JP2004336990A - Motor driver - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To suppress the degradation of an input power factor or drive efficiency which is caused by the distortion of a current waveform flowing to a single-phase AC power source under the effect of a regenerative current from a motor 2 or a charging current to internal parasitic capacitance, related to a motor driver 100b of inverter driving that comprises no large capacitance capacitor. <P>SOLUTION: The motor driver comprises a single-phase rectification circuit 3 connected to a single-phase AC power source 1, an inverter circuit 4 which is connected to the single-phase rectification circuit 3 and applies a current and a voltage to a motor 2, and an inverter control unit 5b that controls the inverter circuit 4. The inverter control unit 5b controls the current supplied to a motor 2 which is the output of the inverter circuit 4, so that an inverter input voltage Vpn comes to be equal to an absolute value ¾v¾ of the voltage of the single-phase AC power source 1. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、特に、単相整流回路とインバータにより構成されるシステムによりモータを駆動するモータ駆動装置に関するものである。   The present invention relates to a motor drive device, and more particularly to a motor drive device that drives a motor by a system including a single-phase rectifier circuit and an inverter.

従来のモータ駆動装置は、一般的に使用されている、単相整流回路とインバータとにより構成されるシステムにより、モータを駆動するものである。ここで、単相整流回路は、力率改善用リアクトル（図示せず）と、該回路の出力電圧を平滑する平滑コンデンサとを有している。   2. Description of the Related Art A conventional motor driving device drives a motor by a generally used system including a single-phase rectifier circuit and an inverter. Here, the single-phase rectifier circuit has a power factor improving reactor (not shown) and a smoothing capacitor for smoothing an output voltage of the circuit.

このような従来のモータ駆動装置では、上記平滑コンデンサと力率改善用リアクトルには、大容量のものが使用されており、モータ駆動装置のコスト、寿命、効率、重量、サイズ等に問題がある。このように平滑コンデンサと力率改善用リアクトルに大容量のものが用いられているのは、電源からモータ駆動装置に流れ込む電流の波形の歪により力率が劣化するのを回避するためである。言い換えると、モータ駆動装置では、平滑コンデンサ及び力率改善用リアクトルの値が小さくなると、電源からモータ駆動装置に流れ込む電流の波形の歪により力率が劣化し、それに伴って高調波成分が増大し、該モータ駆動装置は、国際的な高調波規制であるＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）高調波規制を満足できないものとなってしまう。
そこで、平滑コンデンサと力率改善用リアクトルの容量を激減させ、さらに、モータ駆動装置の入力力率を改善させる方法が考え出されている（例えば、特許文献１参照）。 In such a conventional motor driving device, large-capacity ones are used for the smoothing capacitor and the power factor improving reactor, and there are problems in cost, life, efficiency, weight, size, etc. of the motor driving device. . The reason why large-capacity capacitors are used for the smoothing capacitor and the power factor improving reactor is to prevent the power factor from deteriorating due to the distortion of the waveform of the current flowing from the power supply into the motor driving device. In other words, in the motor driving device, when the values of the smoothing capacitor and the power factor improving reactor decrease, the power factor deteriorates due to the distortion of the waveform of the current flowing from the power supply into the motor driving device, and the harmonic components increase accordingly. In addition, the motor drive device cannot satisfy the IEC (International Electrotechnical Commission) harmonic regulation, which is an international harmonic regulation.
Therefore, a method of drastically reducing the capacity of the smoothing capacitor and the power factor improving reactor and further improving the input power factor of the motor driving device has been devised (for example, see Patent Document 1).

この方法を用いたモータ駆動装置（第１の従来技術）について説明する。
図１１は、上記文献１記載のモータ駆動装置を説明するブロック図である。
このモータ駆動装置１００は、単相交流電源１を入力とする単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に電流及び電圧を出力するインバータ回路４とを有している。 A motor drive device (first prior art) using this method will be described.
FIG. 11 is a block diagram illustrating a motor driving device described in the above-mentioned Document 1.
The motor drive device 100 includes a single-phase rectifier circuit 3 having a single-phase AC power supply 1 as an input, and an inverter circuit 4 connected to the single-phase rectifier circuit 3 and outputting current and voltage to the motor 2. I have.

ここで、上記単相整流回路３は、直列接続の第１及び第２のダイオード３１及び３２と、直列接続の第３及び第４のダイオード３３及び３４とを有している。第１及び第３のダイオード３１及び３３のカソードは共通接続され、その共通接続点は単相整流回路３の一方の出力ノード３ａとなっている。第２及び第４のダイオード３２及び３４のアノードは共通接続され、その共通接続点は単相整流回路３のもう一方の出力ノード３ｂとなっている。該単相整流回路３の両出力ノード３ａ及び３ｂの間には平滑コンデンサ１２ａが接続されている。また、上記第１及び第２のダイオード３１及び３２の接続点３ｃに、単相交流電源１の一方の出力端子が接続され、上記第３及び第４のダイオード３３及び３４の接続点３ｄに、単相交流電源１のもう一方の出力端子が接続されている。   Here, the single-phase rectifier circuit 3 includes first and second diodes 31 and 32 connected in series, and third and fourth diodes 33 and 34 connected in series. The cathodes of the first and third diodes 31 and 33 are commonly connected, and the common connection point is one output node 3 a of the single-phase rectifier circuit 3. The anodes of the second and fourth diodes 32 and 34 are commonly connected, and the common connection point is the other output node 3 b of the single-phase rectifier circuit 3. A smoothing capacitor 12a is connected between both output nodes 3a and 3b of the single-phase rectifier circuit 3. Further, one output terminal of the single-phase AC power supply 1 is connected to a connection point 3c of the first and second diodes 31 and 32, and a connection point 3d of the third and fourth diodes 33 and 34 is The other output terminal of the single-phase AC power supply 1 is connected.

また、上記インバータ回路４は、直列接続の第１及び第２のスイッチング素子４１及び４２と、直列接続の第３及び第４のスイッチング素子４３及び４４と、直列接続の第５及び第６のスイッチング素子４５及び４６とを有している。第１，第３，第５のスイッチング素子４１，４３，４５の一端（高電位側端子）は共通接続され、該共通接続点（一方の入力ノード）は上記単相整流回路３の一方の出力ノード３ａに接続されている。第２，第４，第６のスイッチング素子４２，４４，４６の他端（低電位側端子）は共通接続され、該共通接続点（他方の入力ノード）は上記単相整流回路３のもう一方の出力ノード３ｂに接続されている。また、上記第１〜第６のスイッチング素子４１〜４６は、それぞれ逆並列接続の第１〜第６のダイオード５１〜５６を有している。そして、上記第１及び第２のスイッチング素子４１及び４２の接続点４ａは、インバータ回路４の第１の出力ノード、上記第３及び第４のスイッチング素子４３及び４４の接続点４ｂはインバータ回路４の第２の出力ノード、上記第５及び第６のスイッチング素子４５及び４６の接続点４ｃはインバータ回路４の第３の出力ノードである。上記インバータ回路４の第１〜第３の出力ノード４ａ〜４ｃはそれぞれ、モータ２の３相入力の各相の入力ノードとなっている。   The inverter circuit 4 includes first and second switching elements 41 and 42 connected in series, third and fourth switching elements 43 and 44 connected in series, and fifth and sixth switching elements connected in series. Elements 45 and 46. One ends (high-potential side terminals) of the first, third, and fifth switching elements 41, 43, and 45 are commonly connected, and the common connection point (one input node) is connected to one output of the single-phase rectifier circuit 3. Connected to node 3a. The other ends (low-potential side terminals) of the second, fourth, and sixth switching elements 42, 44, and 46 are commonly connected, and the common connection point (the other input node) is the other end of the single-phase rectifier circuit 3. Is connected to the output node 3b. The first to sixth switching elements 41 to 46 have first to sixth diodes 51 to 56 connected in antiparallel, respectively. The connection point 4a between the first and second switching elements 41 and 42 is the first output node of the inverter circuit 4, and the connection point 4b between the third and fourth switching elements 43 and 44 is the inverter circuit 4 And the connection point 4c between the fifth and sixth switching elements 45 and 46 is a third output node of the inverter circuit 4. The first to third output nodes 4a to 4c of the inverter circuit 4 are input nodes of each phase of the three-phase input of the motor 2, respectively.

上記モータ駆動装置１００は、単相交流電源１が出力する電圧の絶対値｜ｖ｜、外部から入力される指令トルクＴo、及び単相整流回路３とインバータ４との間を流れる電流（直流リンク電流）ｉdcに基づいて、電流指令値ｉoを出力する電流指令演算部１４と、電流指令値ｉoと実際にモータ２に流れている電流iとに基づいて、上記インバータ回路４の各スイッチング素子４１〜４６のゲートにドライブ信号（ゲート信号）Ｓｇを出力する電流制御部１５とを有している。   The motor drive device 100 includes an absolute value | v | of the voltage output from the single-phase AC power supply 1, a command torque To input from the outside, and a current flowing between the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter 4 (DC link). A current command calculator 14 for outputting a current command value io based on the current) idc, and each switching element 41 of the inverter circuit 4 based on the current command value io and the current i actually flowing through the motor 2. And a current control unit 15 that outputs a drive signal (gate signal) Sg to the gates of .about.46.

上記電流指令演算部１４は、外部からの指令トルクＴoを単相交流電源１の出力電圧ｖの絶対値｜ｖ｜により変調して変調トルク波形を形成し、上記直流リンク電流ｉdcの波形が該変調トルク波形と同様な波形となるよう、電流指令値ｉoを算出するものである。上記電流制御部１５は、電流指令演算部１４により演算された電流指令値ｉoと、実際にモータに流れている電流ｉとを比較し、その偏差がなくなるよう、ゲート信号Ｓｇをインバータ回路４に出力して、該インバータ回路４を制御するものである。なお、この電流制御回路１５は、実際は、制御対象となる電流ｉを３相２相変換する等の制御も行っている。   The current command calculator 14 modulates an external command torque To with the absolute value | v | of the output voltage v of the single-phase AC power supply 1 to form a modulated torque waveform, and the waveform of the DC link current idc is The current command value io is calculated so as to have a waveform similar to the modulated torque waveform. The current control unit 15 compares the current command value io calculated by the current command calculation unit 14 with the current i actually flowing to the motor, and sends the gate signal Sg to the inverter circuit 4 so that the deviation is eliminated. The output is to control the inverter circuit 4. The current control circuit 15 actually performs control such as three-phase to two-phase conversion of the current i to be controlled.

上記のようなモータ駆動装置（第１の従来技術）１００では、単相整流回路３とインバータ回路４との間を流れる直流リンク電流ｉdcは、単相交流電源１が出力する電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と同形の波形となり、単相交流電源１の電流波形が改善され、力率が向上する。このため、平滑コンデンサと力率改善用リアクトルの容量を小さくすることができる。   In the above-described motor drive device (first prior art) 100, the DC link current idc flowing between the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 is the absolute value of the voltage v output from the single-phase AC power supply 1. | V |, the current waveform of the single-phase AC power supply 1 is improved, and the power factor is improved. Therefore, the capacities of the smoothing capacitor and the power factor improving reactor can be reduced.

ところが、平滑コンデンサの容量を小さくすると、インバータ回路４の入力電圧は脈動し、その結果、インバータ回路４の入力電圧のレベルが低くなり、例えば、ＤＣブラシレスモータに印加したい所望の電圧が得られない場合がある。   However, when the capacity of the smoothing capacitor is reduced, the input voltage of the inverter circuit 4 pulsates, and as a result, the level of the input voltage of the inverter circuit 4 decreases, and for example, a desired voltage to be applied to the DC brushless motor cannot be obtained. There are cases.

そこで、インバータ回路の出力電圧が飽和したときには、出力電圧の位相を進めるモータ駆動装置（第２の従来技術）が提案されている（例えば、特許文献２参照。）。   Therefore, there has been proposed a motor drive device (second related art) that advances the phase of the output voltage when the output voltage of the inverter circuit is saturated (for example, see Patent Document 2).

このモータ駆動装置（第２の従来技術）は、モータ駆動電圧を出力するインバータ回路の出力電圧が飽和したとき、つまりインバータの出力電圧のレベルが入力電圧のレベル以上となったとき、モータ駆動電圧（インバータ出力電圧）の位相を進ませることによって、ブラシレスモータをいわゆる弱め界磁状態にして、ブラシレスモータに必要な駆動電圧のレベルを小さくする。これにより、インバータ回路４の入力電圧が小さい場合でも、インバータ回路４の出力電圧が飽和するのを回避して、モータを駆動し続けることができる。
特開２００２−５１５８９号公報（第１図） 特開平１０−１５０７９５号公報（第３〜５頁、第１図） This motor drive device (second prior art) provides a motor drive voltage when an output voltage of an inverter circuit that outputs a motor drive voltage is saturated, that is, when the output voltage level of the inverter is equal to or higher than the input voltage level. By advancing the phase of the (inverter output voltage), the brushless motor is set in a so-called weak field state, and the level of the driving voltage required for the brushless motor is reduced. Thus, even when the input voltage of the inverter circuit 4 is small, the output voltage of the inverter circuit 4 can be prevented from being saturated, and the motor can be continuously driven.
JP-A-2002-51589 (FIG. 1) JP-A-10-15079 (pages 3 to 5, FIG. 1)

しかしながら、第１の従来技術であるモータ駆動装置１００では、平滑コンデンサ１２ａへの充電電流が考慮されていないため、入力される電源電圧の絶対値を用いて、モータの駆動電流をその波形が該入力される電源電圧の波形と同様な波形となるよう変調するだけでは、力率改善の効果は低い。   However, in the motor driving device 100 of the first related art, since the charging current to the smoothing capacitor 12a is not considered, the waveform of the motor driving current is calculated using the absolute value of the input power supply voltage. The effect of improving the power factor is low only by modulating the waveform so as to be similar to the waveform of the input power supply voltage.

また、上記第１の従来技術では、モータの駆動電流の変調は、単相整流回路３とインバータ回路４との間を流れる直流リンク電流ｉdcの波形を、指令トルクＴoの変調された波形と一致させることにより行っているため、上記直流リンク電流ｉdcの検出が必要不可欠なものである。しかも、モータ駆動電流の制御は、直流リンク電流ｉdcと、指令トルクＴoの変調された波形とに基づいて電流指令値ｉoを算出し、該算出された電流指令値ｉoと、実際の駆動電流ｉとの偏差がなくなるよう、インバータ回路４に印加するゲート信号Ｓｇを調整するという非常に複雑なものである。   In the first prior art, the drive current of the motor is modulated by matching the waveform of the DC link current idc flowing between the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 with the modulated waveform of the command torque To. Therefore, the detection of the DC link current idc is indispensable. In addition, the motor drive current is controlled by calculating the current command value io based on the DC link current idc and the modulated waveform of the command torque To, and calculating the calculated current command value io and the actual drive current i. This is very complicated in that the gate signal Sg applied to the inverter circuit 4 is adjusted so as to eliminate the deviation.

さらに、上記第１の従来技術では、モータの駆動電流を、交流電源の出力波形により積極的に変調しているため、モータの出力トルクも、交流電源の出力波形により変調されたものとなり、高負荷領域では大きな騒音と振動を発生する可能性がある。しかも、モータ駆動電流を変調していることから、このモータ駆動装置により制御されるモータが出力することができる限界トルクが減少することが考えられる。   Furthermore, in the first prior art, since the drive current of the motor is actively modulated by the output waveform of the AC power supply, the output torque of the motor is also modulated by the output waveform of the AC power supply. Loud noise and vibration can occur in the load area. Moreover, since the motor drive current is modulated, it is conceivable that the limit torque that can be output by the motor controlled by this motor drive device decreases.

また、上記第１の従来技術では、指令トルクＴoを電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜で変調するため、電源電圧の瞬時値を検出する必要があり、その結果、アナログ値を検出するＡＤ変換器や、そのＡＤ変換出力に基づいて上記瞬時値を検出するマイコンでの処理が必要となり、コストアップを引き起こす要因となる。   Further, in the first prior art, since the command torque To is modulated by the absolute value | v | of the power supply voltage v, it is necessary to detect the instantaneous value of the power supply voltage. As a result, the AD conversion for detecting the analog value is performed. And a microcomputer for detecting the instantaneous value based on the AD conversion output thereof is required, which causes an increase in cost.

一方、第２の従来技術であるモータ駆動装置では、インバータ回路の出力電圧が飽和し、モータの誘起電圧がより高くなった場合には、モータへの電流の供給が維持されるよう出力電圧の位相を進めているが、これはモータの効率を低下させることとなる。つまり、モータ内に存在するリアクタンス成分の影響で、インバータ回路の出力電圧がモータの誘起電圧より低くなっても一定時間はモータ駆動電流は流れ続け、トルクは発生しつづけている。このとき、インバータ回路の出力電圧を進角させることは、その出力電流と出力電圧との位相差を広げることとなり、モータの駆動効率を低下させることとなる。しかも、インバータ回路の出力電圧の飽和が回避されるよう該出力電圧の位相を進めることは、技術的に非常に困難であるという問題もある。   On the other hand, in the motor driving device according to the second prior art, when the output voltage of the inverter circuit is saturated and the induced voltage of the motor becomes higher, the output voltage of the motor is maintained so that the current supply to the motor is maintained. Although the phase is advanced, this will reduce the efficiency of the motor. That is, even if the output voltage of the inverter circuit becomes lower than the induced voltage of the motor due to the influence of the reactance component existing in the motor, the motor drive current continues to flow for a certain period of time, and the torque continues to be generated. At this time, advancing the output voltage of the inverter circuit widens the phase difference between the output current and the output voltage, and lowers the driving efficiency of the motor. In addition, there is a problem that it is technically very difficult to advance the phase of the output voltage so as to avoid saturation of the output voltage of the inverter circuit.

また、上記第２の従来技術には根本的な問題もある。つまり、モータの回生電流が流れる状態では、インバータ回路の入力電圧は充電により高くなり、インバータ回路の出力電圧が飽和しないことも考えられる。この場合、回生電流が流れる、モータに与える電圧の位相を進めなければならない区間でも、出力電圧が飽和しないため、モータ駆動装置は、インバータ回路の出力電圧の位相を進める進角動作を止めてしまい、その結果、回生電流を止めることができないという現象が生じるおそれもある。   There is also a fundamental problem in the second prior art. That is, in a state where the regenerative current of the motor flows, the input voltage of the inverter circuit may be increased by charging, and the output voltage of the inverter circuit may not be saturated. In this case, the output voltage does not saturate even in the section in which the phase of the voltage applied to the motor must be advanced, in which the regenerative current flows, and the motor driving device stops the advance operation of advancing the phase of the output voltage of the inverter circuit. As a result, a phenomenon that the regenerative current cannot be stopped may occur.

さらに、上記第２の従来技術では、インバータ回路の出力電圧の進角調整を行っても、該インバータ出力電圧がモータの誘起電圧より低い状態が維持され、この状態のまま一定時間が過ぎると、モータからインバータ回路に逆方向に電流が流れることにより電力が回生される。この回生電力を発生させる電流はモータにブレーキをかけることとなるため、モータ駆動効率が低下する。しかも、この回生期間は、単相交流電源からインバータ回路への電流供給が行われないため、単相交流電源の電流波形が歪み、インバータ回路の入力力率が低下するという問題もある。   Further, in the second conventional technique, even if the advance of the output voltage of the inverter circuit is adjusted, the state in which the inverter output voltage is lower than the induced voltage of the motor is maintained. Electric power is regenerated by flowing a current in the reverse direction from the motor to the inverter circuit. The current that generates the regenerative power brakes the motor, so that the motor driving efficiency decreases. In addition, during the regeneration period, no current is supplied from the single-phase AC power supply to the inverter circuit, so that the current waveform of the single-phase AC power supply is distorted and the input power factor of the inverter circuit is reduced.

本発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、モータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御により、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を小さく抑えて、回路構成上必要とされるリアクタンス、特に容量リアクタンスを小さくすることができ、しかも、モータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御を、簡単な構成により、モータ駆動効率が高く保持され、かつ力率の低下が効果的に抑制されるよう行うことができる、ＩＥＣ高調波規制を満足するモータ駆動装置を提供することを目的とする。   SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems. By controlling the drive current or drive voltage of a motor, it is possible to reduce a decrease in power factor due to waveform distortion of a current supplied from a power supply, and to provide a circuit. The required reactance in the configuration, especially the capacitive reactance, can be reduced, and the control of the motor drive current or drive voltage can be controlled with a simple configuration to maintain high motor drive efficiency and reduce the power factor. It is an object of the present invention to provide a motor drive device that can be effectively suppressed and that satisfies IEC harmonic regulations.

本願請求項１に係る発明は、モータを駆動するモータ駆動装置であって、単相交流電源を入力とする整流回路と、上記整流回路に接続され、上記モータに電流及び電圧を出力するインバータ回路と、上記モータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、上記インバータ制御部は、上記単相交流電源の電圧を推定する電源電圧推定部を有し、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて、上記インバータ回路の出力する電流あるいは電圧の値を変化させる、ことを特徴とするものである。   An invention according to claim 1 of the present application is a motor drive device for driving a motor, comprising: a rectifier circuit having a single-phase AC power supply as an input; and an inverter circuit connected to the rectifier circuit and outputting current and voltage to the motor. And an inverter control unit that controls the inverter circuit so that the motor is driven. The inverter control unit includes a power supply voltage estimation unit that estimates a voltage of the single-phase AC power supply, and the power supply voltage estimation unit The value of the current or voltage output from the inverter circuit is changed according to the power supply voltage estimated by the unit.

本願請求項２に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がゼロ電圧からピーク電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第１の制御と、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がピーク電圧からゼロ電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、ことを特徴とするものである。   According to a second aspect of the present invention, in the motor drive device according to the first aspect, the inverter control unit is configured to control the inverter when the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimation unit shifts from zero voltage to a peak voltage. A first control for reducing a value of an output current or an output voltage of the circuit; and an output current or an output voltage of the inverter circuit when the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimating unit shifts from a peak voltage to a zero voltage. Is performed, and at least one of the second controls for increasing the value of is performed.

本願請求項３に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記電源電圧推定部は、上記単相交流電源のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出部を有し、上記ゼロクロス検出部が検出したゼロクロスタイミングから上記単相交流電源の電圧を推定する、ことを特徴とするものである。   According to a third aspect of the present invention, in the motor drive device according to the first aspect, the power supply voltage estimating unit has a zero-cross detecting unit that detects a zero-cross timing of the single-phase AC power supply, and the zero-cross detecting unit detects the zero-cross timing. The voltage of the single-phase AC power supply is estimated from the zero-cross timing thus obtained.

本願請求項４に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記インバータ回路に入力される電圧を検出するインバータ入力電圧検出部を有し、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧の絶対値と、上記インバータ入力電圧検出部が検出したインバータ入力電圧とを比較し、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータの出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第１の制御と、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータの出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、ことを特徴とするものである。   According to a fourth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the first aspect, the inverter control unit includes an inverter input voltage detection unit that detects a voltage input to the inverter circuit, and the power supply voltage estimation unit Comparing the absolute value of the power supply voltage estimated by the inverter with the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detection unit, and when the inverter input voltage is higher than the absolute value of the estimated power supply voltage, the output current of the inverter Alternatively, the first control for increasing the value of the output voltage and the second control for decreasing the output current or the output voltage of the inverter when the inverter input voltage is lower than the estimated absolute value of the power supply voltage. At least one of the controls is performed.

本願請求項５に係る発明は、請求項４記載のモータ駆動装置において、上記モータは、ＤＣブラシレスモータであり、上記第１の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の位相を進める制御であり、上記第２の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の位相を遅らせる制御である、ことを特徴とするものである。   According to a fifth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the fourth aspect, the motor is a DC brushless motor, and the first control is such that the inverter input voltage is the absolute value of the estimated power supply voltage. When the voltage is higher, the phase of the output current or output voltage of the inverter circuit is advanced. The second control is performed when the inverter input voltage is lower than the estimated absolute value of the power supply voltage. The control is characterized by delaying the phase of the output current or the output voltage.

本願請求項６に係る発明は、請求項４記載のモータ駆動装置において、上記モータは、インダクションモータであり、上記第１の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の角速度を小さくする制御であり、上記第２の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の角速度を大きくする制御である、ことを特徴とするものである。   According to a sixth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the fourth aspect, the motor is an induction motor, and the first control is such that the inverter input voltage is calculated based on an absolute value of the estimated power supply voltage. When high, the control is to reduce the angular velocity of the output current or output voltage of the inverter circuit. The second control is when the inverter input voltage is lower than the estimated absolute value of the power supply voltage. The control is to increase the angular velocity of the output current or the output voltage.

本願請求項７に係る発明は、請求項４記載のモータ駆動装置において、上記電源電圧推定部は、上記インバータ入力電圧検出部が検出したインバータ入力電圧に基づいて、インバータ入力電圧が最大値をとるタイミングを検出するタイミング検出部を有し、上記タイミング検出部が検出したタイミングと、そのときの上記インバータ入力電圧検出部からの検出出力であるインバータ入力電圧値とから上記単相交流電源の電圧を推定する、ことを特徴とするものである。   According to a seventh aspect of the present invention, in the motor driving device according to the fourth aspect, the power supply voltage estimating section takes a maximum value of the inverter input voltage based on the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detecting section. It has a timing detection unit for detecting timing, and detects the voltage of the single-phase AC power supply from the timing detected by the timing detection unit and an inverter input voltage value that is a detection output from the inverter input voltage detection unit at that time. Estimation.

本願請求項８に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記整流回路は、上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを有する、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 8 of the present application is the motor driving device according to claim 1, wherein the rectifier circuit includes a capacitor for charging a regenerative current from the motor.

本願請求項９に係る発明は、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記整流回路は、上記インバータ回路で発生したノイズを遮断するインダクタを有する、ことを特徴とするものである。   According to a ninth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the first aspect, the rectifier circuit includes an inductor that blocks noise generated in the inverter circuit.

本願請求項１０に係る発明は、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた圧縮機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 10 of the present application is a compressor including a motor that generates power and a motor driving device that drives the motor, wherein the motor driving device is the motor driving device according to claim 1. It is characterized by the following.

