JP2004319521A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数の放電灯の様々な異常を確実に検出して放電灯への電流を遮断し、放電灯を保護し、正常時には放電灯を安定して点灯させること。
【解決手段】 複数の放電灯負荷回路ＬＡＣ５の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最大電圧を第１の直流電圧に変換する第１電圧検出部ＶＡ、各カップリングコンデンサの電圧のうち、最小電圧を第２の直流電圧に変換する第２電圧検出部ＶＢ、第１電圧検出部による第１の直流電圧が第１基準電圧を超えると第１制御信号を出力する第１コンパレータ部ＩＣ２、及び第２電圧検出部による第２の直流電圧が第２基準電圧を下回ると第２制御信号を出力する第２コンパレータ部ＩＣ３を有する保護回路ＮＰ５とを備え、保護回路は、第１又は第２制御信号のいずれかが出力されるとスイッチング素子制御回路ＩＣ１へ高周波電流を抑制する信号を出力する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、スイッチング素子によって生成された高周波電流により放電灯を点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

図３４は、従来の放電灯点灯装置の回路図であり、図において、ＩＶは直流電源Ｅに接続され、直流電源Ｅの直流電流をスイッチングして高周波電流に変換するインバータ回路、ＬＡＣ１はインバータ回路ＩＶによって生成された高周波電流により放電灯ＬＡを点灯させる放電灯負荷回路、ＮＰ１は放電灯負荷回路ＬＡＣ１の異常を検出しインバータ回路ＩＶの動作を停止させる制御信号を出力する保護回路である。

以下、各回路の詳細について説明する。
インバータ回路ＩＶは、起動抵抗Ｒ１と制御電源コンデンサＣ１を直列に接続し、この制御電源コンデンサＣ１に定電圧ダイオードＤＺ１を並列に接続した始動回路と、直流電源Ｅの両極間に直列に接続された一対のＭＯＳ−ＦＥＴ Ｑ１、Ｑ２（以下、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２という）と、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御するインバータ制御回路ＩＣ１（以下、ＩＶ制御回路ＩＣ１という）と、ＩＶ制御回路ＩＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を設定する周波数制御回路ＦＣ１を備え、ＩＶ制御回路ＩＣ１の各端子は、それぞれ、電源端子１（以下、端子１という）が制御電源コンデンサＣ１に、出力端子２、３、４（以下、端子２、３、４という）がスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に、発振制御端子６、７（以下、端子６、７という）が周波数制御回路ＦＣ１に接続されている。また、この周波数制御回路ＦＣ１は、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子６、７と直流電源Ｅの負極間に並列に接続された主発振抵抗Ｒ２と発振コンデンサＣ２とから構成されており、こうして、この発振コンデンサＣ２の容量等によって定まる定数Ｋに対して、周波数ｆ＝Ｋ＊（一定の直流電位であるＩＶ制御回路の端子６から流出する電流）でＩＶ制御回路ＩＣ１が発振することにより、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が周波数ｆでスイッチング動作するよう構成されている。

次に、放電灯負荷回路ＬＡＣ１について説明する。
図３４に示すように、放電灯負荷回路ＬＡＣ１は、スイッチング素子Ｑ２の両端にバラストチョークＴ１と、電極Ｆ１、Ｆ２を有する放電灯ＬＡと、カップリングコンデンサＣ４を直列に接続するとともに、放電灯ＬＡと並列に接続された始動コンデンサＣ３から構成されている。

一方、保護回路ＮＰ１は、放電灯負荷回路ＬＡＣ１に接続された検出コンデンサＣ５、Ｃ６と、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコンデンサＣ７により、バラストチョークＴ１の電極Ｆ１側端子と直流電源Ｅの負極間の高周波電圧波形のピーク間電圧(Vmax-Vmin) を検出し、このコンデンサＣ７の両端に発生する直流電圧が定電圧ダイオードＤＺ２のツェナー電圧を越えた時、この保護回路ＮＰ１に接続されたＩＶ制御回路ＩＣ１の発振停止端子５（以下、端子５という）に信号を出力し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作が停止されるよう構成されている。なお、放電灯ＬＡの正常点灯時には、コンデンサＣ７の直流電圧が定電圧ダイオードＤＺ２のツェナー電圧より低くなるように設定されているため、保護回路ＮＰ１は動作しない。また、抵抗Ｒ４はコンデンサＣ７に蓄積された電荷を電源ＯＦＦ時に放電するためのものであり、抵抗Ｒ１６およびコンデンサＣ１１は端子５に入力される電圧を分圧して調整するとともに、外部高周波ノイズを平滑化してＩＶ制御回路ＩＣ１の誤動作を防止するためのものである。

次に、この従来の放電灯点灯装置の動作について説明する。
放電灯点灯装置が起動され、インバータ回路ＩＶに直流電源Ｅから電流が供給されると、直流電源Ｅから起動抵抗Ｒ１を介して流れる起動電流によって制御電源コンデンサＣ１が充電され、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子１の電圧が規定の動作電圧に達すると、ＩＶ制御回路ＩＣ１が周波数制御回路ＦＣ１で決定される周波数ｆで発振し、端子２、４からスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に高周波信号が出力される。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互にオン・オフ動作することにより、放電灯負荷回路ＬＡＣ１には高周波電流が供給され、この高周波電流によってバラストチョークＴ１および始動コンデンサＣ３からなる直列回路（カップリングコンデンサＣ４の容量が、始動コンデンサＣ３の容量の数十倍と大きく設計されているため、カップリングコンデンサＣ４は以下の共振現象にあまり影響しない）がＬＣ共振を生じ、始動コンデンサＣ３、すなわち、放電灯ＬＡの両端に高電圧が発生して、放電灯ＬＡが始動され、周波数ｆで点灯を継続する。なお、制御電源コンデンサＣ１には、並列に定電圧ダイオードＤＺ１が接続されているため、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子１に印加される電圧はこの定電圧ダイオードＤＺ１のツェナー電圧によって制限される。

次に、この従来の保護回路ＮＰ１の動作について説明する。
放電灯ＬＡの点灯時、バラストチョークＴ１の電極Ｆ１側端子と直流電源Ｅの負極間には図３５に示すような一定の直流電圧に高周波電圧が重畳された高周波電圧が発生しており、保護回路ＮＰ１では、この間に接続された検出コンデンサＣ５、Ｃ６およびダイオードＤ１、Ｄ２によってこのピーク間電圧(Vmax-Vmin) が検出され、さらに、コンデンサＣ７によって直流電圧に変換されて定電圧ダイオードＤＺ２に入力される。ここで、放電灯ＬＡの正常点灯時は、このコンデンサＣ７の直流電圧が定電圧ダイオードＤＺ２のツェナー電圧以下となるよう設定されているため、保護回路ＮＰ１からＩＶ制御回路ＩＣ１に発振停止信号が出力されることはない。

しかし、例えば、放電灯ＬＡが寿命末期で整流点灯した場合には、放電灯ＬＡの高周波ランプ電圧が上昇するためコンデンサＣ７の電圧が定電圧ダイオードＤＺ２のツェナー電圧より高くなって、保護回路ＮＰ１からＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振停止によりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作も停止する。この結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が異常発熱して故障したり、放電灯ＬＡの電極Ｆ１、Ｆ２付近の温度が異常に高くなって放電灯ＬＡが破壊するのが防止される。なお、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振停止状態は制御電源コンデンサＣ１の電圧が規定電圧を下回った時点でリセットされ、制御電源コンデンサＣ１の電圧が規定電圧を上回った時点で再び発振を開始する。

なお、始動コンデンサＣ３に共振に伴う高電圧が発生する場合にもバラストチョークＴ１や始動コンデンサＣ３に大きな電流が流れるが、放電灯ＬＡが寿命末期や不良品で点灯しない場合には、始動コンデンサＣ３の端子間電圧が異常に高い状態が継続するためコンデンサＣ７の直流電圧が定電圧ダイオードＤＺ２のツェナー電圧より高くなり、上記と同様に、保護回路ＮＰ１から端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振を停止することができる。この結果、上記バラストチョークＴ１や始動コンデンサＣ３に過大な電流が継続して流れ、バラストチョークＴ１や始動コンデンサＣ３が破壊するのを防止できる。

また、放電灯ＬＡを点灯中に外した場合には、バラストチョークＴ１と検出コンデンサＣ５、Ｃ６の直列回路に共振電流が流れることになり、これに伴ってコンデンサＣ７の直流電圧が定電圧ダイオードＤＺ２のツェナー電圧より高くなるため、保護回路ＮＰ１から端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振が停止される。こうして、放電灯ＬＡを点灯中に外した場合にも、インバータ回路ＩＶの発振が停止され、放電灯負荷回路ＬＡＣ１に高周波電流が供給されないため、放電灯ＬＡのソケット端子に高周波電圧が発生せず、ランプ交換時の地絡事故等を防止できる。

しかしながら、上記図３４に示した従来の放電灯点灯装置では、バラストチョークＴ１の電極Ｆ１側端子と直流電源Ｅの負極間の高周波電圧波形の最大値と最小値の電圧差を検出し、この電圧差が放電灯ＬＡの正常点灯時に比べて異常時（整流点灯、不点灯、無負荷）に高くなることを利用してインバータ回路ＩＶの発振を停止させるようにしたものであるため、保護回路ＮＰ１の保護レベルを決める回路定数設計が非常に難しいといった欠点があった。すなわち、保護回路ＮＰ１の信頼性を上げるためには、放電灯ＬＡが正常点灯時には保護回路ＮＰ１が発振停止信号を出力しないよう十分なマージンをとる必要がある一方、放電灯ＬＡの異常時には、保護回路ＮＰ１が確実に発振停止信号を出力する十分なマージンを設定することが必要であるが、上記図３１の回路図から明らかなように、この保護回路ＮＰ１で検出される電圧差は放電灯ＬＡ（つまり、始動コンデンサＣ３の両端）に印加されている電圧を検出することにほかならず、一般的に、放電灯ＬＡのランプ電圧が個体間のバラツキや環境温度によって大きく変動することを考慮すると、この従来の保護回路ＮＰ１の異常検出方式では、上記の２つの設計マージンを大きくできないといった問題があった。特に、調光機能を有する放電灯点灯装置においては、放電灯ＬＡのランプ電流を下げて減光した場合にランプ電圧が大きく上昇するため、保護回路ＮＰ１の設計が非常に困難であり、現実的には、調光機能を有する放電灯点灯装置には上記の保護回路ＮＰ１では適用できないといった問題点があった。

この発明は、従来の放電灯点灯装置の上記のような問題点を解決するためになされたもので、この発明の第１の目的は、保護回路の設計マージンを大きくとることができ、正常点灯時と異常時が確実に識別できることにより、保護回路の信頼性が高く、また、保護回路の設計がし易い放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

また、この発明の第２の目的は、整流点灯や不点灯、無負荷状態など、放電灯点灯装置の様々な異常に対して異常検出ができ、確実にインバータ回路の動作を制御できる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

また、この発明の第３の目的は、放電灯の電極の予熱機能を有するような放電灯点灯装置においても、確実に放電灯を点灯できるとともに、異常時には、確実にインバータ回路の動作を制御できる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

