【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてＨＩＤランプを光源に用いる車載用の放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車の前照灯に用いる光源としてキセノンを封入したＨＩＤランプが普及してきている。この種の放電ランプを点灯させる放電灯点灯装置は、車載用のバッテリを電源に用いるから、放電ランプの点灯に必要な高電圧を発生させるとともに放電ランプへの供給電力を調整可能とするためにＤＣ−ＤＣ変換回路を用いている。また、放電ランプを点灯させる際には、音響共鳴現象を防止するために、フルブリッジ型のインバータ回路を用いて交番する矩形波電圧を放電ランプに印加する構成が提案されている。
【０００３】
すなわち、図９に示すように、バッテリである直流電源Ｂを入力電源とするＤＣ−ＤＣ変換回路１と、ＤＣ−ＤＣ変換回路１から出力される直流電圧を交番電圧に変換するインバータ回路２とを備える構成が提案されている。さらに、放電ランプ３の始動時において放電ランプ３の電極間に絶縁破壊を生じさせるために、放電ランプ３に始動用の高電圧を印加するイグナイタ４も設けられる。
【０００４】
ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、直流電源Ｂの両端間に接続された平滑コンデンサＣ０と、直流電源Ｂの両端間に１次巻線ｎ１が挿入される昇圧用トランスＴ１と、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の一端と直流電源Ｔ１の負極との間に挿入されるスイッチング素子Ｑ１と、昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２に直列接続されスイッチング素子Ｑ１のオフ時に２次巻線に流れる電流を通過させるダイオードＤ１と、昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２とダイオードＤ１との直列回路の両端間に接続されたコンデンサＣ１とを備える。
【０００５】
上述したＤＣ−ＤＣ変換回路１は、フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータとして知られた構成であって、スイッチング素子Ｑ１を数十〜数百ｋＨｚの高周波でオンオフさせ、スイッチング素子Ｑ１のオン時に昇圧用トランスＴ１にエネルギを蓄積し、蓄積したエネルギをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２から取り出すものである。この構成によって、２次巻線ｎ２に誘起される電圧のピーク値を直流電源Ｂの両端電圧に対して大幅に昇圧することが可能である。
【０００６】
昇圧用トランスＴ１の２次巻線ｎ２にはイグナイタ用巻線ｎ３が直列接続されており、２次巻線ｎ２に誘起される電圧よりもピーク値のさらに高い電圧をイグナイタ用巻線ｎ３から取り出すことが可能になっている。イグナイタ４にはイグナイタ用巻線ｎ３およびダイオードＤ２を含むイグナイタ充電部５から高電圧が供給され、この高電圧がイグナイタ４によりさらに昇圧されて放電ランプ３の始動に用いられる。
【０００７】
インバータ回路２は、上述したようにフルブリッジ型であって、４個のスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５によりブリッジ回路が構成される。つまり、２個ずつのスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５からなる各直列回路がＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力端間（コンデンサＣ１の両端間）に接続されてブリッジ回路の各アームを構成する。各アームを構成するスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の接続点同士の間にはイグナイタ４を介して放電ランプ３が接続される。このインバータ回路２は、周知のように、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオンになりスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフになる期間と、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフになりスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンになる期間とを交互に繰り返すことによって、イグナイタ４に交番電圧を印加する。イグナイタ４の内部回路は示していないが、入力に交番電圧が印加されると放電ランプ３に交番電圧を印加する構成になっている。
【０００８】
ところで、ＤＣ−ＤＣ変換回路１は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間とオフ期間とを調節することによって、入力電圧に対する出力電圧の比率が決定され、インバータ回路２では放電ランプ３の動作状態（無負荷状態、始動状態、定常点灯状態等）に応じてスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５のオンオフの周波数を調節する必要がある。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５のオンオフは制御回路６により制御される。制御回路６はＤＣ−ＤＣ変換回路１およびインバータ回路２の動作を決定するものであるから、制御回路６の電源電圧は定電圧とする必要がある。そこで、制御回路６に電源を供給する制御電源回路７には、直流定電圧を出力する直列制御型の電源回路が一般に用いられている。一方、制御回路６ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５の駆動に１２Ｖの電源を必要とするから、直列制御型の電源回路を用いた制御電源回路７では１２Ｖ以上の入力電圧が必要になる。これに対して、直流電源Ｂは定格電圧が１２Ｖではあるが６Ｖ程度まで低下することもあるから、制御電源回路７の入力電圧は直流電源Ｂの電圧を昇圧して入力することが必要になる。
【０００９】
上述の条件を満たすために、制御電源回路７の高電位側の入力端を、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との接続点に接続する構成が採用されている。つまり、スイッチング素子Ｑ１は高周波でオンオフを繰り返しているから、スイッチング素子Ｑ１のオン時に昇圧用トランスＴ１に蓄積されたエネルギは、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に２次巻線ｎ２およびイグナイタ用巻線ｎ３から取り出されるほか、一部を１次巻線ｎ１を通して制御電源回路７にも取り出すのである。ここで、制御電源回路７の入力電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には直流電源Ｂの両端電圧に昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の両端電圧を加算した電圧になるから、制御電源回路７の入力電圧のピーク値は直流電源Ｂの両端電圧よりも昇圧されることになる。言い換えると、制御電源回路７の入力電圧は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフに伴って高周波で変化するが、ピーク値は直流電源Ｂの両端電圧よりも高電圧になるから、この電圧を整流し平滑することによって直流電源Ｂの両端電圧よりも高電圧を制御電源回路７の入力電圧として用いることが可能になる。（たとえば、特許文献１、２参照）。
【００１０】
【特許文献１】
特開２００２−１３６１５１号公報（第０００３−０００７段落、図１０）
【特許文献２】
特開２００２−２３３１５２号公報（第０００９−００１１段落、図１７）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、昇圧用トランスＴ１に蓄積したエネルギは、上述したように、制御電源回路７への給電に用いられるだけではなく、２次巻線ｎ２から放電ランプ３に供給されるとともに、イグナイタ用巻線ｎ３からイグナイタ４に供給されるから、放電ランプ３の動作状態やイグナイタ４の動作状態に応じて制御電源回路７で利用するエネルギの量が変動することになる。ここで、放電ランプ３が定常点灯状態であるときに制御電源回路７の入力電圧が適正になるように設計しているものとすれば、放電ランプ３の始動前などの無負荷状態では制御電源回路７の入力電圧が高電圧（たとえば、１５０Ｖ）になる。つまり、制御電源回路７には数十〜数百Ｖの範囲の電圧が印加されることになるから、制御電源回路７の構成要素には高耐圧が要求されることになる。その結果、制御電源回路７がコスト高になり、とくに集積回路化しようとすれば高耐圧ＩＣが必要になってコストの低減が難しくなる。
【００１２】
さらに、上述したように、制御電源回路７には直列制御型の電源回路を用いることが多く、入力電圧の変化範囲が大きいと、入力電圧が高電圧であるときの損失が大きくなって発熱量が増加することになる。つまり、制御電源回路７に熱的な保護対策を施す必要があり、制御電源回路７の温度を監視するために制御電源回路７とは別に温度監視用の部品を追加することによって部品点数が増加したり、制御電源回路７の放熱用の部材が大型化したりするという問題が生じる。
【００１３】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、制御電源回路の入力電圧に対する昇圧用トランスの２次側の動作の影響が少なくなる構成を採用し、制御電源回路の入力電圧の変動を低減することによって制御電源回路の構成要素の耐圧を比較的低くすることを可能し、さらに制御電源回路での発熱量を低減した放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、直流電源を入力電源として直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣ変換回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から出力される直流電圧を交番電圧に変換し放電ランプに印加するインバータ回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路およびインバータ回路の動作を制御する制御回路と、ＤＣ−ＤＣ変換回路から電源を得て制御回路に与える直流定電圧を出力する制御電源回路とを備え、ＤＣ−ＤＣ変換回路は、直流電源の両端間に１次巻線が挿入される昇圧用トランスと、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間に挿入され制御回路によりスイッチングされるスイッチング素子と、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間に挿入されるインダクタとを備え、制御電源回路の一方の入力端が昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続される形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路が接続されることを特徴とする。
【００１５】
