JP2004328982A

JP2004328982A - Switching power supply

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Publication number: JP2004328982A
Application number: JP2003157293A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiro Sekino; 吉宏関野
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2003-04-28
Filing date: 2003-04-28
Publication date: 2004-11-18
Anticipated expiration: 2023-04-28
Also published as: JP4483204B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent unstable control due to hunting of a reactor and a capacitor built in a switching power supply and to prevent parasitic oscillation due to resonance. <P>SOLUTION: The reactor is confined in a current controlled circuit so that it cannot operate as a reactor. Consequently, phase lag of a transfer function is limited to 90° or less thus suppressing resonance. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源に関わり、詳しくはスイッチング電源の制御方法および制御装置に関わる。
【０００２】
【従来の技術】
パワー半導体スイッチ素子と高周波スイッチング技術の開発が進んで、小形化、軽量化、高性能化、高効率化等の効果があがりスイッチング電源は多くの分野で使われるようになった。電力変換のプロセスで、入力電圧を一旦高周波のパルス列に変換し、改めてパルス列を平滑回路に通して、リプル電圧を減衰させて出力電圧を得る。電圧の調整はこのパルス列を構成する各パルスの幅を制御する方法をとる。
【０００３】
スイッチング電源の従来例として降圧コンバータの主回路と制御装置を図１０に示す。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源でる。２は主回路である。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタで、２３はコンデンサである。２４はダイオードで半導体スイッチ２１がオフしている期間に２２の電流ｉＬのパスとなる。２３の電圧が降圧コンバータの出力電圧Ｅｏｕｔである。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを制御する制御装置である。３１は基準電圧源でその大きさＥｒｅｆである。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３３１は高周波の三角波信号ＣＣＳの発生器であり、その発振周波数は一定である。３４はコンパレータで入力の信号ＭＳとＣＣＳを比較しその差の極性に対応したパルス信号ＰＷＭＳをだす。３５は信号ＰＷＭＳを増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出力する。
【０００４】
方形波パルス信号ＤＳとリアクタ２２に流れる電流ｉＬの関係を図１１に示す。信号ＤＳがハイレベルにある期間がオン信号であり、半導体スイッチ２１を通電させる。また、信号ＤＳがゼロレベルにある期間がオフ信号であり、この間２１は非導通になる。オン信号が出ている期間に電流ｉＬは（Ｅｉｎ−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例する勾配で増加する。この期間の終わりにｉＬの電流はピーク値ＩＰに達する。ｉＬの増加によりリアクタ２２に蓄積される電磁エネルギーは増加する。次ぎに信号ＤＳがオフ信号に変わると２１はオフとなり、ｉＬはダイオード２４を通って流れる。リアクタ２２に蓄えられた電磁エネルギーはコンデンサ２３側に放出される。この放出に伴いリアクタ２２の電流ｉＬは減少し、電流ｉＬの最低値であるベース電流ＩＢに達する。この勾配は（−Ｅｏｕｔ）／Ｌに比例する。時間ｔｎからｔｎ＋１までがスイッチングの１サイクルである。１サイクルの周期は一定である。オン期間とオフ期間の割合を変えて出力電圧を制御する。リアクタ電流ｉＬはベース電流ＩＢとリプル電流の和とみることができる。リプル電流はＩＢのレベルから増加し最大値ＩＰに達する。次いで減少に転じてＩＢに達すると１サイクルが終わる。コンバータの出力電流ｉｏｕｔはｉＬの平均値でありその大きさは（ＩＰ＋ＩＢ）／２となる。
【０００５】
