JP2004312825A

JP2004312825A - Motor controller

Info

Publication number: JP2004312825A
Application number: JP2003100736A
Authority: JP
Inventors: Yasuyuki Yoshii; 康之吉井
Original assignee: Koyo Seiko Co Ltd
Current assignee: Koyo Seiko Co Ltd
Priority date: 2003-04-03
Filing date: 2003-04-03
Publication date: 2004-11-04

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To surely detect a failure on each phase coil of a motor or on a power feeding path to the motor, even if no current sensor is equipped. <P>SOLUTION: A current estimating part 32 derives (estimates), by calculation, each phase voltages appearing between each phase terminal of a motor M and a neutral point terminal based on motor current values i<SB>u</SB>, i<SB>v</SB>, i<SB>w</SB>estimated from control command values V<SB>d</SB>and V<SB>q</SB>of the motor M and a rotational angular speed ω of the motor M. A phase voltage comparing part 44 acquires each deviation between phase voltage derivative values E<SB>U-N</SB>, E<SB>V-N</SB>, and E<SB>W-N</SB>derived by the calculation and phase voltage detection values V<SB>U-N</SB>, V<SB>V-N</SB>, and V<SB>W-N</SB>detected actually. If all deviations are less than a deviation tolerable value, no failure is judged to have occurred on phase wirings Wu, Wv, and Ww of the motor M and the power feeding path to the motor M. If any deviation is equal to the deviation tolerable value or higher, a failure is judged to have occurred on the phase coils Wu, Wv, and Ww of the motor M and the power feeding path to the motor M. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、たとえば、電動パワーステアリング装置などの駆動源として用いられる電動モータを駆動制御するためのモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
たとえば、電動パワーステアリング装置では、車両のステアリング機構に与えるべき操舵補助力の発生源として電動モータが用いられている。電動モータは、ステアリングホイールに加えられた操舵トルクに基づいて、電動パワーステアリング装置用の電子制御ユニット（ＥＣＵ）により制御されるようになっている。具体的には、操舵トルクを検出するトルクセンサの検出信号が電子制御ユニットに入力されるようになっており、電子制御ユニットは、そのトルクセンサから入力される検出信号に基づいて電動モータの目標電流値を定め、この目標電流値と電動モータに実際に流れている電流の値（モータ電流値）との偏差に基づいて、電動モータをフィードバック制御する。
【０００３】
モータ電流値は、たとえば、電動モータへの給電経路上に配置した電流センサによって検出することができる。しかし、電流センサは、ホール素子を用いた高価なものであるため、その高価な電流センサを電子制御ユニットに備えると、電子制御ユニットのコストがアップしてしまう。そこで、従来から、電流センサを用いずに、モータ回転角速度および電動モータの各相に対する電圧指令値に基づいて、電動モータに流れるモータ電流値を演算により推定する手法が種々提案されている（たとえば、特許文献１，２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特許２９４８１４３号公報
【特許文献２】
特開２００１−２６８９８０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、モータ回転角速度および各相電圧指令値に基づいて、モータ電流を演算により推定する手法を採用した構成では、電動モータの各相巻線または電動モータへの給電経路上における断線や短絡などの異常を検出することができない場合があった。すなわち、電流センサを備えた構成では、その電流センサが検出するモータ電流値と電動モータの目標電流値との偏差が一定値以上であれば、電動モータへの給電経路上に異常が発生していると判断できる。しかし、モータ電流を推定する手法を採用した構成では、たとえば、電動モータへの給電線に断線が生じている場合であっても、各相電圧指令値は電動モータの各相に駆動電圧が正常に印加されている場合と同じ値を示すため、そのような断線が発生しているにもかかわらず、推定されたモータ電流値と電動モータの目標電流値との偏差が一定値以上にならない場合があった。
【０００６】
そこで、この発明の目的は、電動モータに流れるモータ電流を検出するための電流センサを備えていなくても、電動モータの各相巻線または電動モータへの給電経路上における異常を検出することができるモータ制御装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記の目的を達成するための請求項１記載の発明は、電動モータ（Ｍ）を駆動制御するためのモータ制御装置（２，３）であって、電動モータの各相端子と中性点との間に現れる各相電圧を演算により導出する相電圧導出手段（４２）と、電動モータの各相端子と中性点との間に現れる各相電圧を検出する相電圧検出手段（２）と、上記相電圧導出手段によって導出される各相電圧導出値（Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎ）と上記相電圧検出手段によって検出される各相電圧検出値（値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎ）とを比較して、電動モータの各相巻線（Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗ）または電動モータへの給電経路上における異常を検出する異常検出手段（４４）とを含むことを特徴とするモータ制御装置である。
【０００８】
なお、括弧内の英数字は、後述の実施形態における対応構成要素等を表す。以下、この項において同じ。
上記の構成によれば、電動モータの各相端子と中性点端子との間に現れる各相電圧を演算により導出（推定）する一方で、各相電圧を実際に検出し、演算によって導出した相電圧導出値と実際に検出した相電圧検出値とを比較することにより、電動モータに流れるモータ電流を検出するための電流センサを備えていなくても、電動モータの各相巻線または電動モータへの給電経路上における異常を検出することができる。
【０００９】
上記異常検出手段は、請求項２記載のように、上記相電圧導出手段によって導出される各相電圧導出値と上記相電圧検出手段によって検出される各相電圧検出値との偏差を演算する偏差演算手段（３３ｄ，３３ｑ）と、この偏差演算手段によって演算された偏差と予め定める偏差許容値との大小を比較する偏差比較手段（４４）とを含み、この偏差比較手段による比較の結果、上記偏差演算手段によって演算された偏差が上記偏差許容値よりも大きいと判定されたことに基づいて、電動モータの各相巻線または電動モータへの給電経路上に異常が発生していると判断するものであってもよい。
【００１０】
また、請求項３記載のように、上記モータ制御装置が、電動モータの各相巻線に流れるモータ電流値を推定するモータ電流値推定手段（３２）と、電動モータの回転角速度（ω）を検出する回転角速度検出手段（Ｓ，４１）とをさらに含む場合、上記相電圧導出手段は、上記モータ電流値推定手段によって推定されるモータ電流値に基づいて、電動モータの各相巻線に印加されている駆動電圧を演算する駆動電圧演算手段（４２）と、上記回転角速度検出手段によって検出される回転角速度に基づいて、電動モータの各相巻線に誘起されている逆起電圧を演算する逆起電圧演算手段（４２）と、上記駆動電圧演算手段によって演算された駆動電圧と上記逆起電圧演算手段によって演算された逆起電圧とを加算して、電動モータの各相端子と中性点との間に現れる各相電圧を導出する加算手段（４２）とを含むものであってもよい。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下では、この発明の実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。
図１は、この発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。このモータ制御装置が制御対象とする電動モータＭは、たとえば、３相ブラシレスモータであり、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相にそれぞれ対応した巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗを有するステータと、これらの巻線（電機子巻線）Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗからの反発磁界を受ける永久磁石が固定されたロータとを備えている。３つの巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗは、Ｙ結線（星形結線）されており、各巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗの端点からはそれぞれＵ相端子、Ｖ相端子およびＷ相端子が引き出され、中性点からは中性点端子が引き出されている。また、電動モータＭには、ロータに関連して、そのロータの回転角θを検出する回転角センサＳが付設されている。
【００１２】
このモータ制御装置は、電動モータＭに駆動電流を供給する駆動回路１と、電動モータＭの各相端子と中性点端子との間にそれぞれ現れる相電圧Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎ（中性点端子に対する各相端子の電位）を検出する相電圧検出回路２と、駆動回路１から電動モータＭへの駆動電流の供給を制御する制御部３とを含む。
駆動回路１は、２個のスイッチング素子（たとえば、パワーＭＯＳＦＥＴ）の直列回路が３つ並列に接続され、この並列回路が直流電源とアースとの間に直列に接続された３相インバータ回路の構成を有している。各直列回路は、電動モータＭのＵ相、Ｖ相またはＷ相に一対一に対応づけられて、２つのスイッチング素子の接続点でそれぞれ対応する相端子に接続されている。
【００１３】
相電圧検出回路２は、電動モータＭの各相端子と中性点端子との電位差に応じた信号をそれぞれ出力する差動増幅回路２１ｕ，２１ｖ，２１ｗと、これらの差動増幅回路２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号からそれぞれノイズ成分を除去するためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２ｕ，２２ｖ，２２ｗとを備えている。ローパスフィルタ２２ｕ，２２ｖ，２２ｗを通過した信号は、それぞれ相電圧値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎの検出信号として制御部３に与えられるようになっている。
【００１４】
制御部３は、マイクロコンピュータを含む構成であって、このマイクロコンピュータが実行するプログラム処理により、ｄ−ｑ座標系における電動モータＭの目標電流値ｉ_ｄａ，ｉ_ｑａを設定する目標電流設定部３１、ｄ−ｑ座標系におけるモータ電流値（電動モータＭに流れている電流値）ｉ_ｄ，ｉ_ｑおよび３相交流座標系におけるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを推定する電流推定部３２、目標電流設定部３１が設定したｄ軸目標電流値ｉ_ｄａと電流推定部３２が推定したｄ軸モータ電流値ｉ_ｄとの偏差を演算するｄ軸偏差演算部３３ｄ、目標電流設定部３１が設定したｑ軸目標電流値ｉ_ｑａと電流推定部３２が推定したｑ軸モータ電流値ｉ_ｑとの偏差を演算するｑ軸偏差演算部３３ｑ、偏差演算部３３ｄ，３３ｑが演算した偏差に基づいて所定の制御演算を行い、ｄ−ｑ座標系における電動モータＭの制御指令値（電圧指令値）Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを設定する制御演算部３４、この制御演算部３４が設定したｄ−ｑ座標系における制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを３相交流座標系における制御指令値に変換するｄｑ／３相変換部３５、３相交流座標系における制御指令値に基づいて、駆動回路１に与えるべき駆動信号を生成する駆動信号生成部３６、回転角センサＳが検出する回転角θを時間微分して、電動モータＭの回転角速度ωを導出する角速度導出部４１、電流推定部３２が推定した３相交流座標系におけるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと角速度導出部４１が導出した電動モータＭの回転角速度ωとに基づいて、電動モータＭの各相端子と中性点端子との間に現れる相電圧を演算により導出する相電圧導出部４２（駆動電圧演算手段、逆起電圧演算手段、加算手段）、ローパスフィルタ２２ｕ，２２ｖ，２２ｗをそれぞれ通過して入力される差動増幅回路２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの出力信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部４３、ならびに、相電圧導出部４２が導出した相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−ＮとＡ／Ｄ変換部４３によるＡ／Ｄ変換で得られた相電圧検出値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎとをそれぞれ比較して、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータＭへの給電経路上で断線や短絡などの異常が生じていないかどうかを判定する相電圧比較部４４（異常検出手段）の各機能を実現する。
【００１５】
このモータ制御装置が電動パワーステアリング装置に備えられた電動モータ（操舵補助力の発生源としての電動モータ）を制御するために用いられる場合、制御部３に含まれるマイクロコンピュータは、電子制御ユニット（ＥＣＵ）に備えられているマイクロコンピュータであってもよく、また、目標電流設定部３１は、ステアリングホイールに加えられた操舵トルクおよびその電動パワーステアリング装置が搭載された車両の走行速度（車速）に基づいて、電動モータＭの目標電流値ｉ_ｄａ，ｉ_ｑａを設定するものであってもよい。
【００１６】
電流推定部３２には、制御演算部３４が設定した電動モータＭの制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑと、回転角センサＳが検出するロータの回転角θとが入力されるようになっている。
ｄ−ｑ座標系で表す３相ブラシレスモータの回路方程式は、下記式（１）で表されることが知られている。
【００１７】
【数１】

【００１８】
この式（１）を変形すると、下記式（２）を得ることができる。
【００１９】
【数２】

【００２０】
さらに、上記式（２）を展開して整理すると、下記式（３），（４）を得ることができる。
【００２１】
【数３】

【００２２】
電流推定部３２は、制御演算部３４が設定した電動モータＭの制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを上記式（３），（４）にそれぞれ代入し、ｄ−ｑ座標系におけるモータ電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑについての連立微分方程式を解くことにより、ｄ−ｑ座標系におけるモータ電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑを求める。
また、ｄ−ｑ座標系から３相交流座標系に座標変換するための変換行列［ｃ］は、下記式（５）で表されるから、ｄ−ｑ座標系におけるモータ電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑと３相交流座標系におけるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗとは、下記式（６）の関係を満たす。
【００２３】
【数４】

【００２４】
この式（６）の関係に基づいて、電流推定部３２は、３相交流座標系におけるＵ相モータ電流値ｉ_ｕおよびＶ相モータ電流値ｉ_ｖを求める。そして、その求めたＵ相モータ電流値ｉ_ｕおよびＶ相モータ電流値ｉ_ｖを零から減算することによってＷ相モータ電流値ｉ_ｗを求める。つまり、電流推定部３２は、下記式（７），（８），（９）に従って、３相交流座標系におけるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを推定する。
【００２５】
【数５】

【００２６】
ここで、上記式（９）に従ってＷ相モータ電流値ｉ_ｗを推定するのは、マイクロコンピュータへの負担を避けるためであり、マイクロコンピュータの演算処理能力が十分に大きい場合には、上記式（６）の関係に基づいて、下記式（１０）に従ってＷ相モータ電流値ｉ_ｗを推定してもよい。
【００２７】
【数６】

【００２８】
電流推定部３２が推定したｄ−ｑ座標系におけるモータ電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑは、それぞれ偏差演算部３３ｄ，３３ｑに入力されるようになっている。また、偏差演算部３３ｄ，３３ｑには、目標電流設定部３１が設定したｄ−ｑ座標系における目標電流値ｉ_ｄａ，ｉ_ｑａがそれぞれ入力されている。これにより、ｄ軸偏差演算部３３ｄは、ｄ軸目標電流値ｉ_ｄａとｄ軸モータ電流値ｉ_ｄとの偏差（ｉ_ｄａ−ｉ_ｄ）を演算して出力し、ｑ軸偏差演算部３３ｑは、ｑ軸目標電流値ｉ_ｑａとｑ軸モータ電流値ｉ_ｑの偏差（ｉ_ｑａ−ｉ_ｑ）を演算して出力する。
【００２９】
制御演算部３４は、ｄ軸偏差演算部３３ｄが出力する偏差（ｉ_ｄａ−ｉ_ｄ）およびｑ軸偏差演算部３３ｑが出力する偏差（ｉ_ｑａ−ｉ_ｑ）に基づいて、たとえば、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ：比例積分）演算を行うことにより、ｄ−ｑ座標系における電動モータＭの制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを設定する。この制御演算部３４で行われる制御演算は、ＰＩ演算に限らず、ＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ−Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ：比例積分微分）演算などの他の制御演算であってもよい。
【００３０】
ｄｑ／３相変換部３５には、制御演算部３４が設定した制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑと、回転角センサＳが検出するロータの回転角θとが入力されている。ｄｑ／３相変換部３５は、回転角θに基づいて、上記式（５）に示す変換行列［ｃ］を用いたｄｑ／３相座標変換演算を行うことにより、制御演算部３４が設定した制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを３相交流座標系における制御指令値（Ｕ相制御指令値、Ｖ相制御指令値およびＷ相制御指令値）に変換し、その３相交流座標系における制御指令値を駆動信号生成部３６に向けて出力する。
【００３１】
駆動信号生成部３６は、ｄｑ／３相変換部３５から与えられる３相交流座標系における制御指令値に基づいて、電動モータＭの各相ごとにＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）デューティを設定する。そして、駆動回路１の各直列回路の一方のスイッチング素子に対して、電気角で１８０度（または１２０度）に相当する期間ずつ順にオン信号を与える一方で、そのＵ相、Ｖ相およびＷ相に対応づけられた各直列回路の他方のスイッチング素子に対しては、各相に対応するＰＷＭデューティのパルス駆動信号を与える。これにより、ＰＷＭデューティに応じた駆動電圧が電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗに印加され、目標電流設定部３１によって設定された目標電流値ｉ_ｄａ，ｉ_ｑａに応じたトルクが電動モータＭから出力される。
【００３２】
一方、電流推定部３２が推定した３相交流座標系におけるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗは、相電圧導出部４２に入力されるようになっている。相電圧導出部４２にはさらに、角速度導出部４１が導出する電動モータＭの回転角速度ωが入力されており、相電圧導出部４２は、モータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗおよび回転角速度ωに基づいて、相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎをそれぞれ下記式（１１），（１２），（１３）に従って求める。
【００３３】
Ｅ_Ｕ−Ｎ＝（ｓＬ＋Ｒ）・ｉ_ｕ＋ω・Ｋ_ｅｕ・・・・・・（１１）
Ｅ_Ｖ−Ｎ＝（ｓＬ＋Ｒ）・ｉ_ｖ＋ω・Ｋ_ｅｖ・・・・・・（１２）
Ｅ_Ｗ−Ｎ＝（ｓＬ＋Ｒ）・ｉ_ｗ＋ω・Ｋ_ｅｗ・・・・・・（１３）
ただし、ｓ：ラプラス演算子
Ｋ_ｅｕ：Ｕ相逆起電圧定数
Ｋ_ｅｖ：Ｖ相逆起電圧定数
Ｋ_ｅｗ：Ｗ相逆起電圧定数
電動モータＭの各相端子と中性点端子との各間には、相電圧ＶＵ−Ｎ，ＶＶ−Ｎ，ＶＷ−Ｎとして、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗに印加される駆動電圧と各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗに誘起される逆電圧とが重畳された電圧が現れる。Ｌ−Ｒ回路に印加される電圧を入力とし、このときＬ−Ｒ回路に流れる電流を出力としたときの入出力間の伝達関数Ｇ（ｓ）は、Ｇ（ｓ）＝１／（ｓＬ＋Ｒ）であるから、各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗに印加される駆動電圧は、各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗに流れるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗに伝達関数Ｇ（ｓ）の逆数を乗じることによって求めることができる。また、各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗに誘起される逆起電圧は、電動モータＭの回転角速度ωに各相の逆起電圧定数Ｋ_ｅｕ，Ｋ_ｅｖ，Ｋ_ｅｗを乗じることによって求めることができる。したがって、電動モータＭの各相端子と中性点端子との間に現れる相電圧は、上記式（１１），（１２），（１３）に従って、演算により導出することができる。
【００３４】
相電圧導出部４２によって求められた相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎは、相電圧比較部４４（偏差比較手段）に与えられるようになっている。また、相電圧比較部４４には、Ａ／Ｄ変換部４３から出力される相電圧検出値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎが与えられている。相電圧比較部４４は、相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎと相電圧検出値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎとの各偏差を求め、その求めた各偏差が予め定める偏差許容値未満であるか否かを調べる。電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗおよび電動モータＭへの給電経路上に断線や短絡などの異常が生じていなければ、相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎと相電圧検出値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎとはほとんど同じ値を示すのに対し、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータＭへの給電経路上に何らかの異常が生じていれば、相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎと相電圧検出値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎとに大きな偏差が生じる。そこで、相電圧導出部４２は、すべての偏差が偏差許容値未満であれば、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗおよび電動モータＭへの給電経路上に異常は生じていないと判断し、いずれか１つの偏差でも偏差許容値以上であれば、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータＭへの給電経路上に異常が生じていると判断する。
【００３５】
このように、電動モータＭの制御指令値Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑから推定したモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗおよび電動モータＭの回転角速度ωに基づいて、電動モータＭの各相端子と中性点端子との間に現れる各相電圧を演算により導出（推定）する一方で、各相電圧を実際に検出し、演算によって導出した各相電圧導出値Ｅ_Ｕ−Ｎ，Ｅ_Ｖ−Ｎ，Ｅ_Ｗ−Ｎと実際に検出した各相電圧検出値Ｖ_Ｕ−Ｎ，Ｖ_Ｖ−Ｎ，Ｖ_Ｗ−Ｎとを比較することにより、電動モータＭに流れるモータ電流を検出するための電流センサを備えていなくても、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータＭへの給電経路上における異常を良好に確実に検出することができる。
【００３６】
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明は他の形態で実施することもできる。たとえば、上記の実施形態に係る構成では、モータ電流を検出するための電流センサは設けられていないが、駆動回路１と電動モータＭの各相端子とを接続する給電線上に電流センサを設けてもよい。この電流センサを設ける場合、電流推定部３２は不要であり、電流センサによって検出されるモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗが相電圧導出部４２に与えられ、また、そのモータ電流値ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗを３相／ｄｑ変換することにより、ｄ軸モータ電流値ｉ_ｄおよびＱ軸モータ電流値ｉ_ｑが求められるとよい。
【００３７】
電流センサが設けられていれば、モータ電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑと電動モータＭの目標電流値ｉ_ｄａ，ｉ_ｑａとをそれぞれ比較することにより、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータＭへの給電経路上における異常を検出できるが、相電圧比較部４４をさらに備えていることにより、電流センサが故障した場合にも、電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータへの給電経路上における異常を確実に検出することができる。また、モータ電流値ｉ_ｄ，ｉ_ｑと目標電流値ｉ_ｄａ，ｉ_ｑａとがそれぞれほぼ一致しているにもかかわらず、相電圧比較部４４によって電動モータＭの各相巻線Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗまたは電動モータへの給電経路上における異常が検出された場合には、電流センサが故障していると判断することにより、電流センサの故障も検出することができる。
【００３８】
また、上記の実施形態では、中性点端子を有する３相モータを制御対象としているが、中性点端子を有していない３相モータを制御対象とする場合であっても、その３相モータの各相巻線または３相モータへの給電経路上における異常を検出することができる。この場合、図２に示すように、電動モータＭ（３相モータ）の各相端子に接続された給電線に対して、電機子巻線抵抗Ｒと同じ抵抗値ｒを有する直流抵抗２３ｕ，２３ｖ，２３ｗを介して接続された点を仮想中性点として、この仮想中性点と電動モータＭの各相端子との電位差が差動増幅回路２１ｕ，２１ｖ，２１ｗで検出されるようにすればよい。
【００３９】
その他、特許請求の範囲に記載された事項の範囲で種々の設計変更を施すことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】中性点端子を有していない３相モータを制御対象とする場合の構成の変更点を示す回路図である。
【符号の説明】
１駆動回路
２相電圧検出回路（相電圧検出手段）
３制御部
３１目標電流設定部
３２電流推定部（モータ電流値推定手段）
３４制御演算部
４１角速度導出部（回転角速度検出手段）
４２相電圧導出部（相電圧導出手段、駆動電圧演算手段、逆起電圧演算手段、加算手段）
４４相電圧比較部（異常検出手段、偏差比較手段）
Ｍ電動モータ
Ｓ回転角センサ（回転角速度検出手段）
Ｗｕ，Ｗｖ，Ｗｗ巻線[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device for driving and controlling an electric motor used as a drive source of, for example, an electric power steering device.
[0002]
[Prior art]
For example, in an electric power steering device, an electric motor is used as a source of a steering assist force to be applied to a steering mechanism of a vehicle. The electric motor is controlled by an electronic control unit (ECU) for an electric power steering device based on a steering torque applied to a steering wheel. Specifically, a detection signal of a torque sensor that detects a steering torque is input to an electronic control unit, and the electronic control unit determines a target of the electric motor based on the detection signal input from the torque sensor. A current value is determined, and the electric motor is feedback-controlled based on a deviation between the target current value and a current value (motor current value) actually flowing through the electric motor.
[0003]
The motor current value can be detected by, for example, a current sensor arranged on a power supply path to the electric motor. However, since the current sensor is expensive using a Hall element, providing the expensive current sensor in the electronic control unit increases the cost of the electronic control unit. Therefore, conventionally, various methods have been proposed for estimating a motor current value flowing through an electric motor by calculation based on a motor rotation angular velocity and a voltage command value for each phase of the electric motor without using a current sensor (for example, for example). , Patent Documents 1 and 2).
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 2948143 [Patent Document 2]
