V _BN , and V _ZN .
[0038]
At this time, if the voltage command signal of the terminal Z in the triangular wave comparison method of the PWM control is fixed to zero, V _ZN = 0. Therefore, the voltage V _AZ across the A-phase load 60A and the voltage V _BZ across the B-phase load 60B become V _AN and V _BN , respectively. By controlling these V _AN and V _BN , the applied voltage of the two-phase load 60 is reduced. It becomes possible to control.
[0039]
Specifically, the voltage command signal of the output voltage of any one of the inverter arms 17 to 19 in FIG. 2 is fixed to zero, and the voltage command signals of the output voltages of the other two arms have a 90 ° phase with each other. What is necessary is just to give as a deviated signal, and just to perform the same control as the half bridge inverter of FIG.
As a result, the output voltage waveforms (voltages V _AZ , V _BZ ) of the three-phase inverter 100 are as shown in FIG. 4, and the maximum amplitude of the main frequency component of the voltage that can be applied to each of the

loads

60A, 60B is the same as that of the half-bridge inverter. Similarly, it becomes E _dc / 2.
[0040]
On the other hand, what we want to control are the main frequency components of the voltages V _AZ and V _BZ applied to the A-phase load 60A and the B-phase load 60B, respectively. Even when the voltage value of the terminal Z changes, the following relational expression is obtained. V _AN , V _BN and V _ZN may be controlled so as to hold.
[0041]
[Equation 2]
V _AN = V _AZ + V _ZN
[Equation 3]
_VBN = _VBZ + _VZN
( _VZN : arbitrary voltage value)
[0042]
_However, depending on the value of _{V _ZN,} _{since V AN} and _{V BN} are obtained sometimes it exceeds _{E dc} / 2, attention should be paid to the setting.
[0043]
Figure 5 is a V _ZN as a trapezoidal voltage, shows a case of controlling the waveform obtained by adding the V _ZN the V _AN and V _BN a two-phase balanced sinusoidal. Even if V _AN , V _BN and V _ZN have distorted waveforms, by controlling the switching of the inverter arms 17 to 19 so that Equations 2 and 3 hold, the A-phase load 60A and the B-phase load The applied voltages V _AZ and V _BZ to 60B can each be a two-phase balanced sine wave.
[0044]
Next, since the phase of the two-phase balanced sine wave is shifted by 90 ° as described above, focusing on the sign of the two-phase voltage, the following four modes exist.
(1) _VAZ ≧ 0, _VBZ ≧ 0
(2) _VAZ ≧ 0, _VBZ <0
(3) V _AZ <0, V _BZ <0
(4) _VAZ <0, _VBZ ≧ 0
[0045]
From Equation 2, Equation 3 described _{_{_{_{above, V AZ = V AN -V ZN}}}} , V BZ = for V BN is _{-V ZN,} voltage _{V ZN} for N points of the respective modes ▲ 1 ▼ ~ ▲ 4 ▼ at the terminal Z It can be seen that the amplitudes of V _AN and V _{BN with} respect to predetermined V _AZ and V _BZ can be reduced by setting
(1) V _ZN <0
(2) _VZN : changes from negative to positive (3) _VZN ≧ 0
(4) _VZN : changes from positive to negative
The simplest waveform that satisfies this condition is _VZN = -K ( _VAZ + _VBZ ) (where K is a coefficient). Here, when V _AZ and V _BZ are defined by Expressions 4 and 5, V _ZN is expressed by Expression 6.
[Equation 4]
V _AZ = V ₁ sin (ωt + α)
[Equation 5]
V _BZ = V ₁ cos (ωt + α)
[Equation 6]
V _ZN = −K (V _AZ + V _BZ ) = K · V ₁ sin {ωt + α + (π / 4)} = V ₂ sin {ωt + α− (3π / 4)}
V ₂ = K · V ₁ , V ₁ and V ₂ : voltage amplitude, ω: angular frequency, t: time, α: arbitrary angle.
[0047]
At this time, V _AN and V _BN are as follows.
[Equation 7]
V _AN = V _AZ + V _ZN = V ₁ sin (ωt + α) + V _ZN
[Equation 8]
V _BN = V _BZ + V _ZN = V ₁ cos (ωt + α) + V _ZN
[0048]
Figure 6 _is a _{_{_{_{V AZ, V BZ, V AN}}}} , V BN, waveform of _{V ZN} in the case of a _{V 1 = 1, V 2 =} 0.5. It can be seen that the amplitudes of V _AN and V _BN are smaller than the amplitudes of V _AZ and V _BZ . Since the amplitude of V _AN and V _BN can be output up to E _dc / 2, the amplitude of V _AZ and V _BZ can be output up to an amplitude larger than E _dc / 2. That is, if the voltage of the DC voltage section is the same, the present embodiment using the three-phase voltage source inverter applies a higher voltage to the load than the conventional technique of FIG. 9 using the two-phase half-bridge inverter. Can be done.
[0049]
In the above-described embodiment, the voltages V _AZ and V _BZ applied to the load become maximum when all the amplitudes of V _AN , V _BN and V _ZN become E _dc / 2.
The condition under which the amplitudes of V _AN , V _BN and V _ZN become equal can be derived as follows by substituting Expression 6 into Expression 7 and rearranging it.
[Equation 9]