スイッチング周波数を一定とした場合はリアクタ２２、コンデンサ２３は平滑回路の役割をもつ。この場合、制御理論で扱われている主回路の伝達関数はいわゆる２次遅れの特性をもつ（例えば文献「スイッチングコンバータの基礎」原田他。コロナ社、初版１９９２．２．２５）。この伝達関数のボード線図では位相特性がコンデンサ２３による遅れとリアクタ２２による遅れが加わり、合わせた位相の遅れは１８０°近くになる。このため制御装置と組み合わせてネガティブフィードバック制御システムを構成すると安定動作に必要な余裕度が不足して出力が乱調現象を起こし易くなる。また負荷の急変などの際にリアクタ２２、コンデンサ２３の共振による寄生振動を生じるという不具合がある。この乱調、寄生振動の発生はスイッチング電源の動作を不安定にして信頼性を下げたり、過渡変動が生じたときに整定するまでの時間を長引かせ出力の品質を下げることになり改善が求められている。
【０００６】
次ぎにリアクタ２２に流れる電流ｉＬの変動について述べる。図１２（Ａ）は２２に流れる電流ｉＬの定常時におけるパターンを表している。ｔｎ−ｔｎ＋１間がスイッチングの１周期である。定常時にはリプル電流の始まりと終わりの電流は同じレベルである。本発明ではこのレベルの電流をベース電流ＩＢという。
図１２（Ｂ）は振動する電流ｉＡＣで、例えば負荷が急激に変わった時などに２２と２３の共振によって生じる。振動のエネルギーは負荷４で消費されるので減衰し、やがてなくなる。振動電流ｉＡＣが（Ａ）のｉＬに加わると（Ｃ）のパターンとなる。スイッチングサイクルの終始時点ｔｎ，ｔｎ＋１の電流レベルが異なる、つまりベース電流の大きさが変わる。リプル電流の始まりの電流値ｉＬを基準にして電流パターンを重ねて表すと図１３のようになる。コンバータは一定周波数でスイッチング制御しているため１サイクルの周期（ｔｎ−ｔｎ＋１）は一定である。実線のｉＬは交流分を含まない定常時のパターンである。破線の電流はｉＡＣの瞬時値が増加している期間に生じるパターンである。一点鎖線はｉＡＣが減少している期間のパターンである。このように従来の制御法ではリアクタ２２とコンデンサ２３の共振現象が現れるとスイッチングサイクルの終りと始りの電流の大きさ、つまりベース電流ＩＢの大きさが変わるところに特徴がある。リアクタ２２の電流に共振電流が寄生している状態であり、これは不都合な現象である。
【０００７】
この共振電流はリアクタ２２とコンデンサ２３の振動であるから２２の電圧、すなわち出力電圧Ｅｏｕｔも振動する。振動のエネルギーが負荷４に消費されるまでＥｏｕｔの振動は続く。スイッチング電源の出力電圧変動は整定するまでに長時間を要することになり、これは２次遅れ伝達関数特性をもつスイッチング電源の弱点である。
【０００８】
これらの共振現象はリアクタとコンデンサを備えた他の回路形式のスイッチング電源でも発生する。図１４（Ａ）に昇圧コンバータを示す。ダイオード２４が通電中にリアクタ２２、コンデンサ２３の共振回路が形成される。また図１４（Ｂ）の昇降圧コンバータでもダイオード２４の通電中は共振回路が形成される。
リアクタ２２に流れる電流ｉＬのパターンはどのコンバータも図１１と同様であり、半導体スイッチがオンしている期間に電流は増加し、またオフしている期間に減少する。なお、リアクタ電流ｉＬと出力電流ｉｏｕｔの関係は回路形式によって異なる。
【０００９】
このリアクタとコンデンサの共振によってもたらされる振動の問題はトランスを持ち、入出力間を絶縁したコンバータでも同じように生じる。図１５はその１例である。図１０の降圧コンバータにトランスＴを設けたいわゆるプッシュプルコンバータである。半導体スイッチを２１１と２１２の２個持つ。２１１と２１２の何れか一方がオンしている期間が図１０における半導体スイッチ２１がオンしている期間に対応する。そして２１１および２１２の両方がオフしている期間が図１０の２１がオフしている期間に対応する。
これらの各種コンバータ回路および入出力の絶縁トランスをもつコンバータ回路の動作および特性等は前記引用文献に詳しい。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスイッチング電源は伝達関数が２次遅れであり、ボード線図特性における位相の遅れが１８０°近くになるためネガティブフィードバック制御ループは余裕不足で乱調を生じやすい。また、リアクタとコンデンサの共振等によって生じる電流が自由に流れ得る回路が形成されているためリアクタ電流やコンデンサ電圧に振動を生じてしまう。本発明はこの乱調を生じない、また電流および電圧の振動を発生させないスイッチング電源の制御装置を得る。
【００１１】
【発明の実施の形態】
スイッチング電源でリアクタとコンデンサが共振する回路動作状態ができてしまうことが電流および電圧に振動を持ち込む。そこでリアクタ電流のベース電流ＩＢが自由に変動しないように所定のレベルの電流に拘束する回路を設ける。ベース電流ＩＢを制御することによってリアクタを含む回路が無限大のインピーダンスをもつことになり、リアクタは最早線形特性をもつ部品としては作用しなくなる。つまりリアクタが非線形特性をもつためコンデンサとの共振は不可能になる。本発明はこのベース電流ＩＢを所定のレベルに制御する新しい方法を取り入れてスイッチング電源の制御装置を構成する。
【００１２】
【実施例】