さらに、この発明の第４の目的は、放電灯の定常状態での動作点が放電灯負荷回路の共振周波数に接近または通過する場合でも、確実に放電灯を点灯できるとともに、異常時には、確実にインバータ回路の動作を制御できる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

また、この発明の第５の目的は、電源が瞬時停電した場合にも、電源復帰後には、確実に放電灯が再点灯されるとともに、異常時には、確実にインバータ回路の動作を制御できる放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

また、この発明の第６の目的は、放電灯の調光機能を有するような放電灯点灯装置においても、保護回路の設計マージンを大きくとることができ、正常点灯時と異常時が確実に識別できることにより、確実に放電灯を点灯できるとともに、異常時には、確実にインバータ回路の動作を制御できる、保護回路の信頼性の高い放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

さらに、この発明の第７の目的は、放電灯の電極で消費される電極損失が小さく、エネルギー効率の高い放電灯点灯装置を得ることを目的とする。

この発明に係る放電灯点灯装置は、上記の目的を達成するために、直流電源と、前記直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチング素子に並列に接続され、それぞれが直列に接続されるチョークコイル、放電灯及びカップリングコンデンサを有する複数の放電灯負荷回路と、前記複数の放電灯負荷回路の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最大電圧を第１の直流電圧に変換する第１の電圧検出部、前記複数の放電灯負荷回路の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最小電圧を第２の直流電圧に変換する第２の電圧検出部、前記第１の電圧検出部によって検出される前記第１の直流電圧が第１の基準電圧を超えると第１の制御信号を出力する第１のコンパレータ部、及び前記第２の電圧検出部によって検出される前記第２の直流電圧が第２の基準電圧を下回ると第２の制御信号を出力する第２のコンパレータ部、を有する保護回路と、を備え、前記保護回路は、前記第１または第２の制御信号のいずれかが出力されると前記スイッチング素子制御回路へ前記高周波電流を抑制する信号を出力するよう構成したものである。

この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。

直流電源と、前記直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、前記スイッチング素子に並列に接続され、それぞれが直列に接続されるチョークコイル、放電灯及びカップリングコンデンサを有する複数の放電灯負荷回路と、前記複数の放電灯負荷回路の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最大電圧を第１の直流電圧に変換する第１の電圧検出部、前記複数の放電灯負荷回路の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最小電圧を第２の直流電圧に変換する第２の電圧検出部、前記第１の電圧検出部によって検出される前記第１の直流電圧が第１の基準電圧を超えると第１の制御信号を出力する第１のコンパレータ部、及び前記第２の電圧検出部によって検出される前記第２の直流電圧が第２の基準電圧を下回ると第２の制御信号を出力する第２のコンパレータ部、を有する保護回路と、を備え、前記保護回路は、前記第１または第２の制御信号のいずれかが出力されると前記スイッチング素子制御回路へ前記高周波電流を抑制する信号を出力するよう構成したため、複数の放電灯のうち、何れかの放電灯が異常状態となった時点で異常を検出することができるという効果がある。
また、その異常は全光正常点灯時に較べて検出電圧が上昇する整流点灯１の状態のみならず、全光正常点灯時に較べて検出電圧が低下する整流点灯２及び不点灯時の異常も検出することができるという効果がある。
さらに、放電灯負荷回路が増えた分だけ個別にコンパレータ部及び電圧検出部を設けていた場合に比べて部品点数を減少させることができる効果がある。

実施の形態１．
図１は、この発明の実態の形態１である放電灯点灯装置の構成を示す回路図である。なお、図３４で説明した従来の放電灯点灯装置と同一又は相当部分には同一符号を付し、説明を省略する。
図３４の従来の放電灯点灯装置と比べ、図１に示したこの発明の実施の形態１では、保護回路の構成と異常検出のための検出対象とが異なっている。すなわち、この実施の形態１では、保護回路ＮＰ２が、カップリングコンデンサＣ４の両端の電圧を検出することにより、放電灯負荷回路ＬＡＣ１の異常を検出し、ＩＶ制御回路ＩＣ１に制御信号を出力するよう構成されており、このため、保護回路ＮＰ２は、カップリングコンデンサＣ４の両端の直流電圧を検出する電圧検出部ＶＩＮと、電圧検出部ＶＩＮによって検出された直流電圧を基準電圧と比較するコンパレータ部ＣＯＭＰと、コンパレータ部ＣＯＭＰでの比較結果に基いて制御信号を生成・出力する制御信号出力部ＶＯＵＴを備えている。

以下、上記保護回路ＮＰ２を構成する各部の詳細な構成について説明する。
まず、電圧検出部ＶＩＮは、カップリングコンデンサＣ４の両端の電圧を分圧する検出抵抗Ｒ１０とＲ１１およびこの分圧された電圧の高周波リプル成分を除去するコンデンサＣ１０を備え、直流に変換された検出電圧がコンパレータ部ＣＯＭＰに出力される。また、コンパレータ部ＣＯＭＰは、２つのコンパレータＩＣ２およびＩＣ３を備えるとともに、制御電源コンデンサＣ１の直流電圧を抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４で分圧した２つの基準電圧の内、高しきい値を決める抵抗Ｒ１２および抵抗Ｒ１３の接続点の電圧がコンパレータＩＣ２の非反転入力端子に、低しきい値を決める抵抗Ｒ１３および抵抗Ｒ１４の接続点の電圧がコンパレータＩＣ３の反転入力端子に入力され、さらに、電圧検出部ＶＩＮからの検出電圧がコンパレータＩＣ２の反転入力端子およびコンパレータＩＣ３の非反転入力端子に入力されるよう構成することによって、ウインドウ型のコンパレータを構成している。また、コンパレータＩＣ２、ＩＣ３の出力端子はオープンコレクタとなっており、この両出力端子がトランジスタＱ３のベースに接続されるとともに、このトランジスタＱ３のコレクタ端子がＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に接続され、さらに、このコレクタ端子と直流電源Ｅの負極間には電圧の分圧および外部高周波ノイズ除去用のコンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１６の並列回路が、また、このコレクタ端子と制御電源コンデンサＣ１の正極間には分圧用の抵抗Ｒ１５が接続されて、制御信号出力部ＶＯＵＴが構成されている。
なお、コンパレータＩＣ３の非反転入力端子と制御電源コンデンサＣ１の間に接続されたダイオードＤ３は、コンパレータＩＣ３の電圧を定電圧ダイオードＤＺ１のツェナー電圧にクリップする保護用のダイオードである。

次に、図１に示したこの実施の形態１の回路動作について図１および図２を用いて説明する。なお、放電灯点灯装置が起動されてから放電灯ＬＡが点灯するまでの回路動作は上記した図３１の従来装置と同じであるので説明を省略し、以下では、特に保護回路ＮＰ２の動作について詳細に説明する。
放電灯点灯装置が起動され、ＩＶ制御回路ＩＣ１が周波数ｆで発振すると、スイッチング素子Ｑ１とＱ２が同じ周波数で交互にオン・オフし、放電灯ＬＡが点灯する。この時、スイッチング素子Ｑ２の端子電圧、すなわち放電灯負荷回路ＬＡＣ１への入力電圧は図２（ａ）に示すようにピーク値が直流電源Ｅの電圧（以下では、一例として４４０Ｖとする）で周波数ｆを有する高周波電圧となる。この図２（ａ）の高周波電圧は、図２（ｂ）に示すピーク値が２２０Ｖ（４４０Ｖ／２）で周波数ｆの高周波交流電圧ＡＣと、図２（ｃ）に示す２２０Ｖ（４４０Ｖ／２）の直流電圧ＤＣの合成電圧で表現できる。ここで、カップリングコンデンサＣ４の両端（直流電源Ｅの負極側とカップリングコンデンサＣ４の放電灯ＬＡ側）に発生する電圧について検討すると、カップリングコンデンサＣ４の容量が十分大きく設計されているため、図２（ｂ）に示した高周波電圧成分はカップリングコンデンサＣ４での充放電によって相殺され、この結果、カップリングコンデンサＣ４には、直流電圧成分である図２（ｃ）に示した直流電圧に若干の高周波電圧が重畳された準直流的な電圧が発生することになる。

こうして、この準直流的な電圧が、保護回路ＮＰ２の電圧検出部ＶＩＮで分圧され、コンデンサＣ１０によって高周波成分が除去されて直流電圧に変換された後、コンパレータ部ＣＯＭＰに出力される。そして、この直流電圧がコンパレータＩＣ２およびコンパレータＩＣ３から構成されるウィンドウ型のコンパレータで２つの基準電圧と比較され、基準電圧の範囲外となった時にトランジスタＱ３がオフとなってＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が入力され、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振が停止し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作が停止される。なお、以下では、この保護回路ＮＰ２の制御信号をＩＶ制御回路ＩＣ１の発振停止信号入力端子５に入力する場合について説明するが、例えば、これらの制御信号を直接、あるいは、周波数制御回路ＦＣ１を介して周波数制御端子６に入力し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数を制御して、放電灯ＬＡに供給される高周波出力を低減させるよう構成してもよい。

以下では、放電灯ＬＡの各負荷状態に対応した保護回路ＮＰ２の動作について順次詳細に説明する。図３は、図２に示したような考え方に基づいた全光正常点灯時の放電灯負荷回路ＬＡＣ１と保護回路ＮＰ２中の電圧検出部ＶＩＮの等価回路図であり、実用的な周波数、回路定数およびインピーダンスの一例を示したものである。なお、図中、「Ａ」および「Ｂ」は、それぞれ、直流電源Ｅの負極電位「Ｇ」を基準としたカップリングコンデンサＣ４の正極側の電位および検出抵抗Ｒ１１の電位を表している。
図３の等価回路図に示すように、この場合、放電灯ＬＡは４５ｋＨｚの高周波点灯であるため等価的に抵抗と見做すことができ、ここでは、ＪＩＳ規格のＦＨＦ３２（Ｈｆ）ランプを想定して２８０Ωとしている。この回路で、カップリングコンデンサＣ４の両端に発生する電圧について考えると、検出抵抗Ｒ１０およびＲ１１の抵抗値の合計を放電灯ＬＡの１０００倍程度の高抵抗としているため、カップリングコンデンサＣ４は、直流電源ＤＣによってバラストチョークＴ１と放電灯ＬＡを介してほぼ２２０Ｖまで充電されるとともに、高周波電源ＡＣによってバラストチョークＴ１と放電灯ＬＡと始動コンデンサＣ３を介して同一の電荷が交互に充放電され、この結果、カップリングコンデンサＣ４の電位「Ａ」は若干の高周波成分が重畳されたほぼ２２０Ｖの直流電圧となる。また、検出抵抗Ｒ１１の電位「Ｂ」は、電位「Ａ」が検出抵抗Ｒ１０（３００ｋΩ）と検出抵抗Ｒ１１（１０ｋΩ）によって分圧され、コンデンサＣ１０によって高周波成分が除去されることにより、７Ｖ程度の直流電圧となる。従来例においても述べたように、一般に、放電灯ＬＡは、ランプ電流が一定でも周囲温度の変動や経年変化あるいは固体間のバラツキによってランプ電圧が変化、すなわち、等価抵抗値が大きく変化するが、上記のように、この実施の形態１によれば、検出抵抗Ｒ１０および検出抵抗Ｒ１１の抵抗値を高抵抗としているため、例えば放電灯の等価抵抗値が３０％〜５０％程度変化しても、カップリングコンデンサＣ４および検出抵抗Ｒ１１の電位「Ａ」、「Ｂ」はほとんど変化しないといった大きな利点がある。

