JP2004325140A

JP2004325140A - Rotation angle sensor, and calibration device and calibration method therefor

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Publication number: JP2004325140A
Application number: JP2003117456A
Authority: JP
Inventors: Shigeki Okatake; 茂樹岡武; Rikihiro Yamada; 力大山田
Original assignee: Asahi Kasei Electronics Co Ltd
Current assignee: Asahi Kasei Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-04-22
Filing date: 2003-04-22
Publication date: 2004-11-18
Anticipated expiration: 2023-04-22
Also published as: JP4340467B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a method suppressing the amount of use of a nonvolatile memory, and efficiently calibrating a rotation angle sensor. <P>SOLUTION: An output vector (V<SB>x</SB>, V<SB>y</SB>) from a magnetic sensor is read out to a rotation angle sensor calibration circuit from the rotation angle sensor. In the rotation angle sensor calibration circuit, Fourier coefficients when developing the magnetic sensor output signal (V<SB>x</SB>, V<SB>y</SB>) to Fourier series are calculated, and the Fourier coefficients are written into the nonvolatile memory of the rotation angle sensor and are stored by the rotation angle sensor. When a rotation angle is calculated in the rotation angle sensor, rotation matrix coefficients corresponding to the known rotation angle are calculated on the basis of the Fourier coefficients stored in the nonvolatile memory, and rotation matrix calculation to the vector (V<SB>x</SB>, V<SB>y</SB>) is executed. By linearly interpolating the rotation matrix coefficients, angle resolution of rotation angle detection can be improved. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は回転角度センサ、その較正装置及び較正方法に関し、より詳細には、回転体の回転角度を検出する回転角度センサ及びその較正方法と、較正を実現する信号処理方式及び信号処理回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置された２つの磁気センサと磁石とが作る磁場を用いて、非接触方式で回転角度を検出する方法が以前より知られており、例として特許文献１にその記述がある。２つの磁気センサを用いて回転角度を検出する場合、通常は磁気センサが持つ温度特性を補正する目的で、２つの磁気センサの出力信号の比を利用して回転角度の検出が行われる。
【０００３】
上記の２つの磁気センサからの出力信号の比は回転角度θに対してｔａｎ（θ）またはｃｏｔ（θ）に比例するため、回転角度を検出する過程では、メモリに記憶されたｔａｎ（θ）またはｃｏｔ（θ）の値を参照する必要がある。しかし、上記のような温度補正に使用するメモリの量が多くなると、回転角度センサのコストの上昇につながる。このため、上記のメモリ量を削減する方法が検討されてきた。例えば特許文献２には、三角関数であるｔａｎ及びｃｏｔの周期性を利用して、回転角度範囲３６０度を複数の領域に分割し、各領域の内部を領域間で共通な参照データ（メモリ）を用いて内挿、補間するといった方法が記載されている。
【０００４】
【特許文献１】
特開昭６２−９５４０２号公報
【０００５】
【特許文献２】
特開平０８−１４５７１９号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、実際に磁石と２つの磁気センサとを用いて回転角度センサを実現する場合には、予め選別された磁気センサ、磁石等を用いて高精度な組み立て加工を行わない限り、２つの磁気センサからの出力信号を位相が互いに９０度ずれた正弦波とみなして扱うことはできないという問題があった。これは、磁気センサのオフセット、２つの磁気センサ間の感度の相違といった原因に加えて、センサ組み立て時の取り付け誤差に起因する回転体の偏心、磁石の着磁ずれといった様々な誤差要因が存在するためである。
【０００７】
本発明は、回転角度センサの高精度な角度検出を実現させるうえで障害となる上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、回転角度センサを高性能かつ安価に較正できる回転角度センサ及びその較正方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、本発明の請求項１に記載の発明は、回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサと、前記磁気センサが配置された位置に、前記回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、前記２つの磁気センサからの出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路であって、前記回転体を予め定められた回転角度ずつ回転させて測定した前記出力信号の出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を記憶した記憶手段と、前記記憶手段に記憶されたフーリエ係数を使用して前記回転角度を計算する計算手段とを有する信号処理回路とを備えることを特徴とする。
【０００９】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転角度センサにおいて、前記記憶手段は、前記フーリエ係数を量子化した値を記憶することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項３に記載の発明は、請求項１に記載の回転角度センサにおいて、前記計算手段は、前記記憶手段に記憶された前記フーリエ係数を使用して２次元の回転行列係数を計算する回転行列係数計算手段と、前記回転行列係数を持つ回転行列により前記出力信号の出力値により表現されるベクトルを回転させるベクトル回転計算手段とを有することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項４に記載の発明は、請求項３に記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段は、前記回転行列係数のうち、前記回転角度に関して隣あう回転行列係数の間で線形補間を行うことを特徴とする。
【００１２】
また、請求項５に記載の発明は、請求項４に記載の回転角度センサにおいて、前記線形補間は、前記回転角度の正弦関数について行われることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項６に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の回転角度センサにおいて、前記ベクトル回転計算手段は、スイッチト・キャパシタ回路から構成されることを特徴とする。
【００１４】
また、請求項７に記載の発明は、請求項１から請求項３のいずれかに記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段及び前記ベクトル回転計算手段は、スイッチト・キャパシタ回路から構成されることを特徴とする。
【００１５】
また、請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段による回転行列係数の計算及び前記ベクトル回転計算手段によるベクトルの回転は、同時に実行されることを特徴とする。
【００１６】
また、請求項９に記載の発明は、回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサと、前記磁気センサが配置された位置に、前記回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、前記２つの磁気センサからの出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路とを有する回転角度センサの較正装置であって、前記回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させたときに前記出力信号を入力する入力手段と、前記入力手段から入力された出力信号の出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を計算するフーリエ係数計算手段と、前記フーリエ係数計算手段により計算されたフーリエ係数を、前記回転角度を計算する際の補正値として前記回転角度センサに出力する出力手段とを備えることを特徴とする。
【００１７】
また、請求項１０に記載の発明は、回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサと、前記磁気センサが配置された位置に、前記回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、前記２つの磁気センサからの出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路とを有する回転角度センサの較正方法であって、前記回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させて前記出力信号の出力値を測定する工程と、前記測定された出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を、前記回転角度を計算する際の補正値として前記回転角度センサの記憶装置に記憶させる工程とを備えることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１９】
１．フーリエ係数による磁気センサ出力信号特性のモデル化
図１は、回転体の回転中心軸に対して、直角をなす位置に配置された２つの磁気センサからの出力信号（以下、「磁気センサ出力信号」という。）の出力値Ｖ_ｘ及びＶ_ｙにより表現されるベクトル（以下、「ホール起電力信号ベクトル」という場合がある。）ａ＝（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）を示す。図２は、磁石の偏心、磁気センサの取り付け誤差等がなく理想的な場合に、回転体の回転角度に対してホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）のＸ成分、Ｙ成分が変化する様子を示したものである。この場合、２つの磁気センサ出力信号は位相差が９０度の正弦波となる。
【００２０】
図３は着磁ずれのある磁石を使用し、かつ磁石の回転中心を２つの磁気センサから決まる正規の回転中心から意図的にずらしたときに得られた磁気センサ出力信号の一例を示す。図３を参照すると、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分は、お互いに振幅が異なり、またＸ成分及びＹ成分の間の位相差も９０度ではなくなっている。このように、磁石の偏心、着磁ずれなどがある場合には、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分は位相差が９０度の正弦波という理想的な状態とは異なったものとなる。このような場合において、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分が回転角度に対して９０度の位相差を有する正弦波であるという前提で角度計算を行う限り、回転角度センサによって検出される角度は大きな誤差を持つものになる。
【００２１】
そこで、２つの磁気センサ出力信号の正弦波が９０度の位相差を有するという理想的な状態から外れた特性をモデル化する手段として、磁気センサ出力信号をフーリエ級数に展開したときのフーリエ係数を用いる。３６０度の範囲をＬ個の均等な区間に分割して各角度位置ｌ（ｌは０≦ｌ≦Ｌ−１を満たす整数）において実測された磁気センサ出力信号のホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ（ｌ），Ｖ_ｙ（ｌ））に対して、次式のようにフーリエ係数（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））を計算する。
【００２２】
【数１】

【００２３】
図４は上記のフーリエ係数の例として、図３に示した磁気センサ出力信号に対してフーリエ係数ＦＴＶ_ｘ（ｋ）を計算したものであり、図５は図３に示した磁気センサ出力信号に対してフーリエ係数ＦＴＶ_ｙ（ｋ）を計算したものである。この例においてはフーリエ級数の長さＬを２のべき乗である６４にしている。また、ここではフーリエ係数の値をＮ＝８ビットに量子化している。
【００２４】
磁気センサの組み立て誤差、磁石の着磁ずれ等がない理想的な状態では、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分は互いに９０度位相がずれた正弦波になるため、フーリエ係数のうちゼロでない有限な値を持つものはｋ＝１の係数だけになるはずである。また、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分がオフセットを持つ場合には、ｋ＝０に対するフーリエ係数もゼロでない有限な値を取ることになる。しかし磁気センサ出力信号はもともと正弦波に近い波形である。このため、フーリエ係数においてｋ＝Ｌ／２付近の成分は極めて小さくなり、フーリエ係数が有限ビット数でデジタル表現された場合にはほとんどのフーリエ係数がゼロになる。
【００２５】
図４及び図５に示す例において、Ｘ成分のフーリエ係数においてゼロでない有限な値を持つＦＴＶ_ｘ（ｋ）は７個であり、Ｙ成分のフーリエ係数においても有限な値を持つＦＴＶ_ｙ（ｋ）は１０個である。したがって、この例の場合、必要なメモリの量はフーリエ係数のＸ成分及びＹ成分それぞれ６４個の計１２８個分ではなく、１７個分で済むことになる。
【００２６】
以上のことからわかるように、磁石が作る磁界中においてお互いに９０度の位置に配置された磁気センサを用いて回転角度を検出する場合、磁気センサ出力信号の特性をモデル化するためにフーリエ係数を用いるとほとんどのフーリエ係数が量子化されてゼロになる。このため、不揮発性メモリに記憶すべき情報量を大幅に抑制できることがわかる。その結果、本発明の回転角度センサにおいては、不揮発性メモリの量が少なくなるため、高精度の回転角度センサを低コストで製造することができる。
【００２７】
図６に本発明の回転角度センサを較正するシステムの構成図を示す。回転角度センサは、回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサ６０１，６０２と、該磁気センサが配置された位置に、回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、２つの磁気センサ出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路６０３とを含んでいる。
【００２８】
回転角度センサ較正装置６０４は上記のように構成された回転角度センサの較正を行うものであり、図７に示すように、回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させたときに２つの磁気センサから出力される信号のＸ成分及びＹ成分を入力する入力部２００４と、入力部２００４から入力された信号の出力値により表現されるベクトルを回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を計算するフーリエ係数計算部２００２と、フーリエ係数計算部２００２により計算されたフーリエ係数を、回転角度を計算する際の補正値として回転角度センサに出力する出力部２００６とを含んでいる。
【００２９】
より具体的には、回転角度センサ較正装置６０４はパーソナルコンピュータなどで構成することができる。この場合、入力部２００４及び出力部２００６は周知の通信インタフェース及び通信プログラムの機能により実現される。また、フーリエ係数計算部２００２の機能は、パーソナルコンピュータのＲＯＭやハードディスクなどに記憶されたコンピュータプログラムを、その中央処理装置（ＣＰＵ）が読み出して実行することにより達成される。
【００３０】
図８には、本発明の回転角度センサを較正する手順を示す。以下、図８を参照し、本実施形態に係る回転角度センサの較正方法について説明する。
【００３１】
まず、磁石（不図示）と、回転体に配置した磁気センサ６０１，６０２と、回転角度センサ信号処理回路６０３とを用いて回転角度センサを組み立てる（Ｓ７０２）。ここで、磁気センサ６０１は磁場のＸ成分を検出するホール素子、磁気センサ６０２は磁場のＹ成分を検出するホール素子である。回転角度センサを回転体に取り付ける工程が終了した後、回転角度センサ信号処理回路６０３に、外部の回転角度センサ較正装置６０４を接続する（Ｓ７０４）。次いで、回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させて２つの磁気センサからの出力値を測定する（Ｓ７０６）。この処理は、回転体を１回転させながら回転角度３６０度の範囲における磁気センサ出力信号を回転角度センサ信号処理回路６０３から回転角度センサ較正装置６０４に読み出すことにより行う。これにより、回転角度センサ信号処理回路６０３外部の回転角度センサ較正装置６０４において、磁気センサ出力信号の特性をモデル化するためのフーリエ係数を計算することができる（Ｓ７０８）。
【００３２】
次いで、測定された出力値により表現されるベクトルを回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を、回転角度を計算する際の補正値として回転角度センサの記憶装置に記憶させる（Ｓ７１０）。これにより、回転角度センサ較正装置６０４において計算されたフーリエ係数は、回転角度センサ信号処理回路６０３が内蔵する不揮発性メモリに書き込まれる。したがって、回転角度センサのシステムの組み立て時に生じた誤差、使用された磁石の着磁ずれによる誤差等の情報を回転角度センサに記憶させることができる。その後、回転角度センサ信号処理装置６０３から回転角度センサ較正装置６０４を切り離す（Ｓ７１２）。以上の処理が終了した後、この回転角度センサを用いて回転角度検出動作を開始することができる（Ｓ７１４）。
【００３３】
２．回転角度の検出
２．１．フーリエ係数に基づく回転行列係数の計算
本発明の回転角度センサにおいては、回転角度センサ内部において２つの磁気センサ出力信号のホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）を回転角度のステップサイズであるθ_ＳＴＥＰの整数倍だけ回転させ、回転後のホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ’，Ｖ_ｙ’）がｘ軸を横切るときの回転量をもって検出された回転角度とする。
【００３４】
回転角度３６０度の範囲にわたって磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分が理想的に互いに９０度位相がずれた正弦波である場合には、次のような回転行列で表現されるベクトル回転計算を行って、回転後のホール起電力信号ベクトルがｘ軸を横切るまでに要した回転角度を求めればよい。
【００３５】
【数２】

