JP2004274806A

JP2004274806A - Motor controller

Info

Publication number: JP2004274806A
Application number: JP2003058157A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiko Kitajima; 康彦北島
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2003-03-05
Filing date: 2003-03-05
Publication date: 2004-09-30

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent leakage current by suppressing the generation of a common mode voltage in a motor controller for converting a DC voltage into an AC voltage by switching and applying the AC voltage to an AC motor. <P>SOLUTION: If the phase voltages of three-phase AC voltages converted by a PWM inverter are all at H levels or L levels, the DC voltage lower than the DC voltage supplied to the PWM inverter is supplied to the PWM inverter in the case of the state that all the phase voltages are not at an H level and the state that all the phase voltages are not at an L level. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧をスイッチング動作により交流電圧に変換して交流モータに印加するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電圧型ＰＷＭインバータでは、インバータの出力側にコモンモード電圧が生じ、漏れ電流が発生する。このコモンモード電圧の発生を抑制する装置として、特許文献１に開示されている電力変換装置が知られている。この電力変換装置では、インバータと電動機との間に直列に接続したコモンモードリアクトルと、コモンモードリアクトルと同一鉄心上に巻かれた第４巻線とを備え、第４巻線の一端を３相ＰＷＭインバータの中性点に、他端を直流電圧の中間電位にして、インバータから出力されるコモンモード電圧を抑制している。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−２６８９２２号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の装置では、コモンモードリアクトルを用いているため、その構造上、サイズが大きくなることが避けられず、装置全体の重量も重くなってしまうという問題があった。
【０００５】
本発明は、コモンモードリアクトルを用いることなく、コモンモード電圧の発生を抑制することができるモータ制御装置を提供する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
（１）本発明によるモータ制御装置は、直流電圧をパルス幅変調により３相交流電圧に変換してモータに印加する電力変換手段と、電力変換手段に直流電圧を供給する直流電圧供給手段とを備える。直流電圧供給手段は、電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧の状態に基づいて、電力変換手段に供給する直流電圧の大きさを変更することを特徴とする。
（２）本発明によるモータ制御装置は、直流電圧をパルス幅変調により３相交流電圧に変換してモータに印加する電力変換手段と、電力変換手段に直流電圧を供給する直流電圧供給手段とを備える。直流電圧供給手段は、電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧が全てＨレベルおよびＬレベルのうちのいずれか一方の状態の場合には、各相電圧が全てＨレベルではない状態および全てＬレベルではない状態の場合に供給する直流電圧よりも小さい直流電圧を供給することを特徴とする。
【０００７】
【発明の効果】
（１）本発明によるモータ制御装置によれば、電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧の状態に基づいて、電力変換手段に供給する直流電圧の大きさを変更するので、コモンモードリアクトルを用いることなくコモンモード電圧の発生を低減し、漏れ電流を抑制することができる。
（２）本発明によるモータ制御装置によれば、電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧が全てＨレベルおよびＬレベルのうちのいずれか一方の状態の場合には、各相電圧が全てＨレベルではない状態および全てＬレベルではない状態の場合に供給する直流電圧よりも小さい直流電圧を供給するので、コモンモードリアクトルを用いることなく、コモンモード電圧が最大となる場合と最小となる場合との電圧差を小さくすることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
−第１の実施の形態−
図１は、第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す制御ブロック図である。第１の実施の形態におけるモータ制御装置は、トルク制御部１と、電流制御部２と、加算部３と、ｄｑ／３相変換部４と、ＰＷＭ生成部５と、３相／ｄｑ変換部６と、非干渉制御部７と、位相・速度計算部８と、ＰＷＭインバータ９と、電流センサ１０と、回転角センサ１２と、電圧センサ１３と、可変電源制御装置１５と、直流電圧供給装置１６とを備える。
【０００９】
第１〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御演算では、３相交流モータに流れる電流のうち、励磁電流成分の方向をｄ軸に設定し、トルク電流成分の方向をｄ軸と直交するｑ軸に設定した回転直交座標系（ｄｑ座標系）を用いる。ｄｑ座標系は、モータ回転に同期して回転する座標系である。
【００１０】
トルク制御部１は、トルク指令値Ｔｅ＊とモータ回転速度ωｅとに基づいて、励磁電流成分であるｄ軸電流指令値ｉｄ＊と、トルク電流成分であるｑ軸電流指令値ｉｑ＊とを演算する。演算した電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、電流制御部２および非干渉制御部７に送られる。電流制御部２は、ｄ軸とｑ軸の実電流ｉｄ，ｉｑをそれぞれ電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊に一致させるために、ＰＩ（比例・積分）演算を行うことにより、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を演算する。
【００１１】
非干渉制御部７は、ｄ軸とｑ軸の干渉項を補償するために用いる電圧成分であるｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐとｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとを算出する。加算部３は、電流制御部２の制御出力ｖｄ＊，ｖｑ＊と、非干渉制御部７で演算されるｄ軸補償電圧Ｖｄ＿ｃｍｐ、ｑ軸補償電圧Ｖｑ＿ｃｍｐとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値ｖｄ０^＊，ｖｑ０^＊を算出する。算出された電圧指令値ｖｄ０^＊，ｖｑ０^＊は、ｄｑ／３相変換部４に送られる。
【００１２】
ｄｑ／３相変換部４は、３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θｅに基づいて、ｄ軸とｑ軸の電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊を３相交流電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。変換された３相交流電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊は、ＰＷＭ生成部５に送られる。
【００１３】
ＰＷＭ生成部５は、３相交流電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づいて、ＰＷＭ信号ｖｕ＿ｐｗｍ，ｖｖ＿ｐｗｍ，ｖｗ＿ｐｗｍを生成し、ＰＷＭインバータ９に出力する。ＰＷＭインバータ９は、ＰＷＭ生成部５で生成されたＰＷＭ信号ｖｕ＿ｐｗｍ，ｖｖ＿ｐｗｍ，ｖｗ＿ｐｗｍに基づいて、直流電圧供給装置１６から供給される直流電圧を３相交流電圧に変換し、３相交流モータ１１に印加する。電流センサ１０は、３相交流モータ１１のＵ相とＶ相の実電流ｉｕ，ｉｖをそれぞれ検出する。検出したＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖは、３相／ｄｑ変換部６に送られる。３相／ｄｑ変換部６は、３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相θｅに基づいて、３相交流モータ１１の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ（＝−ｉｕ−ｉｖ）をｄ軸の実電流ｉｄとｑ軸の実電流ｉｑに変換する。
【００１４】
３相交流モータ１１は、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータと、集中巻構造のステータとを備えたＩＰＭモータである。回転角センサ１２は、例えばエンコーダであり、３相交流モータ１１の回転位置θｍを検出する。検出した回転位置θｍは、位相速度計算部８に送られる。位相速度計算部８は、回転角センサ１２から送られた回転位置信号θｍに基づいて、モータ１１の回転速度（電気的回転速度）ωｅと３相交流座標系から見たｄｑ座標系の位相（モータ１１の電気角）θｅを演算する。