本願請求項１１に係る発明は、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた空気調和機であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、該モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 11 of the present application is an air conditioner including a compressor having a motor that generates power, including a motor driving device that drives a motor of the compressor, wherein the motor driving device is a motor driving device. (1) The motor drive device according to (1),

本願請求項１２に係る発明は、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた冷蔵庫であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、該モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 12 of the present application is a refrigerator provided with a compressor having a motor for generating power, comprising a motor driving device for driving the motor of the compressor, wherein the motor driving device is claim 1. The motor drive device of the above.

本願請求項１３に係る発明は、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた電気洗濯機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 13 of the present application is an electric washing machine including a motor that generates power and a motor drive device that drives the motor, wherein the motor drive device is the motor drive device according to claim 1. There is a feature.

本願請求項１４に係る発明は、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた送風機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 14 of the present application is a blower including a motor that generates power, and a motor driving device that drives the motor, wherein the motor driving device is the motor driving device according to claim 1. It is characterized by the following.

本願請求項１５に係る発明は、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた電気掃除機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 15 of the present application is a vacuum cleaner including a motor that generates power and a motor drive device that drives the motor, wherein the motor drive device is the motor drive device according to claim 1. There is a feature.

本願請求項１６に係る発明は、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた電気乾燥機であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 16 of the present application is an electric dryer including a compressor having a motor for generating power, comprising a motor driving device for driving a motor of the compressor, wherein the motor driving device is a motor driving device. (1) The motor drive device according to (1),

本願請求項１７に係る発明は、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えたヒートポンプ給湯器であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするものである。   The invention according to claim 17 of the present application is a heat pump water heater provided with a compressor having a motor for generating power, comprising a motor driving device for driving a motor of the compressor, wherein the motor driving device is a motor driving device. (1) The motor drive device according to (1),

本願請求項１の発明によれば、モータを駆動するモータ駆動装置において、単相交流電源を入力とする整流回路と、上記整流回路に接続され、上記モータに電流及び電圧を出力するインバータ回路と、上記モータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、上記インバータ制御部は、上記単相交流電源の電圧を推定する電源電圧推定部を有し、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて、上記インバータ回路の出力する電流あるいは電圧の値を変化させる、ことを特徴とするので、インバータ回路の出力であるモータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御により、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を小さく抑えて、回路構成上必要とされるリアクタンス、特に容量リアクタンスを小さくすることが可能となる。   According to the invention of claim 1 of the present application, in a motor driving device for driving a motor, a rectifier circuit that receives a single-phase AC power as an input, and an inverter circuit that is connected to the rectifier circuit and outputs current and voltage to the motor. An inverter control unit that controls the inverter circuit so that the motor is driven, the inverter control unit includes a power supply voltage estimation unit that estimates a voltage of the single-phase AC power supply, and the power supply voltage estimation unit Changing the value of the current or voltage output from the inverter circuit according to the estimated power supply voltage, so that the control of the drive current or drive voltage of the motor, which is the output of the inverter circuit, The reduction of the power factor due to the waveform distortion of the supplied current is kept small, and the reactance required for the circuit configuration, especially the capacitance reactance, is reduced. It is possible to become.

また、本発明では、インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を、電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて変化させるので、モータ駆動電流を交流電源の出力波形により変調する従来の力率改善方法（第１の従来技術）に比べると、モータの駆動電流あるいは駆動電流の制御を簡単な構成により実現できる。   Further, in the present invention, since the value of the output current or the output voltage of the inverter circuit is changed according to the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimating unit, the conventional power factor that modulates the motor drive current with the output waveform of the AC power supply is used. Compared with the improvement method (first prior art), the driving current of the motor or the control of the driving current can be realized with a simple configuration.

また、本発明では、推定した電源電圧に応じてインバータ回路の出力電流あるいは出力電圧を制御するので、インバータ回路の制御は、モータの誘起電圧に応じてモータの駆動電圧の位相を制御する従来の力率改善方法（第２の従来技術）とは異なり、モータからインバータ回路への回生電流が考慮されたものとなり、回生電流の発生によるモータ駆動効率の低下や入力力率の劣化を回避することができる。   Further, in the present invention, the output current or the output voltage of the inverter circuit is controlled in accordance with the estimated power supply voltage. Therefore, the control of the inverter circuit is performed by controlling the phase of the driving voltage of the motor in accordance with the induced voltage of the motor. Unlike the power factor improvement method (the second prior art), the regenerative current from the motor to the inverter circuit is taken into account, and it is possible to avoid a reduction in motor drive efficiency and a deterioration in the input power factor due to generation of the regenerative current. Can be.

この結果、簡単な回路構成により、モータ駆動効率を高く保持しつつ力率の低下を効果的に抑制することができる、ＩＥＣ高調波規制を満足したモータ駆動装置を得ることができる。   As a result, with a simple circuit configuration, it is possible to obtain a motor drive device that satisfies the IEC harmonic regulation and that can effectively suppress a decrease in the power factor while maintaining a high motor drive efficiency.

本願請求項２の発明によれば、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がゼロ電圧からピーク電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第１の制御と、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がピーク電圧からゼロ電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、ことを特徴とするので、インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の制御はオープンループ制御となり、安定にかつ応答性よく行われることとなる。   According to the invention of claim 2 of the present application, in the motor drive device according to claim 1, when the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimation section shifts from zero voltage to peak voltage, the inverter control section performs A first control for reducing a value of an output current or an output voltage of the inverter circuit; and an output current or an output of the inverter circuit when the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimating unit shifts from a peak voltage to a zero voltage. Since at least one of the second control for increasing the voltage value is performed, the output current or the output voltage of the inverter circuit is controlled by open loop control, and the control is performed stably and responsively. Will be done.

本願請求項３の発明によれば、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記電源電圧推定部は、上記単相交流電源のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出部を有し、上記ゼロクロス検出部が検出したゼロクロスタイミングから上記単相交流電源の電圧を推定する、ことを特徴とするので、電源電圧のモニター信号をＡＤ変換するＡＤ変換器等といった高価な部品を用いることなく、容易に単相交流電源の電圧波形を推定することができる効果がある。   According to the third aspect of the present invention, in the motor driving device according to the first aspect, the power supply voltage estimating unit has a zero-crossing detecting unit that detects a zero-crossing timing of the single-phase AC power supply. Since the voltage of the single-phase AC power supply is estimated from the detected zero-cross timing, the single-phase AC power supply can be easily performed without using expensive components such as an AD converter that performs AD conversion of the monitor signal of the power supply voltage. There is an effect that the voltage waveform of the power supply can be estimated.

本願請求項４の発明によれば、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記インバータ制御部は、上記インバータ回路に入力される電圧を検出するインバータ入力電圧検出部を有し、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧の絶対値と、上記インバータ入力電圧検出部が検出したインバータ入力電圧とを比較し、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータの出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第１の制御と、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータの出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、ことを特徴とするので、インバータ回路のフィードバック制御により、インバータ入力電圧が単相交流電源の電圧の絶対値とほぼ等しくなって、単相交流電源からインバータ回路に流入する電流の通電幅が広がることとなる。この結果、温度変化などの外乱によるモータ駆動電流の変動が生じても、モータ駆動効率を高く保持しつつ入力力率の低下を効果的に抑制することができる。   According to a fourth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the first aspect, the inverter control unit has an inverter input voltage detection unit that detects a voltage input to the inverter circuit, and the power supply voltage estimation unit Comparing the absolute value of the power supply voltage estimated by the unit with the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detection unit, and when the inverter input voltage is higher than the estimated absolute value of the power supply voltage, the output of the inverter A first control for increasing the value of the current or the output voltage; and a second control for decreasing the value of the output current or the output voltage of the inverter when the inverter input voltage is lower than the estimated absolute value of the power supply voltage. Control of at least one of the inverter circuits. And voltage is substantially equal to the absolute value of the voltage of the single-phase AC power source, so that the current width of the current flowing from the single-phase AC power supply to the inverter circuit is increased. As a result, even if the motor drive current fluctuates due to disturbance such as a temperature change, a decrease in the input power factor can be effectively suppressed while maintaining high motor drive efficiency.

本願請求項５の発明によれば、請求項４記載のモータ駆動装置において、上記モータは、ＤＣブラシレスモータであり、上記第１の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の位相を進める制御であり、上記第２の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の位相を遅らせる制御である、ことを特徴とするので、インバータ回路の出力であるモータ駆動電流あるいはモータ駆動電圧の制御により、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を小さく抑えることができ、特に、ＤＣブラシレスモータからの回生電流を減少させ、モータの駆動効率を向上させることができる。この結果、簡単な回路構成により、モータ駆動効率を高く保持しつつ力率の低下を効果的に抑制することができる、ＤＣブラシレスモータに適したＩＥＣ高調波規制を満足するモータ駆動装置を得ることができる。   According to a fifth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the fourth aspect, the motor is a DC brushless motor, and the first control determines that the inverter input voltage is an absolute value of the estimated power supply voltage. When the inverter input voltage is higher than the absolute value of the estimated power supply voltage, the inverter control circuit advances the output current or output voltage phase of the inverter circuit. Control of delaying the phase of the output current or the output voltage of the inverter circuit, so that by controlling the motor drive current or the motor drive voltage output from the inverter circuit, the power factor due to the waveform distortion of the current supplied from the power supply is obtained. In particular, the regenerative current from the DC brushless motor is reduced, and the driving efficiency of the motor is improved. It can be. As a result, it is possible to obtain a motor drive device that satisfies the IEC harmonic regulation suitable for DC brushless motors, which can effectively suppress a decrease in power factor while maintaining a high motor drive efficiency with a simple circuit configuration. Can be.

本願請求項６の発明によれば、請求項４記載のモータ駆動装置において、上記モータは、インダクションモータであり、上記第１の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の角速度を小さくする制御であり、上記第２の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の角速度を大きくする制御である、ことを特徴とするので、インバータ回路の出力であるモータ駆動電流あるいはモータ駆動電圧の制御により、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を小さく抑えることができ、特に、インダクションモータからの回生電流を減少させ、モータの駆動効率を向上させることができる。この結果、簡単な回路構成により、モータ駆動効率を高く保持しつつ力率の低下を効果的に抑制することができる、インダクションモータに適したＩＥＣ高調波規制を満足するモータ駆動装置を得ることができる。   According to a sixth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the fourth aspect, the motor is an induction motor, and the first control is performed when the inverter input voltage is equal to the absolute value of the estimated power supply voltage. When the inverter input voltage is higher than the absolute value of the estimated power supply voltage, the inverter control reduces the angular velocity of the output current or the output voltage of the inverter circuit. The control is to increase the angular velocity of the output current or output voltage of the inverter circuit. Therefore, by controlling the motor drive current or motor drive voltage output from the inverter circuit, the force due to the waveform distortion of the current supplied from the power supply is controlled. Rate reduction, and in particular, reduce the regenerative current from the induction motor, Thereby improving the efficiency. As a result, it is possible to obtain a motor driving device that satisfies the IEC harmonic regulation suitable for an induction motor, which can effectively suppress a decrease in power factor while maintaining a high motor driving efficiency with a simple circuit configuration. it can.

本願請求項７の発明によれば、請求項４記載のモータ駆動装置において、上記電源電圧推定部は、上記インバータ入力電圧検出部が検出したインバータ入力電圧に基づいて、インバータ入力電圧が最大値をとるタイミングを検出するタイミング検出部を有し、上記タイミング検出部が検出したタイミングと、そのときの上記インバータ入力電圧検出部からの検出出力であるインバータ入力電圧値とから上記単相交流電源の電圧を推定する、ことを特徴とするので、電源電圧のモニターを行う回路は不要となり、部品点数の少ない回路構成により、容易に単相交流電源の電圧波形を推定することができる効果がある。   According to the seventh aspect of the present invention, in the motor driving device according to the fourth aspect, the power supply voltage estimating unit sets the maximum value of the inverter input voltage based on the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detecting unit. A timing detection unit for detecting a timing to be taken, and a voltage of the single-phase AC power supply is determined from a timing detected by the timing detection unit and an inverter input voltage value which is a detection output from the inverter input voltage detection unit at that time. Therefore, there is no need for a circuit for monitoring the power supply voltage, and the circuit configuration with a small number of components has an effect that the voltage waveform of the single-phase AC power supply can be easily estimated.

本願請求項８の発明によれば、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記整流回路は、上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを有する、ことを特徴とするので、モータの停止時やインバータ回路のスイッチング動作が停止した時に発生するインバータ入力電圧の上昇を抑えることができ、素子等の破壊を防ぐことができる効果がある。   According to the invention of claim 8 of the present application, in the motor drive device according to claim 1, the rectifier circuit includes a capacitor for charging a regenerative current from the motor. It is possible to suppress an increase in the inverter input voltage that occurs when the switching operation of the inverter circuit is stopped, and it is possible to prevent elements and the like from being destroyed.

本願請求項９の発明によれば、請求項１記載のモータ駆動装置において、上記整流回路は、上記インバータ回路で発生したノイズを遮断するインダクタを有する、ことを特徴とするので、単相交流電源に発生するスイッチングノイズを低減して、入力力率及び電流波形をより改善したモータ駆動装置を得ることができる。   According to a ninth aspect of the present invention, in the motor driving device according to the first aspect, the rectifier circuit includes an inductor that blocks noise generated in the inverter circuit. In this case, it is possible to obtain a motor drive device in which the switching noise generated in the motor is reduced, and the input power factor and the current waveform are further improved.

本願請求項１０の発明によれば、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた圧縮機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより圧縮機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約や高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては圧縮機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the tenth aspect of the present invention, there is provided a compressor including a motor for generating power and a motor driving device for driving the motor, wherein the motor driving device is a motor driving device according to the first aspect. Therefore, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced while suppressing a decrease in the power factor due to waveform distortion of the current supplied from the power supply. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device of the compressor while satisfying the input power factor restrictions and high-frequency regulations. As a result, the compressor can be designed with a high degree of freedom in design and at a low cost. it can.

本願請求項１１の発明によれば、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた空気調和機であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、該モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより空気調和機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては空気調和機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the invention of claim 11 of the present application, there is provided an air conditioner provided with a compressor having a motor for generating power, comprising a motor drive device for driving the motor of the compressor, wherein the motor drive device is Item 1 is a motor drive device described in Item 1, so that the value of a capacitor or an inductor in the motor drive device can be reduced while suppressing a decrease in power factor due to waveform distortion of a current supplied from a power supply. . As a result, the motor drive device of the air conditioner can be reduced in size and weight while satisfying the input power factor restriction and the IEC high-frequency regulations. As a result, the air conditioner can be designed with a high degree of design freedom and at a low cost. can do.

本願請求項１２の発明によれば、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた冷蔵庫であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、該モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより冷蔵庫におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては冷蔵庫を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the invention of claim 12 of the present application, there is provided a refrigerator provided with a compressor having a motor for generating power, comprising a motor driving device for driving the motor of the compressor, wherein the motor driving device comprises Therefore, the values of the capacitors and the inductors in the motor driving device can be reduced while suppressing a decrease in the power factor due to waveform distortion of the current supplied from the power supply. As a result, the size and weight of the motor drive device in the refrigerator can be reduced while satisfying the input power factor restriction and the IEC high frequency regulations, and the refrigerator can be designed with a high degree of freedom in design and inexpensive. .

本願請求項１３の発明によれば、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた電気洗濯機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気洗濯機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気洗濯機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the thirteenth aspect of the present invention, there is provided an electric washing machine including a motor for generating power and a motor driving device for driving the motor, wherein the motor driving device is the motor driving device according to the first aspect. Therefore, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device of the electric washing machine while satisfying the input power factor restriction and the IEC high frequency regulations. As a result, the electric washing machine can be designed with a high degree of freedom in design and at a low cost. can do.

本願請求項１４の発明によれば、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた送風機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより送風機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては送風機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the fourteenth aspect of the present invention, there is provided a blower including a motor for generating power and a motor driving device for driving the motor, wherein the motor driving device is the motor driving device according to the first aspect. Therefore, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced. As a result, the motor drive device of the blower can be reduced in size and weight while satisfying the restriction of the input power factor and the IEC high frequency regulation, and the blower can be designed with a high degree of freedom in design and at a low cost. .

本願請求項１５の発明によれば、動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた電気掃除機であって、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気掃除機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気洗濯機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to a fifteenth aspect of the present invention, there is provided a vacuum cleaner including a motor for generating power and a motor driving device for driving the motor, wherein the motor driving device is the motor driving device according to the first aspect. Therefore, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device of the vacuum cleaner while satisfying the input power factor restrictions and the IEC high frequency regulations. As a result, the electric washing machine has a high degree of design freedom and is inexpensive. can do.

本願請求項１６の発明によれば、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた電気乾燥機であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気乾燥機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気乾燥機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the invention of claim 16 of the present application, there is provided an electric dryer including a compressor having a motor for generating power, comprising a motor driving device for driving a motor of the compressor, wherein the motor driving device is Since the motor drive device according to item 1 is characterized, the values of the capacitor and the inductor in the motor drive device can be reduced. As a result, it is possible to reduce the size and weight of the motor driving device in the electric dryer while satisfying the input power factor restriction and the IEC high-frequency regulations. As a result, the electric dryer has a high degree of design freedom and is inexpensive. can do.

本願請求項１７の発明によれば、動力を発生するモータを有する圧縮機を備えたヒートポンプ給湯器であって、上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、ことを特徴とするので、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これによりヒートポンプ給湯器におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいてはヒートポンプ給湯器を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   According to the seventeenth aspect of the present invention, there is provided a heat pump water heater including a compressor having a motor for generating power, comprising a motor driving device for driving a motor of the compressor, wherein the motor driving device Since the motor drive device according to item 1 is characterized, the values of the capacitor and the inductor in the motor drive device can be reduced. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device in the heat pump water heater while satisfying the input power factor restrictions and the IEC high-frequency regulations. As a result, the heat pump water heater has a high degree of design freedom and is inexpensive. can do.

以下、本発明の実施の形態について説明する。
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described.
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram for explaining a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention.

この実施の形態１のモータ駆動装置１００ａは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりモータ２を、要求される周波数で駆動するものである。この実施の形態１では、上記モータ２は、インダクションモータ、ＤＣブラシレスモータ、リラクタンスモータ等といったもので、その種類は限定されない。また、ここでは、上記モータ駆動装置１００ａは、空気調和機に搭載された冷媒を循環させる圧縮機のモータを駆動するものとする。   The motor drive device 100a according to the first embodiment receives a single-phase AC power supply 1 as an input and drives the motor 2 at a required frequency with a three-phase AC output. In the first embodiment, the motor 2 is an induction motor, a DC brushless motor, a reluctance motor, or the like, and the type is not limited. Further, here, the motor driving device 100a drives a motor of a compressor that circulates a refrigerant mounted on the air conditioner.

以下、上記モータ駆動装置１００ａを構成する単相整流回路３、インバータ回路４、及びインバータ制御部５ａについて詳しく説明する。
単相整流回路３は、単相交流電源１を入力とし、直流電圧をインバータ回路４に供給するものである。また、インバータ回路４は、インバータ制御部５から出力されるドライブ信号Ｓｇに基づいて、単相整流回路３から出力される直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流電圧及び３相交流電流をモータ２に供給するものである。 Hereinafter, the single-phase rectifier circuit 3, the inverter circuit 4, and the inverter control unit 5a constituting the motor drive device 100a will be described in detail.
The single-phase rectifier circuit 3 receives the single-phase AC power supply 1 as an input and supplies a DC voltage to the inverter circuit 4. Further, the inverter circuit 4 converts the DC voltage output from the single-phase rectifier circuit 3 into a three-phase AC voltage based on the drive signal Sg output from the inverter control unit 5, and outputs the three-phase AC voltage and the three-phase AC voltage. The current is supplied to the motor 2.

ここで、上記単相整流回路３及びインバータ回路４は、従来のモータ駆動装置１００におけるものと同一のものであり、上記単相整流回路３は、整流ダイオード３１〜３４から構成されており、インバータ回路４は、スイッチング素子４１〜４６と、各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオード５１〜５６とから構成されている。   Here, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 are the same as those in the conventional motor driving device 100, and the single-phase rectifier circuit 3 includes rectifier diodes 31 to 34, The circuit 4 includes switching elements 41 to 46 and diodes 51 to 56 connected in anti-parallel to the switching elements.

なお、ここでインバータ回路４は３相のフルブリッジ構成の回路であるが、該インバータ回路４は、３相交流を出力可能なものならどのような回路構成であってもよい。例えば、上記インバータ回路４は、上記３相交流出力のうちの１相に相当する回路部分をコンデンサを用いて構成したものでもよい。また、上記インバータ回路４は、各スイッチング素子に対してスナバ回路が付加されたものでもよい。   Here, the inverter circuit 4 is a circuit having a three-phase full bridge configuration, but the inverter circuit 4 may have any circuit configuration as long as it can output three-phase alternating current. For example, the inverter circuit 4 may be configured such that a circuit portion corresponding to one phase of the three-phase AC output is formed using a capacitor. Further, the inverter circuit 4 may be one in which a snubber circuit is added to each switching element.

インバータ制御部５ａは、モータ２が、使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａとドライブ信号生成部７ａとから構成されている。   The inverter control unit 5a supplies a drive signal Sg to the inverter circuit 4 so that the motor 2 is driven at a rotation speed desired by the user, and includes a power supply voltage estimation unit 6a and a drive signal generation unit 7a. Have been.

電源電圧推定部６ａは、単相交流電源１の出力電圧（以下、電源電圧ともいう。）のモニタ信号Ｓvm１に基づいて電源電圧ｖの波形を推定し、該波形を示す信号を出力するものである。本実施の形態１では、この電源電圧推定部６ａは、単相交流電源１から出力される交流電圧（電源電圧）を抵抗分圧等により直接検出して、出力電圧の波形を求める回路構成を用いている。この電源電圧の検出方法としては、電源電圧を検出して得られたアナログ値を、マイコン等を用いてＡＤ変換して、該電源電圧を示す信号を出力する方法が考えられる。また、単相交流電源１と上記電源電圧推定部６ａとを絶縁する必要がある場合は、上記電源電圧推定部６ａには、トランス等の絶縁回路を用いればよい。   The power supply voltage estimation unit 6a estimates a waveform of the power supply voltage v based on a monitor signal Svm1 of an output voltage (hereinafter, also referred to as a power supply voltage) of the single-phase AC power supply 1, and outputs a signal indicating the waveform. is there. In the first embodiment, the power supply voltage estimating unit 6a has a circuit configuration that directly detects an AC voltage (power supply voltage) output from the single-phase AC power supply 1 by resistance division or the like and obtains a waveform of the output voltage. Used. As a method of detecting the power supply voltage, a method of AD converting an analog value obtained by detecting the power supply voltage by using a microcomputer or the like and outputting a signal indicating the power supply voltage can be considered. When it is necessary to insulate the single-phase AC power supply 1 from the power supply voltage estimation unit 6a, an insulation circuit such as a transformer may be used for the power supply voltage estimation unit 6a.

ドライブ信号生成部７ａは、モータ駆動装置１００ａの外部から入力される回転数指令ωoと、上記推定された電源電圧ｖの波形とに基づいて、インバータ回路４を制御するものである。具体的には、上記ドライブ信号生成部７ａは、回転数指令ωoから、インバータ回路４を構成する各スイッチング素子４１〜４６を通電するパルス信号のＰＷＭ（pulse width modulation）幅を算出し、算出したＰＷＭ幅を有するパルス信号を、モータ２に３相電流が供給されるようドライブ信号Ｓｇとしてインバータ回路４に出力するものである。また、上記ドライブ信号生成部７ａは、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を減少させる第１の制御、及び電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を増加させる第２の制御を行うものである。なお、ドライブ信号生成部７ａは、上記第１の制御及び第２の制御の一方の制御を行うものであってもよい。また、この実施の形態１では、上記第１の制御の対象となる、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間は、電源電圧ｖがゼロから正のピークへと変化する動作区間と、電源電圧ｖがゼロから負のピークへと変化する動作区間との両方の区間である。また、上記第２の制御の対象となる、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間は、電源電圧ｖが正のピークからゼロへと変化する動作区間と、電源電圧ｖが負のピークからゼロへと変化する動作区間との両方の区間である。このようにモータ駆動電流を制御することによって単相交流電源１からモータ駆動装置１００ａに流入する電流の波形が良好なものとなり、入力力率が改善される。   The drive signal generator 7a controls the inverter circuit 4 based on the rotation speed command ωo input from outside the motor drive device 100a and the estimated power supply voltage v waveform. Specifically, the drive signal generation unit 7a calculates a PWM (pulse width modulation) width of a pulse signal for energizing each of the switching elements 41 to 46 included in the inverter circuit 4 from the rotation speed command ωo. A pulse signal having a PWM width is output to the inverter circuit 4 as a drive signal Sg so that a three-phase current is supplied to the motor 2. Further, the drive signal generation unit 7a performs a first control for reducing a current (motor drive current) supplied to the motor 2 in an operation section where the power supply voltage v changes from zero to a peak, and The second control is to increase the current (motor drive current) supplied to the motor 2 in the operation section that changes to zero. The drive signal generator 7a may perform one of the first control and the second control. In the first embodiment, an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a peak, which is an object of the first control, is an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a positive peak. , And an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a negative peak. Further, an operation section in which the power supply voltage v changes from the peak to zero, which is an object of the second control, is an operation section in which the power supply voltage v changes from the positive peak to zero, and an operation section in which the power supply voltage v is negative. This is both a section in which an operation section changes from a peak to zero. By controlling the motor drive current in this way, the waveform of the current flowing from the single-phase AC power supply 1 to the motor drive device 100a becomes good, and the input power factor is improved.

なお、上記モータ駆動電流を増加（あるいは減少）させる具体的な方法は、パルス信号のＰＷＭ幅を広げて（あるいは狭めて）、モータ２に供給する電圧を大きく（あるいは小さく）する方法や、実際にモータ２に流入する電流を検出し、その電流値が大きくなるよう（あるいは小さくなるよう）に上記パルス信号のＰＷＭ幅を制御する方法がある。   The specific method of increasing (or decreasing) the motor drive current is to increase (or decrease) the voltage supplied to the motor 2 by increasing (or decreasing) the PWM width of the pulse signal, or There is a method of detecting the current flowing into the motor 2 and controlling the PWM width of the pulse signal so that the current value increases (or decreases).

