JP2004282885A - Motor drive unit - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、センサレスDCブラシレスモータを駆動するインバータ回路を備えたモータ駆動装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
駆動源をセンサレスDCブラシレスモータとした従来の電動圧縮機を搭載した車両用空調装置について説明する。
【0003】
図17において、101は送風ダクトであり、室内送風ファン102の作用により空気導入口103から空気を吸い込み、室内熱交換器104で熱交換した空気を空気吹き出し口105から車室内に吹き出す。
【0004】
室内熱交換器104は、センサレスDCブラシレスモータを駆動源とする電動圧縮機106、冷媒の流れを切替えて冷房と暖房を選択するための四方切替弁107、絞り装置108および室外ファン109の作用で車室外空気と熱交換する室外熱交換器110とともに冷凍サイクルを構成している。
【0005】
111は電動圧縮機106の駆動源であるセンサレスDCブラシレスモータを運転するモータ駆動装置であり、室内送風ファン102、四方切替弁107、および室外送風ファン109とともに、エアコンコントローラ112により動作を制御されている。
【0006】
エアコンコントローラ112は、室内送風のON/OFF・強弱を設定する室内送風ファンスイッチ113、冷房・暖房・OFFを選択するエアコンスイッチ114、温度調節スイッチ115および車両コントローラとの通信を行うための通信装置116と接続されている。
【0007】
例えば、室内送風ファンスイッチ113で送風ON・弱とされ、エアコンスイッチ114により冷房が指示されると、エアコンコントローラ112は、四方切替弁107を図の実線に設定し、室内熱交換器104を蒸発器、室外熱交換器110を凝縮器として作用させ、室外送風ファン109をONし、室内送風ファン102を弱に設定する。
【0008】
また、温度調節スイッチ115に従い、室内熱交換器104の温度を、モータ駆動装置111を用いて電動圧縮機106の回転数を可変することにより調節する。エアコンスイッチ114により冷暖房OFFとされると、電動圧縮機106・室外送風ファン109はOFFとなる。
【0009】
また、室内送風ファンスイッチ113がOFFとされると、室内送風ファン102はOFFとされ、電動圧縮機106・室外送風ファン109も冷凍サイクル保護のためOFFとされる。
【0010】
一方、車両コントローラ(図示せず)から、電力節減・バッテリ保護等の理由により冷暖房OFFの指令が、通信装置116経由で受信されると、エアコンコントローラ112はエアコンスイッチ113による冷暖房OFFと同様の処置をする。
【0011】
このような電動圧縮機を搭載した車両用空調装置においては、低騒音低振動であることが重要になる。特に、電気自動車はエンジンが無いため静粛性が高く(ハイブリッド電気自動車においては、エンジンを起動せずモータで走行している場合)、更に停車中においては、バッテリー電源により電動圧縮機を駆動することが可能で、この場合は、走行による騒音振動も無いので、電動圧縮機の騒音振動が目立つこととなる。
【0012】
モータ駆動装置111が、従来の120度通電方式の場合、磁界変化が60度間隔(通電が60度間隔)のため、電動圧縮機106の駆動源であるセンサレスDCブラシレスモータにトルク変動があり、もって騒音振動の原因となっている。(例えば特許文献1参照)
図18に回路例を示す。図において121はバッテリであり、122はバッテリー121に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、123はインバータ動作用ダイオードである。また、124はモータの固定子巻線を示し、125はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、126は電源電流を検出し消費電力算出・スイッチング素子保護等を行うための電流センサであり、127は固定子巻線の電圧から磁石回転子5の位置検出を行うための位相シフト回路であり、128は同じく比較回路である。そして129は電流センサ126、比較回路128等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。
【0013】
一方、正弦波駆動の場合、連続した回転磁界により永久磁石回転子を駆動しているのでトルク変動が小さくなる。従って、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることが望ましい。ただし、永久磁石回転子の位置検出には、固定子巻線の電流を検出するために、2個の電流センサが用いられている(例えば特許文献2参照)。
【0014】
図19に回路例を示す。図18に比べ、比較回路128・位相シフト回路127が無く、固定子巻線の電流から磁石回転子125の位置検出を行うためのU相電流検出用電流センサ130、W相電流検出用電流センサ131がある。制御回路129は、上記2個の電流センサからの2相分の電流値により他の1相の電流を演算し(電流センサは2個必要であるが、U相・V相・W相のうちどの2相でも良い)、磁石回転子125の位置検出を行い、電流センサ126等からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する。117は、120度通電方式のモータ駆動装置111に代わる正弦波駆動のモータ駆動装置である。
【0015】
また、上記低騒音低振動のほかに、搭載性・走行性能確保の面から、モータ駆動装置は小型軽量が要望されている。
【0016】
【特許文献1】
特開平8−163891号公報(第8頁、第4図)
【特許文献2】
特開2000−333465号公報(第9頁、第2図)
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、正弦波電流を出力する正弦波駆動モータ駆動装置を用いることは、トルク変動が小さくなるという利点を有するが、図19に示す従来の構成では、磁石回転子の位置検出を行うために、2個の電流センサが必要であり、モータ駆動装置として小型軽量化を進める上での阻害要因になるという課題を有していた。
【0018】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、低騒音低振動であるとともに小型軽量なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
【0019】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うものである。この電流検出において、2相変調の変調されていない相も含め各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、加算はキャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択される。
【0020】
上記構成によって、2個の相電流検出用電流センサを追加しなくとも、位置検出が不正確になることなく、電流波形が歪む等の問題が発生することもなく、2相変調の正弦波駆動が可能となり、また、従来の120度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる。
【0021】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【0022】
(実施の形態1)
図1において、本実施の形態の電気回路図を示す。図において、1はバッテリであり、2はバッテリー1に接続されたインバータ動作用スイッチング素子であり、3はインバータ動作用ダイオードである。また、4はモータの固定子巻線を示し、5はそのモータの磁石回転子を示す。さらに、7は電流センサ6からの信号に基づいてスイッチング素子を制御する制御回路である。20は従来のモータ駆動装置111に代わる本発明のモータ駆動装置である。
