JP2004336703A - デジタル信号のアナログ再構成 - Google Patents

Abstract

【課題】 デジタル信号を中間周波数（ＩＦ）に効率的にアナログ再構成するシステムおよび方法を提供する。
【解決手段】 デジタル信号は、略完全再構成フィルタバンク（ＮＰＲＦＢ）から供給される複素ベースバンドデジタル信号であり、このデジタル信号をアップサンプリングして、複素ベースバンド信号の複数のスペクトルイメージを生成し、そのうちの１つの中心がＩＦとなるようにする。次に、複数のスペクトル信号をフィルタリングして、ＩＦを中心とするスペクトルイメージを生成し、その実数部を抽出して高速ＤＡＣに供給し、ＩＦアナログ信号に変換する。ＩＦアナログ信号は次に、変調されるか、ＲＦ送信のためにＲＦ周波数の送信信号と混合される。ＩＦを中心とするスペクトルイメージは、ＤＡＣの平坦な周波数応答領域に入力されて、低歪みのＩＦアナログ信号を生成する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、概括的には通信に関し、更に詳細にはデジタル信号をアナログ再構成するシステムおよび方法に関する。

フィルタバンクは、トランスマルチプレクサ、音声／ビデオ圧縮、および適応フィルタリングといった多くの用途に使用されている。通常の再構成フィルタバンク（例えば略完全（near perfect）再構成フィルタバンク）は、複数のサブバンドすなわちサブチャネルからなる広帯域デジタル信号をサブバンドすなわちサブチャネルにフィルタリング（例えば広帯域信号をチャネル化）し、これらのサブバンドすなわちサブチャネルを処理（例えば圧縮／復元（圧縮解除））し、次にエイリアス歪みが最小になるようにサブバンドすなわちサブチャネルを広帯域デジタル信号に再構成（例えばサブバンドを再構成すなわち合成）するように設計される。オーバーサンプリング型（oversampled）フィルタバンクは、多くの音声／ビデオ圧縮技法で使用されるサブバンド適応フィルタリング技法等の信号処理アルゴリズムの計算上の複雑さを低減するために広く用いられる。信号のチャネル化および合成は通常、デジタルシグナルプロセッサ上で実行されるアルゴリズムを使用して行われる。

フィルタバンクはワイヤレス用途で、広帯域信号のチャネルを分離するため、また、広帯域信号をワイヤレスリンクにより送信する前にチャネルを同様のまたは異なる周波数帯域で広帯域信号に再構成するために使用される。信号チャネリングおよび信号合成アルゴリズムを実行した後、広帯域信号は通常、無線周波数（ＲＦ）ワイヤレスリンクにより１つまたは複数の他の無線デバイス（例えばユーザ端末）へ送信される。ＲＦワイヤレスリンクの送信周波数は、広帯域信号の処理周波数よりも実質的に高い周波数である。したがって、広帯域信号は、デジタル領域からアナログ領域に変換され、中間周波数の供給源（source）により混合されて、より高い送信周波数の広帯域アナログ信号を生成する。

再構成フィルタバンクのデジタル複素ベースバンド出力をアナログ領域に変換する従来の方法はデジタル‐アナログ変換器（ＤＡＣ）を使用する。その場合、ＤＡＣの出力はアナログミキサに供給され、アナログ信号の周波数を中間周波数にシフトする。中間周波数のアナログ信号は次に、送信周波数でＲＦキャリア（搬送波）に供給されるか、あるいはＲＦ送信周波数に再度アップミックスされる。しかしながら、アナログ信号の周波数シフトはアナログ信号に望ましくない歪みを加える。さらにＤＡＣは、中央の平坦領域（すなわちＤＡＣの正確な帯域幅領域）と外側の平坦でない領域（すなわちＤＡＣの正確な帯域幅領域の外側）を有する周波数応答を生成するサンプリングレートを持つように設計される。通常のシステムにおいて、ＤＡＣの入力に供給されるデジタル信号の周波数は、ＤＡＣの正確な帯域幅領域よりも高いかまたは低いため、ＤＡＣの平坦でない周波数応答領域にある。これにより、広帯域出力信号のエイリアス歪みが生じる。このエイリアス歪みは、信号を送信する前に除去する必要がある。