この構成によれば、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間にスイッチング素子を挿入し、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間にインダクタを挿入し、制御電源回路の一方の入力端を昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続する形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路を接続しているから、制御電源回路の入力電圧は、直流電源の両端電圧とインダクタの両端電圧との加算電圧になり、ピーク電圧は直流電源の両端電圧よりも高くなる。しかも、昇圧用トランスに蓄積されたエネルギは主として２次巻線から取り出されることになり、制御電源回路の入力電圧に対して昇圧用トランスの２次側の動作がほとんど影響しなくなる。その結果、制御電源回路の入力電圧の変動を従来構成よりも大幅に低減することができ、適正なインダクタを用いることによって制御電源回路の構成要素の耐圧を比較的低くすることが可能になる。つまり、制御電源回路を比較的安価に作製することができ、とくに制御電源回路の集積回路化が容易になる。また、制御電源回路の入力電圧の変動が小さくなることによって、制御電源回路で生じる損失を全体としては従来構成よりも低減することができ、結果的に制御電源回路での発熱量が従来構成よりも低減されることになる。このことから、制御電源回路の温度管理が容易になり、別途に温度監視用の部品を追加せずに制御電源回路を動作させることが可能になり、また放熱器の大型化を避けることができる。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記制御電源回路は直列制御型の電源回路であることを特徴とする。この構成によれば、制御電源回路において電圧降下による損失が生じるが、制御電源回路への入力電圧の変動が少ないから、電圧降下による損失を比較的小さくし、かつ損失の変動を少なくするような条件設定が可能になり、結果的に制御電源回路での発熱を抑制することができる。
【００１７】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、印刷配線基板の導体パターンにより形成されていることを特徴とする。この構成によれば、個別部品としてインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減につながる。
【００１８】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタが、印刷配線基板の導体パターンにより形成され、前記昇圧用トランスのコアの一部と磁気結合していることを特徴とする。この構成によれば、個別部品としてのインダクタを設ける必要がなく、部品点数の削減につながる。しかも、昇圧用トランスのコアをインダクタに流用しているから、インダクタに必要なインダクタンスを確保しながらもインダクタの占有面積を比較的小さくすることが可能になる。
【００１９】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記インダクタのインダクタンスが、前記昇圧用トランスの１次巻線のインダクタンスの１０分の１以下であることを特徴とする。この構成によれば、インダクタのインダクタンスを昇圧用トランスの１次巻線のインダクタンスよりも十分に小さくすることによって、制御電源回路の入力電圧として必要な電圧を確保できるインダクタンスの範囲において、インダクタの小型化が図れる。
【００２０】
請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５の発明において、前記制御電源回路の入力端に前記インダクタを介さずに前記直流電源から給電する経路が付加されることを特徴とする。この構成によれば、制御電源回路の入力の経路が複数設けられるから、スイッチング素子のオンオフの影響による制御電源回路の入力電圧の変動を低減することができる。
【００２１】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６の発明において、前記インダクタとともに共振回路を構成するコンデンサが前記昇圧用トランスの１次巻線とスイッチング素子との直列回路に並列に接続され、前記スイッチング素子のスイッチング周波数の可変範囲に共振回路の共振周波数が含まれることを特徴とする。この構成によれば、スイッチング素子のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数に近付けることによって、直流電源の電圧を共振作用により昇圧することができ、必要に応じて制御電源回路の入力電圧を高めることが可能になる。
【００２２】
請求項８の発明は、請求項１ないし請求項７の発明において、前記制御電源回路が、異なる２電圧を出力する１チップの集積回路からなることを特徴とする。この構成によれば、たとえばＤＣ−ＤＣ変換回路とインバータ回路との駆動に要する電圧と、制御回路の動作に必要な電圧との２種類の電圧を１チップの集積回路から得ることができる。また、このように電源系統を２系統に分けることによって、１系統のみ遮断する制御が可能になるなど制御の自由度が大きくなる。しかも、２電圧を出力しながらも１チップであるから、実装に要する占有面積が比較的小さくなる。
【００２３】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８の発明において、前記ＤＣ−ＤＣ変換回路を構成する発熱部品と前記制御電源回路とが基板に実装され基板に実装された発熱部品で共用される１つの放熱器が設けられたパワーモジュールを有し、前記制御電源回路はパワーモジュールの温度に相当する温度信号をパワーモジュールの外部に出力する温度検出手段を内蔵していることを特徴とする。
【００２４】
この構成によれば、制御電源回路に温度検出手段を内蔵しているから、別途に温度検出手段を追加することなく温度の監視が可能になり、しかも発熱部品を集めて搭載したパワーモジュールから温度信号を外部に出力することによって、外部回路においてＤＣ−ＤＣ変換回路や制御電源回路を含むパワーモジュールの温度に応じた制御が可能になる。
【００２５】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、前記制御電源回路が、前記基板の中央付近であってパワーモジュールの最高温度が反映されやすい部位に配置されていることを特徴とする。この構成によれば、パワーモジュールに含まれる各部材の最高温度を反映させた温度信号が得られるから、パワーモジュールのどの部材についても温度検出手段での検出している温度よりも低い温度であることを保証するような制御が可能になる。
【００２６】
請求項１１の発明は、請求項９または請求項１０の発明において、前記制御回路が、前記温度信号により検出した温度を規定した閾値と比較する温度比較部と、温度信号により検出した温度が温度比較部に設定した閾値以上である継続時間を計時するとともに継続時間が規定した制限時間に達すると異常信号を出力するタイマ部と、タイマ部から異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低減させる方向に制御する動作制限部とを備えることを特徴とする。
【００２７】
この構成によれば、温度検出手段により検出した温度が閾値以上である継続時間が制限時間に達するとＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低減させる方向に制御するから、この動作によって発熱部品の発熱量を低減させることが可能になり、装置の熱破壊を防止することができる。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記動作制限部が、前記異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路への給電を停止させることを特徴とする。この構成によれば、異常信号によってＤＣ−ＤＣ変換回路への給電を停止させるから、異常信号の発生によって動作が停止し、温度上昇による装置の熱破壊を防止することができる。
【００２９】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、前記動作制御部が、前記異常信号が出力されると前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の前記スイッチング素子をオフに保つことを特徴とする。この構成によれば、異常信号に対してＤＣ−ＤＣ変換回路を含めて後段の回路動作を停止させるから、制御電源回路への入力電圧は直流電源の電圧になる。ここで、制御電源回路が直列制御型の電源回路であって、しかも直流電源の電圧以下の出力電圧を生成可能である場合には、当該出力電圧を制御電源回路から得ることが可能である。このような構成を採用して制御回路の一部に電源を供給すれば、異常信号の解除を検出してＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を再開させることも可能になる。
【００３０】
請求項１４の発明は、請求項１１の発明において、前記動作制御部が、前記異常信号が出力されると前記制御回路のうち前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の制御にかかわる部位への電源供給を停止することを特徴とする。この構成によれば、異常信号に対して制御回路の内部においてＤＣ−ＤＣ変換回路の制御にかかわる部位への電源供給を停止するから、ＤＣ−ＤＣ変換回路の動作が停止する上にインバータ回路に給電されなくなり発熱量が低減する。ここで、制御電源回路が直列制御型の電源回路であって、しかも直流電源の電圧以下の出力電圧を生成可能である場合には、当該出力電圧を制御電源回路から得ることが可能である。このような構成を採用して制御回路の一部に電源を供給すれば、異常信号の解除を検出してＤＣ−ＤＣ変換回路の動作を再開させることも可能になる。
【００３１】
請求項１５の発明は、請求項１１記載の発明において、前記動作制限部が、前記異常信号が出力されると、前記温度検出手段により検出した温度が前記温度比較部に設定した閾値よりも低くなるように前記ＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低出力に設定することを特徴とする。この構成によれば、異常信号に対してＤＣ−ＤＣ変換回路の出力電力を低出力に設定するから発熱量が低減し、しかもＤＣ−ＤＣ変換回路の動作は継続するから、制御電源回路の全動作に必要な入力電圧を与えることが可能であって、発熱量を低減しながらも制御回路の動作は制限することなく継続させることが可能になる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
本実施形態は、図１に示すように、図９に示した従来構成とはインダクタＬ１を付加した点が相違する。すなわち、直流電源Ｂと平滑コンデンサＣ０との並列回路の両端間に、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。具体的には昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の一端と直流電源Ｂの負極との間にスイッチング素子Ｑ１が挿入され、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１の他端と直流電源Ｂの正極との間にインダクタＬ１が挿入される。インダクタＬ１は昇圧用トランスＴ１とは別体になっている。