次に、放電灯ＬＡの異常時の内、整流点灯１（電極Ｆ１が寿命末期で電子が放出しにくい状態）と整流点灯２（電極Ｆ２が寿命末期で電子が放出しにくい状態）における動作について説明する。図４は、全光点灯時、整流点灯１、整流点灯２の場合の放電灯ＬＡの高周波ランプ電流波形（カップリングコンデンサＣ４を充電する方向を正、放電する方向を負で表示）を示したものであり、全光点灯時が対称波形であるのに対して、整流点灯１および整流点灯２の時は非対称波形となることが解る。このような点灯状態の違いによる放電灯ＬＡの特性の変化を等価回路上で表したものを図５および図６に示す。
図５および図６は、それぞれ、整流点灯１および整流点灯２に対する放電灯負荷回路ＬＡＣ１と保護回路ＮＰ２中の電圧検出部ＶＩＮの等価回路図であり、放電灯ＬＡの特性変化を、抵抗（小）（数十Ω〜数百Ω）とダイオードの直列回路および抵抗（大）（数百Ω〜数ＫΩ）とダイオードの直列回路との逆並列回路からなる等価回路の接続方向で表現している。ここで、図５および図６を用いて、整流点灯１および整流点灯２時のカップリングコンデンサＣ４の電位について考えると、カップリングコンデンサＣ４は、図３の正常点灯時と同様に、直流電源ＤＣによってバラストチョークＴ１と放電灯ＬＡ（整流点灯１では抵抗（小）とダイオード、整流点灯２では抵抗（大）とダイオード）を介してほぼ２２０Ｖまで充電されようとし、また、高周波電源ＡＣからはバラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ３を介して同じ電荷が充放電されるものの、上記した放電灯ＬＡの特性の変化によって、放電灯ＬＡを介しては整流点灯１では放電電流に対して充電電流が多くなり、逆に、整流点灯２では充電電流に対して放電電流が多くなるため、電位「Ａ」、「Ｂ」は、それぞれ、全光正常点灯に対し、整流点灯１では高い値（この等価回路の例では、「Ａ」が２９０Ｖ、「Ｂ」が９．４Ｖ）に、また、整流点灯２では低い値（この等価回路の例では、「Ａ」が１５０Ｖ、「Ｂ」が４．８Ｖ）に変化する。

次に、放電灯ＬＡの異常時の内、放電灯が不点灯または無負荷となった場合について説明する。放電灯ＬＡが不点灯あるいは無負荷の場合、放電灯ＬＡの等価抵抗値が無限大となるため、等価回路は図７に示すように放電灯ＬＡの回路を削除したものとなる。図７において、カップリングコンデンサＣ４の電位について考えると、直流電源ＤＣからカップリングコンデンサＣ４に充電する経路がなく、また、高周波電源ＡＣからはカップリングコンデンサＣ４にバラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ３を介して交互に同じ電荷が充放電されるため、電位「Ａ」、「Ｂ」はいずれも０Ｖとなる。
以上、この実施の形態１における、放電灯の各負荷状態に対応したカップリングコンデンサＣ４の電位「Ａ」および検出抵抗Ｒ１１の電位「Ｂ」をまとめると図８のようになる。

こうして、図１のコンパレータＩＣ２、ＩＣ３で構成されたコンパレータ部ＣＯＭＰの高しきい値側の基準電圧を、例えば８Ｖに、また、低しきい値側の基準電圧を６Ｖになるように予め抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４を設計しておけば、上記図８の直流電位「Ｂ」をこのコンパレータ部に入力することによって、全光正常点灯時はコンパレータＩＣ２、ＩＣ３の出力が両方ともＨＩで制御信号出力部ＶＯＵＴのトランジスタＱ３がオン状態であるためＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力されず全光正常点灯を継続させることができ、一方、整流点灯１ではコンパレータＩＣ２の出力が、また、整流点灯２および不点灯、無負荷ではコンパレータＩＣ３の出力がＬＯとなり、トランジスタＱ３がオフするためＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振を停止させて、整流点灯時や不点灯時にはバラストチョークＴ１や始動コンデンサＣ３への過大電流を遮断して回路の破壊を防止するとともに、無負荷時には放電灯ＬＡのソケットに発生する高周波電圧をオフすることができる。

以上、この実施の形態１によれば、正常点灯時においては、放電灯ＬＡの個体間のバラツキや環境温度によるランプ電圧の変動にほとんど影響されず、また、異常時には、図８に示したように、放電灯の各負荷状態に対応して電位が大きく変化するカップリングコンデンサＣ４の両端の電圧に着目し、このカップリングコンデンサＣ４の両端の電圧を検出して放電灯負荷回路ＬＣ１の異常を検出するよう構成したため、放電灯ＬＡの正常点灯時には保護回路を動作させないためのマージンが十分に確保できるとともに、放電灯ＬＡの異常時には保護回路が確実に動作してインバータ回路ＩＶの発振を停止させることができる信頼性の高い放電灯点灯装置を得ることができ、この結果、放電灯ＬＡの寿命の末期やランプ不良によって発生する整流点灯の継続、ランプ不点灯によって生じる放電灯点灯装置の故障および放電灯ＬＡの破壊、あるいは、ランプ交換時の地絡事故等を防止できる効果がある。
また、上記したように保護回路ＮＰ２の動作に十分なマージンを確保することができるため、基準電圧の設定など保護回路ＮＰ２の設計が容易となる効果もある。

さらに、この実施の形態１においては、保護回路ＮＰ２を電圧検出部ＶＩＮとコンパレータ部ＣＯＭＰと制御信号出力部ＶＯＵＴで構成し、コンパレータ部ＣＯＭＰを２つの基準電圧を有するウィンドウ型のコンパレータで構成したため、全光正常点灯時に比べて検出電圧が上昇する整流点灯１の状態と、全光正常点灯時に比べて検出電圧が低下する整流点灯２および不点灯時の両方の異常を検出することができる効果もある。

なお、上記図１では、放電灯ＬＡが１本だけ接続された例について示したが、複数本の放電灯を直列接続した場合にも、その内の１本が異常状態となった時点で、保護回路ＮＰ２が上記と同じ回路動作によって異常を検出し、ＩＶ制御回路ＩＣ１に対して発振停止信号を出力するため、全く同様の効果が得られる。
さらに、上記図１では、コンパレータ部の基準電圧を設定する抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４を固定抵抗で構成した場合について説明したが、これらの抵抗の内のいくつかを可変抵抗によって構成し、基準電圧を変化させるよう構成すれば、例えば、異なる定格値を有する放電灯等において、放電灯ＬＡの特性に応じて一層精密に基準値を設定できる効果がある。

実施の形態２．
図９は、この発明の実施の形態２を示す放電灯点灯装置の回路図であり、この実施の形態２においては、上記した実施の形態１に対して、保護回路の電圧検出部ＶＩＮの構成のみが異なっている。すなわち、実施の形態１では電圧検出部ＶＩＮを検出抵抗Ｒ１０、Ｒ１１で構成しているのに対し、この実施の形態２の保護回路ＮＰ３では、検出抵抗Ｒ２０およびＲ２１と、定電圧ダイオードＤＺ４で分圧した構成となっている。なお、この定電圧ダイオードＤＺ４に並列に接続された抵抗Ｒ２２は検出抵抗Ｒ２０、Ｒ２１に対して数倍以上の高抵抗で、インバータ回路ＩＶが発振を停止した後にカップリングコンデンサＣ４の電荷を放電させるもので、この抵抗Ｒ２２がなくても保護回路ＮＰ３の動作に支障はない。また、図１に示した実施の形態１と同一又は相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

図１０〜図１３には、この実施の形態２の放電灯点灯装置の、全光正常点灯（図１０）、整流点灯１（電極Ｆ１が寿命末期）（図１１）、整流点灯２（電極Ｆ２が寿命末期）（図１２）および不点灯、無負荷（図１３）の各負荷状態における放電灯負荷回路ＬＡＣ１と保護回路ＮＰ３の電圧検出部ＶＩＮの等価回路図の一例を示す。なお、図中、電位「Ａ」、「Ｂ」は、図３と同様に、それぞれ、カップリングコンデンサＣ４の電位および検出抵抗Ｒ２１の電位を表している。
こうして、実施の形態１と同様に、これらの等価回路図から放電灯ＬＡの各負荷状態における直流電位「Ａ」、「Ｂ」を算出すると図１４のようになる。なお、図１４には、比較のために上記実施の形態１の場合の電位および実施の形態４で説明する減光操作を行った場合の電位も併記してある。

この図１４から明らかなように、カップリングコンデンサＣ４の電位「Ａ」は上記の実施の形態１とこの実施の形態２で同じ値となるが、電位「Ｂ」については、定電圧ダイオードＤＺ４のしきい値特性によって、実施の形態２の方が実施の形態１に比べて正常点灯時と異常時（整流点灯１、整流点灯２、不点灯および無負荷）でその変化が一層明確になっていることが分かる。従って、この実施の形態２によれば、コンパレータＩＣ２、ＩＣ３等で構成されるウィンドウコンパレータの高しきい値側の電圧を例えば１０Ｖに、また、低しきい値側の電圧を例えば４Ｖになるように設定することができ、実施の形態１と比較して正常時と異常時の電位「Ｂ」のしきい値の差を大きく設定できるため、保護回路の信頼性が一層向上する効果がある。なお、保護回路ＮＰ３の定電圧ダイオードＤＺ４の電圧を、正常点灯時にカップリングコンデンサＣ４に発生する電圧近辺に設定することにより、このような動作を一層効果的に機能させることができる。

以上のように、この実施の形態２においては、保護回路ＮＰ３の電圧検出部ＶＩＮを検出抵抗Ｒ２０、Ｒ２１と定電圧ダイオードＤＺ４で構成したため、電位「Ｂ」の変化を大きくすることができ、部品の特性値やランプ特性にバラツキがあっても、保護回路ＮＰ３が、正常点灯時はインバータ回路ＩＶの発振を（停止させないで）継続させ、異常時には確実にインバータ回路ＩＶの発振を停止させることができ、実施の形態１と比較して、一層信頼性が向上するという効果がある。

なお、上記の実施の形態２（図９）では、カップリングコンデンサＣ４をスイッチング素子Ｑ２の負極側に配置した例を示したが、正極側に配置してその両端の電圧を検出してもよい。また、図９では、保護回路ＮＰ３に入力する電圧としてカップリングコンデンサＣ４の両端（直流電源Ｅの負極側およびカップリングコンデンサＣ４の放電灯ＬＡ側）間の電圧を用いた例を示したが、例えば、直流電源Ｅの正極側とカップリングコンデンサＣ４の放電灯ＬＡ側間の電圧を検出するよう構成してもよく、この場合、検出電圧が直流電源Ｅの電圧とカップリングコンデンサＣ４の合成電圧となるだけで、この合成電圧からカップリングコンデンサＣ４の電圧が容易に検出できることから、実質的にはカップリングコンデンサＣ４の両端の準直流電圧を検出していることにほかならず、上記実施の形態２と全く同様の効果を得ることができる。また、カップリングコンデンサＣ４を複数のカップリングコンデンサによって構成し、この内のいずれかのコンデンサの電圧を検出したり、さらには、カップリングコンデンサＣ４以外に検出用のコンデンサを別途設けるなど、上記実施の形態２の本質的な構成を保ちながらカップリングコンデンサＣ４に発生する準直流的な電圧を検出する方法として、種々の変形例が可能である。