一般には、広帯域出力信号に対して「逆Ｓｉｎｃ（Inverse Sinc）」補償関数を実行して、ＤＡＣのより高い動作周波数範囲における平坦でない周波数応答により生じた歪みを排除する。しかしながら、この「逆Ｓｉｎｃ」補償関数はシステムの複雑さを増大させてしまう。

本発明のいくつかの態様の基本的な理解が得られるよう、以下に本発明の簡単な概要を示す。この概要は本発明の広範な全体像ではない。この概要は、本発明の主要または重要な要素を特定することも、本発明の範囲を規定することも意図していない。この概要の唯一の目的とするところは、本発明のいくつかの概念を、下記のより詳細な説明の序文として簡略化した形で示すことである。

本発明は、デジタル信号を効率的にアナログ再構成するシステムおよび方法を含む。デジタル信号は、略完全再構成フィルタバンク（ＮＰＲＦＢ：near perfect reconstruction filterbank）から供給される複素ベースバンドデジタル信号であり得る。デジタル信号をアップサンプリングして、複素ベースバンド信号の複数のスペクトルイメージまたはコピーを生成し、これらのスペクトルイメージのうち１つの中心が中間周波数（ＩＦ）となるようにする。次に、複数のスペクトル信号をフィルタリングして、ＩＦを中心とするスペクトルイメージを生成する。ＩＦを中心とするスペクトルイメージの実数部を抽出して高速Ｄ／Ａ変換器（ＤＡＣ）に供給し、ＩＦを中心とするスペクトルイメージをＩＦアナログ信号に変換する。ＩＦアナログ信号は次に、変調されるか、あるいは低歪みのＲＦ送信のためにＲＦ周波数の送信信号とさらに混合され得る。ＩＦを中心とするスペクトルイメージは、ＤＡＣの平坦な周波数応答領域に入力されて、低歪みのＩＦアナログ信号を生成する。この低歪み方式は、デジタル計算の点で効率的であり、さらなるアナログハードウェアを必要としない。

本発明の一態様では、デジタル複素ベースバンド信号をデジタル領域（ドメイン）でアップサンプリングして、異なる周波数を中心とする複数のスペクトルイメージを生成する。アップサンプリングされた信号を複素タップデジタルフィルタにより補間して、ＩＦを中心とするスペクトルイメージを抽出し、他のスペクトルイメージは排除するようにする。本発明の別の態様では、複素ベースバンドを中心とするスペクトルイメージをフィルタリングして取り出す実数フィルタと、この複素ベースバンドを中心とするスペクトルイメージと混合され、スペクトルイメージをシフトしてその中心をＩＦにする乗数とを使用する。本発明のいずれの態様においても、例えばＮＰＦＲＢからオーバーサンプリングされた信号を供給することによって、フィルタの複雑性を低減することができる。再構成した信号は帯域制限およびオーバーサンプリングされているため、イメージをアップサンプリングすることにより周波数がさらに分離され、より緩やかにロールオフするフィルタが可能となる。いったんアップサンプリングおよびフィルタリングされた信号は、高速ＤＡＣの平坦な周波数応答領域に入力することができる。

上記およびそれに関連する目的の達成のために、本明細書では、本発明の特定の例示的な態様を以下の説明および添付図面とともに説明する。しかしながら、これらの態様は本発明の原理を使用できる様々な方法のうちのいくつかを示すに過ぎず、本発明はそのような全ての態様とその均等物を包含するものとする。本発明の他の利点および新規の特徴は、以下の発明を実施するための最良の形態を図面とともに考慮すれば明らかとなるだろう。

本発明は、デジタル信号を効率的にアナログ再構成するシステムおよび方法に関する。デジタル信号は略完全再構成フィルタバンク（ＮＰＲＦＢ）から供給され得る。ＮＰＲＦＢの出力は、デジタル領域でのいくらかの操作の後、ＩＦのアナログ領域に変換される。ＩＦアナログ信号は次に、高周波数ＲＦ信号を用いて変調されるか、あるいはＲＦ送信のためにＲＦ送信周波数信号とさらに混合され得る。本システムおよび方法は、高速ＤＡＣを使用して、ＩＦを中心とするデジタル信号を低歪みのＩＦアナログ信号に変換する。高速ＤＡＣは、処理周波数よりもＩＦまたは送信周波数に近い正確な帯域幅を有するＤＡＣである。

