JP2004336575A - 光伝送方法及びシステム - Google Patents
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Abstract
【課題】WDM伝送の周波数利用効率を高める。
【解決手段】光送信器20−1〜20−nはそれぞれ異なる波長λ1〜λnの、直線偏波のRZ−DPSK信号光を出力する。光バンドパスフィルタ(OBPF)22−1〜22−nはそれぞれ、光送信器20−1〜20−nの出力信号光の帯域を制限する。多重装置24は、OBPF20−1〜20−nの各出力光を直交偏波多重する。分離装置30は、光伝送路10を伝搬したWDM信号光を各チャネルch1〜chnの信号光に分離する。分波器32−1、半ビット遅延器34−1及び合波器36−1により、分離装置30により分離されたch1の信号光が、半ビット遅延検波される。
【選択図】 図1
【解決手段】光送信器20−1〜20−nはそれぞれ異なる波長λ1〜λnの、直線偏波のRZ−DPSK信号光を出力する。光バンドパスフィルタ(OBPF)22−1〜22−nはそれぞれ、光送信器20−1〜20−nの出力信号光の帯域を制限する。多重装置24は、OBPF20−1〜20−nの各出力光を直交偏波多重する。分離装置30は、光伝送路10を伝搬したWDM信号光を各チャネルch1〜chnの信号光に分離する。分波器32−1、半ビット遅延器34−1及び合波器36−1により、分離装置30により分離されたch1の信号光が、半ビット遅延検波される。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光伝送方法及びシステムに関し、より具体的には、周波数利用効率(Spctral Effciency)を改善した光伝送方法及びシステムに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、光通信の伝送容量を拡大するために、多数の波長を用いて光信号を伝送する波長分割多重(WDM)光伝送方式が用いられている。
【0003】
光の帯域の有効利用の点から、光の波長間隔を近接させる高密度波長分割多重(DWDM)が望まれる。光周波数間隔をΔf(Hz)、伝送速度をB(bit/s)としたとき、周波数利用効率(Spctral Effciency)は、B/Δf(bit/s/Hz)で定義される。両側帯波のon−off keying(OOK)変調方式の周波数利用効率の理論限界は、1(bit/s/Hz)である。
【0004】
従来のWDM伝送システムの受信装置では、WDM信号をAWG(Arrayed waveguide Grating)などの周期的な波長選択フィルタにより個々の信号波長成分に分離している。しかし、波長間隔を狭くすると、隣接チャネル間でスペクトルが重なるので、各波長の信号光を分離するのが困難になる。従来のWDM伝送では、周波数利用効率が通常、0.4(bit/s/Hz)程度以下であった(T. N. Nielsen, et. al., ”3.28−Tb/s (82x40 Gb/s) transmission over 3x1000km nonzero−dispersion fiber using dual C− and L−band hybrid Raman/Erbium−doped inline amplifiers”, OFC2000, PD23、及びB. Zhu, et. al., ”1.6 Tb/s(40x42.7 Gbit/s) transmission over 2000km of fiber with 100−km dispersion−managet spans”, ECOC2001, PDM1.8)。
【0005】
周波数利用効率を向上する方法として、隣接するチャネルの偏波を直交させる直交偏波多重方式(T. Ito, et. al., ”6.4 Tb/s (160 x 40 Gb/s) WDM transmission experiment with 0.8 bit/s/Hz spctral efficiency”, ECO2000, PD1.1)がある。しかし、直交偏波多重では、光伝送路の偏波モード分散により偏波の直交性が劣化し、その結果として、チャンネル間にクロストークが生じるといった問題がある。また、受信装置には、信号光の偏波に追従する偏波コントローラを必要とし、実システムでの使用には大きなコストがかかる。複雑装置が必要になることから、メンテナンスにも十分な注意が必要となり、現実的ではない。
【0006】
周波数利用効率を上げる別の方法として、信号帯域幅の狭い変調方式が種々検討されてきた。RZ(Return−to−Zero)信号よりも信号帯域幅が狭いCS(carrier−suppressed)−RZ信号、及び、RZ信号の片側波帯を伝送するVSB(Vestigial−SideBand)−RZ信号などが考案されている。このような伝送形式を使用すること、周波数利用効率が0.6(bit/s/Hz)程度まで改善したものの、現在、これ以上の周波数利用効率は、隣接波長との干渉により困難である。例えば、Y. Miyamoto, et. al., ”320 Gbit/s (8 x 40 Gbi/s) WDM transmission over 367 km zero−dispersion−flattened line with 120 km repeater spacing using carrier−suppressed return−to−zero pulse format”, OAA ’99, PDP4、Y. Yamada, et. al.,“2 Tbit/s (200 x 10 Git/s) over 9200 km transmission experiments using C−band EDFA and VSB format with 53% spectral efficiency”, Suboptic2001, PDP1−1、及びT. Tsuritani, et. al., ”40 GHz−spaced 21.4 Gbit/s x 82 WDM VSB−RZ transmission over 8260km using Raman/EDFA Hybrid repeaters and symmetrically dispersion−managed fiber”, ECOC2002, 9.1.4を参照のこと。
【0007】
隣接波長間の干渉を抑えつつ、さらに周波数利用効率を向上させる方法として、送信側で急峻なフィルタリング特性を持つ光フィルタにより光信号帯域を削減することが検討された。この方法により、周波数利用効率が0.8(bit/s/Hz)程度まで向上した。しかし、帯域制限によって信号光を削るので、信号光波形が著しく劣化するという問題が生じ、これ以上の周波数利用効率の向上は難しい。例えば、T. Miyakawa, et. al., ”2.56 Tbit/s (40Gbit/s x 64 WDM) Unrepeatered 230 km transmission with 0.8 bit/s/Hz spectral effciency using Low−Noise Fiber Raman Amplifier and 170 μm^2−Aeff fiber”, OFC2001, PD26を参照された。
【0008】