実施の形態３．
図１５には、変形例の一つとして、この発明の実施の形態３である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態３は、上記実施の形態２（図９）では放電灯負荷回路ＬＡＣ１をインバータ回路ＩＶのスイッチング素子Ｑ２の両端に接続していたのに対し、放電灯負荷回路ＬＡＣ４をスイッチング素子Ｑ１の両端、すなわち、直流電源Ｅの正極側に接続するとともに、保護回路ＮＰ３で検出する電圧を、直流電源Ｅの負極側とカップリングコンデンサＣ４の放電灯ＬＡ側間の電圧としたものである。この場合、検出される電圧は直流電源Ｅの電圧からカップリングコンデンサＣ４の両端の電圧を差し引いた電圧となるが、このような電圧値を用いても上記の実施の形態２と全く同様に保護回路を構成することができ、カップリングコンデンサＣ４の接続位置や検出する電圧の位置を種々変更しても、全く同じ効果が得られる。

実施の形態４．
図１６には、この発明の実施の形態４である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態４は、上記した実施の形態２に放電灯ＬＡを連続調光する機能を付加したものであり、このため、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数を決定する周波数制御回路ＦＣ２の主発振抵抗Ｒ９９が可変抵抗により構成されている。なお、図１６において、図９と同一又は相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

以下、この実施の形態４の動作について説明する。図１６において、ＩＶ制御回路ＩＣ１が発振している時、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子６は一定の直流電圧であり、この端子６から直流電源Ｅの負極に流出する電流が多いほど発振周波数が高くなる特性を有している。従って、放電灯ＬＡが全光点灯している状態から可変抵抗Ｒ９９を徐々に小さくすると、端子６から直流電源Ｅの負極に流出する電流が多くなり、この結果ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数が徐々に高くなってバラストチョークＴ１のインピーダンスが大きくなるため放電灯ＬＡの電流が減少し、減光する。図１７には、減光正常点灯時の放電灯負荷回路ＬＡＣ１と保護回路ＮＰ３の電圧検出部ＶＩＮの等価実用回路の一例を示す。図１７の等価回路図に示すように、この場合、減光操作によってスイッチング周波数が７０ｋＨｚに上昇するのに伴い放電灯ＬＡの等価抵抗値が全光正常点灯時と比べて２７倍の７．５ｋΩに増加しているが、この抵抗７．５ｋΩに対しても検出抵抗Ｒ２０およびＲ２１の抵抗値を十分大きな値としているため、上記の図１４に示すように、減光正常点灯時のカップリングコンデンサＣ４および検出抵抗Ｒ１１の電位「Ａ」、「Ｂ」は、それぞれ、全光正常点灯時の２２０Ｖおよび７Ｖに対して２１８Ｖおよび７Ｖとほとんど変化せず、全光正常点灯時とほぼ同程度の電圧となる。

以上説明したように、放電灯ＬＡが正常点灯時であれば調光操作によって放電灯ＬＡの等価抵抗値が数百Ωから数ＫΩあるいは十数ＫΩまで変化しても検出対象である電位「Ｂ」がほとんど変化しないため、上記の保護回路ＮＰ３は調光機能を有する放電灯点灯装置にも全く同様に適用することができ、また、放電灯ＬＡの正常時と異常時で電位「Ｂ」の変化が大きいため、上記実施の形態１および実施の形態２と全く同様に、信頼性の高い保護回路および放電灯点灯装置が得られる効果がある。さらに、放電灯ＬＡの種類や調光機能の有無に関係なく、保護回路ＮＰ３の回路定数を同一にできることから、種々の放電灯点灯装置において部品を標準化できる利点もある。

なお、図１８には、上記の実施の形態１において、抵抗Ｒ２を可変抵抗で置換し、減光操作を行った場合の等価回路図を示すが、この場合においても、「Ａ」および「Ｂ」の電位は、上記図１４に示すように、それぞれ２１５Ｖおよび７Ｖと、全光正常点灯時の２２０Ｖ、７Ｖに比較してほとんど変化せず、上記実施の形態４と全く同様の効果が得られる。

実施の形態５．
図１９には、この発明の実施の形態５である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態５においては、放電灯負荷回路ＬＡＣ３として、上記実施の形態２の放電灯ＬＡ（並列に始動コンデンサＣ３）、カップリングコンデンサＣ４、バラストチョークＴ１からなる放電灯負荷回路に加え、放電灯ＬＡＹ（並列に始動コンデンサＣ３Ｙ）、カップリングコンデンサＣ４Ｙ、バラストチョークＴ１Ｙからなる放電灯負荷回路が並列に接続されており、これに伴って保護回路ＮＰ４には、それぞれ２セットの電圧検出部ＶＩＮ（検出抵抗Ｒ２１、定電圧ダイオードＤＺ４、検出抵抗Ｒ２１）、ＶＩＮ２（検出抵抗Ｒ２１Ｙ、定電圧ダイオードＤＺ４Ｙ、検出抵抗Ｒ２１Ｙ）およびコンパレータ部ＣＯＭＰ（コンパレータＩＣ２、ＩＣ３および基準抵抗Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４）、ＣＯＭＰ２（コンパレータＩＣ２Ｙ、ＩＣ３Ｙおよび基準抵抗Ｒ１２Ｙ、Ｒ１３Ｙ、Ｒ１４Ｙ）が備えられるとともに、これらの２つのコンパレータ部からの出力が単一の制御信号出力部ＶＯＵＴに入力・集約され、制御信号出力部ＶＯＵＴから一つの制御信号がＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に出力されるよう構成されている。なお、上記実施の形態２と同一または相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。

以下、この実施の形態５の動作について説明する。図１９において、放電灯ＬＡおよびＬＡＹの両方が正常時には、実施の形態２と同様にしてコンパレータＩＣ２、ＩＣ３、ＩＣ２Ｙ、ＩＣ３Ｙの出力は全てＨＩとなり、従ってトランジスタＱ３がオンしているため保護回路ＮＰ４からは発振停止信号が出力されることがなく放電灯ＬＡ、ＬＡＹは正常点灯を継続する。一方、放電灯ＬＡ，ＬＡＹの何れかが異常状態になった時には、各放電灯負荷回路に接続されている電圧検出部から出力された検出電圧が、それぞれ、コンパレータＩＣ２およびＩＣ３、または、ＩＣ２ＹおよびＩＣ３Ｙで基準電圧と比較されて、これらの出力の何れかがＬ０となるため、トランジスタＱ３がオフし、保護回路ＮＰ４からＩＶ制御回路ＩＣ１に発振停止信号が出力されてインバータ回路ＩＶの発振が停止する。

以上のように、この実施の形態５によれば、複数の放電灯負荷回路の各々に電圧検出部ＶＩＮ、ＶＩＮ２を接続したため、何れかの放電灯が異常状態となった時点でインバータ回路ＩＶの発振を停止でき、放電灯ＬＡ、ＬＡＹの２灯並列点灯回路においても上記の保護回路を応用できる効果がある。

また、各電圧検出部ＶＩＮ、ＶＩＮ２のそれぞれにコンパレータ部ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ２を接続したため、各放電灯負荷回路の特性の応じてコンパレータ部ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ２の基準電圧を設定でき、木目細かな設定が可能となる効果がある。

さらに、複数の電圧検出部ＶＩＮ、ＶＩＮ２とコンパレータ部ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ２に対して、制御信号出力部ＶＯＵＴを単一とし、複数のコンパレータ部ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ２からの出力を集約して制御信号を出力するよう構成したため、制御信号出力部ＶＯＵＴの数を減少することができる効果もある。
なお、上記図１９においては、放電灯負荷回路が２つの場合について例示したが、３本以上の複数並列点灯回路にも同様に適用できることはもちろんである。

実施の形態６．
図２０には、この発明の実施の形態６である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態６は、上記した実施の形態２の回路に、放電灯点灯装置をオンした後、一定時間、上記保護回路の機能をマスクするマスク回路ＭＳＫを設けたもので、例えば、一定時間放電灯ＬＡの電極を予熱してから、放電灯ＬＡを点灯させるような放電灯点灯装置においても、上記の保護回路が適用できるようにしたものである。なお、以下では、この実施の形態６の特徴的構成要素であるマスク回路ＭＳＫと周波数制御回路ＦＣ３を中心に説明し、上記実施の形態２（図９）と同一または相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

図２０に示すように、この実施の形態６においては、周波数制御回路ＦＣ３は主発振抵抗Ｒ２と発振コンデンサＣ２に加え、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子６と直流電源Ｅの負極間に予熱発振抵抗Ｒ３と予熱発振コンデンサ３０からなる直列回路を備えている。また、保護回路ＮＰ５には、抵抗Ｒ１８、Ｒ１９、コンデンサＣ１２、定電圧ダイオードＤＺ３から成るタイマー回路ＴＭを有するマスク回路ＭＳＫが備えられ、このマスク回路ＭＳＫは、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振停止端子５と直流電源Ｅの負極間に接続されたトランジスタＱ４を備えるとともに、このトランジスタＱ４の入力端子には、タイマー回路ＴＭの出力によって駆動されるトランジスタＱ５の出力端子が接続されている。こうして、放電灯点灯装置がオンされると、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ１８を介してコンデンサＣ１２が充電され、一定時間後にコンデンサＣ１２の電圧が定電圧ダイオードＤＺ３のツェナー電圧を超えた時点でトランジスタＱ５がオンし、トランジスタＱ４がオフされるよう構成されている。なお、このタイマー回路ＴＭを駆動するため、抵抗１８の正極側が制御電源コンデンサＣ１に接続され、さらに、トランジスタＱ４を駆動するため、抵抗Ｒ１７が制御電源コンデンサＣ１とトランジスタＱ４のベース間に接続されている。

次に、図２０〜図２３を用いてこの実施の形態６におけるマスク回路ＭＳＫと周波数制御回路ＦＣ３の動作について説明する。ここで、図２１は放電灯負荷回路ＬＡＣ１におけるバラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ３のＬＣ直列共振曲線図であり、図中、（１）は放電灯ＬＡ点灯時の共振曲線、（２）は放電灯ＬＡ不点灯時の共振曲線である。また、図２２および図２３は、それぞれ、放電灯ＬＡが正常点灯する場合および不点灯の場合の直流電源Ｅをオンしてからの放電灯ＬＡの両電極間の電圧の時間的な変化とトランジスタＱ３、トランジスタＱ４の動作を示している。