[0050]
Here, β in Expression 9 is represented by Expression 10.
[Equation 10]
β = tan ⁻¹ [{(1 / {2) V ₂ } / {V ₁ − (1 / {2) V ₂ }}]
[0051]
_Furthermore, the amplitude of _{V AN} from the condition that similarly to _{V 2} and _{V ZN} equation 6, the relationship of _{V 1} and _{V 2} is guided as follows.
[Equation 11]
V ₂ = √ [｛V ₁ − (1 / √2) V ₂ ｝ ² + ｛(1 / √2) V ₂ ｝ ² ]
V ₁ ² −√2 V ₁ · V ₂ = 0
V ₂ = (1 / √2) V ₁
By thus setting the _{V _{_2,} V} _AN, the amplitude of the _{V BN} and _{V ZN} are all _{V 2.} Incidentally, by substituting Equation 11 into Equation 10, β = 45 ° at this time.
[0052]
Because the maximum value of V ₂ is _{E dc} / 2, and rearranging them are substituted into Equation 11, the maximum value of _{_V 1 _(V} _1max) is given as follows.
[Equation 12]
V _1max = √2 (E _dc / 2)
That is, the maximum voltage that can be applied to the load is √2 times that of the related art of FIG. 9 using the two-phase half-bridge inverter.
Incidentally, FIG. 7, under the terms of Equation _11, a V _AN, _V AZ in the case of all equal the amplitudes of _{V BN} and _{_{_{_{V ZN, V BZ, V AN}}}} , V BN, waveform of _{V ZN.}
[0053]
In the above embodiment, the triangular wave comparison method has been described as an example of the modulation method in the PWM control. However, the present invention is not limited by the modulation method.
Further, for convenience of description, a sine wave having a constant amplitude is assumed as the voltage command signal. However, the present invention can be applied to a control system in which the amplitude varies with time.
Further, the case where the amplitude of the voltage command signal does not exceed the amplitude of the carrier wave has been described, but the present invention is also applicable to the case where the amplitude of the voltage command signal exceeds the amplitude of the carrier wave if the current waveform distortion can be tolerated.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, by supplying AC power to a two-phase load by a three-phase inverter such as a three-phase voltage source inverter, the inverter arm can be compared with a conventional two-phase full-bridge inverter. The number can be reduced, and the main circuit and the switching element drive circuit can be simplified and the cost can be reduced. In particular, since the three-phase inverter itself is inexpensive due to the effect of mass production, a very economical two-phase AC system can be realized.
Further, the voltage that can be applied to the load can be increased by √2 times as compared with the conventional two-phase half-bridge inverter.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a three-phase inverter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of a three-phase inverter according to the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a voltage waveform diagram according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a voltage waveform diagram according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a voltage waveform diagram according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a voltage waveform diagram according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit configuration diagram of a two-phase full-bridge inverter that drives a two-phase load.
FIG. 9 is a circuit configuration diagram of a two-phase half-bridge inverter that drives a two-phase load.
FIG. 10 is an operation waveform diagram of the two-phase full-bridge inverter shown in FIG.
[Explanation of symbols]
11 to 16, 21 to 26: semiconductor switching elements 17 to 19, 27 to 29: inverter arm 31: capacitor (DC voltage part)
32: reactor (DC current part)
40: Output filter 60A: A phase load 60B: B-phase load 60: Two-phase load 100: three-phase inverter _{D F:} freewheeling diode _{D S:} series diode

Claims

直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、
各相負荷の各一方の端子と、各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、
を備え、
前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給することを特徴とする二相交流システム。A three-phase inverter connected to a DC power supply and having three AC output terminals;
A two-phase load having one terminal of each phase load and a terminal commonly connected to the other terminal of each phase load;
With
Connecting three AC output terminals of the three-phase inverter to three terminals of the two-phase load, respectively, and supplying two-phase AC power from the three-phase inverter to the two-phase load. AC system.