次に、動作について説明する。
単相交流電源１の出力である交流電圧は、単相整流回路３により整流され、単相整流回路３からは、直流電圧がインバータ回路４に出力される。インバータ回路４では、ドライブ信号生成部７ａからのドライブ信号Ｓｇにより、各スイッチング素子４１〜４６のオンオフ動作が行われ、該インバータ回路４からはモータ駆動電流が出力される。モータ２は、インバータ回路からのモータ駆動電流により駆動する。 Next, the operation will be described.
The AC voltage output from the single-phase AC power supply 1 is rectified by the single-phase rectifier circuit 3, and a DC voltage is output from the single-phase rectifier circuit 3 to the inverter circuit 4. In the inverter circuit 4, the switching elements 41 to 46 are turned on / off by the drive signal Sg from the drive signal generation unit 7a, and a motor drive current is output from the inverter circuit 4. The motor 2 is driven by a motor drive current from the inverter circuit.

このとき、電源電圧推定部６ａでは、電源電圧のモニター信号Ｓvm１に基づいて、電源電圧ｖの波形が推定され、該波形を示す信号が上記ドライブ信号生成部７ａに出力される。   At this time, the power supply voltage estimation unit 6a estimates the waveform of the power supply voltage v based on the monitor signal Svm1 of the power supply voltage, and outputs a signal indicating the waveform to the drive signal generation unit 7a.

該ドライブ生成部７ａでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形とに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートにドライブ信号Ｓｇとして印加するパルス信号が生成される。   In the drive generation unit 7a, a pulse signal to be applied as a drive signal Sg to the gates of the switching elements 41 to 46 is generated based on an external rotation speed command ωo and a waveform of the power supply voltage v.

以下、上記ドライブ信号生成部７ａの具体的な基本動作を簡単に説明する。
上記モータ２がインダクションモータである場合には、ドライブ信号生成部７ａは、指令回転数ωoから、インダクションモータの特性に基づいてモータの駆動に必要な電圧レベルを割り出し、振幅レベルが該割り出された電圧レベルと一致し、かつ周波数が上記指令回転数と一致した基準正弦波形を作成し、該基準正弦波形を、スイッチング素子の動作周波数を示すスイッチングキャリアの三角波と比較して、上記パルス信号のＰＷＭ幅を決定する。ここで、上記インダクションモータの特性には、モータの回転数とその駆動電圧レベルとの関係を示すＶＦ関数を用いる。 Hereinafter, a specific basic operation of the drive signal generator 7a will be briefly described.
When the motor 2 is an induction motor, the drive signal generation unit 7a determines a voltage level required for driving the motor based on the characteristics of the induction motor from the command rotation speed ωo, and determines the amplitude level. A reference sine waveform whose frequency matches the command rotation speed is created, and the reference sine waveform is compared with a triangular wave of a switching carrier indicating an operating frequency of the switching element, and Determine the PWM width. Here, as the characteristics of the induction motor, a VF function indicating the relationship between the rotation speed of the motor and its drive voltage level is used.

また、上記モータ２がＤＣブラシレスモータである場合には、ドライブ信号生成部７ａは、モータの位相、及びモータに供給される３相駆動電流に基づいて、インバータ回路４に対する電流マイナ制御を行って、パルス信号のＰＷＭ幅を決定する。つまり、ドライブ信号生成部７ａは、モータの位相を検出する位相検出部（図示せず）の検出出力、及びモータ駆動電流を検出する駆動電流検出部（図示せず）の検出出力に基づいて、３相駆動電流の波形が、上記検出したモータの位相に基づいた電流波形となるよう、パルス信号のＰＷＭ幅を決定する。   When the motor 2 is a DC brushless motor, the drive signal generation unit 7a performs current minor control on the inverter circuit 4 based on the motor phase and the three-phase drive current supplied to the motor. , The PWM width of the pulse signal is determined. That is, the drive signal generation unit 7a is configured to detect a phase of the motor based on a detection output of a phase detection unit (not shown) and a drive current detection unit (not shown) that detects a motor drive current. The PWM width of the pulse signal is determined so that the waveform of the three-phase drive current becomes a current waveform based on the detected phase of the motor.

なお、このドライブ信号生成部７ａの基本動作については、一般的に、駆動するモータ２の種類に応じて様々な種類のものがあるが、この実施の形態１では、ドライブ信号生成部７ａの基本動作が、どのような種類のモータに対応するものであっても問題ない。   In general, there are various types of basic operations of the drive signal generation unit 7a according to the type of the motor 2 to be driven. In the first embodiment, the basic operation of the drive signal generation unit 7a is described. There is no problem if the operation corresponds to any kind of motor.

そして、上記ドライブ信号生成部７ａは、電源電圧ｖがゼロからピークへと変位する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）が減少するよう、パルス信号のＰＷＭ幅を調整する第１の制御、及び電源電圧ｖがピークからゼロへと変位する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）が増加するようパルス信号のＰＷＭ幅を調整する第２の制御を行う。   Then, the drive signal generation unit 7a adjusts the PWM width of the pulse signal such that the current (motor drive current) supplied to the motor 2 decreases in an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a peak. And the second control of adjusting the PWM width of the pulse signal so that the current (motor drive current) supplied to the motor 2 increases in the operation section in which the power supply voltage v changes from the peak to zero.

上記のようにモータ駆動電流を制御することによりモータ駆動装置の入力力率が改善される理由としては、次のようなことが挙げられる。
単相交流電源１からモータ駆動装置１００ａに流入する電流には、モータ２が消費する電流だけではなく、インバータ回路４に存在する寄生容量、スイッチングノイズ低減のためのスナバ回路を構成するコンデンサ、あるいは入力電圧の平滑化する、インバータ回路４の入力側に接続されたコンデンサなどへの充放電電流が含まれている。つまり、電源電圧がゼロからピークへと変化するとき、単相交流電源１から上記コンデンサに充電電流が流入し、逆に、電源電圧がピークからゼロへと変化するとき、上記コンデンサから放電電流が流出する。モータ２が消費する電流が上記充放電電流より小さい、もしくは同等であれば、上記充放電電流が、単相交流電源１からモータ駆動装置１００へ流入する電流のうちの大半を占め、これが、モータ駆動装置の入力電流の波形を歪ませる要因となる。 The reason why the input power factor of the motor drive device is improved by controlling the motor drive current as described above is as follows.
The current flowing from the single-phase AC power supply 1 to the motor driving device 100a includes not only the current consumed by the motor 2 but also a parasitic capacitance existing in the inverter circuit 4, a capacitor constituting a snubber circuit for reducing switching noise, or A charge / discharge current to a capacitor or the like connected to the input side of the inverter circuit 4 for smoothing the input voltage is included. That is, when the power supply voltage changes from zero to peak, a charging current flows from the single-phase AC power supply 1 into the capacitor, and conversely, when the power supply voltage changes from peak to zero, the discharging current from the capacitor changes. leak. If the current consumed by the motor 2 is smaller than or equal to the charging / discharging current, the charging / discharging current occupies most of the current flowing from the single-phase AC power supply 1 to the motor driving device 100. This becomes a factor of distorting the waveform of the input current of the driving device.

そこで、本実施の形態１のように、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ａに供給される電流を、上記充放電電流を考慮に入れて変化させることにより、単相交流電源１からインバータ回路４に流入する電流の波形を改善することができる。   Therefore, as in the first embodiment, the current supplied from the single-phase AC power supply 1 to the motor driving device 100a is changed in consideration of the above-described charge / discharge current, thereby changing the current from the single-phase AC power supply 1 to the inverter circuit. 4 can be improved.

次に、本実施の形態１のモータ駆動装置１００ａを用いた場合の、単相交流電源１が出力する電流波形の変化を、実際にモータ２がＤＣブラシレスモータである場合を例に挙げて、説明する。   Next, a change in the current waveform output from the single-phase AC power supply 1 when the motor driving device 100a according to the first embodiment is used will be described by taking a case where the motor 2 is actually a DC brushless motor as an example. explain.

図２(b)は、本実施の形態１のモータ駆動電流の制御を行う場合の電圧波形及び電流波形を示し、図２(a)は、上記モータ駆動電流の制御を行わない場合の電圧波形及び電流波形を示している。   FIG. 2B shows a voltage waveform and a current waveform when controlling the motor drive current according to the first embodiment, and FIG. 2A shows a voltage waveform when the motor drive current is not controlled. And a current waveform.

図中、｜ｖ｜は、単相交流電源１の電圧の絶対値、Ｖpnは、インバータ回路４の入力電圧、Ｃpsは、単相交流電源１から出力される電流、Ａmdは、モータ２に入力される電流の振幅値である。   In the figure, | v | is the absolute value of the voltage of the single-phase AC power supply 1, Vpn is the input voltage of the inverter circuit 4, Cps is the current output from the single-phase AC power supply 1, and Amd is the input to the motor 2. Is the amplitude value of the current to be applied.

図２(b)から、本実施の形態１のモータ駆動装置１００ａでは、モータ２に入力する電流の振幅値Ａmdを、コンデンサに充電電流が流れ込む、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少し、コンデンサから放電電流が流れ出す、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で、増加していることがわかる。   From FIG. 2B, in the motor driving device 100a according to the first embodiment, the operation is performed in which the amplitude value Amd of the current input to the motor 2 changes from zero to a peak when the charging current flows into the capacitor and the power supply voltage v changes from zero to the peak. It can be seen that it decreases in the section and increases in the operation section in which the power supply voltage v changes from the peak to zero when the discharge current flows from the capacitor.

この結果、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnの波形と、単相交流電源１の出力電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが近似したものとなり、単相交流電源１からの出力電流Ｃpsの通電幅も広がり、入力電圧Ｖpnの波形が改善されている。   As a result, the waveform of the input voltage Vpn of the inverter circuit 4 approximates the waveform of the absolute value | v | of the output voltage of the single-phase AC power supply 1, and the conduction width of the output current Cps from the single-phase AC power supply 1 And the waveform of the input voltage Vpn is improved.

本実施の形態１では、モータ駆動装置１００ａの入力力率が０．４から０．９まで向上している。   In the first embodiment, the input power factor of the motor driving device 100a is improved from 0.4 to 0.9.

このように本実施の形態１では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に電流及び電圧を出力するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ａとを備え、インバータ制御部５ａにより、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間でモータ２に供給する電流（モータ駆動電流）を増加させるので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなる。   As described above, in the first embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 connected to the single-phase AC power supply 1, the inverter circuit 4 connected to the single-phase rectifier circuit 3 and outputting current and voltage to the motor 2, An inverter controller 5a for controlling the inverter circuit 4; the inverter controller 5a reduces a current (motor drive current) supplied to the motor 2 in an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a peak; Since the current (motor driving current) supplied to the motor 2 is increased in the operation section where the voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled.

つまり、単相交流電源がゼロからピークへと立ち上がる区間では、インバータ回路４には単相交流電源１から、モータに供給する電流だけでなく、寄生容量への充電電流もながれ込むことなるが、その区間で、モータに供給する電流量を減少させることにより、単相交流電源からインバータ回路４に流れ込む電流が増加するのを抑えることができる。また、逆に電源電圧がピークからゼロへと立ち下がる区間では、インバータ回路４では、モータに供給する電流が減少するだけでなく、寄生容量からの放電電流も発生することとなって、単相交流電源からインバータ回路４に流れ込む電流が減少するが、その区間で、モータに供給する電流を増やすことにより、単相交流電源からインバータ回路４に流れ込む電流が減少するのを抑えることができる。この結果、単相交流電源の出力する電流を平準化することができる。   In other words, in the section where the single-phase AC power supply rises from zero to the peak, not only the current supplied to the motor from the single-phase AC power supply 1 but also the charging current to the parasitic capacitance flows into the inverter circuit 4, By reducing the amount of current supplied to the motor in that section, it is possible to suppress an increase in current flowing from the single-phase AC power supply into the inverter circuit 4. Conversely, in the section where the power supply voltage falls from the peak to zero, the inverter circuit 4 not only reduces the current supplied to the motor, but also generates a discharge current from the parasitic capacitance, thus causing a single-phase current. Although the current flowing into the inverter circuit 4 from the AC power supply decreases, the current flowing into the inverter circuit 4 from the single-phase AC power supply can be suppressed from increasing by increasing the current supplied to the motor in that section. As a result, the current output from the single-phase AC power supply can be leveled.

また、インバータ回路の出力電流の値を、電源電圧推定部６ａが推定した電源電圧に応じて変化させるので、モータ駆動電流を交流電源の出力波形により変調する従来の力率改善方法（第１の従来技術）に比べると、モータの駆動電流あるいは駆動電圧の制御を簡単な構成により実現できる。   In addition, since the value of the output current of the inverter circuit is changed in accordance with the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimating unit 6a, the conventional power factor improving method of modulating the motor drive current with the output waveform of the AC power supply (first method) As compared with the related art, control of the drive current or drive voltage of the motor can be realized with a simple configuration.

また、推定した電源電圧に応じてインバータ回路の出力電流を制御するので、インバータ回路の制御は、モータの誘起電圧に応じてモータの駆動電圧の位相を制御する従来の力率改善方法（第２の従来技術）とは異なり、モータからインバータ回路への回生電流が考慮されたものとなり、回生電流の発生によるモータ駆動効率の低下や入力力率の劣化を回避することができる。   Further, since the output current of the inverter circuit is controlled in accordance with the estimated power supply voltage, the control of the inverter circuit is performed by a conventional power factor improvement method (second method) in which the phase of the motor drive voltage is controlled in accordance with the motor induced voltage. Unlike the prior art, the regenerative current from the motor to the inverter circuit is taken into account, and it is possible to avoid a reduction in motor driving efficiency and a deterioration in input power factor due to generation of the regenerative current.

この結果、簡単な回路構成により、モータ駆動効率を高く保持しつつ力率の低下を効果的に抑制することができる、ＩＥＣ高調波規制を満足するモータ駆動装置を得ることができる。   As a result, with a simple circuit configuration, it is possible to obtain a motor drive device that satisfies the IEC harmonic regulation and that can effectively suppress a decrease in the power factor while maintaining a high motor drive efficiency.

なお、この実施の形態１では、図２(b)に示すように、モータ２に入力される電流の振幅値Ａmdの波形は、正弦波の、位相が０〜πの区間の波形をπ〜２πの区間側へずらしたような形状となっているが、モータへの電流の振幅値Ａmdの波形は、図２(b)のものに限定されるものではなく、矩形波や三角波等の形であってもよい。   In the first embodiment, as shown in FIG. 2 (b), the waveform of the amplitude value Amd of the current input to the motor 2 is a sine wave whose phase is in the range of 0 to π. Although the waveform is shifted to the 2π section side, the waveform of the amplitude value Amd of the current to the motor is not limited to the waveform shown in FIG. It may be.

また、この実施の形態１では、インバータ制御部５ａは、モータに供給する電流を直接制御しているが、インバータ制御部の制御はこれに限るものではなく、インバータ制御部５ａは、モータに供給する電圧を制御するものであってもよい。   In the first embodiment, the inverter control unit 5a directly controls the current supplied to the motor. However, the control of the inverter control unit is not limited to this, and the inverter control unit 5a controls the current supplied to the motor. It may control the voltage to be applied.

例えば、インバータ制御部５ａは、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間でモータ２に供給する電圧（モータ駆動電圧）を減少させる第１の制御、及び電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間でモータ２に供給する電圧（モータ駆動電圧）を増加させる第２の制御のすくなくとも一方の制御を行うものであってもよい。この場合も上記実施の形態１と同様の効果がある。   For example, the inverter control unit 5a performs first control for reducing the voltage (motor drive voltage) supplied to the motor 2 in an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to peak, and the power supply voltage v changes from peak to zero. And at least one of the second controls for increasing the voltage (motor drive voltage) supplied to the motor 2 in the changing operation section may be performed. In this case, the same effect as in the first embodiment can be obtained.

また、上記実施の形態１では、上記第１の制御の対象となる、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間は、電源電圧ｖがゼロから正のピークへと変化する動作区間と、電源電圧ｖがゼロから負のピークへと変化する動作区間のいずれか一方の区間とし、上記第２の制御の対象となる動作区間は、電源電圧ｖが正のピークからゼロへと変化する動作区間と、電源電圧ｖが負のピークからゼロへと変化する動作区間のいずれか一方の区間としてもよい。   In the first embodiment, the operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a peak, which is the target of the first control, is the operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a positive peak. The power supply voltage v changes from a positive peak to zero in an operation section in which the power supply voltage v changes from zero to a negative peak. Any one of an operation section and an operation section in which the power supply voltage v changes from a negative peak to zero may be used.

（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりモータ２を、要求される周波数で駆動するものであり、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に駆動電流及び駆動電圧を出力するインバータ回路４と、該インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｂとを有している。 (Embodiment 2)
FIG. 3 is a block diagram for explaining a motor drive device according to a second embodiment of the present invention.
The motor drive device 100b according to the second embodiment receives a single-phase AC power supply 1 as an input, drives the motor 2 at a required frequency with a three-phase AC output, and is connected to the single-phase AC power supply 1. It has a single-phase rectifier circuit 3, an inverter circuit 4 connected to the single-phase rectifier circuit 3 and outputting a drive current and a drive voltage to the motor 2, and an inverter control unit 5 b for controlling the inverter circuit 4. .

そして、この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおける単相整流回路３及びインバータ回路４は、上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａにおけるものと同一のものである。   The single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 in the motor drive device 100b according to the second embodiment are the same as those in the motor drive device 100a according to the first embodiment.

以下、上記モータ駆動装置１００ｂのインバータ制御部５ｂについて詳しく説明する。
インバータ制御部５ｂは、モータ２が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａと、インバータ入力電圧検出部８と、ドライブ信号生成部７ｂとから構成されている。
ここで、電源電圧推定部６ａは、上記実施の形態１のモータ駆動装置１００におけるものと同一のものである。 Hereinafter, the inverter control unit 5b of the motor drive device 100b will be described in detail.
The inverter control unit 5b supplies a drive signal Sg to the inverter circuit 4 so that the motor 2 is driven at a rotation speed desired by the user. The power supply voltage estimation unit 6a, the inverter input voltage detection unit 8, And a drive signal generator 7b.
Here, the power supply voltage estimating unit 6a is the same as that in the motor driving device 100 of the first embodiment.

インバータ入力電圧検出部８は、インバータ回路４に入力される電圧を、抵抗分圧等によりアナログ値として直接検出し、検出されたアナログ値を、マイコン等を用いてＡＤ変換して出力するものである。但し、インバータ入力電圧検出部８での具体的な入力電圧の検出方法は、これに限るものではない。   The inverter input voltage detection unit 8 directly detects a voltage input to the inverter circuit 4 as an analog value by resistance voltage division or the like, and AD-converts the detected analog value using a microcomputer or the like and outputs the result. is there. However, the specific method of detecting the input voltage in the inverter input voltage detection unit 8 is not limited to this.

ドライブ信号生成部７ｂは、回転数指令ωoから、インバータ回路４を構成する各スイッチング素子を通電するパルス信号のＰＷＭ幅を算出し、算出されたＰＷＭ幅を有するパルス信号をドライブ信号Ｓｇとして上記インバータ回路４に出力するものである。   The drive signal generation unit 7b calculates a PWM width of a pulse signal for energizing each switching element included in the inverter circuit 4 from the rotation speed command ωo, and sets a pulse signal having the calculated PWM width as a drive signal Sg to the inverter. The signal is output to the circuit 4.

また、このドライブ信号生成部７ｂは、ＰＷＭ幅を算出するとき、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定するものである。   When calculating the PWM width, the drive signal generation unit 7b calculates the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimation unit 6a and the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detection unit 8. The PWM width is determined so that the waveform of the inverter input voltage Vpn is equal to the waveform of the absolute value | v | of the power supply voltage.

具体的には、このドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やす方向にＰＷＭ幅を変更し、一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るときには、モータ２に供給する電流を減らす方向にＰＷＭ幅を変更するものである。またここでは、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnと、電源電圧の絶対値｜ｖ｜とが等しいときには、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持するものとする。なお、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnと、電源電圧の絶対値｜ｖ｜とが等しいときには、モータ２に供給する電流をあらかじめ一定量だけ減少させるものでもよい。これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やすと、結果としてモータ２に生じるトルクが上昇し、モータの回転数が指令回転数以上の回転数となり、結果的に、回転数が減少するよう全体の電流値を減少させなければならないからである。   Specifically, when the level of inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, drive signal generation unit 7b changes the PWM width in a direction to increase the current supplied to motor 2. On the other hand, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the PWM width is changed so as to reduce the current supplied to the motor 2. Here, when the inverter input voltage Vpn is equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7b maintains the PWM width determined by the rotation speed command. When the inverter input voltage Vpn is equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generator 7b may reduce the current supplied to the motor 2 by a predetermined amount in advance. This is because when the inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, increasing the current supplied to the motor 2 results in an increase in the torque generated in the motor 2 and an increase in the motor rotation speed. This is because the rotation speed becomes higher than the rotation speed, and as a result, the entire current value must be reduced so that the rotation speed decreases.

また、モータ２に供給する電流量の増減量は、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜との差分と、実際にモータ２に流れている平均電流から決定するのが最も簡単な方法であるが、モータへの供給電流量の増減量を決定する方法は、この方法に限らず、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜が等しい波形となるよう、これらの差分電圧をモータへの供給電流量の増減量にフィードバックして、該増減量を決定する方法であってもよい。   In addition, it is simplest to determine the increase or decrease of the amount of current supplied to the motor 2 from the difference between the inverter input voltage Vpn and the absolute value | v | of the power supply voltage and the average current actually flowing through the motor 2. The method of determining the amount of increase / decrease in the amount of current supplied to the motor is not limited to this method, and the difference voltage between the inverter input voltage Vpn and the absolute value | v | May be fed back to the amount of increase / decrease in the amount of current supplied to the motor to determine the amount of increase / decrease.

次に動作について説明する。
この実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、インバータ回路４からの出力によりモータ２が駆動する。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100b according to the second embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 operate in the same manner as the motor driving device 100a according to the first embodiment. Drive.

このとき、電源電圧推定部６ａでは、電源電圧のモニター信号Ｓvm１に基づいて、電源電圧ｖの波形が推定され、該波形を示す信号が上記ドライブ信号生成部７ｂに出力される。また、インバータ入力電圧検出部８では、インバータ回路４の入力電圧のモニター信号Ｓvm２に基づいて、インバータ入力電圧Ｖpnが検出され、該インバータ入力電圧を示す信号が上記ドライブ信号生成部７ｂに出力される。   At this time, the power supply voltage estimating unit 6a estimates the waveform of the power supply voltage v based on the monitor signal Svm1 of the power supply voltage, and outputs a signal indicating the waveform to the drive signal generation unit 7b. The inverter input voltage detector 8 detects the inverter input voltage Vpn based on the monitor signal Svm2 of the input voltage of the inverter circuit 4, and outputs a signal indicating the inverter input voltage to the drive signal generator 7b. .

該ドライブ生成部７ｂでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形と、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートに印加されるパルス信号が、上記ドライブ信号Ｓｇとして生成される。   In the drive generation unit 7b, a pulse signal applied to the gates of the switching elements 41 to 46 based on the rotation speed command ωo from the outside, the waveform of the power supply voltage v, and the inverter input voltage Vpn, It is generated as a signal Sg.

このドライブ信号生成部７ｂは、ドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を算出するとき、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定する。   When calculating the PWM width of the drive signal Sg, the drive signal generator 7b calculates the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimator 6a and the inverter detected by the inverter input voltage detector 8. The PWM width is determined so that the waveform of the inverter input voltage Vpn is equal to the waveform of the absolute value | v | of the power supply voltage by comparing the input voltage Vpn with the input voltage Vpn.

具体的には、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やす方向にＰＷＭ幅を変更する。一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るときには、モータ２に供給する電流を減らす方向にＰＷＭ幅を変更する。また、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnと、電源電圧の絶対値｜ｖ｜とが等しいときには、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。   Specifically, when the level of inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, drive signal generation unit 7b changes the PWM width in a direction to increase the current supplied to motor 2. . On the other hand, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the PWM width is changed in a direction to reduce the current supplied to the motor 2. When the inverter input voltage Vpn is equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7b maintains the PWM width determined by the rotation speed command.

次に、本実施の形態２のようにモータ駆動電流を制御することにより、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｂに流入する電流の波形が良好なものとなり、力率が改善されるメカニズムを述べる。   Next, by controlling the motor drive current as in the second embodiment, the waveform of the current flowing from the single-phase AC power supply 1 to the motor drive device 100b becomes good, and a mechanism for improving the power factor is described. State.

まず、本実施の形態２における、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値との比較結果に応じたモータ駆動電流の制御を行わない場合について説明する。   First, a case will be described in which the control of the motor drive current according to the comparison result between the inverter input voltage Vpn and the absolute value of the power supply voltage is not performed in the second embodiment.

単相交流電源１とインバータ回路４の間には単相整流回路３が介在しているため、単相交流電源１の出力電圧の絶対値よりインバータ回路４の入力電圧が高いときには、単相交流電源１への電流が流れない。そのため、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｂへの電流が流れない、電源の出力電流がゼロである非通電区間が生じる。一方、電源電圧の絶対値よりインバータ回路４の入力電圧が低いときには、単相交流電源１からインバータ回路４には、モータの駆動電流だけでなく、インバータ回路入力側の寄生容量の充電電流が流れ込むこととなり、整流回路３では、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れることとなる。その結果、電源からの出力電流の波形が歪み、モータ駆動装置１００ｂの入力力率が低下する。   Since the single-phase rectifier circuit 3 is interposed between the single-phase AC power supply 1 and the inverter circuit 4, when the input voltage of the inverter circuit 4 is higher than the absolute value of the output voltage of the single-phase AC power supply 1, No current flows to power supply 1. Therefore, there is a non-energized section in which no current flows from the single-phase AC power supply 1 to the motor driving device 100b and the output current of the power supply is zero. On the other hand, when the input voltage of the inverter circuit 4 is lower than the absolute value of the power supply voltage, not only the drive current of the motor but also the charging current of the parasitic capacitance on the input side of the inverter circuit flows into the inverter circuit 4 from the single-phase AC power supply 1. That is, in the rectifier circuit 3, a current larger than the current required for driving the motor flows. As a result, the waveform of the output current from the power supply is distorted, and the input power factor of the motor driving device 100b is reduced.