まず、図２０において、インバータ回路ＩＶが直流電源Ｅに接続され、制御電源コンデンサＣ１の充電電圧がＩＶ制御回路ＩＣ１の発振開始電圧に達するとＩＶ制御回路ＩＣ１が発振を開始する。この時、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子６は一定の直流電圧であって、この端子６から主発振抵抗Ｒ２と予熱発振抵抗Ｒ３を介して電流が流出するが、この内予熱発振抵抗Ｒ３の電流は予熱発振コンデンサＣ３０を充電しており時間経過と共に減少し、例えば３秒程度で零となる。ところで、ＩＶ制御回路ＩＣ１は、端子６からの流出電流が多いほど発振周波数が高い特性を有しているため、上記した端子６からの流出電流の減少に伴って、ＩＶ制御回路ＩＣ１は最初高い周波数で発振を開始し、徐々に発振周波数が所定の周波数まで低下するように制御される。

この間のＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数の変化と、これに伴う放電灯ＬＡの両極間の共振電圧の変化を、図２１および図２２により説明する。直流電源Ｅがオンされた後にＩＶ制御回路ＩＣ１が最初に発振する時の発振周波数はバラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ３の共振周波数ｆ０よりも高い周波数範囲で制御されるよう設計されているため、直流電源Ｅをオンすることにより放電灯点灯装置は時刻ｔ０に周波数ｆＨ、動作点Ｈ２で発振を開始する。一方、この時の放電灯ＬＡの両極間電圧は放電灯ＬＡの始動電圧ＶＳ２よりも低い電圧ＶＨ２になるように設計してあるので、放電灯ＬＡが点灯することはなく、放電灯ＬＡの電極Ｆ１およびＦ２に流れる共振電流によって電極Ｆ１、Ｆ２が予熱される。

そして、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数、すなわち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数が徐々に低くなると、放電灯ＬＡの両極間電圧が不点灯時の共振曲線に沿って徐々に上昇し、時刻ｔ１に周波数ｆＳの動作点Ｓ２で放電灯ＬＡの両極間電圧がＶＳ２に達すると、放電灯ＬＡが始動する（従って、時刻ｔ０からｔ１までが予熱時間となる）。放電灯ＬＡが点灯すると放電灯のインピーダンスが変化し、点灯と同時に動作点がＳ２から点灯時の共振曲線上のＳ１に移動し、放電灯ＬＡの両極間の電圧はＶＳ１に低下する。そして、以後、周波数はＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数の低下に対応して定常状態であるｆＬまで低下し、放電灯ＬＡはバラストチョークＴ１のインピーダンスで決定される所定のランプ電流で点灯を継続する。

一方、この間の保護回路ＮＰ５全体の動作は、図２２に示すように、直流電源Ｅのオン時刻ｔ０から放電灯ＬＡの点灯時刻ｔ１までは、上記実施の形態２で説明したように不点灯の状態に相当するためトランジスタＱ３がオフしているが、タイマー回路ＴＭのコンデンサＣ１２が所定電圧に充電されるまでの間、トランジスタＱ５がオフ、トランジスタＱ４がオンしているため端子５の電位が低電位に保たれる。こうして、このマスク回路ＭＳＫがない場合は、予熱時間中にトランジスタＱ３がオフされるため保護回路ＮＰ５からＩＶ制御回路ＩＣ１に発振停止信号が出力されて放電灯ＬＡを点灯することができないが、この実施の形態６によれば、マスク回路ＭＳＫによって予熱時間中も端子５の電位が低電位に保たれるため、保護回路ＮＰ５からＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力されず、時刻ｔ１において放電灯ＬＡが支障なく点灯される。

そして、制御電源コンデンサＣ１→抵抗１８→コンデンサＣ１２→制御電源コンデンサＣ１の閉ループ電流で充電されるコンデンサＣ１２の電圧が時刻ｔ３において定電圧ダイオードＤＺ３のツェナー電圧に達すると、トランジスタＱ５がオン、トランジスタＱ４がオフ（従って、時刻ｔ０からｔ３までがマスク回路ＭＳＫによる保護回路ＮＰ５のマスク時間となり、上記予熱時間よりも長く設定されている）するが、時刻ｔ３には放電灯ＬＡがすでに点灯しており、上記実施の形態２で説明した全光正常点灯状態に当たるため、トランジスタＱ３がオンしており、保護回路ＮＰ５から発信停止信号が出力されることはなく、点灯状態が継続される。

一方、放電灯ＬＡが寿命末期や不良で点灯しない場合は、図２１において、ＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数が初期の発振周波数から定常状態の周波数までｆＨ→ｆＳ→ｆＬと低下するに従って動作点がＨ２→Ｓ２→Ｌ２と移動し、放電灯ＬＡの両極間電圧は、図２３に示すように、時刻ｔ０から時刻ｔ２間でＶＨ２からＶＬ２まで上昇して以後一定となる。この間、放電灯負荷回路ＬＡＣ１の状態は上記実施の形態２で説明した不点灯の状態に相当し、従って保護回路ＮＰ５のトランジスタＱ３がオフしているが、不点灯の場合は、時刻ｔ２以降もトランジスタＱ３がオフしているため、マスク回路ＭＳＫのマスク時間が終了する時刻ｔ３にトランジスタＱ４がオフすると同時に保護回路ＮＰ５からＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振が停止し、バラストチョークＴ１や始動コンデンサＣ３に継続して過大な共振電流が流れるのを遮断する。

以上のように、この実施の形態６においては、直流電源Ｅのオンから一定時間発振停止信号を出力しないようマスクするマスク回路を保護回路ＮＰ５に付加したため、電極Ｆ１、Ｆ２を予熱した後に放電灯ＬＡを点灯させる機能を有する放電灯点灯装置にも適用でき、正常な放電灯を確実に点灯できるとともに、異常時には、確実に発振の停止が可能な放電灯点灯装置が得られる効果がある。
なお、マスク時間については、上記したようなタイマー回路によって設定する他、例えば、放電灯ＬＡの点灯をコンパレータＩＣ２、ＩＣ３の出力状態で検出し、この検出結果と同期させてマスク機能を解除する方法でもよい。

実施の形態７．
図２４には、この発明の実施の形態７である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態７は、上記の実施の形態６に放電灯負荷回路ＬＡＣ１を流れる高周波電流を検出して異常を検知する過共振検出回路ＡＰを設けることにより、例えば、インバータ回路ＩＶの発振周波数の制御範囲がバラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ３の共振周波数ｆ０を通過したり、あるいは、共振周波数ｆ０に接近するよう構成された放電灯点灯装置においても、確実に点灯できるとともに、一層精密に異常を検出できるよう構成したものである。なお、上記実施の形態６（図２０）と同一又は相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

図２４に示すように、この実施の形態７では、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５と直流電源Ｅの負極間に過共振検出回路ＡＰが付加されている。この過共振検出回路ＡＰは、カップリングコンデンサＣ４と直流電源Ｅの負極間に接続された１Ω程度の検出抵抗Ｒ５と、この検出抵抗Ｒ５およびカップリングコンデンサＣ４の接続部とＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５との間に接続された定電圧ダイオードＤＺ５、抵抗２６、ダイオードＤ５からなる直列回路から構成されている。また、保護回路ＮＰ６には、この保護回路ＮＰ６と過共振検出回路ＡＰを分離するためのダイオードＤ６が、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５とトランジスタＱ３のコレクタ間に接続されている。

以下、図２４およびこの実施の形態７のＬＣ直列共振曲線を示す図２５を用いて、この保護回路ＮＰ６と過共振検出回路ＡＰの動作について説明する。図２４および図２５において、インバータ回路ＩＶが直流電源Ｅに接続され、制御電源コンデンサＣ１の充電電圧がＩＶ制御回路ＩＣ１の発振開始電圧に達すると、上記実施の形態６と同様に、ＩＶ制御回路ＩＣ１が周波数ｆＨ、動作点Ｈ２で発振を開始する。そして、端子６からの流出電流の減少に伴って周波数が徐々に低下すると、放電灯ＬＡの両極間の電圧が放電灯不点灯時のＬＣ直列共振曲線に沿って上昇し、この間放電灯ＬＡの電極Ｆ１、Ｆ２が予熱され、周波数ｆＳで始動電圧に達して放電灯ＬＡが始動すると同時に、動作点がＳ２から点灯時の共振曲線上のＳ１に移動する。周波数は、その後更に、共振周波数であるｆ０を通過して動作点であるｆＬまで徐々に低下し、動作点Ｌ１で放電灯ＬＡはバラストチョークＴ１のインピーダンスで決定される所定のランプ電流で点灯継続する。なお、以上の動作において、この実施の形態７でも、実施の形態６と同様に保護回路ＮＰ６がマスク回路を備えているため、放電灯ＬＡが点灯するまで発振停止信号は出力されない。

上記では、放電灯が点灯した場合について説明したが、このようにインバータ回路ＩＶの発振周波数の制御範囲がバラストチョークＴ１と始動コンデンサＣ３の共振周波数ｆ０を通過したり、あるいは、共振周波数ｆ０に接近するよう構成された放電灯点灯装置においては、例えば、放電灯ＬＡが寿命末期や不良で点灯しない場合には、動作点が不点灯時の共振曲線に沿って上昇することとなり、共振周波数ｆ０近辺において放電灯ＬＡの電極Ｆ１、Ｆ２間の共振電圧および共振電流が過大となって放電灯ＬＡや放電灯負荷回路の部品が壊れるといった問題点がある。

そこで、以下では、この実施の形態７で導入された過共振検出回路ＡＰがこの問題をどのように解決するか、図２５および図２６を用いてその動作を説明する。図２５においてＩＶ制御回路ＩＣ１の発振周波数がｆＨ→ｆＳと低下（動作点がＨ２→Ｓ２に移動）すると、過共振検出回路ＡＰの検出抵抗Ｒ５を流れる共振電流が増加し、これに伴って検出抵抗Ｒ５の両端の高周波電圧波形の正のピーク値ＶＰが図２６に示すように上昇する。そして、もし、周波数がｆＳからｆ０へとさらに低下する間にも放電灯ＬＡが点灯しなければ、回路保護のために設定された最大電圧ＶＰ２に達した時点（動作点Ｐ２、周波数ｆｐ）で、検出抵抗Ｒ５の正の電圧ピーク値ＶＰが定電圧ダイオードＤＺ５のツェナー電圧を越えるため、ＩＶ制御回路ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振が停止される。

以上のように、この実施の形態７においては、前記保護回路ＮＰ６とは別に、放電灯負荷回路ＬＡＣ１に流れる高周波電流を検出し、異常時にＩＶ制御回路ＩＣ１に発振停止信号を出力する過共振検出回路ＡＰを付加したため、インバータ回路ＩＶの発振周波数が共振周波数ｆ０に近づくような放電灯点灯装置においても、上記した保護回路を適用することが可能であり、上記で説明した実施の形態６等と全く同様の効果を得ることができる。

また、以上の説明においては、インバータ回路ＩＶの発振周波数が共振周波数ｆ０に近づくような放電灯点灯装置において生じる過共振状態を回避する手段として上記過共振検出回路ＡＰの動作について説明したが、上記の全ての実施の形態にこの過共振検出回路ＡＰを付加し、保護回路と協働して放電灯ＬＡの異常を検出するように構成することもでき、この場合、カップリングコンデンサＣ４に発生する電圧に加えてスイッチング素子から供給される高周波電流波形も検出して異常検出を行うため、より精密に異常の検出を行うことができ、保護回路の信頼性が一層向上する効果がある。