【００３３】
また、制御電源回路７には、ｐｎｐ形のトランジスタＱ１１での電圧降下を利用して入力電圧に対して降圧した出力電圧を得る直列制御型の電源回路を用いている。具体的には、トランジスタＱ１１のベース・エミッタに抵抗Ｒ１１を接続し、トランジスタＱ１１のベースにはｎｐｎ形のトランジスタＱ１２のコレクタを接続してある。トランジスタＱ１２のベースと制御電源回路７の負極との間にはツェナーダイオードＺＤ１１が接続される。制御電源回路７の出力端間には平滑コンデンサＣ１１が接続され、平滑コンデンサＣ１１にはツェナーダイオードＺＤ１２と抵抗Ｒ１２との直列回路が並列接続される。ここに、ツェナーダイオードＺＤ１２は平滑コンデンサＣ１１の正極側に接続される。トランジスタＱ１２のエミッタはツェナーダイオードＺＤ１２と抵抗Ｒ１２との接続点に接続され、トランジスタＱ１２では、制御電源回路７の出力電圧を反映した抵抗Ｒ１２の両端電圧と、ツェナーダイオードＺＤ１１により設定した基準電圧との差に応じたバイアスをトランジスタＱ１１に与える。つまり、制御電源回路７の出力電圧が一定に保たれるようにトランジスタＱ１１の電圧降下が調節される。
【００３４】
制御電源回路７の高電位側の入力端はインダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点にダイオードＤ１０を介して接続され、制御電源回路７の低電位側の入力端は平滑コンデンサＣ０の負極に接続される。また、制御電源回路７の入力端間にはコンデンサＣ１０が接続される。
【００３５】
上述した構成によって、スイッチング素子Ｑ１のオン時には昇圧用トランスＴ１にエネルギが蓄積されるだけではなくインダクタＬ１にもエネルギが蓄積され、昇圧用トランスＴ１に蓄積されたエネルギは主として２次側から取り出されることになり、インダクタＬ１に蓄積されたエネルギは主として制御電源回路７に供給されることになる。つまり、制御電源回路７の入力電圧のピーク値は、昇圧用トランスＴ１の２次側の動作の影響をほとんど受けることなく略一定になる。また、昇圧用トランスＴ１の設計に際して制御電源回路７をほとんど考慮する必要がなく、昇圧用トランスＴ１とインダクタＬ１とを機能別に設計することができるから、設計が容易になる。
【００３６】
ちなみに、インダクタＬ１のインダクタンスは昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１のインダクタンスの１０分の１以下に設定するのが望ましい。インダクタＬ１および昇圧用トランスＴ１は個別部品でなくてもよく、ＤＣ−ＤＣ変換回路１を実装する印刷配線基板の導体パターンにより形成することが可能である。この場合、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１との一方のみを印刷配線基板の導体パターンで形成してもよい。印刷配線基板の導体パターンによりインダクタＬ１を形成した場合には、印刷配線基板におけるインダクタＬ１の占有面積がやや大きくなるが、昇圧用トランスＴ１のコアの一部をインダクタＬ１に磁気結合するように配置すれば、インダクタＬ１のインダクタンスを確保しながらもインダクタＬ１の占有面積を低減することが可能になる。
【００３７】
本実施形態の安定動作状態での各部の動作を図２に示す。図２（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオンオフを示しており、スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位（直流電源Ｂの負極を基準電位とする電位）は図２（ｂ）のように略一定になる。この電位は直流電源Ｂの出力電圧よりも低くなり、この間にはコンデンサＣ１０の両端電圧は図２（ｃ）のように時間経過とともに低下する。
【００３８】
一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には（図２（ａ））、スイッチング素子Ｑ１のオン期間においてインダクタＬ１に蓄積されたエネルギが放出され、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位は、直流電源Ｂの出力電圧にインダクタＬ１の両端電圧を加算した電圧になる。インダクタＬ１の両端電圧は回路条件にもよるが、たとえば振動する。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位は、図２（ｂ）のように振動し、ピーク値は直流電源Ｂの両端電圧よりも高くなる。このように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間には、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位が比較的高くなる期間が生じるから、図２（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ１のオフ期間の前半においてはコンデンサＣ１０を充電する期間が生じる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオンオフの期間とインダクタＬ１のインダクタンスとコンデンサＣ１０の容量と制御電源回路７の消費電流との関係を適宜に設計しておけば、制御電源回路７の出力電圧を図２（ｄ）のように定電圧に保つことが可能になる。
【００３９】
以上説明したように、制御電源回路７の入力電圧が昇圧用トランスＴ１の２次側の動作の影響をほとんど受けないから、制御電源回路７の入力電圧が大きく変動しなくなり、制御電源回路７の構成要素の耐圧を従来構成よりも低くすることが可能になる。しかも、制御電源回路７の入力電圧として要求される電圧を確保できるようにインダクタＬ１を設計すればよく、制御電源回路７の入力電圧と出力電圧との差を比較的小さくすることができるから、直列制御型の電源回路を用いながらも制御電源回路７での損失を従来構成よりも低減することができ、制御電源回路７での発熱量が低減する。つまり、制御電源回路７の温度管理が簡単になり、温度監視用の部品を追加しなくとも動作させることが可能になって部品点数の増加を抑制でき、また放熱用の部材の大型化を防止することができる。
【００４０】
（第２実施形態）
本実施形態は、図３に示すように、図１に示した第１実施形態の構成に対して直流電源Ｂの正極と制御電源回路７の降圧側の入力端との間に挿入されるダイオードＤ１１を追加したものである。他の構成は第１実施形態と同様である。
【００４１】
第１実施形態の構成では、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位が、直流電源Ｂの出力電圧に対して大幅に低下することがないと想定しているが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなると、インダクタＬ１と昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１との接続点の電位が、直流電源Ｂの出力電圧に対して比較的大きく低下する場合がある。そこで、ダイオードＤ１１を設けることによって、制御電源回路７の高電位側の入力端にインダクタＬ１の一端と直流電源Ｂの正極との間から給電する経路を形成してある。この構成によってスイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなっても制御電源回路７の高電位側の入力端の電位は直流電源Ｂの正極の電位に対してほとんど低下せず、コンデンサＣ１０の両端電圧、つまりは制御電源回路７の入力電圧の低下を抑制し、制御電源回路７の出力電圧を維持しやすくなる。他の構成および動作は第１実施形態と同様である。
【００４２】
（第３実施形態）
本実施形態は、図４に示すように、図１に示した第１実施形態の構成に対して、インダクタＬ１とともに共振回路を構成するコンデンサＣ２を、昇圧用トランスＴ１の１次巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路に並列に接続したものである。この構成では、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を共振回路の共振周波数に近付けることによって、コンデンサＣ２の両端電圧が共振作用によって昇圧されることになり（ピーク電圧が高くなり）、制御電源回路７にピーク電圧の高い入力電圧を与えることが可能になる。スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を共振周波数に近付けるのは、直流電源Ｂの出力電圧が低下したときなどとすればよい。たとえば、直流電源Ｂの出力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を調節すれば、直流電源Ｂの出力電圧の変動に対する制御電源回路７への入力電圧の変動を抑制することができる。また、直流電源Ｂの出力電圧が低下したときに、共振周波数の近傍でスイッチング周波数を掃引するようにしてもよい。ちなみに、平滑コンデンサＣ０は１０００μＦ、コンデンサＣ２は１０ｎＦ、インダクタＬ１は０．１μＨと設定すればよい。他の構成および動作は第１実施形態と同様である。
【００４３】
（第４実施形態）
本実施形態は、図５に示すように、図４に示した第３実施形態の構成において、制御電源回路７を、異なる２電圧の出力が可能な１チップの集積回路ＩＣで構成したものである。集積回路ＩＣには、２個の定電圧回路７ａ，７ｂが設けられ、たとえば、一方の定電圧回路７ａはコンデンサＣ１０の両端電圧から１２Ｖを出力し、他方の定電圧回路７ｂは平滑コンデンサＣ１１の両端電圧から５Ｖを出力するように構成される。定電圧回路７ｂの出力端間には平滑コンデンサＣ１２が接続される。ここに、各定電圧回路７ａ，７ｂはそれぞれ直列制御型の電源回路を構成し、基本的にはそれぞれ図１に示した制御電源回路７と同様の構成を有している。制御電源回路７から出力される２電圧は、ともに制御回路６に与えられる。ここでは、制御回路６においてマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と略称する）を用いる構成を想定しており、たとえば、マイコンには５Ｖの電源を供給し、制御回路６に含まれる他の回路（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５を駆動する駆動回路など）には１２Ｖの電源を供給する。ここで、マイコンは放電ランプ３の動作状態に応じた制御を指示するために用いられる。
【００４４】
上述したように、２種類の電圧を１チップの集積回路ＩＣから得るようにすれば、実装面積を低減することが可能になる。また、電源系統を２系統に分けることによって、１系統のみ遮断する制御が可能になるなど制御の自由度が大きくなる。たとえば、両定電圧回路７ａ，７ｂの入力電源をともにコンデンサＣ１０の両端電圧とすれば、定電圧回路７ａの出力を停止させても定電圧回路７ｂからは出力を得ることが可能になるから、ＤＣ−ＤＣ変換回路１あるいはインバータ回路２において動作に異常が生じたときに、５Ｖの電源のみを確保しマイコンによる制御内容を維持するすることが可能になる。他の構成および動作は第３実施形態と同様である。
【００４５】
（第５実施形態）