次に、本実施の形態２における、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値との比較結果に応じたモータ駆動電流の制御を行う場合について説明する。
本実施の形態２では、インバータ回路の入力電圧Ｖpnが単相交流電源１の電圧ｖの絶対値より高く、整流回路には電流が流れない期間には、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ回路４に出力するドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を、モータ２に供給する電流を増やす方向に変更する。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが小さくなり、整流回路の通電期間を延ばすことができる。 Next, a case will be described in which the motor drive current is controlled in accordance with the comparison result between the inverter input voltage Vpn and the absolute value of the power supply voltage in the second embodiment.
In the second embodiment, during the period when the input voltage Vpn of the inverter circuit is higher than the absolute value of the voltage v of the single-phase AC power supply 1 and no current flows through the rectifier circuit, the drive signal generator 7b Of the drive signal Sg to be output to the motor 2 in a direction to increase the current supplied to the motor 2. As a result, the level of the inverter input voltage Vpn is reduced, and the conduction period of the rectifier circuit can be extended.

また、実施の形態２では、上記インバータ入力電圧が電源電圧の絶対値より低く、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れる期間には、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ回路４に出力するドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を、モータ駆動電流が減少する方向に変更する。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが大きくなり、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れるのを抑制することができる。
その結果、電源からモータ駆動装置に供給される電流の波形が良好なものに修正され、該モータ駆動装置の入力力率を改善することができる。 Further, in the second embodiment, during a period in which the inverter input voltage is lower than the absolute value of the power supply voltage and a current equal to or more than the current required for driving the motor flows through the rectifier circuit, the drive signal generation unit 7b is connected to the inverter circuit. 4, the PWM width of the drive signal Sg to be output is changed so that the motor drive current decreases. As a result, the level of the inverter input voltage Vpn is increased, and it is possible to suppress a current higher than the current required for driving the motor from flowing through the rectifier circuit.
As a result, the waveform of the current supplied from the power supply to the motor driving device is corrected to a good one, and the input power factor of the motor driving device can be improved.

このように本実施の形態２では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３に接続され、モータ２に電流及び電圧を出力するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｂとを備え、インバータ制御部５ｂが、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、モータ電流が増大あるいは減少する方向にドライブ信号ＳｇのＰＷＭ幅を変更するので、モータ駆動電流の波形を交流電源の出力電圧の波形により変調したり、モータの誘起電圧に応じたモータ駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、入力力率を改善することができ、ＩＥＣ高調波規制をクリアした効率のよいモータ駆動装置を得ることができる。   As described above, in the second embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 connected to the single-phase AC power supply 1, the inverter circuit 4 connected to the single-phase rectifier circuit 3 and outputting current and voltage to the motor 2, An inverter control unit 5b for controlling the inverter circuit 4; the inverter control unit 5b detects the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimation unit 6a and the inverter input voltage detection unit 8 The PWM width of the drive signal Sg is changed in the direction in which the motor current increases or decreases so that the waveform of the inverter input voltage Vpn is compared with the inverter input voltage Vpn and the waveform of the inverter input voltage Vpn and the waveform of the absolute value | v | Input voltage without modulating the waveform of the motor drive current with the waveform of the output voltage of the AC power supply or adjusting the advance angle of the motor drive voltage according to the induced voltage of the motor. The power factor can be improved, and an efficient motor drive device that clears the IEC harmonic regulation can be obtained.

なお、この実施の形態２では、ドライブ信号生成部７ｂは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流を増やす方向にＰＷＭ幅を変更する第１の制御と、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、モータ２に供給する電流を減らす方向にＰＷＭ幅を変更する第２の制御とを行うものであるが、上記ドライブ信号生成部７ｂは、上記第１の制御と第２の制御のいずれか一方を行うものであってもよい。   In the second embodiment, when the level of inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, drive signal generating unit 7b increases the current supplied to motor 2 by PWM. The first control for changing the width, and the second control for changing the PWM width in a direction to reduce the current supplied to the motor 2 when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage. However, the drive signal generator 7b may perform one of the first control and the second control.

また、この実施の形態２では、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電流である、モータに供給する電流を直接制御しているが、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電圧である、モータに供給する電圧を制御するものであってもよい。   In the second embodiment, the inverter control unit directly controls the current supplied to the motor, which is the output current of the inverter circuit. However, the inverter control unit controls the motor, which is the output voltage of the inverter circuit. The supply voltage may be controlled.

例えば、モータ駆動装置１００ｂは、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnの波形が単相交流電源１の電圧出力の絶対値｜ｖ｜と同じ波形となるよう、モータ２に供給される電圧を制御するものであってもよい。この場合も上記実施の形態２と同様の効果がある。   For example, the motor drive device 100b controls the voltage supplied to the motor 2 so that the waveform of the input voltage Vpn of the inverter circuit 4 becomes the same waveform as the absolute value | v | of the voltage output of the single-phase AC power supply 1. It may be. In this case, the same effect as in the second embodiment can be obtained.

（実施の形態３）
図４は、本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりＤＣブラシレスモータ９を、要求される周波数で駆動するものである。 (Embodiment 3)
FIG. 4 is a block diagram illustrating a motor driving device according to a third embodiment of the present invention.
The motor driving device 100c according to the third embodiment receives a single-phase AC power supply 1 as an input and drives the DC brushless motor 9 at a required frequency by a three-phase AC output.

以下、上記モータ駆動装置１００ｃを構成する単相整流回路３、インバータ回路４、及びインバータ制御部５ｃについて詳しく説明する。
ここで、単相整流回路３及びインバータ回路４は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。 Hereinafter, the single-phase rectifier circuit 3, the inverter circuit 4, and the inverter control unit 5c that constitute the motor drive device 100c will be described in detail.
Here, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 are the same as those in the motor drive device 100b of the second embodiment.

インバータ制御部５ｃは、ＤＣブラシレスモータ９が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａと、インバータ入力電圧検出部８と、ドライブ信号生成部７ｃとから構成されている。
ここで、電源電圧推定部６ａ及びインバータ入力電圧検出部８は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。 The inverter control unit 5c supplies the drive signal Sg to the inverter circuit 4 so that the DC brushless motor 9 is driven at the rotation speed desired by the user. The power supply voltage estimation unit 6a and the inverter input voltage detection unit 8 And a drive signal generator 7c.
Here, the power supply voltage estimating unit 6a and the inverter input voltage detecting unit 8 are the same as those in the motor driving device 100b of the second embodiment.

ドライブ信号生成部７ｃは、外部からの回転数指令ωoからインバータ回路４を構成する各スイッチング素子を通電するパルス信号のＰＷＭ幅を算出し、算出されたＰＷＭ幅を有するパルス信号を、ドライブ信号Ｓｇとして上記インバータ回路４に出力するものである。   The drive signal generation unit 7c calculates the PWM width of a pulse signal for energizing each of the switching elements included in the inverter circuit 4 from an external rotation speed command ωo, and converts the pulse signal having the calculated PWM width into a drive signal Sg To the inverter circuit 4.

また、このドライブ信号生成部７ｃは、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、該インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜の波形とが等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定するものである。   The drive signal generator 7c compares the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimator 6a with the inverter input voltage Vpn detected by the inverter input voltage detector 8, and The PWM width is determined so that the waveform of the inverter input voltage Vpn is equal to the waveform of the absolute value | v | of the power supply voltage v.

具体的には、該ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を進める方向にＰＷＭ幅を変更する。   Specifically, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7c performs PWM in a direction to advance the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9. Change the width.

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、ＤＣブラシレスモータ９の誘起電圧が高くなり、回生電流が流れ、逆にインバータ回路４の入力側にある寄生容量や、スナバ回路にあるコンデンサ、もしくは平滑用に接続されたコンデンサが充電され、これによりモータ駆動電流の位相が遅れる方向に変化していると考えられるからである。   This is because when the inverter input voltage Vpn takes a value larger than the absolute value | v | of the power supply voltage, the induced voltage of the DC brushless motor 9 becomes higher than the voltage output from the inverter circuit 4, and the regenerative current flows. It is considered that the parasitic capacitance on the input side of the inverter circuit 4, the capacitor in the snubber circuit, or the capacitor connected for smoothing is charged, thereby changing the phase of the motor drive current in a direction that delays. It is.

また、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を遅らせる方向にＰＷＭ幅を変更する。   When the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generator 7c changes the PWM width in a direction to delay the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9. .

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、ＤＣブラシレスモータ９の誘起電圧が低くなり、これによりモータ電流の位相が進む方向に変化していると考えられるからである。   This is because when the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the induced voltage of the DC brushless motor 9 becomes lower than the voltage output from the inverter circuit 4, whereby the phase of the motor current is reduced. Is considered to be changing in the direction of travel.

また、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相が変化しないよう、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。   Further, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7c issues a rotation speed command so that the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9 does not change. Maintain the determined PWM width.

なお、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を調整する位相調整量、つまり位相進め量あるいは位相遅延量は、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜との差分と、実際にＤＣブラシレスモータ９に流れている平均電流とから決定するのが最も簡単な方法であるが、上記位相調整量の決定は、この方法に限らず、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが等しくなるよう、これらの差電圧を位相調整量にフィードバックして、位相調整量を決める方法であってもよい。   Note that the phase adjustment amount for adjusting the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9, that is, the phase advance amount or the phase delay amount is determined by the difference between the inverter input voltage Vpn and the absolute value | v | The simplest method is to determine the average current flowing through the brushless motor 9, but the determination of the phase adjustment amount is not limited to this method. The waveform of the inverter input voltage Vpn and the absolute value of the power supply voltage | The difference voltage may be fed back to the phase adjustment amount to determine the phase adjustment amount so that the waveform of v | becomes equal.

次に動作について説明する。
この実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、インバータ回路４からの出力によりモータ２が駆動する。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100c according to the third embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 operate in the same manner as the motor driving device 100a according to the first embodiment, and the motor 2 is driven by the output from the inverter circuit 4. Drive.

このとき、インバータ制御部５ｃでは、電源電圧推定部６ａにより電源電圧ｖの波形が推定され、また、インバータ入力電圧検出部８によりインバータ入力電圧Ｖpnが検出される。そして、該ドライブ生成部７ｃでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形と、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートに印加されるパルス信号が、上記ドライブ信号Ｓｇとして生成される。   At this time, in the inverter control unit 5c, the waveform of the power supply voltage v is estimated by the power supply voltage estimation unit 6a, and the inverter input voltage detection unit 8 detects the inverter input voltage Vpn. In the drive generation unit 7c, a pulse signal applied to the gates of the switching elements 41 to 46 based on the rotation speed command ωo from the outside, the waveform of the power supply voltage v, and the inverter input voltage Vpn is It is generated as the drive signal Sg.

つまり、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を進める方向にＰＷＭ幅を変更し、一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相を遅らせる方向にＰＷＭ幅を変更する。また、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るとき、ＤＣブラシレスモータ９に供給する電流の位相が変化しないよう、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。   That is, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7c changes the PWM width in a direction to advance the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9. On the other hand, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the PWM width is changed so as to delay the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9. Further, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7c issues a rotation speed command so that the phase of the current supplied to the DC brushless motor 9 does not change. Maintain the determined PWM width.

このようにモータに供給する電流を制御することにより、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｃに流入する電流の波形が良好なものとなり、力率が改善される。   By controlling the current supplied to the motor in this way, the waveform of the current flowing from the single-phase AC power supply 1 to the motor driving device 100c becomes good, and the power factor is improved.

この力率改善のメカニズムを簡単に説明すると、ＤＣブラシレスモータ９からインバータ回路４に回生電流が流れ込むと、インバータ回路４の入力側にある寄生容量が充電され、整流回路３ａの前段にある単相交流電源１の電圧の絶対値より高くなることから、インバータ回路の入力電圧が電源電圧の絶対値より高い場合は、回生電流が流れていると考えられる。従って、回生電流が流れているとされる期間では、ドライブ信号生成部７ｃは、ＤＣブラシレスモータを駆動する電流が大きくなるようその位相を進める。これによりＤＣブラシレスモータの誘起電圧が減少して、ＤＣブラシレスモータにブレーキをかける回生電流が減少することとなり、ＤＣブラシレスモータに発生するトルクを上昇させ、効率効率を高めることができる。また、上記回生電流が減少することによりインバータ回路の入力電圧は、電源電圧の絶対値と波形がほぼ等しくなり、単相交流電源とインバータ回路の間に存在する整流回路での通電期間を広げることができる。   The mechanism of the power factor improvement will be briefly described. When a regenerative current flows from the DC brushless motor 9 to the inverter circuit 4, the parasitic capacitance on the input side of the inverter circuit 4 is charged, and the single-phase Since the voltage becomes higher than the absolute value of the voltage of the AC power supply 1, when the input voltage of the inverter circuit is higher than the absolute value of the power supply voltage, it is considered that a regenerative current is flowing. Therefore, during the period in which the regenerative current is flowing, the drive signal generation unit 7c advances the phase so that the current for driving the DC brushless motor increases. As a result, the induced voltage of the DC brushless motor is reduced, and the regenerative current for applying a brake to the DC brushless motor is reduced, so that the torque generated in the DC brushless motor can be increased, and the efficiency can be increased. In addition, as the regenerative current decreases, the input voltage of the inverter circuit becomes substantially equal in waveform to the absolute value of the power supply voltage, and the energizing period of the rectifier circuit between the single-phase AC power supply and the inverter circuit is extended. Can be.

一方、上記インバータ入力電圧が電源電圧の絶対値より低い場合には、整流回路には、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れている考えられる。従って、このようにモータの駆動に必要な電流以上の電流が流れる期間には、ドライブ信号生成部７ｃは、ＤＣブラシレスモータを駆動する電流が小さくなるようその位相を遅らせる。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが大きくなり、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れるのを抑制することができる。   On the other hand, when the inverter input voltage is lower than the absolute value of the power supply voltage, it is considered that a current higher than the current required for driving the motor flows in the rectifier circuit. Accordingly, during a period in which a current equal to or more than the current necessary for driving the motor flows, the drive signal generation unit 7c delays the phase so that the current for driving the DC brushless motor becomes small. As a result, the level of the inverter input voltage Vpn is increased, and it is possible to suppress a current higher than the current required for driving the motor from flowing through the rectifier circuit.

その結果、電源からモータ駆動装置に供給される電流の波形が良好なものに修正され、該モータ駆動装置の入力力率を改善することができる。   As a result, the waveform of the current supplied from the power supply to the motor driving device is corrected to a good one, and the input power factor of the motor driving device can be improved.

次に、本実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃを用いた場合の、単相交流電源１が出力する電流波形の変化を、実験例を挙げて説明する。
図５(b)は、本実施の形態３のモータ電流の制御を行っている場合の電流波形及び電圧波形を示し、図５(a)は、上記モータ電流の制御を行っていない場合の電流波形及び電圧波形を示す。 Next, changes in the current waveform output from the single-phase AC power supply 1 when the motor driving device 100c according to the third embodiment is used will be described with reference to experimental examples.
FIG. 5B shows a current waveform and a voltage waveform when the motor current is controlled according to the third embodiment, and FIG. 5A shows a current waveform when the motor current is not controlled. 3 shows a waveform and a voltage waveform.

図中、｜ｖ｜は、単相交流電源１の電圧の絶対値、Ｖpnは、インバータ回路４の入力電圧、Ｃpsは、単相交流電源１から出力される電流、Ｐmdは、ＤＣブラシレスモータ９に入力する電流の進角値である。   In the figure, | v | is the absolute value of the voltage of the single-phase AC power supply 1, Vpn is the input voltage of the inverter circuit 4, Cps is the current output from the single-phase AC power supply 1, and Pmd is the DC brushless motor 9. Is the lead angle value of the current input to.

図５(b)及び図５(a)から分かるように、本実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃでは、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnが単相交流電源１の電圧値の絶対値｜ｖ｜より高い動作区間には、ＤＣブラシレスモータ９に入力する電流の進角値Ｐmdが大きくなっており、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnが単相交流電源１の電圧値の絶対値｜ｖ｜より低い動作区間には、ＤＣブラシレスモータ９に入力する電流の進角値Ｐmdが小さくなっている。   As can be seen from FIGS. 5B and 5A, in the motor driving device 100c according to the third embodiment, the input voltage Vpn of the inverter circuit 4 is the absolute value | v | of the voltage value of the single-phase AC power supply 1. In a higher operation section, the lead angle Pmd of the current input to the DC brushless motor 9 is large, and the input voltage Vpn of the inverter circuit 4 is lower than the absolute value | v | of the voltage value of the single-phase AC power supply 1 In the operation section, the advance angle value Pmd of the current input to the DC brushless motor 9 is small.

図５(b)では、図５(a)に比べて、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnの波形と、単相交流電源１の電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが近似したものとなり、単相交流電源１からの出力電流の通電幅も広がり、入力電圧の波形が改善されていることが分かる。   In FIG. 5B, the waveform of the input voltage Vpn of the inverter circuit 4 and the waveform of the absolute value | v | of the voltage of the single-phase AC power supply 1 are similar to those in FIG. It can be seen that the width of the output current from the phase AC power supply 1 is also widened and the waveform of the input voltage is improved.

本実施の形態３では、モータ駆動装置１００ｃの入力力率は、力率０．８から０．９まで向上している。
このように本実施の形態３では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３の出力に接続され、モータ２の駆動電流を発生するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｃとを備え、インバータ制御部５ｃが、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、モータ電流の位相が進むあるいは遅れる方向に上記ＰＷＭ幅を変更するので、モータ駆動電流の波形を電源電圧の波形により変調したり、モータ誘起電圧に応じたモータ駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、ＤＣブラシレスモータを駆動するモータ駆動装置の入力力率を改善することができる。これにより、ＤＣブラシレスモータを効率よく駆動することができる、簡単な回路構成のＩＥＣ高調波規制をクリアしたモータ駆動装置を得ることができる。 In the third embodiment, the input power factor of the motor driving device 100c is improved from 0.8 to 0.9.
As described above, in the third embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 connected to the single-phase AC power supply 1 and the inverter circuit 4 connected to the output of the single-phase rectifier circuit 3 to generate the drive current of the motor 2 And an inverter control unit 5c that controls the inverter circuit 4. The inverter control unit 5c detects the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimation unit 6a and the inverter input voltage detection unit 8. The PWM width is changed in the direction in which the phase of the motor current advances or delays so that the waveform of the inverter input voltage Vpn and the waveform of the absolute value | v | Driving a DC brushless motor without modulating the waveform of the motor drive current with the waveform of the power supply voltage or adjusting the advance of the motor drive voltage according to the motor induced voltage. The input power factor of the moving motor drive can be improved. As a result, it is possible to obtain a motor driving device which can efficiently drive the DC brushless motor and has a simple circuit configuration and clear the IEC harmonic regulation.

なお、この実施の形態３では、図５(b)に示すように、ＤＣブラシレスモータ９に入力される電流の進角値Ｐmdを矩形波状に変化させているが、モータ電流の進角値の波形は、図５(b)のものに限定されるものではなく、正弦波や三角波等の形であってもよい。   In the third embodiment, as shown in FIG. 5B, the lead angle Pmd of the current input to the DC brushless motor 9 is changed in a rectangular waveform, but the lead angle of the motor current is changed. The waveform is not limited to that shown in FIG. 5B, and may be a sine wave, a triangular wave, or the like.

また、この実施の形態３では、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電流であるモータに供給する電流の位相を制御しているが、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電圧であるモータに供給する電圧の位相を制御するものであってもよい。この場合も、実施の形態３と同様な効果が得られる。   In the third embodiment, the inverter control unit controls the phase of the current supplied to the motor, which is the output current of the inverter circuit. However, the inverter control unit supplies the motor with the output voltage of the inverter circuit to the motor. The phase of the applied voltage may be controlled. In this case, the same effect as in the third embodiment can be obtained.

また、上記実施の形態３では、ドライブ信号生成部７ｃは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流の位相を進める方向にＰＷＭ幅を変更する上記第１の制御と、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、モータ２に供給する電流の位相を遅らせる方向にＰＷＭ幅を変更する第２の制御とを行うものであるが、上記ドライブ信号生成部７ｃは、上記第１の制御と第２の制御のいずれか一方を行うものであってもよい。   Further, in the third embodiment, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value larger than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7c advances the phase of the current supplied to the motor 2 The above-described first control for changing the PWM width, and when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the PWM width in a direction to delay the phase of the current supplied to the motor 2 And the drive signal generator 7c may perform either the first control or the second control.

（実施の形態４）
図６は、本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態４のモータ駆動装置１００ｄは、単相交流電源１を入力とし、３相交流出力によりインダクションモータ１０を任意の周波数で駆動するものである。 (Embodiment 4)
FIG. 6 is a block diagram illustrating a motor driving device according to a fourth embodiment of the present invention.
The motor drive device 100d according to the fourth embodiment receives the single-phase AC power supply 1 as an input, and drives the induction motor 10 at an arbitrary frequency with a three-phase AC output.

以下、上記モータ駆動装置１００ｃを構成する単相整流回路３、インバータ回路４、及びインバータ制御部５ｄについて詳しく説明する。
ここで、単相整流回路３及びインバータ回路４は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。 Hereinafter, the single-phase rectifier circuit 3, the inverter circuit 4, and the inverter control unit 5d that constitute the motor drive device 100c will be described in detail.
Here, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 are the same as those in the motor drive device 100b of the second embodiment.

インバータ制御部５ｄは、インダクションモータ１０が使用者が望む回転数で駆動されるよう、インバータ回路４にドライブ信号Ｓｇを供給するものであり、電源電圧推定部６ａと、インバータ入力電圧検出部８と、ドライブ信号生成部７ｄとから構成されている。
ここで、電源電圧推定部６ａ及びインバータ入力電圧検出部８は、上記実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。 The inverter control unit 5d supplies a drive signal Sg to the inverter circuit 4 so that the induction motor 10 is driven at a rotation speed desired by the user. The power supply voltage estimation unit 6a, the inverter input voltage detection unit 8, , And a drive signal generator 7d.
Here, the power supply voltage estimating unit 6a and the inverter input voltage detecting unit 8 are the same as those in the motor driving device 100b of the second embodiment.

ドライブ信号生成部７ｄは、回転数指令ωoから、インバータ回路４を構成する各スイッチング素子を通電するパルス信号のＰＷＭ幅を算出し、該算出されたＰＷＭ幅を有するパルス信号をドライブ信号Ｓｇとして出力するものである。また、このドライブ信号生成部７ｄは、電源電圧推定部６により推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形とが等しくなるよう、上記ＰＷＭ幅を決定するものである。   The drive signal generation unit 7d calculates the PWM width of a pulse signal for energizing each switching element included in the inverter circuit 4 from the rotation speed command ωo, and outputs a pulse signal having the calculated PWM width as a drive signal Sg. Is what you do. The drive signal generation unit 7d compares the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimation unit 6 with the inverter input voltage Vpn detected by the inverter input voltage detection unit 8, and The PWM width is determined so that the waveform of the input voltage Vpn is equal to the waveform of the absolute value | v | of the power supply voltage.

具体的には、該ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を小さくする方向にＰＷＭ幅を変更するものである。   Specifically, when the inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7d increases the PWM width in a direction to reduce the angular velocity of the current supplied to the induction motor 10. To change.

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、インダクションモータ１０の誘起電圧が高くなり、回生電流が流れ、逆にインバータ回路４の入力側にある寄生容量や、スナバ回路にあるコンデンサ、もしくは平滑用に接続されたコンデンサが充電され、これによりモータ駆動電流の角速度が大きくなる方向に変化していると考えられるためである。   This is because when the inverter input voltage Vpn takes a value larger than the absolute value | v | of the power supply voltage, the induced voltage of the induction motor 10 becomes higher than the voltage output from the inverter circuit 4, and the regenerative current flows. Since the parasitic capacitance on the input side of the inverter circuit 4, the capacitor in the snubber circuit, or the capacitor connected for smoothing is charged, it is considered that the angular velocity of the motor drive current changes in a direction to increase. It is.

一方、ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を大きくする方向にＰＷＭ幅を変更するものである。   On the other hand, when the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7d changes the PWM width in a direction to increase the angular velocity of the current supplied to the induction motor 10. is there.

これは、インバータ入力電圧Ｖpnが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値をとるときは、インバータ回路４の出力する電圧より、インダクションモータ１０の誘起電圧が低くなり、これによりモータ駆動電流の角速度が小さくなる方向に変化していると考えられるからである。   This is because when the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the induced voltage of the induction motor 10 becomes lower than the voltage output from the inverter circuit 4, whereby the angular velocity of the motor drive current is reduced. Is considered to have changed in a direction to decrease.

なお、ここでは、上記ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るときは、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持するものとする。   Here, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generator 7d maintains the PWM width determined by the rotation speed command.

また、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度の調整量は、インバータ入力電圧Ｖpnと電源電圧の絶対値｜ｖ｜との差分と、実際にインダクションモータ１０に流れている平均電流から決定するのが最も簡単な方法であるが、角速度の調整量の決定は、この方法によらず、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜が等しい波形となるよう、これらの差電圧を角速度の調整量にフィードバックして、角速度の調整量を決定する方法であってもよい。   Also, the adjustment amount of the angular velocity of the current supplied to the induction motor 10 is determined from the difference between the inverter input voltage Vpn and the absolute value | v | of the power supply voltage and the average current actually flowing through the induction motor 10. The simplest method is to determine the adjustment amount of the angular velocity, regardless of this method, and determine the difference between the angular voltages so that the waveform of the inverter input voltage Vpn and the absolute value | v | A method of determining the amount of adjustment of the angular velocity by feeding back to the amount of adjustment of.