また、帯域制限したCS−RZ信号を使用し、受信端にクロストークサプレッサを配置したシステム構成で、周波数利用効率1(bit/s/Hz)を実現した報告がある(I. Morita, et. al., ”100 % spectral−efficient 25 x 42.7 Gbit/s transmission using asymmetrical filtered CS−RZ signal and novel crosstalk suppressor”, ECOC2002, PD4.7参照)。この方法も、偏波多重分離方式と同様に、受信端に波形整形のための複雑な装置を具備しなければならないので、実システムでの使用ではコスト高を招き、メンテナンスにも十分な注意が必要となり、現実的ではない。
【0009】
OOK信号ではなく、PSK(Phase Shift Keying)の一種であるDPSK(Differential Phase Shift Keying)信号が注目されている。DPSK信号は、OOK信号と比較して、受信感度が高く、非線形耐力、偏波モード分散耐力及び波長分散耐力が大きく、フィルタリング特性に優れるという特長を具備する。例えば、A. H. Gnauck, ”40 Gb/s RZ−Differential Phase Shift Transmission”, OFC2003 ThE1、及びR. A. Griffin, et. al. ,“Optical differential quadrature phase−shift Key (oDPSK) for high capacity Optical transmission”, OFC2002, WX6を参照されたい。
【0010】
DPSK形式の信号光の従来の光受信装置では、1ビット遅延検波方式を使用する(例えば、A. H. Gnauck, et al. ”2.5 Tb/s (64 x 42.7 Gb/s) Transmission Over 40 x 100 km NZDSF Using RZ−DPSK Format and All−Raman−Amplified Spans”, OFC2002 Postdeadline paper FC2を参照)。具体的には、従来のDPSK光受信装置は、光ファイバ伝送路から入力するNRZ(None−Return to Zero)−DPSK信号光から所望の波長帯域を光バンドパスフィルタ(OBPF)と、OBPFの出力光を1ビット分、遅延して合波するマッハツェンダ遅延干渉計(MZDI)と、MZDIの一方の出力光を電気信号に変換する光/電器(O/E)変換器からなる。MZDIの一方のアーム上に1ビット遅延器が配置される。また、OBPFは、WDM信号から所望の波長チャネルを分離するのに使用される。
【0011】
しかし、上述の1ビット遅延検波方式では、例えば、T. Tsuritani, et al, ”700 Ghz−spaced 40 x 42.7 Gbit/s transmission over 8700 km using CS−RZ DPSK signal, all−Raman repeaters and symmetrically dispersion−managed fiber span”, OFC2003 Postdeadline paper PD23、及び、A. H. Gnauck et. al., ”25 x 40−Gb/s Copolarized DPSK Transmission Over 12 x 100−km NZDF With 50−GHz Channel Spacing”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 15, No. 3, March 2003にも記載されるように、信号光の帯域制限に起因する波形劣化した信号光(OBPFの出力光)に対しては、合波器の出力信号光の波形も劣化したままであり、良好な受信性能を期待できない。
【0012】
また、DPSK信号をRZ信号に変換する装置が、Y. Miyamoto, et. al., ”S−band 3x120−km DSF transmission of 8x42.7−Gbit/s DWDM duobinary−carrier−suppressed RZ signals generated by novel wideband PM/AM conversion”, Optical Amplifiers and Their Applications (OAA2001), Postdeadline Paper PD6、及びP. J. Winzer, et. al., ”Return−to−Zero Modulator Using a Single NRZ Drive Signal and an Optical Delay Interferometer”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol.13, No12, December 2001に記載されている。
【0013】
デュオバイナリ信号光をRZ形式の信号光に変換する構成が、X. Wei et. al., ”40 Gb/s DUOBINARY AND MODIFIED DUOBINARY TRANSMITTER BASED ON AN OPTICAL DELAY INTERFEROMETER”, ECOC2002, Paper9.6.3に記載されている。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来、1(bit/s/Hz)以上の周波数利用効率を追求するには、偏波多重分離方式を用いるか、伝送路上又は受信端に光波形再生器の機能を具備する装置を設けなければならなかった。
【0015】
そこで、本発明は、周波数利用効率を向上でき、しかも、より簡易で安価に実現できる光伝送方法及びシステムを提示することを目的とする。
【0016】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る光伝送方法は、データを搬送するDPSK信号光を発生する信号光発生ステップと、当該DPSK信号光の帯域を制限する帯域制限ステップと、帯域を制限され光伝送路を伝送した当該DPSK信号をRZ信号光に変換する変換ステップと、当該RZ信号光を受信する受信ステップとを具備することを特徴とする。
【0017】
本発明に係る光伝送方法は、互いに異なる信号波長の複数のDPSK信号光を発生する信号光発生ステップと、当該複数のDPSK信号光の帯域を制限する帯域制限ステップと、帯域を制限された当該DPSK信号光を合波して当該光伝送路に出力する合波ステップと、当該光伝送路から入力する光を各信号波長の成分に分離する分離ステップと、当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光を受信する受信ステップとからなる光伝送方法であって、当該受信ステップが、当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光をRZ信号光に変換する変換ステップと、当該各RZ信号光を受信するステップとを具備することを特徴とする。
【0018】
本発明に係る光伝送システムは、光伝送路と、当該光伝送路に信号光を出力する送信装置と、当該光伝送路を伝搬した信号光を受信する受信装置とからなる。特徴的には、当該送信装置は、データを搬送するビットレートBのDPSK信号光を発生する光送信器と、当該光送信器から出力される当該DPSK信号光の帯域を、B/0.8に相当する周波数帯域以下に制限する光バンドパスフィルタとを具備する。当該受信装置は、当該光伝送路から入力するDPSK信号光をRZ信号光に変換する変換器と、当該変換器の出力光から当該データを復調する光受信器とを具備することを特徴とする。