本発明の一態様において、デジタル信号はＮＰＲＦＢの出力である。ＮＰＲＦＢの出力は、オーバーサンプリングされた複素ベースバンド信号であり得る。使用するＮＰＲＦＢのタイプに応じて、オーバーサンプリングされた出力を様々な手段により実現することができる。次に、ＮＰＲＦＢのデジタル複素ベースバンド出力をデジタルアップサンプリングする。アップサンプリングにより、周波数領域の信号のスペクトルイメージが生成され、それらの信号のうち１つはＩＦを中心とする。信号をオーバーサンプリングしてからアップサンプリングした場合、アップサンプリングした信号のスペクトルイメージの周波数領域は分離される。したがって、それほどアグレッシブでないデジタルフィルタを使用することができる。

複素デジタルフィルタを使用して、ＩＦを中心とするスペクトルイメージをフィルタリングし、その結果の実数部をＤＡＣに渡すことができる。あるいは、デジタル周波数シフト乗算器とカスケード接続された実数デジタルフィルタからなるフィルタを使用して、ＩＦを中心とするスペクトルイメージを生成し、その結果の実数部をＤＡＣに渡すことができる。

図１は、本発明の一態様による、ＮＰＲＦＢ１２から供給されるデジタル信号をアナログ再構成するシステム１０を示す。デジタル信号は他のデバイスから供給されてもよいことが認識されるべきである。さらに信号は、単純な信号または複素信号であり、単数または複数のサブバンドで構成され得る。システム１０は、別個のアナログミキサデバイスを使用することなく、ベースバンド周波数を中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号をＩＦの広帯域アナログ信号に変換する。ＩＦの広帯域アナログ信号は次に、ＲＦ送信周波数でＲＦ搬送波周波数に変調されるか、あるいはＲＦ送信のためにＲＦ送信周波数とさらに混合され得る。

システム１０は、オーバーサンプリングされた複素ベースバンドデジタル信号を出力１４に生成するＮＰＲＦＢ１２を含む。ＮＰＲＦＢ１２は、複数のサブバンドまたはサブチャネルを有する広帯域デジタル信号を受信し、この広帯域信号を、例えば分析（分解）フィルタバンク部を使用して複数のサブバンドに分割し、このサブバンドを異なる周波数帯域または異なる周波数帯域位置にソートまたはシフトし、このシフトされたサブバンドを、例えば統合（合成）フィルタバンク部を使用して、修正された広帯域デジタル信号に再構成するように動作することができる。あるいは、オーバーサンプリング型ＮＰＲＦＢ１２は、中央コントローラまたはプロセッサから複数の周波数サブバンドデジタル信号を受信し、複数のサブバンドを１つのオーバーサンプリングされた複素広帯域信号に再構成することができる。複数の異なるタイプのＮＰＲＦＢ１２を使用して、オーバーサンプリングされた複素広帯域信号を１４に生成することができる。

オーバーサンプリングされた複素広帯域信号はベースバンド周波数を中心とする。ベースバンド周波数とは、処理を容易にする、通常はＲＦ送信周波数よりも低い周波数である。このベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号は、ＮＰＲＦＢ１２の出力１４に生成される。オーバーサンプリングされた出力は、Ｍ個のサブバンドのセットに対してＲ個の入力を使用するＮＰＲＦＢを使用することによって生成することができる（ここで、ＲはＭよりも大きく、ＲおよびＭはゼロより大きい整数である）。Ｍ個のサブバンドは整数レートまたは非整数レートでオーバーサンプリングできることを認識すべきである。例えば、Ｍ個のサブバンドをＭ個の入力に供給することができ、Ｍ−Ｒ個の入力にはゼロが埋められる、すなわちゼロがロードされる。Ｍ個の入力およびＲ−Ｍ個のゼロの値を有する入力は再構成されて、Ｒ／Ｍでオーバーサンプリングされた出力を１４にもたらす。