【0023】
図1の電気回路図と図18の120度通電駆動用の電気回路図に比較すると、比較回路128、位相シフト回路127が削除されている。
【0024】
また、図1の電気回路図と図19の相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図に比較すると、U相電流検出用電流センサ130、W相電流検出用電流センサ131が削除されている。
【0025】
電流センサ6の検出電流値は、制御回路7へ送られ、消費電力算出・スイッチング素子2等保護のための判断に用いられ、更に磁石回転子5の位置検出に用いられる。
【0026】
よって、制御回路7は、図18の比較回路128、図19のU相電流検出用電流センサ130、W相電流検出用電流センサ131用の信号入力回路(ハード)を削減でき、プログラムソフト変更のみを行えば良い。
【0027】
そして、回転数指令信号(図示せず)等にも基づいてスイッチング素子2を制御する。電流センサ6としては、ホール素子を用いたセンサ、シャント抵抗等、スイッチング素子2によるスイッチング電流のピークが検出できるものであれば良い。
【0028】
従来、電流センサ6はスイッチング素子2等を保護するために、スイッチング電流のピークが検出できるようになっているので、そのまま使用できる。
【0029】
図1においては、電流センサ6は電源ラインのマイナス側に挿入されているが、電流は同じなのでプラス側でも良い。このような構成とすることにより、従来に比べて構成部品が減少するため、小型計量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる(電流センサ等はプリント基板上に搭載されるため耐振の懸念点となる)。
【0030】
次に、図2により磁石回転子5の位置検出方法について述べる。
【0031】
図では、U相における相電流と誘起電圧との関連を示す。誘起電圧は、図1に示す磁石回転子5の回転により固定子巻線4に誘起する電圧であるので、磁石回転子5の位置検出に使用することができる。
【0032】
図1における固定子巻線4には、インダクタンスLとともに抵抗Rも存在している。誘起電圧、インダクタンスLの電圧、抵抗Rの電圧の和がモータ駆動装置20からの印加電圧に等しい。誘起電圧をEU、相電流をiU、印加電圧をVUとすると、VU=EU+R・iU+Ld・iU/dtであるので(図3に、センサレスDCブラシレスモータの電圧電流の1相分の一例を示す)、誘起電圧EUは、EU=VU−R・iU−Ld・iU/dtで表される。
【0033】
図1における制御回路7は、スイッチング素子2を制御しているので、印加電圧VUは既知である。よって、制御回路7のプログラムソフトにインダクタンスLと抵抗Rの値を入力しておけば、相電流iUを検出することで誘起電圧EUを算出できる。
【0034】
次に、電流センサ6にて、磁石回転子5の位置を検出する方法について述べる。
【0035】
まず、2相変調の波形を示す。図4に最大変調100%の2相変調を、図5に最大変調50%の2相変調を示す。
【0036】
41はU相端子電圧を、42はV相端子電圧を、43はW相端子電圧を、29は中性点電圧をそれぞれ表している。
【0037】
次に、図により例を示して説明する。図6に、1キャリア内(キャリア周期)での上アームスイッチング素子U、V、W、下アームスイッチング素子X、Y、Zの通電の一例を示している。この場合、図5の最大変調50%の2相変調において、位相がおおよそ130度での通電である。通電パターンとして、(a)、(b)、(c)の3パターンがある。
【0038】
通電パターン(a)においては、上アームスイッチング素子U、V、W全てがOFF、下アームスイッチング素子X、Y、Z全てがONである。図7に、このときの電流の流れを示す。
【0039】
U相電流、V相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子X、Yと並列のダイオードから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から下アームスイッチング素子Zへ流れ出ている。よって、電流センサ6に電流は流れず検出されない。
【0040】
通電パターン(b)においては、上アームスイッチング素子UがON、下アームスイッチング素子Y、ZがONである。図8に、このときの電流の流れを示す。
【0041】
U相電流は、上アームスイッチング素子Uから固定子巻線4へ流れ、V相電流は下アームスイッチング素子Yと並列のダイオードから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から下アームスイッチング素子Zへ流れ出ている。よって、電流センサ6には、U相電流が流れ検出される。
【0042】
通電パターン(c)においては、上アームスイッチング素子U、VがON、下アームスイッチング素子ZがONである。図9に、このときの電流の流れを示す。
【0043】
U相電流、V相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子U、Vから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から下アームスイッチング素子Zへ流れ出ている。よって、電流センサ6には、W相電流が流れ検出される。
【0044】
上記により、U相電流とW相電流が検出されるので、残りのV相電流は固定子巻線4の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。
【0045】
この場合、U相電流は固定子巻線4の中性点へ流れ込む電流であり、W相電流は固定子巻線4の中性点から流れ出る電流なので、V相電流はU相電流とW相電流の差をとれば求められる。
【0046】
以上の電流検出は、キャリアごとに行えるので、キャリア毎に位置検出し、固定子巻線4への出力を調整する事ができる。よって、120度通電に比較しトルク変動が小さく、低騒音低振動を実現出来る。また、起動性が向上する。
【0047】
上アームスイッチング素子U、V、WのON、OFF状態で電流センサ6により検出できる相電流が決定されることが分かる。1相のみON時はその相の電流、2相ON時は残りの相の電流が検出可能であり、3相OFF時は検出不可となる。従って、1キャリア内の上アームスイッチング素子U、V、WのONを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。図6において上アーム各相のON状態を確認すれば良い。
【0048】
図10において、このことを用い検出できる電流を検討することができる。図4の最大変調100%の2相変調における位相90度、105度、120度、135度、150度においての1キャリア内(キャリア周期)での上アームスイッチング素子U、V、WのON(通電)状態を中央から均等に振り分け表示している。
【0049】
なお、U相の通電期間を細実線で表わし、V相の通電期間を中実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したU,WはそれぞれU相の電流検出可能期間とW相の電流検出可能期間を示している。
【0050】
90度においては、図4より、U相変調は87%であるので、1キャリア(キャリア周期)を100%として、U相(細実線)の変調(通電時間)87%を中央から均等に振り分け表示している(V相の変調(は0%であるので表示していない)。他の位相においても同様である。
【0051】
90度〜150度としたのは、通電する相は異なるが、この通電時間パターンの繰り返しになっているからである。
【0052】
同様に、図11に最大変調50%の場合を示す。
【0053】