次に動作について説明する。
この実施の形態４のモータ駆動装置１００ｄでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａのものと同様に動作し、インバータ回路４からの出力によりモータ２が駆動する。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100d according to the fourth embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 operate in the same manner as those of the motor driving device 100a according to the first embodiment. Drive.

このとき、インバータ制御部５ｄでは、電源電圧推定部６ａにより電源電圧ｖの波形が推定され、また、インバータ入力電圧検出部８によりインバータ入力電圧Ｖpnが検出される。そして、該ドライブ生成部７ｄでは、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖと、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、上記スイッチング素子４１〜４６のゲートに印加されるパルス信号が、上記ドライブ信号Ｓｇとして生成される。   At this time, in the inverter control unit 5d, the waveform of the power supply voltage v is estimated by the power supply voltage estimation unit 6a, and the inverter input voltage Vpn is detected by the inverter input voltage detection unit 8. In the drive generation unit 7d, a pulse signal applied to the gates of the switching elements 41 to 46 based on the rotation speed command ωo from the outside, the power supply voltage v, and the inverter input voltage Vpn is output by the drive generation unit 7d. It is generated as a signal Sg.

つまり、ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を小さくする方向にＰＷＭ幅を変更し、一方、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、インダクションモータ１０に供給する電流の角速度を大きくする方向にＰＷＭ幅を変更する。また、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが電源電圧の絶対値｜ｖ｜と等しい値を取るときは、ドライブ信号生成部７ｄは、回転数指令により決まるＰＷＭ幅を維持する。
上記のようにモータに供給する電流を制御することにより、単相交流電源１からモータ駆動装置１００ｄに流入する電流の波形が良好なものとなる。 That is, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value greater than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7d changes the PWM width in a direction to reduce the angular velocity of the current supplied to the induction motor 10. On the other hand, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the PWM width is changed so as to increase the angular velocity of the current supplied to the induction motor 10. When the level of inverter input voltage Vpn takes a value equal to the absolute value | v | of the power supply voltage, drive signal generating unit 7d maintains the PWM width determined by the rotation speed command.
By controlling the current supplied to the motor as described above, the waveform of the current flowing from the single-phase AC power supply 1 to the motor driving device 100d becomes good.

以下簡単に力率が改善されるメカニズムについて説明する。
つまり、インダクションモータ１０からインバータ回路４に回生電流が流れ込むと、インバータ回路４の入力側にある寄生容量が充電され、インバータ回路の入力電圧が整流回路前段の単相交流電源の電圧より高くなることから、インバータ回路の入力電圧が電源電圧の絶対値より高い場合は、回生電流が流れていると考えられる。従って、回生電流が流れているとされる期間では、ドライブ信号生成部７ｄは、インダクションモータを駆動する電流が大きくなるようその角速度を小さくする。これにより、インダクションモータに発生する誘起電圧が減少して、インダクションモータにブレーキをかける回生電流が減少することとなり、インダクションモータに発生するトルクは上昇し、モータの駆動効率が向上する。また、回生電流が減少することによりインバータ回路の入力電圧は単相交流電源の電圧の絶対値と波形がほぼ等しくなり、単相交流電源とインバータ回路の間に存在するダイオード整流回路の通電期間が延びる。 The mechanism for simply improving the power factor will be described below.
That is, when the regenerative current flows from the induction motor 10 into the inverter circuit 4, the parasitic capacitance on the input side of the inverter circuit 4 is charged, and the input voltage of the inverter circuit becomes higher than the voltage of the single-phase AC power supply in the preceding stage of the rectifier circuit. Therefore, when the input voltage of the inverter circuit is higher than the absolute value of the power supply voltage, it is considered that a regenerative current is flowing. Therefore, during the period in which the regenerative current is flowing, the drive signal generation unit 7d reduces the angular velocity so that the current for driving the induction motor increases. As a result, the induced voltage generated in the induction motor is reduced, and the regenerative current for applying a brake to the induction motor is reduced, the torque generated in the induction motor is increased, and the driving efficiency of the motor is improved. In addition, since the regenerative current decreases, the input voltage of the inverter circuit becomes substantially equal in waveform to the absolute value of the voltage of the single-phase AC power supply, and the conduction period of the diode rectifier circuit existing between the single-phase AC power supply and the inverter circuit is reduced. Extend.

一方、上記インバータ入力電圧が電源電圧の絶対値より低い場合には、整流回路には、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れていると考えられる。従って、このようにモータの駆動に必要な電流以上の電流が流れる期間には、ドライブ信号生成部７ｄは、インダクションモータを駆動する電流が小さくなるようその角速度を大きくする。これにより、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが大きくなり、整流回路に、モータの駆動に必要な電流以上の電流が流れるのを抑制することができる。
その結果、電源からモータ駆動装置に供給される電流の波形が良好なものに修正され、該モータ駆動装置の入力力率を改善することができる。 On the other hand, when the inverter input voltage is lower than the absolute value of the power supply voltage, it is considered that a current higher than the current required for driving the motor flows in the rectifier circuit. Accordingly, during a period in which a current equal to or more than the current necessary for driving the motor flows, the drive signal generation unit 7d increases the angular velocity so as to reduce the current for driving the induction motor. As a result, the level of the inverter input voltage Vpn is increased, and it is possible to suppress a current higher than the current required for driving the motor from flowing through the rectifier circuit.
As a result, the waveform of the current supplied from the power supply to the motor driving device is corrected to a good one, and the input power factor of the motor driving device can be improved.

このように本実施の形態４では、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相整流回路３の出力に接続され、モータ２の駆動電流を発生するインバータ回路４と、インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｄとを備え、インバータ制御部５ｄが、電源電圧推定部６ａにより推定された電源電圧ｖの絶対値｜ｖ｜と、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnとを比較し、インバータ入力電圧Ｖpnの波形と電源電圧の絶対値｜ｖ｜の波形が等しくなるよう、モータ電流の角速度が小さくなる方向あるいは大きくなる方向に上記ＰＷＭ幅を変更するので、モータ駆動電流の波形を電源電圧の波形により変調したり、モータの誘起電圧に応じたモータ駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、インダクションモータを駆動するモータ駆動装置の入力力率を改善することができる。これにより、インダクションモータを効率よく駆動することができる、簡単な回路構成のＩＥＣ高調波規制をクリアしたモータ駆動装置を得ることができる。   As described above, in the fourth embodiment, the single-phase rectifier circuit 3 connected to the single-phase AC power supply 1 and the inverter circuit 4 connected to the output of the single-phase rectifier circuit 3 to generate the drive current of the motor 2 And an inverter control unit 5d for controlling the inverter circuit 4. The inverter control unit 5d detects the absolute value | v | of the power supply voltage v estimated by the power supply voltage estimation unit 6a and the inverter input voltage detection unit 8. The PWM width is changed in the direction in which the angular velocity of the motor current decreases or increases so that the waveform of the inverter input voltage Vpn and the waveform of the absolute value | v | Therefore, the motor drive current waveform is not modulated by the power supply voltage waveform, and the motor drive voltage is not advanced according to the induced voltage of the motor. The input power factor of the motor drive device that drives the traction motor can be improved. As a result, it is possible to obtain a motor drive device that can drive the induction motor efficiently and has a simple circuit configuration and clear the IEC harmonic regulation.

なお、この実施の形態４では、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電流であるモータに供給する電流の角速度を制御しているが、インバータ制御部は、インバータ回路の出力電圧であるモータに供給する電圧の角速度を制御するものであってもよい。この場合も、実施の形態４と同様な効果が得られる。   In the fourth embodiment, the inverter control unit controls the angular velocity of the current supplied to the motor, which is the output current of the inverter circuit. However, the inverter control unit supplies the motor with the output voltage of the inverter circuit to the motor. It may control the angular velocity of the applied voltage. In this case, the same effect as in the fourth embodiment can be obtained.

また、上記実施の形態４では、ドライブ信号生成部７ｄは、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より大きな値を取るとき、モータ２に供給する電流の角速度を小さくする方向にＰＷＭ幅を変更する第１の制御と、インバータ入力電圧Ｖpnのレベルが、電源電圧の絶対値｜ｖ｜より小さな値を取るとき、モータ２に供給する電流の角速度を大きくする方向にＰＷＭ幅を変更する第２の制御とを行うものであるが、該ドライブ信号生成部７ｄは、上記第１の制御と第２の制御のいずれか一方を行うものであってもよい。   In the fourth embodiment, when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value larger than the absolute value | v | of the power supply voltage, the drive signal generation unit 7d reduces the angular velocity of the current supplied to the motor 2. In the first control for changing the PWM width in the direction, and when the level of the inverter input voltage Vpn takes a value smaller than the absolute value | v | of the power supply voltage, the PWM increases in the direction to increase the angular velocity of the current supplied to the motor 2. Although the second control for changing the width is performed, the drive signal generation unit 7d may perform one of the first control and the second control.

（実施の形態５）
図７は、本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅは、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相交流回路３に接続され、モータに駆動電流及び駆動電圧を出力するインバータ回路４と、該インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｅとを備えたものである。 (Embodiment 5)
FIG. 7 is a block diagram illustrating a motor driving device according to a fifth embodiment of the present invention.
The motor drive device 100e according to the fifth embodiment includes a single-phase rectifier circuit 3 connected to a single-phase AC power supply 1, and an inverter circuit connected to the single-phase AC circuit 3 and outputting a drive current and a drive voltage to a motor. 4 and an inverter control unit 5 e for controlling the inverter circuit 4.

ここで、上記単相整流回路３及びインバータ回路４は実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。上記インバータ制御部５ｅは、実施の形態２のインバータ制御部５ａにおける電源電圧推定部６ａに代えて、単相交流電源１のゼロクロスタイミングを用いて電源電圧ｖを推定する電源電圧推定部６ｅを備えたものである。なお、上記インバータ制御部５ｅのインバータ入力電圧検出部８及びドライブ信号生成部７ｂは、実施の形態２のものと同一のものである。   Here, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 are the same as those in the motor drive device 100b of the second embodiment. The inverter control unit 5e includes a power supply voltage estimation unit 6e that estimates the power supply voltage v using the zero-cross timing of the single-phase AC power supply 1, instead of the power supply voltage estimation unit 6a in the inverter control unit 5a of the second embodiment. It is a thing. The inverter input voltage detector 8 and the drive signal generator 7b of the inverter controller 5e are the same as those in the second embodiment.

以下、上記電源電圧推定部６ｅについて説明する。
この電源電圧推定部６ｅを構成するゼロクロス検出回路１１は、単相交流電源１のゼロクロスのタイミングを検知するものである。具体的には、この電源電圧推定部６ｅには、電源電圧を抵抗分圧する抵抗回路と、該抵抗回路の出力に接続されたフォトカップラとを有し、フォトカップラの出力に基づいて、電源電圧の全波整流した矩形波を得、該矩形波の立ち上がり及び立下りをゼロクロスタイミングとして検知するものが考えられる。 Hereinafter, the power supply voltage estimation unit 6e will be described.
The zero-crossing detection circuit 11 constituting the power supply voltage estimating unit 6e detects a zero-crossing timing of the single-phase AC power supply 1. Specifically, the power supply voltage estimating unit 6e includes a resistor circuit for dividing the power supply voltage by a resistor, and a photocoupler connected to an output of the resistor circuit. It is conceivable to obtain a full-wave rectified rectangular wave and detect the rise and fall of the rectangular wave as zero-cross timing.

但し、このようにフォトカップラを利用するものでは、実際の電源電圧のゼロクロスタイミングではなく、電源電圧がフォトカップラに電流が流れる最小の電圧レベルとなるタイミングを検知する場合がある。このような場合には、フォトカップラの出力の１つの立ち上がりタイミングと、その次の立ち上がりタイミングとから、単相電源１の電圧の周期を取得するとともに、立ち上がりタイミングと立ち下がりタイミングとから単相電源１の電圧がピークレベルとなるタイミングを取得することにより、電源電圧の周期と、立ち上がりタイミングあるいは立下りタイミングとから正しいゼロクロスタイミングを得ることができる。   However, in the case of using the photocoupler, the timing at which the power supply voltage reaches the minimum voltage level at which current flows through the photocoupler may be detected instead of the actual zero-cross timing of the power supply voltage. In such a case, the voltage cycle of the single-phase power supply 1 is obtained from one rising timing of the output of the photocoupler and the next rising timing, and the single-phase power supply is obtained from the rising timing and the falling timing. By acquiring the timing at which the voltage of 1 reaches the peak level, a correct zero-cross timing can be obtained from the cycle of the power supply voltage and the rising timing or the falling timing.

上記電源電圧推定部６ｅは、ゼロクロス検出回路１１により検出されたゼロクロスタイミングと、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnの波高値とから、電源電圧１から出力される正弦波電圧ｖを推定するものである。この場合、何らかの影響で電源電圧の振幅値が変化した場合でも、正確に電源電圧を推定することができ、精度の高い制御を提供することができる。   The power supply voltage estimating unit 6 e calculates a sine wave voltage output from the power supply voltage 1 based on the zero cross timing detected by the zero cross detection circuit 11 and the peak value of the inverter input voltage Vpn detected by the inverter input voltage detection unit 8. v is estimated. In this case, even when the amplitude value of the power supply voltage changes due to some influence, the power supply voltage can be accurately estimated, and highly accurate control can be provided.

次に動作について説明する。
このような構成の実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態２と同様に動作する。
そして、上記電源電圧推定部６ｅでは、ゼロクロス検出回路１１により電源電圧のゼロクロスタイミングが検出され、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnの波高値と、該検出された電源電圧のゼロクロスタイミングとから、電源電圧の波形が推定される。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100e according to the fifth embodiment having such a configuration, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 operate in the same manner as in the second embodiment.
Then, in the power supply voltage estimating unit 6e, the zero cross timing of the power supply voltage is detected by the zero cross detection circuit 11, and the peak value of the inverter input voltage Vpn detected by the inverter input voltage detection unit 8 and the detected power supply voltage The waveform of the power supply voltage is estimated from the zero cross timing.

すると、ドライブ信号生成部７ｂでは、実施の形態２と同様、外部からの回転数指令ωoと、電源電圧ｖの波形と、インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、インバータ回路のスイッチング素子４１〜４６に印加されるパルス信号のＰＷＭ幅が決定され、決定されたＰＷＭ幅を有するパルス信号が上記ドライブ信号Ｓｇとして出力される。   Then, as in the second embodiment, the drive signal generation unit 7b supplies the switching elements 41 to 46 of the inverter circuit to the switching elements 41 to 46 based on the rotation speed command ωo from the outside, the waveform of the power supply voltage v, and the inverter input voltage Vpn. The PWM width of the applied pulse signal is determined, and the pulse signal having the determined PWM width is output as the drive signal Sg.

このように本実施の形態５のモータ駆動装置１００ｅでは、上記電源電圧推定部１１を、上記単相交流電源１のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出回路を備え、上記ゼロクロス検出回路が検出したゼロクロスタイミングから上記単相交流電源の電圧を推定するものとしたので、実施の形態２の効果に加えて、電源電圧のモニター信号をＡＤ変換するＡＤ変換器等といった高価な部品を用いることなく、容易に単相交流電源の電圧波形を推定することができる効果がある。   As described above, in the motor driving device 100e according to the fifth embodiment, the power supply voltage estimating unit 11 includes the zero-crossing detection circuit that detects the zero-crossing timing of the single-phase AC power supply 1, and the zero-crossing timing detected by the zero-crossing detection circuit. , The voltage of the single-phase AC power supply is estimated from the above. In addition to the effects of the second embodiment, it is easy to use expensive components such as an AD converter for AD-converting the monitor signal of the power supply voltage. There is an effect that the voltage waveform of the single-phase AC power supply can be estimated.

なお、上記実施の形態５では、モータ駆動装置１００ｅは、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの電源電圧推定部６ａに代えて、単相交流電源１のゼロクロスタイミングを用いて電源電圧ｖを推定する電源電圧推定部６ｅを備えたものであるが、このような電源電圧推定部６ｅを備えたモータ駆動装置は、実施の形態２のものに限らず、実施の形態３あるいは４のモータ駆動装置であってもよい。   In the fifth embodiment, the motor drive device 100e estimates the power supply voltage v by using the zero-cross timing of the single-phase AC power supply 1 instead of the power supply voltage estimation unit 6a of the motor drive device 100b of the second embodiment. However, the motor drive device provided with such a power supply voltage estimating unit 6e is not limited to the motor driving device according to the second embodiment, but may be a motor driving device according to the third or fourth embodiment. It may be.

また、上記実施の形態５では、上記電源電圧推定部６ｅは、ゼロクロスタイミングと、インバータ入力電圧Ｖpnの波高値とから、電源電圧の波形を推定するものとしているが、上記電源電圧推定部６ｅは、ゼロクロスタイミングと、単相交流電源１の既知の電圧波高値とから、電源電圧の波形を推定するものであってもよい。このような電源電圧推定部６ｅを備えたモータ駆動装置は、実施の形態２のものに限らず、実施の形態１，３あるいは４のいずれのモータ駆動装置であってもよい。   In the fifth embodiment, the power supply voltage estimating unit 6e estimates the power supply voltage waveform from the zero-cross timing and the peak value of the inverter input voltage Vpn. , The waveform of the power supply voltage may be estimated from the zero-cross timing and the known voltage peak value of the single-phase AC power supply 1. The motor driving device provided with such a power supply voltage estimating unit 6e is not limited to the motor driving device of the second embodiment, but may be any of the motor driving devices of the first, third, and fourth embodiments.

（実施の形態６）
図８は、本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆは、単相交流電源１に接続された単相整流回路３と、該単相交流回路３に接続され、モータに駆動電流及び駆動電圧を出力するインバータ回路４と、該インバータ回路４を制御するインバータ制御部５ｆとを備えたものである。 (Embodiment 6)
FIG. 8 is a block diagram illustrating a motor driving device according to a sixth embodiment of the present invention.
The motor drive device 100f according to the sixth embodiment includes a single-phase rectifier circuit 3 connected to a single-phase AC power supply 1, and an inverter circuit connected to the single-phase AC circuit 3 and outputting a drive current and a drive voltage to a motor. 4 and an inverter control unit 5f for controlling the inverter circuit 4.

ここで、上記単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂにおけるものと同一のものである。上記インバータ制御部５ｆは、実施の形態２のインバータ制御部５ａにおける電源電圧推定部６ａに代えて、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnを用いて、電源電圧の波形を推定する電源電圧推定部６ｆを備えたものである。また、上記インバータ制御部５ｆのインバータ入力電圧検出部８及びドライブ信号生成部７ｂは、実施の形態２のものと同一のものである。   Here, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 are the same as those in the motor drive device 100b of the second embodiment. The inverter control unit 5f replaces the power supply voltage estimation unit 6a in the inverter control unit 5a of the second embodiment with the power supply voltage estimation unit 6f that estimates the waveform of the power supply voltage using the input voltage Vpn of the inverter circuit 4. It is provided. The inverter input voltage detector 8 and the drive signal generator 7b of the inverter controller 5f are the same as those in the second embodiment.

以下、上記電源電圧推定部６ｆについて説明する。
電源電圧検出部６ｆは、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnの波高値（ピークレベル）をとるタイミングから、電源電圧の波高値（ピークレベル）をとるタイミングを推測し、そのタイミングと、インバータ入力電圧の波高値とから、電源電圧の波形である正弦波電圧を推定するものである。 Hereinafter, the power supply voltage estimation unit 6f will be described.
The power supply voltage detection unit 6f estimates the timing at which the peak value (peak level) of the power supply voltage is obtained from the timing at which the peak value (peak level) of the inverter input voltage Vpn detected by the inverter input voltage detection unit 8 is obtained. A sine wave voltage which is a waveform of the power supply voltage is estimated from the timing and the peak value of the inverter input voltage.

次に動作について説明する。
このような構成の実施の形態６のモータ駆動装置１００ｆでは、単相整流回路３及びインバータ回路４は、実施の形態２と同様に動作する。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100f according to the sixth embodiment having such a configuration, the single-phase rectifier circuit 3 and the inverter circuit 4 operate in the same manner as in the second embodiment.

そして、上記電源電圧推定部６ｆでは、インバータ入力電圧検出部８により検出されたインバータ入力電圧Ｖpnに基づいて、その波高値（ピークレベル）をとるタイミングが検出され、該検出されたタイミングから、電源電圧の波高値（ピークレベル）をとるタイミングが推測され、該推定された、電源電圧がピークレベルとなるタイミングと、インバータ入力電圧の波高値とから、電源電圧の波形である正弦波電圧の波形が推定される。   Then, the power supply voltage estimating unit 6f detects a timing at which the peak value (peak level) is obtained based on the inverter input voltage Vpn detected by the inverter input voltage detecting unit 8, and determines the power supply from the detected timing. The timing at which the peak value (peak level) of the voltage is taken is estimated, and the waveform of the sine wave voltage, which is the waveform of the power supply voltage, is obtained from the estimated timing at which the power supply voltage reaches the peak level and the peak value of the inverter input voltage. Is estimated.

すると、ドライブ信号生成部７ｂでは、実施の形態２と同様、外部からの回転数指令ωoと、上記推定された電源電圧ｖの波形と、上記インバータ入力電圧Ｖpnとに基づいて、インバータ回路のスイッチング素子４１〜４６に印加されるパルス信号のＰＷＭ幅が決定され、決定されたＰＷＭ幅を有するパルス信号が、インバータ回路４のドライブ信号Ｓｇとして出力される。   Then, similarly to the second embodiment, the drive signal generation unit 7b performs switching of the inverter circuit based on the rotation speed command ωo from the outside, the waveform of the estimated power supply voltage v, and the inverter input voltage Vpn. The PWM width of the pulse signal applied to the elements 41 to 46 is determined, and the pulse signal having the determined PWM width is output as the drive signal Sg of the inverter circuit 4.

このように本実施の形態６では、電源電圧推定部６ｆを、インバータ入力電圧検出部により検出されたインバータ入力電圧に基づいて、インバータ入力電圧が最大値をとるタイミングを検出し、該検出されたタイミングと、そのときのインバータ入力電圧の値とから、上記単相交流電源の電圧を推定するものとしたので、実施の形態２の効果に加えて、電源電圧のモニターを行う回路などを不要として、部品点数の少ない回路構成により、容易に単相交流電源の電圧波形を推定することができる効果がある。   As described above, in the sixth embodiment, the power supply voltage estimating unit 6f detects the timing at which the inverter input voltage takes the maximum value based on the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detecting unit, and detects the detected timing. Since the voltage of the single-phase AC power supply is estimated from the timing and the value of the inverter input voltage at that time, in addition to the effect of the second embodiment, a circuit for monitoring the power supply voltage is unnecessary. With a circuit configuration having a small number of components, the voltage waveform of the single-phase AC power supply can be easily estimated.

なお、この実施の形態６では、電源電圧検出部６ｆは、インバータ入力電圧Ｖpnの波高値（ピークレベル）をとるタイミングと、インバータ入力電圧の波高値とから、電源電圧の波形を推定するものであるが、この電源電圧検出部６ｆは、インバータ入力電圧Ｖpnの波高値（ピークレベル）をとるタイミングと、単相交流電源１の既知の電圧波高値とから、電源電圧の波形を推定するものであってもよい。   In the sixth embodiment, the power supply voltage detector 6f estimates the waveform of the power supply voltage from the timing at which the peak value (peak level) of the inverter input voltage Vpn is obtained and the peak value of the inverter input voltage. However, the power supply voltage detector 6f estimates the waveform of the power supply voltage from the timing at which the peak value (peak level) of the inverter input voltage Vpn is obtained and the known voltage peak value of the single-phase AC power supply 1. There may be.

また、上記実施の形態６では、モータ駆動装置１００ｆは、実施の形態２のモータ駆動装置１００ｂの電源電圧推定部６ａに代えて、インバータ回路４の入力電圧Ｖpnを用いて電源電圧の波形を推定する電源電圧推定部６ｆを備えたものであるが、このような電源電圧推定部６ｆを備えたモータ駆動装置は、実施の形態２のものに限らず、実施の形態３あるいは４のモータ駆動装置であってもよい。   In the sixth embodiment, the motor drive device 100f estimates the waveform of the power supply voltage using the input voltage Vpn of the inverter circuit 4 instead of the power supply voltage estimation unit 6a of the motor drive device 100b of the second embodiment. However, the motor drive device provided with such a power supply voltage estimating unit 6f is not limited to the motor driving device according to the second embodiment, and the motor driving device according to the third or fourth embodiment. It may be.

（実施の形態７）
図９は、本発明の実施の形態７によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの単相整流回路３の出力側に、モータからの回生電流を充電する小容量のコンデンサ１２を付加したものであり、該コンデンサ１２は上記単相整流回路３の一方の出力端子３ａと他方の出力端子３ｂとの間に接続されている。 (Embodiment 7)
FIG. 9 is a block diagram illustrating a motor driving device according to a seventh embodiment of the present invention.
The motor drive device 100g according to the seventh embodiment has a configuration in which a small-capacity capacitor 12 that charges a regenerative current from a motor is added to the output side of the single-phase rectifier circuit 3 of the motor drive device 100a according to the first embodiment. The capacitor 12 is connected between one output terminal 3a and the other output terminal 3b of the single-phase rectifier circuit 3.

この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇのその他の構成は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一である。   Other configurations of the motor driving device 100g according to the seventh embodiment are the same as those of the motor driving device 100a according to the first embodiment.

ここで、上記コンデンサ１２の容量は、モータ回生電流による装置の損傷が回避される程度の容量にすればよい。例えば、モータ制御装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを制御するものである場合は、上記コンデンサ１２の容量は、０．１Ｆ〜５０μＦ程度でよい。この値は、モータのインダクタンスの容量、インバータ入力電圧に対して許容される最大変動量、及びモータに流す電流の最大値から求められる最小の限界値である。なお、このコンデンサ１２の容量は、図１１に示す従来のモータ駆動装置１００における平滑コンデンサ１２ａの容量と比べると、１０００分の１程度の小さいものである。   Here, the capacity of the capacitor 12 may be set to such an extent that damage to the device due to the motor regenerative current is avoided. For example, when the motor control device controls a motor of a compressor used in a home air conditioner, the capacity of the condenser 12 may be about 0.1 F to 50 μF. This value is a minimum limit value obtained from the capacity of the inductance of the motor, the maximum allowable variation with respect to the inverter input voltage, and the maximum value of the current flowing through the motor. The capacity of the capacitor 12 is smaller than the capacity of the smoothing capacitor 12a in the conventional motor driving device 100 shown in FIG.