【００１５】
電圧センサ１３は、ＰＷＭインバータ９の出力電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを検出する。検出した電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、可変電源制御装置１５に送られる。可変電源制御装置１５は、ＰＷＭインバータ９の出力電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに基づいて、直流電圧供給装置１６の出力電圧を決定し、決定した出力電圧を実現するための信号ｓｉｇ＿ｖを直流電圧供給装置１６に送信する。直流電圧供給装置１６の出力電圧を決定する方法については、後述する。
【００１６】
直流電圧供給装置１６の詳細な構成を図２に示す。直流電圧供給装置１６は、主直流電源１６Ａと、補助直流電源１６Ｂと、可変電圧生成部１６Ｃとを備える。主直流電源１６Ａは、直流電圧供給装置１６から出力される直流電圧の主たる部分を供給する電源であり、補助直流電源１６Ｂは、直流電圧供給装置１６から出力される残りの直流電圧を供給するための電源である。主直流電源１６Ａおよび補助直流電源１６Ｂは、共に略一定電圧を出力する。
【００１７】
可変電圧生成部１６Ｃは、主直流電源１６Ａと補助直流電源１６Ｂとに接続されており、可変電源制御装置１５から入力される信号ｓｉｇ＿ｖに基づいて、主直流電源１６Ａの出力電圧と補助直流電源１６Ｂの出力電圧とを組み合わせてＰＷＭインバータ９に出力する。
【００１８】
直流電圧供給装置１６のさらに詳しい構成について、図３を用いて説明する。主直流電源１６Ａと補助直流電源１６Ｂは直列に接続されており、それぞれバッテリで構成されている。可変電圧生成部１６Ｃは、直列に接続された２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を含むハーフブリッジ回路で構成されており、補助直流電源１６Ｂと並列に接続されている。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、可変電源制御装置１５から入力される信号ｓｉｇ＿ｖに基づいて、トランジスタ制御部１６Ｃｚによりそれぞれオン／オフの制御が行われる。なお、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２には、それぞれ還流ダイオードが設けられている。
【００１９】
直列に接続された２つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の間、すなわち、ハーフブリッジ回路の出力端子を端子ａ、主直流電源１６Ａのマイナス端子側（補助直流電源１６Ｂと接続されていない側）を端子ｂとすると、両端子ａ−ｂ間の電圧がＰＷＭインバータ９に出力される。例えば、トランジスタＴｒ１がオンであって、トランジスタＴｒ２がオフの時には、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１と補助直流電源１６Ｂの電圧Ｖｄｃ２とを加算した電圧がＰＷＭインバータ９に出力される。また、トランジスタＴｒ１がオフであって、トランジスタＴｒ２がオンの時には、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１がＰＷＭインバータ９に出力される。
【００２０】
ＰＷＭインバータ９は、直流電圧供給装置１６から供給される直流電圧をスイッチ素子Ｔ１〜Ｔ６のオン／オフ制御（スイッチング制御）を行うことにより、３相交流電圧に変換する。すなわち、ＰＷＭインバータ９内のスイッチング制御部９ｚがＰＷＭ生成部５から入力されるＰＷＭ信号ｖｕ＿ｐｗｍ，ｖｖ＿ｐｗｍ，ｖｗ＿ｐｗｍに基づいてスイッチ素子Ｔ１〜Ｔ６のオン／オフを行う。ＰＷＭインバータ９内のスイッチング動作は、一般的なＰＷＭインバータの動作と同じであるので、詳しい説明は省略する。
【００２１】
第１の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられるＰＷＭインバータ９の動作について、従来のインバータの動作とともに、図４および図１４を用いて説明する。まず、一般的な三角波比較型のＰＷＭインバータの動作について、図１４を用いて説明する。ＰＷＭインバータの各相の出力電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗとモータ１１の中性点電圧Ｖｃとの関係は、次式（１）にて表される。
【数１】
Ｖｃ＝（ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ）／３ …（１）
この中性点電圧Ｖｃがコモンモード電圧となる。
【００２２】
図１４は、上から順に、インバータに印加される直流電圧Ｖｄｃ、コモンモード電圧（中性点電圧）Ｖｃ、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、ＰＷＭインバータ９から出力される相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗをそれぞれ示している。相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは、キャリア周波数の三角波と電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊との比較により決まる。ここで、直流電源からＰＷＭインバータに供給される電圧ＶｄｃをＶｄｃ０、直流電源電圧の中間電位をＶｎとすると、１キャリア周期におけるコモンモード電圧は、図１４に示すように、Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／２→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／２→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／２のように変化する。
【００２３】
また、インバータのグランド電位をｖｎ＿ｇとすると、１キャリア周期におけるコモンモード電圧は、ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ０→ｖｎ＿ｇ＋２Ｖｄｃ０／３→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ０／３→ｖｎ＿ｇ→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ０／３→ｖｎ＿ｇ＋２Ｖｄｃ０／３→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ０のように変化する。
【００２４】
中間電位Ｖｎおよびインバータのグランド電位ｖｎ＿ｇは、ほぼ一定であるから、インバータを構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング動作の度に、コモンモード電圧がＶｄｃ０／３だけ急峻に変化していることが分かる。このようなコモンモード電圧の変化は、漏れ電流を発生させ、他の機器や自分自身に影響を与える放射ノイズの原因となる。
【００２５】
これに対し、第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、コモンモード電圧の変化を低減するために、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈレベルとなっている時は、直流電圧供給装置１６からＰＷＭインバータ９に供給される直流電圧を小さい値（主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１）とし、それ以外の時には直流電圧供給装置１６から供給される直流電圧を大きい値（主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１＋補助直流電源１６Ｂの電圧Ｖｄｃ２）とする。
【００２６】
ここで、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈレベルとなっている状態とは、ＰＷＭインバータ９の上アームを構成するスイッチ素子Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５がオンとなっており、かつ、下アームを構成するスイッチ素子Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６がオフとなっている状態のことである。すなわち、上アームを構成するスイッチ素子（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５）がオンであり、かつ、上アームのスイッチ素子と対応する下アームのスイッチ素子（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）がオフであれば、対応する相電圧値はＨｉｇｈレベルであり、上アームを構成するスイッチ素子（Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５）がオフであり、かつ、上アームと対応する下アームのスイッチ素子（Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６）がオンであれば、対応する相電圧値はＬｏｗレベルとなる。
【００２７】
また、直流電源からＰＷＭインバータに供給される電圧ＶｄｃをＶｄｃ０とし、直流電源電圧の中間電位を基準（接地）として各相電圧値を考えると、例えば、スイッチ素子Ｔ１がオン、かつ、スイッチ素子Ｔ２がオフであれば、Ｕ相電圧ｖｕは＋Ｖｄｃ０／２となる。逆に、スイッチ素子Ｔ１がオフ、かつ、スイッチ素子Ｔ２がオンであれば、Ｕ相電圧ｖｕは−Ｖｄｃ０／２となる。従って、上述した相電圧値のＨｉｇｈレベルの状態は、正極電圧が印加されている状態であり、Ｌｏｗレベルは負極電圧が印加されている状態と表現することもできる。
【００２８】
第１の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられるＰＷＭインバータ９の動作について図４を用いて説明する。図４は、図１４と同じく、上から順に、インバータに印加される直流電圧Ｖｄｃ、コモンモード電圧（中性点電圧）Ｖｃ、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、ＰＷＭインバータ９から出力される相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗをそれぞれ示している。この場合、ＰＷＭインバータ９のグランド電位がほぼ一定であるので、このグランド電位ｖｎ＿ｇを用いて中性点電圧Ｖｃを表すことにする。