ここで、図10、図11の位相90度においては、、V相が通電されておらず、位相150度においては、2相の通電時間が一致しているために、1相分の電流しか検出できない状況になっている。この場合、前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処が必要となるが、位置検出が不正確になる、電流波形が歪む等の問題が発生する(低騒音低振動、起動性の効果が薄れる)。位相90度においては、V相に電流検出可能な通電時間を追加すれば、その通電時間にW相の電流を検出出来るようになるが、電流波形が歪むことななるので、次のキャリアにて、V相から前記追加した通電時間を削減する必要がある。しかしながら、V相その通電時間は0に近いので、削減できない。そのため、電流波形が歪むことななる。
【0054】
この対応方法を次に示す。
【0055】
各相に同じ値の通電時間を追加しても相電圧は変わらない。例として、図5において、各相に20%追加すると、中性点電圧(各相の端子電圧の和を3で割る)が20%増加する。相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であるので、20%は帳消しになり、追加する前の相電圧と変わらない。
【0056】
よって、次の様に対応することができる。
【0057】
図12に一例を示す。これを調整1とする。電流センサ6が電流検出するために必要な最小時間をδとする。
【0058】
図12(a)は、最大変調100%における位相90度の場合を示している。前記の如く、V相が通電されていない。
【0059】
図12(b)において、U相の通電時間に2δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。また、通電時間0のV相に同様に2δを追加する。更に、変調されていないW相にも同様に2δを追加する。W相の通電期間を太実線で表わしている。
【0060】
これにより、キャリア周期中央の通電時間2δの期間は、3相ともに上アームがONとなる。この状態は、図13の通電パターン(d)に示される。通電パターン(d)においては、上アームスイッチング素子U、V、W全てがON、下アームスイッチング素子X、Y、Z全てがOFFである。図14に、このときの電流の流れを示す。U相電流、V相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子U、Vから固定子巻線4へ流れ、W相電流は固定子巻線4から上アームスイッチング素子Wから流れ込んでいる。そのため、電流センサ6に電流は流れず検出されない。従って、3相OFF時に加え、3相ON時も検出不可となる
もって、キャリア周期中央の通電時間2δの期間は、電源から固定子巻線4へは電力供給されないので、U相の通電時間に2δ追加しても変調は変わらない。
【0061】
図12(c)において、W相の通電期間をキャリア周期の前半側へδシフトする(W相の通電期間は前半のみとする)。
これにより、電流検出所要最小時間δを確保できるので、V相及びW相の電流を検出可能となる。
【0062】
ここで、通電による各相の電流変化を確認する。V相の電流を検出可能期間では、U相とW相の上アームがONであるので、U相の電流変化を1とすると、W相も1となる。また、V相は下アームがONで電流変化が逆となり、U相とW相の電流が流れるので−2となる。同様に、W相の電流を検出可能期間では、U相とV相の上アームがONであるので、U相は1、V相も1となる。W相は下アームがONであるので、−2となる。3相ともONの場合は電流変化しない。もって、キャリア周期中央の通電時間3δの期間の各相の電流変化は、U相は2、V相は−1、W相は−1となる。一方、図12(b)の同じ期間では、図12(c)のV相の電流を検出可能期間に相当する期間だけで電流変化がある。U相のみ上アームがONであるので、U相は2、V相は−1、W相は−1となる。よって、図12(c)の通電は図12(b)の通電と等価である。
【0063】
従って、1相分の検出しかできない場合においても、U相に加えV相、W相の電流も検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が0となる位相90度に特定したが、通電時間が0に近い0度前後においても同様である。他の最大変調50%等における位相90度の場合においても同様である。また、位相150度前後における2相の通電時間が一致している(近接している)場合にも適用できる。U相への通電時間2δの追加は、キャリア周期内に収まるならば、W相と同じ通電期間前半にしても良い。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。相電流が検出可能な箇所(位相)においては、上記通電時間の追加は必要としない。
【0064】
(実施の形態2)
図15に、通電時間が一致する場合への対応方法を示す。これを調整2とする。
【0065】
図15(a)は、最大変調100%における位相150度の場合を示している。
【0066】
図15(b)において、U相及びV相の通電時間にδを通電期間前半及び後半に均等に追加する。また、変調されていないW相にも同様にδを追加する。 これにより、キャリア周期中央の通電時間δの期間は、3相ともに上アームがONとなる。
【0067】
前述同様、キャリア周期中央の通電時間δの期間は、電源から固定子巻線4へは電力供給されないので、U相及びV相の通電時間にδを追加しても変調は変わらない。
【0068】
図15(c)において、通電期間前半及び後半に電流検出所要最小時間δを確保するように、U相は前半へ、V相は後半へシフトする。これにより、電流検出所要最小時間δを確保できるので、V相及びV相の電流を検出可能となる。
【0069】
ここで、前述同様、通電による各相の電流変化を確認する。U相の電流を検出可能期間では、U相のみ上アームがONであるので、U相は2、V相は−1、W相は−1となる。V相の電流を検出可能期間では、V相のみ上アームがONであるので、V相は2、U相は−1、W相は−1となる。よって、合計を求めると、U相は1、V相は1、W相は−2となる。図15(b)のU相とV相の通電期間(通電時間δ)においては、U相とV相の上アームがONであるので、U相は1、V相は1、W相は−2となる。もって、このU相の電流を検出可能期間(通電時間δ)とV相の電流を検出可能期間(通電時間δ)の合計が、図15(b)のU相とV相の通電期間(通電時間δ)に等しいので、、図15(c)の通電は図15(b)の通電と等価である。
【0070】
従って、1相分の検出しかできない場合においても、W相に加えU相、V相の電流も検出可能となる。もって、永久磁石回転子の位置を判定可能となる。また、3相ともに同じ通電時間を加えているので、変調に変化はなく、電流波形が歪むこともない。もって、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られる
上記において、通電時間が一致する位相150度に特定したが、通電時間が近似する150度前後においても同様である。他の最大変調50%等における位相150度の場合においても同様である。また、位相90度前後における1相の通電時間が0(小さい)場合にも適用できる。δとしては、電流検出所要最小時間以上であれば良い。調整2においては、調整1に比べ、追加する通電量が小さくても良い。相電流が検出可能な箇所(位相)においては、上記通電時間の追加は必要としない。
【0071】
(実施の形態3)
図16に、電動圧縮機40の左側にモータ駆動装置20を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体32の中に圧縮機構部28、モータ31等が設置されている。冷媒は、吸入口33から吸入され、圧縮機構部28(この例ではスクロール)がモータ31で駆動されることにより、圧縮される。
【0072】
この圧縮された冷媒は、モータ31を通過し(冷却し)吐出口34より吐出される。内部でモータ31の巻き線に接続されているターミナル39は、、モータ駆動装置20に接続される。
【0073】