つまり、モータに最大電流が流れているときにモータが保持しているエネルギーは、モータ内部のインダクタンスの容量から求められる。そして、そのエネルギーがモータ回生電流としてコンデンサに与えられたときに発生するコンデンサの端子電圧の上昇をどの程度まで許容できるかに基づいて、上記コンデンサの容量が決定される。   That is, the energy held by the motor when the maximum current flows through the motor is obtained from the inductance capacity inside the motor. The capacity of the capacitor is determined based on how much the terminal voltage of the capacitor can be increased when the energy is given to the capacitor as the motor regenerative current.

具体的には、モータに流す最大電流をＩm、モータ内部のインダクタンスをＬm、コンデンサ端子電圧の上昇許容電圧値をＶmとすると、上記コンデンサの容量Ｃmは、Ｃm＞Ｌm・Ｉm・Ｉm／Ｖm／Ｖmで決定される。   Specifically, assuming that the maximum current flowing through the motor is Im, the inductance inside the motor is Lm, and the allowable voltage increase of the capacitor terminal voltage is Vm, the capacitance Cm of the capacitor is Cm> Lm.Im.Im/Vm/ Vm.

次に動作について説明する。
この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇでは、単相整流回路３，インバータ回路４，インバータ制御部５ａは、実施の形態１のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100g according to the seventh embodiment, the single-phase rectifier circuit 3, the inverter circuit 4, and the inverter control unit 5a operate in the same manner as in the first embodiment. The operation will be described.

モータ２の停止時やインバータ回路４のスイッチング動作が停止した時には、モータ２に流れている電流がインバータ回路４の入力側に回生される。その回生電流が大きいと、インバータ回路４の入力側電圧が過大電圧となって、モータ駆動装置が損傷する場合が発生する。   When the motor 2 stops or the switching operation of the inverter circuit 4 stops, the current flowing through the motor 2 is regenerated to the input side of the inverter circuit 4. If the regenerative current is large, the voltage on the input side of the inverter circuit 4 becomes excessively high, and the motor driving device may be damaged.

この実施の形態７のモータ駆動装置１００ｇでは、図９に示すように、単相整流回路３の出力側、つまりインバータ回路４の入力側にコンデンサ１２が付加されているので、モータ２の停止時などには、モータ２からの回生電流が上記コンデンサ１２に充電されることとなり、上記回生電流によるインバータ回路４の入力側電圧の上昇を抑えることができる。   In the motor drive device 100g according to the seventh embodiment, since the capacitor 12 is added to the output side of the single-phase rectifier circuit 3, that is, the input side of the inverter circuit 4, as shown in FIG. In such a case, for example, the regenerative current from the motor 2 is charged in the capacitor 12, so that an increase in the input side voltage of the inverter circuit 4 due to the regenerative current can be suppressed.

これにより、モータ停止時などに発生するモータ回生電流によりモータ駆動装置が損傷を受けるのを防止することができ、より安全なモータ制御装置を実現することができる。   As a result, it is possible to prevent the motor drive device from being damaged by the motor regenerative current generated when the motor is stopped, and to realize a safer motor control device.

このように本実施の形態７では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３ａの出力側に、上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを付加したので、実施の形態１の効果に加えて、モータの停止時やインバータ回路のスイッチング動作が停止した時に発生するインバータ入力電圧の上昇を抑えることができ、素子等の破壊を防ぐ効果がある。   As described above, in the seventh embodiment, the capacitor for charging the regenerative current from the motor is added to the output side of the rectifier circuit 3a of the motor driving device 100a of the first embodiment. In addition, an increase in the inverter input voltage that occurs when the motor stops or the switching operation of the inverter circuit stops can be suppressed, and there is an effect of preventing destruction of elements and the like.

なお、上記実施の形態７では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３の出力側に上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを付加したものを示したが、このようなコンデンサを付加したモータ駆動装置は、実施の形態１のものに限らず、実施の形態２ないし６のいずれのモータ駆動装置であってもよい。   Note that, in the seventh embodiment, a capacitor for charging the regenerative current from the motor is added to the output side of the rectifier circuit 3 of the motor drive device 100a in the first embodiment. The added motor drive device is not limited to that of the first embodiment, and may be any of the second to sixth embodiments.

（実施の形態８）
図１０は、本発明の実施の形態８によるモータ駆動装置を説明するためのブロック図である。
この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈは、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの単相整流回路３と、単相交流電源１３との間にインダクタ１３を挿入したものであり、該インダクタ１３は、単相交流電源１と単相整流回路３との間に直列に接続されている。
そして、この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈのその他の構成は、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａと同一である。 (Embodiment 8)
FIG. 10 is a block diagram illustrating a motor driving device according to an eighth embodiment of the present invention.
The motor driving device 100h according to the eighth embodiment has an inductor 13 inserted between the single-phase rectifier circuit 3 and the single-phase AC power supply 13 of the motor driving device 100a according to the first embodiment. Are connected in series between the single-phase AC power supply 1 and the single-phase rectifier circuit 3.
Other configurations of the motor driving device 100h according to the eighth embodiment are the same as those of the motor driving device 100a according to the first embodiment.

ここで、上記インダクタ１３の値は、インバータ回路のスイッチング動作に伴って発生するスイッチング電流ノイズを除去し、電源電流の波形が歪まない程度の値にすればよい。例えば、モータ駆動装置が、家庭用の空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動するものである場合は、インダクタ１３の値は、０．０１ｍＨから４．０ｍＨ程度でよい。この値は、インバータ回路４でのキャリア周波数の逆数に比例した値となり、キャリア成分の高調波が抑制できるように決定される。なお、このインダクタ１３の値は、従来のモータ駆動装置で用いられる力率改善用リアクトルとして用いられるインダクタの値と比べると、１０００分の１程度の小さいものである。   Here, the value of the inductor 13 may be set to a value that eliminates switching current noise generated due to the switching operation of the inverter circuit and does not distort the waveform of the power supply current. For example, when the motor drive device drives a motor of a compressor used in a home air conditioner, the value of the inductor 13 may be about 0.01 mH to 4.0 mH. This value is a value proportional to the reciprocal of the carrier frequency in the inverter circuit 4, and is determined so that harmonics of the carrier component can be suppressed. The value of the inductor 13 is smaller than the value of an inductor used as a power factor improving reactor used in a conventional motor driving device by about 1/1000.

具体的には、減衰させたい量を−X［ｄB］、円周率をπ、キャリア周波数をｆ［Hz］とした場合、上記インダクタの値Ｌrは、１０×ｌｏｇ（２×π×ｆ×Ｌr）＞Ｘを満たす値に決定される。   Specifically, when the amount to be attenuated is -X [dB], the pi is π, and the carrier frequency is f [Hz], the value Lr of the inductor is 10 × log (2 × π × f × Lr)> X.

次に動作について説明する。
この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈでは、単相整流回路３，インバータ回路４，インバータ制御部５ａは、実施の形態１のものと同様に動作するので、以下では、実施の形態１と異なる動作について説明する。
単相交流電源１の出力電流は、インバータ回路４のスイッチング動作の影響を受け、スイッチング電流がノイズとして重畳される。 Next, the operation will be described.
In the motor driving device 100h according to the eighth embodiment, the single-phase rectifier circuit 3, the inverter circuit 4, and the inverter control unit 5a operate in the same manner as in the first embodiment. The operation will be described.
The output current of the single-phase AC power supply 1 is affected by the switching operation of the inverter circuit 4, and the switching current is superimposed as noise.

この実施の形態８のモータ駆動装置１００ｈでは、図１０に示すように、単相交流電源１と単相整流回路３との間に挿入されたインダクタ１３により、インバータ回路４で発生したノイズが遮断されることとなって、電源の出力電流に重畳される電源スイッチングノイズが低減される。これにより単相交流電源１の出力電流の波形が歪むのが抑制され、入力電流の力率が改善される。   In the motor driving device 100h according to the eighth embodiment, as shown in FIG. 10, the noise generated in the inverter circuit 4 is cut off by the inductor 13 inserted between the single-phase AC power supply 1 and the single-phase rectifier circuit 3. As a result, power supply switching noise superimposed on the output current of the power supply is reduced. Thereby, the distortion of the waveform of the output current of the single-phase AC power supply 1 is suppressed, and the power factor of the input current is improved.

このように本実施の形態８では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３の入力と単相交流電源１との間に、上記インバータ回路４で発生したノイズを遮断するインダクタ１３を挿入したので、実施の形態１の効果に加えて、単相交流電源１の出力に重畳されるスイッチングノイズを低減することができ、これにより入力電流の力率を高め、電流波形を改善することができる効果がある。   As described above, in the eighth embodiment, the inductor 13 that cuts off the noise generated in the inverter circuit 4 is provided between the input of the rectifier circuit 3 and the single-phase AC power supply 1 of the motor drive device 100a of the first embodiment. As a result, the switching noise superimposed on the output of the single-phase AC power supply 1 can be reduced, thereby increasing the power factor of the input current and improving the current waveform. There is an effect that can be.

なお、上記実施の形態８では、実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの整流回路３と単相交流電源１との間に、インバータ回路４で発生したノイズを遮断するインダクタ１３を挿入したものを示したが、このようなインダクタを有するモータ駆動装置は、実施の形態１のものに限らず、実施の形態２ないし６のいずれのモータ駆動装置であってもよい。   In the eighth embodiment, the motor drive device 100a according to the first embodiment has a structure in which an inductor 13 for blocking noise generated in the inverter circuit 4 is inserted between the rectifier circuit 3 and the single-phase AC power supply 1. Although shown, the motor driving device having such an inductor is not limited to the one in the first embodiment, but may be any of the motor driving devices in the second to sixth embodiments.

また、上記実施の形態７では、モータ駆動装置は、モータ駆動装置を構成する単相整流回路の出力側にコンデンサを付加したもの、上記実施の形態８では、モータ駆動装置は、モータ駆動装置を構成する単相整流回路と、電源との間にコンデンサを挿入したものとしているが、モータ駆動装置は、上記コンデンサとインダクタの両方を備えたものであってもよい。   In the seventh embodiment, the motor driving device has a capacitor added to the output side of the single-phase rectifier circuit constituting the motor driving device. In the eighth embodiment, the motor driving device has a motor driving device. Although a capacitor is inserted between the constituent single-phase rectifier circuit and the power supply, the motor drive device may include both the capacitor and the inductor.

この場合は、インダクタとコンデンサとからなる直列接続回路が形成されるため、共振現象が発生することがある。この共振周波数は一般的に知られるように１／２π√（ＬＣ）であり、インダクタとコンデンサの容量で決まる。従って、共振周波数が、電源に対する高調波規制の対象となる周波数よりも高くなるよう、インダクタとコンデンサの容量を決定すれば、より発生ノイズの少ないモータ制御装置を提供することができる。   In this case, a series connection circuit composed of an inductor and a capacitor is formed, so that a resonance phenomenon may occur. This resonance frequency is 1 / 2π√ (LC) as generally known, and is determined by the capacitance of the inductor and the capacitor. Therefore, if the capacities of the inductor and the capacitor are determined such that the resonance frequency becomes higher than the frequency subject to harmonic regulation on the power supply, it is possible to provide a motor control device with less generated noise.

さらに、本発明の各実施の形態のモータ駆動装置は、空気調和機に使用される圧縮機のモータを駆動制御するものに限らず、インバータ回路を使用してモータを駆動制御するものであればどのような機器のモータを駆動制御するものであってもよい。   Furthermore, the motor drive device of each embodiment of the present invention is not limited to a device that drives and controls a motor of a compressor used in an air conditioner, but any device that drives and controls a motor using an inverter circuit. The drive of any device may be controlled.

例えば、上記各実施の形態のモータ駆動装置を適用可能な機器は、モータ及びその駆動電流を発生するインバータ回路を搭載した、冷蔵庫，電気洗濯機，電気乾燥機，電気掃除機，送風機等の機器がある。いずれの機器についても、インバータ回路を小型化、軽量化することで、設計の自由度が高く、安価な機器を提供することができる等、効用は計り知れない。   For example, a device to which the motor driving device of each of the above embodiments can be applied includes a device such as a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, an electric vacuum cleaner, a blower, and the like, on which a motor and an inverter circuit that generates a driving current for the motor are mounted. There is. For any of these devices, reducing the size and weight of the inverter circuit provides a high degree of freedom in designing and providing an inexpensive device.

以下、実施の形態１のモータ及びモータ駆動装置を用いた機器である空気調和機，冷蔵庫，電気洗濯機，送風機，電気掃除機，電気乾燥機，ヒートポンプ給湯器について具体的に説明する。   Hereinafter, an air conditioner, a refrigerator, an electric washing machine, a blower, an electric vacuum cleaner, an electric dryer, and a heat pump water heater that are devices using the motor and the motor driving device of the first embodiment will be specifically described.

（実施の形態９）
図１２は本発明の実施の形態９による空気調和機を説明するブロック図である。
この実施の形態９の空気調和機２５０は、室内機２５５及び室外機２５６を有し、冷暖房を行う空気調和機である。 (Embodiment 9)
FIG. 12 is a block diagram illustrating an air conditioner according to Embodiment 9 of the present invention.
The air conditioner 250 according to the ninth embodiment is an air conditioner that has an indoor unit 255 and an outdoor unit 256 and performs cooling and heating.

この空気調和機２５０は、冷媒を室内機２５５と室外機２５６の間で循環させる圧縮機２５０ａと、電圧源１を入力とし、該圧縮機２５０ａのモータを駆動するモータ駆動装置２５０ｂとを有している。ここで、電圧源１，圧縮機２５０ａのモータ，及びモータ駆動装置２５０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。   The air conditioner 250 includes a compressor 250a that circulates refrigerant between the indoor unit 255 and the outdoor unit 256, and a motor drive device 250b that receives the voltage source 1 as an input and drives a motor of the compressor 250a. ing. Here, the voltage source 1, the motor of the compressor 250a, and the motor driving device 250b are the same as the single-phase AC power supply 1, the motor 2, and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively.

また、上記空気調和機２５０は、冷媒循環経路を形成する四方弁２５４，絞り装置２５３，室内側熱交換器２５１及び室外側熱交換器２５２を有している。ここで、室内側熱交換器２５１は上記室内機２５５を構成しており、絞り装置２５３，室外側熱交換器２５２，圧縮機２５０ａ，四方弁２５４及びモータ駆動装置２５０ｂは上記室外機２５６を構成している。   The air conditioner 250 includes a four-way valve 254, a throttle device 253, and an indoor heat exchanger 251 and an outdoor heat exchanger 252 that form a refrigerant circulation path. Here, the indoor heat exchanger 251 constitutes the indoor unit 255, and the expansion device 253, the outdoor heat exchanger 252, the compressor 250a, the four-way valve 254, and the motor driving device 250b constitute the outdoor unit 256. are doing.

上記室内側熱交換器２５１は、熱交換の能力を上げるための送風機２５１ａと、該熱交換器２５１の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５１ｂとを有している。上記室外側熱交換器２５２は、熱交換の能力を上げるための送風機２５２ａと、該熱交換器２５２の温度もしくはその周辺温度を測定する温度センサ２５２ｂとを有している。   The indoor side heat exchanger 251 has a blower 251a for improving the heat exchange capacity, and a temperature sensor 251b for measuring the temperature of the heat exchanger 251 or its surrounding temperature. The outdoor heat exchanger 252 has a blower 252a for improving the heat exchange capacity, and a temperature sensor 252b for measuring the temperature of the heat exchanger 252 or its surrounding temperature.

そして、この実施の形態９では、上記室内側熱交換器２５１と室外側熱交換器２５２との間の冷媒経路には、圧縮機２５０ａ及び四方弁２５４が配置されている。つまりこの空気調和機２５０は、冷媒が矢印Ａの方向に流れ、室外側熱交換器２５２を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、該圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室内側熱交換器２５１へ供給される状態と、冷媒が矢印Ｂの方向に流れ、室内側熱交換器２５１を通過した冷媒が圧縮機２５０ａに吸入され、圧縮機２５０ａから吐出された冷媒が室外側熱交換器２５２へ供給される状態とが、上記四方弁２５４により切り替えられるものである。   In the ninth embodiment, a compressor 250a and a four-way valve 254 are arranged in a refrigerant path between the indoor heat exchanger 251 and the outdoor heat exchanger 252. That is, in the air conditioner 250, the refrigerant flows in the direction of arrow A, the refrigerant passing through the outdoor heat exchanger 252 is sucked into the compressor 250a, and the refrigerant discharged from the compressor 250a is discharged into the indoor heat exchanger. 251 and the refrigerant flowing in the direction of arrow B, the refrigerant passing through the indoor heat exchanger 251 is drawn into the compressor 250a, and the refrigerant discharged from the compressor 250a is discharged into the outdoor heat exchanger 252. Is switched by the four-way valve 254.

また、上記絞り装置２５３は、循環する冷媒の流量を絞る絞り作用と、冷媒の流量を自動調整する弁の作用とをあわせ持つものである。つまり、絞り装置２５３は、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器から蒸発器へ送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器に必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。   In addition, the expansion device 253 has both an expansion function for reducing the flow rate of the circulating refrigerant and an operation of a valve for automatically adjusting the flow rate of the refrigerant. That is, while the refrigerant is circulating in the refrigerant circulation path, the expansion device 253 restricts the flow rate of the liquid refrigerant sent from the condenser to the evaporator to expand the liquid refrigerant, and is required for the evaporator. A certain amount of refrigerant is supplied without excess or shortage.

なお、上記室内側熱交換器２５１は暖房運転では凝縮器として、冷房運転では蒸発器として動作するものであり、上記室外側熱交換器２５２は、暖房運転では蒸発器として、冷房運転では凝縮器として動作するものである。凝縮器では、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスは、送り込まれる空気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。これは、冷媒が大気中に熱を放熱して液化することと等しい。また、蒸発器には絞り装置２５３で低温低圧となった液冷媒が流れ込む。この状態で蒸発器に部屋の空気が送り込まれると、液冷媒は空気から大量の熱を奪って蒸発し、低温低圧のガス冷媒に変化する。蒸発器にて大量の熱を奪われた空気は空調機の吹きだし口から冷風となって放出される。   The indoor heat exchanger 251 operates as a condenser in the heating operation, and operates as an evaporator in the cooling operation. The outdoor heat exchanger 252 operates as an evaporator in the heating operation and the condenser in the cooling operation. It works as. In the condenser, the high-temperature and high-pressure refrigerant gas flowing through the inside of the condenser loses heat by the supplied air and gradually liquefies, and becomes a high-pressure liquid refrigerant near the outlet of the condenser. This is equivalent to the refrigerant radiating heat to the atmosphere to liquefy. Further, the liquid refrigerant, which has become low temperature and low pressure by the expansion device 253, flows into the evaporator. When the room air is sent into the evaporator in this state, the liquid refrigerant takes a large amount of heat from the air and evaporates, and changes to a low-temperature and low-pressure gas refrigerant. The air deprived of a large amount of heat by the evaporator is released as cold air from the air outlet of the air conditioner.

そして、この空気調和機２５０では、空気調和機の運転状態、つまり空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいてモータの指令回転数が設定され、モータ駆動装置２５０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて圧縮機２５０ａのモータの回転数を制御する。   In the air conditioner 250, the command rotation speed of the motor is set based on the operation state of the air conditioner, that is, the target temperature, the actual room temperature, and the outside temperature set for the air conditioner, and the motor driving device 250b controls the rotation speed of the motor of the compressor 250a based on the set command rotation speed, as in the first embodiment.

次に動作について説明する。
この実施の形態９の空気調和機２５０では、モータ駆動装置２５０ｂから圧縮機２５０ａに駆動電圧が印加されると、冷媒循環経路内で冷媒が循環し、室内機２５５の熱交換器２５１及び室外機２５６の熱交換器２５２にて熱交換が行われる。つまり、上記空気調和機２５０では、冷媒の循環閉路に封入された冷媒を圧縮機２５０ａにより循環させることにより、冷媒の循環閉路内に周知のヒートポンプサイクルが形成される。これにより、室内の暖房あるいは冷房が行われる。 Next, the operation will be described.
In the air conditioner 250 of the ninth embodiment, when a drive voltage is applied from the motor drive device 250b to the compressor 250a, the refrigerant circulates in the refrigerant circulation path, and the heat exchanger 251 of the indoor unit 255 and the outdoor unit Heat exchange is performed in 256 heat exchangers 252. That is, in the air conditioner 250, a known heat pump cycle is formed in the refrigerant circulation closed circuit by circulating the refrigerant sealed in the refrigerant circulation closed circuit by the compressor 250a. Thereby, heating or cooling of the room is performed.

例えば、空気調和機２５０の暖房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ａで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は凝縮器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により熱を放出する。これにより室内が暖められる。   For example, when performing a heating operation of the air conditioner 250, the four-way valve 254 is set so that the refrigerant flows in a direction indicated by an arrow A by a user operation. In this case, the indoor heat exchanger 251 operates as a condenser, and emits heat by circulating the refrigerant in the refrigerant circulation path. This warms the room.

逆に、空気調和機２５０の冷房運転を行う場合、ユーザの操作により、上記四方弁２５４は、冷媒が矢印Ｂで示す方向に流れるよう設定される。この場合、室内側熱交換器２５１は蒸発器として動作し、上記冷媒循環経路での冷媒の循環により周辺空気の熱を吸収する。これにより室内が冷やされる。   Conversely, when performing the cooling operation of the air conditioner 250, the four-way valve 254 is set so that the refrigerant flows in the direction indicated by the arrow B by the operation of the user. In this case, the indoor heat exchanger 251 operates as an evaporator, and absorbs the heat of the surrounding air by circulating the refrigerant in the refrigerant circulation path. Thereby, the room is cooled.

ここで、空気調和機２５０では、空気調和機に対して設定された目標温度、実際の室温及び外気温に基づいて指令回転数が決定され、実施の形態１と同様、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置２５０ｂにより、圧縮機２５０ａのモータの回転数が制御される。これにより、空気調和機２５０では、快適な冷暖房が行われる。   Here, in the air conditioner 250, the command rotation speed is determined based on the target temperature, the actual room temperature, and the outside air temperature set for the air conditioner, and, as in the first embodiment, based on the command rotation speed. Thus, the rotation number of the motor of the compressor 250a is controlled by the motor driving device 250b. Thereby, in the air conditioner 250, comfortable cooling and heating are performed.

このように本実施の形態９の空気調和機２５０では、圧縮機２５０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより空気調和機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては空気調和機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the air conditioner 250 of the ninth embodiment, as in the first embodiment, the current supplied to the motor and the power supply voltage v are set as the motor driving device that drives the motor that is the power source of the compressor 250a. Since the motor drive device is used in which the power is decreased in the operation section where the power supply voltage v changes from zero to the peak and increased in the operation section where the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled. As a result, the values of the capacitor and the inductor in the motor drive device can be reduced while suppressing a decrease in the power factor due to the waveform distortion of the current supplied from the power supply. As a result, the motor drive device of the air conditioner can be reduced in size and weight while satisfying the input power factor restriction and the IEC high-frequency regulations. As a result, the air conditioner can be designed with a high degree of design freedom and at a low cost. can do.

（実施の形態１０）
図１３は本発明の実施の形態１０による冷蔵庫を説明するブロック図である。
この実施の形態１０の冷蔵庫２６０は、圧縮機２６０ａ，モータ駆動装置２６０ｂ，凝縮器２６１，冷蔵室蒸発器２６２，及び絞り装置２６３から構成されている。 (Embodiment 10)
FIG. 13 is a block diagram illustrating a refrigerator according to Embodiment 10 of the present invention.
The refrigerator 260 according to the tenth embodiment includes a compressor 260a, a motor driving device 260b, a condenser 261, a refrigerator evaporator 262, and a throttle device 263.

ここで、圧縮機２６０ａ，凝縮器２６１，絞り装置２６３，及び冷蔵室蒸発器２６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置２６０ｂは、電圧源１を入力とし、上記圧縮機２６０ａの駆動源であるモータを駆動するものである。なお、上記電圧源１、圧縮機２６０ａのモータ及びモータ駆動装置２６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の単相交流電源１，モータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。   Here, the compressor 260a, the condenser 261, the expansion device 263, and the refrigerating room evaporator 262 form a refrigerant circulation path. The motor driving device 260b receives the voltage source 1 as an input, and the compressor 260a This drives the motor which is the driving source for. The voltage source 1, the motor of the compressor 260a, and the motor driving device 260b are the same as the single-phase AC power supply 1, the motor 2, and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively.

絞り装置２６３は、上記実施の形態９の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器２６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、冷蔵室蒸発器２６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。   Similar to the expansion device 253 of the air conditioner 250 of the ninth embodiment, the expansion device 263 reduces the flow rate of the liquid refrigerant sent from the condenser 261 while the refrigerant is circulating in the refrigerant circulation path. This expands the liquid refrigerant and supplies the required amount of refrigerant to the refrigerator compartment evaporator 262 without excess or shortage.

凝縮器２６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器２６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。   The condenser 261 condenses the high-temperature and high-pressure refrigerant gas flowing inside and discharges the heat of the refrigerant to the outside air. The refrigerant gas sent to the condenser 261 is deprived of heat by the outside air and gradually liquefies, and becomes a high-pressure liquid refrigerant near the outlet of the condenser.

冷蔵室蒸発器２６２は、低温の冷媒液を蒸発させて冷蔵庫内の冷却を行うものである。この冷蔵室蒸発器２６２は、熱交換の効率を上げるための送風機２６２ａと、庫内の温度を検出する温度センサ２６２ｂとを有している。   The refrigerator evaporator 262 evaporates a low-temperature refrigerant liquid to cool the refrigerator. This refrigerator compartment evaporator 262 has a blower 262a for increasing the efficiency of heat exchange and a temperature sensor 262b for detecting the temperature in the refrigerator.