【００３６】
しかしながら実際には、回転角度センサの組み立て時の誤差、磁石の着磁ずれ等の理由により、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分が位相差９０度の正弦波という理想的な状態から外れている。このため、上記のように正弦波を前提とした信号処理方法では正確な回転角度検出では回転角度検出に誤差が生じる。
【００３７】
そこで、本発明の回転角度センサの不揮発性メモリに記憶されている磁気センサ出力信号の特性をモデル化する情報を用いて上記の誤差要因を補正する。そのために上記の回転行列を次のように変更する。
【００３８】
【数３】

【００３９】
ここで回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））は、回転角度センサの内部において不揮発性メモリに記憶されているフーリエ係数（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））を基に以下の様にして計算される。図９は、回転角度センサ信号処理回路内に含まれる回転行列係数の計算に関わる制御部分のブロック図を示す。この制御部分は、ＲＯＭ８０１、不揮発性メモリ８０３、乗算器８０３及び加算器８０４からなる。これらの構成要素のうち、乗算器８０３及び加算器８０４は、回転行列係数計算回路（デジタル回路）を構成する。
【００４０】
ＲＯＭ８０１には、ｋ及びｌの値に応じたｃｏｓ（２πｋｌ／Ｌ）及びｓｉｎ（２πｋｌ／Ｌ）の値が記憶されている。また、不揮発性メモリ８０２には、ｋの値に応じたフーリエ係数ＦＴＶｘ（ｋ）及びＦＴＶｙ（ｋ）が記憶される。ここで、フーリエ係数は、回転角度センサに要求される回転角度要求精度および不揮発性メモリの規模に応じて、適切なビット幅に量子化した値として記憶されることが好ましい。
【００４１】
このように構成された制御部分において、不図示の制御装置により、ｌ及びｋの値に応じた値がＲＯＭ８０１及び不揮発性メモリ８０２から読み出されて乗算器８０３に渡される。乗算器８０３では、以下の式のうち、三角関数とフーリエ係数との積に相当する部分の計算を実行する。次いで、加算器８０４が乗算器８０３によって計算された積を用いて加減算処理に相当する部分の計算を実行することにより、回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））が求められる。
【００４２】
【数４】

【００４３】
上の式を実際に計算する際には、先に説明した理由によりｋ＝０付近を除いてほとんどのｋの値について（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））がゼロであるから、上の数式で表される信号処理の実際の処理量は、一般の場合に上の数式を計算する場合の処理量と比較して小さくなる。
【００４４】
また、上の式にある（１／Ｌ）という正規化定数の乗算は、Ｌの値を２のべき乗となる値に設定することで、ビットのシフト操作に置き換えることができる。このように乗算操作をシフト操作に置き換えることによって、回転角度センサ信号処理回路をＩＣで実現する場合に回路規模を抑制することができる。
【００４５】
図１０には図４、図５に示したフーリエ係数を基に計算した（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））を示した。図１０を参照すると、不揮発性メモリの使用量としては情報量の少ない（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））を用いているにも関わらず、フーリエ係数を基に計算された（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））は磁気センサ出力信号の特性を精度よく再現することがわかる。
【００４６】
式（３）に基づいて回転体の回転角度を計算する場合、２つの磁気センサから出力される信号のＸ成分及びＹ成分Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙの間の比を利用して回転角度を計算することになる。このため、たとえ温度変化があっても、２つの磁気センサの温度特性が揃っている限り、本発明の回転角度センサの出力は磁気センサ感度の温度特性及び磁石が持つ温度特性に影響されないことになる。ここで、本発明の回転角度センサにおいては、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分の間の比を利用していながら、磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分の間での除算は行っていない。一般に、除算を実現する回路は複雑になるが、本実施形態では除算を行うことなく磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分の間の比を利用することで回路を簡単化することができ、結果として回転角度センサの低コスト化を可能にしている。
【００４７】
２．２．線形補間計算による回転角度検出分解能の向上
磁気センサ出力信号の特性をモデル化するためのフーリエ級数の長さＬに対して式（４−１），（４−２）で与えられる係数を持つ回転行列を用いて回転角度検出を行った場合、回転角度を検出する分解能は３６０度／Ｌとなる。例えば図４、図５の例の場合にはＬ＝６４であるため、回転角度の検出分解能はθ_ＳＴＥＰ＝３６０度／６４＝５．６２５度となる。
【００４８】
磁気センサ出力信号の特性をモデル化するデータを記憶するための不揮発性メモリ量を削減するためには、できるだけＬを小さい値にする必要がある。一方で、Ｌを小さい値にする程、角度分解能が低下する。そこで、本実施形態では不揮発性メモリ量を抑制しながら、同時に回転角度の検出分解能の向上を達成する目的で回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））の線形補間を行う。
【００４９】
いま、回転角度位置θに関して隣あう回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））と（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ＋１），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ＋１））を考える。本実施形態では、回転角度θ_ｌ＝ｌ×θ_ＳＴＥＰとθ_ｌ＋ _１＝（ｌ＋１）×θ_ＳＴＥＰの間の角度を分解できるよう２つの角度に対応した回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））と（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ＋１），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ＋１））の間をα：（１−α）の比で線形補間する。線形補間によって得られる回転行列係数を用いて計算したＶ_ｙ’は次のようになる。
【００５０】
【数５】

【００５１】
ここで、２つの磁気センサ出力信号のＸ成分及びＹ成分が近似的に互いに位相が９０度ずれた正弦波であることを考慮すると、回転角度センサが角度位置θの位置にあるときＶ_ｘ，Ｖ_ｙは、｜Ｖ｜を信号振幅として、それぞれ近似的に｜Ｖ｜ｃｏｓ（θ）、｜Ｖ｜ｓｉｎ（θ）である。このとき回転行列係数ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ）、ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ）は近似的にそれぞれｃｏｓ（θ_ｌ）、ｓｉｎ（θ_ｌ）に比例すると考えることができる。したがって、線形補間計算された回転行列係数を用いて計算されるＶ_ｙ’は近似的に次のようになる。
【００５２】
【数６】

【００５３】
回転体の回転角度位置であるθがθ_ｌとθ_ｌ＋ _１の間に位置するときはθ_ｌ＜θ＜θ_ｌ＋ _１であるからｓｉｎ（θ−θ_ｌ）＞０、ｓｉｎ（θ−θ_ｌ＋ _１）＜０となる。したがって、回転角度検出誤差に対するＶ_ｙ’の依存性は図１１に示した様になる。
【００５４】
本実施形態においては、ホール起電力信号ベクトルを予め定められた角度ずつ回転させ、ｘ軸を横切るとき（即ち、回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度のとき）の角度を求めることにより、回転角度を検出する。図１１において、ｌに対応した角度だけホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）を回転させた場合、回転後のホール起電力信号ベクトルのＹ成分Ｖｙ’は正であり、ｌ＋１に対応した角度だけホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）を回転させた場合、回転後のホール起電力信号ベクトルのＹ成分Ｖｙ’は負となる。一般的に、回転行列係数をｎとｎ＋１の間で線形補間する場合には、図１１におけるＶ_ｙ’が補間比率αに対して線形に変化する程、線形補間の誤差が小さくなる。ここでは上の式を見てわかるように、Ｖ_ｙ’は、回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点付近において、αに対する正弦関数として変化しているため線形性が高い。そのため回転行列係数を線形補間することによる角度検出誤差は、フーリエ係数を計算する際の角度ステップサイズθ_ＳＴＥＰの範囲において正弦波を直線で近似するときの誤差と考えることができる。以上の理由によって、本発明の回転角度センサにおいては、線形近似という比較的簡単な操作を用いて、高い回転角度分解能を持つ回転行列係数を精度よく作れることがわかる。
【００５５】
本実施形態において、線形補間は、回転角度の正弦波曲線に対して行われる。図１２は、回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点を中心にしてθ_ＳＴＥＰ＝３６０度／３２＝１１．２５度の範囲で線形補間を行って正弦波を近似した場合の角度検出誤差を示す。回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点付近において正弦波を線形補間する本発明の有効性は、従来技術において回転角度を検出するために利用されていた正接関数を線形補間した場合の誤差との比較によっても明確になる。図１３には、回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点付近において正接関数を線形近似したときの角度誤差を示す。本発明の回転角度センサにおいては、正弦波の線形近似は必ず回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点付近で行われるが、正接関数を利用した従来技術の場合には、回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が４５度となる点付近でも正接関数を線形近似する必要が出てくる。図１４には、回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が４５度となる点付近において、正接関数を線形近似したときの角度検出誤差を示す。図１４を参照すると、図１２と比較して大きな角度検出誤差が発生しており、本発明の線形補間が、従来技術の正接関数ｔａｎを利用した線形補間と比べて非常に高い精度を持つものであることがわかる。
【００５６】
上記の線形近似においては、補間比率αを次の式のように設定してθ_ＳＴＥＰを２^Ｍ個の区間に分割することができる。この場合には、回転角度の分解能は３６０度／（Ｌ×２^Ｍ）となる。
【００５７】
【数７】