【００２９】
本実施の形態では、補助直流電源１６Ｂの電圧Ｖｄｃ２を主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１の半分の大きさ、すなわち、Ｖｄｃ２＝Ｖｄｃ１／２とする。従って、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈとなっている状態では、直流電圧供給装置１６から直流電圧Ｖｄｃ１がＰＷＭインバータ９に供給され、それ以外の状態では、３Ｖｄｃ１／２（＝Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２）がＰＷＭインバータ９に供給される。相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと直流電圧供給装置１６の出力電圧Ｖｄｃとの関係を図５に示す。
【００３０】
この場合の１キャリア周期におけるコモンモード電圧は、ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ１→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ１→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ１／２→ｖｎ＿ｇ→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ１／２→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ１→ｖｎ＿ｇ＋Ｖｄｃ１のように変化する。すなわち、図４からも明らかなように、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈの状態（電圧ベクトルＶ７）からそれ以外の状態（電圧ベクトルがＶ０〜Ｖ６）に変化した場合、およびその逆の場合（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６の状態から電圧ベクトルＶ７の状態に変化）のコモンモード電圧の変化は０となる。図４では、比較のために、ＰＷＭインバータ９に供給される直流電圧がＶｄｃ１＋Ｖｄｃ２で一定である場合の中性点電圧Ｖｃを点線にて示している。
【００３１】
図１に戻って、上述した動作を実現するための制御系について説明する。電圧センサ１３は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを検出する。可変電源制御装置１５は、電圧センサ１３で検出した相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに基づいて、直流電圧供給装置１６の出力電圧Ｖｄｃを決定し（図５参照）、決定した出力電圧Ｖｄｃを実現するための信号ｓｉｇ＿ｖを直流電圧供給装置１６に送信する。直流電圧供給装置１６の可変電圧生成部１６Ｃは、可変電源制御装置１５から送られてきた信号ｓｉｇ＿ｖに基づいて、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のオン／オフを行い、直流電圧ＶｄｃをＰＷＭインバータ９に出力する。
【００３２】
このように、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、ＰＷＭインバータ９の３相の出力電圧が全てＨｉｇｈである時（電圧ベクトルが０）にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧を、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈではない時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧より小さくするので、コモンモード電圧の変化を低減することができる。従って、コモンモードリアクトルのように、大きな部品を用いることなくコモンモード電圧の変化を低減することができるので、装置全体のサイズアップや重量アップとなることを防ぐことができる。
【００３３】
特に、本実施の形態のように、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈである時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧の大きさを、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈではない時に供給する直流電圧の２／３とすることにより、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈの状態からそれ以外の状態に変化する場合、およびその逆の場合のコモンモード電圧の変化を０とすることができる。
【００３４】
なお、上述した例では、ＰＷＭインバータ９のグランド電位がほぼ一定に保たれるものとして説明したが、それ以外の場合にも同様の方法により、中性点電位の変化を小さくすることができる。
【００３５】
−第２の実施の形態−
第２の実施の形態におけるモータ制御装置が第１の実施の形態におけるモータ制御装置と異なるのは、直流電圧供給装置１６の構成である。従って、以下では、第２の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置１６ａを中心に説明する。
【００３６】
図６は、第２の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置１６ａの詳細な構成を示す図である。直流電圧供給装置１６ａは、主直流電源１６Ａと補助直流電源１６Ｂと可変電圧生成部１６Ｃａとを備える。主直流電源１６Ａおよび補助直流電源１６Ｂの構成は、第１の実施の形態におけるモータ制御装置で用いられた主直流電源１６Ａおよび補助直流電源１６Ｂとそれぞれ同一である。
【００３７】
可変電圧生成部１６Ｃａは、トランジスタ制御部１６Ｃ１ａと４つのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４とを備える。直列に接続されたトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は、補助直流電源１６Ｂと並列に接続されるとともに、直列に接続されたトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４と並列に接続される。主直流電源１６Ａのプラス側は、直列に接続されたトランジスタＴｒ３とトランジスタＴｒ４との接続点に接続されている。また、ＰＷＭインバータ９に電圧を入力するための端子ａは、直列に接続されたトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２との接続点に接続されており、端子ｂは主直流電源１６Ａのマイナス側に接続されている。すなわち、第１の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる可変電圧生成部１６Ｃはハーフブリッジ回路で構成されていたが、第２の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる可変電圧生成部１６Ｃａは、Ｈブリッジ回路で構成される。
【００３８】
可変電圧生成部１６Ｃａの動作について説明する。トランジスタＴｒ１およびＴｒ４がオン、かつ、トランジスタＴｒ２およびＴｒ３がオフの時には、端子ａ−ｂ間の電圧は、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１と補助直流電源１６Ｂの電圧Ｖｄｃ２とを加算したＶｄｃ１＋Ｖｄｃ２となる。また、トランジスタＴｒ１およびＴｒ３がオフで、かつ、トランジスタＴｒ２およびＴｒ４がオンの時、または、トランジスタＴｒ１およびＴｒ３がオンで、かつ、トランジスタＴｒ２およびＴｒ４がオフの時には、端子ａ−ｂ間の電圧は、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１となる。さらに、トランジスタＴｒ１およびＴｒ４がオフで、かつ、トランジスタＴｒ２およびＴｒ３がオンの時には、端子ａ−ｂ間の電圧は、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１から補助直流電源１６Ｂの電圧Ｖｄｃ２を減算したＶｄｃ１−Ｖｄｃ２となる。すなわち、第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、ＰＷＭインバータ９に３通りの直流電圧を印加することができる。
【００３９】
第２の実施の形態におけるモータ制御装置において、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと直流電圧供給装置１６ａの出力電圧Ｖｄｃとの関係を図７に示す。図７に示すように、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈ（電圧ベクトルＶ７）である時の直流電圧供給装置１６ａの出力電圧Ｖｄｃを（Ｖｄｃ１−Ｖｄｃ２）とし、それ以外（電圧ベクトルＶ０〜Ｖ６）の時の出力電圧Ｖｄｃを（Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２）とする。
【００４０】
すなわち、第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、ＰＷＭインバータ９に印加する直流電圧Ｖｄｃに関して、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈの時の出力電圧とそれ以外の時の出力電圧との差は、２×Ｖｄｃ２となり、上述した第１の実施の形態のモータ制御装置の場合の電圧差Ｖｄｃ２の２倍となる。従って、第１の実施の形態におけるモータ制御装置と同様の効果、すなわち、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈの状態（電圧ベクトルＶ７）からそれ以外の状態（電圧ベクトルがＶ０〜Ｖ６）に変化した場合、およびその逆の場合のコモンモード電圧の変化を０とするためには、補助直流電源１６Ｂの電圧値を第１の実施の形態における補助直流電源１６Ｂの電圧値Ｖｄｃ２の半分とすることができる。従って、第１の実施の形態の場合と比べて、可変電圧生成部１６Ｃａを構成するパワー素子の耐圧を下げることができる。