【0019】
本発明に係る光伝送システムは、光伝送路と、当該光伝送路にWDM信号光を出力する送信装置と、当該光伝送路を伝搬した当該WDM信号光を受信する受信装置とからなる。特徴的には、当該送信装置は、データを搬送するビットレートBの互いに異なる波長のDPSK信号光を発生する複数の光送信器と、当該光送信器から出力される当該各DPSK信号光の帯域を、B/0.8に相当する周波数帯域以下に制限する光バンドパスフィルタと、当該光バンドパスフィルタの出力光を多重し、当該WDM信号光として当該光伝送路に出力する多重装置とを具備する。当該受信装置は、当該光伝送路から入力する当該WDM信号光を当該各信号波長のDPSK信号光に分離する分離装置と、当該分離装置により分離された各信号波長のDPSK信号光をRZ信号光に変換する複数の変換器と、当該変換器の出力光から当該データを復調する光受信器とを具備することを特徴とする。
【0020】
【実施例】
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。
【0021】
図1は、本発明の一実施例の概略構成ブロック図を示す。本実施例の光伝送システムは、光伝送路10、光伝送路12にWDM信号光を出力する送信端局12、及び、光伝送路12を伝搬したWDM信号光を受信する受信端局14とからなる。
【0022】
送信端局12の構成と動作を説明する。光送信器(OS)20−1〜20−nはそれぞれ異なる波長λ1〜λnの、直線偏波のRZ−DPSK信号光を出力する。
【0023】
光バンドパスフィルタ(OBPF)22−1〜22−nは、中心周波数がそれぞれλ1〜λnであり、その3dB通過帯域幅が、波長間隔に相当する周波数以下である。光バンドパスフィルタ(OBPF)22−1〜22−nはそれぞれ、光送信器20−1〜20−nの出力信号光の帯域を制限する。OBPF20−1〜20−nにより制限される帯域幅の詳細は、後で説明する。OBPF22−1〜22−nによる帯域制限により、OBPF22−1〜22−nの入力信号光がRZ−DPSK形式であっても、その出力信号光はNRZ−DPSK形式になる。
【0024】
多重装置24は、隣接するチャネル間で偏波が直交するように、光バンドパスフィルタ20−1〜20−nの各出力光、即ち、フィルタされたDPSK信号光を多重する。多重装置24は、多重により生成されたWDM信号光を光伝送路10に出力する。このように、本実施例では、直交偏波多重を使用する。直交偏波多重により、隣接するチャネル間のコヒーレント干渉を抑圧でき、その結果として、波長多重密度を上げることができる。直交偏波多重を使用するものも、本実施例では、後述するように受信端局14に偏波コントローラが不要であるので、コスト増を招くことも無く、また、保守管理が面倒になることもない。
【0025】
受信端局14の構成と動作を説明する。分離装置30は、光伝送路10を伝搬したWDM信号光を各波長λ1(ch1)〜λn(chn)の信号光に分離する。分離装置30は、各チャネルch1〜chnについて、波長間隔に相当する周波数以下の3dB通過帯域幅を有する光バンドパスフィルタ特性を具備する。
【0026】
分波器32−1は、分離装置30により分離されたch1の信号光を2分割し、一方を半ビット遅延器34−1に、他方を合波器36−1に印加する。半ビット遅延器34−1は、分波器32−1からの信号光をその半ビット相当期間だけ遅延し、且つ光位相を反転する。半ビット遅延器34−1の出力光は、合波器36−1に印加される。合波器36−1は、分波器32−1からの光と半ビット遅延器34−1の出力光を合波し、干渉させる。
【0027】
分波器32−1、半ビット遅延器34−1及び合波器36−1からなる部分は、詳細は後述するが、機能的には、DPSK信号光をRZ信号光に変換する信号形式変換器に相当する。分波器32−1、半ビット遅延器34−1及び合波器36−1の機能は、マッハツェンダ遅延干渉計(MZDI)により実現され得る。MZDIは、光位相を反転させずに合波した合波光を出力するConstructive portと、光位相を反転して合波した合波光を出力するDestructive portとを具備する。合波器36−1の出力は、MZDIのDestructive portの出力光に相当する。勿論、MZDIのConstructive portの出力光を合波器36−1の出力光として使用しても良い。
【0028】
光受信器(OR)38−1は、合波器36−1の出力光を電気信号に変換し、ch1の信号光で搬送されるデータを復調する。
【0029】
分波器32−2〜32−n、半ビット遅延器34−2〜34−n、合波器36−2〜36−n及び光受信器(OR)38−2〜38−nは、それぞれ、分波器32−1、半ビット遅延器34−1、合波器36−1及び光受信器(OR)38−1と同様に動作する。
【0030】
図2に示すタイミングチャートを参照して、1ビット遅延検波と半ビット遅延検波の作用の相違を説明する。
【0031】
本実施例では、光送信器20−1〜20−nはRZ−DPSK信号光を出力するが、OBPF22−1〜22−nによる帯域制限により、NRZ−DPSK信号光に変換される。従って、分離装置30から出力される各チャネルの信号光は、NRZ−DPSK形式になっている。
【0032】
基本的に、DPSK信号光を帯域制限した場合、各ビット間の0からπまたはπから0への位相遷移が、帯域制限しない場合と比べると緩やかになってしまう。その結果、1ビット遅延検波では、復号された信号光の波形も拡がってしまい、符号間干渉により伝送特性が大きく劣化する。これに対し、半ビット遅延検波では、復号された信号光(合波器36−1〜36−nの出力)における信号波形の拡がりを抑圧でき、これが、符号間干渉を、従って、伝送特性の劣化を大幅に低減する。
【0033】
図2は、伝送データが1,1,1,0,0,1,1,1のビットパターンからなる場合を例示している。DPSKでは、2進値”0”に対しては、直前のビットの位相と同じ位相を採用し、2進値”1”に対しては直前のビットの位相とは異なる位相を採用する。従って、このデータ例に対して、分波器32−1〜32−nに入力するDPSK信号光は、符号40で示すように、π、0,π、π、π、0,π及び0と変化する。
【0034】
1ビット遅延検波では、DPSK信号光40を1ビット遅延し、且つ光位相を反転する。従って、1ビット遅延器の出力光の光位相は、符号42に示すように、π、0,π、0,0,0,π、0となる。この1ビット遅延信号光42と、1ビット遅延前の信号光40は、同位相で強め合い、逆位相で弱め合うので、これらの合波光は、符号44に示すように、1,1,1,0,0,1,1,1に従って光強度が変化するNRZ信号光になる。1ビット遅延検波では、2進値”1”に対して光パルスが継続して光パルス幅が大きくなるので、符号間干渉(Inter−Symbol Interference)の影響が大きい。これが、受信特性の劣化を招く。分離装置30での帯域制限による波形劣化が、この受信特性の劣化を更に悪化させる。
【0035】
これに対し、本実施例の半ビット遅延検波では、半ビット遅延器14−1〜14−nが、図示データ例に対し、符号46に示すように、受信DPSK信号光を半ビット遅延するので、合波器36−1〜36−nの出力信号光は、符号48に示すように、2進値”1”のビットでは、半ビット幅の光パルスが存在するRZ波形になる。即ち、半ビット遅延検波では、NRZ波形をRZ波形に変換する機能を併せ持つことになる。各光パルスのパルス幅が1ビット遅延の場合に比べて大幅に小さくなるので、符号間干渉の影響を大幅に減らすことができる。この結果、分離装置30での帯域制限による波形劣化が光受信器38−1〜38−nの受信特性に及ぼす悪影響を緩和できる。即ち、1ビット遅延検波方式に比べ、大幅に受信特性を改善できる。