本実施形態は、図６に示すように、図４に示した第３実施形態の構成に対して、直流電源Ｂを逆極性に接続したときの保護を行う逆接続保護回路８を付加し、さらに制御電源回路７として集積回路を用いるとともに、制御電源回路７の内部に温度検出手段としての温度センサＴｈを内蔵してある。また、図示例ではスイッチング素子Ｑ１として、２個のスイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの並列回路を用いており、制御回路６は各スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂを個別に制御することが可能になっている。
【００４６】
逆接続保護回路８は、デプレション型のＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ６のドレインを直流電源Ｂの負極に接続し、ソースを平滑コンデンサＣ０の負極に接続してある。また、スイッチング素子Ｑ６のゲート−ソースにはツェナーダイオードＺＤ１が接続され、このツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ１との直列回路を平滑コンデンサＣ０に並列に接続してある。スイッチング素子Ｑ６のゲートは、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ１との接続点に接続してある。
【００４７】
この構成では、直流電源Ｂが接続されていなければスイッチング素子Ｑ６はオン状態であり、直流電源Ｂが正常に接続されるとスイッチング素子Ｑ６のゲート電位は正電位になる。つまり、スイッチング素子Ｑ６はオンに保たれる。一方、直流電源Ｂの接続極性が逆になると、スイッチング素子Ｑ６のゲート電位が負電位になり、スイッチング素子Ｑ６はオフになるから、直流電源ＢからＤＣ−ＤＣ変換回路１への給電が停止する。つまり、直流電源Ｂを逆極性に接続した場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１が動作せず、回路が保護されることになる。
【００４８】
ところで、図６に示す構成では、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ１ａ，Ｑ１ｂ）のほか、ＤＣ−ＤＣ変換回路１のダイオードＤ１、制御電源回路７、逆接続保護回路８のスイッチング素子Ｑ６はいずれも発熱量が比較的大きい発熱部品となる。そこで、図７に示すように、これらの発熱部品を一括して基板９に実装し、基板９に実装した発熱部品で図示しない１つの放熱器を共用することによってパワーモジュール１０を構成するのが望ましい。つまり、上述のような構成のパワーモジュール１０を設けることによって、発熱部品を一括して扱うことが可能になり、また放熱器を共用することによって省スペースになるからである。制御電源回路７は温度センサＴｈを内蔵する集積回路により構成してあり、温度センサＴｈで検出した温度に相当する温度信号は、パワーモジュール１０から外部に取り出すことが可能になっている。つまり、図７に示すように、パワーモジュール１０を外部回路に接続するための端子群１１が設けられており、端子群１１の中に温度信号を出力する端子が設けられる。制御電源回路７は、パワーモジュール１０に含まれる各部材（発熱部品）の最高温度を反映させた温度信号が得られるように、基板９の中央付近であってパワーモジュール１０の中で温度がもっとも上昇しやすい場所に配置してある。
【００４９】
図６に示すように、パワーモジュール１０から出力された温度信号は制御回路６に含まれるマイコン６ａに入力され、マイコン６ａでは、温度センサＴｈにより検出される温度が異常に高いときにはＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電力を低減させる方向にスイッチング素子１を制御し、発熱部品の発熱量を低減する。
【００５０】
温度センサＴｈでの検出温度に基づいてマイコン６ａがＤＣ−ＤＣ変換回路１を保護する動作についてさらに詳しく説明する。図８に示すように、制御回路６に含まれるマイコン６ａでは、温度センサＴｈで検出した温度を規定した閾値と比較する温度比較部６ｂと、温度センサＴｈで検出した温度が温度比較部６ｂに設定した閾値以上である継続時間を計時するとともに継続時間が規定した制限時間に達すると異常信号を出力するタイマ部６ｃと、タイマ部６ｃから異常信号が出力されるとＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電力を低減させる方向に制御する動作制限部６ｄとを備える。温度比較部６ｂとタイマ部６ｃとはアンド回路６ｅにより論理積をとることによって、タイマ部６ｃなどの誤動作による異常信号の発生を防止している。つまり、タイマ部６ｃから異常信号が出力されているときに、温度比較部６ｂにおいて検出温度が閾値以上である状態が継続しているときに、異常信号がアンド回路６ｅを通過するように構成している。
【００５１】
異常信号は動作制限部６ｄに入力され、動作制限部６ｄはスイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動回路６ｆに指示を与える。つまり、異常信号が動作制限部６ｄに入力されると、動作制限部６ｄではスイッチング素子Ｑ１をオフにすることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を停止させる。その結果、異常信号の発生によって放電灯点灯装置の全体の動作が停止し、温度上昇による装置の熱破壊を防止することができる。上述のようにマイコン６ａに対して制御電源回路７から比較的低い電圧（直流電源Ｂの電圧以下の電圧）を供給している場合には、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作が停止しても制御電源回路７からマイコン６ａを動作させる電力を供給することが可能であるから、マイコン６ａでは異常信号の解除を検出したときにＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を再開させることが可能である。なお、スイッチング素子Ｑ１をオフにする代わりに、直流電源ＢとＤＣ−ＤＣ変換回路１との間に適宜にスイッチ要素を挿入しておき、異常信号の発生に伴って動作制限部６ｄがスイッチ要素をオフにすることによって、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を停止させるようにしてもよい。あるいはまた、動作制御部６ｄに異常信号が入力されたときに、動作制御部６ｄが制御回路６のうちＤＣ−ＤＣ変換回路１の制御にかかわる部位への電源供給を停止することによってＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作を停止させる構成としてもよい。
【００５２】
パワーモジュール１０の温度上昇を抑制するには、スイッチング素子Ｑ１をオフにする代わりに、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の出力電力が低出力になるように（温度センサＴｈにより検出した温度が温度比較部６ｂに設定した閾値よりも低くなるように）、スイッチング素子Ｑ１のオンオフを制御する構成を採用してもよい。このような構成を採用しても発熱量を低減させることができ、また、ＤＣ−ＤＣ変換回路１の動作は継続するから、制御電源回路７の動作に必要な入力電圧を与えることが可能であって、発熱量を低減しながらも制御回路６を継続して動作させることが可能になる。
【００５３】
【発明の効果】
本発明の構成によれば、昇圧用トランスの１次巻線の一端と直流電源との間にスイッチング素子を挿入し、昇圧用トランスの１次巻線の他端と直流電源との間にインダクタを挿入し、制御電源回路の一方の入力端を昇圧用トランスの１次巻線とインダクタとの接続点に接続する形で制御電源回路の入力端間に直流電源とインダクタとの直列回路を接続しているから、制御電源回路の入力電圧は、直流電源の両端電圧とインダクタの両端電圧との加算電圧になり、ピーク電圧は直流電源の両端電圧よりも高くなる。しかも、インダクタは昇圧用トランスとは別体であるから、昇圧用トランスに蓄積されたエネルギは主として２次巻線から取り出されることになり、制御電源回路の入力電圧に対して昇圧用トランスの２次側の動作がほとんど影響しなくなる。その結果、制御電源回路の入力電圧の変動を従来構成よりも大幅に低減することができ、適正なインダクタを用いることによって制御電源回路の構成要素の耐圧を比較的低くすることが可能になる。また、制御電源回路の入力電圧の変動が小さくなることによって制御電源回路に直列制御型の電源回路を用いる場合でも制御電源回路で生じる損失を従来構成よりも低減することができ、結果的に制御電源回路での発熱量が従来構成よりも低減されることになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】本発明の第２実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態を示す回路図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示す回路図である。
【図６】本発明の第５実施形態を示す回路図である。
【図７】同上の実装状態を示す概略図である。
【図８】同上の要部ブロック図である。
【図９】従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
１ ＤＣ−ＤＣ変換回路
２ インバータ回路
３ 放電ランプ
６ 制御回路
６ａ マイコン
６ｂ 温度比較部
６ｃ タイマ部
６ｄ 動作制限部
７ 制御電源回路
９ 基板
１０ パワーモジュール
Ｂ 直流電源
Ｃ２ コンデンサ
Ｌ１ インダクタ
ＩＣ 集積回路
ｎ１ １次巻線
Ｑ１ スイッチング素子
Ｔ１ 昇圧用トランス
Ｔｈ 温度センサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an in-vehicle discharge lamp lighting device that mainly uses an HID lamp as a light source.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, HID lamps in which xenon is sealed have become widespread as light sources used for headlights of automobiles. Since a discharge lamp lighting device for lighting this type of discharge lamp uses a vehicle-mounted battery as a power source, it is necessary to generate a high voltage necessary for lighting the discharge lamp and to adjust the power supplied to the discharge lamp. A DC-DC conversion circuit is used. Further, in order to prevent the acoustic resonance phenomenon when lighting the discharge lamp, a configuration has been proposed in which an alternating rectangular wave voltage is applied to the discharge lamp using a full-bridge type inverter circuit.