【００５８】
３．回転角度センサの構成
３．１．デジタル回路による回転行列操作の実現方法
図１５に回転行列操作をデジタル回路を用いて実現する場合の信号処理ブロック図を示す。ここでは回転角度センサとして、磁気センサＸ１４０１及び磁気センサＹ１４０２にホール素子を用いるものを例に挙げて説明する。図１５における回転角度センサ信号処理回路１４０３はチョッパ駆動回路１４０４、信号増幅回路１４０５、チョッパ復調回路１４０６、サンプルアンドホールド回路１４０７、ＡＤ変換器１４０８、ベクトル回転計算回路１４１３、回転行列係数計算回路１４１４、不揮発性メモリ１４１０、デジタルインターフェイス回路１４０９などからなる。なお上記の回転角度センサ信号処理回路１４０３をＩＣ化することにより回転角度センサの小型化、低価格化を図ることができる。
【００５９】
チョッパ駆動回路１４０４は、磁場のＸ成分を検出する磁気センサＸ１４０１、及び磁場のＹ成分を検出する磁気センサＹ１４０２の持つオフセットを除去する目的で用意される。このチョッパ駆動回路１４０４は、４つの端子から成るホール素子を、互いに角度が９０度異なった方向に交互に駆動することによって、ホール素子から出力されるホール起電力信号を交流信号に変調する。
【００６０】
磁気センサＸ１４０１及び磁気センサＹ１４０２から出力されるホール起電力信号は信号増幅回路１４０５において増幅される。増幅された信号はチョッパ復調部１４０６において復調され、交流信号から直流信号へと変換される。この段階において磁気センサＸ１４０１及び磁気センサＹ１４０２の持つオフセットと信号増幅部のオペアンプの持つオフセットを除去することができる。
【００６１】
上記の操作によってホール素子のオフセットを除去する技術は、Ｒ．ＳＰｏｐｏｖｉｃ著， ”ＨａｌｌＥｆｆｅｃｔＤｅｖｉｃｅｓ”，ＡｄａｍＨｉｌｇｅｒ，１９９１等に記載されている。また上記の方法によって増幅回路で使用されるオペアンプのオフセットを補正する方法は”ＣｉｒｃｕｉｔＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓｆｏｒＲｅｄｕｃｉｎｇｔｈｅＥｆｆｅｃｔｓｏｆＯｐ−ＡｍｐＩｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎｓ：Ａｕｔｏｚｅｒｏｉｎｇ，ＣｏｒｒｅｌａｔｅｄＤｏｕｂｌｅＳａｍｐｌｉｎｇ，ａｎｄＣｈｏｐｐｅｒＳｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ”，ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳＯＦＴＨＥＩＥＥＥＶｏｌ．８４，Ｎｏ．１１１９９６等に記載されている。デジタル回路によって回転行列操作を行う場合には、チョッパ復調された信号はサンプルアンドホールド回路１４０７によってサンプルされた後、ＡＤ変換器１４０８によってデジタル信号へと変換される。デジタル回路によって回転行列操作を実現する場合には、ＡＤ変換されたホール起電力信号のＸ成分及びＹ成分がそれぞれＶ_ｘ，Ｖ_ｙに相当する。
【００６２】
ベクトル回転計算回路１４１３は回転行列係数を持つ回転行列により２つの磁気センサからの出力値により表現されるベクトルを回転させるデジタル回路である。このベクトル回転計算回路１４１３においては、式（３）に基づいてホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）の回転計算が行われ、回転後のホール起電力信号ベクトルがｘ軸を横切るときの回転量を以って検出角度とする。回転行列係数は回転行列係数計算回路１４１１において計算される。回転行列係数計算回路１４１１は不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数を使用して２次元の回転行列係数を計算するものであり、ベクトル回転計算回路１４１３と同様デジタル回路である。この回転行列係数計算回路１４１１は、式（４−１）及び（４−２）に基づいて、不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））を基にして回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））を計算する。
【００６３】
上記のベクトル回転計算回路１４１３と回転行列係数計算回路１４１１とが、不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数を使用して回転角度を計算する機能を担う。
【００６４】
回転行列係数計算回路１４１１においては上記の計算のためのｃｏｓ（２πｋｌ／Ｌ），ｓｉｎ（２πｋｌ／Ｌ）の値を記憶したＲＯＭ１４１２が用意される。ここで３６０度をＬ個の区間に分割することから、この余弦、正弦の値はそれぞれＬ個必要になる。しかし、先に述べた回転行列の線形補間を用いて回転角度の分割数を増やすため、Ｌの値は目標とする回転角度検出の分解能に対して比較的小さい値で済ませられる。更に正弦関数、余弦関数の対称性を利用することができるので、ここで必要となるＲＯＭ１４１２のデータ量は回転角度センサを低コストで実現するうえであまり問題とならない。
【００６５】
組み立てが完了して回転体に取り付けられた磁気センサを含む回転角度センサの較正を行う際には、回転角度センサ信号処理回路１４０３の内部においてＡＤ変換されたホール起電力信号のＸ成分及びＹ成分（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）をデジタルインターフェイス回路１４０９を通じて回転角度センサ外部の回転角度センサ較正装置１４１５に出力する。回転角度センサ較正装置１４１５においては、回転角度センサから得られたホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）をフーリエ級数展開したときのフーリエ係数（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））が計算される。計算された（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））は回転角度センサのデジタルインターフェイス回路１４０９を通じて不揮発性メモリ１４１０に書き込まれる。回転角度センサ信号処理回路１４０３による不揮発メモリ１４１０への書き込み操作が終了した後は、回転角度センサ較正装置１４１５が回転角度センサのシステムから切り離されて、回転角度センサは回転角度を検出するための動作が可能な状態になる。
【００６６】
回転角度センサは、回転体の回転角度を計算する際に、先に説明したホール起電力信号ベクトルの回転計算を行う。図１５の回転角度検出回路１４１４においては、回転計算によって得られたホール起電力信号ベクトルがＸ軸を横切るまでに要した回転量が計算される。回転後のホール起電力信号ベクトルがＸ軸を横切るかどうかを判定するためには、回転後のホール起電力信号ベクトルのＹ成分Ｖ_ｙ ^’の符号を判定する。また回転後のホール起電力信号ベクトルがＸ軸を横切るまでの回転量を求めるために、バイナリ−サーチを用いて、角度分解能が３６０度／（Ｌ×２^Ｍ）の場合に（ｌｏｇ_２Ｌ＋Ｍ）回の回転計算を行えばよい。
【００６７】
図１５の例に示すようにデジタル回路を用いて回転行列計算を行う場合、回転角度センサの持つＡＤ変換器１４０８から出力される（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）を使用して計算したフーリエ係数（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））は回転角度センサ内部のＡＤ変換器１４０８のオフセット誤差、ゲイン誤差を反映したものになる。図１５の信号処理回路をＩＣ化する場合、ＩＣ内のＡＤ変換器１４０８が持つ上記の誤差はＩＣの個体ごとに異なる。本発明の回転角度センサにおいては、ＡＤ変換器１４０８が持つ上記の誤差情報を不揮発メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数に取り込んで扱うため、ＡＤ変換器１４０８のオフセット誤差、ゲイン誤差を個体によるばらつきを含めて補正することが可能になる。
【００６８】
以上、ＡＤ変換器１４０８の誤差が不揮発性メモリ１４１０に記憶されたフーリエ係数を用いて補正されることを述べたが、本発明の回転角度センサにおいては信号増幅回路１４０５、チョッパ復調回路１４０６などＡＤ変換器１４０８以外の回路が持つ誤差も同様にして補正される。
【００６９】
３．２．スイッチト・キャパシタ回路による回転行列操作の実現方法
図１６に回転行列操作をスイッチト・キャパシタ回路を用いて実現する場合の信号処理ブロック図を示す。ここでは磁気センサとしてホール素子を使用した例を挙げて説明する。図１６における回転角度センサ信号処理回路１５０３は図１５の場合と同様にチョッパ駆動回路１５０４、信号増幅回路１５０５、チョッパ復調回路１５０６、サンプルアンドホールド回路１５０７、回転行列係数計算回路１５１０、不揮発性メモリ１５０９、デジタルインターフェイス回路１５０８などを備えている。図１６においてはベクトル回転計算回路１５１２がスイッチト・キャパシタ回路によって実現される点において図１５の方式と異なっている。
【００７０】
このスイッチト・キャパシタ回路においては、磁場のＸ成分を検出する磁気センサ１５０１及び磁場のＹ成分を検出する磁気センサ１５０２からの磁気センサ出力信号のホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）のうち一方の成分が回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））の一方の成分を線形補間した結果と乗算されるが、この乗算操作のために図１７の例に示すようなスイッチト・キャパシタ回路を使用することができる。このスイッチト・キャパシタ回路は、Ｘ，Ｙ切り替えスイッチ１６０１、乗算器１６０２、リセット機能付き加算器１６０３からなる。スイッチ１６０１は、乗算器１６０２への入力を切り替える。
【００７１】
乗算器１６０２では、Ｖ_ｘまたはＶ_ｙのうち一方の成分が、ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ）またはＩＦＴＶ_ｙ（ｌ）の一方の成分を線形補間した結果と乗算される。そして、リセット機能付き加算器１６０３が、乗算器１６０２で求められた積の加減算を行うことにより、式（３）の計算を実行する。
【００７２】
次に、図１８及び図１９を参照し、乗算器１６０２及びリセット機能付き加算器１６０３の具体的な回路構成についてそれぞれ説明する。
【００７３】
図１７の中に含まれる乗算回路の一例を図１８に示す。図１８の乗算回路は、以下の式に示されるように入力されたアナログ信号が２つのキャパシタの間の比で決まる値だけ増幅されて出力されるようになっている。そして、可変容量キャパシタを使用してキャパシタ間の比を変えることによって、増幅率を回転行列係数で与えられる値に設定できる。図１８において、ＰＨＩ１，ＰＨＩ２は互いにオーバーラップしない２相クロックである。乗算器から出力された信号は図１９の例に示すような加算回路において加算され、回転後のホール起電力信号ベクトルの成分が得られる。
【００７４】
【数８】

【００７５】
以上説明したスイッチト・キャパシタ回路を用いた方式においては、図１６に示した様に回転行列係数計算回路１５１０というデジタル回路が必要である。この回転行列係数計算回路１５１０の機能をスイッチト・キャパシタ回路によるベクトル回転計算回路１５１２に取り込むことにより、回転角度センサ信号処理回路の回路規模を抑制し、回転角度センサの更なる低コスト化を図ることができる。以下では、この低コスト化の方法について説明する。
【００７６】
回転行列係数計算回路の機能をスイッチト・キャパシタ回路に取り込むためには、（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））を不揮発性メモリ１５０９に記憶する際に、これらの値自体を不揮発性メモリ１５０９に記憶するのではなく、式（９−１）及び（９−２）を近似的に満たす角度値α_ｋ，β_ｋとして記憶する。ここでα_ｋ，β_ｋはともに３６０度をＬ個の区間に分割したときに得られるＬ個の角度位置の１つである。式（９−１），（９−２）においてはα_ｋ，β_ｋの余弦値を（ＦＴＶ_ｘ（ｋ），ＦＴＶ_ｙ（ｋ））に対応させて不揮発性メモリ１５０９に記憶させることにしたが、余弦の代わりに正弦を利用してもよい。
【００７７】
【数９】

【００７８】
不揮発性メモリにα_ｋ，β_ｋが記憶されているときの回転角度センサ信号処理回路のブロック図を図２０に示す。図２０における回転角度センサ信号処理回路１９０３は図１６の場合と同様にチョッパ駆動回路１９０４、信号増幅回路１９０５、チョッパ復調回路１９０６、サンプルアンドホールド回路１９０７、スイッチト・キャパシタ回路である回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１、不揮発性メモリ１９０９、デジタルインターフェイス回路１９０８などを備えている。
【００７９】
図２０においては回転行列係数及びホール起電力信号ベクトルの回転計算をスイッチト・キャパシタ回路である回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１が行う点において図１６の方式と異なっている。
【００８０】
回転角度センサ信号処理回路１９０３においては、図２０に示すように不揮発性メモリ１９０９から読み出されたα_ｋ，β_ｋに対応するｃｏｓ（α_ｋ），ｃｏｓ（β_ｋ）がＲＯＭ１９１０から読み出される。図２０の回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１においては、先に式（３），（４−１）及び（４−２）に示した操作を１つのスイッチト・キャパシタ回路によって実現することができる。
【００８１】
式（４−１），（４−２）に示した操作が、三角関数の和、差の公式を利用して、以下の式（１０−１），（１０−２）に示すように変形されることに注意されたい。ここでα_ｋ，β_ｋはともに３６０度をＬ個の角度位置に分割したときの角度位置の１つなので、２つの整数ａ_ｋ，ｂ_ｋを用いてα_ｋ＝２πａ_ｋ／Ｌ，β_ｋ＝２πｂ_ｋ／Ｌと表すことができる。式（１０−１），（１０−２）において、ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ）、ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ）はともに、ＲＯＭに格納されたｃｏｓ，ｓｉｎの値を加減算することによって得られる。
【００８２】
【数１０】