【0036】
光送信器20−1〜20−nの出力する信号光がRZ−DPSK形式である場合を説明したが、NRZ−DPSK及びCS−RZ−DPSK形式でもよい。
【0037】
半ビット遅延検波における周波数利用効率B/ΔfとQ値との関係を調べた。参考のため、1ビット遅延検波の特性も調べて。その結果を図3に示す。横軸は周波数利用効率を示し、縦軸はQ2(dB)を示す。3チャンネルで測定し、中央チャネルの波長を1550nmで固定し、両側のch1,ch2の波長を変化させた。試験パラメータとして、各チャネルのビットレートは22.8Gb/sである。光伝送路10として、50kmのシングルモードファイバに分散補償ファイバを付加した光ファイバ伝送路を使用した。長距離伝送を模擬するために、ASE光を付加した。
【0038】
図3から分かるように、周波数利用効率が0.6以下では、1ビット遅延検波と半ビット遅延検波に相違が認められないが、周波数利用効率が0.6を超えて大きくなると、1ビット遅延検波ではQ値が小さくなるが、半ビット遅延検波では、Q値があまり低下しない。半ビット遅延検波では、周波数利用効率が1.0を超えても、十分大きなQ値を得ることができる。
【0039】
図3は、周波数利用効率B/Δfが0.8以上でも、所要の伝送特性を実現できることを示す。これは、光バンドパスフィルタ20−1〜20−nの通過帯域幅ΔfをB/0.8以下にすることを意味する。
【0040】
半ビット遅延検波の実施例を説明したが、遅延器34−1〜34−nにおける遅延時間は、半ビット相当分に限定されない。遅延量とQ値の関係を調べた。図4は周波数利用効率0.8の場合の遅延量とQ値の関係を示し、図5は、周波数利用効率1.0の場合の遅延量とQ値の関係を示す。図4及び図5において、横軸は遅延量(bit)、縦軸は、Q値のペナルティ(dB)である。計算によると、半ビット遅延の場合に最も良いQ値になる。0.5ビットからずれるに従い、Q2(dB)が劣化する。実測は計算結果に良く合致している。図4及び図5の縦軸は、半ビット遅延の場合のQ2値からの劣化量を示している。図4及び図5から、遅延検波の遅延量を0.3bit乃至0.8bitとした場合、最適Q値(半ビット遅延)から2dB程度の劣化で済む。また、図4及び図5から、周波数利用効率に関わらず、遅延検波の遅延量を1ビット未満、より好ましくは、0.3bit乃至0.8bit、最適には0.5bitとすることで、良好な伝送特性を得ることができることが分かる。
【0041】
本実施例では、直交偏波多重を併用するものの、受信側に偏波コントローラが不要になるので、受信端局を安価に実現できるというメリットもある。但し、直交偏波多重は、隣接するチャネル間の干渉が邪魔になる場合に利用すればい。
【0042】
通常、DPSK信号の受信には、特性改善が見込まれることからダブルバランスレシーバが使用される。ダブルバランスレシーバでは、MZDIのConstructive port出力光とDestructive portの出力光を受信し、両者の相関をとることで、受信特性を改善する。シングルエンドレシーバに比べ、ダブルバランスレシーバでは、受信性能が、理想的には3dB程度、改善する。図3乃至図5に示す実験及び計算結果では、シングルエンドレシーバを使用したが、ダブルバランスレシーバを使用すれば、より大きな差が出ると推測される。
【0043】
遅延器34−1〜34−nが光位相を反転するかどうかは、本発明にとって必須の要件では無い。遅延器34−1〜34−nが光位相を反転しない遅延信号を出力する場合でも、合波器36−1〜36−nの出力信号光からデータを復調できるからである。
【0044】
【発明の効果】
以上の説明から容易に理解できるように、本発明によれば、非常に簡単な構成でWDM伝送の周波数利用効率を大幅に高めることが可能になる。
【0045】
従来と同じ波長帯域幅で、より多くの波長数を持つ波長多重光伝送システムを実現でき、光通信の伝送容量拡大に貢献できる。
【0046】
また、伝送波長帯域の狭い光伝送路は、伝送波長帯域の広い光伝送路よりも安いコストで構築できる。従って、光伝送路の構築コストが全システムのコストの多くを占めるような光伝送システムに本発明を適用とすると、コストを大幅に削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例の概略構成ブロック図である。
【図2】本実施例のタイミングチャート例である。
【図3】周波数利用効率対Q値の測定例である。
【図4】周波数利用効率0.8(bit/s/Hz)の場合の通過帯域幅とQ値ペナルティの関係の計算及び実測結果である。
【図5】周波数利用効率1.0(bit/s/Hz)の場合の通過帯域幅とQ値ペナルティの関係の計算及び実測結果である。
【符号の説明】
10:光伝送路
12:送信端局
14:受信端局
20−1〜20−n:光送信器(OS)
22−1〜22−n:光バンドパスフィルタ(OBPF)
24:多重装置
30:分離装置
32−1〜32−n:分波器
34−1〜34−n:半ビット遅延器
36−1〜36−n:合波器
38−1〜38−n:光受信器(OR)
【発明の属する技術分野】
本発明は、光伝送方法及びシステムに関し、より具体的には、周波数利用効率(Spctral Effciency)を改善した光伝送方法及びシステムに関する。
【0002】
【従来の技術】
従来、光通信の伝送容量を拡大するために、多数の波長を用いて光信号を伝送する波長分割多重(WDM)光伝送方式が用いられている。
【0003】
光の帯域の有効利用の点から、光の波長間隔を近接させる高密度波長分割多重(DWDM)が望まれる。光周波数間隔をΔf(Hz)、伝送速度をB(bit/s)としたとき、周波数利用効率(Spctral Effciency)は、B/Δf(bit/s/Hz)で定義される。両側帯波のon−off keying(OOK)変調方式の周波数利用効率の理論限界は、1(bit/s/Hz)である。
【0004】
従来のWDM伝送システムの受信装置では、WDM信号をAWG(Arrayed waveguide Grating)などの周期的な波長選択フィルタにより個々の信号波長成分に分離している。しかし、波長間隔を狭くすると、隣接チャネル間でスペクトルが重なるので、各波長の信号光を分離するのが困難になる。従来のWDM伝送では、周波数利用効率が通常、0.4(bit/s/Hz)程度以下であった(T. N. Nielsen, et. al., ”3.28−Tb/s (82x40 Gb/s) transmission over 3x1000km nonzero−dispersion fiber using dual C− and L−band hybrid Raman/Erbium−doped inline amplifiers”, OFC2000, PD23、及びB. Zhu, et. al., ”1.6 Tb/s(40x42.7 Gbit/s) transmission over 2000km of fiber with 100−km dispersion−managet spans”, ECOC2001, PDM1.8)。
【0005】