【００４１】
−第３の実施の形態−
第３の実施の形態におけるモータ制御装置が第１，第２の実施の形態におけるモータ制御装置と異なるのは、直流電圧供給装置（１６，１６ａ）である。以下では、直流電圧供給装置１６ｂの構成を中心に第３の実施の形態におけるモータ制御装置について説明する。
【００４２】
図８は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置１６ｂの構成を示す図である。直流電圧供給装置１６ｂは、主直流電源１６Ａの他に、２つの補助直流電源１６Ｂ１，１６Ｂ２と、２つの可変電圧生成部１６Ｃ１，１６Ｃ２とを備える。直流電圧供給装置１６ｂのさらに詳細な構成を図９に示す。
【００４３】
可変電圧生成部１６Ｃ１，１６Ｃ２は、第１の実施の形態における可変電圧生成部１６Ｃと同様の構成を有している。すなわち、可変電圧生成部１６Ｃ１は、直列に接続された２つのトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６を含むハーフブリッジ回路で構成されており、補助直流電源１６Ｂ１と並列に接続されている。同様に、可変電圧生成部１６Ｃ２は、直列に接続された２つのトランジスタＴｒ７，Ｔｒ８を含むハーフブリッジ回路で構成されており、補助直流電源１６Ｂ２と並列に接続されている。
【００４４】
補助直流電源１６Ｂ１は、主直流電源１６Ａの高電位側に直列に接続されており、補助直流電源１６Ｂ２は、主直流電源１６Ａの低電位側に直列に接続されている。また、ＰＷＭインバータ９に電圧を入力するための端子ａは、直列に接続されたトランジスタＴｒ５とトランジスタＴｒ６との接続点に接続されており、端子ｂは直列に接続されたトランジスタＴｒ７とトランジスタＴｒ８との接続点に接続されている。
【００４５】
この直流電圧供給装置１６ｂにおいて、トランジスタＴｒ５およびＴｒ８がオンであって、かつ、トランジスタＴｒ６およびＴｒ７がオフの時には、端子ａ−ｂ間の電圧は、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１と、補助直流電源１６Ｂ１の電圧Ｖｄｃ２ｂおよび補助直流電源１６Ｂ２の電圧Ｖｄｃ２ａとを加算した（Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２ａ＋Ｖｄｃ２ｂ）となる。また、トランジスタＴｒ６およびＴｒ７がオンであって、かつ、トランジスタＴｒ５およびＴｒ８がオフの時には、端子ａ−ｂ間の電圧は、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１となる。
【００４６】
図１０は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと直流電圧供給装置１６ａの出力電圧Ｖｄｃとの関係を示す図である。図１０に示すように、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈ（電圧ベクトルＶ７）の時と全てＬｏｗ（電圧ベクトルＶ０）の時の出力電圧ＶｄｃをＶｄｃ１とし、それ以外（電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６）の時の出力電圧Ｖｄｃを（Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２ａ＋Ｖｄｃ２ｂ）とする。
【００４７】
ここで、補助直流電源１６Ｂ１の電圧Ｖｄｃ２ｂと補助直流電源１６Ｂ２の電圧Ｖｄｃ２ａとが等しくなるように設定しておくと（Ｖｄｃ２ａ＝Ｖｄｃ２ｂ）、主直流電源１６Ａを中心として、高電位側と低電位側とが対称性を持つので、直流電圧供給装置１６ｂの出力電圧ＶｄｃがＶｄｃ＝Ｖｄｃ１である場合と、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２ａ＋Ｖｄｃ２ｂである場合とで、直流電圧の中間電圧がモータの筐体に対してほぼ一定に保たれる。
【００４８】
第３の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられるＰＷＭインバータ９の動作について図１１を用いて説明する。図１１は、図４，図１４と同じく、上から順に、インバータに印加される直流電圧Ｖｄｃ、コモンモード電圧（中性点電圧）Ｖｃ、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗをそれぞれ示している。
【００４９】
ここで、Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２ａ＝Ｖｄｃ２ｂとし、Ｖｄｃ０＝Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２ａ＋Ｖｄｃ２ｂとすると、補助直流電源１６Ｂ１の電圧Ｖｄｃ２ｂと補助直流電源１６Ｂ２の電圧Ｖｄｃ２ａとを加算した補助電圧Ｖｄｃ２（＝Ｖｄｃ２ａ＋Ｖｄｃ２ｂ）は、Ｖｄｃ２＝２Ｖｄｃ０／３となる。ＰＷＭインバータ９に印加する直流電圧を相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに関わらず、Ｖｄｃ０（一定）としたときの１キャリア周期における中性点電圧Ｖｃは、図１４に示す場合と同様であり、Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／２→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／２→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／２のように変化する（図１１の点線で表されるＶｃ）。なお、Ｖｎは直流電源電圧Ｖｄｃ０の中間電位である。
【００５０】
上述したように、第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈ（電圧ベクトルＶ７）の時にＰＷＭインバータ９に印加される直流電圧はＶｄｃ１（＝Ｖｄｃ０／３）であるので、この時の中性点電圧Ｖｃは、Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６となる。また、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＬｏｗ（電圧ベクトル０７）の時にＰＷＭインバータ９に印加される直流電圧もＶｄｃ１（＝Ｖｄｃ０／３）であるから、この時の中性点電圧Ｖｃは、Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６となる。
【００５１】
すなわち、第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、１キャリア周期における中性点電圧Ｖｃは、Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ−Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６→Ｖｎ＋Ｖｄｃ０／６のように変化する。従って、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈの状態（電圧ベクトルＶ７）からそれ以外の状態に変化する時、および、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈではない状態から全てＨｉｇｈの状態に変化する時のコモンモード電圧（中性点電圧）の変化を０とすることができるとともに、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＬｏｗの状態（電圧ベクトルＶ０）からそれ以外の状態に変化する時、および、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＬｏｗではない状態から全てＬｏｗの状態に変化する時のコモンモード電圧（中性点電圧）の変化を０とすることができる。
【００５２】
第３の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、電圧ベクトルが０の時、すなわち、ＰＷＭインバータ９の３相の出力電圧が全てＨｉｇｈである時および全てＬｏｗである時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧を、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈまたはＬｏｗではない時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧より小さくするので、リアクトル等の大きな部品を用いることなくコモンモード電圧の変化を低減することができるとともに、コモンモード電圧の変化の頻度を低減することができる。
【００５３】
特に、本実施の形態のように、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈおよびＬｏｗである時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧の大きさを、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈまたはＬｏｗではない時に供給する直流電圧の１／３とすることにより、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗが全てＨｉｇｈの状態およびＬｏｗの状態からそれ以外の状態に変化する場合、およびその逆の場合のコモンモード電圧の変化を０とすることができる。この場合には、コモンモード電圧が最大となる場合（３相の出力電圧が全てＨｉｇｈ）と最小となる場合（３相の出力電圧が全てＬｏｗ）とのコモンモード電圧の差を小さくすることができる。
【００５４】
なお、電圧ベクトルが０の時には、ＰＷＭインバータ９に供給される直流電圧の大きさは、モータ１１に印加する電圧に全く影響を与えないので、直流電圧を変化させることによるモータ動作への影響は生じない。
【００５５】
−第４の実施の形態−