[0003]
That is, as shown in FIG. 9, a DC-DC conversion circuit 1 using a DC power supply B as a battery as an input power supply, and an inverter circuit 2 converting a DC voltage output from the DC-DC conversion circuit 1 into an alternating voltage. Has been proposed. Further, an igniter 4 for applying a high starting voltage to the discharge lamp 3 is provided to cause dielectric breakdown between the electrodes of the discharge lamp 3 when the discharge lamp 3 is started.
[0004]
The DC-DC conversion circuit 1 includes a smoothing capacitor C0 connected between both ends of a DC power supply B, a step-up transformer T1 having a primary winding n1 inserted between both ends of the DC power supply B, and a step-up transformer T1. A switching element Q1 inserted between one end of the primary winding n1 and the negative electrode of the DC power supply T1, and a switching element Q1 connected in series to the secondary winding n2 of the step-up transformer T1 and connected to the secondary winding when the switching element Q1 is off; It includes a diode D1 for passing a flowing current, and a capacitor C1 connected between both ends of a series circuit of a secondary winding n2 of the step-up transformer T1 and the diode D1.
[0005]
The above-described DC-DC conversion circuit 1 has a configuration known as a flyback type DC-DC converter, and turns on and off the switching element Q1 at a high frequency of several tens to several hundreds of kHz, and boosts the voltage when the switching element Q1 is on. The energy is stored in the transformer T1, and the stored energy is taken out from the secondary winding n2 of the step-up transformer T1 when the switching element Q1 is turned off. With this configuration, the peak value of the voltage induced in the secondary winding n2 can be significantly increased with respect to the voltage across the DC power supply B.
[0006]
An igniter winding n3 is connected in series to the secondary winding n2 of the step-up transformer T1, and a voltage having a peak value higher than the voltage induced in the secondary winding n2 is taken out from the igniter winding n3. It has become possible. The igniter 4 is supplied with a high voltage from an igniter charging unit 5 including an igniter winding n3 and a diode D2. The high voltage is further boosted by the igniter 4 and used for starting the discharge lamp 3.
[0007]
The inverter circuit 2 is a full bridge type as described above, and a bridge circuit is configured by the four switching elements Q2 to Q5. That is, each series circuit including two switching elements Q2 to Q5 is connected between the output terminals of the DC-DC conversion circuit 1 (between both ends of the capacitor C1) to form each arm of the bridge circuit. The discharge lamp 3 is connected via an igniter 4 between the connection points of the switching elements Q2 to Q5 constituting each arm. As is well known, the inverter circuit 2 has a period in which the switching elements Q2 and Q5 are on and the switching elements Q3 and Q4 are off, and a period in which the switching elements Q2 and Q5 are off and the switching elements Q3 and Q4 are on. The alternating voltage is applied to the igniter 4 by alternately repeating the period. Although the internal circuit of the igniter 4 is not shown, the alternating voltage is applied to the discharge lamp 3 when the alternating voltage is applied to the input.
[0008]
By the way, the DC-DC conversion circuit 1 determines the ratio of the output voltage to the input voltage by adjusting the ON period and the OFF period of the switching element Q1. State, starting state, steady lighting state, etc.), it is necessary to adjust the on / off frequency of the switching elements Q2 to Q5. On / off of the switching elements Q1 to Q5 is controlled by the control circuit 6. Since the control circuit 6 determines the operation of the DC-DC conversion circuit 1 and the inverter circuit 2, the power supply voltage of the control circuit 6 needs to be a constant voltage. Therefore, as the control power supply circuit 7 that supplies power to the control circuit 6, a series control type power supply circuit that outputs a constant DC voltage is generally used. On the other hand, since the control circuit 6 requires a 12V power supply for driving the switching elements Q1 to Q5, the control power supply circuit 7 using a series control type power supply circuit requires an input voltage of 12V or more. On the other hand, the DC power supply B has a rated voltage of 12 V but may drop to about 6 V. Therefore, the input voltage of the control power supply circuit 7 needs to be increased from the DC power supply B and input. .
[0009]
In order to satisfy the above condition, a configuration is adopted in which the input terminal on the high potential side of the control power supply circuit 7 is connected to a connection point between the primary winding n1 of the step-up transformer T1 and the switching element Q1. That is, since the switching element Q1 is repeatedly turned on and off at a high frequency, the energy stored in the step-up transformer T1 when the switching element Q1 is turned on is transferred from the secondary winding n2 and the igniter winding n3 when the switching element Q1 is turned off. In addition to being taken out, a part is taken out to the control power supply circuit 7 through the primary winding n1. Here, the input voltage of the control power supply circuit 7 becomes a voltage obtained by adding the voltage across the DC power supply B to the voltage across the primary winding n1 of the step-up transformer T1 when the switching element Q1 is off. Is higher than the voltage across the DC power source B. In other words, the input voltage of the control power supply circuit 7 changes at a high frequency with the turning on and off of the switching element Q1, but the peak value becomes higher than the voltage across the DC power supply B, so this voltage is rectified and smoothed. This makes it possible to use a voltage higher than the voltage between both ends of the DC power supply B as the input voltage of the control power supply circuit 7. (For example, see Patent Documents 1 and 2).
[0010]
[Patent Document 1]
JP 2002-136151 A (Paragraph 0003-0007, FIG. 10)
[Patent Document 2]
JP-A-2002-233152 (Paragraph 0009-0011, FIG. 17)
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, as described above, the energy stored in the step-up transformer T1 is not only used to supply power to the control power supply circuit 7, but is also supplied to the discharge lamp 3 from the secondary winding n2 and the igniter winding. Since the power is supplied to the igniter 4 from n3, the amount of energy used in the control power supply circuit 7 varies depending on the operation state of the discharge lamp 3 and the operation state of the igniter 4. Here, if the input voltage of the control power supply circuit 7 is designed to be appropriate when the discharge lamp 3 is in a steady lighting state, the control power supply circuit may be used in a no-load state such as before the discharge lamp 3 is started. The input voltage of the circuit 7 becomes a high voltage (for example, 150 V). That is, since a voltage in the range of several tens to several hundreds of volts is applied to the control power supply circuit 7, the components of the control power supply circuit 7 are required to have a high withstand voltage. As a result, the cost of the control power supply circuit 7 increases, and in particular, if an attempt is made to integrate the control power supply circuit 7, a high-voltage IC is required, making it difficult to reduce the cost.
[0012]
Further, as described above, a series control type power supply circuit is often used for the control power supply circuit 7, and if the input voltage change range is large, the loss when the input voltage is high becomes large and the heat generation amount increases. Will increase. That is, it is necessary to take thermal protection measures for the control power supply circuit 7, and the number of components is increased by adding a temperature monitoring component separately from the control power supply circuit 7 to monitor the temperature of the control power supply circuit 7. And the heat radiation member of the control power supply circuit 7 becomes large.
[0013]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to adopt a configuration in which the influence of the operation of the secondary side of the step-up transformer on the input voltage of the control power supply circuit is reduced. An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device in which the withstand voltage of the components of the control power supply circuit can be made relatively low by reducing the voltage fluctuation, and the amount of heat generated in the control power supply circuit is reduced.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 includes a DC-DC conversion circuit that outputs a DC voltage using a DC power supply as an input power supply, and an inverter circuit that converts a DC voltage output from the DC-DC conversion circuit into an alternating voltage and applies the alternating voltage to a discharge lamp. , A control circuit for controlling the operation of a DC-DC conversion circuit and an inverter circuit, and a control power supply circuit for obtaining a power supply from the DC-DC conversion circuit and outputting a constant DC voltage to be supplied to the control circuit. A step-up transformer having a primary winding inserted between both ends of the DC power supply, a switching element inserted between one end of the primary winding of the step-up transformer and the DC power supply and switched by a control circuit; An inductor inserted between the other end of the primary winding of the step-up transformer and the DC power supply, and one input terminal of the control power supply circuit is connected between the primary winding of the step-up transformer and the inductor. Wherein the series circuit of the DC power supply and the inductor is connected between the input terminal of the control power supply circuit in a manner to be connected to the connection point.