図２は、ＮＰＲＦＢ１２の出力１４におけるオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号４２の出力振幅対周波数のグラフ４０を示す。ここで、ｐｉはナイキスト周波数におけるサンプリングされた出力範囲であり、Ｒ／Ｍは入力数／サブバンド数の比である。図２に示すように、複素ベースバンド信号４２には、ｐｉ／（Ｒ／Ｍ）〜ｐｉと−ｐｉ（Ｒ／Ｍ）〜−ｐｉの周波数成分がなく、オーバーサンプリングされた出力は、−ｐｉ／（Ｒ／Ｍ）〜ｐｉ／（Ｒ／Ｍ）に延びる。例えば、サブバンド数が８でＮＰＲＦＢ１２に対する入力数が１６である場合、Ｒ／Ｍは２に等しい。したがって、ナイキスト周波数が１００ＫＨｚである場合、オーバーサンプリングされた信号の周波数成分は−５０ＫＨｚ〜５０ＫＨｚにしかなく、−５０ＫＨｚ〜−１００ＫＨｚと５０ＫＨｚ〜１００ＫＨｚには周波数成分がない。

ＮＰＲＦＢ１２の出力１４に生成される、ベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号は次に、アップサンプリングコンポーネント１６によりアップサンプリング係数Ｎでアップサンプリングされる（ここでＮはゼロより大きい整数である）。オーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号をアップサンプリングすることにより、ｐｉ／Ｎの整数倍を中心とする周波数領域の信号のスペクトルイメージまたはコピーが生成される。ここでＮは、整数倍のうち１つの中心がＩＦとなるように選択される。オーバーサンプリングされた出力は、アップサンプリングの際に複素広帯域デジタル信号のサブバンドの遷移領域間にガードバンドを生成する。したがって、より単純なデジタル複素フィルタを使用して複素広帯域信号のＩＦ信号を抽出することができる。アップサンプリングは、複数のより高い周波数レートの信号を、ナイキスト周波数（ｐｉ）の出力のｋ／Ｎ倍数（ＩＦ周波数を中心とする１つの信号を含み、ここで、ｋはＩＦの整数倍であり、Ｎはアップサンプリングレートである）として生成する。アップサンプリングコンポーネント１６は、ＮＰＲＦＢ１２のベースバンド出力１４にゼロをロードするか、あるいは他の何らかのウィンドウ法（例えばボックスカー（boxcar）ウィンドウ）を使用してベースバンド出力をアップサンプリングすることによって、アップサンプリングを行うことができる。

複数のスペクトルイメージが、アップサンプリングコンポーネント１６の出力１８に生成され、複素デジタルフィルタ２０への入力として供給される。複素デジタルフィルタ２０は、ＩＦ周波数を中心とする信号イメージを保持する。複素デジタルフィルタ２０は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）または無限インパルス応答（ＩＩＲ）のいずれかのフィルタ設計技法を用いて構成され得る。

図３は、１８における複数のアップサンプリングされたスペクトルイメージ５２の出力振幅対周波数のグラフ５０を示す。複数のアップサンプリングされたスペクトルイメージ５２は、複数のより高い周波数レートの信号をナイキスト周波数ｐｉにおける出力のｋ／Ｎ倍として含み、ｋはＩＦの整数倍であり、ＩＦはｋ^*ｐｉ／Ｎに等しく−ＩＦは−ｋ^*ｐｉ／Ｎに等しい。図３に示すように、複素デジタルフィルタは、ＩＦを中心とする複素広帯域信号を抽出する、点線によって示されるフィルタレスポンス（応答）５４を有する。点線によって示されるフィルタ応答５４は遷移帯域（transition bands）５６および５８を有する。当業者は、遷移帯域を有するデジタルフィルタが、遷移帯域を有さないフィルタ応答（例えば正方形のフィルタ応答）を有するデジタルフィルタよりも設計の簡単なフィルタであることを認識するであろう。スペクトルイメージはＮＰＲＦＢ１２が供給するオーバーサンプリングされた出力１４により生成されるガードバンド５９を有するため、より単純な複素フィルタを使用することができる。