周波数利用効率を向上する方法として、隣接するチャネルの偏波を直交させる直交偏波多重方式(T. Ito, et. al., ”6.4 Tb/s (160 x 40 Gb/s) WDM transmission experiment with 0.8 bit/s/Hz spctral efficiency”, ECO2000, PD1.1)がある。しかし、直交偏波多重では、光伝送路の偏波モード分散により偏波の直交性が劣化し、その結果として、チャンネル間にクロストークが生じるといった問題がある。また、受信装置には、信号光の偏波に追従する偏波コントローラを必要とし、実システムでの使用には大きなコストがかかる。複雑装置が必要になることから、メンテナンスにも十分な注意が必要となり、現実的ではない。
【0006】
周波数利用効率を上げる別の方法として、信号帯域幅の狭い変調方式が種々検討されてきた。RZ(Return−to−Zero)信号よりも信号帯域幅が狭いCS(carrier−suppressed)−RZ信号、及び、RZ信号の片側波帯を伝送するVSB(Vestigial−SideBand)−RZ信号などが考案されている。このような伝送形式を使用すること、周波数利用効率が0.6(bit/s/Hz)程度まで改善したものの、現在、これ以上の周波数利用効率は、隣接波長との干渉により困難である。例えば、Y. Miyamoto, et. al., ”320 Gbit/s (8 x 40 Gbi/s) WDM transmission over 367 km zero−dispersion−flattened line with 120 km repeater spacing using carrier−suppressed return−to−zero pulse format”, OAA ’99, PDP4、Y. Yamada, et. al.,“2 Tbit/s (200 x 10 Git/s) over 9200 km transmission experiments using C−band EDFA and VSB format with 53% spectral efficiency”, Suboptic2001, PDP1−1、及びT. Tsuritani, et. al., ”40 GHz−spaced 21.4 Gbit/s x 82 WDM VSB−RZ transmission over 8260km using Raman/EDFA Hybrid repeaters and symmetrically dispersion−managed fiber”, ECOC2002, 9.1.4を参照のこと。
【0007】
隣接波長間の干渉を抑えつつ、さらに周波数利用効率を向上させる方法として、送信側で急峻なフィルタリング特性を持つ光フィルタにより光信号帯域を削減することが検討された。この方法により、周波数利用効率が0.8(bit/s/Hz)程度まで向上した。しかし、帯域制限によって信号光を削るので、信号光波形が著しく劣化するという問題が生じ、これ以上の周波数利用効率の向上は難しい。例えば、T. Miyakawa, et. al., ”2.56 Tbit/s (40Gbit/s x 64 WDM) Unrepeatered 230 km transmission with 0.8 bit/s/Hz spectral effciency using Low−Noise Fiber Raman Amplifier and 170 μm^2−Aeff fiber”, OFC2001, PD26を参照された。
【0008】
また、帯域制限したCS−RZ信号を使用し、受信端にクロストークサプレッサを配置したシステム構成で、周波数利用効率1(bit/s/Hz)を実現した報告がある(I. Morita, et. al., ”100 % spectral−efficient 25 x 42.7 Gbit/s transmission using asymmetrical filtered CS−RZ signal and novel crosstalk suppressor”, ECOC2002, PD4.7参照)。この方法も、偏波多重分離方式と同様に、受信端に波形整形のための複雑な装置を具備しなければならないので、実システムでの使用ではコスト高を招き、メンテナンスにも十分な注意が必要となり、現実的ではない。
【0009】
OOK信号ではなく、PSK(Phase Shift Keying)の一種であるDPSK(Differential Phase Shift Keying)信号が注目されている。DPSK信号は、OOK信号と比較して、受信感度が高く、非線形耐力、偏波モード分散耐力及び波長分散耐力が大きく、フィルタリング特性に優れるという特長を具備する。例えば、A. H. Gnauck, ”40 Gb/s RZ−Differential Phase Shift Transmission”, OFC2003 ThE1、及びR. A. Griffin, et. al. ,“Optical differential quadrature phase−shift Key (oDPSK) for high capacity Optical transmission”, OFC2002, WX6を参照されたい。
【0010】
DPSK形式の信号光の従来の光受信装置では、1ビット遅延検波方式を使用する(例えば、A. H. Gnauck, et al. ”2.5 Tb/s (64 x 42.7 Gb/s) Transmission Over 40 x 100 km NZDSF Using RZ−DPSK Format and All−Raman−Amplified Spans”, OFC2002 Postdeadline paper FC2を参照)。具体的には、従来のDPSK光受信装置は、光ファイバ伝送路から入力するNRZ(None−Return to Zero)−DPSK信号光から所望の波長帯域を光バンドパスフィルタ(OBPF)と、OBPFの出力光を1ビット分、遅延して合波するマッハツェンダ遅延干渉計(MZDI)と、MZDIの一方の出力光を電気信号に変換する光/電器(O/E)変換器からなる。MZDIの一方のアーム上に1ビット遅延器が配置される。また、OBPFは、WDM信号から所望の波長チャネルを分離するのに使用される。
【0011】
しかし、上述の1ビット遅延検波方式では、例えば、T. Tsuritani, et al, ”700 Ghz−spaced 40 x 42.7 Gbit/s transmission over 8700 km using CS−RZ DPSK signal, all−Raman repeaters and symmetrically dispersion−managed fiber span”, OFC2003 Postdeadline paper PD23、及び、A. H. Gnauck et. al., ”25 x 40−Gb/s Copolarized DPSK Transmission Over 12 x 100−km NZDF With 50−GHz Channel Spacing”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 15, No. 3, March 2003にも記載されるように、信号光の帯域制限に起因する波形劣化した信号光(OBPFの出力光)に対しては、合波器の出力信号光の波形も劣化したままであり、良好な受信性能を期待できない。
【0012】
