JP2004343496A - 非線型歪補償回路を用いた送信機 - Google Patents
非線型歪補償回路を用いた送信機 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】非線型歪補償回路を使用した送信機において、伝送速度の変化に伴い、歪補償帯域が変化した場合でも、より安価で、高精度の歪補償を行う送信機を提供することを目的とする。
【解決手段】非線型歪補償回路における補償方式として、電力増幅器の出力信号の一部を入力側に帰還する構成を持つフィードバック方式と、電力増幅器の入力前段で電力増幅器により生じる歪みの逆特性を生成することにより歪補償を行うプリディストーション方式を有し、伝送速度によって補償方式を使い分ける。
【選択図】 図1
【解決手段】非線型歪補償回路における補償方式として、電力増幅器の出力信号の一部を入力側に帰還する構成を持つフィードバック方式と、電力増幅器の入力前段で電力増幅器により生じる歪みの逆特性を生成することにより歪補償を行うプリディストーション方式を有し、伝送速度によって補償方式を使い分ける。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式を用いて有線伝送、無線伝送を行う通信装置に係り、特に、送信機で用いられる非線型歪補償を行う回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
高周波信号を用いた通信装置の送信機において、変調方式として16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)、π/4シフトQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)等の線形変調方式が用いられる場合には、その電力増幅器は通常、A級電力増幅器、あるいはAB級電力増幅器で構成される。A級電力増幅器はその線形性が良好で、発生する相互変調歪は少ないが、電源効率が低い。これに対して、電力増幅器をAB級で動作させる事で、電源効率は改善するが、線形性が劣悪なため、A級電力増幅器よりも高いレベルの相互変調歪が発生する。この相互変調歪は自身の信号劣化のみならず隣接するチャネル、または、他の通信システムに対する妨害波となるため、特に無線通信装置ではそのレベルは電波法等により厳しく規制されている。このため、電力増幅器の高効率化と不要輻射の低減を同時に実現する為に、歪補償機能を有する電力増幅器が提案・実現化されている。その方式には、フィードバック方式、フィードフォワード方式、プリディストーション方式と呼ばれるものがあり、補償帯域幅等の条件から最適な歪補償方式を採用する。上記3つの補償方式のうちフィードバック方式について、以下に説明する。
【0003】
フィードバック方式のブロック図を図3に示し、以下、この動作について説明する。ベースバンド信号発生器1により、ベースバンド信号の同相成分(I成分)と直交成分(Q成分)が出力される。I成分は加算器4で帰還信号と加算された後、出力される。Q成分は加算器5で帰還信号と加算された後出力され、それぞれ直交変調器6に入力される。
【0004】
局部発振器23により発生した局部発振信号(LO信号)は、直交変調器6と可変位相器24に入力される。可変位相器24に入力した信号はフィードバックループの特性が最適となるような位相の調整が行なわれ、直交復調器25に入力される。
【0005】
ベースバンド信号のI成分とQ成分は、直交変調器6で局部発振器23より発生されたLO信号により変調される。変調された信号はバンドパスフィルタ7により、不要成分が取り除かれ、電力増幅器12に入力される。電力増幅器12に入力された信号は、規定の出力レベルまで増幅され、電力分配器13、アイソレータ14を介し、ローパスフィルタ15に入力される。ローパスフィルタ15に入力された信号は、アンテナ16により送信される。
【0006】
この増幅器はフィードバックによる負帰還リニアライザの構成をとっているため、電力増幅器12の出力信号の一部は、電力分配器13により帰還され、可変減衰器26に入力される。帰還信号は可変減衰器26により、適正な値にレベル調整され、直交復調器25に入力される。直交復調器25に入力した信号は、可変位相器24より入力されたLO信号により、I’成分、Q’成分に復調される。I成分は加算器4に、Q成分は加算器5に帰還信号としてそれぞれ入力される。
【0007】
このような負帰還においては、系を安定にさせるために、加算器4と加算器5の入力側で、入力信号のI成分とQ成分、帰還信号のI成分とQ成分の位相が逆位相となっている必要があり、その位相調整を可変位相器24により行なっている。
【0008】