図１を再び参照すると、ＩＦを中心とする複素広帯域信号が複素フィルタ２０の出力２２に生成される。次に実数抽出器（real extractor）２４が、ＩＦを中心とする複素広帯域信号の実数部を抽出して、ＩＦを中心とする広帯域信号を高速ＤＡＣ２８の入力２６に供給する。ＤＡＣを通る信号の通過レート（速度）は、処理周波数にアップサンプリングレートＮを掛けたものに等しい。ＩＦを中心とする広帯域信号の実数部は高速ＤＡＣ２８に供給される。この高速ＤＡＣ２８は、ＩＦを中心とする広帯域信号の実数部をデジタル信号からＩＦアナログ信号に変換する。このＩＦアナログ信号は次に、ＲＦ送信周波数でＲＦキャリア（搬送波）に変調されるか、あるいはＲＦ送信のためにＲＦ周波数信号とさらにアップミックスされ得る。

図４は、ＩＦを中心とする複素広帯域信号６２の実数部の出力振幅対周波数のグラフ６０を示す。ＩＦを中心とする広帯域信号６２は、ｋ^*ｐｉ／Ｎに等しい正の部分と、−ｋ^*ｐｉ／Ｎに等しい負の部分−ＩＦとを含む。ここで、ｋはＩＦに関連するナイキスト周波数（ｐｉ）の出力をアップサンプリングレート（Ｎ）で割ったものの整数倍である。図５は、ＤＡＣ周波数応答７２中のＩＦを中心とする広帯域信号６２の出力振幅対周波数のグラフ７０を示す。ＤＡＣ周波数応答７２は、ＤＡＣの正確な帯域幅領域である平坦部分すなわち平坦な応答領域７４と、ＤＡＣの正確な帯域幅領域外の曲線部分とを含む。ＩＦを中心とする広帯域信号６２は、ＩＦがＤＡＣのサンプリング周波数に比べてなお低いため、ＤＡＣ応答７２の平坦部分７４内にある。概して、ＤＡＣ応答７２の平坦部分７４は、ＤＡＣ応答の平坦でない領域よりも正確である。ＤＡＣ応答はＤＡＣの既知のパラメータであるので、ＩＦがＤＡＣ応答の平坦部分にあるように高速ＤＡＣを選択することができる。

図６は、本発明の一態様による例示的なＮＰＲＦＢ８０を示す。ＮＰＲＦＢ８０の出力はオーバーサンプリングされた複素ベースバンド信号である。使用する再構成フィルタバンクのタイプに応じて、オーバーサンプリングした出力を様々な手段により実現することができる。図６の例示的なＮＰＲＦＢ８０において、ＮＰＲＦＢ８０は、Ｒ個の入力を含み、Ｍ個のサブバンドを受信する（ここで、ＲおよびＭは整数であり、ＲはＭ以上である）。Ｒ個の入力は、サブバンド０〜サブバンドＭ／２−１の信号をそれぞれ受信する入力チャネル０〜Ｍ／２−１を含む。Ｒ個の入力はまた、ゼロがロードされる、すなわちゼロが埋められる入力チャネルＭ／２〜Ｒ−１−Ｍ／２も含む。Ｒ個の入力はまた、サブバンドＭ／２〜サブバンドＭ−１の信号をそれぞれ受信するチャネルＲ−Ｍ／２〜Ｒ−１も含む。Ｍ個の入力およびＲ−Ｍ個のゼロの値を有する入力は再構成されて、Ｒ／Ｍでオーバーサンプリングされた出力をもたらす。例えば、サブバンド数Ｍが８でＮＰＲＦＢ８０に対する入力数Ｒが１６である場合、Ｒ／Ｍは２に等しく、オーバーサンプリングされた出力の周波数範囲は、ナイキスト周波数ｐｉにおいて与えられる周波数の半分となる。

図７は、本発明の別の態様による、デジタル信号をＩＦアナログ信号にアナログ再構成するシステム１００を示す。システム１００は、図１に示した複素フィルタ２０の代わりに実数フィルタ１０８を使用する。システム１００は、オーバーサンプリングされた複素ベースバンドデジタル信号を出力１０４に生成するオーバーサンプリング型ＮＰＲＦＢ１０２を含む。オーバーサンプリングされた複素広帯域信号はベースバンド周波数を中心とする。ベースバンド周波数とは、処理を容易にする、通常は送信周波数範囲よりも低い周波数または周波数範囲である。システム１００は、別個のアナログミキサデバイスを使用することなく、ベースバンド周波数を中心とするオーバーサンプリングした複素広帯域デジタル信号を、ＩＦを中心とする広帯域アナログ信号に変換する。