【００８３】
このとき、回転後のホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ ^’，Ｖ_ｙ ^’）は、次の式で表されるようにＲＯＭ１９１０から読み出したｓｉｎ，ｃｏｓに相当するデジタル信号とホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ）のＸ成分及びＹ成分の積和となる。したがって、先に説明したスイッチト・キャパシタ回路を用いて、この積和計算を行うことにより、回転行列係数の計算とベクトル回転計算を同時に行うことができる。先に説明した図１９の回路は、本来、スイッチト・キャパシタ積分器としてよく知られている回路であり、図１８の乗算器とあわせて積和計算を行うために好適な回路である。回転行列係数・ベクトル回転計算回路１９１１において計算されたホール起電力信号ベクトル（Ｖ_ｘ ^’，Ｖ_ｙ ^’）がＸ軸を横切るときのｌの値は回転角度検出回路１９１２において検出する。
【００８４】
以上、説明した方法を用いることにより、離散フーリエ変換のためのデジタル回路を用いることなく、回転行列係数の計算とベクトル回転計算がスイッチト・キャパシタ回路のみで実行されるため、回転角度センサ信号処理回路を単純化することが可能になる。結果として、回転角度センサ信号処理回路をＩＣ化する場合にＩＣの低コスト化を図ることができる。
【００８５】
【数１１】

【００８６】
以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、本発明は上述の形態に限らず、他の種々の形態で実施できる。例えば、回転体の回転範囲に関しても、較正時に限って回転体を３６０度回転させてフーリエ係数を利用した較正を行い、実際に回転角度センサを使用して回転角度を検出する回転範囲は３６０度未満にするといったことも可能である。
【００８７】
また、本発明の１つの実施形態として、２つの磁気センサが回転体の回転中心軸に対して、ほぼ９０度の角度の位置に配置される場合について説明したが、２つの磁気センサがなす角度が９０度でない場合にも、本発明は適用可能である。
【００８８】
更に、本発明の実施形態として、磁気センサとしてホール素子を用いる例を説明したが、ここでの磁気センサはＭＲ（ＭａｇｎｅｔｉｃＲｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子、ＭＩ（ＭａｇｎｅｔｉｃＩｍｐｅｄａｎｃｅ）素子、及びフラックスゲート等のホール素子以外の磁気センサも使用可能である。
【００８９】
以下、本発明の実施例について説明する。
【００９０】
【実施例】
磁石として直径φが１０ｍｍ、厚さｔが２ｍｍのネオジウム系磁石、磁気センサとして旭化成電子（会社名）製のホール素子ＨＧ−１０６Ｃを使用し、着磁ずれのある磁石の位置を意図的にずらした回転角度センサを作製して、２つのホール素子からの出力信号を測定した。
【００９１】
図３は、本実施例によるホール起電力信号のＸ成分及びＹ成分の測定値を示す。この測定値に対して、Ｘ成分及びＹ成分それぞれを、長さＬ＝６４のフーリエ級数に展開したときの、８ビットに量子化されたフーリエ係数が図４、図５に示したものである。図３に示した信号のＸ成分及びＹ成分それぞれについて、１０バイト（８０ビット）程度の不揮発性メモリがあれば、図１０に示したように、実測値を精度よく再現できることがわかる。
【００９２】
角度の分解能を細分化するため３６０度をＬ＝６４個に分割した後、本発明の線形補間を用いて各区間を更に６４個に分割したときの回転角度検出精度のシミュレーションを行った。このシミュレーション結果を図２１に示す。
【００９３】
図１０に示したホール起電力信号は、Ｘ成分及びＹ成分それぞれが正弦波から大きくゆがんでおり、Ｘ成分及びＹ成分の振幅も互いに大きく異なっている。このように理想的な正弦波波形から大きくかけ離れたホール起電力信号に対しても、本発明の回転角度センサにおいては図２１に示したような良好な回転角度検出性能が得られる。ここで、理想的な信号からかけ離れたホール起電力信号を補正できるということは、回転角度センサを製造するうえで、安価な磁石、組み立て工程を使用できるということを意味する。このため、本発明の回転角度センサにおいては回転角度センサのシステム全体の低コスト化が可能になる。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の回転角度センサにおいては、少ない不揮発性メモリ量を効率的に利用して回転角度センサの組み立て時の誤差、磁石の着磁ずれ等の影響を補正することが可能である。したがって、本発明によって高精度で安価な回転角度センサを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】回転体の回転中心に対して互いに直角になる位置に配置された２つの磁気センサ出力信号を示す図である。
【図２】組み立て誤差等がなく理想的な場合の２つの磁気センサ出力信号を示す図である。
【図３】組み立て誤差等がある場合の２つの磁気センサ出力信号を示す図である。
【図４】本発明の一実施形態によるフーリエ係数のＸ成分を示す図である。
【図５】本発明の一実施形態によるフーリエ係数のＹ成分を示す図である。
【図６】本発明の一実施形態による回転角度センサを較正するシステムの構成図である。
【図７】本発明の一実施形態による回転角度センサ較正装置のブロック図である。
【図８】本発明の一実施形態による回転角度センサの較正を行う処理のフロー図である。
【図９】本発明の一実施形態による回転角度センサにおける、回転行列係数を計算する回路のブロック図である。
【図１０】本発明の一実施形態による回転角度センサにおいて、フーリエ係数を基に計算された回転行列係数（ＩＦＴＶ_ｘ（ｌ），ＩＦＴＶ_ｙ（ｌ））を示す図である。
【図１１】本発明の一実施形態による回転角度センサにおいて、線形補間によって計算される回転行列係数を使用したときのＶ_ｙ’成分を示す図である。
【図１２】回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点付近において正弦関数を線形補間で近似したときの回転角度検出誤差を示す図である。
【図１３】回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が０度となる点付近において正接関数を線形補間で近似したときの回転角度検出誤差を示す図である。
【図１４】回転後のホール起電力信号ベクトルとｘ軸とがなす角度が４５度となる点付近において正接関数を線形補間で近似したときの回転角度検出誤差を示す図である。
【図１５】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算をデジタル回路で行う場合の信号処理ブロック図である。
【図１６】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算をスイッチト・キャパシタ回路で行う場合の信号処理ブロック図である。
【図１７】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算を行うスイッチト・キャパシタ回路の構成例を示す図である。
【図１８】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算を行うスイッチト・キャパシタ回路の中で用いられる乗算回路の構成例を示す図である。
【図１９】本発明の一実施形態において、ベクトル回転計算を行うスイッチト・キャパシタ回路の中で用いられるリセット機能付き加算回路の構成例を示す図である。
【図２０】本発明の一実施形態において、回転行列係数の計算とベクトル回転計算をスイッチト・キャパシタ回路で行う場合の信号処理ブロック図である。
【図２１】図３に示した磁気センサ出力信号の実測値に対して、本発明の方法を適用して角度検出誤差をシミュレーションした結果を示す図である。
【符号の説明】
６０１磁場のＸ成分を検出するホール素子
６０２磁場のＹ成分を検出するホール素子
６０３回転角度センサ信号処理回路
６０４回転角度センサ較正回路
８０１ＲＯＭ
８０２不揮発性メモリ
８０３乗算器
８０４加算器
１４０１磁場のＸ成分を検出するホール素子
１４０２磁場のＹ成分を検出するホール素子
１４０３回転角度センサ信号処理回路
１４０４チョッパ駆動回路
１４０５信号増幅回路
１４０６チョッパ復調回路
１４０７サンプルアンドホールド回路
１４０８ＡＤ変換器
１４０９デジタルインターフェイス回路
１４１０不揮発性メモリ
１４１１回転行列係数計算回路
１４１２ＲＯＭ
１４１３ベクトル回転計算回路
１４１４回転角度検出回路
１４１５回転角度センサ較正装置
１５０１磁場のＸ成分を検出するホール素子
１５０２磁場のＹ成分を検出するホール素子
１５０３回転角度センサ信号処理回路
１５０４チョッパ駆動回路
１５０５信号増幅回路
１５０６チョッパ復調回路
１５０７サンプルアンドホールド回路
１５０８デジタルインターフェイス回路
１５０９不揮発性メモリ
１５１０回転行列係数計算回路
１５１１ＲＯＭ
１５１２ベクトル回転計算回路
１５１３回転角度検出回路
１５１４回転角度センサ較正装置
１６０１Ｘ，Ｙ切り替えスイッチ
１６０２スイッチト・キャパシタ回路による乗算器
１６０３スイッチト・キャパシタ回路によるリセット付き加算器
１９０１磁場のＸ成分を検出するホール素子
１９０２磁場のＹ成分を検出するホール素子
１９０３回転角度センサ信号処理回路
１９０４チョッパ駆動回路
１９０５信号増幅回路
１９０６チョッパ復調回路
１９０７サンプルアンドホールド回路
１９０８デジタルインターフェイス回路
１９０９不揮発性メモリ
１９１０ＲＯＭ
１９１１回転行列係数・ベクトル回転計算回路
１９１２回転角度検出回路
１９１３回転角度センサ較正装置[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a rotation angle sensor, a calibration device thereof, and a calibration method, and more particularly, to a rotation angle sensor for detecting a rotation angle of a rotating body and a calibration method thereof, and a signal processing method and a signal processing circuit for realizing calibration. It is.
[0002]
[Prior art]
A method of detecting a rotation angle by a non-contact method using a magnetic field generated by two magnetic sensors and a magnet arranged at a predetermined angle with respect to a rotation center axis of a rotating body has been known for some time. For example, Patent Document 1 describes such a description. When the rotation angle is detected using two magnetic sensors, the rotation angle is usually detected using the ratio of the output signals of the two magnetic sensors in order to correct the temperature characteristics of the magnetic sensors.
[0003]
Since the ratio of the output signals from the two magnetic sensors is proportional to tan (θ) or cot (θ) with respect to the rotation angle θ, in the process of detecting the rotation angle, tan (θ) stored in the memory is used. Alternatively, it is necessary to refer to the value of cot (θ). However, an increase in the amount of memory used for temperature correction as described above leads to an increase in the cost of the rotation angle sensor. For this reason, methods for reducing the memory amount have been studied. For example, Patent Document 2 discloses that a rotation angle range of 360 degrees is divided into a plurality of regions by using the periodicity of trigonometric functions tan and cot, and the inside of each region is shared with reference data (memory) common to the regions. A method of interpolating and interpolating by using is described.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-62-95402
[0005]
[Patent Document 2]
JP 08-145719 A
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, when a rotation angle sensor is actually realized using a magnet and two magnetic sensors, two magnetic sensors are used unless a high-precision assembly process is performed using a magnetic sensor, a magnet, or the like that has been selected in advance. There is a problem that the output signal cannot be treated as a sine wave whose phase is shifted by 90 degrees from each other. This is due to various error factors such as eccentricity of the rotating body and deviation of the magnetization of the magnet due to the mounting error at the time of assembling the sensor, in addition to the cause such as the offset of the magnetic sensor and the difference in sensitivity between the two magnetic sensors. That's why.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned problems that are an obstacle to realizing highly accurate angle detection of a rotation angle sensor, and an object thereof is to calibrate a rotation angle sensor with high performance and at low cost. And a method of calibrating the same.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve such an object, the invention according to claim 1 of the present invention is arranged so as to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body, and outputs a signal corresponding to the strength of the magnetic field. Two magnetic sensors for outputting, a magnet for generating a magnetic field having a strength corresponding to the rotation of the rotating body at a position where the magnetic sensor is disposed, and an output signal from the two magnetic sensors for processing the output signals from the two magnetic sensors. A signal processing circuit for determining a rotation angle of a rotating body, wherein a vector represented by an output value of the output signal measured by rotating the rotating body by a predetermined rotation angle is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle. And a signal processing circuit having a storage means for storing the Fourier coefficients at the time and a calculation means for calculating the rotation angle using the Fourier coefficients stored in the storage means.
[0009]
According to a second aspect of the invention, in the rotation angle sensor according to the first aspect, the storage unit stores a value obtained by quantizing the Fourier coefficient.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to the first aspect, the calculation means calculates a two-dimensional rotation matrix coefficient using the Fourier coefficients stored in the storage means. It has a rotation matrix coefficient calculating means and a vector rotation calculating means for rotating a vector represented by the output value of the output signal by a rotation matrix having the rotation matrix coefficient.
[0011]
According to a fourth aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to the third aspect, the rotation matrix coefficient calculating means includes a linear matrix between rotation matrix coefficients adjacent to the rotation angle among the rotation matrix coefficients. Interpolation is performed.
[0012]
According to a fifth aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to the fourth aspect, the linear interpolation is performed on a sine function of the rotation angle.
[0013]
According to a sixth aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to any one of the first to third aspects, the vector rotation calculating means includes a switched capacitor circuit. .
[0014]
According to a seventh aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to any one of the first to third aspects, the rotation matrix coefficient calculation means and the vector rotation calculation means comprise a switched capacitor circuit. It is characterized by being performed.
[0015]
According to an eighth aspect of the present invention, in the rotation angle sensor according to the seventh aspect, the calculation of the rotation matrix coefficient by the rotation matrix coefficient calculation unit and the rotation of the vector by the vector rotation calculation unit are performed simultaneously. It is characterized by the following.
[0016]
According to a ninth aspect of the present invention, there are provided two magnetic sensors which are arranged so as to form a predetermined angle with respect to a rotation center axis of a rotating body and output a signal according to the strength of a magnetic field; At a position where is disposed, a magnet for generating a magnetic field having a strength corresponding to the rotation of the rotator, a signal processing circuit for processing output signals from the two magnetic sensors to determine a rotation angle of the rotator, An input device for inputting the output signal when the rotating body is rotated by a plurality of predetermined rotation angles, and a calibration device for the output signal input from the input device. Fourier coefficient calculating means for calculating a Fourier coefficient when a vector represented by an output value is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle, and a Fourier coefficient calculated by the Fourier coefficient calculating means, That as a correction value in calculating the serial rotation angle and output means for outputting the rotation angle sensor and said.
[0017]
According to a tenth aspect of the present invention, there are provided two magnetic sensors which are arranged so as to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body and output a signal corresponding to the strength of the magnetic field, At a position where is disposed, a magnet for generating a magnetic field having a strength corresponding to the rotation of the rotator, a signal processing circuit for processing output signals from the two magnetic sensors to determine a rotation angle of the rotator, A method of calibrating a rotation angle sensor having the steps of: rotating the rotating body by a plurality of predetermined rotation angles to measure an output value of the output signal; and expressing the output value by the measured output value. Storing a Fourier coefficient obtained when a vector is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle, as a correction value when calculating the rotation angle in a storage device of the rotation angle sensor.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0019]
1. Modeling of magnetic sensor output signal characteristics using Fourier coefficients
FIG. 1 shows an output value V of an output signal (hereinafter, referred to as a “magnetic sensor output signal”) from two magnetic sensors arranged at a right angle to the rotation center axis of the rotating body._xAnd V_y(Hereinafter, may be referred to as “Hall electromotive force signal vector”) a = (V_x, V_y). FIG. 2 shows the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y3) shows how the X and Y components change. In this case, the two magnetic sensor output signals are sine waves having a phase difference of 90 degrees.
[0020]
FIG. 3 shows an example of a magnetic sensor output signal obtained when a magnet having a magnetization deviation is used and the rotation center of the magnet is intentionally shifted from a normal rotation center determined by two magnetic sensors. Referring to FIG. 3, the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal have different amplitudes from each other, and the phase difference between the X component and the Y component is no longer 90 degrees. As described above, when the magnet is decentered or deviated, the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal are different from the ideal state of a sine wave having a phase difference of 90 degrees. In such a case, as long as the angle calculation is performed on the assumption that the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal are sine waves having a phase difference of 90 degrees with respect to the rotation angle, the angle detected by the rotation angle sensor Has a large error.
[0021]
Therefore, as means for modeling a characteristic deviating from an ideal state in which a sine wave of two magnetic sensor output signals has a phase difference of 90 degrees, a Fourier coefficient when the magnetic sensor output signal is expanded into a Fourier series is Used. The range of 360 degrees is divided into L equal sections, and a Hall electromotive force signal vector (V) of the magnetic sensor output signal actually measured at each angular position l (l is an integer satisfying 0 ≦ l ≦ L−1)_x(L), V_y(L)), the Fourier coefficient (FTV)_x(K), FTV_y(K)) is calculated.
[0022]
(Equation 1)