図4はフィードバック方式リニアライザの原理構成図である。この図を用いてフィードバック方式の原理を説明する。入力信号x(t)、フォワード部のゲイン(フォワードゲイン)をA、フィードバック部のゲイン(フィードバックゲイン)をβとおくと、ループ利得はA・βとなり、A・β≫1の条件下でy(t)で表される出力信号は次のように表わされる。
【0009】
【数1】
式(1)より、歪信号D(t)はループ利得(A・β)だけ、抑圧されることがわかる。また、出力レベルはフィードバックゲインβで決まり、フィードバックゲインβを調整することで出力レベルが変化することがわかる。よって、温度変化等によりフォワードゲインAが変化した場合でも、フィードバックゲインβを調整することで、出力レベルを一定に保つことができる。制御についても比較的簡単に、大きな歪補償効果が得られる。
【0010】
このフィードバック方式では、補償したい信号周波数で入力信号と帰還信号は逆位相である必要があるが、入力信号と帰還信号の位相差がなくなる周波数では、ループの発振を防ぐため、ループ利得を持たないようにする(A・β≦0)。ループ内のフィルタ、電力増幅器等の影響により、現状ではループの位相を広帯域に逆位相に保つのは困難である。これにより、広帯域にA・βを保持することが出来ないため、フィードバック方式での広帯域歪補償は困難である。
【0011】
広帯域歪補償には、一般的には、前述したようなフィードフォワード方式、アダプティブプリディストーション方式が用いられるが、フィードフォワード方式は、回路規模の大きさ、また、歪補償のための主増幅器とは別の線形性の良好な増幅器を用いるため、効率が低下するなどの欠点があり、アダプティブプリディストーション方式については、制御が困難であるといった欠点がある。
【0012】
なお、上記のようなフィードバック方式を用いた送信機として、例えば、特許文献1のようなものがある。
【0013】
【特許文献1】
特開2002−299965号公報
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来例では、送信したい情報量、または電波伝搬状況等によって、伝送速度を上げる場合、信号帯域が広くなり、それに伴って歪補償帯域も広がるため、フィードバック方式での歪補償は困難となるという課題がある。
【0015】
本発明では、伝送速度が変化し補償帯域幅が変わった場合でも、安価で、かつ補償量の安定した歪補償を提供することを目的とする。
【0016】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の問題を解決するため、信号帯域幅を変化させた場合、歪補償方式をフィードバック方式と、増幅器前で逆特性の歪みを生成し、電力増幅器で発生する歪みと相殺することで歪補償を行う、アダプティブプリディストーション方式とで切り換えるようにしたものである。
【0017】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例について、図1を用いて説明する。ベースバンド信号発生器1はレベル調整器2、加算器4を介して、またレベル調整器3、加算器5を介してそれぞれ直交変調器6に接続される。直交変調器6はバンドパスフィルタ7、切り換えスイッチ28を介して電力分配器8に接続され、電力分配器8は、遅延器9、可変減衰器10、可変位相器11、切り換えスイッチ29を介して電力増幅器12に接続される一方、検波器18を介して、制御部19に接続される。切り換えスイッチ28は切り換えスイッチ29と接続される。可変減衰器10、可変位相器11はそれぞれ制御部19に接続される。電力増幅器12は電力分配器13、アイソレータ14、ローパスフィルタ15を介してアンテナ16に接続される。電力分配器13はスイッチ22と接続される。スイッチ22は、バンドパスフィルタ21、検波器20を介して、制御部19に接続される一方、可変減衰器26を介し、直交復調器25に入力される。切り換え信号入力端子17は切り換えスイッチ22、切り換えスイッチ28、切り換えスイッチ29とそれぞれ接続される。直交復調器25は加算器4、加算器5と接続される。局部発振器23は直交変調器6に接続される一方、可変位相器24を介して、直交復調器25に接続される。以下、この動作について説明する。
【0018】
はじめに、比較的伝送速度が低く補償方式にフィードバック方式を用いる場合について説明する。ベースバンド信号発生器1により、ベースバンド信号の同相成分(I成分)と直交成分(Q成分)が出力される。I成分はレベル調整器2より適正なレベルに調整された後、加算器4で帰還信号と加算され出力される。また、Q成分はレベル調整器3により適正なレベルに調整された後、加算器5で帰還信号と加算され出力され、それぞれ直交変調器6に入力される。
【0019】