実施の形態８．
図２７には、この発明の実施の形態８である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態８は、上記実施の形態７に直流電源Ｅとして商用交流電源を整流・平滑化した電源を用い、この商用交流電源の停電（特に、瞬停）に対して、停電復帰後に放電灯ＬＡが消灯したままになることを防止するため、保護回路ＮＰ６のマスク機能が再び有効になるように瞬停対策回路ＳＨを設けたものである。なお、前記図２４と同一または相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

以下、この実施の形態８の特徴的な構成要素である電源部分と瞬停対策回路ＳＨについて説明する。図２７において、ＡＣは商用交流電源であり、この商用交流電源ＡＣがダイオードブリッジＤＢに接続され、このダイオードブリッジＤＢの出力端子が分離ダイオードＤ７を介して平滑コンデンサＣ７とインバータ回路ＩＶの入力端子に接続されている。また、ダイオードブリッジＤＢの出力端子には瞬停対策回路ＳＨが接続されており、この瞬停対策回路ＳＨは以下のように構成されている。すなわち、ダイオードブリッジＤＢから瞬停対策回路ＳＨに入力された脈流電圧は抵抗Ｒ９０とＲ９１で分圧され、この抵抗Ｒ９１の電圧が抵抗９２を介してトランジスタＱ９０の入力端に接続されるとともに、抵抗Ｒ９１の両端には並列にコンデンサＣ９０が接続されている。また、保護回路ＮＰ６の抵抗Ｒ１８と抵抗Ｒ１９の接点には、コンパレータＩＣ４の出力が接続されており、制御電源コンデンサＣ１の両端に直列接続された抵抗Ｒ２３、Ｒ２４の接続部と、抵抗Ｒ２５、Ｒ２６の接続部がそれぞれコンパレータＩＣ４の基準電圧入力端子である非反転端子と検出電圧入力端子である反転端子に接続され、更にトランジスタＱ９０のコレクタがコンパレータＩＣ４の反転端子に接続されている。

以下、この瞬停対策回路ＳＨの動作について説明する。まず、商用交流電源ＡＣが安定して電力を供給している場合について考えると、図２７において、商用交流電源ＡＣからダイオードブリッジＤＢに入力された交流電流はダイオードブリッジＤＢによって直流電流に整流され、さらに、平滑コンデンサＣ７によって平滑化された後インバータ回路ＩＶに入力され、直流電源として機能する。一方、この間、商用交流電源ＡＣからはダイオードブリッジＤＢ、抵抗Ｒ９０、抵抗Ｒ９２を介してトランジスタＱ９０に常時ベース電流が供給されているため、トランジスタＱ９０は常時オン状態となり、この結果コンパレータＩＣ４の出力がオフとなってマスク回路ＭＳＫが機能し、図２４の実施の形態７と全く同様の回路動作により、商用交流電源ＡＣがオンした後、放電灯ＬＡが安定に点灯する。

次に、放電灯ＬＡの点灯中に商用交流電源ＡＣに放電灯ＬＡが一瞬消灯する程度の瞬時停電が発生した場合の瞬停対策回路ＳＨの動作について説明する。まず、放電灯ＬＡの正常点灯中は、実施の形態７と同様に、保護回路ＮＰ６のトランジスタＱ３がオン、トランジスタＱ４がオフしている状態にある。この状態で、商用交流電源ＡＣに瞬時停電が発生し放電灯ＬＡが一瞬消灯すると、上記実施の形態２で説明した不点灯の状態に相当するため、保護回路ＮＰ６のトランジスタＱ３がオフとなる。しかし一方では、この時、瞬時停電によりダイオードブリッジＤＢの脈流電圧出力がゼロとなるため、この脈流電圧出力から抵抗Ｒ９０、Ｒ９２を介してトランジスタＱ９０に供給されていたベース電流が一瞬遮断され、トランジスタＱ９０が一瞬オフする。

ここで、抵抗Ｒ２３、Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ２６の抵抗値はコンパレータＩＣ４の反転入力端子電圧が非反転入力端子よりも高くなるように設定してあるため、トランジスタＱ９０のオフに連動してコンパレータＩＣ４の出力端子が一瞬反転、すなわちＬ０となる。こうして、タイマー回路ＴＭのコンデンサＣ１２に蓄積された電荷が一瞬に放電されるためトランジスタＱ５がオフ、トランジスタＱ４がオンとなって、マスク回路ＭＳＫが自動的にリセットされる。そして、停電が回復するとトランジスタＱ９０がオンになるとともにマスク回路ＭＳＫが機能し始め、コンデンサＣ１２が再び充電されて定電圧ダイオードＤＺ３のツェナー電圧にチャージアップされるまでの間はトランジスタＱ４のオン状態が継続されるため、停電復帰後にも一定時間マスク回路ＭＳＫが機能することとなり、この結果、瞬時停電によって放電灯ＬＡが一瞬消灯し、保護回路ＮＰ６のトランジスタＱ３が一旦オフになっても、再始動後には、保護回路ＮＰ６からＩＶ制御回路ＩＣ１に発振停止信号が出力されることはなく、確実に放電灯が点灯される。

以上のように、この実施の形態８においては、停電に連動してマスク回路ＭＳＫを自動的にリセットする瞬停対策回路ＳＨを付加したため、例えば、インバータ回路ＩＶの直流電源として商用交流電源ＡＣを整流・平滑化したものを用いた場合等で、商用交流電源ＡＣに瞬時停電が発生した場合でも、停電復帰後には、このマスク回路が再び有効に機能することができ、電源の復帰に連動して確実に放電灯ＬＡを再点灯できるとともに、保護回路ＮＰ６の保護機能をそのまま適用できる効果がある。

特に、この実施の形態８では、瞬停対策回路ＳＨがコンデンサＣ１２の電荷を急速に放電するよう構成したため、抵抗Ｒ１９を介してコンデンサＣ１２の電荷を放電する場合に比べて高速にマスク回路ＭＳＫをリセットでき、瞬時停電等の速い現象に対しても対応できる効果がある。

なお、上記においては、専ら瞬時停電に対する瞬停対策回路ＳＨの動作と効果について説明したが、その動作原理から、この瞬停対策回路ＳＨが瞬時停電以外の通常の停電においても有効に機能することは明らかである。また、電圧が完全に０となる停電のみならず、電圧が低下する、いわゆるサグに対しても有効なことも明らかである。

実施の形態９．
図２８には、この発明の実施の形態９である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態９は、インバータ回路ＩＶ２として電圧共振型一石式の回路を適用したもので、スイッチング素子Ｑ１の代わりに発振トランスＴ２と共振コンデンサＣ３１からなる並列共振回路が接続され、ＩＶ制御回路ＩＣ２の発振端子はスイッチング素子Ｑ２にのみ接続されている。なお、実施の形態２（図９）と同一または相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

以下では、この実施の形態９と実施の形態２との動作の違いについて説明する。図２９は、この実施の形態９において、放電灯ＬＡの正常点灯時に、放電灯負荷回路ＬＡＣ１へ印加される電圧波形、すなわちスイッチング素子Ｑ２の端子間の高周波電圧波形であり、共振コンデンサＣ３１とバラストチョークＴ１および発振トランスＴ２との共振動作により、この高周波電圧波形が正弦半波（実施の形態２においては、図２（ａ）に示したように方形波）となるが、等価回路的には実施の形態２と全く同様となるため、放電灯ＬＡの正常時と異常時のカップリングコンデンサＣ４の電圧の変化も同様であり、従って、保護回路ＮＰ３はこのような電圧共振型一石式の回路を採用した放電灯点灯装置においても、上記と全く同様に適用でき、保護動作が可能である。

実施の形態１０
図３０には、この発明の実施の形態１０である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態１０では、放電灯ＬＡの点灯中の電極損失を低減するため、上記実施の形態２（図９）の始動コンデンサＣ３を２つの分離始動コンデンサＣ８とＣ９（Ｃ８、Ｃ９の合成容量がほぼＣ３と同じ）に分散し、この内のひとつの分離始動コンデンサＣ９を放電灯ＬＡに対してスイッチング素子Ｑ２側に配置している。なお、図９と同一または相当部分には同じ符号を付し、説明を省略する。

このように、この実施の形態１０によれば、始動コンデンサＣ３を複数の分離始動コンデンサＣ８、Ｃ９に分散し、その内の少なくともひとつＣ９を放電灯ＬＡに対してスイッチング素子Ｑ２側に配置したため、放電灯ＬＡの正常点灯時にバラストチョークＴ１を流れる高周波電流が、分離始動コンデンサＣ８（電極Ｆ１、Ｆ２に流れる電極電流に等しい）と分離始動コンデンサＣ９の両方に分散して流れるようになり、分離始動コンデンサＣ９に流れる電流が電極Ｆ１、Ｆ２をバイパスするため、放電灯ＬＡの電極で消費される電力（電極損失）が小さくなり、実施の形態２に比してエネルギー効率が向上する効果がある。
また、保護回路ＮＰ３の動作や効果についても、この実施の形態１０は実施の形態２と同様の等価回路で表現することができ、これまでの実施の形態と同様の保護動作と効果を得ることができる。

さらに、実施の形態４（図１６）のように、周波数制御回路ＦＣ２により調光を行う放電灯点灯装置においては、放電灯ＬＡの減光操作に伴って放電灯ＬＡの両極間電圧および周波数が上昇し、これによって始動コンデンサの電流が全光点灯時と比較して増加する特性を有するため、このような放電灯点灯装置に始動コンデンサを分散したこの構成を適用すれば、始動コンデンサの電流が減光操作に伴って増加し、電極損失が急速に増加することを抑制できる効果もある。

なお、上記実施の形態１０（図３０）では、保護回路ＮＰ３等が付加された回路について説明したが、上記した分離始動コンデンサＣ８、Ｃ９の効果は、その動作原理から明らかなように、インバータ回路ＩＶを応用した放電灯点灯装置に共通のものであり、保護回路や瞬停対策回路ＳＨの有無に関わらず全く同様の効果を奏することができる。

実施の形態１１
図３１には、この発明の実施の形態１１である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態１１においては、放電灯負荷回路ＬＡＣ５として、上記実施の形態５と同様に放電灯ＬＡ（並列に始動コンデンサＣ３）、カップリングコンデンサＣ４、バラストチョークＴ１からなる放電灯負荷回路に加え、２つの放電灯ＬＡＹ、ＬＡＺ（並列に始動コンデンサＣ３Ｙ、Ｃ３Ｚ）、カップリングコンデンサＣ４Ｙ、Ｃ４Ｚ、バラストチョークＴ１Ｙ、Ｔ１Ｚからなる放電灯負荷回路が並列に接続されている。
また、複数の放電灯負荷回路を備えた場合に、実施の形態５では放電灯負荷回路が増えた分だけ個別にコンパレータ部及び電圧検出部を設けていたが、この実施の形態１１では１つのコンパレータ部に対して電圧検出部をカップリングコンデンサの上昇時の電圧を検出する第１の電圧検出部とカップリングコンデンサの下降時の電圧を検出する第２の電圧検出部の２つに分けることにより、分圧抵抗と逆流阻止用ダイオードの数を放電灯負荷回路が増えた分だけ増やすだけで１インバータ並列点灯のカップリング電圧検出を可能としたものである。なお、上記実施の形態５と同一または相当部分には同じ符号を付し説明を省略する。