本発明の原理を図１により説明する。図１はコンバータ回路のリアクタ２２に流れる電流ｉＬのパターンを示している。ｉＬはベース電流ＩＢにリプル電流を加えたパターンである。本発明ではリプル電流の最低値であるベース電流ＩＢを所定の大きさの電流になるように制御する。半導体スイッチ２１がオンしている期間にリプル電流は増加し、つぎにオフさせるとリプル電流は減少に転じ所定のベース電流ＩＢまで減少してスイッチングの１サイクルが終わる。再び半導体スイッチをオンさせて次のサイクルが立ち上がる。ＩＬの大きさは破線、実線、一点鎖線のように出力電流の大小によって最大値が制御されて変わる。この場合もベース電流ＩＢは一定のレベルに制御される。
このリアクタ電流ｉＬのリプルの最低値をベース電流ＩＢで拘束することは結果的にベース電流ＩＢを一定に制御することになる。一定な電流源はインピーダンスが無限大になる。従って何らかの原因で交流電流が発生するような事態が生じても流れる回路が存在しないため顕在化することはない。つまり共振等の振動電流は生ずることはない。
また平滑回路はコンデンサ２３のみとなるから伝達関数は１次遅れになる。従ってネガティブフィードバック制御ループを組んだときの位相遅れは９０°どまりであるから制御の余裕が大きく乱調等の不安定な動作状態に陥ることはない。
このように本発明の原理はリアクタ２２に流れるベース電流ＩＢを所定の大きさに保つことによりＩＢの流れる回路のインピーダンスを無限大に高めてリアクタ２２の線形部品としての特性を発揮できないようにするものである。
【００１３】
図２は本発明の第１の実施例である。１は電圧Ｅｉｎをもつ直流電源であり、バッテリーや、交流電源と整流装置を組み合わせた直流電源等を使う。２は電力変換の主回路で降圧コンバータを使った例を示す。２１は半導体スイッチでオン、オフのスイッチング動作をして入力を断続させる。２２はリアクタである。２３はコンデンサである。２４はダイオードで２１がオフしている期間に２２の電流のパスとなる。２３の電圧Ｅｏｕｔが降圧コンバータの出力電圧である。Ｘ、Ｙ、Ｚは電流センサーの挿入箇所である。この検出信号は後で出てくる３３の回路構成によって使いわける。４は負荷である。３は出力電圧Ｅｏｕｔを所定のレベルに制御する制御装置である。高周波の三角波発生器３３が周波数可変である点が従来例と異なる。図１０の従来例の３３１では一定の周波数をもつ。３１は基準電圧Ｅｒｅｆをもつ電源である。３２は誤差増幅器で、出力電圧Ｅｏｕｔと基準電圧Ｅｒｅｆを入力し、その差の電圧に対応した信号ＭＳを出力する。３３は高周波の可変周波数三角波発生器で主回路のポイントＸ、Ｙ、Ｚの電流センサーからの信号ＩＳを受けて周波数を制御した信号ＶＣＳを出力する。３４はコンパレータで入力の信号ＭＳとＶＣＳを比較しその差の極性によってパルス幅制御したパルス信号ＰＷＭＳをだす。３５はこのパルス信号を増幅し、必要なら絶縁して方形波パルス信号ＤＳを出す。信号ＤＳを半導体スイッチ２１に与えてこれをオン、オフさせる。
【００１４】
可変周波数三角波発生器３３の第１の実施例を図３に示す。（Ａ）が回路構成であり、（Ｂ）はこの動作を説明する波形である。制御回路電源の電圧Ｅ０から抵抗３０２を通してコンデンサ３０１を充電する。コンデンサ３０１の電圧が出力信号ＶＣＳである。ＶＣＳは時間に比例してほぼ直線上に増加する。同期信号ＴＳが入るとトランジスタ３０３がオンしてコンデンサ３０１の電荷を放電させる。信号ＴＳがなくなると３０３がオフとなり、３０１は再び増加を始める。３０４はコンパレータである。その１つの入力ＩＢＳは電圧Ｅ０を抵抗３０５と３０６で分圧したもので、レベルは一定である。入力ＩＳは主回路のリアクタ２２に流れる電流を点Ｘでセンシングし電圧信号に変換したものを使う。両信号をコンパレータ３０４に入力し、ＩＳが低下しＩＢＳのレベルに達すると同期信号ＴＳを出す。図３（Ｂ）に各信号のパターンを示す。信号ＩＳはリアクタに流れる電流ｉＬと相似である。ＴＳの送出によって信号ＶＣＳがゼロになると図２の信号ＤＳが半導体スイッチ２１をオンさせリアクタ電流ｉＬが増加に転じる。これによりＩＳが再びＩＢＳより大きくなり、信号ＴＳはゼロに戻る。信号ＩＳの大きさがＩＢＳのレベルに低下する毎に信号ＴＳが出てコンデンサ３０１の電圧を放電させる。つまり信号ＶＣＳはＴＳに同期した三角波信号となる。
ベース電流基準信号ＩＢＳは電源Ｅ０を分圧した大きさであるから一定値であり、スイッチング電源の出力電流の変化には影響されない。図４にリアクタ電流ｉＬのパターンを示す。
実施例の３０２に抵抗を使うと３０１の電圧は指数関数的に増加する波形になるため信号ＶＣＳは近似的な三角波信号となる。３０１に定電流回路を使うと精度の高い三角波信号が得られる。
【００１５】
可変周波数三角波発生器３３の第２の実施例を図５に示す。図３ではベース電流ＩＢの基準になる信号ＩＢＳを制御回路電源電圧Ｅ０を分圧して得ているのに対して、図５の実施例ではベース電流信号ＩＢＳを出力電流に連動させる。図２の主回路におけるポイントＹの電流センサから出力電流ｉｏｕｔを得てこれを電圧に変換した信号をＩＳＹとする。これを３０５と３０６で分圧して信号ＩＢＳとする。また、信号ＩＳＸは点Ｘに挿入した電流センサーからの信号である。
信号ＩＢＳがスイッチング電源の出力に連動して変化するのでベース電流ＩＢは常に出力電流より小さなレベルに保たれる。この実施例は図６に示すように出力が大きくなってもリプル電流の大きさは図４に比較し抑制されるので変動の大きな負荷に給電するスイッチング電源に有効である。
【００１６】