第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、第１の実施の形態におけるモータ制御装置と同様に、ＰＷＭインバータ９に印可する直流電圧として、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１と、主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１と補助直流電源１６Ｂの電圧Ｖｄｃ２とを加算した（Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２）とが用意されており、モータ１１に印加する電圧の大きさが所定値以下の場合には、直流電圧供給装置１６から出力する直流電圧を小さい方の電圧値Ｖｄｃ１に固定する。
【００５６】
図１２は、第４の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図である。第４の実施の形態におけるモータ制御装置が図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置と異なるのは、変調率演算部１４が追加されている点と、可変電源制御装置１５ａで行われる処理内容である。
【００５７】
変調率演算部１４は、加算部３から出力される電圧指令値ｖｄ０＊，ｖｑ０＊と、直流電圧供給装置１６の主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１とに基づいて、変調率ｍを演算する。変調率ｍは、次式（２）にて表される。
【数２】

【００５８】
上式（２）により算出される変調率ｍが１以下の場合、すなわち、ｍ≦１が成立する場合には、直流電圧供給装置１６の出力電圧Ｖｄｃとして、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１の正弦波電圧を出力することができる。従って、ｍ≦１の場合には、ＰＷＭインバータ９の出力電圧の組み合わせに関わらず、直流電圧供給装置１６の出力電圧ＶｄｃをＶｄｃ１で固定する。
【００５９】
一方、ｍが１より大きい場合、すなわち、ｍ＞１が成り立つ場合には、電圧ベクトルが０となる場合（電圧ベクトルＶ０，Ｖ７）にＶｄｃ＝Ｖｄｃ１とし、それ以外の場合（電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６）にＶｄｃ＝Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２とする。電圧ベクトル、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ、および、ＰＷＭインバータ９の出力電圧Ｖｄｃの関係を図１３に示す。
【００６０】
変調率演算部１４で演算される変調率ｍは、可変電源制御装置１５ａに送られる。可変電源制御装置１５ａは、変調率演算部１４で演算される変調率ｍと、ＰＷＭ生成部５で生成されるＰＷＭ信号ｖｕ＿ｐｗｍ，ｖｖ＿ｐｗｍ，ｖｗ＿ｐｗｍとに基づいて、直流電圧供給装置１６から出力する電圧Ｖｄｃを決定し、決定した電圧Ｖｄｃを実現するための信号ｓｉｇ＿ｖを直流電圧供給装置１６に送信する。具体的は、変調率ｍが１より大きいか否かを判定し、ｍ≦１が成り立つ場合には、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１とするための信号ｓｉｇ＿ｖを送信する。一方、ｍ＞１が成り立つ場合には、ＰＷＭ信号ｖｕ＿ｐｗｍ，ｖｖ＿ｐｗｍ，ｖｗ＿ｐｗｍに基づいて電圧ベクトルが０であるか否かを判定し、電圧ベクトルが０（電圧ベクトルＶ０，Ｖ７）であると判定すると、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１とするための信号ｓｉｇ＿ｖを送信し、それ以外の場合には、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２とするための信号ｓｉｇ＿ｖを送信する。
【００６１】
第４の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータ１１に印加する電圧が所定値以下の時にはＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧Ｖｄｃを小さい値（主直流電源１６Ａの電圧Ｖｄｃ１）に固定するので、可変電圧生成部１６Ｃによって、主直流電源１６Ａおよび補助直流電源１６Ｂの組み合わせを変えるためのスイッチング動作を行う必要がない。これにより、スイッチング損失を低減することができる。また、モータ１１に印加する電圧が小さい時にはＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧Ｖｄｃを小さい値に固定するので、インバータ損も小さくなる。
【００６２】
一方、モータ１１の高回転高出力領域のように高い電圧が必要となる場合には、電圧ベクトルが０となる場合以外にＰＷＭインバータ９に供給する電圧を大きくするので（Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１＋Ｖｄｃ２）、モータ１１の大きな出力を得ることができる。
【００６３】
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、第１，第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、コモンモード電圧変化の低減効果を最大にするために、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈである時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧の大きさを、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈではない時に供給する直流電圧の２／３としたが、この値に限定されることはない。すなわち、ＰＷＭインバータ９の３相出力電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの平均値の変化量が小さくなるように、ＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧を変化させればよい。同様に、第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈの時および全てＬｏｗの時にＰＷＭインバータ９に供給する直流電圧の大きさを、３相の出力電圧が全てＨｉｇｈまたはＬｏｗではない時に供給する直流電圧の１／３としたが、この値に限定されることもない。
【００６４】
特許請求の範囲の構成要素と第１〜第４の実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、ＰＷＭインバータ９が電力変換手段を、直流電圧供給装置１６，１６ａ，１６ｂが直流電圧供給手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す図
【図２】第１の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置の構成を示す図
【図３】第１の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置の詳細な構成を示す図
【図４】インバータに供給される直流電圧Ｖｄｃ、中性点電圧（コモンモード電圧）Ｖｃ、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの関係を示す図
【図５】第１の実施の形態におけるモータ制御装置において、電圧ベクトルとインバータから出力される各相電圧電圧の状態とインバータに印加される直流電圧との関係を示す図
【図６】第２の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置の詳細な構成を示す図
【図７】第２の実施の形態におけるモータ制御装置において、電圧ベクトルとインバータから出力される各相電圧電圧の状態とインバータに印加される直流電圧との関係を示す図
【図８】第２の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置の構成を示す図
【図９】第３の実施の形態におけるモータ制御装置に用いられる直流電圧供給装置の詳細な構成を示す図
【図１０】第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、電圧ベクトルとインバータから出力される各相電圧電圧の状態とインバータに印加される直流電圧との関係を示す図
【図１１】第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、インバータに供給される直流電圧Ｖｄｃ、中性点電圧（コモンモード電圧）Ｖｃ、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの関係を示す図
【図１２】第４の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す図
【図１３】第４の実施の形態におけるモータ制御装置において、電圧ベクトルとインバータから出力される各相電圧電圧の状態とインバータに印加される直流電圧との関係を示す図
【図１４】インバータに供給される直流電圧Ｖｄｃを一定にしたときの電圧Ｖｄｃ、中性点電圧（コモンモード電圧）Ｖｃ、電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊、相電圧値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの関係を示す図
【符号の説明】
１…トルク制御部、２…電流制御部、３…加算部、４…ｄｑ／３相変換部、５…ＰＷＭ生成部、６…３相／ｄｑ変換部、７…非干渉制御部、８…位相速度計算部、９…ＰＷＭインバータ、１０…電流センサ、１１…３相交流モータ、１２…回転角センサ、１３…電圧センサ、１４…変調率演算部、１５，１５ａ…可変電源制御装置、１６，１６ａ，１６ｂ…直流電圧供給装置、１６Ａ…主直流電源、１６Ｂ，１６Ｂ１，１６Ｂ２…補助直流電源、１６Ｃ，１６Ｃ１，１６Ｃ２…可変電圧生成部、Ｔｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３，Ｔｒ４，Ｔｒ５，Ｔｒ６，Ｔｒ７，Ｔｒ８…トランジスタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that converts a DC voltage into an AC voltage by a switching operation and applies the AC voltage to an AC motor.