また、DPSK信号をRZ信号に変換する装置が、Y. Miyamoto, et. al., ”S−band 3x120−km DSF transmission of 8x42.7−Gbit/s DWDM duobinary−carrier−suppressed RZ signals generated by novel wideband PM/AM conversion”, Optical Amplifiers and Their Applications (OAA2001), Postdeadline Paper PD6、及びP. J. Winzer, et. al., ”Return−to−Zero Modulator Using a Single NRZ Drive Signal and an Optical Delay Interferometer”, IEEE Photonics Technology Letters, Vol.13, No12, December 2001に記載されている。
【0013】
デュオバイナリ信号光をRZ形式の信号光に変換する構成が、X. Wei et. al., ”40 Gb/s DUOBINARY AND MODIFIED DUOBINARY TRANSMITTER BASED ON AN OPTICAL DELAY INTERFEROMETER”, ECOC2002, Paper9.6.3に記載されている。
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来、1(bit/s/Hz)以上の周波数利用効率を追求するには、偏波多重分離方式を用いるか、伝送路上又は受信端に光波形再生器の機能を具備する装置を設けなければならなかった。
【0015】
そこで、本発明は、周波数利用効率を向上でき、しかも、より簡易で安価に実現できる光伝送方法及びシステムを提示することを目的とする。
【0016】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る光伝送方法は、データを搬送するDPSK信号光を発生する信号光発生ステップと、当該DPSK信号光の帯域を制限する帯域制限ステップと、帯域を制限され光伝送路を伝送した当該DPSK信号をRZ信号光に変換する変換ステップと、当該RZ信号光を受信する受信ステップとを具備することを特徴とする。
【0017】
本発明に係る光伝送方法は、互いに異なる信号波長の複数のDPSK信号光を発生する信号光発生ステップと、当該複数のDPSK信号光の帯域を制限する帯域制限ステップと、帯域を制限された当該DPSK信号光を合波して当該光伝送路に出力する合波ステップと、当該光伝送路から入力する光を各信号波長の成分に分離する分離ステップと、当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光を受信する受信ステップとからなる光伝送方法であって、当該受信ステップが、当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光をRZ信号光に変換する変換ステップと、当該各RZ信号光を受信するステップとを具備することを特徴とする。
【0018】
本発明に係る光伝送システムは、光伝送路と、当該光伝送路に信号光を出力する送信装置と、当該光伝送路を伝搬した信号光を受信する受信装置とからなる。特徴的には、当該送信装置は、データを搬送するビットレートBのDPSK信号光を発生する光送信器と、当該光送信器から出力される当該DPSK信号光の帯域を、B/0.8に相当する周波数帯域以下に制限する光バンドパスフィルタとを具備する。当該受信装置は、当該光伝送路から入力するDPSK信号光をRZ信号光に変換する変換器と、当該変換器の出力光から当該データを復調する光受信器とを具備することを特徴とする。
【0019】
本発明に係る光伝送システムは、光伝送路と、当該光伝送路にWDM信号光を出力する送信装置と、当該光伝送路を伝搬した当該WDM信号光を受信する受信装置とからなる。特徴的には、当該送信装置は、データを搬送するビットレートBの互いに異なる波長のDPSK信号光を発生する複数の光送信器と、当該光送信器から出力される当該各DPSK信号光の帯域を、B/0.8に相当する周波数帯域以下に制限する光バンドパスフィルタと、当該光バンドパスフィルタの出力光を多重し、当該WDM信号光として当該光伝送路に出力する多重装置とを具備する。当該受信装置は、当該光伝送路から入力する当該WDM信号光を当該各信号波長のDPSK信号光に分離する分離装置と、当該分離装置により分離された各信号波長のDPSK信号光をRZ信号光に変換する複数の変換器と、当該変換器の出力光から当該データを復調する光受信器とを具備することを特徴とする。
【0020】
【実施例】
以下、図面を参照して、本発明の実施例を詳細に説明する。
【0021】
図1は、本発明の一実施例の概略構成ブロック図を示す。本実施例の光伝送システムは、光伝送路10、光伝送路12にWDM信号光を出力する送信端局12、及び、光伝送路12を伝搬したWDM信号光を受信する受信端局14とからなる。
【0022】
送信端局12の構成と動作を説明する。光送信器(OS)20−1〜20−nはそれぞれ異なる波長λ1〜λnの、直線偏波のRZ−DPSK信号光を出力する。
【0023】
光バンドパスフィルタ(OBPF)22−1〜22−nは、中心周波数がそれぞれλ1〜λnであり、その3dB通過帯域幅が、波長間隔に相当する周波数以下である。光バンドパスフィルタ(OBPF)22−1〜22−nはそれぞれ、光送信器20−1〜20−nの出力信号光の帯域を制限する。OBPF20−1〜20−nにより制限される帯域幅の詳細は、後で説明する。OBPF22−1〜22−nによる帯域制限により、OBPF22−1〜22−nの入力信号光がRZ−DPSK形式であっても、その出力信号光はNRZ−DPSK形式になる。
【0024】
多重装置24は、隣接するチャネル間で偏波が直交するように、光バンドパスフィルタ20−1〜20−nの各出力光、即ち、フィルタされたDPSK信号光を多重する。多重装置24は、多重により生成されたWDM信号光を光伝送路10に出力する。このように、本実施例では、直交偏波多重を使用する。直交偏波多重により、隣接するチャネル間のコヒーレント干渉を抑圧でき、その結果として、波長多重密度を上げることができる。直交偏波多重を使用するものも、本実施例では、後述するように受信端局14に偏波コントローラが不要であるので、コスト増を招くことも無く、また、保守管理が面倒になることもない。
【0025】
受信端局14の構成と動作を説明する。分離装置30は、光伝送路10を伝搬したWDM信号光を各波長λ1(ch1)〜λn(chn)の信号光に分離する。分離装置30は、各チャネルch1〜chnについて、波長間隔に相当する周波数以下の3dB通過帯域幅を有する光バンドパスフィルタ特性を具備する。
【0026】
分波器32−1は、分離装置30により分離されたch1の信号光を2分割し、一方を半ビット遅延器34−1に、他方を合波器36−1に印加する。半ビット遅延器34−1は、分波器32−1からの信号光をその半ビット相当期間だけ遅延し、且つ光位相を反転する。半ビット遅延器34−1の出力光は、合波器36−1に印加される。合波器36−1は、分波器32−1からの光と半ビット遅延器34−1の出力光を合波し、干渉させる。
【0027】