以下、電圧検出部ＶＩＮの詳細な構成について説明する。
この実施の形態１１の電圧検出部ＶＩＮは、各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚの上昇電圧をそれぞれ検出して直流電圧に変換し、その検出電圧を第１のコンパレータＩＣ２の反転入力端子に入力する第１の電圧検出部ＶＡと、各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚの下降電圧をそれぞれ検出して直流電圧に変換し、第２のコンパレータＩＣ３の非反転入力端子に入力する第２の電圧検出部ＶＢとで構成されている。
その第１の電圧検出部ＶＡは各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚにそれぞれアノードが接続されたダイオードＤ３１、Ｄ３１Ｙ、Ｄ３１Ｚと、各ダイオードＤ３１、Ｄ３１Ｙ、Ｄ３１Ｚのカソードに接続された分圧抵抗Ｒ３０と、その分圧抵抗Ｒ３０にカソードが接続された定電圧ダイオードＤＺ４と、定電圧ダイオードＤＺ４のアノードに一端が接続され、他端が接地された分圧抵抗Ｒ３１とを有し、定電圧ダイオードＤＺ４と分圧抵抗Ｒ３１の接続点が第１のコンパレータＩＣ２の反転入力端子に接続されている。

また、第２の電圧検出部ＶＢは各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚにそれぞれカソードが接続されたダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚと、各ダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚのアノードにカソードが接続された定電圧ダイオードＤＺ５と、定電圧ダイオードＤＺ５のアノードに一端が接続され、他端が接地された分圧抵抗Ｒ３３とを有し、定電圧ダイオードＤＺ５と分圧抵抗Ｒ３３の接続点がコンパレータＩＣ３の非反転入力端子に接続され、さらに定電圧ダイオードＤＺ５のカソードが分圧抵抗Ｒ３２を介して直流電源Ｅのプラス側に接続されている。

以下、この実施の形態１１の動作について説明する。
図３１において、放電灯ＬＡ、ＬＡＹ及びＬＡＺの全てが正常時には、各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚの直流電圧を第１の電圧検出部ＶＡが検出し、第１の電圧検出部ＶＡが第１のコンパレータＩＣ２に出力する検出電圧が第１のコンパレータＩＣ２の基準電圧以下となるように設定されており、第１のコンパレータＩＣ２の出力はＨＩとなる。
また、第２の電圧検出部ＶＢでは、直流電源Ｅの直流電圧を分圧抵抗Ｒ３２、Ｒ３３と定電圧ダイオードＤＺ５により分圧した電圧が第２のコンパレータＩＣ２に出力され、その電圧が第２のコンパレータＩＣ２の基準電圧以上となるように設定されており、第２のコンパレータＩＣ３の出力もＨＩとなる。従って、トランジスタＱ３がオンしているため保護回路ＮＰ５からは発振停止信号が出力されることがなく放電灯ＬＡ、ＬＡＹ及びＬＡＺは正常点灯を継続する。
このように、放電灯ＬＡ、ＬＡＹ及びＬＡＺの全てが正常な時には第２の電圧検出部ＶＢが検出する電圧は直流電源Ｅの直流電圧を抵抗Ｒ３２と定電圧ダイオードＤＺ５と抵抗Ｒ３３によって分圧された電圧である。

また、放電灯ＬＡ，ＬＡＹ及びＬＡＺの何れかが異常状態になった場合、即ち例えば放電灯ＬＡが整流点灯１をして全光正常点灯に比べて放電灯ＬＡのカップリングコンデンサＣ４の直流電圧が上昇した場合、第１の電圧検出部ＶＡの分圧抵抗Ｒ３０のダイオードＤ３１側には並列接続されたダイオードＤ３１、Ｄ３１Ｙ、Ｄ３１Ｚによって最も高い電圧となるカップリングコンデンサＣ４の直流電圧が印加されることとなる。こうして、上昇したカップリングコンデンサＣ４の電圧（上昇電圧）からダイオードＤ３１の電圧降下分と定電圧ダイオードＤＺ４の電圧をマイナスした直流電圧をさらに抵抗Ｒ３０、Ｒ３１で分圧した直流電圧が第１のコンパレータＩＣ２の反転入力端子であるマイナスピンに入力され、その直流電圧が第１のコンパレータＩＣ２の非反転入力端子であるプラスピンに入力されている基準電圧を越えるため、第１のコンパレータＩＣ２の出力が反転する。そうすると、トランジスタＱ３がオフとなって、ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振を停止させる。

また、放電灯ＬＡ，ＬＡＹ及びＬＡＺの何れかが異常状態になった場合、即ち例えば放電灯ＬＡが整流点灯２や不点灯で全光正常点灯に比べて放電灯ＬＡのカップリングコンデンサＣ４の直流電圧が下降したり、或いは放電灯ＬＡを取り外した無負荷状態で全放電灯ＬＡのカップリングコンデンサＣ４の直流電圧が０Ｖとなった場合、第２の電圧検出回路ＶＢが検出する直流電圧は０Ｖとなり、その直流電圧が下降電圧として第２のコンパレータＩＣ３の非反転入力端子であるプラスピンに入力され、その直流電圧が第２のコンパレータＩＣ２の反転入力端子であるマイナスピンに入力されている基準電圧を下回るため、コンパレータＩＣ３の出力が反転する。そうすると、トランジスタＱ３がオフとなって、ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振を停止させる。
このように第２の電圧検出回路ＶＢが検出する直流電圧が下降電圧として０Ｖとなるのは、放電灯ＬＡのカップリングコンデンサＣ４の直流電圧が下降したり、或いは０Ｖになると、直流電源Ｅの直流電圧を分圧する分圧抵抗Ｒ３２に接続されているダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚのうち、電圧が低下した逆流阻止用ダイオードＤ３２のアノード側の電圧が高くなって逆流阻止用ダイオードＤ３２が導通し、直流電源Ｅの直流電圧が分圧抵抗Ｒ３２を介してカップリングコンデンサＣ４に印加されてしまうためである。

以上のように、この実施の形態１１によれば、複数の放電灯負荷回路を備えた放電灯点灯装置において、電圧検出部ＶＩＮを複数の放電灯にそれぞれ接続された各カップリングコンデンサの上昇電圧（この実施の形態では最大の電圧）を検出する第１の電圧検出部ＶＡと下降電圧（この実施の形態では最小の電圧を検出した後、下降電圧として０Ｖを出力するよう構成）を検出する第２の電圧検出部ＶＢの２つに分けることにより、分圧抵抗と逆流阻止用ダイオードの数を放電灯負荷回路が増えた分だけ増やすだけで１インバータ並列点灯のカップリング電圧検出を可能とし、実施の形態５のように放電灯負荷回路が増えた分だけ個別にコンパレータ部及び電圧検出部を設けていた場合に比べて部品点数を減少させることができることとなった。従って、この実施の形態１１では放電灯負荷回路の数が増えるほど、部品点数が少なくて済むものである。

また、放電灯負荷回路の数が増えても、複数の放電灯のうち、何れかの放電灯が異常状態、即ち全光正常点灯時に比べて検出電圧が上昇する整流点灯１の状態のみならず、全光正常点灯時に比べて検出電圧が低下する整流点灯２の状態及び放電灯を取り外して検出電圧が０Ｖになった状態の放電灯の有無も検出することができることとなった。なお、放電灯の有無を検出することができるが、放電灯の有無と異常の有無の区別はできない。
また、第１の電圧検出部ＶＡは分圧抵抗Ｒ３０、Ｒ３１と定電圧ダイオードＤＺ４によって分圧された電圧を第１のコンパレータＩＣ２に出力し、第２の電圧検出部ＶＢは各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚのいずれかの電圧が所定の電圧より高いときには分圧抵抗Ｒ３２、Ｒ３３と定電圧ダイオードＤＺ５によって分圧された電圧を第２のコンパレータＩＣ３に出力するため、第１と第２のコンパレータＩＣ２，ＩＣ３での正常点灯時と異常点灯時の基準電圧の差を大きく設定でき、保護回路の信頼性が一層向上するものである。
なお、上記図３１においては、放電灯負荷回路が３つの場合について例示したが、３つ以上の複数並列点灯回路にも同様に適用できることは勿論である。

実施の形態１２
図３２には、この発明の実施の形態１２である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態１２においては、実施の形態１１の第１の変型例ともいうべきもので、第２の電圧検出部ＶＢのカップリングコンデンサの電圧の検出位置が実施の形態１１と相違するものである。
即ち、この実施の形態１２では、第２の電圧検出部ＶＢの逆流阻止用ダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚの一端が放電灯ＬＡ、ＬＡＹ、ＬＡＺの始動コンデンサ側に接続するようにしたものである。
従って、放電灯ＬＡ，ＬＡＹ及びＬＡＺの何れかが異常状態になった場合、即ち例えば放電灯ＬＡが整流点灯２や不点灯で全光正常点灯に比べて放電灯ＬＡのカップリングコンデンサＣ４の直流電圧が下降した場合、第２の電圧検出回路ＶＢが検出する直流電圧は０Ｖとなり、その直流電圧がコンパレータＩＣ３の非反転入力端子であるプラスピンに入力され、その直流電圧がコンパレータＩＣ２の反転入力端子であるマイナスピンに入力されている基準電圧を下回るため、コンパレータＩＣ３の出力が反転する。そうすると、トランジスタＱ３がオフとなって、ＩＣ１の端子５に発振停止信号が出力され、インバータ回路ＩＶの発振を停止させる。

しかし、例えば放電灯Ｆ１Ｚを取り外した無負荷の場合は、第２の電圧検出回路ＶＢでは、放電灯ＬＡＺのカップリングコンデンサＣ４Ｚと逆流阻止ダイオードＤ３２Ｚとの回路が遮断されるため、放電灯ＬＡ、ＬＡＹ及びＬＡＺの全てが正常な状態と同様になり、第２の電圧検出部ＶＢが検出する電圧は直流電源Ｅの直流電圧を分圧抵抗Ｒ３２と定電圧ダイオードＤＺ５と分圧抵抗Ｒ３３によって分圧された電圧となり、その電圧が第２のコンパレータＩＣ３に入力されるため、第２のコンパレータＩＣ３の出力はＨＩとなったままで、トランジスタＱ３がオンしているため保護回路ＮＰ５からは発振停止信号が出力されることがない。従って、放電灯負荷回路の数が増えた場合にいずれかの放電灯を取り外した無負荷の場合には放電灯の有無を検出することはない。