局部発振器23は局部発振信号(LO信号)を発生させ、直交変調器6と可変位相器24に入力される。可変位相器24に入力したLO信号は、可変位相器24で位相の調整が行われ、直交復調器25に入力される。
【0020】
ベースバンド信号のI成分とQ成分は、直交変調器6でLO信号によって変調された後、バンドパスフィルタ7により不要成分を取り除かれる。パンドパスフィルタ7の出力信号は、切り換えスイッチ28、切り換えスイッチ29を介し、電力増幅器12に入力される。電力増幅器12に入力された信号は、規定のレベルまで増幅され、電力分配器13、アイソレータ14を介し、ローパスフィルタ15に入力される。ローパスフィルタ15に入力された信号は、フィードバックにより電力増幅器12で生じた高調波成分を抑圧され、アンテナ16により送信される。
【0021】
電力増幅器12の出力信号の一部は、電力分配器13によって帰還される。スイッチ22は可変減衰器26に接続されており、帰還信号は可変減衰器26により、適正な値にレベル調整され、直交復調器25に入力される。直交復調器25に入力した信号は、LO信号によってI成分、Q成分に復調され、加算器4、加算器5に帰還信号として入力される。この時、従来技術で説明したように、加算器の入力で入力信号と帰還信号の位相が逆位相である必要があり、その調整を可変位相器24により行なっている。
【0022】
次に、送信したい情報量、または電波伝搬状況等によって伝送速度を上げる場合について説明する。伝送速度を上げることにより、信号帯域が広くなり、それに伴って歪補償帯域も広がる。前述したように現状のフィードバック方式では、ループの安定性を考えるとA・βを保つことができないため、広帯域な歪補償は困難となる。そのため、補償方式をフィードバック方式からアダプティブプリディストーションに切り換える。
【0023】
以下、その動作について説明する。切り換え信号入力端子17からの切り換え信号により、切り換えスイッチ22をバンドパスフィルタ21側に、切り換えスイッチ28を電力分配器8側に、切り換えスイッチ29を可変位相器11側にそれぞれ切り換える。
【0024】
プリィデストーション部27の動作について説明する。切り換えスイッチ28から入力された変調波信号は、電力分配器8により分配され、一方は検波器18に入力され、他方は遅延器9、可変減衰器10、可変位相器11を介して、電力増幅器12に入力される。電力増幅器12に入力した信号は規定のレベルまで増幅され、切り換えスイッチ29を介し、電力分配器13に入力される。プリディストーション方式は、可変減衰器10、可変位相器11によって電力増幅器12で発生する相互変調歪を相殺するような歪成分を付加することで歪補償を行う方式である。この歪補償の詳細な動作について説明する。
【0025】
電力分配器8で分配された信号のうち、一方は検波器18に入力され、変調波信号の包絡線レベルを検出する。電力増幅器12で発生する相互変調歪は、入力される信号の包絡線レベルによってそのレベル、および位相が異なる。ここで、電力増幅器12における歪発生の原因について図2を用いて説明する。図2は、振幅および位相の入出力特性を示すものである。破線で示す特性は電力増幅器12に要求される理想特性であり、この特性であれば相互変調歪は発生しない。しかし現実には、振幅特性においては実線Poに示すように徐々に利得が低下し、ある出力電力で飽和してしまう。また、それに伴い位相特性もPhに示すように変化する。そのため、Poの逆特性であるPocを可変減衰器10によって、またPhの逆特性であるPhcを可変位相器11により生成することで、電力増幅器12で生じる相互変調歪を相殺する。以上のようにして歪補償を行なっている。制御部19は入力レベルに応じた補償テーブルを有しており、検波器18により検波された包絡線レベルに応じた補償テーブルに従って、可変減衰器10、可変位相器11を調整する。遅延器9は、電力分配器8から検波器18、制御部19を介して可変減衰器10、可変位相器11に至る系と同じ遅延時間を与えたものである。また、電力増幅器12の出力信号を電力分配器13により分配し、バンドパスフィルタ21により歪成分のみを取り出し、歪レベルを最小にするように制御することで、周囲温度の変化や経年変化に対応することが可能となる。
【0026】
フィードバック方式では、加算器の出力は、入力信号と帰還信号の差となるが、アダプティブプリディストーション方式にした場合、帰還信号が存在しないため、加算器4、加算器5の出力信号が増大する。このため、過入力により直交変調器6が歪んでしまう。あるいは、破損することも考えられる。そこで、直交変調器6の入力を適正な値にするため、I成分、Q成分それぞれ、レベル調整器2、レベル調整器3によりレベル調整を行うようにする。
【0027】