モータ駆動装置20は電動圧縮機40に取り付けられるように、ケース30を使用している。発熱源となるインバータ回路部37は、ケース30を介して電動圧縮機40の金属製筐体32に熱を放散するようにしている(金属製筐体32を介して電動圧縮機40内部の冷媒で冷却される)。
【0074】
ターミナル39は、インバータ回路部37の出力部に接続される。接続線36は、、バッテリー1への電源線とエアコンコントローラへの制御用信号線がある。モータ31の巻き線に集中巻を採用することにより、分布巻に比べ横方向の長さを短くできる。集中巻はインダクタンスが大きいため、120度通電ではダイオードへの還流時間が長くなり位置検出が困難で制御が難しいが、正弦波駆動では電流により位置検出するので制御可能である。
【0075】
このようなモータ駆動装置一体型電動圧縮機では、モータ駆動装置20が小さいこと、振動に強いことが必要になる。本発明の実施の形態として好適である。
【0076】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、電源電流を検出する電流センサを、固定子巻線の電流検出にも用いて磁石回転子の位置検出を行うもので、この構成によれば、2個の相電流検出用電流センサを追加することなく正弦波駆動が可能となり、また、従来の120度通電における位相シフト回路・比較回路も不要となり構成部品が減少するので、低騒音低振動であるとともに起動性が高く小型軽量で且つ信頼性の高いモータ駆動装置が得られるという効果を奏する。
【0077】
また、本発明は、電流検出において、2相変調の変調されていない相も含め各相のキャリア周期内通電期間に同一の通電時間を加算し、加算はキャリア周期内の前半もしくは後半もしくは前半と後半に分配のいずれかが各相毎に選択されて、電流センサによって固定子巻線に流れる電流を検出するもので、この構成によれば、前回検出された値を再度使用する、推定する、通電時間を意図的に変更する等の対処は不要で、位置検出が不正確になることなく、電流波形が歪む等の問題が発生することもない、という効果を奏する。
【0078】
また、本発明は、小型で耐振に強く、またモータ巻線に集中巻を採用可能であり、モータ駆動装置一体型電動圧縮機の横方向長さを短くできるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施形態を示す電気回路図
【図2】正弦波駆動における誘起電圧検出方法説明図
【図3】センサレスDCブラシレスモータの電圧電流を示す波形図
【図4】2相変調の最大変調100%における各相の変調を示す波形図
【図5】2相変調の最大変調50%における各相の変調を示す波形図
【図6】本発明の第1の実施形態に係る相電流検出方法を示す通電タイミングチャート
【図7】同通電タイミング(a)における電流経路を示す電気回路図
【図8】同通電タイミング(b)における電流経路を示す電気回路図
【図9】同通電タイミング(c)における電流経路を示す電気回路図
【図10】2相変調の最大変調100%の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図11】2相変調の最大変調50%の位相毎における上アームの通電を示す説明図
【図12】本発明の第1の実施形態に係る2相変調の相電流検出を示す説明図
【図13】同相電流検出方法を示す通電タイミング(d)を加えた通電タイミングチャート
【図14】同通電タイミング(d)における電流経路を示す電気回路図
【図15】本発明の第2の実施形態に係る2相変調の相電流検出を示す説明図
【図16】本発明の第3の実施形態を示すモータ駆動装置一体型電動圧縮機の断面図
【図17】従来からある電動圧縮機を搭載した車両用空調装置の構成図
【図18】同120度通電駆動用の電気回路図
【図19】同相電流検出用電流センサを備えた正弦波駆動用の電気回路図
【符号の説明】
1 バッテリ
2 スイッチング素子
3 ダイオード
4 固定子巻線
5 磁石回転子
6 電流センサ
7 制御回路
20 モータ駆動装置
30 モータ駆動装置の一体型ケース
31 モータ部
40 電動圧縮機[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor driving device provided with an inverter circuit for driving a sensorless DC brushless motor.
[0002]
[Prior art]
A vehicle air conditioner equipped with a conventional electric compressor using a sensorless DC brushless motor as a drive source will be described.
[0003]
In FIG. 17,
[0004]
The
[0005]
A
[0006]
The
[0007]
For example, when the air is turned ON / low by the
[0008]
Further, the temperature of the
[0009]
When the indoor
[0010]
On the other hand, when a cooling / heating OFF command is received from the vehicle controller (not shown) via the
[0011]
In a vehicle air conditioner equipped with such an electric compressor, low noise and low vibration are important. In particular, since electric vehicles have no engine, they have high quietness (in hybrid electric vehicles, they run on a motor without starting the engine). Furthermore, when the vehicle is stopped, the electric compressor is driven by the battery power supply. In this case, there is no noise and vibration due to running, so that the noise and vibration of the electric compressor become conspicuous.
[0012]
When the
FIG. 18 shows a circuit example. In the figure,
[0013]
On the other hand, in the case of the sine wave drive, since the permanent magnet rotor is driven by a continuous rotating magnetic field, torque fluctuation is reduced. Therefore, it is desirable to use a sine wave drive motor drive device that outputs a sine wave current. However, for detecting the position of the permanent magnet rotor, two current sensors are used to detect the current of the stator winding (for example, see Patent Document 2).
[0014]
FIG. 19 shows a circuit example. Compared with FIG. 18, there is no