図７にコンデンサ２３に流れる電流の検出法を示す。コンデンサ２３は図２の実施例における平滑用のコンデンサである。図２の実施例における点Ｚの電流をセンシングすれば制御に使えるが、点Ｚに流れる電流と相似の信号を取り出す簡便な方法も使える。コンデンサ２３の一部のコンデンサ２３１に抵抗２３２を直列に挿入すると電流センサーとなる（破線部）。
リアクタ２２を流れる電流ｉＬの平均値は出力電流ｉｏｕｔとなり負荷４に給電される。このｉＬとｉｏｕｔの差は図１のリプル電流に対応する交流電流である。この交流電流は平滑コンデンサ２３と付加コンデンサ２３１に分流して流れる。抵抗２３２の定数を小さく設定すると２３と２３１の電流波形は相似となり２３１のセンシング電流は電流波形情報として使える。
【００１７】
リアクタ２２のベース電流ＩＢを定電流に制御する手段であるリプル電流の最低値の制御をこのリプル電流と相似なコンデンサ２３１の電流を使って行う。抵抗２３２に実線の電流が流れるとセンシングしたＩＳＺは正極性の電圧信号となり、また破線の電流が流れるとＩＳＺは負の極性の電圧信号になる。リアクタ２２のリプル電流の最低値はこのＩＳＺの負極性の最小値に対応するのでＩＳＺを使ってベース電流を一定に制御する。
図８に可変周波数三角波発生器３３の第３の実施例を示す。図３，５の実施例との違いはコンパレータ３０４の入力にある。図７の信号ＩＳＺが正、負の極性をもつことから、制御回路電源電圧Ｅ０とＩＳＺの和を抵抗３０７と３０８で分圧して信号ＩＢＳＣを得る。ＩＢＳＣはＩｓを正極性方向にレベルをシフトしたものでパターンは変わらない。コンパレータ３０４はゼロレベルと信号ＩＢＣＳを入力してＩＢＳＣがゼロ以下に低下したときに同期信号ＴＳを発生させる。同期信号ＴＳの送出によってリプル電流が増加に転じるとＩＢＳＣのレベルは正方向に増加する。
ＩＳＺのレベルシフト量は３０７と３０８の分圧比できまる。このため、図９に示すようにリプル電流の変化幅は出力電流の大きさに影響されない。
【００１８】
本発明の実施例では半導体スイッチとしてバイポーラトランジスタを使った回路を示しているが他の半導体スイッチ、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等を使っても同様な動作をすることは言うまでもない。
【００１９】
本発明は実施例の降圧コンバータに限らず半導体スイッチやリアクタ、コンデンサを使う昇圧コンバータや昇降圧コンバータにも適用できる。
【００２０】
また、入出力間を絶縁する、あるいは電圧比を大きく変えるトランスを有するコンバータにも適用できる。
【００２１】
【発明の効果】
スイッチング電源の主回路を構成するリアクタとコンデンサはそれ自体では線形な特性をもつ部品であるため直列あるいは並列に接続すると共振を生じる。このリアクタに流れる電流を制御するとリアクタは無限大のインピーダンスをもつ回路に拘束されることになり、リアクタは線形な特性をもつ部品としてはふるまえなくなる。従ってコンデンサと共に共振を起こすことはなくなる。出力電圧に振動がないため負荷や入力電圧に変動が生じたとときに電圧過渡変動が小さくなり、また変動が整定するまでの時間が短くなる。つまり動特性の応答が高速になる。従来のように大きな過渡変動が長い時間続くという欠点は大幅に改善される。
【００２２】
スイッチング電源の伝達関数特性が１次遅れになるためボード線図における位相遅れはコンデンサによるものだけであり最大でも９０°どまりである。従ってネガティブフィードバック制御ループを構成したときのマージンが大きくなるので制御動作は安定である。制御系のマージン不足による不安定振動であるいわゆる乱調が生じることはなく、電源の品質向上とともに信頼性が高くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の制御方法の原理を説明する図
【図２】降圧コンバータに本発明を適用した実施例
【図３】可変周波数三角波発生器の第１の実施例および動作波形
【図４】図３を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図５】可変周波数三角波発生器の第２の実施例
【図６】図５を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図７】コンデンサ２３に流れる電流と相似の電流のセンシング回路
【図８】図７を適用した可変周波数三角波発生器の第３の実施例
【図９】図８を適用したときのリアクタ２２に流れる電流のパターン
【図１０】従来の降圧コンバータの回路例
【図１１】従来回路における方形波パルス信号とリアクタ電流との関係を説明する図
【図１２】従来回路におけるリアクタ２２に流れる電流のパターン例
【図１３】図１２の電流とスイッチング周期との関係を説明する図
【図１４】従来回路の他の例を説明する図
【図１５】絶縁トランスを設けた降圧コンバータの従来例
【符号の説明】
１入力の直流電源
２電力変換主回路
３制御装置
４負荷
２１半導体スイッチ
２２リアクタ
２３コンデンサ
２４循環ダイオード
３３可変周波数三角波発生器
３３１固定周波数三角波発生器
３４コンパレータ
ベース電流ＩＢリアクタ２２に流れる電流のうちリプル電流分を差し引いた残りの電流[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply, and more particularly, to a method and a device for controlling a switching power supply.