分波器32−1、半ビット遅延器34−1及び合波器36−1からなる部分は、詳細は後述するが、機能的には、DPSK信号光をRZ信号光に変換する信号形式変換器に相当する。分波器32−1、半ビット遅延器34−1及び合波器36−1の機能は、マッハツェンダ遅延干渉計(MZDI)により実現され得る。MZDIは、光位相を反転させずに合波した合波光を出力するConstructive portと、光位相を反転して合波した合波光を出力するDestructive portとを具備する。合波器36−1の出力は、MZDIのDestructive portの出力光に相当する。勿論、MZDIのConstructive portの出力光を合波器36−1の出力光として使用しても良い。
【0028】
光受信器(OR)38−1は、合波器36−1の出力光を電気信号に変換し、ch1の信号光で搬送されるデータを復調する。
【0029】
分波器32−2〜32−n、半ビット遅延器34−2〜34−n、合波器36−2〜36−n及び光受信器(OR)38−2〜38−nは、それぞれ、分波器32−1、半ビット遅延器34−1、合波器36−1及び光受信器(OR)38−1と同様に動作する。
【0030】
図2に示すタイミングチャートを参照して、1ビット遅延検波と半ビット遅延検波の作用の相違を説明する。
【0031】
本実施例では、光送信器20−1〜20−nはRZ−DPSK信号光を出力するが、OBPF22−1〜22−nによる帯域制限により、NRZ−DPSK信号光に変換される。従って、分離装置30から出力される各チャネルの信号光は、NRZ−DPSK形式になっている。
【0032】
基本的に、DPSK信号光を帯域制限した場合、各ビット間の0からπまたはπから0への位相遷移が、帯域制限しない場合と比べると緩やかになってしまう。その結果、1ビット遅延検波では、復号された信号光の波形も拡がってしまい、符号間干渉により伝送特性が大きく劣化する。これに対し、半ビット遅延検波では、復号された信号光(合波器36−1〜36−nの出力)における信号波形の拡がりを抑圧でき、これが、符号間干渉を、従って、伝送特性の劣化を大幅に低減する。
【0033】
図2は、伝送データが1,1,1,0,0,1,1,1のビットパターンからなる場合を例示している。DPSKでは、2進値”0”に対しては、直前のビットの位相と同じ位相を採用し、2進値”1”に対しては直前のビットの位相とは異なる位相を採用する。従って、このデータ例に対して、分波器32−1〜32−nに入力するDPSK信号光は、符号40で示すように、π、0,π、π、π、0,π及び0と変化する。
【0034】
1ビット遅延検波では、DPSK信号光40を1ビット遅延し、且つ光位相を反転する。従って、1ビット遅延器の出力光の光位相は、符号42に示すように、π、0,π、0,0,0,π、0となる。この1ビット遅延信号光42と、1ビット遅延前の信号光40は、同位相で強め合い、逆位相で弱め合うので、これらの合波光は、符号44に示すように、1,1,1,0,0,1,1,1に従って光強度が変化するNRZ信号光になる。1ビット遅延検波では、2進値”1”に対して光パルスが継続して光パルス幅が大きくなるので、符号間干渉(Inter−Symbol Interference)の影響が大きい。これが、受信特性の劣化を招く。分離装置30での帯域制限による波形劣化が、この受信特性の劣化を更に悪化させる。
【0035】
これに対し、本実施例の半ビット遅延検波では、半ビット遅延器14−1〜14−nが、図示データ例に対し、符号46に示すように、受信DPSK信号光を半ビット遅延するので、合波器36−1〜36−nの出力信号光は、符号48に示すように、2進値”1”のビットでは、半ビット幅の光パルスが存在するRZ波形になる。即ち、半ビット遅延検波では、NRZ波形をRZ波形に変換する機能を併せ持つことになる。各光パルスのパルス幅が1ビット遅延の場合に比べて大幅に小さくなるので、符号間干渉の影響を大幅に減らすことができる。この結果、分離装置30での帯域制限による波形劣化が光受信器38−1〜38−nの受信特性に及ぼす悪影響を緩和できる。即ち、1ビット遅延検波方式に比べ、大幅に受信特性を改善できる。
【0036】
光送信器20−1〜20−nの出力する信号光がRZ−DPSK形式である場合を説明したが、NRZ−DPSK及びCS−RZ−DPSK形式でもよい。
【0037】
半ビット遅延検波における周波数利用効率B/ΔfとQ値との関係を調べた。参考のため、1ビット遅延検波の特性も調べて。その結果を図3に示す。横軸は周波数利用効率を示し、縦軸はQ2(dB)を示す。3チャンネルで測定し、中央チャネルの波長を1550nmで固定し、両側のch1,ch2の波長を変化させた。試験パラメータとして、各チャネルのビットレートは22.8Gb/sである。光伝送路10として、50kmのシングルモードファイバに分散補償ファイバを付加した光ファイバ伝送路を使用した。長距離伝送を模擬するために、ASE光を付加した。
【0038】
図3から分かるように、周波数利用効率が0.6以下では、1ビット遅延検波と半ビット遅延検波に相違が認められないが、周波数利用効率が0.6を超えて大きくなると、1ビット遅延検波ではQ値が小さくなるが、半ビット遅延検波では、Q値があまり低下しない。半ビット遅延検波では、周波数利用効率が1.0を超えても、十分大きなQ値を得ることができる。
【0039】
図3は、周波数利用効率B/Δfが0.8以上でも、所要の伝送特性を実現できることを示す。これは、光バンドパスフィルタ20−1〜20−nの通過帯域幅ΔfをB/0.8以下にすることを意味する。
【0040】
半ビット遅延検波の実施例を説明したが、遅延器34−1〜34−nにおける遅延時間は、半ビット相当分に限定されない。遅延量とQ値の関係を調べた。図4は周波数利用効率0.8の場合の遅延量とQ値の関係を示し、図5は、周波数利用効率1.0の場合の遅延量とQ値の関係を示す。図4及び図5において、横軸は遅延量(bit)、縦軸は、Q値のペナルティ(dB)である。計算によると、半ビット遅延の場合に最も良いQ値になる。0.5ビットからずれるに従い、Q2(dB)が劣化する。実測は計算結果に良く合致している。図4及び図5の縦軸は、半ビット遅延の場合のQ2値からの劣化量を示している。図4及び図5から、遅延検波の遅延量を0.3bit乃至0.8bitとした場合、最適Q値(半ビット遅延)から2dB程度の劣化で済む。また、図4及び図5から、周波数利用効率に関わらず、遅延検波の遅延量を1ビット未満、より好ましくは、0.3bit乃至0.8bit、最適には0.5bitとすることで、良好な伝送特性を得ることができることが分かる。
【0041】
本実施例では、直交偏波多重を併用するものの、受信側に偏波コントローラが不要になるので、受信端局を安価に実現できるというメリットもある。但し、直交偏波多重は、隣接するチャネル間の干渉が邪魔になる場合に利用すればい。
【0042】
通常、DPSK信号の受信には、特性改善が見込まれることからダブルバランスレシーバが使用される。ダブルバランスレシーバでは、MZDIのConstructive port出力光とDestructive portの出力光を受信し、両者の相関をとることで、受信特性を改善する。シングルエンドレシーバに比べ、ダブルバランスレシーバでは、受信性能が、理想的には3dB程度、改善する。図3乃至図5に示す実験及び計算結果では、シングルエンドレシーバを使用したが、ダブルバランスレシーバを使用すれば、より大きな差が出ると推測される。
【0043】
遅延器34−1〜34−nが光位相を反転するかどうかは、本発明にとって必須の要件では無い。遅延器34−1〜34−nが光位相を反転しない遅延信号を出力する場合でも、合波器36−1〜36−nの出力信号光からデータを復調できるからである。
【0044】