[0015]
In addition to the low noise and low vibration described above, the motor drive device is required to be small and light in terms of securing mountability and running performance.
[0016]
[Patent Document 1]
JP-A-8-163891 (
[Patent Document 2]
JP-A-2000-333465 (
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the use of the sine-wave drive motor driving device that outputs a sine-wave current has an advantage that torque fluctuation is reduced. However, in the conventional configuration shown in FIG. 19, the position of the magnet rotor is detected. For this reason, two current sensors are required, and this has a problem that it becomes a hindrance factor in advancing miniaturization and weight reduction as a motor drive device.
[0018]
An object of the present invention is to solve such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide a small and lightweight motor drive device which has low noise and low vibration.
[0019]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, the present invention is to detect the position of a magnet rotor by using a current sensor for detecting a power supply current also for detecting a current of a stator winding. In this current detection, the same energizing time is added to the energizing period in the carrier cycle of each phase including the phase that is not modulated by the two-phase modulation, and the addition is performed in the first half or the second half of the carrier cycle or distributed to the first and second half. Is selected for each phase.
[0020]
With the above configuration, even if two current sensors for phase current detection are not added, the position detection does not become inaccurate, and the current waveform is not distorted. In addition, since a conventional phase shift circuit and comparison circuit for 120-degree conduction is not required and the number of components is reduced, a small, lightweight, and highly reliable motor drive device with low noise and low vibration can be obtained.
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0022]
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows an electric circuit diagram of the present embodiment. In the figure, 1 is a battery, 2 is an inverter operation switching element connected to the
[0023]
Compared with the electric circuit diagram of FIG. 1 and the electric circuit diagram for 120-degree conduction driving of FIG. 18, the
[0024]
Also, comparing the electric circuit diagram of FIG. 1 with the electric circuit diagram of FIG. 19 for driving a sine wave provided with a current sensor for detecting a phase current, a
[0025]
The detected current value of the current sensor 6 is sent to the control circuit 7 and is used for power consumption calculation, determination for protection of the
[0026]
Therefore, the control circuit 7 can reduce the number of signal input circuits (hardware) for the
[0027]
Then, the switching
[0028]
Conventionally, the current sensor 6 can detect the peak of the switching current in order to protect the
[0029]
In FIG. 1, the current sensor 6 is inserted on the negative side of the power supply line, but may be on the positive side because the current is the same. By adopting such a configuration, the number of components is reduced as compared with the related art, so that the size can be reduced and the reliability such as vibration resistance can be improved (the current sensor and the like are mounted on a printed circuit board). This is a concern for anti-vibration).