[0023]
FIG. 4 shows, as an example of the above Fourier coefficients, a Fourier coefficient FTV for the magnetic sensor output signal shown in FIG._xFIG. 5 shows the calculated Fourier coefficient FTV for the magnetic sensor output signal shown in FIG._y(K) is calculated. In this example, the length L of the Fourier series is set to 64 which is a power of two. Here, the value of the Fourier coefficient is quantized to N = 8 bits.
[0024]
In an ideal state where there are no errors in assembling the magnetic sensor, no deviation in the magnetization of the magnet, etc., the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal are sine waves that are 90 degrees out of phase with each other. What has a finite value should be only k = 1 coefficients. When the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal have an offset, the Fourier coefficient for k = 0 also takes a finite nonzero value. However, the output signal of the magnetic sensor originally has a waveform close to a sine wave. For this reason, the component near k = L / 2 in the Fourier coefficient becomes extremely small, and when the Fourier coefficient is digitally represented by a finite number of bits, most of the Fourier coefficients become zero.
[0025]
In the example shown in FIGS. 4 and 5, the FTV having a finite nonzero value in the Fourier coefficient of the X component_x(K) is seven, and the FTV has a finite value in the Fourier coefficient of the Y component._y(K) is ten. Therefore, in the case of this example, the required amount of memory is not limited to 64 for each of the X component and the Y component of the Fourier coefficient, but is required to be 17 for the total.
[0026]
As can be seen from the above, when the rotation angle is detected using the magnetic sensors arranged at positions 90 degrees from each other in the magnetic field created by the magnet, the Fourier coefficients are used to model the characteristics of the magnetic sensor output signal. , Most of the Fourier coefficients are quantized to zero. Therefore, it can be seen that the amount of information to be stored in the nonvolatile memory can be significantly reduced. As a result, in the rotation angle sensor of the present invention, the amount of the non-volatile memory is reduced, so that a high-precision rotation angle sensor can be manufactured at low cost.
[0027]
FIG. 6 shows a configuration diagram of a system for calibrating a rotation angle sensor according to the present invention. The rotation angle sensor is disposed so as to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body, and includes two

magnetic sensors

601 and 602 that output a signal corresponding to the strength of the magnetic field, and the magnetic sensors are disposed. And a signal processing circuit 603 for processing two magnetic sensor output signals to determine a rotation angle of the rotator at a position where the rotator rotates.
[0028]
The rotation angle sensor calibration device 604 is for calibrating the rotation angle sensor configured as described above, and as shown in FIG. 7, when the rotating body is rotated by a plurality of predetermined rotation angles, Input unit 2004 for inputting the X component and the Y component of the signals output from the two magnetic sensors, and a Fourier coefficient when a vector represented by the output value of the signal input from the input unit 2004 is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle , And an output unit 2006 that outputs the Fourier coefficient calculated by the Fourier coefficient calculation unit 2002 to the rotation angle sensor as a correction value when calculating the rotation angle.
[0029]
More specifically, the rotation angle sensor calibration device 604 can be constituted by a personal computer or the like. In this case, the input unit 2004 and the output unit 2006 are realized by the functions of a well-known communication interface and communication program. In addition, the function of the Fourier coefficient calculation unit 2002 is achieved by reading and executing a computer program stored in a ROM, a hard disk, or the like of a personal computer by the central processing unit (CPU).
[0030]
FIG. 8 shows a procedure for calibrating the rotation angle sensor of the present invention. Hereinafter, a method of calibrating the rotation angle sensor according to the present embodiment will be described with reference to FIG.
[0031]
First, a rotation angle sensor is assembled using a magnet (not shown),

magnetic sensors

601 and 602 disposed on a rotating body, and a rotation angle sensor signal processing circuit 603 (S702). Here, the magnetic sensor 601 is a Hall element that detects the X component of the magnetic field, and the magnetic sensor 602 is a Hall element that detects the Y component of the magnetic field. After the step of attaching the rotation angle sensor to the rotating body is completed, an external rotation angle sensor calibration device 604 is connected to the rotation angle sensor signal processing circuit 603 (S704). Next, the rotating body is rotated by a plurality of predetermined rotation angles, and the output values from the two magnetic sensors are measured (S706). This processing is performed by reading the magnetic sensor output signal in the range of the rotation angle of 360 degrees from the rotation angle sensor signal processing circuit 603 to the rotation angle sensor calibrating device 604 while rotating the rotating body once. This allows the rotation angle sensor calibration device 604 outside the rotation angle sensor signal processing circuit 603 to calculate a Fourier coefficient for modeling the characteristics of the magnetic sensor output signal (S708).
[0032]
Next, the storage device of the rotation angle sensor stores a Fourier coefficient obtained when the vector represented by the measured output value is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle as a correction value when calculating the rotation angle (S710). As a result, the Fourier coefficients calculated by the rotation angle sensor calibration device 604 are written to the nonvolatile memory incorporated in the rotation angle sensor signal processing circuit 603. Therefore, information such as an error generated during assembly of the system of the rotation angle sensor and an error due to a magnetization deviation of the used magnet can be stored in the rotation angle sensor. After that, the rotation angle sensor calibration device 604 is disconnected from the rotation angle sensor signal processing device 603 (S712). After the above processing is completed, a rotation angle detection operation can be started using this rotation angle sensor (S714).
[0033]
2. Rotation angle detection
2.1. Calculation of rotation matrix coefficients based on Fourier coefficients
In the rotation angle sensor of the present invention, the Hall electromotive force signal vector (V) of the two magnetic sensor output signals inside the rotation angle sensor._x, V_y) Is the rotation angle step size θ_STEPIs rotated by an integral multiple of the above, and the Hall electromotive force signal vector (V_x’, V_y′) Is the detected rotation angle when the rotation amount crosses the x-axis.
[0034]
If the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal are ideally sine waves having a phase shift of 90 degrees from each other over a range of a rotation angle of 360 degrees, a vector rotation calculation represented by the following rotation matrix is performed. Then, the rotation angle required until the Hall electromotive force signal vector after rotation crosses the x-axis may be obtained.
[0035]
(Equation 2)

[0036]
However, in practice, the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal deviate from the ideal state of a sine wave having a phase difference of 90 degrees due to an error in assembling the rotation angle sensor, a magnetization deviation of the magnet, and the like. I have. Therefore, in the signal processing method based on the sine wave as described above, an error occurs in the rotation angle detection in the accurate rotation angle detection.
[0037]
Therefore, the above-described error factor is corrected using information for modeling the characteristics of the magnetic sensor output signal stored in the nonvolatile memory of the rotation angle sensor of the present invention. Therefore, the above rotation matrix is changed as follows.
[0038]
(Equation 3)