[0002]
[Prior art]
With the development of power semiconductor switching devices and high-frequency switching technology, the effects of miniaturization, weight reduction, high performance, and high efficiency have been raised, and switching power supplies have been used in many fields. In the power conversion process, the input voltage is once converted into a high-frequency pulse train, and the pulse train is passed through a smoothing circuit again to attenuate the ripple voltage to obtain an output voltage. The voltage is adjusted by controlling the width of each pulse constituting the pulse train.
[0003]
FIG. 10 shows a main circuit and a control device of a step-down converter as a conventional example of a switching power supply. Reference numeral 1 denotes a DC power supply having a voltage Ein. 2 is a main circuit. Reference numeral 21 denotes a semiconductor switch which performs an on / off switching operation to interrupt an input. 22 is a reactor and 23 is a capacitor. Reference numeral 24 denotes a diode, which is a path for the current iL of 22 while the semiconductor switch 21 is off. The voltage 23 is the output voltage Eout of the step-down converter. 4 is a load. Reference numeral 3 denotes a control device for controlling the output voltage Eout. Reference numeral 31 denotes a reference voltage source having a magnitude Eref. An error amplifier 32 receives the output voltage Eout and the reference voltage Eref, and outputs a signal MS corresponding to the difference voltage. 331 is a generator of a high-frequency triangular wave signal CCS, and its oscillation frequency is constant. Reference numeral 34 denotes a comparator which compares the input signal MS and CCS and outputs a pulse signal PWMS corresponding to the polarity of the difference. Reference numeral 35 amplifies the signal PWMS and, if necessary, insulates it to output a square wave pulse signal DS.
[0004]
FIG. 11 shows the relationship between the square wave pulse signal DS and the current iL flowing through the reactor 22. A period during which the signal DS is at a high level is an ON signal, and the semiconductor switch 21 is energized. Further, a period during which the signal DS is at the zero level is an off signal, and during this period, 21 is non-conductive. The current iL increases with a gradient proportional to (Ein-Eout) / L while the ON signal is being output. At the end of this period, the current of iL reaches the peak value IP. The electromagnetic energy stored in the reactor 22 increases due to the increase in iL. Next, when the signal DS changes to an off signal, 21 is turned off, and iL flows through the diode 24. The electromagnetic energy stored in the reactor 22 is released to the condenser 23 side. With this release, the current iL of the reactor 22 decreases and reaches the base current IB which is the minimum value of the current iL. This slope is proportional to (-Eout) / L. One cycle of switching is from time tn to tn + 1. The cycle of one cycle is constant. The output voltage is controlled by changing the ratio between the ON period and the OFF period. Reactor current iL can be regarded as the sum of base current IB and ripple current. The ripple current increases from the level of IB and reaches the maximum value IP. One cycle ends when the value of IB starts to decrease and reaches IB. The output current iout of the converter is the average value of iL, and its magnitude is (IP + IB) / 2.
[0005]
When the switching frequency is fixed, the reactor 22 and the capacitor 23 have a role of a smoothing circuit. In this case, the transfer function of the main circuit used in the control theory has a so-called second-order lag characteristic (for example, Harada et al., "Reference of Switching Converter", Corona, First Edition, 192.2.2.25). In the Bode diagram of this transfer function, the phase characteristic is delayed by the capacitor 23 and the delay by the reactor 22, and the combined phase delay is close to 180 °. Therefore, when a negative feedback control system is configured in combination with the control device, the margin required for stable operation is insufficient, and the output tends to be tuned. In addition, there is a problem that a parasitic vibration occurs due to resonance of the reactor 22 and the capacitor 23 when the load suddenly changes. The occurrence of these turbulences and parasitic oscillations makes the operation of the switching power supply unstable, lowering its reliability, or prolonging the time required for settling when transient fluctuations occur, lowering the output quality and requiring improvement. ing.
[0006]
Next, the fluctuation of the current iL flowing through the reactor 22 will be described. FIG. 12A shows a pattern of the current iL flowing in the circuit 22 in a steady state. One cycle of switching is between tn and tn + 1. In a steady state, the currents at the beginning and end of the ripple current are at the same level. In the present invention, this level of current is referred to as base current IB.
FIG. 12B shows an oscillating current iAC, which is generated by resonance between 22 and 23 when the load suddenly changes, for example. Since the energy of the vibration is consumed by the load 4, it is attenuated and eventually disappears. When the oscillating current iAC is added to iL of (A), the pattern becomes (C). The current levels at the start and end points tn and tn + 1 of the switching cycle are different, that is, the magnitude of the base current changes. FIG. 13 shows a superimposed current pattern based on the current value iL at the beginning of the ripple current. Since the converter performs switching control at a constant frequency, the cycle (tn-tn + 1) of one cycle is constant. The solid line iL is a pattern in a steady state that does not include the AC component. The current shown by the broken line is a pattern generated during the period when the instantaneous value of iAC is increasing. An alternate long and short dash line indicates a pattern during a period when iAC is decreasing. As described above, the conventional control method is characterized in that when the resonance phenomenon of the reactor 22 and the capacitor 23 appears, the magnitude of the current at the end and the beginning of the switching cycle, that is, the magnitude of the base current IB changes. This is a state where a resonance current is parasitic on the current of the reactor 22, which is an inconvenient phenomenon.