[0030]
Next, a method for detecting the position of the
[0031]
In the figure, the relationship between the phase current and the induced voltage in the U phase is shown. Since the induced voltage is a voltage induced in the stator winding 4 by the rotation of the
[0032]
In the stator winding 4 shown in FIG. The sum of the induced voltage, the voltage of the inductance L, and the voltage of the resistor R is equal to the voltage applied from the
[0033]
Since the control circuit 7 in FIG. 1 controls the switching
[0034]
Next, a method for detecting the position of the
[0035]
First, a waveform of two-phase modulation will be described. FIG. 4 shows two-phase modulation with a maximum modulation of 100%, and FIG. 5 shows two-phase modulation with a maximum modulation of 50%.
[0036]
41 represents a U-phase terminal voltage, 42 represents a V-phase terminal voltage, 43 represents a W-phase terminal voltage, and 29 represents a neutral point voltage.
[0037]
Next, an example will be described with reference to the drawings. FIG. 6 shows an example of energization of the upper arm switching elements U, V, W and the lower arm switching elements X, Y, Z within one carrier (carrier cycle). In this case, in the two-phase modulation with the maximum modulation of 50% in FIG. 5, the current is supplied at a phase of approximately 130 degrees. There are three energization patterns: (a), (b), and (c).
[0038]
In the energization pattern (a), all of the upper arm switching elements U, V, and W are OFF, and all of the lower arm switching elements X, Y, and Z are ON. FIG. 7 shows the current flow at this time.
[0039]
The U-phase current and the V-phase current respectively flow from the diodes in parallel with the lower arm switching elements X and Y to the stator winding 4, and the W-phase current flows from the stator winding 4 to the lower arm switching element Z. Therefore, no current flows through the current sensor 6 and is not detected.
[0040]
In the energization pattern (b), the upper arm switching element U is ON, and the lower arm switching elements Y and Z are ON. FIG. 8 shows the current flow at this time.
[0041]
The U-phase current flows from the upper arm switching element U to the stator winding 4, the V-phase current flows from a diode in parallel with the lower arm switching element Y to the stator winding 4, and the W-phase current Out of the lower arm switching element Z. Therefore, the U-phase current flows through the current sensor 6 and is detected.
[0042]
In the energization pattern (c), the upper arm switching elements U and V are ON, and the lower arm switching element Z is ON. FIG. 9 shows the current flow at this time.
[0043]
The U-phase current and the V-phase current respectively flow from the upper arm switching elements U and V to the stator winding 4, and the W-phase current flows from the stator winding 4 to the lower arm switching element Z. Therefore, the W-phase current flows through the current sensor 6 and is detected.
[0044]
As described above, since the U-phase current and the W-phase current are detected, the remaining V-phase current is obtained at the neutral point of the stator winding 4 by applying Kirchhoff's current law.
[0045]
In this case, the U-phase current is a current flowing into the neutral point of the stator winding 4, and the W-phase current is a current flowing from the neutral point of the stator winding 4, so that the V-phase current is the U-phase current and the W-phase current. It can be obtained by taking the difference between the currents.
[0046]
Since the above current detection can be performed for each carrier, the position can be detected for each carrier, and the output to the stator winding 4 can be adjusted. Therefore, the torque fluctuation is small compared to the 120-degree conduction, and low noise and low vibration can be realized. In addition, startability is improved.
[0047]
It can be seen that the phase current that can be detected by the current sensor 6 is determined in the ON and OFF states of the upper arm switching elements U, V, W. When only one phase is ON, the current of that phase can be detected when the two phases are ON, and it cannot be detected when the three phases are OFF. Therefore, the detectable phase current can be known by confirming that the upper arm switching elements U, V, W in one carrier are ON. In FIG. 6, the ON state of each phase of the upper arm may be confirmed.
[0048]
In FIG. 10, a current that can be detected using this fact can be examined. Turning on the upper arm switching elements U, V, and W within one carrier (carrier cycle) at the phases of 90 degrees, 105 degrees, 120 degrees, 135 degrees, and 150 degrees in the two-phase modulation with the maximum modulation of 100% in FIG. The energized state is evenly distributed and displayed from the center.
[0049]
The energization period of the U phase is represented by a thin solid line, and the energization period of the V phase is represented by a solid line. Further, U and W indicated by arrows below each energization period indicate a U-phase current detectable period and a W-phase current detectable period, respectively.
[0050]
At 90 degrees, as shown in FIG. 4, the U-phase modulation is 87%, so that one carrier (carrier period) is set to 100%, and the U-phase (thin solid line) modulation (conduction time) 87% is evenly distributed from the center. (V-phase modulation is not shown because it is 0%.) The same applies to other phases.
[0051]
The reason for setting the angle to 90 degrees to 150 degrees is that the energization time pattern is repeated, although the energized phases are different.
[0052]
Similarly, FIG. 11 shows a case where the maximum modulation is 50%.