以上のように、補償が狭帯域の場合、アダプティブプリディストーションに比べ、制御が簡単で、かつ安定的に大きな補償効果が得られるフィードバック方式を用い、補償が広帯域となった場合、アダプティブプリディストーション方式に切り換えるようにする。また、送信装置の中で、プリディストーション部を別ユニットとし、広帯域補償が必要な場合のみ、プリディストーションユニットを実装するようにする方法も考えられる。
【0028】
【発明の効果】
本発明によれば、送信したい情報量、または電波伝搬状況等に伴って伝送速度を変化させる場合のように、歪補償帯域が変化した場合でも、補償方式を切り換えることで、より安価で、安定的な歪補償を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示すブロック図。
【図2】本発明の動作を説明する図。
【図3】従来の技術を示すブロック図。
【図4】従来の技術を説明する図。
【符号の説明】1:ベースバンド信号発生器、2,3:レベル調整器、4,5:加算器、6:直交変調器、7,21:バンドパスフィルタ、6,13:電力分配器、9:遅延器、10,26:可変減衰器、11,24:可変位相器、12:電力増幅器、14:アイソレータ、15:ローパスフィルタ、16:アンテナ、17:切り換え信号入力端子、18,20:検波器、19:制御部、22,28,29:切り換えスイッチ、23:局部発振器、25:直交復調器、27:プリディストーション部。
【発明の属する技術分野】
本発明は、線形変調方式を用いて有線伝送、無線伝送を行う通信装置に係り、特に、送信機で用いられる非線型歪補償を行う回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
高周波信号を用いた通信装置の送信機において、変調方式として16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)、π/4シフトQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)等の線形変調方式が用いられる場合には、その電力増幅器は通常、A級電力増幅器、あるいはAB級電力増幅器で構成される。A級電力増幅器はその線形性が良好で、発生する相互変調歪は少ないが、電源効率が低い。これに対して、電力増幅器をAB級で動作させる事で、電源効率は改善するが、線形性が劣悪なため、A級電力増幅器よりも高いレベルの相互変調歪が発生する。この相互変調歪は自身の信号劣化のみならず隣接するチャネル、または、他の通信システムに対する妨害波となるため、特に無線通信装置ではそのレベルは電波法等により厳しく規制されている。このため、電力増幅器の高効率化と不要輻射の低減を同時に実現する為に、歪補償機能を有する電力増幅器が提案・実現化されている。その方式には、フィードバック方式、フィードフォワード方式、プリディストーション方式と呼ばれるものがあり、補償帯域幅等の条件から最適な歪補償方式を採用する。上記3つの補償方式のうちフィードバック方式について、以下に説明する。
【0003】
フィードバック方式のブロック図を図3に示し、以下、この動作について説明する。ベースバンド信号発生器1により、ベースバンド信号の同相成分(I成分)と直交成分(Q成分)が出力される。I成分は加算器4で帰還信号と加算された後、出力される。Q成分は加算器5で帰還信号と加算された後出力され、それぞれ直交変調器6に入力される。
【0004】
局部発振器23により発生した局部発振信号(LO信号)は、直交変調器6と可変位相器24に入力される。可変位相器24に入力した信号はフィードバックループの特性が最適となるような位相の調整が行なわれ、直交復調器25に入力される。
【0005】
ベースバンド信号のI成分とQ成分は、直交変調器6で局部発振器23より発生されたLO信号により変調される。変調された信号はバンドパスフィルタ7により、不要成分が取り除かれ、電力増幅器12に入力される。電力増幅器12に入力された信号は、規定の出力レベルまで増幅され、電力分配器13、アイソレータ14を介し、ローパスフィルタ15に入力される。ローパスフィルタ15に入力された信号は、アンテナ16により送信される。
【0006】
この増幅器はフィードバックによる負帰還リニアライザの構成をとっているため、電力増幅器12の出力信号の一部は、電力分配器13により帰還され、可変減衰器26に入力される。帰還信号は可変減衰器26により、適正な値にレベル調整され、直交復調器25に入力される。直交復調器25に入力した信号は、可変位相器24より入力されたLO信号により、I’成分、Q’成分に復調される。I成分は加算器4に、Q成分は加算器5に帰還信号としてそれぞれ入力される。
【0007】
このような負帰還においては、系を安定にさせるために、加算器4と加算器5の入力側で、入力信号のI成分とQ成分、帰還信号のI成分とQ成分の位相が逆位相となっている必要があり、その位相調整を可変位相器24により行なっている。