実施の形態１３
図３３には、この発明の実施の形態１３である放電灯点灯装置の回路図を示す。この実施の形態１３においては、実施の形態１１のもう１つの変型例ともいうべきもので、第１の電圧検出部ＶＡと第２の電圧検出部ＶＢのＯＲ回路を構成する逆流阻止用ダイオードを設ける位置が実施の形態１１と相違するものである。
この実施の形態１３の第１の電圧検出部ＶＡは各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４Ｙ、Ｃ４Ｚにそれぞれ接続された分圧抵抗Ｒ４０、Ｒ４２、Ｒ４４と、各分圧抵抗Ｒ４０、Ｒ４２、Ｒ４４にカソードがそれぞれ接続された定電圧ダイオードＤＺ４、ＤＺ４Ｙ、ＤＺ４Ｚと、定電圧ダイオードＤＺ４、ＤＺ４Ｙ、ＤＺ４Ｚのアノードに一端がそれぞれ接続され、他端が接地された分圧抵抗Ｒ４１、Ｒ４３、Ｒ４５と、各定電圧ダイオードＤＺ４、ＤＺ４Ｙ、ＤＺ４Ｚと各分圧抵抗Ｒ４１、Ｒ４３、Ｒ４５の接続点にそれぞれアノードが接続され、カソードが第１のコンパレータＩＣ２の反転入力端子にそれぞれ接続された逆流阻止用ダイオードＤ３１、Ｄ３１Ｙ、Ｄ３１Ｚとで構成されている。

また、第２の電圧検出部ＶＢは第１の電圧検出部ＶＡの分圧抵抗Ｒ４０、Ｒ４２、Ｒ４４と定電圧ダイオードＤＺ４、ＤＺ４Ｙ、ＤＺ４Ｚと分圧抵抗Ｒ４１、Ｒ４３、Ｒ４５とを共用するもので、各定電圧ダイオードＤＺ４、ＤＺ４Ｙ、ＤＺ４Ｚと各分圧抵抗Ｒ４１、Ｒ４３、Ｒ４５の接続点にそれぞれカソードが接続された逆流阻止用ダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚと、逆流阻止用ダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚのアノードとカソードが接続されたもう１つの定電圧ダイオードＤＺ５と、電圧ダイオードＤＺ５のアノードに一端が接続され、他端が接地された分圧抵抗Ｒ４６とを有し、定電圧ダイオードＤＺ５と分圧抵抗Ｒ４６の接続点が第２のコンパレータＩＣ３の非反転入力端子に接続され、さらに定電圧ダイオードＤＺ５のカソードが分圧抵抗Ｒ３２を介して直流電源Ｅのプラス側に接続されている。

この実施の形態１３は各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４７Ｙ、Ｃ４Ｚの直流電圧を分圧抵抗Ｒ４０と定電圧ダイオードＤＺ４と分圧抵抗Ｒ４１の分圧回路と、分圧抵抗Ｒ４３と定電圧ダイオードＤＺ４Ｙと分圧抵抗Ｒ４３の分圧回路と、分圧抵抗Ｒ４４と定電圧ダイオードＤＺ４Ｚと分圧抵抗Ｒ４５の分圧回路でそれぞれ分圧し、その分圧した電圧を第１コンパレータ部ＩＣ２に逆流阻止用ダイオードＤ３１、Ｄ３１Ｙ、Ｄ３１Ｚを介してそれぞれ入力すると共に、直流電源Ｅの直流電圧を分圧抵抗Ｒ３２と定電圧ダイオードＤＺ５と分圧抵抗Ｒ４６の分圧回路で分圧し、その分圧した電圧を各カップリングコンデンサＣ４、Ｃ４７Ｙ、Ｃ４Ｚに逆流阻止用ダイオードＤ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚを介してそれぞれ入力するようにしたため、逆流阻止用ダイオードＤ３１、Ｄ３１Ｙ、Ｄ３１Ｚ、Ｄ３２、Ｄ３２Ｙ、Ｄ３２Ｚは実施の形態１１のものに比べて耐圧の低いものを用いることができる効果がある。
それ以外の作用、効果は実施の形態１１と同様であるので、作用、効果の説明は省略する。

この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の動作を表すスイッチング素子の端子間の電圧波形図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の全光正常点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の全光正常点灯時および整流点灯時のランプ電流波形図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の整流点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の整流点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の不点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の電位の変化を示す比較図。 この発明の実施の形態２の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態２の放電灯点灯装置の全光正常点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態２の放電灯点灯装置の整流点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態２の放電灯点灯装置の整流点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態２の放電灯点灯装置の不点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態１および実施の形態２の放電灯点灯装置の電位の変化を示す比較図。 この発明の実施の形態３の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態４の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態４の放電灯点灯装置の減光点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態１の放電灯点灯装置の減光点灯時の等価回路図。 この発明の実施の形態５の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態６の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態６の放電灯点灯装置の回路動作を表すＬＣ直列共振曲線図。 この発明の実施の形態６の放電灯点灯装置の回路動作を表すランプ電圧波形図とトランジスタ動作図。 この発明の実施の形態６の放電灯点灯装置の回路動作を表すランプ電圧波形図とトランジスタ動作図。 この発明の実施の形態７の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態７の放電灯点灯装置の回路動作を表すＬＣ直列共振曲線図。 この発明の実施の形態７の放電灯点灯装置の高周波電流波形図。 この発明の実施の形態８の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態９の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態９の放電灯点灯装置の動作を表すスイッチング素子の端子間の電圧波形図。 この発明の実施の形態１０の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態１１の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態１２の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 この発明の実施の形態１３の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 従来の放電灯点灯装置の構成を示す回路図。 従来の放電灯点灯装置の動作を表す電圧波形図。

符号の説明

Ｅ 直流電源
ＩＶ、ＩＶ２ インバータ回路
ＩＣ１、ＩＣ２ ＩＶ制御回路（スイッチング素子制御回路）
Ｑ１、Ｑ２ スイッチング素子
ＬＡ 放電灯
ＬＡＣ１、ＬＡＣ２、ＬＡＣ３、ＬＡＣ４ 放電灯負荷回路
Ｔ１ バラストチョーク
Ｃ４ カップリングコンデンサ
ＮＰ１、ＮＰ２、ＮＰ３、ＮＰ４、ＮＰ５、ＮＰ６ 保護回路
ＶＩＮ、ＶＩＮ２ 電圧検出部
ＣＯＭＰ、ＣＯＭＰ２ コンパレータ部
ＶＯＵＴ 制御信号出力部
Ｒ１０、Ｒ２０ 検出抵抗（分圧抵抗）
Ｒ１１、Ｒ２１ 検出抵抗（分圧抵抗）
ＤＺ４ 定電圧ダイオード
ＩＣ２ コンパレータ
ＩＣ３ コンパレータ
ＦＣ１、ＦＣ２、ＦＣ３ 周波数制御回路
Ｒ９９ 可変抵抗
ＭＳＫ マスク回路
ＡＰ 過共振検出回路
ＳＨ 瞬停対策回路（停電対策回路）
ＡＣ 交流電源
ＤＢ ダイオードブリッジ
Ｃ７ 平滑コンデンサ
Ｃ３ 始動コンデンサ
Ｃ８、Ｃ９ 分離始動コンデンサ

Claims (5)

1. 直流電源と、
   前記直流電源から供給される直流電流をスイッチングし、高周波電流を生成するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、
   前記スイッチング素子に並列に接続され、それぞれが直列に接続されるチョークコイル、放電灯及びカップリングコンデンサを有する複数の放電灯負荷回路と、
   前記複数の放電灯負荷回路の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最大電圧を第１の直流電圧に変換する第１の電圧検出部、
   前記複数の放電灯負荷回路の各カップリングコンデンサの電圧のうち、最小電圧を第２の直流電圧に変換する第２の電圧検出部、
   前記第１の電圧検出部によって検出される前記第１の直流電圧が第１の基準電圧を超えると第１の制御信号を出力する第１のコンパレータ部、及び
   前記第２の電圧検出部によって検出される前記第２の直流電圧が第２の基準電圧を下回ると第２の制御信号を出力する第２のコンパレータ部、
   を有する保護回路と、
   を備え、
   前記保護回路は、前記第１または第２の制御信号のいずれかが出力されると前記スイッチング素子制御回路へ前記高周波電流を抑制する信号を出力することを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記第２の電圧検出部は、所定の電圧を分圧する分圧抵抗と、前記分圧抵抗間に設けられる定電圧ダイオードと、前記定電圧ダイオードのカソードと複数の放電灯負荷回路における各カップリングコンデンサ及び各放電灯の間に設けられる逆方向ダイオードとを備え、
   前記各カップリングコンデンサの電圧のうちの最小電圧が前記定電圧ダイオードのツェナー電圧より高いときには前記分圧抵抗と前記定電圧ダイオードによって分圧される電圧を第２のコンパレータ部に出力し、
   前記各カップリングコンデンサの前記最小電圧が前記定電圧ダイオードのツェナー電圧より低いときには前記所定の電圧から供給される電圧が前記逆方向ダイオードを介して前記最小電圧を有する前記カップリングコンデンサに印加するよう構成したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記複数の放電灯負荷回路における各放電灯は第１のフィラメント及び第２のフィラメントを有し、
   前記複数の放電灯負荷回路それぞれにおいて、高周波電流が供給される側の前記第１のフィラメントの他端部と、カップリングコンデンサが接続される側の前記第２のフィラメントの他端部との間に始動コンデンサを接続し、
   第２の電圧検出部の逆方向ダイオードのカソードが前記第２のフィラメントの他端部に接続されることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記第１の電圧検出部は、複数の放電灯負荷回路における各カップリングコンデンサの電圧を分圧する分圧抵抗と、定電圧ダイオードと、その分圧抵抗及び前記各カップリングコンデンサ間にそれぞれ設けられる逆方向ダイオードとを備え、
   前記分圧抵抗と前記定電圧ダイオードによって分圧される電圧を第１のコンパレータ部に出力することを特徴とする請求項２または請求項３のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
5. 前記第１の電圧検出部は、複数の放電灯負荷回路における各カップリングコンデンサの電圧をそれぞれ分圧する第１の分圧抵抗と、前記第１の分圧抵抗間に設けられる第１の定電圧ダイオードと、それぞれの前記第１の定電圧ダイオードと第１のコンパレータ部間にそれぞれ設けられる順方向ダイオードとを備え、
   前記第２の電圧検出部は、所定の電圧をそれぞれ分圧する第２の分圧抵抗と、前記第２の分圧抵抗間に設けられる第２の定電圧ダイオードと、それぞれの前記第１の定電圧ダイオードのアノードと前記第２の定電圧ダイオードのカソード間にそれぞれ逆方向ダイオードとを備え、
   前記第１の分圧抵抗と第１の定電圧ダイオードによって分圧される電圧をそれぞれ前記順方向ダイオードを介して第１のコンパレータ部に出力するとともに、前記逆方向ダイオードのカソードに出力され、
   それぞれの前記第１の定電圧ダイオードの出力電圧の最大値が第１のコンパレータ部の基準電圧よりも高いときは、第１のコンパレータ部は第１の制御信号を出力し、
   それぞれの前記第１の定電圧ダイオードの出力電圧の最小値が第２の定電圧ダイオードのツェナー電圧よりも低いときは、前記所定の電圧を前記逆方向ダイオードと前記第１の電圧検出部の前記分圧抵抗及び前記定電圧ダイオードを介して電圧値が最小の前記カップリングコンデンサに印加するよう構成したことを特徴とする特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
   

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