請求項１に記載した二相交流システムにおいて、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、
還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を、前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、
を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子としたことを特徴とする二相交流システム。The two-phase AC system according to claim 1,
The three-phase inverter,
A DC voltage unit connected to the DC power supply,
A circuit formed by connecting two or more switch units having a semiconductor switching element connected in anti-parallel with a free-wheeling diode in series, and three inverter arms connected in parallel to the DC voltage unit,
Comprising a three-phase voltage source inverter having
A two-phase AC system, wherein a connection point between the switch units in each inverter arm is a voltage output terminal of each phase.

請求項１に記載した二相交流システムにおいて、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電流部と、
逆方向電流を阻止可能な半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を、前記直流電流部に直列接続してなる回路と、
を有する三相電流形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電流出力端子としたことを特徴とする二相交流システム。The two-phase AC system according to claim 1,
The three-phase inverter,
A DC current unit connected to the DC power supply,
A circuit in which two or more switch units having semiconductor switching elements capable of blocking reverse current are connected in series, and three inverter arms are connected in series to the DC current unit;
Comprising a three-phase current source inverter having
A two-phase AC system, wherein a connection point between the switch units in each inverter arm is a current output terminal of each phase.

請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮとしたときに、
Ｖ_ＺＮを一定にすると共に、Ｖ_ＡＮ及びＶ_ＢＮを可変として前記三相電圧形インバータを制御することを特徴とする二相交流システム。The two-phase AC system according to claim 2,
A point obtained by dividing the voltage of the DC voltage portion into two equal parts is referred to as an N point,
Among the three terminals of the two-phase load, an interconnection terminal of each phase load is a terminal Z, and the remaining two terminals of the two-phase load are a terminal A and a terminal B, respectively.
Each terminal A, B and Z of the main frequency components of a voltage to said N-point is taken as _V _{AN, V BN} and _{V ZN,} respectively,
Two-phase alternating current system, characterized in that while the V _ZN constant, to control the three-phase voltage source inverter the V _AN and V _BN as a variable.

請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮとし、かつ、端子Ａ，Ｂの端子Ｚに対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ_ＡＺ，Ｖ_ＢＺとしたときに、
Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮをそれぞれ可変とし、Ｖ_ＡＺ及びＶ_ＢＺが所望の値となるように前記三相電圧形インバータを制御することを特徴とする二相交流システム。The two-phase AC system according to claim 2,
A point obtained by dividing the voltage of the DC voltage portion into two equal parts is referred to as an N point,
Among the three terminals of the two-phase load, an interconnection terminal of each phase load is a terminal Z, and the remaining two terminals of the two-phase load are a terminal A and a terminal B, respectively.
Each terminal A, B and Z the N respective _V AN major frequency components of a voltage to the _point, and _{V BN} and _{V ZN,} and terminals A, respectively _{V AZ} major frequency components of a voltage to the terminal Z of the B , V _BZ ,
A two-phase AC system, wherein V _AN , V _BN and V _ZN are each variable, and the three-phase voltage source inverter is controlled such that V _AZ and V _BZ have desired values.

請求項５に記載した二相交流システムにおいて、
前記三相電圧形インバータから二相負荷に供給する電圧の主要な周波数成分を互いに９０°位相のずれた二相平衡正弦波とする際に、Ｖ_ＡＮ，Ｖ_ＢＮ及びＶ_ＺＮの波形を、
Ｖ_ＡＮ＝Ｖ_１ｓｉｎ（ωｔ＋α）＋Ｖ_ＺＮ
Ｖ_ＢＮ＝Ｖ_１ｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｖ_ＺＮ
Ｖ_ＺＮ＝Ｖ_２ｓｉｎ｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
（ただし、Ｖ_１，Ｖ_２：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度）
とすることを特徴とする二相交流システム。The two-phase AC system according to claim 5,
When the main frequency components of the voltage supplied to the two-phase load from the three-phase voltage source inverter are two-phase balanced sine waves having a phase shift of 90 ° from each other, the waveforms of V _AN , V _BN and V _ZN are represented by
V _AN = V ₁ sin (ωt + α) + V _ZN
V _BN = V ₁ cos (ωt + α) + V _ZN
V _ZN = V ₂ sin {ωt + α- (3π / 4)}
(However, V ₁ , V ₂ : voltage amplitude, ω: angular frequency, t: time, α: arbitrary angle)
A two-phase alternating current system.

請求項６に記載した二相交流システムにおいて、
Ｖ_２＝（１／√２）Ｖ_１
であることを特徴とする二相交流システム。The two-phase AC system according to claim 6,
V ₂ = (1 / √2) V ₁
A two-phase alternating current system.