【0008】
図4はフィードバック方式リニアライザの原理構成図である。この図を用いてフィードバック方式の原理を説明する。入力信号x(t)、フォワード部のゲイン(フォワードゲイン)をA、フィードバック部のゲイン(フィードバックゲイン)をβとおくと、ループ利得はA・βとなり、A・β≫1の条件下でy(t)で表される出力信号は次のように表わされる。
【0009】
【数1】
式(1)より、歪信号D(t)はループ利得(A・β)だけ、抑圧されることがわかる。また、出力レベルはフィードバックゲインβで決まり、フィードバックゲインβを調整することで出力レベルが変化することがわかる。よって、温度変化等によりフォワードゲインAが変化した場合でも、フィードバックゲインβを調整することで、出力レベルを一定に保つことができる。制御についても比較的簡単に、大きな歪補償効果が得られる。
【0010】
このフィードバック方式では、補償したい信号周波数で入力信号と帰還信号は逆位相である必要があるが、入力信号と帰還信号の位相差がなくなる周波数では、ループの発振を防ぐため、ループ利得を持たないようにする(A・β≦0)。ループ内のフィルタ、電力増幅器等の影響により、現状ではループの位相を広帯域に逆位相に保つのは困難である。これにより、広帯域にA・βを保持することが出来ないため、フィードバック方式での広帯域歪補償は困難である。
【0011】
広帯域歪補償には、一般的には、前述したようなフィードフォワード方式、アダプティブプリディストーション方式が用いられるが、フィードフォワード方式は、回路規模の大きさ、また、歪補償のための主増幅器とは別の線形性の良好な増幅器を用いるため、効率が低下するなどの欠点があり、アダプティブプリディストーション方式については、制御が困難であるといった欠点がある。
【0012】
なお、上記のようなフィードバック方式を用いた送信機として、例えば、特許文献1のようなものがある。
【0013】
【特許文献1】
特開2002−299965号公報
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
前述した従来例では、送信したい情報量、または電波伝搬状況等によって、伝送速度を上げる場合、信号帯域が広くなり、それに伴って歪補償帯域も広がるため、フィードバック方式での歪補償は困難となるという課題がある。
【0015】
本発明では、伝送速度が変化し補償帯域幅が変わった場合でも、安価で、かつ補償量の安定した歪補償を提供することを目的とする。
【0016】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記の問題を解決するため、信号帯域幅を変化させた場合、歪補償方式をフィードバック方式と、増幅器前で逆特性の歪みを生成し、電力増幅器で発生する歪みと相殺することで歪補償を行う、アダプティブプリディストーション方式とで切り換えるようにしたものである。
【0017】
【発明の実施の形態】
本発明の実施例について、図1を用いて説明する。ベースバンド信号発生器1はレベル調整器2、加算器4を介して、またレベル調整器3、加算器5を介してそれぞれ直交変調器6に接続される。直交変調器6はバンドパスフィルタ7、切り換えスイッチ28を介して電力分配器8に接続され、電力分配器8は、遅延器9、可変減衰器10、可変位相器11、切り換えスイッチ29を介して電力増幅器12に接続される一方、検波器18を介して、制御部19に接続される。切り換えスイッチ28は切り換えスイッチ29と接続される。可変減衰器10、可変位相器11はそれぞれ制御部19に接続される。電力増幅器12は電力分配器13、アイソレータ14、ローパスフィルタ15を介してアンテナ16に接続される。電力分配器13はスイッチ22と接続される。スイッチ22は、バンドパスフィルタ21、検波器20を介して、制御部19に接続される一方、可変減衰器26を介し、直交復調器25に入力される。切り換え信号入力端子17は切り換えスイッチ22、切り換えスイッチ28、切り換えスイッチ29とそれぞれ接続される。直交復調器25は加算器4、加算器5と接続される。局部発振器23は直交変調器6に接続される一方、可変位相器24を介して、直交復調器25に接続される。以下、この動作について説明する。
【0018】
はじめに、比較的伝送速度が低く補償方式にフィードバック方式を用いる場合について説明する。ベースバンド信号発生器1により、ベースバンド信号の同相成分(I成分)と直交成分(Q成分)が出力される。I成分はレベル調整器2より適正なレベルに調整された後、加算器4で帰還信号と加算され出力される。また、Q成分はレベル調整器3により適正なレベルに調整された後、加算器5で帰還信号と加算され出力され、それぞれ直交変調器6に入力される。
【0019】