[0015]
According to this configuration, a switching element is inserted between one end of the primary winding of the step-up transformer and the DC power supply, and an inductor is inserted between the other end of the primary winding of the step-up transformer and the DC power supply. A series circuit of a DC power supply and an inductor is connected between the input terminals of the control power supply circuit by connecting one input terminal of the control power supply circuit to a connection point between the primary winding of the step-up transformer and the inductor. Therefore, the input voltage of the control power supply circuit is the sum of the voltage across the DC power supply and the voltage across the inductor, and the peak voltage is higher than the voltage across the DC power supply. In addition, the energy stored in the step-up transformer is mainly extracted from the secondary winding, and the operation of the step-up transformer on the secondary side hardly affects the input voltage of the control power supply circuit. As a result, fluctuations in the input voltage of the control power supply circuit can be significantly reduced as compared with the conventional configuration, and the breakdown voltage of the components of the control power supply circuit can be relatively reduced by using an appropriate inductor. That is, the control power supply circuit can be manufactured relatively inexpensively, and in particular, the control power supply circuit can be easily integrated. Further, since the fluctuation of the input voltage of the control power supply circuit is reduced, the loss generated in the control power supply circuit can be reduced as a whole as compared with the conventional configuration, and as a result, the heat generation in the control power supply circuit can be reduced as compared with the conventional configuration. Will also be reduced. This facilitates the temperature control of the control power supply circuit, allows the control power supply circuit to operate without adding a separate temperature monitoring component, and avoids a large radiator. .
[0016]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the control power supply circuit is a series control type power supply circuit. According to this configuration, the loss due to the voltage drop occurs in the control power supply circuit. However, since the fluctuation of the input voltage to the control power supply circuit is small, the loss due to the voltage drop is relatively small and the fluctuation of the loss is reduced. Conditions can be set, and as a result, heat generation in the control power supply circuit can be suppressed.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, in the first aspect, the inductor is formed by a conductor pattern of a printed wiring board. According to this configuration, it is not necessary to provide an inductor as an individual component, which leads to a reduction in the number of components.
[0018]
According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect, the inductor is formed by a conductor pattern of a printed wiring board, and is magnetically coupled to a part of a core of the step-up transformer. According to this configuration, there is no need to provide an inductor as an individual component, which leads to a reduction in the number of components. In addition, since the core of the step-up transformer is used for the inductor, the area occupied by the inductor can be made relatively small while securing the inductance required for the inductor.
[0019]
According to a fifth aspect of the present invention, in the first aspect, the inductance of the inductor is one-tenth or less of the inductance of a primary winding of the step-up transformer. According to this configuration, the inductance of the inductor is made sufficiently smaller than the inductance of the primary winding of the step-up transformer, so that the inductor can be reduced in size in a range of inductance that can secure a voltage required as an input voltage of the control power supply circuit. Can be achieved.
[0020]
According to a sixth aspect of the present invention, in the first to fifth aspects of the present invention, a path for supplying power from the DC power supply without passing through the inductor is added to the input terminal of the control power supply circuit. According to this configuration, since a plurality of input paths of the control power supply circuit are provided, it is possible to reduce fluctuations in the input voltage of the control power supply circuit due to the influence of ON / OFF of the switching element.
[0021]
According to a seventh aspect of the present invention, in the first to sixth aspects, a capacitor forming a resonance circuit together with the inductor is connected in parallel to a series circuit of a primary winding and a switching element of the step-up transformer, The resonance frequency of the resonance circuit is included in a variable range of the switching frequency of the switching element. According to this configuration, by bringing the switching frequency of the switching element close to the resonance frequency of the resonance circuit, the voltage of the DC power supply can be boosted by the resonance action, and the input voltage of the control power supply circuit can be increased as necessary. Will be possible.
[0022]
According to an eighth aspect of the present invention, in the first to seventh aspects of the present invention, the control power supply circuit comprises a one-chip integrated circuit that outputs two different voltages. According to this configuration, for example, two types of voltages, a voltage required for driving the DC-DC conversion circuit and the inverter circuit and a voltage required for operation of the control circuit, can be obtained from a one-chip integrated circuit. In addition, by dividing the power supply system into two systems in this way, it is possible to perform a control in which only one system is cut off, thereby increasing the degree of freedom of control. In addition, since one chip is output while outputting two voltages, the occupied area required for mounting is relatively small.
[0023]
According to a ninth aspect of the present invention, in the first to eighth aspects of the present invention, the heat-generating component constituting the DC-DC conversion circuit and the control power supply circuit are mounted on a substrate and shared by the heat-generating component mounted on the substrate. A power module provided with one radiator, wherein the control power supply circuit has a built-in temperature detecting means for outputting a temperature signal corresponding to the temperature of the power module to the outside of the power module. .
[0024]
According to this configuration, since the temperature detecting means is incorporated in the control power supply circuit, it is possible to monitor the temperature without adding a separate temperature detecting means. By outputting the signal to the outside, control according to the temperature of the power module including the DC-DC conversion circuit and the control power supply circuit in the external circuit becomes possible.
[0025]
According to a tenth aspect of the present invention, in the ninth aspect of the present invention, the control power supply circuit is arranged near the center of the substrate and in a portion where the maximum temperature of the power module is easily reflected. According to this configuration, since a temperature signal reflecting the maximum temperature of each member included in the power module is obtained, the temperature of any member of the power module is lower than the temperature detected by the temperature detection unit. It is possible to perform control that guarantees that
[0026]
According to an eleventh aspect of the present invention, in the ninth or tenth aspect of the present invention, the control circuit compares the temperature detected by the temperature signal with a prescribed threshold, and the temperature detected by the temperature signal is a temperature. A timer section that measures a duration that is equal to or greater than a threshold set in a comparison section and outputs an abnormal signal when the duration reaches a prescribed time limit; and the DC-DC conversion circuit when an abnormal signal is output from the timer section. And an operation restricting unit that controls the output power of the device to reduce the output power.
[0027]
According to this configuration, if the duration time during which the temperature detected by the temperature detecting means is equal to or higher than the threshold reaches the time limit, the output power of the DC-DC conversion circuit is controlled to be reduced. The amount can be reduced, and thermal destruction of the device can be prevented.
[0028]
A twelfth aspect of the present invention is characterized in that, in the eleventh aspect of the present invention, the operation limiting unit stops supplying power to the DC-DC conversion circuit when the abnormal signal is output. According to this configuration, since the power supply to the DC-DC conversion circuit is stopped by the abnormal signal, the operation is stopped by the generation of the abnormal signal, and the thermal destruction of the device due to the temperature rise can be prevented.
[0029]
According to a thirteenth aspect, in the eleventh aspect, the operation control unit keeps the switching element of the DC-DC conversion circuit off when the abnormal signal is output. According to this configuration, the circuit operation of the subsequent stage including the DC-DC conversion circuit is stopped in response to the abnormal signal, so that the input voltage to the control power supply circuit becomes the voltage of the DC power supply. Here, if the control power supply circuit is a series control type power supply circuit and can generate an output voltage equal to or lower than the DC power supply voltage, the output voltage can be obtained from the control power supply circuit. If power is supplied to a part of the control circuit by adopting such a configuration, it is possible to detect the cancellation of the abnormal signal and restart the operation of the DC-DC conversion circuit.
[0030]
In a fourteenth aspect based on the eleventh aspect, the operation control unit stops power supply to a part of the control circuit related to control of the DC-DC conversion circuit when the abnormal signal is output. It is characterized by doing. According to this configuration, the power supply to the part related to the control of the DC-DC conversion circuit is stopped in the control circuit in response to the abnormal signal, so that the operation of the DC-DC conversion circuit is stopped and the inverter circuit Power is not supplied, and the amount of heat generated is reduced. Here, if the control power supply circuit is a series control type power supply circuit and can generate an output voltage equal to or lower than the DC power supply voltage, the output voltage can be obtained from the control power supply circuit. If power is supplied to a part of the control circuit by adopting such a configuration, it is possible to detect the cancellation of the abnormal signal and restart the operation of the DC-DC conversion circuit.
[0031]
In the invention according to claim 15, in the invention according to claim 11, when the operation limiting unit outputs the abnormal signal, a temperature detected by the temperature detecting unit is lower than a threshold set in the temperature comparing unit. The output power of the DC-DC conversion circuit is set to a low output. According to this configuration, the output power of the DC-DC conversion circuit is set to a low output with respect to the abnormal signal, so that the amount of heat generated is reduced. An input voltage required for the operation can be supplied, and the operation of the control circuit can be continued without limitation while reducing the amount of heat generation.
[0032]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(1st Embodiment)
This embodiment is different from the conventional configuration shown in FIG. 9 in that an inductor L1 is added as shown in FIG. That is, a series circuit of an inductor L1, a primary winding n1 of a step-up transformer T1, and a switching element Q1 composed of a MOSFET is connected between both ends of a parallel circuit of a DC power supply B and a smoothing capacitor C0. Specifically, a switching element Q1 is inserted between one end of the primary winding n1 of the step-up transformer T1 and the negative electrode of the DC power supply B, and the other end of the primary winding n1 of the step-up transformer T1 and the DC power supply B The inductor L1 is inserted between the positive electrode and the positive electrode. The inductor L1 is separate from the step-up transformer T1.