[0039]
Here, the rotation matrix coefficient (IFTV_x(L), IFTV_y(L)) is a Fourier coefficient (FTV) stored in a non-volatile memory inside the rotation angle sensor._x(K), FTV_yIt is calculated as follows based on (k)). FIG. 9 is a block diagram of a control portion related to calculation of a rotation matrix coefficient included in the rotation angle sensor signal processing circuit. The control unit includes a ROM 801, a nonvolatile memory 803, a multiplier 803, and an adder 804. Among these components, the multiplier 803 and the adder 804 constitute a rotation matrix coefficient calculation circuit (digital circuit).
[0040]
The ROM 801 stores the values of cos (2πkl / L) and sin (2πkl / L) corresponding to the values of k and l. Further, the non-volatile memory 802 stores Fourier coefficients FTVx (k) and FTVy (k) corresponding to the value of k. Here, it is preferable that the Fourier coefficient is stored as a value quantized to an appropriate bit width according to the required rotation angle accuracy of the rotation angle sensor and the size of the nonvolatile memory.
[0041]
In the control unit configured as described above, values corresponding to the values of l and k are read from the ROM 801 and the non-volatile memory 802 and passed to the multiplier 803 by a control device (not shown). The multiplier 803 performs calculation of a part corresponding to a product of a trigonometric function and a Fourier coefficient in the following equation. Next, the adder 804 performs the calculation of the portion corresponding to the addition / subtraction process using the product calculated by the multiplier 803, thereby obtaining the rotation matrix coefficient (IFTV_x(L), IFTV_y(L)) is required.
[0042]
(Equation 4)

[0043]
When actually calculating the above equation, for most k values except for near k = 0 (FTV_x(K), FTV_ySince (k)) is zero, the actual processing amount of the signal processing represented by the above equation is smaller than the processing amount when the above equation is calculated in a general case.
[0044]
The multiplication of the normalization constant (1 / L) in the above equation can be replaced with a bit shift operation by setting the value of L to a value that is a power of two. By replacing the multiplication operation with the shift operation as described above, the circuit size can be reduced when the rotation angle sensor signal processing circuit is implemented by an IC.
[0045]
FIG. 10 shows a calculation based on the Fourier coefficients shown in FIGS. 4 and 5 (IFTV_x(L), IFTV_y(L)). Referring to FIG. 10, the usage amount of the non-volatile memory is small (FTV_x(K), FTV_y(IF) was calculated based on the Fourier coefficient despite using (k))._x(L), IFTV_y(L)) shows that the characteristics of the magnetic sensor output signal are accurately reproduced.
[0046]
When calculating the rotation angle of the rotating body based on equation (3), the X component and the Y component V of the signals output from the two magnetic sensors_x, V_yThe rotation angle will be calculated using the ratio between. For this reason, even if there is a temperature change, the output of the rotation angle sensor of the present invention is not affected by the temperature characteristics of the magnetic sensor sensitivity and the temperature characteristics of the magnet as long as the temperature characteristics of the two magnetic sensors are uniform. Become. Here, in the rotation angle sensor of the present invention, the division between the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal is performed while utilizing the ratio between the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal. Absent. In general, a circuit for realizing division is complicated, but in the present embodiment, the circuit can be simplified by utilizing the ratio between the X component and the Y component of the magnetic sensor output signal without performing division, As a result, the cost of the rotation angle sensor can be reduced.
[0047]
2.2. Improvement of rotation angle detection resolution by linear interpolation calculation
Rotation angle detection was performed using a rotation matrix having coefficients given by equations (4-1) and (4-2) with respect to the length L of the Fourier series for modeling the characteristics of the magnetic sensor output signal. In this case, the resolution for detecting the rotation angle is 360 degrees / L. For example, in the case of FIGS. 4 and 5, since L = 64, the rotation angle detection resolution is θ._STEP= 360 degrees / 64 = 5.625 degrees.
[0048]
In order to reduce the amount of nonvolatile memory for storing data modeling the characteristics of the output signal of the magnetic sensor, it is necessary to make L as small as possible. On the other hand, as L becomes smaller, the angular resolution decreases. Therefore, in the present embodiment, a rotation matrix coefficient (IFTV) is used for the purpose of suppressing the amount of non-volatile memory and at the same time improving the rotation angle detection resolution._x(L), IFTV_yThe linear interpolation of (l)) is performed.
[0049]
Now, the rotation matrix coefficients (IFTV_x(L), IFTV_y(L)) and (IFTV_x(L + 1), IFTV_y(L + 1)). In the present embodiment, the rotation angle θ_l= 1 x θ_STEPAnd θ_{l +} ₁= (L + 1) × θ_STEPRotation matrix coefficients (IFTV) corresponding to the two angles so that the angle between_x(L), IFTV_y(L)) and (IFTV_x(L + 1), IFTV_y(1 + 1)) is linearly interpolated at a ratio of α: (1−α). V calculated using the rotation matrix coefficients obtained by linear interpolation_y'Is as follows.
[0050]
(Equation 5)

[0051]
Here, considering that the X component and the Y component of the two magnetic sensor output signals are sine waves whose phases are approximately shifted from each other by 90 degrees, when the rotation angle sensor is at the angular position θ, V_x, V_yAre approximately | V | cos (θ) and | V | sin (θ), respectively, where | V | is the signal amplitude. At this time, the rotation matrix coefficient IFTV_x(L), IFTV_y(L) is approximately cos (θ_l), Sin (θ_l). Therefore, V calculated using the rotation matrix coefficient calculated by linear interpolation_y'Is approximately as follows:
[0052]
(Equation 6)

[0053]
Θ, which is the rotation angle position of the rotating body, is θ_lAnd θ_{l +} ₁Θ_l<Θ <θ_{l +} ₁Therefore, sin (θ−θ_l)> 0, sin (θ−θ_{l +} ₁) <0. Therefore, V for the rotation angle detection error_y'Is as shown in FIG.
[0054]
In the present embodiment, when the Hall electromotive force signal vector is rotated by a predetermined angle and crosses the x-axis (ie, when the angle between the rotated Hall electromotive force signal vector and the x-axis is 0 degrees). , The rotation angle is detected. In FIG. 11, the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is rotated, the Y component Vy ′ of the rotated Hall electromotive force signal vector is positive, and the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is rotated, the Y component Vy ′ of the rotated Hall electromotive force signal vector becomes negative. In general, when the rotation matrix coefficient is linearly interpolated between n and n + 1, V_y′ Changes linearly with respect to the interpolation ratio α, the error of the linear interpolation becomes smaller. Here, as can be seen from the above equation, V_y′ Has a high linearity because it changes as a sine function for α near the point where the angle between the rotated Hall electromotive force signal vector and the x-axis becomes 0 °. Therefore, the angle detection error caused by linearly interpolating the rotation matrix coefficients is the angle step size θ when calculating the Fourier coefficients._STEPCan be considered as an error when a sine wave is approximated by a straight line. For the above reasons, it is understood that the rotation angle sensor of the present invention can accurately produce a rotation matrix coefficient having a high rotation angle resolution by using a relatively simple operation of linear approximation.
[0055]
In the present embodiment, the linear interpolation is performed on a sinusoidal curve of the rotation angle. FIG. 12 shows θ around the point at which the angle formed between the Hall electromotive force signal vector after rotation and the x-axis is 0 °._STEPThe angle detection error when a sine wave is approximated by performing linear interpolation in the range of = 360 degrees / 32 = 11.25 degrees is shown. The effectiveness of the present invention of linearly interpolating a sine wave near the point where the angle between the Hall electromotive force signal vector after rotation and the x-axis becomes 0 degrees has been used for detecting the rotation angle in the related art. It becomes clearer by comparison with the error when the tangent function is linearly interpolated. FIG. 13 shows an angle error when the tangent function is linearly approximated near a point where the angle between the Hall electromotive force signal vector and the x-axis after rotation is 0 degrees. In the rotation angle sensor according to the present invention, the linear approximation of the sine wave is always performed near the point where the angle between the rotated Hall electromotive force signal vector and the x-axis becomes 0 degree. In the case of, it is necessary to linearly approximate the tangent function also near the point where the angle between the rotated Hall electromotive force signal vector and the x-axis is 45 degrees. FIG. 14 shows an angle detection error when the tangent function is linearly approximated near the point where the angle between the Hall electromotive force signal vector and the x-axis after rotation is 45 degrees. Referring to FIG. 14, a large angle detection error occurs as compared with FIG. 12, and the linear interpolation of the present invention has much higher accuracy than the linear interpolation using the tangent function tan of the related art. It can be seen that it is.
[0056]
In the above linear approximation, the interpolation ratio α is set as_STEP2^MIt can be divided into a number of sections. In this case, the resolution of the rotation angle is 360 degrees / (L × 2^M).
[0057]
(Equation 7)