[0002]
[Prior art]
In a voltage-type PWM inverter, a common mode voltage is generated on the output side of the inverter, and a leakage current is generated. As a device for suppressing the generation of the common mode voltage, a power conversion device disclosed in Patent Document 1 is known. This power converter includes a common mode reactor connected in series between an inverter and an electric motor, and a fourth winding wound on the same core as the common mode reactor. At the neutral point of the PWM inverter, the other end is set to an intermediate potential of the DC voltage to suppress the common mode voltage output from the inverter.
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2001-268922 A
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional device, since the common mode reactor is used, there is a problem that the size is inevitably increased due to its structure, and the weight of the entire device becomes heavy.
[0005]
The present invention provides a motor control device capable of suppressing generation of a common mode voltage without using a common mode reactor.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
(1) A motor control device according to the present invention includes a power conversion unit that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage by pulse width modulation and applies the converted voltage to a motor, and a DC voltage supply unit that supplies a DC voltage to the power conversion unit. Prepare. The DC voltage supply means changes the magnitude of the DC voltage supplied to the power conversion means based on the state of each phase voltage of the three-phase AC voltage converted by the power conversion means.
(2) The motor control device according to the present invention includes: a power conversion unit that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage by pulse width modulation and applies the converted voltage to the motor; and a DC voltage supply unit that supplies the power conversion unit with the DC voltage. Prepare. The DC voltage supply means is configured such that, when all the phase voltages of the three-phase AC voltage converted by the power conversion means are in one of the H level and the L level, all the phase voltages are not at the H level A DC voltage smaller than the DC voltage to be supplied in the case of the state and the state in which all the signals are not at the L level is supplied.
[0007]
【The invention's effect】
(1) According to the motor control device of the present invention, the magnitude of the DC voltage supplied to the power conversion means is changed based on the state of each phase voltage of the three-phase AC voltage converted by the power conversion means. Generation of a common mode voltage can be reduced without using a common mode reactor, and leakage current can be suppressed.
(2) According to the motor control device of the present invention, when all of the three-phase AC voltages converted by the power conversion means are in one of the H level and the L level, Since a DC voltage is supplied that is smaller than the DC voltage supplied when the voltage is not all at the H level and when the voltage is not at all the L level, the common mode voltage can be maximized without using the common mode reactor. Can be reduced.
[0008]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
-1st Embodiment-
FIG. 1 is a control block diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the first embodiment. The motor control device according to the first embodiment includes a torque control unit 1, a current control unit 2, an addition unit 3, a dq / 3-phase conversion unit 4, a PWM generation unit 5, a three-phase / dq conversion unit. 6, a non-interference control unit 7, a phase / speed calculation unit 8, a PWM inverter 9, a current sensor 10, a rotation angle sensor 12, a voltage sensor 13, a variable power supply control device 15, a DC voltage supply device 16.
[0009]
In the control calculation performed by the motor control device according to the first to fourth embodiments, the direction of the exciting current component of the current flowing through the three-phase AC motor is set to the d-axis, and the direction of the torque current component is set to the d-axis. And a rotation orthogonal coordinate system (dq coordinate system) set on the q axis orthogonal to. The dq coordinate system is a coordinate system that rotates in synchronization with motor rotation.
[0010]
The torque control unit 1 calculates a d-axis current command value id * that is an exciting current component and a q-axis current command value iq * that is a torque current component based on the torque command value Te * and the motor rotation speed ωe. I do. The calculated current command values id * and iq * are sent to the current control unit 2 and the non-interference control unit 7. The current control unit 2 performs PI (proportional / integral) calculation to match the actual currents id and iq on the d-axis and the q-axis with the current command values id * and iq *, respectively. Of the voltage command values vd * and vq * are calculated.
[0011]
The non-interference controller 7 calculates a d-axis compensation voltage Vd_cmp and a q-axis compensation voltage Vq_cmp, which are voltage components used for compensating for the d-axis and q-axis interference terms. The addition unit 3 adds the control outputs vd * and vq * of the current control unit 2 to the d-axis compensation voltage Vd_cmp and the q-axis compensation voltage Vq_cmp calculated by the non-interference control unit 7, respectively, so that the d-axis and q Axis voltage command value vd0 ^* , Vq0 ^* Is calculated. Calculated voltage command value vd0 ^* , Vq0 ^* Is sent to the dq / 3-phase converter 4.
[0012]
The dq / 3-phase converter 4 converts the d-axis and q-axis voltage command values vd0 *, vq0 * into a three-phase AC voltage command value vu * based on the phase θe of the dq coordinate system viewed from the three-phase AC coordinate system. , Vv *, vw *. The converted three-phase AC voltage command values vu *, vv *, vw * are sent to the PWM generator 5.
[0013]
The PWM generator 5 generates PWM signals vu_pwm, vv_pwm, vw_pwm based on the three-phase AC voltage command values vu *, vv *, vw *, and outputs them to the PWM inverter 9. The PWM inverter 9 converts the DC voltage supplied from the DC voltage supply device 16 into a three-phase AC voltage based on the PWM signals vu_pwm, vv_pwm, and vw_pwm generated by the PWM generation unit 5, and outputs the three-phase AC motor 11. Apply. Current sensor 10 detects actual currents iu and iv of the U-phase and V-phase of three-phase AC motor 11, respectively. The detected U-phase current iu and V-phase current iv are sent to the three-phase / dq converter 6. The three-phase / dq conversion unit 6 converts the actual currents iu, iv, iw (= −iu−iv) of the three-phase AC motor 11 on the d-axis based on the phase θe of the dq coordinate system viewed from the three-phase AC coordinate system. To the actual current id on the q axis and the actual current iq on the q axis.