[0033]
The control power supply circuit 7 uses a series control type power supply circuit that obtains an output voltage stepped down from an input voltage by utilizing a voltage drop in a pnp transistor Q11. Specifically, a resistor R11 is connected to the base / emitter of the transistor Q11, and a collector of an npn-type transistor Q12 is connected to the base of the transistor Q11. Zener diode ZD11 is connected between the base of transistor Q12 and the negative electrode of control power supply circuit 7. A smoothing capacitor C11 is connected between the output terminals of the control power supply circuit 7, and a series circuit of a Zener diode ZD12 and a resistor R12 is connected to the smoothing capacitor C11 in parallel. Here, the Zener diode ZD12 is connected to the positive electrode side of the smoothing capacitor C11. The emitter of the transistor Q12 is connected to a connection point between the Zener diode ZD12 and the resistor R12. In the transistor Q12, the voltage between both ends of the resistor R12 reflecting the output voltage of the control power supply circuit 7 and the reference voltage set by the Zener diode ZD11. A bias corresponding to the difference is applied to transistor Q11. That is, the voltage drop of the transistor Q11 is adjusted so that the output voltage of the control power supply circuit 7 is kept constant.
[0034]
The input terminal on the high potential side of the control power supply circuit 7 is connected via a diode D10 to a connection point between the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1, and the input terminal on the low potential side of the control power supply circuit 7 is Connected to the negative electrode of smoothing capacitor C0. A capacitor C10 is connected between the input terminals of the control power supply circuit 7.
[0035]
With the configuration described above, when the switching element Q1 is turned on, not only energy is stored in the step-up transformer T1 but also energy is stored in the inductor L1, and the energy stored in the step-up transformer T1 is mainly extracted from the secondary side. That is, the energy stored in the inductor L1 is mainly supplied to the control power supply circuit 7. That is, the peak value of the input voltage of the control power supply circuit 7 becomes substantially constant without being substantially affected by the operation of the secondary side of the step-up transformer T1. In addition, it is not necessary to consider the control power supply circuit 7 when designing the step-up transformer T1, and the step-up transformer T1 and the inductor L1 can be designed for each function, thereby facilitating the design.
[0036]
Incidentally, it is desirable that the inductance of the inductor L1 is set to be 1/10 or less of the inductance of the primary winding n1 of the step-up transformer T1. The inductor L1 and the step-up transformer T1 need not be discrete components, and can be formed by a conductor pattern of a printed wiring board on which the DC-DC conversion circuit 1 is mounted. In this case, only one of the inductor L1 and the step-up transformer T1 may be formed by the conductor pattern of the printed wiring board. When the inductor L1 is formed by the conductor pattern of the printed wiring board, the area occupied by the inductor L1 in the printed wiring board is slightly increased. However, part of the core of the step-up transformer T1 is magnetically coupled to the inductor L1. Then, the area occupied by the inductor L1 can be reduced while securing the inductance of the inductor L1.
[0037]
FIG. 2 shows the operation of each unit in the stable operation state of the present embodiment. FIG. 2A shows ON / OFF of the switching element Q1, and during the ON period of the switching element Q1, the potential at the connection point between the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 (the negative electrode of the DC power supply B). Is a substantially constant as shown in FIG. 2B. This potential becomes lower than the output voltage of the DC power supply B. During this time, the voltage across the capacitor C10 decreases with time as shown in FIG.
[0038]
On the other hand, during the off period of the switching element Q1 (FIG. 2A), the energy accumulated in the inductor L1 is released during the on period of the switching element Q1, and the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 are connected to each other. Is a voltage obtained by adding the voltage across the inductor L1 to the output voltage of the DC power supply B. The voltage across the inductor L1 oscillates, for example, depending on the circuit conditions. That is, during the OFF period of the switching element Q1, the potential at the connection point between the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 oscillates as shown in FIG. It becomes higher than the voltage between both ends. As described above, during the off period of the switching element Q1, a period occurs in which the potential at the connection point between the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 is relatively high, and as shown in FIG. In the first half of the off period of the switching element Q1, a period for charging the capacitor C10 occurs. That is, if the relationship between the on / off period of the switching element Q1, the inductance of the inductor L1, the capacitance of the capacitor C10, and the current consumption of the control power supply circuit 7 is appropriately designed, the output voltage of the control power supply circuit 7 can be reduced as shown in FIG. It is possible to maintain a constant voltage as in d).
[0039]
As described above, since the input voltage of the control power supply circuit 7 is hardly affected by the operation of the secondary side of the step-up transformer T1, the input voltage of the control power supply circuit 7 does not fluctuate greatly, and It is possible to make the breakdown voltage of the component lower than in the conventional configuration. Moreover, the inductor L1 may be designed so as to secure the voltage required as the input voltage of the control power supply circuit 7, and the difference between the input voltage and the output voltage of the control power supply circuit 7 can be made relatively small. Although the power supply circuit of the series control type is used, the loss in the control power supply circuit 7 can be reduced as compared with the conventional configuration, and the amount of heat generated in the control power supply circuit 7 is reduced. In other words, the temperature control of the control power supply circuit 7 is simplified, it is possible to operate without adding a temperature monitoring component, it is possible to suppress an increase in the number of components, and to prevent a heat radiation member from being enlarged. can do.
[0040]
(2nd Embodiment)
As shown in FIG. 3, the present embodiment differs from the first embodiment shown in FIG. 1 in that a diode inserted between the positive electrode of the DC power supply B and the step-down input terminal of the control power supply circuit 7 D11 is added. Other configurations are the same as in the first embodiment.
[0041]
In the configuration of the first embodiment, it is assumed that the potential at the connection point between the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 does not drop significantly with respect to the output voltage of the DC power supply B. However, when the ON period of the switching element Q1 becomes longer, the potential of the connection point between the inductor L1 and the primary winding n1 of the step-up transformer T1 may drop relatively significantly with respect to the output voltage of the DC power supply B. . Therefore, by providing the diode D11, a path for supplying power from one end of the inductor L1 and the positive electrode of the DC power supply B is formed at the input terminal on the high potential side of the control power supply circuit 7. With this configuration, even if the ON period of the switching element Q1 becomes longer, the potential of the input terminal on the high potential side of the control power supply circuit 7 hardly drops with respect to the potential of the positive electrode of the DC power supply B, and the voltage across the capacitor C10, that is, Reduces the decrease in the input voltage of the control power supply circuit 7 and makes it easier to maintain the output voltage of the control power supply circuit 7. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0042]
(Third embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 4, in contrast to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, a capacitor C2 forming a resonance circuit together with an inductor L1 is connected to a primary winding n1 of a step-up transformer T1. It is connected in parallel to a series circuit with the switching element Q1. In this configuration, by bringing the switching frequency of the switching element Q1 closer to the resonance frequency of the resonance circuit, the voltage across the capacitor C2 is boosted by the resonance action (the peak voltage increases), and the peak voltage of the control power supply circuit 7 is increased. It is possible to provide a high input voltage. The switching frequency of the switching element Q1 may be approximated to the resonance frequency when the output voltage of the DC power supply B decreases. For example, if the switching frequency of switching element Q1 is adjusted according to the output voltage of DC power supply B, it is possible to suppress a change in the input voltage to control power supply circuit 7 with respect to a change in the output voltage of DC power supply B. Further, when the output voltage of the DC power supply B decreases, the switching frequency may be swept near the resonance frequency. Incidentally, the smoothing capacitor C0 may be set to 1000 μF, the capacitor C2 may be set to 10 nF, and the inductor L1 may be set to 0.1 μH. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0043]
(Fourth embodiment)
In this embodiment, as shown in FIG. 5, in the configuration of the third embodiment shown in FIG. 4, the control power supply circuit 7 is configured by a one-chip integrated circuit IC capable of outputting two different voltages. is there. The integrated circuit IC is provided with two constant voltage circuits 7a and 7b. For example, one constant voltage circuit 7a outputs 12V from the voltage between both ends of the capacitor C10, and the other constant voltage circuit 7b outputs the voltage of the smoothing capacitor C11. It is configured to output 5 V from the voltage between both ends. A smoothing capacitor C12 is connected between the output terminals of the constant voltage circuit 7b. Here, each of the constant voltage circuits 7a and 7b forms a series control type power supply circuit, and has basically the same configuration as the control power supply circuit 7 shown in FIG. The two voltages output from the control power supply circuit 7 are both supplied to the control circuit 6. Here, it is assumed that the control circuit 6 uses a microcomputer (hereinafter, abbreviated as “microcomputer”). For example, a power supply of 5 V is supplied to the microcomputer, and other circuits included in the control circuit 6 ( A driving circuit for driving the switching elements Q1 to Q5) is supplied with a 12V power supply. Here, the microcomputer is used to instruct control according to the operation state of the discharge lamp 3.