局部発振器23は局部発振信号(LO信号)を発生させ、直交変調器6と可変位相器24に入力される。可変位相器24に入力したLO信号は、可変位相器24で位相の調整が行われ、直交復調器25に入力される。
【0020】
ベースバンド信号のI成分とQ成分は、直交変調器6でLO信号によって変調された後、バンドパスフィルタ7により不要成分を取り除かれる。パンドパスフィルタ7の出力信号は、切り換えスイッチ28、切り換えスイッチ29を介し、電力増幅器12に入力される。電力増幅器12に入力された信号は、規定のレベルまで増幅され、電力分配器13、アイソレータ14を介し、ローパスフィルタ15に入力される。ローパスフィルタ15に入力された信号は、フィードバックにより電力増幅器12で生じた高調波成分を抑圧され、アンテナ16により送信される。
【0021】
電力増幅器12の出力信号の一部は、電力分配器13によって帰還される。スイッチ22は可変減衰器26に接続されており、帰還信号は可変減衰器26により、適正な値にレベル調整され、直交復調器25に入力される。直交復調器25に入力した信号は、LO信号によってI成分、Q成分に復調され、加算器4、加算器5に帰還信号として入力される。この時、従来技術で説明したように、加算器の入力で入力信号と帰還信号の位相が逆位相である必要があり、その調整を可変位相器24により行なっている。
【0022】
次に、送信したい情報量、または電波伝搬状況等によって伝送速度を上げる場合について説明する。伝送速度を上げることにより、信号帯域が広くなり、それに伴って歪補償帯域も広がる。前述したように現状のフィードバック方式では、ループの安定性を考えるとA・βを保つことができないため、広帯域な歪補償は困難となる。そのため、補償方式をフィードバック方式からアダプティブプリディストーションに切り換える。
【0023】
以下、その動作について説明する。切り換え信号入力端子17からの切り換え信号により、切り換えスイッチ22をバンドパスフィルタ21側に、切り換えスイッチ28を電力分配器8側に、切り換えスイッチ29を可変位相器11側にそれぞれ切り換える。
【0024】
プリィデストーション部27の動作について説明する。切り換えスイッチ28から入力された変調波信号は、電力分配器8により分配され、一方は検波器18に入力され、他方は遅延器9、可変減衰器10、可変位相器11を介して、電力増幅器12に入力される。電力増幅器12に入力した信号は規定のレベルまで増幅され、切り換えスイッチ29を介し、電力分配器13に入力される。プリディストーション方式は、可変減衰器10、可変位相器11によって電力増幅器12で発生する相互変調歪を相殺するような歪成分を付加することで歪補償を行う方式である。この歪補償の詳細な動作について説明する。
【0025】
電力分配器8で分配された信号のうち、一方は検波器18に入力され、変調波信号の包絡線レベルを検出する。電力増幅器12で発生する相互変調歪は、入力される信号の包絡線レベルによってそのレベル、および位相が異なる。ここで、電力増幅器12における歪発生の原因について図2を用いて説明する。図2は、振幅および位相の入出力特性を示すものである。破線で示す特性は電力増幅器12に要求される理想特性であり、この特性であれば相互変調歪は発生しない。しかし現実には、振幅特性においては実線Poに示すように徐々に利得が低下し、ある出力電力で飽和してしまう。また、それに伴い位相特性もPhに示すように変化する。そのため、Poの逆特性であるPocを可変減衰器10によって、またPhの逆特性であるPhcを可変位相器11により生成することで、電力増幅器12で生じる相互変調歪を相殺する。以上のようにして歪補償を行なっている。制御部19は入力レベルに応じた補償テーブルを有しており、検波器18により検波された包絡線レベルに応じた補償テーブルに従って、可変減衰器10、可変位相器11を調整する。遅延器9は、電力分配器8から検波器18、制御部19を介して可変減衰器10、可変位相器11に至る系と同じ遅延時間を与えたものである。また、電力増幅器12の出力信号を電力分配器13により分配し、バンドパスフィルタ21により歪成分のみを取り出し、歪レベルを最小にするように制御することで、周囲温度の変化や経年変化に対応することが可能となる。
【0026】
フィードバック方式では、加算器の出力は、入力信号と帰還信号の差となるが、アダプティブプリディストーション方式にした場合、帰還信号が存在しないため、加算器4、加算器5の出力信号が増大する。このため、過入力により直交変調器6が歪んでしまう。あるいは、破損することも考えられる。そこで、直交変調器6の入力を適正な値にするため、I成分、Q成分それぞれ、レベル調整器2、レベル調整器3によりレベル調整を行うようにする。
【0027】