[0007]
Since this resonance current is the vibration of the reactor 22 and the capacitor 23, the voltage of the reactor 22, that is, the output voltage Eout also oscillates. The oscillation of Eout continues until the energy of the oscillation is consumed by the load 4. The output voltage fluctuation of the switching power supply takes a long time to settle, which is a weak point of the switching power supply having the second-order lag transfer function characteristic.
[0008]
These resonance phenomena also occur in other types of switching power supplies having a reactor and a capacitor. FIG. 14A illustrates a boost converter. While the diode 24 is energized, a resonance circuit of the reactor 22 and the capacitor 23 is formed. In the step-up / step-down converter of FIG. 14B, a resonance circuit is formed while the diode 24 is energized.
The pattern of the current iL flowing through the reactor 22 is the same as in FIG. 11 for all converters, and the current increases while the semiconductor switch is on and decreases while the semiconductor switch is off. The relationship between the reactor current iL and the output current iout differs depending on the circuit type.
[0009]
The problem of vibration caused by the resonance between the reactor and the capacitor also occurs in a converter having a transformer and having an input and an output insulated. FIG. 15 shows an example. This is a so-called push-pull converter provided with a transformer T in the step-down converter of FIG. It has two semiconductor switches 211 and 212. The period in which one of 211 and 212 is on corresponds to the period in which the semiconductor switch 21 in FIG. 10 is on. The period in which both 211 and 212 are off corresponds to the period in which 21 in FIG. 10 is off.
The operation and characteristics of these various converter circuits and the converter circuit having the input and output insulating transformers are described in detail in the above cited documents.
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional switching power supply, the transfer function has a second-order lag, and the phase lag in the Bode diagram characteristic is close to 180 °, so that the negative feedback control loop has insufficient margin and is likely to be tuned. Further, since a circuit is formed in which a current generated by resonance between the reactor and the capacitor can freely flow, the reactor current and the capacitor voltage oscillate. The present invention provides a switching power supply control device that does not cause this turbulence and does not generate current and voltage oscillations.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The occurrence of a circuit operation state in which the reactor and the capacitor resonate in the switching power supply causes vibration in the current and the voltage. Therefore, a circuit is provided to restrict the base current IB of the reactor current to a predetermined level of current so that the base current IB does not fluctuate freely. By controlling the base current IB, the circuit including the reactor has an infinite impedance, and the reactor no longer functions as a component having linear characteristics. That is, since the reactor has nonlinear characteristics, resonance with the capacitor becomes impossible. The present invention constitutes a switching power supply controller by adopting a new method of controlling the base current IB to a predetermined level.
[0012]
【Example】
The principle of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 shows a pattern of a current iL flowing through the reactor 22 of the converter circuit. iL is a pattern obtained by adding a ripple current to the base current IB. In the present invention, the base current IB, which is the minimum value of the ripple current, is controlled so as to have a predetermined magnitude. While the semiconductor switch 21 is on, the ripple current increases, and when the semiconductor switch 21 is turned off, the ripple current starts to decrease, decreases to a predetermined base current IB, and one cycle of switching ends. The semiconductor switch is turned on again, and the next cycle starts. The magnitude of the IL changes as the maximum value is controlled depending on the magnitude of the output current as indicated by the broken line, the solid line, and the dashed line. Also in this case, the base current IB is controlled to a constant level.
Restricting the minimum value of the ripple of the reactor current iL by the base current IB results in controlling the base current IB to be constant. A constant current source has infinite impedance. Therefore, even if a situation in which an alternating current occurs for some reason occurs, there is no flowing circuit, so that it does not become obvious. That is, no oscillating current such as resonance occurs.
Further, since the smoothing circuit includes only the capacitor 23, the transfer function has a first-order delay. Therefore, the phase delay when the negative feedback control loop is formed is limited to 90 °, so that the control has a large margin of control and does not fall into an unstable operation state such as turbulence.
As described above, the principle of the present invention is to maintain the base current IB flowing through the reactor 22 at a predetermined value, thereby increasing the impedance of the circuit through which the IB flows to infinity, so that the characteristics of the reactor 22 as a linear component cannot be exhibited. Things.
[0013]
FIG. 2 shows a first embodiment of the present invention. Reference numeral 1 denotes a DC power supply having a voltage Ein, which uses a battery, a DC power supply combining an AC power supply and a rectifier, and the like. 2 shows an example in which a step-down converter is used in a main circuit of power conversion. Reference numeral 21 denotes a semiconductor switch which performs an on / off switching operation to interrupt an input. 22 is a reactor. 23 is a capacitor. Reference numeral 24 denotes a diode and a current path of 22 during a period in which 21 is off. 23 is the output voltage of the step-down converter. X, Y, and Z are insertion points of the current sensor. The detection signal is selectively used depending on the circuit configuration of 33 which will be described later. 4 is a load. A control device 3 controls the output voltage Eout to a predetermined level. The difference from the conventional example is that the high-frequency triangular wave generator 33 is variable in frequency. The conventional example 331 of FIG. 10 has a constant frequency. 31 is a power supply having a reference voltage Eref. An error amplifier 32 receives the output voltage Eout and the reference voltage Eref, and outputs a signal MS corresponding to the difference voltage. A high frequency variable frequency triangular wave generator 33 receives a signal IS from a current sensor at points X, Y and Z of the main circuit and outputs a signal VCS whose frequency is controlled. Reference numeral 34 denotes a comparator which compares the input signal MS and VCS and outputs a pulse signal PWMS whose pulse width is controlled by the polarity of the difference. 35 amplifies this pulse signal and, if necessary, insulates it to produce a square-wave pulse signal DS. The signal DS is supplied to the semiconductor switch 21 to turn it on and off.