[0044]
As described above, if two types of voltages are obtained from a single-chip integrated circuit IC, the mounting area can be reduced. Further, by dividing the power supply system into two systems, it is possible to perform control in which only one system is cut off, thereby increasing the degree of freedom of control. For example, if the input power of both constant voltage circuits 7a and 7b is set to the voltage across capacitor C10, the output from constant voltage circuit 7b can be obtained even if the output of constant voltage circuit 7a is stopped. When an abnormality occurs in the operation of the DC-DC conversion circuit 1 or the inverter circuit 2, it is possible to secure only the 5V power supply and maintain the control content of the microcomputer. Other configurations and operations are the same as those of the third embodiment.
[0045]
(Fifth embodiment)
In the present embodiment, as shown in FIG. 6, a reverse connection protection circuit 8 for performing protection when the DC power supply B is connected in reverse polarity is added to the configuration of the third embodiment shown in FIG. Further, an integrated circuit is used as the control power supply circuit 7, and a temperature sensor Th as a temperature detecting means is built in the control power supply circuit 7. In the illustrated example, a parallel circuit of two switching elements Q1a and Q1b is used as the switching element Q1, and the control circuit 6 can individually control each switching element Q1a and Q1b.
[0046]
In the reverse connection protection circuit 8, the drain of a switching element Q6 composed of a depletion type MOSFET is connected to the negative electrode of the DC power supply B, and the source is connected to the negative electrode of the smoothing capacitor C0. A Zener diode ZD1 is connected to the gate-source of the switching element Q6, and a series circuit of the Zener diode ZD1 and the resistor R1 is connected in parallel to the smoothing capacitor C0. The gate of the switching element Q6 is connected to a connection point between the Zener diode ZD1 and the resistor R1.
[0047]
In this configuration, when DC power supply B is not connected, switching element Q6 is on, and when DC power supply B is normally connected, the gate potential of switching element Q6 becomes a positive potential. That is, the switching element Q6 is kept on. On the other hand, when the connection polarity of the DC power supply B is reversed, the gate potential of the switching element Q6 becomes a negative potential and the switching element Q6 is turned off, so that the power supply from the DC power supply B to the DC-DC conversion circuit 1 is stopped. . That is, when the DC power supply B is connected with the reverse polarity, the DC-DC conversion circuit 1 does not operate, and the circuit is protected.
[0048]
Incidentally, in the configuration shown in FIG. 6, in addition to the switching element Q1 (Q1a, Q1b) of the DC-DC conversion circuit 1, the diode D1 of the DC-DC conversion circuit 1, the control power supply circuit 7, and the switching element of the reverse connection protection circuit 8 Q6 is a heat-generating component that generates a relatively large amount of heat. Therefore, as shown in FIG. 7, the power module 10 is configured by mounting these heat-generating components on the board 9 collectively and sharing one heat radiator (not shown) with the heat-generating components mounted on the board 9. desirable. That is, by providing the power module 10 having the above-described configuration, the heat-generating components can be collectively handled, and the space can be saved by sharing the radiator. The control power supply circuit 7 is configured by an integrated circuit having a built-in temperature sensor Th, and a temperature signal corresponding to the temperature detected by the temperature sensor Th can be extracted from the power module 10 to the outside. That is, as shown in FIG. 7, a terminal group 11 for connecting the power module 10 to an external circuit is provided, and a terminal for outputting a temperature signal is provided in the terminal group 11. The control power supply circuit 7 is located near the center of the substrate 9 and has the highest temperature in the power module 10 so as to obtain a temperature signal reflecting the maximum temperature of each member (heating component) included in the power module 10. It is located in a place where it easily rises.
[0049]
As shown in FIG. 6, the temperature signal output from the power module 10 is input to a microcomputer 6a included in the control circuit 6, and the microcomputer 6a performs DC-DC conversion when the temperature detected by the temperature sensor Th is abnormally high. The switching element 1 is controlled in a direction to reduce the output power of the circuit 1 to reduce the amount of heat generated by the heat-generating components.
[0050]
The operation in which the microcomputer 6a protects the DC-DC conversion circuit 1 based on the temperature detected by the temperature sensor Th will be described in more detail. As shown in FIG. 8, the microcomputer 6a included in the control circuit 6 includes a temperature comparison unit 6b that compares the temperature detected by the temperature sensor Th with a specified threshold value, and a temperature comparison unit 6b that detects the temperature detected by the temperature sensor Th. A timer unit 6c that measures a duration that is equal to or greater than a set threshold and outputs an abnormal signal when the duration reaches a specified time limit, and a DC-DC conversion circuit 1 that outputs an abnormal signal when the timer unit 6c outputs an abnormal signal. An operation limiting unit for controlling the output power to be reduced. The AND circuit 6e performs an AND operation between the temperature comparing unit 6b and the timer unit 6c to prevent the occurrence of an abnormal signal due to a malfunction of the timer unit 6c or the like. In other words, the configuration is such that the abnormal signal passes through the AND circuit 6e while the state in which the detected temperature is equal to or higher than the threshold in the temperature comparing section 6b continues while the abnormal signal is output from the timer section 6c. ing.
[0051]
The abnormal signal is input to the operation limiting unit 6d, and the operation limiting unit 6d gives an instruction to the drive circuit 6f that drives the switching element Q1. That is, when the abnormal signal is input to the operation limiting unit 6d, the operation limiting unit 6d stops the operation of the DC-DC conversion circuit 1 by turning off the switching element Q1. As a result, the entire operation of the discharge lamp lighting device is stopped by the occurrence of the abnormal signal, and thermal destruction of the device due to temperature rise can be prevented. As described above, when a relatively low voltage (a voltage equal to or less than the voltage of the DC power supply B) is supplied from the control power supply circuit 7 to the microcomputer 6a, even if the operation of the DC-DC conversion circuit 1 is stopped. Since power for operating the microcomputer 6a can be supplied from the control power supply circuit 7, the microcomputer 6a can restart the operation of the DC-DC conversion circuit 1 when detecting the release of the abnormal signal. Instead of turning off the switching element Q1, a switching element is appropriately inserted between the DC power supply B and the DC-DC conversion circuit 1, and the operation restricting unit 6d switches the switching element 6d when an abnormal signal is generated. May be turned off to stop the operation of the DC-DC conversion circuit 1. Alternatively, when an abnormal signal is input to the operation control unit 6d, the operation control unit 6d stops the power supply to a part of the control circuit 6 that is related to the control of the DC-DC conversion circuit 1 so that the DC-DC The operation of the conversion circuit 1 may be stopped.
[0052]
In order to suppress the temperature rise of the power module 10, instead of turning off the switching element Q1, the output power of the DC-DC conversion circuit 1 is set to be low (the temperature detected by the temperature sensor Th is a temperature comparison unit). 6b) so as to control the on / off of the switching element Q1. Even if such a configuration is adopted, the amount of heat generation can be reduced, and the operation of the DC-DC conversion circuit 1 is continued, so that an input voltage required for the operation of the control power supply circuit 7 can be supplied. Thus, the control circuit 6 can be continuously operated while reducing the heat generation amount.
[0053]
【The invention's effect】
According to the configuration of the present invention, the switching element is inserted between one end of the primary winding of the step-up transformer and the DC power supply, and the inductor is inserted between the other end of the primary winding of the step-up transformer and the DC power supply. And connect one input terminal of the control power supply circuit to the connection point between the primary winding of the step-up transformer and the inductor, and connect a series circuit of DC power supply and inductor between the input terminals of the control power supply circuit. Therefore, the input voltage of the control power supply circuit is the sum of the voltage across the DC power supply and the voltage across the inductor, and the peak voltage is higher than the voltage across the DC power supply. In addition, since the inductor is separate from the step-up transformer, the energy stored in the step-up transformer is mainly extracted from the secondary winding, and the energy of the step-up transformer is reduced with respect to the input voltage of the control power supply circuit. The operation on the secondary side has almost no effect. As a result, fluctuations in the input voltage of the control power supply circuit can be significantly reduced as compared with the conventional configuration, and the breakdown voltage of the components of the control power supply circuit can be relatively reduced by using an appropriate inductor. In addition, since the fluctuation of the input voltage of the control power supply circuit becomes small, even when a series control type power supply circuit is used for the control power supply circuit, the loss generated in the control power supply circuit can be reduced as compared with the conventional configuration, and as a result, the control The amount of heat generated in the power supply circuit is reduced as compared with the conventional configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a schematic diagram showing a mounting state of the above.
FIG. 8 is a main part block diagram of the above.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a conventional example.
[Explanation of symbols]
1 DC-DC conversion circuit
2 Inverter circuit
3 Discharge lamp
6 control circuit
6a microcomputer
6b Temperature comparator
6c Timer section
6d operation limiter
7 Control power supply circuit
9 Substrate
10 Power module
B DC power supply
C2 capacitor
L1 inductor
IC integrated circuit
n1 primary winding
Q1 Switching element
T1 step-up transformer
Th temperature sensor