ＮＰＲＦＢ１０２の出力１０４に生成される、ベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号は次に、アップサンプリングコンポーネント１０６によりアップサンプリング係数Ｎでアップサンプリングされる。オーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号のアップサンプリングにより、ナイキスト周波数（ｐｉ）の出力を図３に示すようなアップサンプリング係数（Ｎ）で割ったものの整数倍を中心とする周波数領域の信号のスペクトルイメージが生成される。このアップサンプリングにより、ＩＦ周波数を中心とする１つの信号を含む複数のより高い周波数レートの信号が得られる。複数のスペクトルイメージは、アップサンプリングコンポーネント１０６の出力１０７に生成され、フィルタ１１３への入力として供給される。このフィルタ１１３は、実数デジタルフィルタ１０８と、乗数を混合してベースバンドを中心とするスペクトルイメージの中心がＩＦとなるようにシフトするミキサ１１２とからなる。実数フィルタ１０８はその出力１１０に、ベースバンドを中心とする複素広帯域信号のイメージを抽出および生成する。実数フィルタ１０８の出力は次に、信号イメージの周波数の中心をベースバンドからＩＦへシフトするミキサ１１２により乗数と混合される。

図７の乗数はｅｘｐ（ｊ^*２Π^*ｆ^*ｔ）に等しく、ここで、ｆはＩＦであり、ｔは入力信号の時間間隔である。別法においてこの乗数は余弦（コサイン）乗数とすることができる。次に、ミキサ１１２の出力１１４が実数抽出器１１６に供給される。この実数抽出器１１６は次に、ＩＦを中心とする複素広帯域信号の実数部を抽出して、ＩＦを中心とする広帯域信号を高速ＤＡＣ１２０の入力１１８に供給する。この高速ＤＡＣ１２０は、ＩＦを中心とする広帯域信号をデジタル信号からアナログ信号に変換してＤＡＣ１２０の出力１２２に生成する。ＩＦを中心とする広帯域信号は、図５に示すようなＤＡＣ１２０のＤＡＣ周波数応答の平坦部分内にある。

図１および図７に示すＮＰＲＦＢ、アップサンプリングコンポーネント、フィルタ、乗算器および実数成分抽出器は、ハードウェア、ソフトウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして実施可能であることが認識されるべきである。あるいは、ＮＰＲＦＢ、アップサンプリングコンポーネント、フィルタ、乗算器および実数成分抽出器は、１つまたは複数のデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）上で実行される１つまたは複数のアルゴリズムとして実施することができる。ＮＰＲＦＢ、アップサンプリングコンポーネント、フィルタ、乗算器および実数成分抽出器は、デジタル領域において広帯域信号の処理を行うため、ＲＦリンクでの広帯域信号の送信に関連する多くのコンポーネントの機能を簡略化する。

図８は、本発明の一態様による直接アナログＩＦリコンストラクタ（再構成装置）１４８を使用したトランシーバ１４０を示す。直接アナログＩＦリコンストラクタ１４８は、図１および図７のシステムに示したのと同様のアップサンプリングコンポーネント、フィルタ、実数成分抽出器および高速ＤＡＣを含む。このトランシーバ１４０は例えば、衛星または地上基地局デバイスの一部であり得る。トランシーバ１４０は、ＲＦ送信信号を送受信するアンテナ１５２を有する送信機／受信機コンポーネント１５０を含む。送信機／受信機コンポーネント１５０は、広帯域ＲＦ送信信号を受信し、この広帯域ＲＦ送信信号をＩＦアナログデコンストラクタ（分解装置）１４６に供給する。このＩＦアナログデコンストラクタ１４６は、ＲＦ送信信号をアナログ領域からデジタル領域に変換し、このＲＦ送信信号を、その処理のために複素ベースバンド周波数を中心とする第１の中間周波数信号にダウンミックスする。この広帯域複素デジタル信号はＮＰＲＦＢ１４４に供給される。

ＮＰＲＦＢ１４４は、広帯域デジタル信号をいくつかのサブバンドにフィルタリングする解析（分解）部を含む。これらのサブバンドは次に中央処理装置１４２に供給される。中央処理装置１４２は、サブバンドを処理し、送信順序またはプロトコルに基づきサブバンドを再ソートし（resort）、再ソートすなわち並べ替えを行ったサブバンドをＮＰＲＦＢ１４４に戻すことができる。