【発明の効果】
以上の説明から容易に理解できるように、本発明によれば、非常に簡単な構成でWDM伝送の周波数利用効率を大幅に高めることが可能になる。
【0045】
従来と同じ波長帯域幅で、より多くの波長数を持つ波長多重光伝送システムを実現でき、光通信の伝送容量拡大に貢献できる。
【0046】
また、伝送波長帯域の狭い光伝送路は、伝送波長帯域の広い光伝送路よりも安いコストで構築できる。従って、光伝送路の構築コストが全システムのコストの多くを占めるような光伝送システムに本発明を適用とすると、コストを大幅に削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施例の概略構成ブロック図である。
【図2】本実施例のタイミングチャート例である。
【図3】周波数利用効率対Q値の測定例である。
【図4】周波数利用効率0.8(bit/s/Hz)の場合の通過帯域幅とQ値ペナルティの関係の計算及び実測結果である。
【図5】周波数利用効率1.0(bit/s/Hz)の場合の通過帯域幅とQ値ペナルティの関係の計算及び実測結果である。
【符号の説明】
10:光伝送路
12:送信端局
14:受信端局
20−1〜20−n:光送信器(OS)
22−1〜22−n:光バンドパスフィルタ(OBPF)
24:多重装置
30:分離装置
32−1〜32−n:分波器
34−1〜34−n:半ビット遅延器
36−1〜36−n:合波器
38−1〜38−n:光受信器(OR)
Claims (20)
- データを搬送するDPSK信号光を発生する信号光発生ステップと、
当該DPSK信号光の帯域を制限する帯域制限ステップと、
帯域を制限され光伝送路を伝送した当該DPSK信号をRZ信号光に変換する変換ステップと、
当該RZ信号光を受信する受信ステップ
とを具備することを特徴とする光伝送方法。 - 当該変換ステップが、
帯域を制限され光伝送路を伝送した当該DPSK信号を第1成分と第2成分に2分割し、
当該第1成分をkビット(0<k<1)遅延し、
遅延された当該第1成分と当該第2成分とを合波して合波光を出力する
各ステップからなる請求項1に記載の光伝送方法。 - kが0.3乃至0.8の間である請求項2に記載の光伝送方法。
- kが実質的に0.5である請求項2に記載の光伝送方法。
- 当該光バンドパスフィルタの通過周波数帯域をΔf、当該DPSK信号のビットレートをBとするとき、B/Δfが0.8以上である請求項1に記載の光伝送方法。
- 互いに異なる信号波長の複数のDPSK信号光を発生する信号光発生ステップと、
当該複数のDPSK信号光の帯域を制限する帯域制限ステップと、
帯域を制限された当該DPSK信号光を合波して当該光伝送路に出力する合波ステップと、
当該光伝送路から入力する光を各信号波長の成分に分離する分離ステップと、
当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光を受信する受信ステップ
とからなる光伝送方法であって、
当該受信ステップが、当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光をRZ信号光に変換する変換ステップと、当該各RZ信号光を受信するステップとを具備することを特徴とする光伝送方法。 - 当該変換ステップが、
当該分離ステップで分離された各信号波長のDPSK信号光を第1成分と第2成分に2分割する分割ステップと、
当該第1成分をkビット(0<k<1)遅延する遅延ステップと、
遅延された当該第1成分と当該第2成分とを合波して合波光を生成する合波光生成ステップ
とを具備する請求項6に記載の光伝送方法。 - 当該信号光発生ステップが、直線偏波の当該複数のDPSK信号光を発生する請求項6に記載の光伝送方法。
- 当該合波ステップが、隣接する信号波長の当該DPSK信号光を互いに直交する偏波で合波する請求項8に記載の光伝送方法。
- kが0.3乃至0.8の間である請求項7に記載の光伝送方法。
- kが実質的に0.5である請求項7に記載の光伝送方法。
- 当該帯域制限ステップが、通過周波数帯域をΔf、当該DPSK信号のビットレートをBとするとき、B/Δfが0.8以上となるように、当該複数のDPSK信号光のそれぞれの帯域を制限する請求項6に記載の光伝送方法。
- 光伝送路(10)と、当該光伝送路に信号光を出力する送信装置(12)と、当該光伝送路を伝搬した信号光を受信する受信装置(14)とからなる光伝送システムであって、
当該送信装置(12)が、データを搬送するビットレートBのDPSK信号光を発生する光送信器(20−1〜20−n)と、当該光送信器(20−1〜20−n)から出力される当該DPSK信号光の帯域を、B/0.8に相当する周波数帯域以下に制限する光バンドパスフィルタ(22−1〜22−n)とを具備し、
当該受信装置(14)が、当該光伝送路から入力するDPSK信号光をRZ信号光に変換する変換器(32−1〜32−n,34−1〜34−n,36−1〜36−n)と、当該変換器の出力光から当該データを復調する光受信器(38−1〜38−n)とを具備する
ことを特徴とする光伝送システム。 - 当該変換器が、当該光伝送路から入力するDPSK信号光を第1成分と第2成分に2分割する分波器(32−1〜32−n)と、当該第1成分をkビット(0<k<1)遅延する遅延器(34−1〜34−n)と、当該遅延器(34−1〜34−n)により遅延された当該第1成分と当該第2成分とを合波する合波器(36−1〜36−n)とを具備する請求項13に記載の光伝送システム。
- kが0.3乃至0.8の間である請求項14に記載の光伝送システム。
- kが実質的に0.5である請求項14に記載の光伝送システム。
- 光伝送路(10)と、当該光伝送路にWDM信号光を出力する送信装置(12)と、当該光伝送路を伝搬した当該WDM信号光を受信する受信装置(14)とからなる光伝送システムであって、
当該送信装置(12)が、データを搬送するビットレートBの互いに異なる波長のDPSK信号光を発生する複数の光送信器(20−1〜20−n)と、当該光送信器(20−1〜20−n)から出力される当該各DPSK信号光の帯域を、B/0.8に相当する周波数帯域以下に制限する光バンドパスフィルタ(22−1〜22−n)と、当該光バンドパスフィルタ(22−1〜22−n)の出力光を多重し、当該WDM信号光として当該光伝送路(10)に出力する多重装置(24)とを具備し、
当該受信装置(14)が、当該光伝送路(10)から入力する当該WDM信号光を当該各信号波長のDPSK信号光に分離する分離装置(30)と、当該分離装置(30)により分離された各信号波長のDPSK信号光をRZ信号光に変換する複数の変換器(32−1〜32−n,34−1〜34−n,36−1〜36−n)と、当該変換器の出力光から当該データを復調する光受信器(38−1〜38−n)とを具備する
ことを特徴とする光伝送システム。 - 当該変換器が、当該分離装置(30)から入力する当該DPSK信号光を第1成分と第2成分に2分割する分波器(32−1〜32−n)と、当該第1成分をkビット(0<k<1)遅延する遅延器(34−1〜34−n)と、当該遅延器(34−1〜34−n)により遅延された当該第1成分と当該第2成分とを合波する合波器(36−1〜36−n)とを具備する請求項17に記載の光伝送システム。
- kが0.3乃至0.8の間である請求項18に記載の光伝送システム。
- kが実質的に0.5である請求項18に記載の光伝送システム。
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