[0053]
Here, at the phase of 90 degrees in FIGS. 10 and 11, the V-phase is not energized, and at the phase of 150 degrees, the energization times of the two phases match, so that only one phase current is supplied. It cannot be detected. In this case, it is necessary to take measures such as reusing the value detected last time, estimating the value, and intentionally changing the energization time. However, problems such as inaccurate position detection and distortion of the current waveform occur. (Low-noise, low-vibration, reduced start-up effect). At a phase of 90 degrees, if an energizing time capable of detecting a current is added to the V phase, the current of the W phase can be detected during the energizing time, but the current waveform will be distorted. , It is necessary to reduce the added energization time from the V phase. However, the energization time of the V phase is close to 0, so that it cannot be reduced. Therefore, the current waveform is distorted.
[0054]
The following describes how to deal with this.
[0055]
Even if the same energizing time is added to each phase, the phase voltage does not change. As an example, in FIG. 5, adding 20% to each phase increases the neutral point voltage (the sum of the terminal voltages of each phase by 3) by 20%. Since the phase voltage is a value obtained by subtracting the neutral point voltage from the terminal voltage, 20% of the phase voltage is canceled out, which is the same as the phase voltage before the addition.
[0056]
Therefore, the following can be dealt with.
[0057]
FIG. 12 shows an example. This is referred to as adjustment 1. The minimum time required for the current sensor 6 to detect a current is δ.
[0058]
FIG. 12A shows a case where the phase is 90 degrees at the maximum modulation of 100%. As described above, the V phase is not energized.
[0059]
In FIG. 12B, 2δ is uniformly added to the first half and second half of the energization period for the U-phase energization time. Similarly, 2δ is added to the V-phase at the time of
[0060]
Thus, the upper arm is turned ON for all three phases during the period of the conduction time 2δ at the center of the carrier cycle. This state is shown in the energization pattern (d) of FIG. In the energization pattern (d), all of the upper arm switching elements U, V, and W are ON, and all of the lower arm switching elements X, Y, and Z are OFF. FIG. 14 shows the current flow at this time. The U-phase current and the V-phase current respectively flow from the upper arm switching elements U and V to the stator winding 4, and the W-phase current flows from the stator winding 4 from the upper arm switching element W. Therefore, current does not flow through the current sensor 6 and is not detected. Therefore, detection cannot be performed when the three phases are turned on in addition to when the three phases are turned off.
Accordingly, power is not supplied from the power supply to the stator winding 4 during the energization time 2δ at the center of the carrier cycle, so that the modulation does not change even if 2δ is added to the U-phase energization time.
[0061]
In FIG. 12C, the energization period of the W phase is shifted by δ to the first half of the carrier cycle (the energization period of the W phase is only the first half).
As a result, the minimum time δ required for current detection can be secured, so that V-phase and W-phase currents can be detected.
[0062]
Here, a change in current of each phase due to energization is confirmed. In the period in which the current of the V phase can be detected, the upper arms of the U phase and the W phase are ON. Therefore, if the current change of the U phase is 1, the W phase is also 1. The V-phase is -2 because the lower arm is ON and the current change is reversed, and the U-phase and W-phase currents flow. Similarly, during the period in which the current of the W phase can be detected, the upper arms of the U and V phases are ON, so that the U phase is 1 and the V phase is 1. The W phase is -2 because the lower arm is ON. When all three phases are ON, the current does not change. Thus, the current change of each phase during the conduction time 3δ at the center of the carrier cycle is 2 for the U phase, −1 for the V phase, and −1 for the W phase. On the other hand, in the same period in FIG. 12B, there is a current change only in the period corresponding to the V-phase current detectable period in FIG. 12C. Since the upper arm is ON only for the U phase, the U phase is 2, the V phase is -1, and the W phase is -1. Therefore, the energization in FIG. 12C is equivalent to the energization in FIG.
[0063]
Therefore, even when only one phase can be detected, V-phase and W-phase currents can be detected in addition to the U-phase. Thus, the position of the permanent magnet rotor can be determined. Further, since the same energization time is applied to all three phases, there is no change in modulation, and there is no distortion of the current waveform. As a result, a small and lightweight motor drive device having low noise, low vibration, high start-up performance, and high reliability can be obtained.
In the above description, the phase is specified to be 90 degrees at which the energization time becomes 0, but the same applies to around 0 degrees at which the energization time is close to 0. The same applies to the case of a phase of 90 degrees at another maximum modulation of 50% or the like. Further, the present invention can also be applied to a case where the energization times of the two phases at the phase of about 150 degrees coincide (approach). The addition of the energization time 2δ to the U phase may be in the first half of the energization period same as that of the W phase as long as it is within the carrier cycle. As long as δ is equal to or longer than the minimum time required for current detection. At a point (phase) where a phase current can be detected, the above-mentioned additional energization time is not required.
[0064]
(Embodiment 2)
FIG. 15 shows a method for coping with the case where the energization times match. This is referred to as
[0065]
FIG. 15A shows a case where the phase is 150 degrees at the maximum modulation of 100%.
[0066]
In FIG. 15B, δ is added equally to the first half and the second half of the energization period for the energization time of the U-phase and V-phase. Also, δ is similarly added to the unmodulated W phase. As a result, the upper arm is turned ON for all three phases during the period of the conduction time δ at the center of the carrier cycle.