ＮＰＲＦＢ１４４は、サブバンドを再合成してベースバンドを中心とするデジタル複素広帯域信号を生成する合成部を含む。ＮＰＲＦＢ１４４への入力は、サブバンド入力、およびゼロが埋められた、すなわちゼロがロードされた入力を含み、ベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域信号を供給する。ベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号はＩＦアナログリコンストラクタ１４８に供給される。このＩＦアナログリコンストラクタ１４８は、ベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号をＲＦ送信のためにＩＦアナログ信号に変換する。ＩＦアナログリコンストラクタ１４８は、ベースバンドを中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号をアップサンプリングして、ＩＦ信号の倍数を中心とする複数のスペクトルイメージを生成する。次にＩＦ信号をフィルタにより抽出し、ＩＦ信号の実数部を高速ＤＡＣの平坦な応答領域内で高速ＤＡＣに供給する。この高速ＤＡＣは次に、ＩＦを中心とする広帯域信号の実数部をＩＦアナログ信号に変換する。次に送信機／受信機１５０がアンテナ１５２を介してＩＦアナログ信号を送信する。

上述した構造的および機能的特徴に鑑みて、本発明の様々な態様による方法は、図９を参照することでより良く認識されるだろう。説明を簡略化するため、図９の方法は順次実行されるように図示および説明されるが、本発明によれば、いくつかの特徴は本明細書中に図示および説明するものとは異なる順序で、および／または他の側面と同時に起こり得るため、本発明は図示の順序に限定されないことが理解および認識されるべきである。さらに、本発明の一態様による方法を実施するには、例示する全ての特徴が必要なわけではない。

図９は、本発明の一態様による、デジタル信号をＩＦアナログ信号に効率的にアナログ再構成する方法を示す。本方法は２００で開始し、２００では、Ｍ個のサブバンド入力をＮＰＲＦＢに供給することによってＭ個のサブバンド入力をオーバーサンプリングする（ここで、ＭおよびＲはゼロより大きい整数であり、ＲはＭよりも大きい）。さらなるＲ−Ｍ個の入力にはゼロをロードして、オーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号を生成することができる。２１０では、オーバーサンプリングされたサブバンドをＮＰＲＦＢにより合成および再構成して、オーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号を生成する。オーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号の生成には他の方法を使用してもよいことを認識されたい。２２０では、オーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号を次にアップサンプリングして、ナイキスト周波数（ｐｉ）の出力をアップサンプリングレートＮで割ったものの整数倍（そのうち１つはＩＦを中心とする）を中心とするオーバーサンプリングされた複素広帯域デジタル信号の複数のスペクトルイメージまたはコピーを生成する。２３０では、複数のスペクトルイメージをフィルタリングして、高速ＤＡＣの周波数応答の平坦部分または領域内のＩＦを中心とするスペクトルイメージを生成する。

複数のスペクトルイメージのフィルタリングは例えば、複数のスペクトルイメージをフィルタリングしてＩＦを中心とする複素広帯域デジタル信号を生成する複素フィルタを使用して行うことができる。あるいは複数のスペクトルイメージのフィルタリングは、複数のスペクトルイメージをフィルタリングしてベースバンドを中心とする複素広帯域デジタル信号を生成する実数フィルタを使用して行うことができる。次に、ベースバンドを中心とする複素広帯域デジタル信号をｅｘｐ（ｊ^*２π^*ｆ^*ｔ）等の乗数と混合することができ、ここで、ｆはＩＦであり、ｔは入力信号の時間間隔である。別法においてこの乗数は余弦乗数とすることができる。本方法は次に２４０に進む。２４０では、ＩＦを中心とする複素広帯域デジタル信号の実数部を抽出し、高速ＤＡＣに供給する。２５０では、ＩＦを中心とする広帯域信号の実数部をデジタル領域からアナログ領域に変換し、ＩＦアナログ信号を生成する。高速ＤＡＣおよびＩＦを中心とする広帯域信号の実数部は、ＩＦを中心とする広帯域信号がＤＡＣ周波数応答の平坦な応答または領域にあるように選択される。