[0014]
The three-phase AC motor 11 is a permanent magnet synchronous motor, and is an IPM motor including a rotor having an internally embedded magnet structure and a stator having a concentrated winding structure. The rotation angle sensor 12 is, for example, an encoder, and detects the rotation position θm of the three-phase AC motor 11. The detected rotational position θm is sent to the phase velocity calculator 8. Based on the rotation position signal θm sent from the rotation angle sensor 12, the phase speed calculation unit 8 calculates the rotation speed (electrical rotation speed) ωe of the motor 11 and the phase (dq coordinate system viewed from the three-phase AC coordinate system). The electric angle of the motor 11) θe is calculated.
[0015]
The voltage sensor 13 detects output voltage values vu, vv, vw of the PWM inverter 9. The detected voltage values vu, vv, vw are sent to the variable power supply control device 15. The variable power supply control device 15 determines the output voltage of the DC voltage supply device 16 based on the output voltage values vu, vv, vw of the PWM inverter 9 and supplies the signal sig_v for realizing the determined output voltage to the DC voltage supply. Transmit to the device 16. A method for determining the output voltage of the DC voltage supply device 16 will be described later.
[0016]
FIG. 2 shows a detailed configuration of the DC voltage supply device 16. The DC voltage supply device 16 includes a main DC power supply 16A, an auxiliary DC power supply 16B, and a variable voltage generator 16C. The main DC power supply 16A is a power supply for supplying a main part of the DC voltage output from the DC voltage supply device 16, and the auxiliary DC power supply 16B is for supplying the remaining DC voltage output from the DC voltage supply device 16. Power supply. The main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B both output a substantially constant voltage.
[0017]
The variable voltage generator 16C is connected to the main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B, and based on a signal sig_v input from the variable power supply controller 15, outputs the output voltage of the main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B. And outputs it to the PWM inverter 9.
[0018]
A more detailed configuration of the DC voltage supply device 16 will be described with reference to FIG. The main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B are connected in series, and each is constituted by a battery. The variable voltage generator 16C is configured by a half-bridge circuit including two transistors Tr1 and Tr2 connected in series, and is connected in parallel with the auxiliary DC power supply 16B. On / off control of each of the transistors Tr1 and Tr2 is performed by a transistor control unit 16Cz based on a signal sig_v input from the variable power supply control device 15. Note that a freewheeling diode is provided in each of the transistors Tr1 and Tr2.
[0019]
Between the two transistors Tr1 and Tr2 connected in series, that is, the output terminal of the half-bridge circuit is a terminal a, and the negative terminal side of the main DC power supply 16A (the side not connected to the auxiliary DC power supply 16B) is a terminal b. Then, the voltage between the terminals a and b is output to the PWM inverter 9. For example, when the transistor Tr1 is on and the transistor Tr2 is off, a voltage obtained by adding the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A and the voltage Vdc2 of the auxiliary DC power supply 16B is output to the PWM inverter 9. When the transistor Tr1 is off and the transistor Tr2 is on, the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A is output to the PWM inverter 9.
[0020]
The PWM inverter 9 converts a DC voltage supplied from the DC voltage supply device 16 into a three-phase AC voltage by performing on / off control (switching control) of the switch elements T1 to T6. That is, the switching control unit 9z in the PWM inverter 9 turns on / off the switch elements T1 to T6 based on the PWM signals vu_pwm, vv_pwm, vw_pwm input from the PWM generation unit 5. The switching operation in the PWM inverter 9 is the same as the operation of a general PWM inverter, and a detailed description thereof will be omitted.
[0021]
The operation of the PWM inverter 9 used in the motor control device according to the first embodiment will be described together with the operation of a conventional inverter with reference to FIGS. First, the operation of a general triangular wave comparison type PWM inverter will be described with reference to FIG. The relationship between the output voltages vu, vv, vw of each phase of the PWM inverter and the neutral point voltage Vc of the motor 11 is expressed by the following equation (1).
(Equation 1)
Vc = (vu + vv + vw) / 3 (1)
This neutral point voltage Vc becomes a common mode voltage.
[0022]
FIG. 14 shows, in order from the top, a DC voltage Vdc applied to the inverter, a common mode voltage (neutral point voltage) Vc, voltage command values vu *, vv *, vw *, and a phase voltage value output from the PWM inverter 9. vu, vv, and vw are shown, respectively. The phase voltage values vu, vv, vw are determined by comparing the triangular wave of the carrier frequency with the voltage command values vu *, vv *, vw *. Here, assuming that the voltage Vdc supplied from the DC power supply to the PWM inverter is Vdc0 and the intermediate potential of the DC power supply voltage is Vn, the common mode voltage in one carrier cycle is Vn + Vdc0 / 2 → Vn + Vdc0 / as shown in FIG. 6 → Vn−Vdc0 / 6 → Vn−Vdc0 / 2 → Vn−Vdc0 / 6 → Vn + Vdc0 / 6 → Vn + Vdc0 / 2.
[0023]
When the ground potential of the inverter is vn_g, the common mode voltage in one carrier cycle changes from vn_g + Vdc0 → vn_g + 2Vdc0 / 3 → vn_g + Vdc0 / 3 → vn_g → vn_g + Vdc0 / 3 → vn_g + 2Vdc0 / 3 → vn_g + Vdc0.
[0024]
Since the intermediate potential Vn and the ground potential vn_g of the inverter are substantially constant, it can be seen that the common mode voltage changes abruptly by Vdc0 / 3 every time the switching elements T1 to T6 constituting the inverter perform a switching operation. . Such a change in the common mode voltage causes a leakage current, which causes radiation noise affecting other devices and itself.
[0025]
On the other hand, in the motor control device according to the first embodiment, in order to reduce the change in the common mode voltage, when the phase voltage values vu, vv, vw are all at the high level, the DC voltage supply device The DC voltage supplied from the DC voltage supply device 16 to the PWM inverter 9 is set to a small value (the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A). Vdc1 + voltage Vdc2 of auxiliary DC power supply 16B).
[0026]
Here, the state in which the phase voltage values vu, vv, vw are all at the High level means that the switching elements T1, T3, T5 constituting the upper arm of the PWM inverter 9 are on and the lower arm Is a state in which the switch elements T2, T4, and T6 that are included in are turned off. That is, if the switch elements (T1, T3, T5) constituting the upper arm are on and the switch elements (T2, T4, T6) of the lower arm corresponding to the switch elements of the upper arm are off, The phase voltage value is high level, the switch elements (T1, T3, T5) constituting the upper arm are off, and the switch elements (T2, T4, T6) of the lower arm corresponding to the upper arm are on. In this case, the corresponding phase voltage value is at the low level.