以上のように、補償が狭帯域の場合、アダプティブプリディストーションに比べ、制御が簡単で、かつ安定的に大きな補償効果が得られるフィードバック方式を用い、補償が広帯域となった場合、アダプティブプリディストーション方式に切り換えるようにする。また、送信装置の中で、プリディストーション部を別ユニットとし、広帯域補償が必要な場合のみ、プリディストーションユニットを実装するようにする方法も考えられる。
【0028】
【発明の効果】
本発明によれば、送信したい情報量、または電波伝搬状況等に伴って伝送速度を変化させる場合のように、歪補償帯域が変化した場合でも、補償方式を切り換えることで、より安価で、安定的な歪補償を行うことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例を示すブロック図。
【図2】本発明の動作を説明する図。
【図3】従来の技術を示すブロック図。
【図4】従来の技術を説明する図。
【符号の説明】1:ベースバンド信号発生器、2,3:レベル調整器、4,5:加算器、6:直交変調器、7,21:バンドパスフィルタ、6,13:電力分配器、9:遅延器、10,26:可変減衰器、11,24:可変位相器、12:電力増幅器、14:アイソレータ、15:ローパスフィルタ、16:アンテナ、17:切り換え信号入力端子、18,20:検波器、19:制御部、22,28,29:切り換えスイッチ、23:局部発振器、25:直交復調器、27:プリディストーション部。
Claims (6)
- 電力増幅器と、該電力増幅器の歪補償を行う非線型歪補償回路とを含む送信機であって、前記非線型歪補償回路は、前記電力増幅器の出力信号の一部を入力側に帰還する構成を持つフィードバック方式と、前記電力増幅器の入力前段で前記電力増幅器により生じる歪みの逆特性を生成することにより歪補償を行うプリディストーション方式とを有することを特徴とする送信機。
- 請求項1記載の送信機において、上記プリディストーション方式の非線型歪補償回路を着脱可能とし、必要に応じて該非線型歪補償回路を装着する手段を有することを特徴とする送信機。
- 請求項1、2記載の送信機において、上記非線型歪補償回路を、上記フィードバック方式または上記プリディストーション方式のいずれかに切り換える切り換え手段を有することを特徴とする送信機。
- 請求項3記載の送信機において、上記切り換え手段の動作を入力信号に応じて自動で行うことを特徴とする送信機。
- 請求項1〜4記載の送信機において、上記非線型歪補償回路のトータル利得を調整するレベル調整器を有することを特徴とする送信機。
- 請求項1〜5記載の送信機を有することを特徴とする無線機。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003138545A JP2004343496A (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | 非線型歪補償回路を用いた送信機 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2003138545A JP2004343496A (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | 非線型歪補償回路を用いた送信機 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2004343496A true JP2004343496A (ja) | 2004-12-02 |
Family
ID=33527883
Family Applications (1)
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JP2003138545A Pending JP2004343496A (ja) | 2003-05-16 | 2003-05-16 | 非線型歪補償回路を用いた送信機 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2004343496A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006186873A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線装置および送信出力変更方法 |
JP2011193472A (ja) * | 2010-03-16 | 2011-09-29 | Fujitsu Ltd | デジタルプレディストーション処理装置及び方法 |
-
2003
- 2003-05-16 JP JP2003138545A patent/JP2004343496A/ja active Pending
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