[0067]
As described above, since power is not supplied from the power supply to the stator winding 4 during the energization time δ at the center of the carrier cycle, the modulation does not change even if δ is added to the U-phase and V-phase energization times.
[0068]
In FIG. 15C, the U-phase shifts to the first half and the V-phase shifts to the second half so as to secure the required current detection minimum time δ in the first half and the second half of the conduction period. As a result, the minimum time δ required for current detection can be secured, so that V-phase and V-phase currents can be detected.
[0069]
Here, similarly to the above, a change in current of each phase due to energization is confirmed. During the U-phase current detectable period, only the U-phase upper arm is ON, so the U-phase is 2, the V-phase is -1, and the W-phase is -1. During the V-phase current detectable period, only the V-phase upper arm is ON, so the V-phase is 2, the U-phase is -1, and the W-phase is -1. Therefore, when the sum is obtained, the U phase is 1, the V phase is 1, and the W phase is -2. In the U-phase and V-phase energization periods (energization time δ) of FIG. 15B, the U-phase and V-phase upper arms are ON, so the U-phase is 1, the V-phase is 1, and the W-phase is −. It becomes 2. Therefore, the sum of the U-phase current detectable period (energization time δ) and the V-phase current detectable period (energization time δ) is the U-phase and V-phase energization period (energization time) in FIG. 15 (c), the energization in FIG. 15 (c) is equivalent to the energization in FIG. 15 (b).
[0070]
Therefore, even when only one phase can be detected, the U-phase and V-phase currents can be detected in addition to the W-phase. Thus, the position of the permanent magnet rotor can be determined. Further, since the same energization time is applied to all three phases, there is no change in modulation, and there is no distortion of the current waveform. As a result, a small and lightweight motor drive device having low noise, low vibration, high start-up performance, and high reliability can be obtained.
In the above description, the phase is specified to be 150 degrees at which the energization time matches, but the same applies to around 150 degrees at which the energization time approximates. The same applies to the case of a phase of 150 degrees at another maximum modulation of 50% or the like. Further, the present invention can be applied to a case where the energization time of one phase around the phase of 90 degrees is 0 (small). As long as δ is equal to or longer than the minimum time required for current detection. In the
[0071]
(Embodiment 3)
FIG. 16 shows a diagram in which the
[0072]
The compressed refrigerant passes through (cools) the
[0073]
The
[0074]
The terminal 39 is connected to the output of the
[0075]
In such an electric compressor integrated with a motor driving device, the
[0076]
【The invention's effect】
As is apparent from the above, the present invention detects the position of the magnet rotor by using the current sensor for detecting the power supply current also for the current detection of the stator winding. Sine wave drive is possible without adding a current sensor for phase current detection, and a phase shift circuit and a comparison circuit in the conventional 120-degree conduction is not required, and the number of components is reduced, so that low noise and low vibration are achieved. There is an effect that a small, lightweight, and highly reliable motor drive device with high startability can be obtained.
[0077]
Further, in the present invention, in the current detection, the same energization time is added to the energization period in the carrier cycle of each phase including the unmodulated phase of the two-phase modulation, and the addition is performed in the first half or the second half or the first half of the carrier cycle. In the latter half, one of the distributions is selected for each phase and the current sensor detects the current flowing in the stator winding. According to this configuration, the value detected last time is used again, the estimation is performed, It is unnecessary to take measures such as intentionally changing the energization time, and it is possible to obtain an effect that the position detection does not become inaccurate and the current waveform is not distorted.
[0078]
Further, the present invention has the effect of being small in size, strong in vibration resistance, capable of adopting concentrated winding for the motor winding, and capable of shortening the lateral length of the motor-integrated electric compressor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of an induced voltage detection method in sine wave driving.
FIG. 3 is a waveform diagram showing voltage and current of a sensorless DC brushless motor.
FIG. 4 is a waveform chart showing modulation of each phase at 100% maximum modulation of two-phase modulation.
FIG. 5 is a waveform diagram showing modulation of each phase at a maximum modulation of 50% of two-phase modulation.
FIG. 6 is an energization timing chart showing a phase current detection method according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an electric circuit diagram showing a current path at the same energization timing (a).
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing a current path at the same energization timing (b).
FIG. 9 is an electric circuit diagram showing a current path at the same energization timing (c).
FIG. 10 is an explanatory diagram showing energization of the upper arm in each phase of 100% maximum modulation of two-phase modulation.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing energization of the upper arm for each phase of 50% of maximum modulation of two-phase modulation.
FIG. 12 is an explanatory diagram showing phase current detection of two-phase modulation according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an energization timing chart to which an energization timing (d) showing a common-mode current detection method is added.
FIG. 14 is an electric circuit diagram showing a current path at the same energization timing (d).
FIG. 15 is an explanatory diagram showing phase current detection in two-phase modulation according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a sectional view of an electric compressor integrated with a motor driving device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a configuration diagram of a vehicle air conditioner equipped with a conventional electric compressor.
FIG. 18 is an electric circuit diagram of the same 120-degree conduction drive.
FIG. 19 is an electric circuit diagram for driving a sine wave provided with a current sensor for detecting in-phase current.
[Explanation of symbols]
1 Battery
2 Switching element
3 diode
4 Stator winding
5 Magnet rotor
6 Current sensor
7 Control circuit
20 Motor drive
30 Integrated case for motor drive
31 Motor part
40 Electric compressor
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