上記説明は、本発明の例示的な実施態様を含む。当然ながら、本発明を説明するためにコンポーネントまたは方法の考え得る組み合わせをすべて説明することは不可能であるが、当業者は、本発明の多くのさらなる組み合わせおよび変更が可能であることを認めるであろう。したがって本発明は、特許請求の範囲およびその範囲に入る全ての変更、修正および変形を包含するものとする。

本発明の一態様に係る、デジタル信号をＩＦアナログ信号にアナログ再構成するシステムのブロック図である。 図１のＮＰＲＦＢの出力の出力振幅対周波数のグラフである。 図１のＮＰＲＦＢの出力の複数のアップサンプリングしたイメージの出力振幅対周波数のグラフである。 図１の複素フィルタの出力の実数部の出力振幅対周波数のグラフである。 図１の高速ＤＡＣのＤＡＣ周波数応答の平坦部分内のＩＦを中心とする広帯域信号の出力振幅対周波数のグラフである。 本発明の一態様に係る例示的なＮＰＲＦＢのブロック図である。 本発明の別の態様に係る、デジタル信号をＩＦ信号にアナログ再構成するシステムのブロック図である。 本発明の一態様に係るＩＦアナログリコンストラクタを使用したトランシーバのブロック図である。 本発明の一態様に係る、デジタル信号をＩＦアナログ信号に効率的にアナログ再構成する方法を示す図である。

Claims (10)

1. デジタル信号をアナログ再構成するシステムであって、
   デジタル信号をアップサンプリング係数でアップサンプリングして前記デジタル信号の複数のスペクトルイメージを生成するアップサンプリングコンポーネントであって、前記複数のスペクトルイメージのうち１つは中間周波数（ＩＦ）を中心とする、アップサンプリングコンポーネントと、
   前記ＩＦを中心とするスペクトルイメージをフィルタリングして取り出すフィルタと、
   前記ＩＦを中心とするスペクトルイメージをＩＦアナログ信号に変換するデジタル‐アナログ変換器（ＤＡＣ）と、
   を備えた、デジタル信号のアナログ再構成システム。
2. 請求項１記載のシステムにおいて、前記複数のスペクトルイメージは、ナイキスト周波数における出力を前記アップサンプリング係数で除算したものの整数倍であり、該整数倍のうち１つはＩＦに関連する、システム。
3. 請求項１に記載のミクサにおいて、前記デジタル信号は複素広帯域デジタル信号である、システム。
4. 請求項３に記載のミクサにおいて、前記複素広帯域デジタル信号は、オーバーサンプリングされ、略完全再構成フィルタバンク（ＮＰＲＦＢ）から供給される、システム。
5. 請求項４に記載のミクサにおいて、前記ＮＰＦＲＢはＭ個のサブバンドを受信するＲ個の入力を有し、Ｒ−Ｍ個の入力にゼロがロードされ、ここでＲおよびＭは整数であり、ＲはＭよりも大きく、前記ＮＰＦＲＢはＲ／Ｍでオーバーサンプリングされた出力を生成する、システム。
6. 請求項５に記載のミクサにおいて、前記オーバーサンプリングされた出力は、ｐｉ／（Ｒ／Ｍ）〜−ｐｉ／（Ｒ／Ｍ）の周波数成分を有し、ここでｐｉはナイキスト周波数の出力応答である、システム。
7. 請求項３に記載のミクサにおいて、前記フィルタは、遷移帯域のあるフィルタ応答を有する複素デジタルフィルタである、システム。
8. 請求項３に記載のミクサにおいて、前記ＤＡＣに供給される前記ＩＦを中心とするスペクトルイメージの実数部を抽出する実数抽出器をさらに備える、システム。
9. 請求項３に記載のミクサにおいて、前記フィルタは、ベースバンド周波数を中心とするスペクトルイメージを抽出する実数フィルタと、前記ベースバンド周波数を中心とするスペクトルイメージと混合され、前記スペクトルイメージをシフトしてその中心をＩＦにする乗数と、を含む、システム。
10. 請求項１に記載のミクサにおいて、前記ＤＡＣは、その正確な帯域幅領域内の平坦部分と、その正確な帯域幅領域外の曲線部分とがある周波数応答を有し、ＩＦが前記周波数応答の前記平坦部分にある、システム。

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