[0014]
FIG. 3 shows a first embodiment of the variable frequency triangular wave generator 33. (A) is a circuit configuration, and (B) is a waveform explaining this operation. The capacitor 301 is charged from the voltage E0 of the control circuit power supply through the resistor 302. The voltage of the capacitor 301 is the output signal VCS. VCS increases almost linearly in proportion to time. When the synchronization signal TS is input, the transistor 303 is turned on to discharge the electric charge of the capacitor 301. When the signal TS disappears, 303 is turned off and 301 starts increasing again. 304 is a comparator. One input IBS is obtained by dividing the voltage E0 by the resistors 305 and 306, and has a constant level. The input IS is obtained by sensing the current flowing through the reactor 22 of the main circuit at the point X and converting it into a voltage signal. Both signals are input to the comparator 304, and when IS decreases and reaches the level of IBS, a synchronization signal TS is output. FIG. 3B shows a pattern of each signal. The signal IS is similar to the current iL flowing through the reactor. When the signal VCS becomes zero due to the transmission of the TS, the signal DS in FIG. 2 turns on the semiconductor switch 21 and the reactor current iL starts to increase. This makes IS again greater than IBS and signal TS returns to zero. Each time the magnitude of the signal IS drops to the level of IBS, a signal TS is output to discharge the voltage of the capacitor 301. That is, the signal VCS is a triangular wave signal synchronized with the TS.
The base current reference signal IBS is a value obtained by dividing the voltage of the power supply E0 and thus has a constant value, and is not affected by a change in the output current of the switching power supply. FIG. 4 shows a pattern of the reactor current iL.
If a resistor is used for 302 in the embodiment, the voltage of 301 becomes an exponentially increasing waveform, so that the signal VCS becomes an approximate triangular wave signal. If a constant current circuit is used for 301, a highly accurate triangular wave signal can be obtained.
[0015]
FIG. 5 shows a second embodiment of the variable frequency triangular wave generator 33. In FIG. 3, the signal IBS serving as the reference of the base current IB is obtained by dividing the control circuit power supply voltage E0, whereas in the embodiment of FIG. 5, the base current signal IBS is linked to the output current. The signal obtained by obtaining the output current iout from the current sensor at point Y in the main circuit of FIG. 2 and converting it into a voltage is referred to as ISY. This is divided by 305 and 306 to obtain a signal IBS. The signal ISX is a signal from the current sensor inserted at the point X.
Since the signal IBS changes in conjunction with the output of the switching power supply, the base current IB is always kept at a level smaller than the output current. This embodiment is effective for a switching power supply for feeding a load having a large fluctuation because the magnitude of the ripple current is suppressed as compared with FIG. 4 even when the output becomes large as shown in FIG.
[0016]
FIG. 7 shows a method of detecting the current flowing through the capacitor 23. The capacitor 23 is a smoothing capacitor in the embodiment of FIG. If the current at the point Z in the embodiment of FIG. 2 is sensed, it can be used for control, but a simple method of extracting a signal similar to the current flowing at the point Z can also be used. When a resistor 232 is inserted in series with a part of the capacitor 231 of the capacitor 23, a current sensor is obtained (broken line portion).
The average value of the current iL flowing through the reactor 22 becomes the output current iout and is supplied to the load 4. The difference between iL and iout is an AC current corresponding to the ripple current in FIG. This AC current is split and flows to the smoothing capacitor 23 and the additional capacitor 231. When the constant of the resistor 232 is set small, the current waveforms of 23 and 231 become similar, and the sensing current of 231 can be used as current waveform information.
[0017]
Control of the minimum value of the ripple current, which is means for controlling the base current IB of the reactor 22 to a constant current, is performed using the current of the capacitor 231 similar to the ripple current. When a solid line current flows through the resistor 232, the sensed ISZ becomes a positive voltage signal, and when a broken line current flows, the ISZ becomes a negative voltage signal. Since the minimum value of the ripple current of the reactor 22 corresponds to the minimum value of the negative polarity of the ISZ, the base current is controlled to be constant using the ISZ.
FIG. 8 shows a third embodiment of the variable frequency triangular wave generator 33. The difference from the embodiment of FIGS. Since the signal ISZ in FIG. 7 has positive and negative polarities, the signal IBSC is obtained by dividing the sum of the control circuit power supply voltage E0 and ISZ by the resistors 307 and 308. In IBSC, the level of Is is shifted in the positive polarity direction, and the pattern does not change. The comparator 304 receives the zero level and the signal IBCS, and generates a synchronization signal TS when the IBSC falls below zero. When the ripple current starts to increase due to the transmission of the synchronization signal TS, the level of the IBSC increases in the positive direction.