そして、この冷蔵庫２６０では冷蔵庫の運転状態、つまり冷蔵庫に対して設定された目標温度、及び冷蔵庫内の温度に基づいて指令回転数が設定され、モータ駆動装置２６０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて、圧縮機２６０ａのモータの回転数を制御する。   In the refrigerator 260, the command rotation speed is set based on the operation state of the refrigerator, that is, the target temperature set for the refrigerator, and the temperature in the refrigerator, and the motor drive device 260b is, as in the first embodiment, The motor speed of the compressor 260a is controlled based on the set command speed.

次に動作について説明する。
この実施の形態１０の冷蔵庫２６０では、モータ駆動装置２６０ｂから圧縮機２６０ａのモータに駆動電圧Ｖｄが印加されると、圧縮機２６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｃの方向に循環し、凝縮器２６１及び冷蔵室蒸発器２６２にて熱交換が行われる。これにより、冷蔵庫内が冷却される。 Next, the operation will be described.
In refrigerator 260 of the tenth embodiment, when drive voltage Vd is applied to the motor of compressor 260a from motor drive device 260b, compressor 260a is driven and the refrigerant circulates in the refrigerant circulation path in the direction of arrow C. Then, heat exchange is performed in the condenser 261 and the refrigerator evaporator 262. Thereby, the inside of the refrigerator is cooled.

つまり、凝縮器２６１で液状となった冷媒は、絞り装置２６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、冷蔵室蒸発器２６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、冷蔵室蒸発器２６２では、低温の冷媒液が蒸発して、冷蔵庫内の冷却が行われる。このとき、冷蔵室蒸発器２６２には、送風機２６２ａにより強制的に冷蔵室内の空気が送り込まれており、冷蔵室蒸発器２６２では、効率よく熱交換が行われる。   In other words, the refrigerant that has become liquid in the condenser 261 expands when its flow rate is reduced by the expansion device 263, and becomes a low-temperature refrigerant liquid. Then, when the low-temperature liquid refrigerant is sent to the refrigerator compartment evaporator 262, the low-temperature refrigerant liquid evaporates in the refrigerator compartment evaporator 262 to cool the refrigerator. At this time, the air in the refrigerator compartment is forcibly fed into the refrigerator compartment evaporator 262 by the blower 262a, and the refrigerator compartment evaporator 262 efficiently exchanges heat.

また、この実施の形態１０の冷蔵庫２６０では、該冷蔵庫２６０に対して設定された目標温度及び冷蔵庫内の室温に応じて指令回転数が設定され、該モータ駆動装置２６０ｂは、実施の形態１と同様、該設定された指令回転数に基づいて圧縮機２６０ａのモータの回転数を制御する。これにより、冷蔵庫２６０では、冷蔵庫内の温度が目標温度に維持される。   Further, in the refrigerator 260 of the tenth embodiment, the command rotation speed is set according to the target temperature set for the refrigerator 260 and the room temperature in the refrigerator, and the motor driving device 260b is different from the first embodiment. Similarly, the rotation speed of the motor of the compressor 260a is controlled based on the set command rotation speed. Thereby, in refrigerator 260, the temperature in the refrigerator is maintained at the target temperature.

このように本実施の形態１０の冷蔵庫２６０では、圧縮機２６０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより冷蔵庫におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては冷蔵庫を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the refrigerator 260 of the tenth embodiment, as in the first embodiment, the current supplied to the motor is changed from zero to the power supply voltage v, as in the first embodiment, as the motor driving device that drives the motor that is the power source of the compressor 260a. Since the motor drive device is used to decrease the power supply voltage v in the operation section where the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled. Thus, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced while suppressing a decrease in the power factor due to the waveform distortion of the current supplied from the power supply. As a result, the size and weight of the motor drive device in the refrigerator can be reduced while satisfying the input power factor restriction and the IEC high frequency regulations, and the refrigerator can be designed with a high degree of freedom in design and inexpensive. .

（実施の形態１１）
図１４は本発明の実施の形態１１による電気洗濯機を説明するブロック図である。
この実施の形態１１の電気洗濯機２７０は、洗濯機外枠２７１を有し、該洗濯機外枠２７１内には外槽２７３が吊り棒２７２により吊り下げられている。該外槽２７３内には、回転自在に洗濯兼脱水槽２７４が配設され、該洗濯兼脱水槽２７４の底部には、攪拌翼２７５が回転自在に取り付けられている。 (Embodiment 11)
FIG. 14 is a block diagram illustrating an electric washing machine according to Embodiment 11 of the present invention.
An electric washing machine 270 according to the eleventh embodiment has a washing machine outer frame 271, and an outer tub 273 is suspended by a hanging rod 272 in the washing machine outer frame 271. A washing and dewatering tub 274 is rotatably disposed in the outer tub 273, and a stirring blade 275 is rotatably attached to the bottom of the washing and dewatering tub 274.

上記洗濯機外枠２７１内の、外槽２７３下側のスペースには、洗濯兼脱水槽２４及び攪拌翼２７５を回転させるモータ２７６が配置され、また、洗濯機外枠２７１には、外部の電圧源１を入力とし、上記モータ２７６を駆動するモータ駆動装置２７７が取り付けられている。   A motor 276 for rotating the washing / dewatering tub 24 and the stirring blade 275 is disposed in a space below the outer tub 273 in the outer frame 271 of the washing machine, and an external voltage is applied to the outer frame 271 of the washing machine. A motor driving device 277 for driving the motor 276 with the source 1 as an input is attached.

ここで、上記電圧源１，モータ２７６，及びモータ駆動装置２７７はそれぞれ、実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２７７には、電気洗濯機２７０の動作を制御するマイクロコンピュータ（図示せず）から、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す回転数指令が入力される。   Here, the voltage source 1, the motor 276, and the motor driving device 277 are the same as the single-phase AC power source 1, the motor 2, and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively. Is input from a microcomputer (not shown) that controls the operation of the electric washing machine 270, the rotation speed command indicating a command rotation speed according to a user operation.

次に動作について説明する。
この実施の形態１１の電気洗濯機２７０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２７７に回転数指令が入力され、モータ駆動装置２７７からモータ２７６に駆動電圧が印加される。すると、モータ２７６の駆動により、攪拌翼２７５あるいは洗濯兼脱水槽２７４が回転して、洗濯兼脱水槽２７４内の衣服等などの洗濯や脱水が行われる。 Next, the operation will be described.
In the electric washing machine 270 according to the eleventh embodiment, when a user performs a predetermined operation, a rotation speed command is input from the microcomputer to the motor driving device 277, and a driving voltage is applied from the motor driving device 277 to the motor 276. You. Then, the drive of the motor 276 rotates the stirring blade 275 or the washing and dewatering tub 274, and the clothes and the like in the washing and dewatering tub 274 are washed and dehydrated.

このとき、この実施の形態１１の電気洗濯機２７０では、マイクロコンピュータからの回転数指令が示す指令回転数に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２７７によりモータの回転数が制御される。これにより、電気洗濯機２７０では、洗濯物の量や汚れに応じた動作が行われる。   At this time, in the electric washing machine 270 of the eleventh embodiment, the rotation speed of the motor is controlled by the motor driving device 277 based on the command rotation speed indicated by the rotation speed command from the microcomputer, as in the first embodiment. You. As a result, the electric washing machine 270 performs an operation according to the amount of laundry and dirt.

このように本実施の形態１１の電気洗濯機２７０では、動力源であるモータ２７６を駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気洗濯機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気洗濯機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the electric washing machine 270 of the eleventh embodiment, as in the first embodiment, the current supplied to the motor is changed from zero to the peak of the power supply voltage v as the motor drive device for driving the motor 276 as the power source. Since the motor drive device is used to decrease the power supply voltage v during the operation section where the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled. In addition, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device of the electric washing machine while satisfying the input power factor restriction and the IEC high frequency regulations. As a result, the electric washing machine can be designed with a high degree of freedom in design and at a low cost. can do.

（実施の形態１２）
図１５は本発明の実施の形態１２による送風機を説明するブロック図である。
この実施の形態１２の送風機２８０は、ファン２８１と、該ファン２８１を回転駆動するモータ２８２と、電圧源１を入力とし、上記モータ２８２を駆動するモータ駆動装置２８３とを有している。 (Embodiment 12)
FIG. 15 is a block diagram illustrating a blower according to Embodiment 12 of the present invention.
The blower 280 according to the twelfth embodiment includes a fan 281, a motor 282 for driving the fan 281 to rotate, and a motor driving device 283 which receives the voltage source 1 as an input and drives the motor 282.

ここで、上記電圧源１，上記モータ２８２，及びモータ駆動装置２８３はそれぞれ、実施の形態１の単相交流電源１，モータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２８３には、送風機２８０の動作を制御するマイクロコンピュータから、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す回転数指令が入力される。   Here, the voltage source 1, the motor 282, and the motor driving device 283 are the same as the single-phase AC power source 1, the motor 2, and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively. , A rotation speed command indicating a command rotation speed according to a user operation is input from a microcomputer that controls the operation of the blower 280.

次に動作について説明する。
この実施の形態１２の送風機２８０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２８３に回転数指令が入力され、モータ駆動装置２８３からモータ２８２に駆動電圧が印加される。すると、モータ２８２の駆動によりファン２８１が回転し、送風が行われる。 Next, the operation will be described.
In the blower 280 of the twelfth embodiment, when the user performs a predetermined operation, a rotation speed command is input from the microcomputer to the motor driving device 283, and a driving voltage is applied from the motor driving device 283 to the motor 282. Then, the fan 281 is rotated by the driving of the motor 282, and the air is blown.

このとき、この実施の形態１２の送風機２８０では、マイクロコンピュータからの回転数指令に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２８３によりモータ２８２の出力が制御される。これにより、送風機２８０では、送風量や風の強さの調整が行われる。   At this time, in the blower 280 of the twelfth embodiment, the output of the motor 282 is controlled by the motor driving device 283 based on the rotation speed command from the microcomputer, as in the first embodiment. As a result, the blower 280 adjusts the amount of blown air and the strength of the wind.

このように本実施の形態１２の送風機２８０では、動力源であるモータ２８２を駆動するモータ駆動装置として、、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより送風機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては送風機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the blower 280 of the twelfth embodiment, as the motor driving device for driving the motor 282 as the power source, the current supplied to the motor is changed from zero to the peak of the power supply voltage v, as in the first embodiment. Since the motor drive device is used to decrease in the operation section in which the power supply voltage v changes from the peak to zero in the operation section in which the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled, The values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced. As a result, the motor drive device of the blower can be reduced in size and weight while satisfying the restriction of the input power factor and the IEC high frequency regulation, and the blower can be designed with a high degree of freedom in design and at a low cost. .

（実施の形態１３）
図１６は本発明の実施の形態１３による電気掃除機を説明するブロック図である。
この実施の形態１３の電気掃除機２９０は、底面に吸引口が形成された床用吸込具２９７と、空気を吸引する掃除機本体２９０ａと、一端が床用吸込具２９７に、その他端が掃除機本体に接続された吸塵ホース２９６とを有している。 (Embodiment 13)
FIG. 16 is a block diagram illustrating a vacuum cleaner according to Embodiment 13 of the present invention.
The vacuum cleaner 290 according to the thirteenth embodiment includes a floor suction tool 297 having a suction port formed on the bottom surface, a cleaner main body 290a for sucking air, a floor suction tool 297 at one end, and a cleaning at the other end. And a dust suction hose 296 connected to the machine body.

上記掃除機本体２９０ａは、前面の一部に吸塵ホース２９６の他端が開口した集塵室２９５と、該集塵室２９５の背面側に配置された電動送風機２９１とから構成されている。
電動送風機２９１は、該集塵室２９５の背面に対向するよう配置されたファン２９２と、該ファンを回転させるモータ２９３と、電圧源１を入力とし、該モータ２９３を駆動するモータ駆動装置２９４とから構成され、ファン２９２の回転により上記空気の吸引が行われるよう送風を行うものである。 The cleaner main body 290a includes a dust collection chamber 295 having a dust suction hose 296 with a second end opened at a part of the front surface thereof, and an electric blower 291 disposed at the rear side of the dust collection chamber 295.
The electric blower 291 includes a fan 292 disposed to face the back of the dust collection chamber 295, a motor 293 for rotating the fan, a motor driving device 294 that receives the voltage source 1 as an input and drives the motor 293. , And blows air so that the air is sucked by the rotation of the fan 292.

ここで、上記電圧源１，モータ２９３，及びモータ駆動装置２９４はそれぞれ、実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものであり、上記モータ駆動装置２９４には、電気掃除機２９０の動作を制御するマイクロコンピュータから、ユーザの操作に応じた指令回転数を示す回転数指令が入力される。   Here, the voltage source 1, the motor 293, and the motor driving device 294 are the same as the single-phase AC power source 1, the motor 2, and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively. , A rotation speed command indicating a command rotation speed according to a user operation is input from a microcomputer that controls the operation of the vacuum cleaner 290.

次に動作について説明する。
この実施の形態１３の電気掃除機２９０では、ユーザが所定の操作を行うと、マイクロコンピュータから、モータ駆動装置２９４に回転数指令が入力され、モータ駆動装置２９４からモータ２９３に駆動電圧が印加される。すると、モータ２９３の駆動によりファン２９２が回転し、掃除機本体２９０ａ内で吸引力が発生する。この掃除機本体２９０ａで発生した吸引力はホース２９６を介して床用吸込具２９７の底面に設けた吸引口（図示せず）に作用し、床用吸込具２９７の吸引口から被掃除面の塵埃が吸引され、掃除機本体２９０ａの集塵室２９５に集塵される。 Next, the operation will be described.
In the vacuum cleaner 290 of the thirteenth embodiment, when the user performs a predetermined operation, a rotation speed command is input from the microcomputer to the motor driving device 294, and a driving voltage is applied from the motor driving device 294 to the motor 293. You. Then, the fan 292 is rotated by the driving of the motor 293, and a suction force is generated in the cleaner main body 290a. The suction force generated by the cleaner main body 290a acts on a suction port (not shown) provided on the bottom surface of the floor suction tool 297 via the hose 296, and the suction force of the floor suction tool 297 causes the cleaning surface to be cleaned. The dust is sucked and collected in the dust collection chamber 295 of the cleaner body 290a.

このとき、この実施の形態１３の電気掃除機２９０では、マイクロコンピュータからの回転数指令に基づいて、実施の形態１と同様、モータ駆動装置２９４によりモータ２９３の回転数が制御される。これにより、電気掃除機２９０では、吸引力の強さの調整が行われる。   At this time, in the vacuum cleaner 290 according to the thirteenth embodiment, the rotation speed of the motor 293 is controlled by the motor driving device 294 based on the rotation speed command from the microcomputer, as in the first embodiment. Thereby, in the vacuum cleaner 290, the strength of the suction force is adjusted.

このように本実施の形態１３の電気掃除機２９０では、動力源であるモータ２９３を駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を小さくすることができる。これにより電気掃除機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気掃除機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the vacuum cleaner 290 of the thirteenth embodiment, as in the first embodiment, as the motor driving device that drives the motor 293 as the power source, the current supplied to the motor is changed from zero to the peak of the power supply voltage v. Since the motor drive device is used to decrease the power supply voltage v during the operation section where the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled. In addition, the values of the capacitor and the inductor in the motor driving device can be reduced. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device of the vacuum cleaner while satisfying the input power factor restrictions and the IEC high-frequency regulations. As a result, the vacuum cleaner has a high degree of design freedom and is inexpensive. can do.

（実施の形態１４）
図１７は本発明の実施の形態１４による電気乾燥機を説明するブロック図である。
この実施の形態１４の電気乾燥機３６０は、圧縮機３６０ａ，モータ駆動装置３６０ｂ，凝縮器３６１，蒸発器３６２，及び絞り装置３６３から構成されている。 (Embodiment 14)
FIG. 17 is a block diagram illustrating an electric dryer according to Embodiment 14 of the present invention.
An electric dryer 360 according to the fourteenth embodiment includes a compressor 360a, a motor driving device 360b, a condenser 361, an evaporator 362, and a throttle device 363.

ここで、圧縮機３６０ａ，凝縮器３６１，絞り装置３６３，及び蒸発器３６２は、冷媒循環経路を形成するものであり、モータ駆動装置３６０ｂは、電圧源１を入力とし、上記圧縮機３６０ａの駆動源であるモータを駆動するものである。なお、上記電圧源１、圧縮機３６０ａのモータ及びモータ駆動装置３６０ｂはそれぞれ、上記実施の形態１の単相交流電源１，モータ２及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。   Here, the compressor 360a, the condenser 361, the expansion device 363, and the evaporator 362 form a refrigerant circulation path. The motor driving device 360b receives the voltage source 1 as an input, and drives the compressor 360a. This is to drive the motor which is the source. The voltage source 1, the motor of the compressor 360a and the motor driving device 360b are the same as the single-phase AC power source 1, the motor 2 and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively.

絞り装置３６３は、上記実施の形態９の空気調和機の２５０の絞り装置２５３と同様、冷媒が冷媒循環経路を循環している状態で、凝縮器３６１から送り出された液冷媒の流量を絞って該液冷媒を膨張させるとともに、蒸発器３６２に、必要とされる量の冷媒を過不足なく供給するものである。   The expansion device 363 narrows the flow rate of the liquid refrigerant sent from the condenser 361 in a state where the refrigerant is circulating in the refrigerant circulation path, similarly to the expansion device 253 of the air conditioner 250 of the ninth embodiment. This expands the liquid refrigerant and supplies the required amount of refrigerant to the evaporator 362 without excess or shortage.

凝縮器３６１は、内部を流れる高温高圧の冷媒ガスを凝縮させて、冷媒の熱を外気に放出するものである。該凝縮器３６１に送り込まれた冷媒ガスは、外気により熱を奪われて徐々に液化し、凝縮器の出口付近では高圧の液冷媒となる。   The condenser 361 condenses the high-temperature and high-pressure refrigerant gas flowing inside and discharges the heat of the refrigerant to the outside air. The refrigerant gas sent to the condenser 361 is deprived of heat by the outside air and gradually liquefies, and becomes a high-pressure liquid refrigerant near the outlet of the condenser.

蒸発器３６２は、低温の冷媒液を蒸発させて乾燥機内の除湿を行うものである。この蒸発器３６２は、除湿の効率を上げるための送風機３６２ａを有している。   The evaporator 362 evaporates the low-temperature refrigerant liquid to dehumidify the inside of the dryer. The evaporator 362 has a blower 362a for increasing the efficiency of dehumidification.

そして、この乾燥機３６０では、モータ駆動装置３６０ｂは、乾燥機の運転状態、つまり乾燥機に対して設定された除湿度、及び乾燥機内の湿度に基づいて、圧縮機３６０ａのモータの出力を制御する。   In the dryer 360, the motor driving device 360b controls the output of the motor of the compressor 360a based on the operation state of the dryer, that is, the dehumidification set for the dryer and the humidity in the dryer. I do.

次に動作について説明する。
この実施の形態１４の電気乾燥機３６０では、モータ駆動装置３６０ｂから圧縮機３６０ａのモータに駆動電圧Ｖｄが印加されると、圧縮機３６０ａが駆動して冷媒循環経路内で冷媒が矢印Ｅの方向に循環し、凝縮器３６１及び蒸発器３６２にて熱交換が行われる。これにより、乾燥機内の除湿が行われる。 Next, the operation will be described.
In the electric dryer 360 according to the fourteenth embodiment, when the drive voltage Vd is applied from the motor driving device 360b to the motor of the compressor 360a, the compressor 360a is driven and the refrigerant flows in the direction of arrow E in the refrigerant circulation path. And heat exchange is performed in the condenser 361 and the evaporator 362. Thereby, dehumidification in the dryer is performed.

つまりこの電気乾燥機３６０では、凝縮器３６１で液状となった冷媒は、絞り装置３６３にてその流量が絞られることにより膨張して、低温の冷媒液となる。そして、蒸発器３６２へ低温の液冷媒が送り込まれると、蒸発器３６２では、低温の冷媒液が蒸発して、乾燥機内の除湿が行われる。具体的には、乾燥機内の湿り空気がその露点温度以下まで冷却され、水分が凝縮水として除去された空気が再加熱(再熱)される。このとき、蒸発器には、送風機により強制的に乾燥機内の空気が送り込まれており、蒸発器では、効率よく熱交換が行われて除湿される。   In other words, in the electric dryer 360, the refrigerant that has become liquid in the condenser 361 expands as the flow rate is reduced by the expansion device 363, and becomes a low-temperature refrigerant liquid. When the low-temperature liquid refrigerant is sent to the evaporator 362, the low-temperature refrigerant liquid evaporates in the evaporator 362, and dehumidification in the dryer is performed. Specifically, the humid air in the dryer is cooled to a temperature equal to or lower than its dew point temperature, and the air from which water has been removed as condensed water is reheated (reheated). At this time, the air in the dryer is forcibly sent into the evaporator by the blower, and the evaporator performs heat exchange efficiently to dehumidify.

このように本実施の形態１４の電気乾燥機３６０では、圧縮機３６０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これにより電気乾燥機におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいては電気乾燥機を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the electric dryer 360 of the fourteenth embodiment, as in the first embodiment, the current supplied to the motor and the power supply voltage v are used as the motor driving device for driving the motor that is the power source of the compressor 360a. Since the motor drive device is used in which the power is decreased in the operation section where the power supply voltage v changes from zero to the peak and increased in the operation section where the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled. As a result, the values of the capacitor and the inductor in the motor drive device can be reduced while suppressing a decrease in the power factor due to the waveform distortion of the current supplied from the power supply. As a result, it is possible to reduce the size and weight of the motor driving device in the electric dryer while satisfying the input power factor restriction and the IEC high-frequency regulations. As a result, the electric dryer has a high degree of design freedom and is inexpensive. can do.

（実施の形態１５）
図１８は本発明の実施の形態１５によるヒートポンプ給湯器を説明するブロック図である。
この実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０は、供給された水を加熱して温水を排出する冷凍サイクル装置３８１ａと、冷凍サイクル装置３８１ａから排出された温水を貯める貯湯槽３８１ｂと、これらを連結する水配管３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，及び３８７ｂとを有している。 (Embodiment 15)
FIG. 18 is a block diagram illustrating a heat pump water heater according to Embodiment 15 of the present invention.
The heat pump water heater 380 of the fifteenth embodiment connects a refrigeration cycle device 381a that heats supplied water and discharges hot water, and a hot water storage tank 381b that stores hot water discharged from the refrigeration cycle device 381a. Water pipes 386a, 386b, 387a, and 387b are provided.

上記冷凍サイクル装置３８１ａは、冷媒循環経路を形成する圧縮機３８０ａ，空気熱交換器３８２，絞り装置３８３，及び水熱交換器３８５を有するとともに、電圧源１を入力とし、該圧縮機３８０ａのモータを駆動するモータ駆動装置３８０ｂを有している。   The refrigeration cycle device 381a has a compressor 380a, an air heat exchanger 382, a throttling device 383, and a water heat exchanger 385 forming a refrigerant circulation path. And a motor driving device 380b for driving the motor.

ここで、上記電圧源１，圧縮機３８０ａのモータ，及びモータ駆動装置３８０ｂは、それぞれ実施の形態１の単相交流電源１，モータ２，及びモータ駆動装置１００ａと同一のものである。   Here, the voltage source 1, the motor of the compressor 380a, and the motor driving device 380b are the same as the single-phase AC power source 1, the motor 2, and the motor driving device 100a of the first embodiment, respectively.

絞り装置３８３は、上記実施の形態９の空気調和機２５０の絞り装置２５３と同様、水熱交換器３８５から空気熱交換器３８２へ送り出された液冷媒の流量を絞って、該液冷媒を膨張させるものである。   The expansion device 383 throttles the flow rate of the liquid refrigerant sent from the water heat exchanger 385 to the air heat exchanger 382 and expands the liquid refrigerant, similarly to the expansion device 253 of the air conditioner 250 of Embodiment 9 described above. It is to let.

水熱交換器３８５は、冷凍サイクル装置３８１ａに供給された水を加熱する凝縮器であり、加熱された水の温度を検出する温度センサ３８５ａを有している。空気熱交換器３８２は、周辺雰囲気から熱を吸収する蒸発器であり、熱交換の能力を上げるための送風機３８２ａと、該周辺温度を検出する温度センサ３８２ｂとを有している。   The water heat exchanger 385 is a condenser for heating water supplied to the refrigeration cycle device 381a, and has a temperature sensor 385a for detecting the temperature of the heated water. The air heat exchanger 382 is an evaporator that absorbs heat from the surrounding atmosphere, and has a blower 382a for improving the heat exchange capability and a temperature sensor 382b for detecting the surrounding temperature.

なお、図中、３８４は、上記冷媒を、圧縮機３８０ａ，水熱交換器３８５，絞り装置３８３，及び空気熱交換器３８２により形成される冷媒循環経路に沿って循環させる冷媒配管である。該冷媒配管３８４には、圧縮機３８０ａから吐出された冷媒を、水熱交換器３８５及び絞り装置３８３をバイパスして空気熱交換器３８２に供給する除霜バイパス管３８４ａが接続されており、該バイパス管３８４ａの一部には除霜バイパス弁３８４ｂが設けられている。   In the figure, reference numeral 384 denotes a refrigerant pipe for circulating the refrigerant along a refrigerant circulation path formed by the compressor 380a, the water heat exchanger 385, the expansion device 383, and the air heat exchanger 382. The refrigerant pipe 384 is connected to a defrost bypass pipe 384a that supplies the refrigerant discharged from the compressor 380a to the air heat exchanger 382, bypassing the water heat exchanger 385 and the expansion device 383. A defrost bypass valve 384b is provided in a part of the bypass pipe 384a.

上記貯湯槽３８１ｂは、水あるいは温水を貯める貯湯タンク３８８を有している。該貯湯タンク３８８の受水口３８８c1には、該貯湯タンク３８８内へ水を外部から供給する給水配管３８８ｃが接続され、上記貯湯タンク３８８の湯出口３８８d1には、該貯湯タンク３８８から浴槽へ湯を供給する浴槽給湯管３８８ｄが接続されている。また、上記貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａには、該タンク３８８に貯められた湯を外部に供給する給湯管３８９が接続されている。   The hot water storage tank 381b has a hot water storage tank 388 for storing water or hot water. A water supply pipe 388c for externally supplying water into the hot water storage tank 388 is connected to a water receiving port 388c1 of the hot water storage tank 388. A bathtub hot water supply pipe 388d is connected. Further, a hot water supply pipe 389 for supplying hot water stored in the tank 388 to the outside is connected to the water inlet / outlet 388a of the hot water storage tank 388.