[0058]
3. Configuration of rotation angle sensor
3.1. Realization method of rotation matrix operation by digital circuit
FIG. 15 shows a signal processing block diagram when the rotation matrix operation is realized using a digital circuit. Here, as the rotation angle sensor, a sensor using a Hall element for the magnetic sensor X 1401 and the magnetic sensor Y 1402 will be described as an example. A rotation angle sensor signal processing circuit 1403 in FIG. 15 includes a chopper drive circuit 1404, a signal amplification circuit 1405, a chopper demodulation circuit 1406, a sample and hold circuit 1407, an AD converter 1408, a vector rotation calculation circuit 1413, a rotation matrix coefficient calculation circuit 1414, It comprises a nonvolatile memory 1410, a digital interface circuit 1409 and the like. Note that by forming the rotation angle sensor signal processing circuit 1403 into an IC, the size and cost of the rotation angle sensor can be reduced.
[0059]
The chopper drive circuit 1404 is provided for the purpose of removing the offset of the magnetic sensor X 1401 for detecting the X component of the magnetic field and the magnetic sensor Y 1402 for detecting the Y component of the magnetic field. The chopper drive circuit 1404 modulates a Hall electromotive force signal output from the Hall element into an AC signal by alternately driving Hall elements including four terminals in directions different in angle by 90 degrees.
[0060]
The Hall electromotive force signals output from the magnetic sensor X 1401 and the magnetic sensor Y 1402 are amplified in the signal amplifier circuit 1405. The amplified signal is demodulated in a chopper demodulation unit 1406, and is converted from an AC signal to a DC signal. At this stage, the offset of the magnetic sensor X 1401 and the magnetic sensor Y 1402 and the offset of the operational amplifier of the signal amplifier can be removed.
[0061]
The technique for removing the offset of the Hall element by the above operation is disclosed in S Popovic, "Hall Effect Devices", Adam Hilger, 1991, and the like. The method for correcting the offset of the operational amplifier used in the amplifier circuit by the above method is described in "Circuit Technologies for Reducing the Effects of Op-AmpImplementedEmissionsPhase, EmploymentOperatingGol. 84, No. 11 1996 and the like. When the rotation matrix operation is performed by a digital circuit, the chopper-demodulated signal is sampled by a sample and hold circuit 1407 and then converted into a digital signal by an AD converter 1408. When the rotation matrix operation is realized by the digital circuit, the X component and the Y component of the Hall-electromotive force signal subjected to the AD conversion are V_x, V_yIs equivalent to
[0062]
The vector rotation calculation circuit 1413 is a digital circuit that rotates a vector represented by output values from two magnetic sensors using a rotation matrix having a rotation matrix coefficient. In the vector rotation calculation circuit 1413, the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is calculated, and the detected angle is the rotation amount when the Hall electromotive force signal vector after rotation crosses the x-axis. The rotation matrix coefficient is calculated in the rotation matrix coefficient calculation circuit 1411. The rotation matrix coefficient calculation circuit 1411 calculates a two-dimensional rotation matrix coefficient using the Fourier coefficients stored in the nonvolatile memory 1410, and is a digital circuit like the vector rotation calculation circuit 1413. The rotation matrix coefficient calculation circuit 1411 calculates the Fourier coefficient (FTV) stored in the non-volatile memory 1410 based on the equations (4-1) and (4-2)._x(K), FTV_y(K)) based on the rotation matrix coefficient (IFTV_x(L), IFTV_y(L)) is calculated.
[0063]
The above-described vector rotation calculation circuit 1413 and rotation matrix coefficient calculation circuit 1411 have a function of calculating a rotation angle using the Fourier coefficients stored in the nonvolatile memory 1410.
[0064]
In the rotation matrix coefficient calculation circuit 1411, a ROM 1412 storing the values of cos (2πkl / L) and sin (2πkl / L) for the above calculation is prepared. Here, since 360 degrees are divided into L sections, the cosine and sine values each require L pieces. However, since the number of divisions of the rotation angle is increased by using the above-described linear interpolation of the rotation matrix, the value of L can be relatively small with respect to the target resolution of rotation angle detection. Further, since the symmetry of the sine function and the cosine function can be used, the data amount of the ROM 1412 required here does not cause much problem in realizing the rotation angle sensor at low cost.
[0065]
When the rotation angle sensor including the magnetic sensor attached to the rotating body is calibrated after the assembly is completed, the X component and the Y component of the Hall electromotive force signal AD-converted inside the rotation angle sensor signal processing circuit 1403 are used. (V_x, V_y) Is output to the rotation angle sensor calibration device 1415 outside the rotation angle sensor through the digital interface circuit 1409. In the rotation angle sensor calibration device 1415, the Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is Fourier series expanded (FTV_x(K), FTV_y(K)) is calculated. Calculated (FTV_x(K), FTV_y(K)) is written to the nonvolatile memory 1410 through the digital interface circuit 1409 of the rotation angle sensor. After the writing operation to the nonvolatile memory 1410 by the rotation angle sensor signal processing circuit 1403 is completed, the rotation angle sensor calibrating device 1415 is disconnected from the rotation angle sensor system, and the rotation angle sensor operates to detect the rotation angle. Becomes possible.
[0066]
The rotation angle sensor performs the rotation calculation of the Hall electromotive force signal vector described above when calculating the rotation angle of the rotating body. The rotation angle detection circuit 1414 in FIG. 15 calculates the amount of rotation required for the Hall electromotive force signal vector obtained by the rotation calculation to cross the X-axis. To determine whether the rotated Hall EMF signal vector crosses the X axis, the Y component V of the rotated Hall EMF signal vector_y ^'Is determined. In addition, in order to obtain the amount of rotation until the Hall electromotive force signal vector after rotation crosses the X-axis, an angular resolution of 360 degrees / (L × 2^M) In the case of (log₂(L + M) rotation calculations may be performed.
[0067]
When a rotation matrix is calculated using a digital circuit as shown in the example of FIG. 15, an output is obtained from the AD converter 1408 of the rotation angle sensor (V_x, V_y) Calculated using the Fourier coefficients (FTV_x(K), FTV_y(K)) reflects the offset error and the gain error of the AD converter 1408 inside the rotation angle sensor. In the case where the signal processing circuit of FIG. 15 is formed into an IC, the above-described error of the AD converter 1408 in the IC differs for each IC. In the rotation angle sensor of the present invention, the above error information of the AD converter 1408 is taken into the Fourier coefficients stored in the nonvolatile memory 1410 and handled. It is possible to correct including it.
[0068]
As described above, the error of the AD converter 1408 is corrected using the Fourier coefficient stored in the nonvolatile memory 1410. However, in the rotation angle sensor according to the present invention, the signal amplification circuit 1405, the chopper demodulation circuit 1406, and the like are used. Errors in circuits other than the converter 1408 are also corrected in the same manner.
[0069]
3.2. Realization method of rotation matrix operation by switched capacitor circuit
FIG. 16 shows a signal processing block diagram in the case where the rotation matrix operation is realized using a switched capacitor circuit. Here, an example in which a Hall element is used as a magnetic sensor will be described. The rotation angle sensor signal processing circuit 1503 in FIG. 16 includes a chopper drive circuit 1504, a signal amplification circuit 1505, a chopper demodulation circuit 1506, a sample and hold circuit 1507, a rotation matrix coefficient calculation circuit 1510, and a nonvolatile memory 1509 as in the case of FIG. , A digital interface circuit 1508, and the like. FIG. 16 differs from the method of FIG. 15 in that the vector rotation calculation circuit 1512 is realized by a switched capacitor circuit.
[0070]
In this switched capacitor circuit, the Hall electromotive force signal vector (V) of the magnetic sensor output signal from the magnetic sensor 1501 for detecting the X component of the magnetic field and the magnetic sensor 1502 for detecting the Y component of the magnetic field._x, V_y) Is the rotation matrix coefficient (IFTV_x(L), IFTV_yThe one component of (l)) is multiplied by the result of linear interpolation. For this multiplication operation, a switched capacitor circuit as shown in the example of FIG. 17 can be used. This switched capacitor circuit includes an X / Y switch 1601, a multiplier 1602, and an adder 1603 with a reset function. The switch 1601 switches the input to the multiplier 1602.
[0071]
In the multiplier 1602, V_xOr V_yOne of the components is IFTV_x(L) or IFTV_yThe result obtained by linearly interpolating one component of (l) is multiplied. Then, the adder 1603 with the reset function performs the addition and subtraction of the product obtained by the multiplier 1602, thereby executing the calculation of Expression (3).
[0072]
Next, specific circuit configurations of the multiplier 1602 and the adder with reset function 1603 will be described with reference to FIGS.
[0073]
FIG. 18 shows an example of the multiplication circuit included in FIG. The multiplying circuit of FIG. 18 is configured to amplify and output an input analog signal by a value determined by a ratio between two capacitors as shown in the following equation. Then, by changing the ratio between the capacitors using the variable capacitance capacitor, the amplification factor can be set to a value given by the rotation matrix coefficient. In FIG. 18, PHI1 and PHI2 are two-phase clocks that do not overlap with each other. The signals output from the multipliers are added in an adder circuit as shown in the example of FIG. 19, and the component of the rotated Hall electromotive force signal vector is obtained.
[0074]
(Equation 8)

[0075]
In the system using the switched capacitor circuit described above, a digital circuit called a rotation matrix coefficient calculation circuit 1510 is required as shown in FIG. By incorporating the function of the rotation matrix coefficient calculation circuit 1510 into the vector rotation calculation circuit 1512 using a switched capacitor circuit, the circuit size of the rotation angle sensor signal processing circuit is suppressed, and the cost of the rotation angle sensor is further reduced. be able to. Hereinafter, a method for reducing the cost will be described.
[0076]
In order to incorporate the function of the rotation matrix coefficient calculation circuit into the switched capacitor circuit, (FTV_x(K), FTV_yWhen (k)) is stored in the non-volatile memory 1509, these values themselves are not stored in the non-volatile memory 1509, but the angle values that approximately satisfy Expressions (9-1) and (9-2) α_k, Β_kTo be stored. Where α_k, Β_kAre one of L angle positions obtained when 360 degrees are divided into L sections. In equations (9-1) and (9-2), α_k, Β_kThe cosine value of (FTV_x(K), FTV_y(K)) is stored in the non-volatile memory 1509, but a sine may be used instead of a cosine.
[0077]
(Equation 9)

[0078]
Α for non-volatile memory_k, Β_kFIG. 20 is a block diagram of the rotation angle sensor signal processing circuit when is stored. The rotation angle sensor signal processing circuit 1903 in FIG. 20 includes a chopper drive circuit 1904, a signal amplification circuit 1905, a chopper demodulation circuit 1906, a sample and hold circuit 1907, and a rotation matrix coefficient which is a switched capacitor circuit, as in the case of FIG. A vector rotation calculation circuit 1911, a nonvolatile memory 1909, a digital interface circuit 1908, and the like are provided.
[0079]
20 is different from the method of FIG. 16 in that the rotation calculation of the rotation matrix coefficient and the Hall electromotive force signal vector is performed by a rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit 1911 which is a switched capacitor circuit.
[0080]
In the rotation angle sensor signal processing circuit 1903, as shown in FIG._k, Β_kCos (α corresponding to_k), Cos (β_k) Is read from the ROM 1910. In the rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit 1911 of FIG. 20, the operations shown in the equations (3), (4-1) and (4-2) can be realized by one switched capacitor circuit. it can.
[0081]
The operations shown in the equations (4-1) and (4-2) are modified as shown in the following equations (10-1) and (10-2) by using the formulas of sum and difference of trigonometric functions. Note that this is done. Where α_k, Β_kIs one of the angular positions when 360 degrees are divided into L angular positions, so two integers a_k, B_kUsing α_k= 2πa_k/ L, β_k= 2πb_k/ L. In equations (10-1) and (10-2), IFTV_x(L), IFTV_y(L) is obtained by adding and subtracting the values of cos and sin stored in the ROM.
[0082]
(Equation 10)

[0083]
At this time, the Hall electromotive force signal vector (V_x ^', V_y ^') Is a digital signal corresponding to sin and cos read from the ROM 1910 and a Hall electromotive force signal vector (V_x, V_y) Is the product sum of the X and Y components. Therefore, by performing the product-sum calculation using the above-described switched capacitor circuit, the calculation of the rotation matrix coefficient and the vector rotation calculation can be performed simultaneously. The circuit of FIG. 19 described above is a circuit well known as a switched-capacitor integrator, and is a circuit suitable for performing the product-sum calculation together with the multiplier of FIG. The Hall electromotive force signal vector (V) calculated by the rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit 1911_x ^', V_y ^') Crosses the X axis, the value of 1 is detected by the rotation angle detection circuit 1912.
[0084]
By using the method described above, the calculation of the rotation matrix coefficient and the vector rotation calculation are performed only by the switched capacitor circuit without using the digital circuit for the discrete Fourier transform. The circuit can be simplified. As a result, when the rotation angle sensor signal processing circuit is formed into an IC, the cost of the IC can be reduced.
[0085]
(Equation 11)