The ISZ level shift amount is determined by the partial pressure ratio between 307 and 308. Therefore, as shown in FIG. 9, the change width of the ripple current is not affected by the magnitude of the output current.
[0018]
In the embodiment of the present invention, a circuit using a bipolar transistor as a semiconductor switch is shown, but it goes without saying that the same operation can be performed by using another semiconductor switch, for example, a power MOSFET, an IGBT or the like.
[0019]
The present invention can be applied not only to the step-down converter of the embodiment but also to a step-up converter and a step-up / step-down converter using a semiconductor switch, a reactor, and a capacitor.
[0020]
Further, the present invention can also be applied to a converter having a transformer that insulates between input and output or greatly changes a voltage ratio.
[0021]
【The invention's effect】
Reactors and capacitors constituting the main circuit of the switching power supply are components having linear characteristics by themselves, and therefore, resonance occurs when they are connected in series or in parallel. When the current flowing through the reactor is controlled, the reactor is constrained by a circuit having infinite impedance, and the reactor does not behave as a component having linear characteristics. Therefore, resonance does not occur with the capacitor. Since there is no oscillation in the output voltage, the voltage transient fluctuation is reduced when the load or the input voltage fluctuates, and the time required for the fluctuation to settle is shortened. That is, the response of the dynamic characteristics becomes faster. The disadvantage that the conventional large transient fluctuation lasts for a long time is greatly improved.
[0022]
Since the transfer function characteristic of the switching power supply has a first-order delay, the phase delay in the Bode diagram is only caused by the capacitor and is limited to 90 ° at the maximum. Therefore, the margin when configuring the negative feedback control loop is increased, and the control operation is stable. The so-called irregularity, which is unstable vibration due to insufficient control system margin, does not occur, and the quality of the power supply is improved and the reliability is improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of a control method according to the present invention. FIG. 2 is an embodiment in which the present invention is applied to a step-down converter. FIG. 3 is a first embodiment of a variable frequency triangular wave generator and operation waveforms. 3. A pattern of a current flowing through the reactor 22 when FIG. 3 is applied. FIG. 5 A second embodiment of the variable frequency triangular wave generator. FIG. 6 A pattern of a current flowing through the reactor 22 when FIG. 7. Sensing circuit for current similar to current flowing in capacitor 23. FIG. 8: Third embodiment of variable frequency triangular wave generator to which FIG. 7 is applied. FIG. 9: Current flowing to reactor 22 when FIG. 8 is applied. FIG. 10 is a circuit example of a conventional step-down converter. FIG. 11 is a diagram illustrating a relationship between a square wave pulse signal and a reactor current in a conventional circuit. FIG. 12 is a pattern of a current flowing through a reactor 22 in a conventional circuit. FIG. 13 is a diagram illustrating the relationship between the current and the switching period in FIG. 12; FIG. 14 is a diagram illustrating another example of a conventional circuit; FIG. 15 is a conventional example of a step-down converter provided with an insulating transformer; Description]
REFERENCE SIGNS LIST 1 Input DC power supply 2 Power conversion main circuit 3 Controller 4 Load 21 Semiconductor switch 22 Reactor 23 Capacitor 24 Circulating diode 33 Variable frequency triangular wave generator 331 Fixed frequency triangular wave generator 34 Comparator base current IB Ripple of current flowing in reactor 22 Remaining current after subtracting current

Claims

リアクタ（２２）とコンデンサ（２３）と１個ないし複数個の半導体スイッチで構成し、入力の直流電圧を他の直流電圧に変換する主回路と、該半導体スイッチをオンおよびオフさせるパルス信号を生成する制御装置とからなる電源であって、該制御装置はリアクタ（２２）に流れる電流のうちベース電流を所定の大きさの電流に制御することを特徴とするスイッチング電源。A main circuit configured by a reactor (22), a capacitor (23), and one or more semiconductor switches to convert an input DC voltage into another DC voltage; and a pulse signal for turning on and off the semiconductor switch. A switching power supply comprising: a control device for controlling a base current of a current flowing through a reactor (22) to a current of a predetermined magnitude.

制御装置が生成するオン信号のパルス幅は出力電圧と基準電圧との誤差に対応させて制御し、またオフ信号のパルス幅はリアクタ（２２）に流れる電流が減少し所定の大きさのベース電流に達する時点に同期させて制御することを特徴とする請求項１のスイッチング電源。The pulse width of the ON signal generated by the control device is controlled in accordance with the error between the output voltage and the reference voltage. 2. The switching power supply according to claim 1, wherein the switching power supply is controlled in synchronization with a time point at which the switching power supply reaches.

リアクタ（２２）に流れる電流の一部であるベース電流の大きさは出力電流に連動させることを特徴とする請求項２のスイッチング電源。3. The switching power supply according to claim 2, wherein the magnitude of the base current, which is a part of the current flowing through the reactor, is linked to the output current.

リアクタ（２２）に流れる電流の一部であるベース電流の大きさはコンデンサ（２３）の電流を基に決めることを特徴とする請求項２のスイッチング電源。3. The switching power supply according to claim 2, wherein the magnitude of the base current, which is a part of the current flowing through the reactor, is determined based on the current of the capacitor.