上記貯湯タンク３８８と冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５とは、配管３８６ａ，３８６ｂ，３８７ａ，及び３８７ｂにより接続されており、貯湯タンク３８８と水熱交換器３８５との間には水の循環路が形成されている。   The hot water storage tank 388 and the water heat exchanger 385 of the refrigeration cycle device 381a are connected by pipes 386a, 386b, 387a, and 387b, and water circulates between the hot water storage tank 388 and the water heat exchanger 385. A road is formed.

ここで、水配管３８６ｂは、水を貯湯タンク３８８から水熱交換器３８５へ供給する配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出口３８８ｂに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７b1を介して、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂに接続されている。また、この水配管３８６ｂの一端側には、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水を排出するための排水弁３８８b1が取り付けられている。上記水配管３８６ａは、水を水熱交換器３８５から貯湯タンク３８８へ戻す配管であり、その一端は、貯湯タンク３８８の水出入口３８８ａに接続され、その他端は、ジョイント部分３８７a1を介して水熱交換器３８５の排出側配管３８７ａに接続されている。
そして、水熱交換器３８５の入水側配管３８７ｂの一部には、上記水循環路内で水を循環させるポンプ３８７が設けられている。 Here, the water pipe 386b is a pipe for supplying water from the hot water storage tank 388 to the water heat exchanger 385, one end of which is connected to the water outlet 388b of the hot water storage tank 388, and the other end of which is connected via the joint 387b1. And is connected to the water inlet side pipe 387b of the water heat exchanger 385. A drain valve 388b1 for discharging water or hot water in the hot water storage tank 388 is attached to one end of the water pipe 386b. The water pipe 386a is a pipe for returning water from the water heat exchanger 385 to the hot water storage tank 388. One end of the water pipe 386a is connected to the water inlet / outlet 388a of the hot water storage tank 388, and the other end is connected to the water heat exchange port 387a1 through the joint 387a1. It is connected to the discharge pipe 387a of the exchanger 385.
A pump 387 for circulating water in the water circulation path is provided at a part of the water inlet side pipe 387b of the water heat exchanger 385.

さらに、この給湯器３８０では、給湯器の運転状態、つまり給湯器に対して設定された温水の目標温度、貯湯槽３８１ｂから冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいて、圧縮機３８０ａのモータの指令回転数が決定され、モータ駆動装置３８０ｂは、指令回転数に基づいて圧縮機３８０ａのモータに要求されるモータ出力を決定する。   Further, in this water heater 380, the operating state of the water heater, that is, the target temperature of the hot water set for the water heater, the temperature of the water supplied from the hot water tank 381b to the water heat exchanger 385a of the refrigeration cycle device 381a, The command rotation speed of the motor of the compressor 380a is determined based on the temperature and the outside air temperature, and the motor driving device 380b determines the motor output required for the motor of the compressor 380a based on the command rotation speed.

次に動作について説明する。
圧縮機３８０ａのモータにモータ駆動装置３８０ｂから駆動電圧Ｖｄが印加され、圧縮機３８０ａが駆動すると、圧縮機３８０ａにより圧縮された高温冷媒は、矢印Ｆが示す方向に循環し、つまり冷媒配管３８４を通り、水熱交換器３８５に供給される。また、水循環路のポンプ３８７が駆動すると、貯湯タンク３８８から水が水熱交換器３８５に供給される。 Next, the operation will be described.
When the driving voltage Vd is applied to the motor of the compressor 380a from the motor driving device 380b and the compressor 380a is driven, the high-temperature refrigerant compressed by the compressor 380a circulates in the direction indicated by the arrow F, that is, the refrigerant pipe 384 The water is supplied to the water heat exchanger 385. When the pump 387 in the water circulation path is driven, water is supplied from the hot water storage tank 388 to the water heat exchanger 385.

すると、水熱交換器３８５では、冷媒と貯湯タンク３８８から供給された水との間で熱交換が行われ、熱が冷媒から水へ移動する。つまり供給された水が加熱され、加熱された水は、貯湯タンク３８８へ供給される。このとき、加熱された水の温度は凝縮温度センサ３８５ａにて監視されている。   Then, in the water heat exchanger 385, heat exchange is performed between the refrigerant and the water supplied from the hot water storage tank 388, and heat is transferred from the refrigerant to the water. That is, the supplied water is heated, and the heated water is supplied to the hot water storage tank 388. At this time, the temperature of the heated water is monitored by the condensation temperature sensor 385a.

また、水熱交換器３８５では、冷媒は上記熱交換により凝縮し、凝縮した液冷媒は、その流量が絞り装置３８３により絞られることにより膨張し、空気熱交換器３８２に送り込まれる。この給湯器３８０では、該空気熱交換器３８２は、蒸発器として働く。つまり、該空気熱交換器３８２は、送風機３８２ａにより送り込まれた外気から熱を吸収し、低温の冷媒液を蒸発させる。このとき、上記空気熱交換器３８２の周辺雰囲気の温度は温度センサ３８２ｂにより監視されている。   In the water heat exchanger 385, the refrigerant is condensed by the heat exchange, and the condensed liquid refrigerant is expanded by restricting the flow rate by the restrictor 383, and is sent to the air heat exchanger 382. In this water heater 380, the air heat exchanger 382 functions as an evaporator. That is, the air heat exchanger 382 absorbs heat from the outside air sent by the blower 382a and evaporates the low-temperature refrigerant liquid. At this time, the temperature of the atmosphere around the air heat exchanger 382 is monitored by the temperature sensor 382b.

また、冷凍サイクル装置３８１ａでは、空気熱交換器３８２に霜がついた場合は、除霜バイパス弁３８４ｂが開き、高温の冷媒が除霜バイパス路３８４ａを介して空気熱交換器３８２に供給される。これにより空気熱交換器３８２の除霜が行われる。   In the refrigeration cycle device 381a, when frost is formed on the air heat exchanger 382, the defrost bypass valve 384b is opened, and the high-temperature refrigerant is supplied to the air heat exchanger 382 via the defrost bypass passage 384a. . Thereby, defrosting of the air heat exchanger 382 is performed.

一方、貯湯槽３８１ｂには、冷凍サイクル装置３８１ａの水熱交換器３８５から温水が配管３８７ａ及び３８６ａを介して供給され、供給された温水が貯湯タンク３８８に貯められる。貯湯タンク３８８内の温水は、必要に応じて、給湯管３８９を通して外部に供給される。特に、浴槽へ給湯する場合は、貯湯タンク内の温水は浴槽用給湯管３８８ｄを通して浴槽に供給される。
また、貯湯タンク３８８内の水あるいは温水の貯蓄量が一定量以下となった場合には、外部から給水管３８８ｃを介して水が補給される。 On the other hand, hot water is supplied to the hot water storage tank 381b from the water heat exchanger 385 of the refrigeration cycle device 381a via the pipes 387a and 386a, and the supplied hot water is stored in the hot water storage tank 388. The hot water in the hot water storage tank 388 is supplied to the outside through a hot water supply pipe 389 as necessary. In particular, when hot water is supplied to the bathtub, the hot water in the hot water storage tank is supplied to the bathtub through the bathtub hot water supply pipe 388d.
When the stored amount of water or hot water in the hot water storage tank 388 becomes equal to or less than a predetermined amount, water is supplied from outside through the water supply pipe 388c.

そして、この実施の形態１０の給湯器３８０では、モータ駆動装置３８０ｂにより、該給湯器３８０に対して設定された温水の目標温度、水熱交換機３８５ａに供給される水の温度、及び外気温に基づいてモータの指令回転数が決定され、実施の形態１と同様、該指令回転数に基づいて、モータ駆動装置３８０ｂにより圧縮機３８０ａのモータの回転数が制御される。これにより、給湯器３８０では、目標温度の温水の供給が行われる。   In water heater 380 of the tenth embodiment, motor drive device 380b controls the target temperature of hot water set for water heater 380, the temperature of water supplied to water heat exchanger 385a, and the outside air temperature. The motor rotation speed of the compressor 380a is controlled by the motor driving device 380b based on the command rotation speed, as in the first embodiment. As a result, hot water at the target temperature is supplied to water heater 380.

このように本実施の形態１５のヒートポンプ給湯器３８０では、圧縮機３８０ａの動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置として、実施の形態１と同様、モータに供給する電流を、電源電圧ｖがゼロからピークへと変化する動作区間で減少させ、電源電圧ｖがピークからゼロへと変化する動作区間で増加させるモータ駆動装置を用いたので、単相交流電源１の出力する電流が平準化されることとなり、モータ駆動装置におけるコンデンサやインダクタの値を、電源から供給される電流の波形歪みによる力率の低下を抑えつつ小さくすることができる。これによりヒートポンプ給湯器におけるモータ駆動装置を、入力力率の制約やＩＥＣ高周波規制を満たしつつ小型化，軽量化することができ、ひいてはヒートポンプ給湯器を、設計の自由度が高く、安価なものとすることができる。   As described above, in the heat pump water heater 380 of the fifteenth embodiment, as in the first embodiment, the current supplied to the motor and the power supply voltage v are the same as in the first embodiment, as the motor drive device that drives the motor that is the power source of the compressor 380a. Since the motor drive device is used in which the power is decreased in the operation section where the power supply voltage v changes from zero to the peak and increased in the operation section where the power supply voltage v changes from the peak to zero, the current output from the single-phase AC power supply 1 is leveled. As a result, the values of the capacitor and the inductor in the motor drive device can be reduced while suppressing a decrease in the power factor due to the waveform distortion of the current supplied from the power supply. This makes it possible to reduce the size and weight of the motor drive device in the heat pump water heater while satisfying the input power factor restrictions and the IEC high-frequency regulations. As a result, the heat pump water heater has a high degree of design freedom and is inexpensive. can do.

なお、上記実施の形態９から１５では、動力源であるモータを駆動するモータ駆動装置は、実施の形態１のモータ駆動装置と同一のものとしているが、実施の形態９ないし１５の機器のモータ駆動装置は、実施の形態２ないし８のいずれかのモータ駆動装置と同一のものであってもよい。   In the ninth to fifteenth embodiments, the motor driving device for driving the motor as the power source is the same as the motor driving device of the first embodiment. The drive device may be the same as the motor drive device according to any of the second to eighth embodiments.

本発明に係るモータ駆動装置は、モータの駆動電流の波形を変調したり、モータに出力する駆動電圧の進角調整を行ったりすることなく、入力力率を改善することができるものであり、インダクションモータ、ＤＣブラシレスモータ、リラクタンスモータなどのモータ駆動装置として極めて有用なものである。   The motor drive device according to the present invention is capable of improving the input power factor without modulating the waveform of the drive current of the motor or performing advance adjustment of the drive voltage output to the motor, It is extremely useful as a motor driving device such as an induction motor, a DC brushless motor, a reluctance motor, and the like.

本発明の実施の形態１によるモータ駆動装置１００ａを説明するブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a motor driving device 100a according to the first embodiment of the present invention. 上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの動作を説明する図であり、実施の形態１のモータ駆動電流の制御を行っていない場合の電流波形及び電圧波形を示している。FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the motor driving device 100a according to the first embodiment, showing a current waveform and a voltage waveform when the motor driving current according to the first embodiment is not controlled. 上記実施の形態１のモータ駆動装置１００ａの動作を説明する図であり、実施の形態１のモータ駆動電流の制御を行っている場合の電流波形及び電圧波形を示している。FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the motor driving device 100a according to the first embodiment, showing a current waveform and a voltage waveform when controlling the motor driving current according to the first embodiment. 本発明の実施の形態２によるモータ駆動装置１００ｂを説明するブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a motor driving device 100b according to a second embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態３によるモータ駆動装置１００ｃを説明するブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a motor driving device 100c according to a third embodiment of the present invention. 上記実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃの動作を説明する図であり、実施の形態３のモータ電流波形の制御を行っていない場合の電流波形及び電圧波形を示している。FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of the motor driving device 100c according to the third embodiment, and shows a current waveform and a voltage waveform when the motor current waveform according to the third embodiment is not controlled. 上記実施の形態３のモータ駆動装置１００ｃの動作を説明する図であり、実施の形態３のモータ駆動電流の制御を行っている場合の電流波形及び電圧波形を示している。FIG. 13 is a diagram for explaining the operation of the motor driving device 100c according to the third embodiment, and shows a current waveform and a voltage waveform when controlling the motor driving current according to the third embodiment. 本発明の実施の形態４によるモータ駆動装置１００ｄを説明するブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a motor driving device 100d according to a fourth embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態５によるモータ駆動装置１００ｅを説明するブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a motor driving device 100e according to a fifth embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態６によるモータ駆動装置１００ｆを説明するブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a motor driving device 100f according to a sixth embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態７によるモータ駆動装置１００ｇを説明するブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a motor driving device 100g according to a seventh embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態８によるモータ駆動装置１００ｈを説明するブロック図である。FIG. 16 is a block diagram illustrating a motor driving device 100h according to an eighth embodiment of the present invention. 従来のモータ駆動装置を説明するブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a conventional motor drive device. 本発明の実施の形態９による空気調和機２５０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining an air conditioner 250 according to Embodiment 9 of the present invention. 本発明の実施の形態１０による冷蔵庫２６０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining refrigerator 260 according to Embodiment 10 of the present invention. 本発明の実施の形態１１による電気洗濯機２７０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining the electric washing machine 270 according to Embodiment 11 of the present invention. 本発明の実施の形態１２による送風機２８０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining the blower 280 according to Embodiment 12 of the present invention. 本発明の実施の形態１３による電気掃除機２９０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining the vacuum cleaner 290 according to Embodiment 13 of the present invention. 本発明の実施の形態１４による電気乾燥機３６０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining the electric dryer 360 according to Embodiment 14 of the present invention. 本発明の実施の形態１５によるヒートポンプ給湯器３８０を説明する模式図である。It is a schematic diagram explaining the heat pump water heater 380 according to Embodiment 15 of the present invention.

符号の説明Explanation of reference numerals

１ 単相交流電源
２ モータ
３ 単相整流回路
３ａ，３ｂ，４ａ，４ｂ，４ｃ 出力ノード
３ｃ，３ｄ 入力ノード
４ インバータ回路
５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ，５ｅ，５ｆ インバータ制御部
６ａ，６ｅ，６ｆ 電源電圧推定部
７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ ドライブ信号生成部
８ インバータ入力電圧検出部
９ ＤＣブラシレスモータ
１０ インダクションモータ
１１ ゼロクロス検出回路
１２ コンデンサ
１３ インダクタ
３１〜３４，５１〜５６ ダイオード
４１〜４６ スイッチング素子
１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ，１００ｆ，１００ｇ，１００ｈ モータ駆動装置
２５０ 空気調和機
２５０ａ，２６０ａ，３６０ａ，３８０ａ 圧縮機
２５０ｂ，２６０ｂ，２７７，２８３，２９４，３６０ｂ，３８０ｂ モータ駆動制御部
２５１ 室内側熱交換器
２５１ａ，２５２ａ，２６２ａ，２８０，３６２ａ，３８２ａ 送風機
２５１ｂ，２５２ｂ，２６２ｂ，３８２ｂ，３８５ａ 温度センサ
２５２ 室外側熱交換器
２５３，２６３，３６３，３８３ 絞り装置
２５４ 四方弁
２５５ 室内機
２５６ 室外機
２６０ 冷蔵庫
２６１，３６１ 凝縮器
２６２ 冷蔵室蒸発器
２７０ 電気洗濯機
２７４ 洗濯兼脱水槽
２７６，２８２，２９３ モータ
２８１ ファン
２９０ 電気掃除機
２９１ 電動送風機
２９５ 集塵室
２９６ ホース
３６０ 電気乾燥機
３６２ 蒸発器
３８０ ヒートポンプ給湯器
３８１ａ 冷凍サイクル装置
３８１ｂ 貯湯槽
３８２ 空気熱交換器
３８５ 水熱交換器
３８７ ポンプ
３８８ 貯湯タンク
Ａmd モータ電流の振幅値
Ｃsp 単相交流電源の出力電流
ｉ モータ電流
ｉdc 直流リンク電流
ｉo 電流指令値
Ｐmd モータ電流の進角値
Ｓｇ ドライブ信号（ゲート信号）
Ｓvm１，Ｓvm２ 電圧モニタ信号
Ｔｏ 指令トルク
ｖ 単相交流電源電圧
｜ｖ｜ 単相交流電源電圧の絶対値
Ｖpn インバータ回路の入力電圧
ωo 回転数指令 Reference Signs List 1 single-phase AC power supply 2 motor 3 single-phase rectifier circuit 3a, 3b, 4a, 4b, 4c output node 3c, 3d input node 4 inverter circuit 5a, 5b, 5c, 5d, 5e, 5f inverter control unit 6a, 6e, 6f Power supply voltage estimation unit 7a, 7b, 7c, 7d Drive signal generation unit 8 Inverter input voltage detection unit 9 DC brushless motor 10 Induction motor 11 Zero cross detection circuit 12 Capacitor 13 Inductor 31 to 34, 51 to 56 Diode 41 to 46 Switching element 100a , 100b, 100c, 100d, 100e, 100f, 100g, 100h Motor drive device 250 Air conditioner 250a, 260a, 360a, 380a Compressor 250b, 260b, 277, 283, 294, 360b, 380b Motor drive control 251 Indoor heat exchanger 251a, 252a, 262a, 280, 362a, 382a Blower 251b, 252b, 262b, 382b, 385a Temperature sensor 252 Outdoor heat exchanger 253, 263, 363, 383 Throttle device 254 Four-way valve 255 Indoor unit 256 Outdoor unit 260 Refrigerator 261,361 Condenser 262 Refrigerator evaporator 270 Electric washing machine 274 Washing and dewatering tank 276, 282, 293 Motor 281 Fan 290 Vacuum cleaner 291 Electric blower 295 Dust collection chamber 296 Hose 360 Electric dryer 362 Evaporator 380 Heat pump water heater 381a Refrigeration cycle device 381b Hot water storage tank 382 Air heat exchanger 385 Water heat exchanger 387 Pump 388 Hot water storage tank Amd Amplitude of motor current Csp Output current of single-phase AC power supply i Motor current idc DC link current io Current command value Pmd Motor current advance value Sg Drive signal (gate signal)
Svm1, Svm2 Voltage monitor signal To command torque v Single-phase AC power supply voltage | v | Absolute value of single-phase AC power supply voltage Vpn Input voltage of inverter circuit ωo Rotation speed command

Claims (17)

モータを駆動するモータ駆動装置であって、
単相交流電源を入力とする整流回路と、
上記整流回路に接続され、上記モータに電流及び電圧を出力するインバータ回路と、
上記モータが駆動されるよう上記インバータ回路を制御するインバータ制御部とを備え、
上記インバータ制御部は、
上記単相交流電源の電圧を推定する電源電圧推定部を有し、
上記電源電圧推定部が推定した電源電圧に応じて、上記インバータ回路の出力する電流あるいは電圧の値を変化させる、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 A motor driving device for driving a motor,
A rectifier circuit with a single-phase AC power supply as input,
An inverter circuit connected to the rectifier circuit and outputting current and voltage to the motor;
An inverter control unit that controls the inverter circuit so that the motor is driven,
The inverter control unit includes:
A power supply voltage estimator for estimating a voltage of the single-phase AC power supply,
According to the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimation unit, the value of the current or voltage output from the inverter circuit is changed,
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
上記インバータ制御部は、
上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がゼロ電圧からピーク電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第１の制御と、上記電源電圧推定部が推定した電源電圧がピーク電圧からゼロ電圧へ移行しているとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The inverter control unit includes:
When the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimating unit shifts from zero voltage to the peak voltage, first control for reducing the output current or the output voltage value of the inverter circuit, and the power supply voltage estimating unit performs the estimation. When the power supply voltage has shifted from the peak voltage to the zero voltage, at least one of the second control for increasing the output current or the output voltage of the inverter circuit is performed.
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
上記電源電圧推定部は、
上記単相交流電源のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出部を有し、
上記ゼロクロス検出部が検出したゼロクロスタイミングから上記単相交流電源の電圧を推定する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The power supply voltage estimating unit includes:
A zero-cross detection unit that detects a zero-cross timing of the single-phase AC power supply,
Estimating the voltage of the single-phase AC power supply from the zero-cross timing detected by the zero-cross detector,
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
上記インバータ制御部は、
上記インバータ回路に入力される電圧を検出するインバータ入力電圧検出部を有し、
上記電源電圧推定部が推定した電源電圧の絶対値と、上記インバータ入力電圧検出部が検出したインバータ入力電圧とを比較し、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータの出力電流あるいは出力電圧の値を大きくする第１の制御と、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータの出力電流あるいは出力電圧の値を小さくする第２の制御のうちの少なくとも一方の制御を行う、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The inverter control unit includes:
An inverter input voltage detection unit that detects a voltage input to the inverter circuit,
The absolute value of the power supply voltage estimated by the power supply voltage estimating unit is compared with the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detecting unit, and when the inverter input voltage is higher than the absolute value of the estimated power supply voltage, First control for increasing the value of the output current or output voltage of the inverter; and decreasing the value of the output current or output voltage of the inverter when the inverter input voltage is lower than the estimated absolute value of the power supply voltage. Performing at least one of the second controls;
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項４記載のモータ駆動装置において、
上記モータは、ＤＣブラシレスモータであり、
上記第１の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の位相を進める制御であり、
上記第２の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の位相を遅らせる制御である、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 4,
The motor is a DC brushless motor,
The first control is a control for advancing a phase of an output current or an output voltage of the inverter circuit when the inverter input voltage is higher than an absolute value of the estimated power supply voltage,
The second control is a control for delaying a phase of an output current or an output voltage of the inverter circuit when the inverter input voltage is lower than an absolute value of the estimated power supply voltage.
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項４記載のモータ駆動装置において、
上記モータは、インダクションモータであり、
上記第１の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より高いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の角速度を小さくする制御であり、
上記第２の制御は、上記インバータ入力電圧が上記推定された電源電圧の絶対値より低いとき、上記インバータ回路の出力電流あるいは出力電圧の角速度を大きくする制御である、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 4,
The motor is an induction motor,
The first control is a control for reducing the output current or the angular velocity of the output voltage of the inverter circuit when the inverter input voltage is higher than the estimated absolute value of the power supply voltage,
The second control is a control for increasing the output current or the angular velocity of the output voltage of the inverter circuit when the inverter input voltage is lower than the estimated absolute value of the power supply voltage.
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項４記載のモータ駆動装置において、
上記電源電圧推定部は、
上記インバータ入力電圧検出部が検出したインバータ入力電圧に基づいて、インバータ入力電圧が最大値をとるタイミングを検出するタイミング検出部を有し、
上記タイミング検出部が検出したタイミングと、そのときの上記インバータ入力電圧検出部からの検出出力であるインバータ入力電圧値とから上記単相交流電源の電圧を推定する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 4,
The power supply voltage estimating unit includes:
Based on the inverter input voltage detected by the inverter input voltage detection unit, a timing detection unit that detects the timing when the inverter input voltage takes the maximum value,
Estimating the voltage of the single-phase AC power supply from the timing detected by the timing detection unit and an inverter input voltage value that is a detection output from the inverter input voltage detection unit at that time,
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
上記整流回路は、上記モータからの回生電流を充電するコンデンサを有する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The rectifier circuit has a capacitor for charging a regenerative current from the motor,
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 請求項１記載のモータ駆動装置において、
上記整流回路は、上記インバータ回路で発生したノイズを遮断するインダクタを有する、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1,
The rectifier circuit has an inductor that blocks noise generated in the inverter circuit,
A motor drive device characterized by the above-mentioned. 動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた圧縮機であって、
上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする圧縮機。 A motor having a motor that generates power and a motor drive device that drives the motor,
The motor driving device is the motor driving device according to claim 1,
A compressor characterized by the above-mentioned. 動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた空気調和機であって、
上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、
該モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする空気調和機。 An air conditioner including a compressor having a motor that generates power,
A motor driving device that drives a motor of the compressor,
The motor drive device is the motor drive device according to claim 1,
An air conditioner characterized by that: 動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた冷蔵庫であって、
上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、
該モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする冷蔵庫。 A refrigerator including a compressor having a motor that generates power,
A motor driving device that drives a motor of the compressor,
The motor drive device is the motor drive device according to claim 1,
A refrigerator characterized by that: 動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた電気洗濯機であって、
上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする電気洗濯機。 An electric washing machine having a motor that generates power and a motor driving device that drives the motor,
The motor driving device is the motor driving device according to claim 1,
An electric washing machine characterized by the above-mentioned. 動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた送風機であって、
上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする送風機。 A blower including a motor that generates power and a motor driving device that drives the motor,
The motor driving device is the motor driving device according to claim 1,
A blower characterized by the above-mentioned. 動力を発生するモータと、該モータを駆動するモータ駆動装置とを備えた電気掃除機であって、
上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする電気掃除機。 A vacuum cleaner including a motor that generates power and a motor driving device that drives the motor,
The motor driving device is the motor driving device according to claim 1,
An electric vacuum cleaner characterized by the above. 動力を発生するモータを有する圧縮機を備えた電気乾燥機であって、
上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、
上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とする電気乾燥機。 An electric dryer including a compressor having a motor that generates power,
A motor driving device that drives a motor of the compressor,
The motor driving device is the motor driving device according to claim 1,
An electric dryer. 動力を発生するモータを有する圧縮機を備えたヒートポンプ給湯器であって、
上記圧縮機のモータを駆動するモータ駆動装置を備え、
上記モータ駆動装置は、請求項１記載のモータ駆動装置である、
ことを特徴とするヒートポンプ給湯器。 A heat pump water heater having a compressor having a motor that generates power,
A motor driving device for driving the motor of the compressor,
The motor driving device is the motor driving device according to claim 1,
A heat pump water heater characterized in that:
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