[0086]
Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be implemented in various other forms. For example, with respect to the rotation range of the rotating body, the calibration is performed using the Fourier coefficient by rotating the rotating body by 360 degrees only during calibration, and the rotation range in which the rotation angle is actually detected using the rotation angle sensor is 360 degrees. It is also possible to make it less than.
[0087]
Further, as one embodiment of the present invention, a case has been described where two magnetic sensors are disposed at a position at an angle of substantially 90 degrees with respect to the rotation center axis of the rotating body, but the angle formed by the two magnetic sensors is described. Is not 90 degrees, the present invention is applicable.
[0088]
Further, as an embodiment of the present invention, an example in which a Hall element is used as a magnetic sensor has been described. However, the magnetic sensor here is not a Hall element such as an MR (Magnetic Resistance) element, an MI (Magnetic Impedance) element, and a flux gate. Can be used.
[0089]
Hereinafter, examples of the present invention will be described.
[0090]
【Example】
A neodymium magnet having a diameter φ of 10 mm and a thickness t of 2 mm is used as a magnet, and a Hall element HG-106C manufactured by Asahi Kasei Electronics (company name) is used as a magnetic sensor. A rotation angle sensor was manufactured, and output signals from two Hall elements were measured.
[0091]
FIG. 3 shows measured values of the X component and the Y component of the Hall electromotive force signal according to the present embodiment. The Fourier coefficients quantized to 8 bits when the X component and the Y component are expanded into a Fourier series having a length L = 64 with respect to the measured values are shown in FIGS. 4 and 5. . It can be seen that if there is a nonvolatile memory of about 10 bytes (80 bits) for each of the X component and the Y component of the signal shown in FIG. 3, the measured values can be accurately reproduced as shown in FIG.
[0092]
After dividing 360 degrees into L = 64 in order to subdivide the angle resolution, a simulation of the rotation angle detection accuracy was performed when each section was further divided into 64 using the linear interpolation of the present invention. FIG. 21 shows the simulation result.
[0093]
In the Hall electromotive force signal shown in FIG. 10, each of the X component and the Y component is greatly distorted from the sine wave, and the amplitudes of the X component and the Y component are also greatly different from each other. As described above, the rotation angle sensor according to the present invention can obtain a satisfactory rotation angle detection performance as shown in FIG. 21 even for a Hall electromotive force signal that is far from the ideal sine wave waveform. Here, being able to correct the Hall electromotive force signal far from the ideal signal means that inexpensive magnets and assembling steps can be used in manufacturing the rotation angle sensor. For this reason, in the rotation angle sensor of the present invention, the cost of the entire rotation angle sensor system can be reduced.
[0094]
【The invention's effect】
As described above, in the rotation angle sensor according to the present invention, it is possible to effectively use the small amount of non-volatile memory to correct the error at the time of assembling the rotation angle sensor, the influence of the magnet magnetization deviation, and the like. It is. Therefore, a highly accurate and inexpensive rotation angle sensor can be realized by the present invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing two magnetic sensor output signals arranged at positions perpendicular to each other with respect to the rotation center of a rotating body.
FIG. 2 is a diagram showing two magnetic sensor output signals in an ideal case where there is no assembly error or the like;
FIG. 3 is a diagram showing two magnetic sensor output signals when there is an assembly error or the like.
FIG. 4 is a diagram illustrating an X component of a Fourier coefficient according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a Y component of a Fourier coefficient according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a system for calibrating a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram of a rotation angle sensor calibration device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a flowchart of a process for calibrating a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram of a circuit for calculating a rotation matrix coefficient in the rotation angle sensor according to one embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram illustrating a rotation angle coefficient (IFTV) calculated based on a Fourier coefficient in a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention._x(L), IFTV_yIt is a figure showing (l)).
FIG. 11 is a diagram illustrating a rotation angle sensor according to an embodiment of the present invention, in which a rotation matrix coefficient calculated by linear interpolation is used;_yFIG.
FIG. 12 is a diagram illustrating a rotation angle detection error when a sine function is approximated by linear interpolation near a point where the angle between the Hall electromotive force signal vector and the x-axis after rotation is 0 degrees.
FIG. 13 is a diagram showing a rotation angle detection error when a tangent function is approximated by linear interpolation near a point where the angle formed between the Hall electromotive force signal vector and the x-axis after rotation is 0 degrees.
FIG. 14 is a diagram illustrating a rotation angle detection error when a tangent function is approximated by linear interpolation near a point where an angle between the Hall electromotive force signal vector and the x-axis after rotation is 45 degrees.
FIG. 15 is a signal processing block diagram in a case where vector rotation calculation is performed by a digital circuit in one embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a signal processing block diagram in a case where vector rotation calculation is performed by a switched capacitor circuit in one embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a switched capacitor circuit that performs vector rotation calculation according to an embodiment of the present invention.
FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration example of a multiplication circuit used in a switched capacitor circuit that performs vector rotation calculation in one embodiment of the present invention.
FIG. 19 is a diagram illustrating a configuration example of an addition circuit with a reset function used in a switched capacitor circuit that performs a vector rotation calculation in one embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a signal processing block diagram in a case where calculation of a rotation matrix coefficient and calculation of a vector rotation are performed by a switched capacitor circuit in one embodiment of the present invention.
21 is a diagram showing a result of simulating an angle detection error by applying the method of the present invention to the actually measured value of the magnetic sensor output signal shown in FIG. 3;
[Explanation of symbols]
601 Hall element for detecting X component of magnetic field
602 Hall element for detecting Y component of magnetic field
603 rotation angle sensor signal processing circuit
604 Rotation angle sensor calibration circuit
801 ROM
802 Non-volatile memory
803 multiplier
804 adder
1401 Hall element for detecting X component of magnetic field
1402 Hall element for detecting Y component of magnetic field
1403 Rotation angle sensor signal processing circuit
1404 Chopper drive circuit
1405 Signal amplification circuit
1406 Chopper demodulation circuit
1407 Sample and hold circuit
1408 AD converter
1409 Digital interface circuit
1410 Non-volatile memory
1411 Rotation matrix coefficient calculation circuit
1412 ROM
1413 Vector rotation calculation circuit
1414 Rotation angle detection circuit
1415 Rotation angle sensor calibration device
1501 Hall element for detecting X component of magnetic field
1502 Hall element for detecting Y component of magnetic field
1503 Rotation angle sensor signal processing circuit
1504 Chopper drive circuit
1505 Signal amplification circuit
1506 Chopper demodulation circuit
1507 Sample and hold circuit
1508 Digital interface circuit
1509 Non-volatile memory
1510 Rotation matrix coefficient calculation circuit
1511 ROM
1512 Vector rotation calculation circuit
1513 Rotation angle detection circuit
1514 Rotation angle sensor calibration device
1601 X, Y switch
1602 Multiplier with switched capacitor circuit
1603 Adder with reset by switched capacitor circuit
1901 Hall element for detecting X component of magnetic field
1902 Hall element for detecting Y component of magnetic field
1903 Rotation angle sensor signal processing circuit
1904 Chopper drive circuit
1905 Signal amplification circuit
1906 Chopper demodulation circuit
1907 Sample and hold circuit
1908 Digital interface circuit
1909 Non-volatile memory
1910 ROM
1911 Rotation matrix coefficient / vector rotation calculation circuit
1912 Rotation angle detection circuit
1913 Rotation angle sensor calibration device

Claims

回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサと、
前記磁気センサが配置された位置に、前記回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、
前記２つの磁気センサからの出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路であって、
前記回転体を予め定められた回転角度ずつ回転させて測定した前記出力信号の出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を記憶した記憶手段と、
前記記憶手段に記憶されたフーリエ係数を使用して前記回転角度を計算する計算手段とを有する信号処理回路とを備えることを特徴とする回転角度センサ。Two magnetic sensors arranged to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotating body and outputting a signal corresponding to the strength of the magnetic field;
At a position where the magnetic sensor is disposed, a magnet that generates a magnetic field having a strength corresponding to the rotation of the rotating body,
A signal processing circuit that processes output signals from the two magnetic sensors to determine a rotation angle of the rotating body,
Storage means for storing a Fourier coefficient when a vector represented by the output value of the output signal measured by rotating the rotating body by a predetermined rotation angle is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle,
A signal processing circuit comprising: a calculation unit that calculates the rotation angle using a Fourier coefficient stored in the storage unit.

請求項１に記載の回転角度センサにおいて、前記記憶手段は、前記フーリエ係数を量子化した値を記憶することを特徴とする回転角度センサ。2. The rotation angle sensor according to claim 1, wherein the storage unit stores a value obtained by quantizing the Fourier coefficient.

請求項１に記載の回転角度センサにおいて、前記計算手段は、
前記記憶手段に記憶された前記フーリエ係数を使用して２次元の回転行列係数を計算する回転行列係数計算手段と、
前記回転行列係数を持つ回転行列により前記出力信号の出力値により表現されるベクトルを回転させるベクトル回転計算手段とを有することを特徴とする回転角度センサ。The rotation angle sensor according to claim 1, wherein the calculating unit includes:
Rotation matrix coefficient calculation means for calculating a two-dimensional rotation matrix coefficient using the Fourier coefficients stored in the storage means;
Vector rotation calculating means for rotating a vector represented by the output value of the output signal by a rotation matrix having the rotation matrix coefficient.

請求項３に記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段は、前記回転行列係数のうち、前記回転角度に関して隣あう回転行列係数の間で線形補間を行うことを特徴とする回転角度センサ。4. The rotation angle sensor according to claim 3, wherein the rotation matrix coefficient calculation unit performs linear interpolation between rotation matrix coefficients adjacent to each other with respect to the rotation angle among the rotation matrix coefficients. .

請求項４に記載の回転角度センサにおいて、前記線形補間は、前記回転角度の正弦関数について行われることを特徴とする回転角度センサ。5. The rotation angle sensor according to claim 4, wherein the linear interpolation is performed on a sine function of the rotation angle.

請求項１から請求項３のいずれかに記載の回転角度センサにおいて、前記ベクトル回転計算手段は、スイッチト・キャパシタ回路から構成されることを特徴とする回転角度センサ。4. The rotation angle sensor according to claim 1, wherein said vector rotation calculation means comprises a switched capacitor circuit.

請求項１から請求項３のいずれかに記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段及び前記ベクトル回転計算手段は、スイッチト・キャパシタ回路から構成されることを特徴とする回転角度センサ。4. The rotation angle sensor according to claim 1, wherein said rotation matrix coefficient calculation means and said vector rotation calculation means comprise a switched capacitor circuit.

請求項７に記載の回転角度センサにおいて、前記回転行列係数計算手段による回転行列係数の計算及び前記ベクトル回転計算手段によるベクトルの回転は、同時に実行されることを特徴とする回転角度センサ。8. The rotation angle sensor according to claim 7, wherein the calculation of the rotation matrix coefficient by the rotation matrix coefficient calculation unit and the rotation of the vector by the vector rotation calculation unit are performed simultaneously.

回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサと、前記磁気センサが配置された位置に、前記回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、前記２つの磁気センサからの出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路とを有する回転角度センサの較正装置であって、
前記回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させたときに前記出力信号を入力する入力手段と、
前記入力手段から入力された出力信号の出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を計算するフーリエ係数計算手段と、
前記フーリエ係数計算手段により計算されたフーリエ係数を、前記回転角度を計算する際の補正値として前記回転角度センサに出力する出力手段とを備えることを特徴とする回転角度センサの較正装置。Two magnetic sensors arranged to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotator and outputting a signal corresponding to the strength of the magnetic field, and a position of the rotator at the position where the magnetic sensor is arranged. A calibration device for a rotation angle sensor, comprising: a magnet that generates a magnetic field having a strength corresponding to the rotation; and a signal processing circuit that processes output signals from the two magnetic sensors to determine a rotation angle of the rotating body. ,
Input means for inputting the output signal when the rotating body is rotated by a plurality of predetermined rotation angles,
Fourier coefficient calculation means for calculating a Fourier coefficient when a vector represented by an output value of an output signal input from the input means is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle,
Output means for outputting the Fourier coefficient calculated by the Fourier coefficient calculation means to the rotation angle sensor as a correction value for calculating the rotation angle.

回転体の回転中心軸に対して所定の角度をなすように配置され、磁界の強さに応じた信号を出力する２つの磁気センサと、前記磁気センサが配置された位置に、前記回転体の回転に応じた強さの磁界を発生させる磁石と、前記２つの磁気センサからの出力信号を処理して前記回転体の回転角度を求める信号処理回路とを有する回転角度センサの較正方法であって、
前記回転体を複数の予め定められた回転角度ずつ回転させて前記出力信号の出力値を測定する工程と、
前記測定された出力値により表現されるベクトルを前記回転角度に関してフーリエ級数展開したときのフーリエ係数を、前記回転角度を計算する際の補正値として前記回転角度センサの記憶装置に記憶させる工程とを備えることを特徴とする回転角度センサの較正方法。Two magnetic sensors arranged to form a predetermined angle with respect to the rotation center axis of the rotator and outputting a signal corresponding to the strength of the magnetic field, and a position of the rotator at the position where the magnetic sensor is arranged. A method for calibrating a rotation angle sensor, comprising: a magnet that generates a magnetic field having a strength corresponding to the rotation; and a signal processing circuit that processes output signals from the two magnetic sensors to determine a rotation angle of the rotator. ,
Measuring the output value of the output signal by rotating the rotating body by a plurality of predetermined rotation angles,
Storing a Fourier coefficient obtained when a vector represented by the measured output value is subjected to Fourier series expansion with respect to the rotation angle, as a correction value when calculating the rotation angle in a storage device of the rotation angle sensor. A method for calibrating a rotation angle sensor, comprising: