JP2004289927A - モーター制御装置 - Google Patents
モーター制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004289927A JP2004289927A JP2003078182A JP2003078182A JP2004289927A JP 2004289927 A JP2004289927 A JP 2004289927A JP 2003078182 A JP2003078182 A JP 2003078182A JP 2003078182 A JP2003078182 A JP 2003078182A JP 2004289927 A JP2004289927 A JP 2004289927A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor
- torque
- phase
- voltage
- command value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
【課題】同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を向上させる。
【解決手段】３相同期モーター７の回転速度ωｍ、交流電力Ｐｅおよび変換効率に基づいてモータートルクＴｅを推定し、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｄとの偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電圧指令値ｖｄ１を求め、ｄ軸電圧指令値ｖｄ１と直流電源４ａの電圧Ｖｄｑとに基づいて矩形波電圧の位相δを演算し、この位相δの３相矩形波電圧を直流電源４ａから生成してモーター７に印加する。
【選択図】 図２
【解決手段】３相同期モーター７の回転速度ωｍ、交流電力Ｐｅおよび変換効率に基づいてモータートルクＴｅを推定し、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｄとの偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電圧指令値ｖｄ１を求め、ｄ軸電圧指令値ｖｄ１と直流電源４ａの電圧Ｖｄｑとに基づいて矩形波電圧の位相δを演算し、この位相δの３相矩形波電圧を直流電源４ａから生成してモーター７に印加する。
【選択図】 図２
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流モーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モーターにインバーターを用いて電圧を印加する場合に、正弦波ＰＷＭ電圧の代わりに１パルスの矩形波電圧を印加すると基本波電圧の波高値を高くすることができ、高回転速度領域におけるモーター出力を増加することができる。矩形波電圧駆動時には、モーターに印加する電圧の位相は制御できるが、印加電圧の振幅はインバーターの直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）により定まり、モータートルクを正確に制御することができない。
【０００３】
このような矩形波電圧駆動時の問題を解決するために、トルク推定器を用いてモータートルクを推定し、トルク指令値と推定値との偏差に基づいて電圧位相を制御することによって、トルク指令値に応じたトルクが得られるようにしたモーター制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開２０００−０５０６８９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、定常状態におけるモータートルクと電圧位相との関係に基づいて、モータートルクの指令値に推定値をフィードバックしてモータートルクを制御しているので、フィードバック制御ゲインを上げると制御系が不安定になりやすく、そのため制御ゲインを十分に上げることができず、トルク制御の応答性を速くすることが難しいという問題がある。
【０００６】
本発明は、同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を改善したモーター制御装置を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、３相同期モーターの回転速度、交流電力および変換効率に基づいてモータートルクを推定し、トルク指令値とトルク推定値との偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電圧指令値を求め、ｄ軸電圧指令値と直流電源の電圧とに基づいて矩形波電圧の位相を演算し、この位相の３相矩形波電圧を直流電源から生成してモーターに印加する、ものである。
また、本発明は、３相同期モーターの回転速度、交流電力および変換効率に基づいてモータートルクを推定し、トルク指令値とトルク推定値との偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行って矩形波電圧の位相を求めるとともに、トルク指令値、直流電源の電圧およびモーターの回転速度に基づいて矩形波電圧の位相を補償し、補償された位相の３相矩形波電圧を直流電源から生成してモーターに印加するものである。
【０００８】
【発明の効果】
本発明によれば、同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を向上させることができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
永久磁石同期モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸座標系における回路方程式は、次式のように表すことができる。
【数４】
（１）式において、ｖｄはｄ軸電圧、ｖｑはｑ軸電圧、Ｌｄはｄ軸インダクダンス、Ｌｑはｑ軸インダクダンス、Ｒは電機子抵抗、ωｅはモーターの電気的角速度、ｉｄはモーターの界磁電流に相当するｄ軸電流、ｉｑはモーターのトルク電流に相当するｑ軸電流、φは永久磁石による磁束鎖交数、ｐは微分演算子を表す。
【００１０】
モーターの負荷、すなわち電流がほぼ一定な定常状態を考えると、（１）式を次のように近似することができる。
【数５】
また、モーターが高速で回転しているときには、ｄｑ軸インダクダンスＬｄ、Ｌｑとｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑによる電圧に比べ、電機子抵抗Ｒとｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑによる電圧の影響が小さくなるため、（２）式をさらに次のように近似することができる。
【数６】
【００１１】
ここで、矩形波電圧位相δを用いてｖｄとｖｑを表すと次式の関係になり、これを図示すると図１に示す関係になる。
【数７】
ｖｄ＝−Ｖｄｑ・ｓｉｎδ ・・・（４）
【数８】
ｖｑ＝Ｖｄｑ・ｃｏｓδ ・・・（５）
（４）式および（５）式において、Ｖｄｑはｄｑ軸座標系における電圧ベクトルの大きさ（以下、単にｄｑ軸電圧と呼ぶ）であり、矩形波電圧駆動時にはインバーターの直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖｄｃを用いて次のように表せる。
【数９】
Ｖｄｑ＝√（６）・Ｖｄｃ／π ・・・（６）
また、高回転速度で且つ定常状態におけるｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄは、（３）式からそれぞれ次のように表せる。
【数１０】
ｉｑ＝−ｖｄ／（Ｌｑωｅ） ・・・（７）
【数１１】
ｉｄ＝（ｖｑ−ωｅφ）／（Ｌｄωｅ） ・・・（８）
【００１２】
永久磁石同期モーターのトルクは、永久磁石によるトルクＴｅｍとリラクタンストルクＴｅｒによって発生する。永久磁石によるトルクＴｅｍは（９）式で表され、リラクタンストルクＴｅｒは（１０）式で表される。
【数１２】
Ｔｅｍ＝Ｐφｉｑ ・・・（９）
【数１３】
Ｔｅｒ＝Ｐ（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｉｑ ・・・（１０）
（９）式および（１０）式において、Ｐは極対数を表す。
【００１３】
（９）式と（１０）式のトルクと電圧位相の関係を表すために、定常状態のｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑを表す（７）式および（８）式と、ｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑと矩形波電圧位相δの関係を表す（４）式および（５）式を用いて整理すると、永久磁石によるトルクＴｅｍは（１１）式で、リラクタンストルクＴｅｒは（１２）式でそれぞれ表される。
【数１４】
Ｔｅｍ＝ＰφＶｄｑｓｉｎδ／（Ｌｑωｅ） ・・・（１１）
【数１５】
（１１）式および（１２）式から、電圧位相δを操作することによってモータートルクを制御できることがわかる。
【００１４】
《発明の第１の実施の形態》
定常状態におけるリラクタンストルクＴｅｒを表す上記（１２）式において、モーターの回転速度が高く、φ≫（Ｖｄｑ／２ωｅ）であれば、（１２）式を次のように近似することができる。
【数１６】
Ｔｅｒ≒（ＰＶｄｑ／ωｅ）（１／Ｌｄ−１／Ｌｑ）φｓｉｎδ ・・・（１３）
このリラクタンストルクの近似式（１３）と永久磁石によるトルクを表す（１１）式を加算すると、次のにようにモータートルクＴｅを簡単な形で表すことができる。
【数１７】
Ｔｅ≒｛ＰＶｄｑφ／（Ｌｄωｅ）｝ｓｉｎδ ・・・（１４）
この（１４）式をｄ軸電圧ｖｄを用いて表すと、
【数１８】
Ｔｅ≒−｛Ｐφ／（Ｌｄωｅ）｝ｖｄ ・・・（１５）
（１５）式から明らかなように、ｄ軸電圧ｖｄによってモータートルクＴｅを操作できることがわかる。
【００１５】
図２に第１の実施の形態の構成を示す。減算器１とトルク制御器１０１はトルクフィードバック制御を行う。まず、減算器１は、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅ（詳細後述）とのトルク偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）を求める。トルク制御器１０１は、トルク偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御（比例Ｐ、積分Ｉ、微分Ｄ）を行ってｄ軸電圧ｖｄ０を求める。
【００１６】
さらに、上記（１５）式から明らかなように正のｄ軸電圧ｖｄに対して負のトルクＴｅが得られることから、トルク制御器１０１の比例ゲインと積分ゲイン（および微分ゲイン）に正の値を設定している場合には、トルク制御器１０１から出力されるｄ軸電圧ｖｄ０に「−１」ゲイン１０２を乗じ、フィードバック制御の出力としてｄ軸電圧指令値ｖｄ１を求める。
【００１７】
ｄ軸電圧補償器１０５は、トルク制御の応答性を向上させるためのフィードフォワード補償器であり、上述したトルク制御器１０１と並列に接続される。上記（１５）式のｄ軸電圧ｖｄをｖｄ’に、モータートルクＴｅをトルク指令値Ｔｅ＊にそれぞれ置き換えて変形すると次式が得られる。
【数１９】
ｖｄ’＝−｛Ｌｄωｅ／（Ｐφ）｝Ｔｅ＊ ・・・（１６）
ｄ軸電圧補償器１０５は、トルク指令値Ｔｅ＊とモーター７の電気的回転速度ωｅとに基づいて（１６）式によりｄ軸電圧ｖｄ’を求め、トルク制御器１０１からのｄ軸電圧指令値ｖｄ１を補償するための補償分として出力する。
【００１８】
加算器１０３は、トルク制御器１０１のｄ軸電圧指令値ｖｄ１とｄ軸電圧補償器１０５のｄ軸電圧指令値補償分ｖｄ’とを加算し、ｄ軸電圧指令値ｖｄを求める。電圧位相演算器１０４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄとｄｑ軸電圧Ｖｄｑとに基づいて上記（４）式を変形した次式により矩形波電圧位相δを求める。
【数２０】
δ＝ｓｉｎ−１（−ｖｄ／Ｖｄｑ） ・・・（１７）
なお、ｄｑ軸電圧Ｖｄｑは、直流電源（ＤＣリンク）４ａの電圧Ｖｄｃから上記（６）式を用いて求められる。
【００１９】
矩形波電圧駆動時には、モーター７に印加されるＵ相矩形波電圧の位相δは図３に示す関係となる。なお、正弦波ＰＷＭ電圧駆動時には、モーター７に印加されるＵ相正弦波ＰＷＭ電圧の位相δは図４に示す関係となる。
【００２０】
インバーターを矩形波電圧制御で動作させる場合には、正弦波ＰＷＭ電圧制御で動作させる場合よりも２７．３％高い基本波電圧をモーターに印加することができる。また、正弦波に３次高調波を重畳して電圧の利用率を向上させる方法が知られているが、矩形波電圧制御で動作させる場合はこの方法よりも１０．３％も高い基本波電圧をモーターに印加することができる。
【００２１】
パルス生成器３は、矩形波電圧位相δ、モーター７の電気的回転角度θｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいてモーター７に印加する３相矩形波電圧指令を生成する。ここで、ｄ軸電流とｑ軸電流を独立に制御する通常のベクトル制御では、次式によりｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑから３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗへの座標変換が行われる。
【数２１】
（１８）式のｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑに、（４）式および（５）式に示すｖｄ、ｖｑを代入すると次式が得られる。
【数２２】
なお、（１９）式は正弦波電圧を表しているが、矩形波電圧駆動時には正弦波の符号に応じた３相矩形波電圧が出力されることになる。
【００２２】
インバーター４は、パルス生成器３で生成された矩形波電圧指令にしたがってスイッチング素子を駆動し、直流電源（ＤＣリンク）４ａから位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター７に印加する。
【００２３】
位相速度演算器９は、レゾルバーなどの位置センサー８により検出したモーター７の機械的な回転角度に基づいてモーター７の機械的な回転速度ωｍ、電気的な回転速度ωｅおよび電気的な回転角度θｅを演算する。ｄｑ←３相変換器１２は、モーター７の電気的な回転角度θｅを用いて電流センサー５、６により検出した３相交流電流ｉｕ、ｉｖを次式により座標変換し、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑを求める。
【数２３】
なお、Ｗ相交流電流ｉｗは、Ｕ、Ｖ相と同様に電流センサーにより検出してもよいが、３相交流の関係から次式により演算により求めることができる。
【数２４】
ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ ・・・（２１）
【００２４】
次に、一般にモーターの電力はモーター電流と印加電圧により求められる。この実施の形態では矩形波電圧位相δ、直流電源４ａの電圧Ｖｄｃおよびｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑに基づいてモーター電力Ｐｅを演算する。なお、直流電源４ａの電圧Ｖｄｃは一般的な電圧センサー（不図示）を用いて検出する。モーター電力Ｐｅは、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑとｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑを用いて次式により求められる。
【数２５】
Ｐｅ＝ｖｄｉｄ＋ｖｑｉｑ ・・・（２２）
この（２２）式に（４）〜（６）式を代入すれば次式が導かれる。
【数２６】
電力演算器１０は、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑ、矩形波電圧位相δおよび直流電源電圧Ｖｄｃに基づいて（２３）式によりモーター電力（電気的出力）Ｐｅを演算する。
【００２５】
ここで、モーターの機械的出力Ｐｍと電気的出力Ｐｅは、変換効率ηを用いると次のような関係にある。
【数２７】
ηＰｅ＝Ｐｍ ・・・（２４）
また、モーターの機械的出力Ｐｍは、モーターのトルクＴｅと機械的角速度ωｍにより次式で表される。
【数２８】
Ｐｍ＝ωｍＴｅ ・・・（２５）
（２４）式と（２５）式から次式が得られる。
【数２９】
Ｔｅ＝ηＰｅ／ωｍ ・・・（２６）
トルク推定器１１は、モーター７の電力Ｐｅ、角速度ωｍおよび効率ηに基づいて（２６）式によりモーター７のトルクＴｅを推定演算する。
【００２６】
なお、モーターの変換効率ηはモーター７の回転速度ωｍやトルクＴｅによって変化するため、実際には変換効率ηを回転速度ωｍとトルクＴｅに対するマップとして記憶しておき、モータートルクＴｅの推定演算に反映させる。
【００２７】
また、上述した一実施の形態ではトルク推定器１１によりモータートルクＴｅを推定演算する例を示したが、トルクメーターなどのトルクセンサーを用いてモータートルクＴｅを直接、検出してもよい。
【００２８】
このように、第１の一実施の形態では、モータートルクＴｅを演算により推定し、トルク制御器１０１によりトルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電圧指令値ｖｄ１をもとめるとともに、フィードフォワード補償器であるｄ軸電圧補償器１０５によりトルク指令値Ｔｅ＊とモーター角速度ωｅに基づいてｄ軸電圧指令値補償分ｖｄ’を求め、両者の和（ｖｄ１＋ｖｄ’）のｄ軸電圧指令値ｖｄとｄｑ軸電圧Ｖｄｑとに基づいて矩形波電圧位相δを求め、位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター７に印加するようにした。これにより、正弦波ＰＷＭ電圧駆動を行う場合に比べて高い基本波電圧を利用することができるため、モーターの高回転速度領域で出力を増加することができるとともに、特に、ｄ軸電圧補償器１０５によりモーターの回転速度ωｍやトルク指令値Ｔｅ＊の変化に対するトルクの応答性を向上させることができる。
【００２９】
また、第１の一実施の形態では、インバーター４の直流電源電圧Ｖｄｃから求めたｄｑ軸電圧Ｖｄｑを用いて矩形波電圧位相δを演算しているので、インバーター４の直流電源電圧Ｖｄｃが変化する場合でもモータートルクを応答性よく制御することができる。
【００３０】
特許請求の範囲の構成要素と第１の実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、位相速度演算器９が速度検出手段を、電力演算器１０が電力演算手段を、トルク推定器１１がトルク推定手段を、減算器１、トルク制御器１０１およびゲイン「−１」１０２がトルク制御手段を、電圧位相演算器１０４が位相演算手段を、パルス生成器３およびインバーター４が電力変換手段を、直流電源４ａが直流電源を、ｄ軸電圧補償器１０５および加算器１０３が電圧補償手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００３１】
《発明の第２の実施の形態》
図５に第２の実施の形態の構成を示す。なお、図２に示す第１の実施の形態の機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略する。この第２の実施の形態では、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）にＰＩ制御またはＰＩＤ制御を施し、偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるような矩形波電圧位相δを直接、演算する。
【００３２】
トルク制御器２０１は、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行い、矩形波電圧位相δｏを求める。
【００３３】
δ補償器２０２は、トルク制御の応答性を向上させるためのフィードフォワード補償器であり、上述したトルク制御器２０１と並列に接続される。δ補償器２０２は、トルク指令値Ｔｅ＊、モーター７の電気的角速度ωｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて、トルク制御器２０１の矩形波電圧位相δｏを補償するための補償分δ’を求める。
【００３４】
δ補償器２０２の構成について詳しく説明する。上記（１４）式のモータートルクＴｅにトルク指令値Ｔｅ＊を、位相δに補償分δ’をそれぞれ代入して変形すると次式が得られる。
【数３０】
δ’＝ｓｉｎ−１｛Ｌｄωｅ／（ＰＶｄｑφ）・Ｔｅ＊｝ ・・・（２７）
δ補償器２０２は、トルク指令値Ｔｅ＊、モーター７の電気的角速度ωｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて（２７）式により矩形波電圧位相補償分δ’を演算する。なお、δが小さい範囲ではｓｉｎδ≒δと近似できるから、（２７）式を次のように変形して補償分δ’を近似計算することができる。
【数３１】
δ’≒Ｌｄωｅ／（ＰＶｄｑφ）・Ｔｅ＊ ・・・（２８）
【００３５】
なお、（２７）式および（２８）式は、リラクタンストルクＴｅｒを利用可能な永久磁石同期モーターに対して導出した演算式であるが、リラクタンストルクＴｅｒを利用できないＳＰＭモーターではＬｄ＝Ｌｑとなるだけであるから、（２７）式および（２８）式をリラクタンストルクＴｅｒを利用できないＳＰＭモーターに対しても適用することができる。
【００３６】
加算器２０３は、トルク制御器２０１の矩形波電圧位相δｏとδ補償器２０２の補償分δ’とを加算して矩形波電圧位相δを求める。以下、上述した第１の実施の形態と同様に、パルス生成器３により、矩形波電圧位相δ、モーター７の電気的回転角度θｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいてモーター７に印加する３相矩形波電圧指令を生成し、インバーター４により、パルス生成器３で生成された矩形波電圧指令にしたがってスイッチング素子を駆動し、直流電源（ＤＣリンク）４ａから位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター７に印加する。
【００３７】
このように、第２の実施の形態によれば、モータートルクＴｅを推定し、トルク制御器２０１によりトルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行って矩形波電圧位相δｏを求めるとともに、フィードフォワード補償器であるδ補償器２０２によりトルク指令値Ｔｅ＊、モーター回転速度ωｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて矩形波電圧位相補償分δ’を求め、両者の和（δｏ＋δ’）を矩形波電圧位相δとする３相矩形波電圧を生成し、モーター７に印加するようにした。これにより、正弦波ＰＷＭ電圧駆動を行う場合に比べて高い基本波電圧を利用することができるため、モーターの高回転速度領域で出力を増加することができるとともに、特に、δ補償器２０２によりモータートルクの応答性を向上させることができる。
【００３８】
特許請求の範囲の構成要素と第２の実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、位相速度演算器９が速度検出手段を、電力演算器１０が電力演算手段を、トルク推定器１１がトルク推定手段を、減算器１およびトルク制御器２０１がトルク制御手段を、δ補償器２０２および加算器２０３が位相補償手段を、パルス生成器３およびインバーター４が電力変換手段を、直流電源４ａが直流電源をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００３９】
なお、上述した一実施の形態では、ｄｑ軸座標系におけるモーターの回路方程式を高回転速度でかつ定常状態に限定して近似し、近似式（３）に基づいて矩形波電圧駆動を行う例を示した。モーターを上述した矩形波電圧のみにより駆動してもよいが、低回転速度時は従来の正弦波ＰＷＭ電圧駆動に切り換えてモーターを駆動制御するのが望ましい。正弦波ＰＷＭ電圧駆動制御と、正弦波ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動との切り換え制御についてはすでにいろいろな方法が提案されているので、それらの制御方法によるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】ｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑと矩形波電圧位相δとの関係を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図３】Ｕ相矩形波電圧波形を示す図である。
【図４】Ｕ相正弦波ＰＷＭ電圧波形を示す図である。
【図５】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 減算器
３ パルス生成器
４ インバーター
４ａ 直流電源（ＤＣリンク）
５、６ 電流センサー
７ ３相同期モーター
８ 位置センサー
９ 位相速度演算器
１０ 電力演算器
１１ トルク推定器
１２ ｄｑ←３相変換器
１０１ トルク制御器
１０２ 「−１」ゲイン
１０３ 加算器
１０４ 電圧位相演算器
１０５ ｄ軸電圧補償器
２０１ トルク制御器
２０２ δ補償器
２０３ 加算器
【発明の属する技術分野】
本発明は交流モーターの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モーターにインバーターを用いて電圧を印加する場合に、正弦波ＰＷＭ電圧の代わりに１パルスの矩形波電圧を印加すると基本波電圧の波高値を高くすることができ、高回転速度領域におけるモーター出力を増加することができる。矩形波電圧駆動時には、モーターに印加する電圧の位相は制御できるが、印加電圧の振幅はインバーターの直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）により定まり、モータートルクを正確に制御することができない。
【０００３】
このような矩形波電圧駆動時の問題を解決するために、トルク推定器を用いてモータートルクを推定し、トルク指令値と推定値との偏差に基づいて電圧位相を制御することによって、トルク指令値に応じたトルクが得られるようにしたモーター制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
【特許文献１】
特開２０００−０５０６８９号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来のモーター制御装置では、定常状態におけるモータートルクと電圧位相との関係に基づいて、モータートルクの指令値に推定値をフィードバックしてモータートルクを制御しているので、フィードバック制御ゲインを上げると制御系が不安定になりやすく、そのため制御ゲインを十分に上げることができず、トルク制御の応答性を速くすることが難しいという問題がある。
【０００６】
本発明は、同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を改善したモーター制御装置を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、３相同期モーターの回転速度、交流電力および変換効率に基づいてモータートルクを推定し、トルク指令値とトルク推定値との偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電圧指令値を求め、ｄ軸電圧指令値と直流電源の電圧とに基づいて矩形波電圧の位相を演算し、この位相の３相矩形波電圧を直流電源から生成してモーターに印加する、ものである。
また、本発明は、３相同期モーターの回転速度、交流電力および変換効率に基づいてモータートルクを推定し、トルク指令値とトルク推定値との偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行って矩形波電圧の位相を求めるとともに、トルク指令値、直流電源の電圧およびモーターの回転速度に基づいて矩形波電圧の位相を補償し、補償された位相の３相矩形波電圧を直流電源から生成してモーターに印加するものである。
【０００８】
【発明の効果】
本発明によれば、同期モーターの矩形波電圧駆動時におけるトルク制御性能を向上させることができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
永久磁石同期モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸座標系における回路方程式は、次式のように表すことができる。
【数４】
【００１０】
モーターの負荷、すなわち電流がほぼ一定な定常状態を考えると、（１）式を次のように近似することができる。
【数５】
【数６】
ここで、矩形波電圧位相δを用いてｖｄとｖｑを表すと次式の関係になり、これを図示すると図１に示す関係になる。
【数７】
ｖｄ＝−Ｖｄｑ・ｓｉｎδ ・・・（４）
【数８】
ｖｑ＝Ｖｄｑ・ｃｏｓδ ・・・（５）
（４）式および（５）式において、Ｖｄｑはｄｑ軸座標系における電圧ベクトルの大きさ（以下、単にｄｑ軸電圧と呼ぶ）であり、矩形波電圧駆動時にはインバーターの直流電源電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖｄｃを用いて次のように表せる。
【数９】
Ｖｄｑ＝√（６）・Ｖｄｃ／π ・・・（６）
また、高回転速度で且つ定常状態におけるｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄは、（３）式からそれぞれ次のように表せる。
【数１０】
ｉｑ＝−ｖｄ／（Ｌｑωｅ） ・・・（７）
【数１１】
ｉｄ＝（ｖｑ−ωｅφ）／（Ｌｄωｅ） ・・・（８）
【００１２】
永久磁石同期モーターのトルクは、永久磁石によるトルクＴｅｍとリラクタンストルクＴｅｒによって発生する。永久磁石によるトルクＴｅｍは（９）式で表され、リラクタンストルクＴｅｒは（１０）式で表される。
【数１２】
Ｔｅｍ＝Ｐφｉｑ ・・・（９）
【数１３】
Ｔｅｒ＝Ｐ（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄｉｑ ・・・（１０）
（９）式および（１０）式において、Ｐは極対数を表す。
【００１３】
（９）式と（１０）式のトルクと電圧位相の関係を表すために、定常状態のｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑを表す（７）式および（８）式と、ｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑと矩形波電圧位相δの関係を表す（４）式および（５）式を用いて整理すると、永久磁石によるトルクＴｅｍは（１１）式で、リラクタンストルクＴｅｒは（１２）式でそれぞれ表される。
【数１４】
Ｔｅｍ＝ＰφＶｄｑｓｉｎδ／（Ｌｑωｅ） ・・・（１１）
【数１５】
【００１４】
《発明の第１の実施の形態》
定常状態におけるリラクタンストルクＴｅｒを表す上記（１２）式において、モーターの回転速度が高く、φ≫（Ｖｄｑ／２ωｅ）であれば、（１２）式を次のように近似することができる。
【数１６】
Ｔｅｒ≒（ＰＶｄｑ／ωｅ）（１／Ｌｄ−１／Ｌｑ）φｓｉｎδ ・・・（１３）
このリラクタンストルクの近似式（１３）と永久磁石によるトルクを表す（１１）式を加算すると、次のにようにモータートルクＴｅを簡単な形で表すことができる。
【数１７】
Ｔｅ≒｛ＰＶｄｑφ／（Ｌｄωｅ）｝ｓｉｎδ ・・・（１４）
この（１４）式をｄ軸電圧ｖｄを用いて表すと、
【数１８】
Ｔｅ≒−｛Ｐφ／（Ｌｄωｅ）｝ｖｄ ・・・（１５）
（１５）式から明らかなように、ｄ軸電圧ｖｄによってモータートルクＴｅを操作できることがわかる。
【００１５】
図２に第１の実施の形態の構成を示す。減算器１とトルク制御器１０１はトルクフィードバック制御を行う。まず、減算器１は、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅ（詳細後述）とのトルク偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）を求める。トルク制御器１０１は、トルク偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御（比例Ｐ、積分Ｉ、微分Ｄ）を行ってｄ軸電圧ｖｄ０を求める。
【００１６】
さらに、上記（１５）式から明らかなように正のｄ軸電圧ｖｄに対して負のトルクＴｅが得られることから、トルク制御器１０１の比例ゲインと積分ゲイン（および微分ゲイン）に正の値を設定している場合には、トルク制御器１０１から出力されるｄ軸電圧ｖｄ０に「−１」ゲイン１０２を乗じ、フィードバック制御の出力としてｄ軸電圧指令値ｖｄ１を求める。
【００１７】
ｄ軸電圧補償器１０５は、トルク制御の応答性を向上させるためのフィードフォワード補償器であり、上述したトルク制御器１０１と並列に接続される。上記（１５）式のｄ軸電圧ｖｄをｖｄ’に、モータートルクＴｅをトルク指令値Ｔｅ＊にそれぞれ置き換えて変形すると次式が得られる。
【数１９】
ｖｄ’＝−｛Ｌｄωｅ／（Ｐφ）｝Ｔｅ＊ ・・・（１６）
ｄ軸電圧補償器１０５は、トルク指令値Ｔｅ＊とモーター７の電気的回転速度ωｅとに基づいて（１６）式によりｄ軸電圧ｖｄ’を求め、トルク制御器１０１からのｄ軸電圧指令値ｖｄ１を補償するための補償分として出力する。
【００１８】
加算器１０３は、トルク制御器１０１のｄ軸電圧指令値ｖｄ１とｄ軸電圧補償器１０５のｄ軸電圧指令値補償分ｖｄ’とを加算し、ｄ軸電圧指令値ｖｄを求める。電圧位相演算器１０４は、ｄ軸電圧指令値ｖｄとｄｑ軸電圧Ｖｄｑとに基づいて上記（４）式を変形した次式により矩形波電圧位相δを求める。
【数２０】
δ＝ｓｉｎ−１（−ｖｄ／Ｖｄｑ） ・・・（１７）
なお、ｄｑ軸電圧Ｖｄｑは、直流電源（ＤＣリンク）４ａの電圧Ｖｄｃから上記（６）式を用いて求められる。
【００１９】
矩形波電圧駆動時には、モーター７に印加されるＵ相矩形波電圧の位相δは図３に示す関係となる。なお、正弦波ＰＷＭ電圧駆動時には、モーター７に印加されるＵ相正弦波ＰＷＭ電圧の位相δは図４に示す関係となる。
【００２０】
インバーターを矩形波電圧制御で動作させる場合には、正弦波ＰＷＭ電圧制御で動作させる場合よりも２７．３％高い基本波電圧をモーターに印加することができる。また、正弦波に３次高調波を重畳して電圧の利用率を向上させる方法が知られているが、矩形波電圧制御で動作させる場合はこの方法よりも１０．３％も高い基本波電圧をモーターに印加することができる。
【００２１】
パルス生成器３は、矩形波電圧位相δ、モーター７の電気的回転角度θｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいてモーター７に印加する３相矩形波電圧指令を生成する。ここで、ｄ軸電流とｑ軸電流を独立に制御する通常のベクトル制御では、次式によりｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑから３相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗへの座標変換が行われる。
【数２１】
【数２２】
【００２２】
インバーター４は、パルス生成器３で生成された矩形波電圧指令にしたがってスイッチング素子を駆動し、直流電源（ＤＣリンク）４ａから位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター７に印加する。
【００２３】
位相速度演算器９は、レゾルバーなどの位置センサー８により検出したモーター７の機械的な回転角度に基づいてモーター７の機械的な回転速度ωｍ、電気的な回転速度ωｅおよび電気的な回転角度θｅを演算する。ｄｑ←３相変換器１２は、モーター７の電気的な回転角度θｅを用いて電流センサー５、６により検出した３相交流電流ｉｕ、ｉｖを次式により座標変換し、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑを求める。
【数２３】
【数２４】
ｉｗ＝−ｉｕ−ｉｖ ・・・（２１）
【００２４】
次に、一般にモーターの電力はモーター電流と印加電圧により求められる。この実施の形態では矩形波電圧位相δ、直流電源４ａの電圧Ｖｄｃおよびｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑに基づいてモーター電力Ｐｅを演算する。なお、直流電源４ａの電圧Ｖｄｃは一般的な電圧センサー（不図示）を用いて検出する。モーター電力Ｐｅは、ｄｑ軸電流ｉｄ、ｉｑとｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑを用いて次式により求められる。
【数２５】
Ｐｅ＝ｖｄｉｄ＋ｖｑｉｑ ・・・（２２）
この（２２）式に（４）〜（６）式を代入すれば次式が導かれる。
【数２６】
【００２５】
ここで、モーターの機械的出力Ｐｍと電気的出力Ｐｅは、変換効率ηを用いると次のような関係にある。
【数２７】
ηＰｅ＝Ｐｍ ・・・（２４）
また、モーターの機械的出力Ｐｍは、モーターのトルクＴｅと機械的角速度ωｍにより次式で表される。
【数２８】
Ｐｍ＝ωｍＴｅ ・・・（２５）
（２４）式と（２５）式から次式が得られる。
【数２９】
Ｔｅ＝ηＰｅ／ωｍ ・・・（２６）
トルク推定器１１は、モーター７の電力Ｐｅ、角速度ωｍおよび効率ηに基づいて（２６）式によりモーター７のトルクＴｅを推定演算する。
【００２６】
なお、モーターの変換効率ηはモーター７の回転速度ωｍやトルクＴｅによって変化するため、実際には変換効率ηを回転速度ωｍとトルクＴｅに対するマップとして記憶しておき、モータートルクＴｅの推定演算に反映させる。
【００２７】
また、上述した一実施の形態ではトルク推定器１１によりモータートルクＴｅを推定演算する例を示したが、トルクメーターなどのトルクセンサーを用いてモータートルクＴｅを直接、検出してもよい。
【００２８】
このように、第１の一実施の形態では、モータートルクＴｅを演算により推定し、トルク制御器１０１によりトルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行ってｄ軸電圧指令値ｖｄ１をもとめるとともに、フィードフォワード補償器であるｄ軸電圧補償器１０５によりトルク指令値Ｔｅ＊とモーター角速度ωｅに基づいてｄ軸電圧指令値補償分ｖｄ’を求め、両者の和（ｖｄ１＋ｖｄ’）のｄ軸電圧指令値ｖｄとｄｑ軸電圧Ｖｄｑとに基づいて矩形波電圧位相δを求め、位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター７に印加するようにした。これにより、正弦波ＰＷＭ電圧駆動を行う場合に比べて高い基本波電圧を利用することができるため、モーターの高回転速度領域で出力を増加することができるとともに、特に、ｄ軸電圧補償器１０５によりモーターの回転速度ωｍやトルク指令値Ｔｅ＊の変化に対するトルクの応答性を向上させることができる。
【００２９】
また、第１の一実施の形態では、インバーター４の直流電源電圧Ｖｄｃから求めたｄｑ軸電圧Ｖｄｑを用いて矩形波電圧位相δを演算しているので、インバーター４の直流電源電圧Ｖｄｃが変化する場合でもモータートルクを応答性よく制御することができる。
【００３０】
特許請求の範囲の構成要素と第１の実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、位相速度演算器９が速度検出手段を、電力演算器１０が電力演算手段を、トルク推定器１１がトルク推定手段を、減算器１、トルク制御器１０１およびゲイン「−１」１０２がトルク制御手段を、電圧位相演算器１０４が位相演算手段を、パルス生成器３およびインバーター４が電力変換手段を、直流電源４ａが直流電源を、ｄ軸電圧補償器１０５および加算器１０３が電圧補償手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００３１】
《発明の第２の実施の形態》
図５に第２の実施の形態の構成を示す。なお、図２に示す第１の実施の形態の機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して説明を省略する。この第２の実施の形態では、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）にＰＩ制御またはＰＩＤ制御を施し、偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるような矩形波電圧位相δを直接、演算する。
【００３２】
トルク制御器２０１は、トルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行い、矩形波電圧位相δｏを求める。
【００３３】
δ補償器２０２は、トルク制御の応答性を向上させるためのフィードフォワード補償器であり、上述したトルク制御器２０１と並列に接続される。δ補償器２０２は、トルク指令値Ｔｅ＊、モーター７の電気的角速度ωｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて、トルク制御器２０１の矩形波電圧位相δｏを補償するための補償分δ’を求める。
【００３４】
δ補償器２０２の構成について詳しく説明する。上記（１４）式のモータートルクＴｅにトルク指令値Ｔｅ＊を、位相δに補償分δ’をそれぞれ代入して変形すると次式が得られる。
【数３０】
δ’＝ｓｉｎ−１｛Ｌｄωｅ／（ＰＶｄｑφ）・Ｔｅ＊｝ ・・・（２７）
δ補償器２０２は、トルク指令値Ｔｅ＊、モーター７の電気的角速度ωｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて（２７）式により矩形波電圧位相補償分δ’を演算する。なお、δが小さい範囲ではｓｉｎδ≒δと近似できるから、（２７）式を次のように変形して補償分δ’を近似計算することができる。
【数３１】
δ’≒Ｌｄωｅ／（ＰＶｄｑφ）・Ｔｅ＊ ・・・（２８）
【００３５】
なお、（２７）式および（２８）式は、リラクタンストルクＴｅｒを利用可能な永久磁石同期モーターに対して導出した演算式であるが、リラクタンストルクＴｅｒを利用できないＳＰＭモーターではＬｄ＝Ｌｑとなるだけであるから、（２７）式および（２８）式をリラクタンストルクＴｅｒを利用できないＳＰＭモーターに対しても適用することができる。
【００３６】
加算器２０３は、トルク制御器２０１の矩形波電圧位相δｏとδ補償器２０２の補償分δ’とを加算して矩形波電圧位相δを求める。以下、上述した第１の実施の形態と同様に、パルス生成器３により、矩形波電圧位相δ、モーター７の電気的回転角度θｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいてモーター７に印加する３相矩形波電圧指令を生成し、インバーター４により、パルス生成器３で生成された矩形波電圧指令にしたがってスイッチング素子を駆動し、直流電源（ＤＣリンク）４ａから位相δの３相矩形波電圧を生成してモーター７に印加する。
【００３７】
このように、第２の実施の形態によれば、モータートルクＴｅを推定し、トルク制御器２０１によりトルク指令値Ｔｅ＊とトルク推定値Ｔｅとの偏差（Ｔｅ＊−Ｔｅ）が０になるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行って矩形波電圧位相δｏを求めるとともに、フィードフォワード補償器であるδ補償器２０２によりトルク指令値Ｔｅ＊、モーター回転速度ωｅおよびｄｑ軸電圧Ｖｄｑに基づいて矩形波電圧位相補償分δ’を求め、両者の和（δｏ＋δ’）を矩形波電圧位相δとする３相矩形波電圧を生成し、モーター７に印加するようにした。これにより、正弦波ＰＷＭ電圧駆動を行う場合に比べて高い基本波電圧を利用することができるため、モーターの高回転速度領域で出力を増加することができるとともに、特に、δ補償器２０２によりモータートルクの応答性を向上させることができる。
【００３８】
特許請求の範囲の構成要素と第２の実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、位相速度演算器９が速度検出手段を、電力演算器１０が電力演算手段を、トルク推定器１１がトルク推定手段を、減算器１およびトルク制御器２０１がトルク制御手段を、δ補償器２０２および加算器２０３が位相補償手段を、パルス生成器３およびインバーター４が電力変換手段を、直流電源４ａが直流電源をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【００３９】
なお、上述した一実施の形態では、ｄｑ軸座標系におけるモーターの回路方程式を高回転速度でかつ定常状態に限定して近似し、近似式（３）に基づいて矩形波電圧駆動を行う例を示した。モーターを上述した矩形波電圧のみにより駆動してもよいが、低回転速度時は従来の正弦波ＰＷＭ電圧駆動に切り換えてモーターを駆動制御するのが望ましい。正弦波ＰＷＭ電圧駆動制御と、正弦波ＰＷＭ電圧駆動と矩形波電圧駆動との切り換え制御についてはすでにいろいろな方法が提案されているので、それらの制御方法によるものとする。
【図面の簡単な説明】
【図１】ｄｑ軸電圧ｖｄ、ｖｑと矩形波電圧位相δとの関係を示す図である。
【図２】第１の実施の形態の構成を示す図である。
【図３】Ｕ相矩形波電圧波形を示す図である。
【図４】Ｕ相正弦波ＰＷＭ電圧波形を示す図である。
【図５】第２の実施の形態の構成を示す図である。
【符号の説明】
１ 減算器
３ パルス生成器
４ インバーター
４ａ 直流電源（ＤＣリンク）
５、６ 電流センサー
７ ３相同期モーター
８ 位置センサー
９ 位相速度演算器
１０ 電力演算器
１１ トルク推定器
１２ ｄｑ←３相変換器
１０１ トルク制御器
１０２ 「−１」ゲイン
１０３ 加算器
１０４ 電圧位相演算器
１０５ ｄ軸電圧補償器
２０１ トルク制御器
２０２ δ補償器
２０３ 加算器
Claims (6)
- ３相同期モーターに３相矩形波電圧を印加して駆動するモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記モーターの交流電力を演算する電力演算手段と、
前記モーターの前記回転速度、前記交流電力および変換効率に基づいて前記モーターのトルクを推定するトルク推定手段と、
トルク指令値と前記トルク推定値とのトルク偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行い、前記モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸座標系のｄ軸電圧指令値を出力するトルク制御手段と、
前記トルク制御手段から出力されたｄ軸電圧指令値と直流電源の電圧とに基づいて前記矩形波電圧の位相を演算する位相演算手段と、
前記位相演算手段で演算された位相にしたがって前記直流電源から前記矩形波電圧を生成する電力変換手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項１に記載のモーター制御装置において、
前記トルク指令値と前記モーターの回転速度とに基づいて前記ｄ軸電圧指令値を補償する電圧補償手段を備えることを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項２に記載のモーター制御装置において、
前記電圧補償手段は、前記トルク指令値をＴｅ＊、前記モーターの回転速度をωｅ、前記モーターのｄ軸インダクダンスをＬｄ、前記モーターの極対数をＰ、前記モーターの磁束鎖交数をφとしたとき、次の演算式
- ３相同期モーターに３相矩形波電圧を印加して駆動するモーター制御装置において、
前記モーターの回転速度を検出する速度検出手段と、
前記モーターの交流電力を演算する電力演算手段と、
前記モーターの前記回転速度、前記交流電力および変換効率に基づいて前記モーターのトルクを推定するトルク推定手段と、
トルク指令値と前記トルク推定値とのトルク偏差が０となるようにＰＩ制御またはＰＩＤ制御を行い、前記矩形波電圧の位相を出力するトルク制御手段と、
前記トルク指令値、直流電源の電圧および前記モーターの回転速度に基づいて前記矩形波電圧の位相を補償する位相補償手段と、
前記位相補償手段で補償された位相にしたがって前記直流電源から矩形波電圧を生成する電力変換手段とを備えることを特徴とするモーター制御装置。 - 請求項４に記載のモーター制御装置において、
前記位相補償手段は、前記トルク指令値をＴｅ＊、前記直流電源の電圧をＶｄｑ、前記モーターの回転速度をωｅ、前記モーターのｄ軸インダクダンスをＬｄ、前記モーターの極対数をＰ、前記モーターの鎖交磁束数をφとしたとき、次の演算式
- 請求項４に記載のモーター制御装置において、
前記位相補償手段は、前記トルク指令値をＴｅ＊、前記直流電源の電圧をＶｄｑ、前記モーターの回転速度をωｅ、前記モーターのｄ軸インダクダンスをＬｄ、前記モーターの極対数をＰ、前記モーターの鎖交磁束数をφとしたとき、次の演算式
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003078182A JP2004289927A (ja) | 2003-03-20 | 2003-03-20 | モーター制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003078182A JP2004289927A (ja) | 2003-03-20 | 2003-03-20 | モーター制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004289927A true JP2004289927A (ja) | 2004-10-14 |
Family
ID=33292734
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003078182A Pending JP2004289927A (ja) | 2003-03-20 | 2003-03-20 | モーター制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004289927A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191721A (ja) * | 2005-01-05 | 2006-07-20 | Yaskawa Electric Corp | モータ制御装置とその制御方法 |
| JP2007143351A (ja) * | 2005-11-22 | 2007-06-07 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の制御装置 |
| JP2009201200A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Toyota Motor Corp | 電源装置、それを搭載する車両および電源装置の制御方法 |
| JP2009303346A (ja) * | 2008-06-11 | 2009-12-24 | Denso Corp | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| JP2010045959A (ja) * | 2008-07-15 | 2010-02-25 | Seiko Epson Corp | 電動機の特性を算出する方法 |
| JP2010088241A (ja) * | 2008-10-01 | 2010-04-15 | Toyota Motor Corp | 交流電動機の制御システム |
| WO2010073073A1 (en) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control system for ac motor |
| JP2010207071A (ja) * | 2008-10-27 | 2010-09-16 | Seiko Epson Corp | 電動機の特性を取得する装置、方法及びコンピュータープログラム |
| CN101505110B (zh) * | 2009-02-27 | 2010-12-01 | 华中科技大学 | 瞬时电压pid电流pi数字控制的逆变电源 |
| CN108494304A (zh) * | 2018-04-13 | 2018-09-04 | 曾喆昭 | 三相永磁同步电机准pi扰动感知控制方法 |
-
2003
- 2003-03-20 JP JP2003078182A patent/JP2004289927A/ja active Pending
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006191721A (ja) * | 2005-01-05 | 2006-07-20 | Yaskawa Electric Corp | モータ制御装置とその制御方法 |
| JP2007143351A (ja) * | 2005-11-22 | 2007-06-07 | Mitsubishi Electric Corp | 交流電動機の制御装置 |
| JP2009201200A (ja) * | 2008-02-19 | 2009-09-03 | Toyota Motor Corp | 電源装置、それを搭載する車両および電源装置の制御方法 |
| JP2009303346A (ja) * | 2008-06-11 | 2009-12-24 | Denso Corp | 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム |
| JP2010045959A (ja) * | 2008-07-15 | 2010-02-25 | Seiko Epson Corp | 電動機の特性を算出する方法 |
| JP2010088241A (ja) * | 2008-10-01 | 2010-04-15 | Toyota Motor Corp | 交流電動機の制御システム |
| JP2010207071A (ja) * | 2008-10-27 | 2010-09-16 | Seiko Epson Corp | 電動機の特性を取得する装置、方法及びコンピュータープログラム |
| WO2010073073A1 (en) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control system for ac motor |
| US8558500B2 (en) | 2008-12-22 | 2013-10-15 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Control system for AC motor |
| CN102257723B (zh) * | 2008-12-22 | 2014-05-28 | 丰田自动车株式会社 | 用于ac电动机的控制*** |
| CN101505110B (zh) * | 2009-02-27 | 2010-12-01 | 华中科技大学 | 瞬时电压pid电流pi数字控制的逆变电源 |
| CN108494304A (zh) * | 2018-04-13 | 2018-09-04 | 曾喆昭 | 三相永磁同步电机准pi扰动感知控制方法 |
| CN108494304B (zh) * | 2018-04-13 | 2021-07-16 | 长沙理工大学 | 三相永磁同步电机准pi扰动感知控制方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5156352B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JP3746377B2 (ja) | 交流電動機の駆動制御装置 | |
| JP3783695B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| JP4230276B2 (ja) | ブラシレスｄｃモータの制御装置 | |
| JP3661642B2 (ja) | モータの制御装置及びその制御方法 | |
| JP4019842B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JP5488845B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP5330652B2 (ja) | 永久磁石モータ制御装置 | |
| JP2019129573A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP5910583B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP2013172592A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP2018523462A (ja) | モータコントローラおよびモータシステム | |
| JP5483218B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP2004289927A (ja) | モーター制御装置 | |
| JP2013172593A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP3939481B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JP2006262590A (ja) | ブラシレスｄｃモータの制御装置 | |
| JP5082216B2 (ja) | 電動機付ターボチャージャ用回転検出装置及び電動機付ターボチャージャの回転検出方法 | |
| JP2010022189A (ja) | モータの位置センサレス制御回路 | |
| JP2006121855A (ja) | 交流モータ制御装置 | |
| JP5910582B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP4526628B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JP5456873B1 (ja) | 同期機制御装置 | |
| JP2010142047A (ja) | 電動機の磁極位置推定装置 | |
| JP2010136585A (ja) | 電動機の制御装置 |