JP 2001-268980 A
[Problems to be solved by the invention]
However, in a configuration that employs a method of estimating the motor current by calculation based on the motor rotation angular velocity and each phase voltage command value, a disconnection or a short circuit on the power supply path to each phase winding of the electric motor or the electric motor is used. In some cases, abnormalities could not be detected. That is, in the configuration including the current sensor, if the deviation between the motor current value detected by the current sensor and the target current value of the electric motor is equal to or more than a certain value, an abnormality occurs on the power supply path to the electric motor. Can be determined. However, in a configuration that employs a method of estimating the motor current, for example, even if the power supply line to the electric motor is disconnected, the phase voltage command value is such that the drive voltage is normal for each phase of the electric motor. When the deviation between the estimated motor current value and the target current value of the electric motor does not exceed a certain value despite such disconnection was there.
[0006]
Therefore, an object of the present invention is to detect an abnormality in each phase winding of an electric motor or a power supply path to the electric motor without providing a current sensor for detecting a motor current flowing through the electric motor. It is an object of the present invention to provide a motor control device which can be used.
[0007]
Means for Solving the Problems and Effects of the Invention
An invention according to claim 1 for achieving the above object is a motor control device (2, 3) for controlling the driving of an electric motor (M), wherein each phase terminal of the electric motor, a neutral point and Phase voltage deriving means (42) for deriving each phase voltage appearing between the two by calculation, and phase voltage detecting means (2) for detecting each phase voltage appearing between each phase terminal of the electric motor and the neutral point. phase voltage detection value detected phase voltage derived value derived by said phase voltage derivation means _{_{(E U-N, E V}} -N, E W-N) and by said phase voltage detecting means (the value _{V U -N} , VV _-N , _VW-N ) to detect an abnormality in each phase winding (Wu, Wv, Ww) of the electric motor or an abnormality in a power supply path to the electric motor ( 44).
[0008]
It should be noted that the alphanumeric characters in parentheses indicate corresponding components and the like in embodiments described later. Hereinafter, the same applies in this section.
According to the above configuration, while each phase voltage appearing between each phase terminal and the neutral point terminal of the electric motor is derived (estimated) by calculation, each phase voltage is actually detected and derived by calculation. By comparing the phase voltage derived value with the actually detected phase voltage detection value, each phase winding of the electric motor or the electric motor can be provided even if there is no current sensor for detecting the motor current flowing to the electric motor. Abnormality on the power supply path to the power supply can be detected.
[0009]
The deviation detecting means calculates a deviation between each phase voltage derived value derived by the phase voltage deriving means and each phase voltage detected value detected by the phase voltage detecting means. Calculating means (33d, 33q); and a deviation comparing means (44) for comparing a magnitude of the deviation calculated by the deviation calculating means with a predetermined allowable deviation value. As a result of the comparison by the deviation comparing means, It is determined that an abnormality has occurred in each phase winding of the electric motor or in the power supply path to the electric motor based on the determination that the deviation calculated by the deviation calculation means is larger than the allowable deviation value. It may be something.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, the motor control device includes a motor current value estimating means (32) for estimating a motor current value flowing through each phase winding of the electric motor, and a rotational angular velocity (ω) of the electric motor. In the case of further including a rotational angular velocity detecting means (S, 41) for detecting, the phase voltage deriving means applies the voltage to each phase winding of the electric motor based on the motor current value estimated by the motor current value estimating means. A back voltage generated in each phase winding of the electric motor is calculated based on the drive voltage calculation means (42) for calculating the drive voltage being applied and the rotational angular velocity detected by the rotational angular velocity detection means. A back electromotive voltage calculation means (42) for adding the drive voltage calculated by the drive voltage calculation means and the back electromotive voltage calculated by the back electromotive voltage calculation means to connect each phase terminal of the electric motor to It may include an adding means for deriving (42) a phase voltage appearing between the point.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor control device according to one embodiment of the present invention. The electric motor M to be controlled by the motor control device is, for example, a three-phase brushless motor, and includes a stator having windings Wu, Wv, and Ww corresponding to U-phase, V-phase, and W-phase, respectively. And a rotor to which permanent magnets receiving repulsive magnetic fields from wires (armature windings) Wu, Wv, Ww are fixed. The three windings Wu, Wv, Ww are connected in a Y-connection (star connection), and a U-phase terminal, a V-phase terminal, and a W-phase terminal are drawn out from the end points of the windings Wu, Wv, Ww, respectively. The neutral point terminal is drawn out from the neutral point. Further, the electric motor M is provided with a rotation angle sensor S for detecting the rotation angle θ of the rotor in relation to the rotor.
[0012]
The motor control device includes a drive circuit 1 for supplying a drive current to the electric motor M, and phase voltages V _U-N , V _V-N , which appear between each phase terminal and the neutral terminal of the electric motor M, respectively. It includes a phase voltage detection circuit 2 for detecting V _W-N (potential of each phase terminal with respect to a neutral terminal) and a control unit 3 for controlling supply of a drive current from the drive circuit 1 to the electric motor M.
Drive circuit 1 has a configuration of a three-phase inverter circuit in which three series circuits of two switching elements (for example, power MOSFETs) are connected in parallel, and this parallel circuit is connected in series between a DC power supply and ground. have. Each series circuit is associated one-to-one with the U-phase, V-phase or W-phase of the electric motor M, and is connected to a corresponding phase terminal at a connection point of the two switching elements.
[0013]
The phase voltage detection circuit 2 includes

differential amplifier circuits

21u, 21v, and 21w that output signals corresponding to the potential difference between each phase terminal of the electric motor M and the neutral terminal, respectively, and these

differential amplifier circuits

21u and 21v. , 21w are provided with low-pass filters (LPF) 22u, 22v, 22w for removing noise components from the output signals, respectively.

Low pass filter

22u, 22v, signal passed through 22w, respectively phase voltage value _{_{V U-N, V V-}} N, is adapted to be supplied to the control unit 3 as a detection signal _{V W-N.}
[0014]
The control unit 3 has a configuration including a microcomputer, and a target current setting unit 31 that sets target current values i _da and _iqa of the electric motor M in the dq coordinate system by a program process executed by the microcomputer. motor current values in the d-q coordinate system (current value flowing to the electric motor _M) i d, the current estimation unit that estimates a _{i q} and the motor current value in 3-phase AC coordinate system _{_i} _u, _i _v, _i _w 32, the d-axis deviation calculation portion 33d of the d-axis target current value i _da and the current estimating portion 32 which the target current setting unit 31 is configured to calculate a deviation between the estimated d-axis motor current value i _d, the target current setting unit 31 There q-axis deviation calculation portion 33q for calculating a deviation between the q-axis target current value i _qa and current estimation unit 32 set by the estimated q-axis motor current value i _q, deviation computing section 33d, 33q are computed Performs predetermined control operation based on the difference, d-q coordinate control command value for the electric motor M in the system (voltage command value) V _d, the control arithmetic unit 34 for setting a V _q, the control calculation unit 34 is set A dq / 3-phase converter 35 for converting the control command values V _d and V _q in the dq coordinate system into control command values in the three-phase AC coordinate system, and a drive circuit based on the control command values in the three-phase AC coordinate system. 1, a drive signal generator 36 for generating a drive signal to be given to the motor 1, an angular velocity deriving section 41 for differentiating the rotational angle θ detected by the rotational angle sensor S with time to derive a rotational angular velocity ω of the electric motor M, and a current estimating section 32. Are based on the motor current values i _u , _iv , i _w in the three-phase AC coordinate system estimated by the motor and the rotational angular velocity ω of the electric motor M derived by the angular velocity deriving unit 41. Phase appearing between the point terminal The phase voltage deriving section 42 (driving voltage calculating means, back electromotive voltage calculating means, adding means) for calculating the voltage by calculation, and the

differential amplifier circuits

21u, 21v, 21d input through the low-

pass filters

22u, 22v, 22w, respectively. a / D converter 43 the output signal of 21w converts a / D, and the phase voltage derived value phase voltage derivation unit 42 derives _{_{E U-N, E V-}} N, E W-N and the a / D converter Each of the phase windings Wu, Wv, Ww of the electric motor M is compared with the phase voltage detection values V _UN , V _VN , V _W-N obtained by the A / D conversion by the unit 43. Each function of the phase voltage comparison unit 44 (abnormality detecting means) that determines whether an abnormality such as a disconnection or a short circuit has occurred on the power supply path to the electric motor M is realized.
[0015]
When this motor control device is used to control an electric motor (an electric motor as a source of a steering assist force) provided in the electric power steering device, the microcomputer included in the control unit 3 includes an electronic control unit ( The target current setting unit 31 may control the steering torque applied to the steering wheel and the traveling speed (vehicle speed) of the vehicle equipped with the electric power steering device. Based on this, the target current values i _da and _iqa of the electric motor M may be set.
[0016]
The control command values V _d and V _{q of} the electric motor M set by the control calculation unit 34 and the rotation angle θ of the rotor detected by the rotation angle sensor S are input to the current estimation unit 32. .
It is known that a circuit equation of a three-phase brushless motor represented by a dq coordinate system is represented by the following equation (1).
[0017]
(Equation 1)

[0018]
By transforming this equation (1), the following equation (2) can be obtained.
[0019]
(Equation 2)

[0020]
Further, when the above equation (2) is expanded and arranged, the following equations (3) and (4) can be obtained.
[0021]
[Equation 3]

[0022]
The current estimating unit 32 substitutes the control command values V _d and V _q of the electric motor M set by the control calculating unit 34 into the above equations (3) and (4), respectively, and obtains the motor current value i in the dq coordinate system. _d, by solving the simultaneous differential equation for _{i q,} obtaining the motor current value _i d, _{i q} in d-q coordinate system.
Further, since the transformation matrix [c] for performing coordinate transformation from the dq coordinate system to the three-phase AC coordinate system is represented by the following equation (5), the motor current values _id and i in the dq coordinate system are given. _q and the motor current values i _u , _iv and i _w in the three-phase AC coordinate system satisfy the relationship of the following equation (6).
[0023]
(Equation 4)

[0024]
Based on the relationship of the equation (6), current estimation unit 32 obtains the U-phase motor current values i _u and the V-phase motor current value i _v in 3-phase AC coordinate system. Then, a W phase motor current value i _w by subtracting the obtained U-phase motor current values i _u and the V-phase motor current value i _v from zero. That is, the current estimation unit 32 estimates the motor current values i _u , _iv , and i _w in the three-phase AC coordinate system according to the following equations (7), (8), and (9).
[0025]
(Equation 5)

[0026]
Here, the reason for estimating the W-phase motor current value i _w in accordance with the above equation (9) is to avoid a burden on the microcomputer, and when the microcomputer has a sufficiently large arithmetic processing capability, the above equation ( Based on the relation of 6), the W-phase motor current value i _w may be estimated according to the following equation (10).
[0027]
(Equation 6)

[0028]
Current motor current value _i d, _{i q} in d-q coordinate system estimating section 32 estimates, are inputted respectively deviation calculation unit 33d, a 33q. Further, deviation computing unit 33d, the 33q, the target current value _i _{da, i qa} are respectively inputted in the target current d-q coordinate system setting unit 31 has set. Thus, the d-axis deviation calculation portion 33d is executed to compute the difference _(i da -i _d) of the d-axis target current value _{i da} and d-axis motor current value _{i d} output, q-axis deviation calculation portion 33q is , and calculates the deviation of the q-axis target current value _{i qa} and q-axis motor current value _{_i _q _(i} qa -i _q) are output.
[0029]
Control calculation unit 34, based on the deviation d-axis deviation calculation portion 33d is output _(i da -i _d) and q-axis difference deviation calculation unit 33q outputs _(i qa -i _q), for example, PI (Proportional The control command values V _d and V _q of the electric motor M in the dq coordinate system are set by performing -Integral (proportional integration) calculation. The control calculation performed by the control calculation unit 34 is not limited to the PI calculation, and may be another control calculation such as a PID (Proportional-Integral-Differential) calculation.
[0030]
The control command values V _d and V _q set by the control calculation unit 34 and the rotation angle θ of the rotor detected by the rotation angle sensor S are input to the dq / 3-phase conversion unit 35. The dq / 3-phase conversion unit 35 performs the dq / 3-phase coordinate conversion operation using the conversion matrix [c] shown in the above equation (5) based on the rotation angle θ, thereby setting the control operation unit 34. The control command values V _d and V _q are converted into control command values (U-phase control command value, V-phase control command value and W-phase control command value) in the three-phase AC coordinate system, and the control commands in the three-phase AC coordinate system are converted. The value is output to the drive signal generator 36.
[0031]
The drive signal generator 36 sets a PWM (Pulse Width Modulation) duty for each phase of the electric motor M based on a control command value in the three-phase AC coordinate system given from the dq / 3-phase converter 35. An ON signal is sequentially applied to one switching element of each series circuit of the drive circuit 1 for a period corresponding to an electrical angle of 180 degrees (or 120 degrees), and the U-phase, V-phase, and W-phase Is supplied with a pulse drive signal of PWM duty corresponding to each phase to the other switching element of each series circuit associated with. As a result, a drive voltage corresponding to the PWM duty is applied to each phase winding Wu, Wv, Ww of the electric motor M, and a torque corresponding to the target current values i _da , _iqa set by the target current setting unit 31 is generated. Output from the electric motor M.
[0032]
On the other hand, the motor current values i _u , _iv , and i _w in the three-phase AC coordinate system estimated by the current estimating unit 32 are input to the phase voltage deriving unit 42. The rotation angular velocity ω of the electric motor M derived by the angular velocity derivation section 41 is further input to the phase voltage derivation section 42, and the phase voltage derivation section 42 determines the motor current values i _u , _iv , i _w and the rotation angular velocity. Based on ω, the phase voltage derived values EU _-N , EV _-N , and EW _-N are obtained according to the following equations (11), (12), and (13), respectively.
[0033]
_{E U-N = (sL +} R) · i u + ω · K eu ······ (11)
_{E V-N = (sL +} R) · i v + ω · K ev ······ (12)
E _W−N = (sL + R) · i _w + ω · K _ew (13)
Where s: Laplace operator K _eu : U-phase back electromotive force constant K _ev : V-phase back electromotive force constant K _ew : W-phase back electromotive force constant Between each phase terminal of electric motor M and neutral point terminal In the figure, the drive voltages applied to the phase windings Wu, Wv, Ww of the electric motor M and the phase voltages VU-N, VV-N, VW-N are induced in the phase windings Wu, Wv, Ww. The reverse voltage and the superimposed voltage appear. When a voltage applied to the LR circuit is input and a current flowing through the LR circuit is output at this time, a transfer function G (s) between input and output is G (s) = 1 / (sL + R) since it is, the phase windings Wu, Wv, the driving voltage applied to Ww is the phase windings Wu, Wv, motor current values _i u flowing through _Ww, i v, _{i w} to the transfer function G (s) Can be obtained by multiplying the reciprocal of Further, the back electromotive force induced in each phase winding Wu, Wv, Ww can be obtained by multiplying the rotational angular velocity ω of the electric motor M by the back electromotive voltage constants K _eu , K _ev , K _ew of each phase. it can. Therefore, the phase voltage appearing between each phase terminal and the neutral point terminal of the electric motor M can be derived by calculation according to the above equations (11), (12), and (13).
[0034]
Phase voltage derived value obtained by the phase voltage derivation unit _{_{42 E U-N, E V}} -N, E W-N is adapted to be applied to the phase voltage comparator 44 (deviation comparing means). The phase voltage comparison unit 44 is provided with the phase voltage detection values V _UN , V _VN , and V _W-N output from the A / D conversion unit 43. The phase voltage comparison unit 44 calculates each deviation between the phase voltage derived values EU _-N , EV _-N , EW _-N and the phase voltage detection values _VUN- , _VV-N , _VW-N. It is checked whether or not each of the obtained deviations is less than a predetermined deviation allowable value. If there is no abnormality such as disconnection or short circuit on each of the phase windings Wu, Wv, Ww of the electric motor M and the power supply path to the electric motor M, the phase voltage derived values EU _-N , EV _-N , E _W-N and the phase voltage detection values V _UN , V _VN , V _W-N show almost the same value, whereas each phase winding Wu, Wv, Ww of the electric motor M or the electric motor M if any abnormality occurs on the feeding path to the phase voltage derived value _{_{E U-N, E V-}} N, E W-N and the phase voltage detection value _{_{V U-N, V V-}} N, V W- _There is a large deviation from _N. Therefore, if all the deviations are less than the deviation allowable value, the phase voltage deriving unit 42 determines that no abnormality has occurred on the phase windings Wu, Wv, Ww of the electric motor M and the power supply path to the electric motor M. If it is determined that any one of the deviations is equal to or more than the deviation allowable value, it is determined that an abnormality has occurred in each phase winding Wu, Wv, Ww of the electric motor M or the power supply path to the electric motor M.
[0035]
Thus, based on the motor current values i _u , i _v , i _w estimated from the control command values V _d , V _{q of the} electric motor M and the rotational angular velocity ω of the electric motor M, each phase terminal of the electric motor M while derived by calculating a phase voltage appearing between the neutral point terminal (estimated), actually detecting the phase voltages, phase voltage derived were derived by calculation value _{E U-N, E V-} N , _{E W-N} actually detected phase voltage detection value _{_{V U-N, V V-}} N, by comparing the _{V W-N,} a current sensor for detecting a motor current flowing through the electric motor M , It is possible to satisfactorily and reliably detect an abnormality in each of the phase windings Wu, Wv, Ww of the electric motor M or the power supply path to the electric motor M.
[0036]
As described above, one embodiment of the present invention has been described, but the present invention can be embodied in other forms. For example, in the configuration according to the above embodiment, a current sensor for detecting a motor current is not provided, but a current sensor is provided on a power supply line connecting the drive circuit 1 and each phase terminal of the electric motor M. Is also good. When this current sensor is provided, the current estimating unit 32 is unnecessary, and the motor current values i _u , _iv and i _w detected by the current sensor are given to the phase voltage deriving unit 42, and the motor current value i _u, _i v, by 3-phase / dq converting a _{i w,} may d-axis motor current value _{i d} and Q-axis motor current value _{i q} is obtained.
[0037]
If the current sensor is provided, the motor current value _i d, _{i q} and the target current value _i da of the electric motor _M, by the _{i qa} comparing each respective phase windings of the electric motor M Wu, Wv, Ww or an abnormality in the power supply path to the electric motor M can be detected. However, since the phase voltage comparison unit 44 is further provided, even when the current sensor fails, each phase winding Wu, Wv of the electric motor M can be detected. , Ww or an abnormality in the power supply path to the electric motor can be reliably detected. Further, the motor current value _i d, _{i q} and the target current value _i _da, despite the _{i qa} match almost each phase winding of the electric motor M by phase voltage comparator 44 Wu, Wv, When an abnormality is detected in the power supply path to Ww or the electric motor, the failure of the current sensor can be detected by determining that the current sensor has failed.
[0038]
In the above-described embodiment, the three-phase motor having the neutral terminal is controlled. However, even if the three-phase motor having no neutral terminal is controlled, the three-phase motor may be controlled. It is possible to detect an abnormality in the power supply path to each phase winding of the motor or the three-phase motor. In this case, as shown in FIG. 2, a

DC resistance

23u, 23v having the same resistance value r as the armature winding resistance R is supplied to a power supply line connected to each phase terminal of the electric motor M (three-phase motor). , 23w as virtual neutral points, and the potential difference between this virtual neutral point and each phase terminal of the electric motor M is detected by the

differential amplifier circuits

21u, 21v, 21w. Good.
[0039]
In addition, various design changes can be made within the scope of the matters described in the claims.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a motor control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration change when a three-phase motor having no neutral terminal is to be controlled;
[Explanation of symbols]
1 drive circuit 2 phase voltage detection circuit (phase voltage detection means)
3 control section 31 target current setting section 32 current estimation section (motor current value estimation means)
34 control arithmetic unit 41 angular velocity deriving unit (rotational angular velocity detecting means)
42 phase voltage deriving unit (phase voltage deriving means, drive voltage calculating means, back electromotive voltage calculating means, adding means)
44 phase voltage comparison unit (abnormality detection means, deviation comparison means)
M Electric motor S Rotation angle sensor (Rotation angular velocity detecting means)
Wu, Wv, Ww winding

Claims

電動モータを駆動制御するためのモータ制御装置であって、
電動モータの各相端子と中性点との間に現れる各相電圧を演算により導出する相電圧導出手段と、
電動モータの各相端子と中性点との間に現れる各相電圧を検出する相電圧検出手段と、
上記相電圧導出手段によって導出される各相電圧導出値と上記相電圧検出手段によって検出される各相電圧検出値とを比較して、電動モータの各相巻線または電動モータへの給電経路上における異常を検出する異常検出手段と
を含むことを特徴とするモータ制御装置。A motor control device for driving and controlling an electric motor,
Phase voltage deriving means for deriving each phase voltage appearing between each phase terminal of the electric motor and the neutral point by calculation,
Phase voltage detection means for detecting each phase voltage appearing between each phase terminal of the electric motor and the neutral point,
By comparing each phase voltage derivation value derived by the phase voltage derivation means and each phase voltage detection value detected by the phase voltage detection means, the phase winding of the electric motor or the power supply path to the electric motor is determined. And an abnormality detecting means for detecting an abnormality in the motor control device.

上記異常検出手段は、
上記相電圧導出手段によって導出される各相電圧導出値と上記相電圧検出手段によって検出される各相電圧検出値との偏差を演算する偏差演算手段と、
この偏差演算手段によって演算された偏差と予め定める偏差許容値との大小を比較する偏差比較手段とを含み、
この偏差比較手段による比較の結果、上記偏差演算手段によって演算された偏差が上記偏差許容値よりも大きいと判定されたことに基づいて、電動モータの各相巻線または電動モータへの給電経路上に異常が発生していると判断するものであることを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。The abnormality detecting means includes:
Deviation calculation means for calculating a deviation between each phase voltage derivation value derived by the phase voltage derivation means and each phase voltage detection value detected by the phase voltage detection means;
A deviation comparing means for comparing the magnitude of the deviation calculated by the deviation calculating means with a predetermined deviation allowable value,
As a result of the comparison by the deviation comparison means, based on the determination that the deviation calculated by the deviation calculation means is larger than the allowable deviation value, based on the power supply path to each phase winding of the electric motor or the electric motor. 2. The motor control device according to claim 1, wherein it is determined that an abnormality has occurred in the motor control device.

上記モータ制御装置は、
電動モータの各相巻線に流れるモータ電流値を推定するモータ電流値推定手段と、
電動モータの回転角速度を検出する回転角速度検出手段とをさらに含み、
上記相電圧導出手段は、
上記モータ電流値推定手段によって推定されるモータ電流値に基づいて、電動モータの各相巻線に印加されている駆動電圧を演算する駆動電圧演算手段と、
上記回転角速度検出手段によって検出される回転角速度に基づいて、電動モータの各相巻線に誘起されている逆起電圧を演算する逆起電圧演算手段と、
上記駆動電圧演算手段によって演算された駆動電圧と上記逆起電圧演算手段によって演算された逆起電圧とを加算して、電動モータの各相端子と中性点との間に現れる各相電圧を導出する加算手段と
を含むものであることを特徴とする請求項１または２記載のモータ制御装置。The motor control device includes:
Motor current value estimation means for estimating a motor current value flowing through each phase winding of the electric motor,
A rotational angular velocity detecting means for detecting a rotational angular velocity of the electric motor,
The phase voltage deriving means includes:
Drive voltage calculation means for calculating a drive voltage applied to each phase winding of the electric motor based on the motor current value estimated by the motor current value estimation means;
A back electromotive voltage calculating means for calculating a back electromotive voltage induced in each phase winding of the electric motor based on the rotational angular velocity detected by the rotational angular velocity detecting means;
By adding the drive voltage calculated by the drive voltage calculation means and the back electromotive voltage calculated by the back electromotive voltage calculation means, each phase voltage appearing between each phase terminal of the electric motor and the neutral point is calculated. 3. The motor control device according to claim 1, further comprising a deriving addition unit.