[0027]
Further, considering the voltage Vdc supplied from the DC power supply to the PWM inverter to Vdc0 and considering each phase voltage value with an intermediate potential of the DC power supply voltage as a reference (ground), for example, the switching element T1 is turned on and the switching element T2 Is off, the U-phase voltage vu becomes + Vdc0 / 2. Conversely, if the switching element T1 is off and the switching element T2 is on, the U-phase voltage vu becomes -Vdc0 / 2. Accordingly, the state of the high level of the phase voltage value described above is a state where the positive voltage is applied, and the low level can be expressed as a state where the negative voltage is applied.
[0028]
The operation of the PWM inverter 9 used in the motor control device according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows, similarly to FIG. 14, a DC voltage Vdc applied to the inverter, a common mode voltage (neutral point voltage) Vc, voltage command values vu *, vv *, vw *, and outputs from the PWM inverter 9 in order from the top. Respectively shown phase voltage values vu, vv, vw. In this case, since the ground potential of the PWM inverter 9 is substantially constant, the neutral point voltage Vc is represented by using the ground potential vn_g.
[0029]
In the present embodiment, voltage Vdc2 of auxiliary DC power supply 16B is half the voltage Vdc1 of main DC power supply 16A, that is, Vdc2 = Vdc1 / 2. Therefore, when the phase voltage values vu, vv, vw are all High, the DC voltage Vdc1 is supplied from the DC voltage supply device 16 to the PWM inverter 9, and in other states, 3Vdc1 / 2 (= Vdc1 + Vdc2). Is supplied to the PWM inverter 9. FIG. 5 shows the relationship between the phase voltage values vu, vv, vw and the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16.
[0030]
In this case, the common mode voltage in one carrier period changes as vn_g + Vdc1 → vn_g + Vdc1 → vn_g + Vdc1 / 2 → vn_g → vn_g + Vdc1 / 2 → vn_g + Vdc1 → vn_g + Vdc1. That is, as is apparent from FIG. 4, when the phase voltage values vu, vv, and vw are all changed from the High state (voltage vector V7) to the other state (the voltage vector is V0 to V6), and vice versa. In the case of (change from the state of the voltage vectors V0 to V6 to the state of the voltage vector V7), the change of the common mode voltage is 0. In FIG. 4, for comparison, the neutral point voltage Vc when the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 is constant at Vdc1 + Vdc2 is indicated by a dotted line.
[0031]
Returning to FIG. 1, a control system for realizing the above-described operation will be described. The voltage sensor 13 detects U-phase, V-phase, and W-phase voltage values vu, vv, and vw. The variable power supply control device 15 determines the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16 based on the phase voltage values vu, vv, vw detected by the voltage sensor 13 (see FIG. 5), and realizes the determined output voltage Vdc. Is transmitted to the DC voltage supply device 16. The variable voltage generator 16C of the DC voltage supply device 16 turns on / off the transistors Tr1 and Tr2 based on the signal sig_v sent from the variable power supply control device 15, and outputs the DC voltage Vdc to the PWM inverter 9. .
[0032]
As described above, according to the motor control device in the first embodiment, when the three-phase output voltages of the PWM inverter 9 are all High (the voltage vector is 0), the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 is: When the output voltages of the three phases are not all High, the output voltage is made smaller than the DC voltage supplied to the PWM inverter 9, so that the change in the common mode voltage can be reduced. Therefore, the change in the common mode voltage can be reduced without using a large component as in the case of the common mode reactor, so that the size and weight of the entire device can be prevented from increasing.
[0033]
Particularly, as in the present embodiment, the magnitude of the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 when the three-phase output voltages are all High is determined by the magnitude of the DC voltage supplied when the three-phase output voltages are not all High. By setting to 2/3, the change of the common mode voltage in the case where all the phase voltage values vu, vv, vw change from the High state to the other state and vice versa can be set to 0.
[0034]
In the above-described example, the ground potential of the PWM inverter 9 has been described as being kept substantially constant. However, in other cases, the change in the neutral point potential can be reduced by the same method.
[0035]
-2nd Embodiment-
The difference between the motor control device according to the second embodiment and the motor control device according to the first embodiment is the configuration of the DC voltage supply device 16. Therefore, the following description focuses on the DC voltage supply device 16a used in the motor control device according to the second embodiment.
[0036]
FIG. 6 is a diagram illustrating a detailed configuration of a DC voltage supply device 16a used in the motor control device according to the second embodiment. The DC voltage supply device 16a includes a main DC power supply 16A, an auxiliary DC power supply 16B, and a variable voltage generator 16Ca. The configurations of the main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B are the same as the main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B used in the motor control device according to the first embodiment.
[0037]
The variable voltage generator 16Ca includes a transistor controller 16C1a and four transistors Tr1, Tr2, Tr3, Tr4. The transistors Tr1 and Tr2 connected in series are connected in parallel with the auxiliary DC power supply 16B and connected in parallel with the transistors Tr3 and Tr4 connected in series. The positive side of the main DC power supply 16A is connected to a connection point between the transistors Tr3 and Tr4 connected in series. A terminal a for inputting a voltage to the PWM inverter 9 is connected to a connection point between the transistors Tr1 and Tr2 connected in series, and a terminal b is connected to the negative side of the main DC power supply 16A. I have. That is, the variable voltage generator 16C used in the motor control device according to the first embodiment is configured by a half bridge circuit, but the variable voltage generator 16Ca used in the motor control device according to the second embodiment is , H bridge circuit.
[0038]
The operation of the variable voltage generator 16Ca will be described. When the transistors Tr1 and Tr4 are on and the transistors Tr2 and Tr3 are off, the voltage between the terminals a and b is Vdc1 + Vdc2 obtained by adding the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A and the voltage Vdc2 of the auxiliary DC power supply 16B. When the transistors Tr1 and Tr3 are off and the transistors Tr2 and Tr4 are on, or when the transistors Tr1 and Tr3 are on and the transistors Tr2 and Tr4 are off, the voltage between the terminals a and b is , The voltage of the main DC power supply 16A. Further, when the transistors Tr1 and Tr4 are off and the transistors Tr2 and Tr3 are on, the voltage between the terminals a and b is Vdc1−Vdc1 obtained by subtracting the voltage Vdc2 of the auxiliary DC power supply 16B from the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A. Vdc2. That is, in the motor control device according to the second embodiment, three types of DC voltages can be applied to the PWM inverter 9.
[0039]
FIG. 7 shows the relationship between the phase voltage values vu, vv, vw and the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16a in the motor control device according to the second embodiment. As shown in FIG. 7, when the phase voltage values vu, vv, vw are all High (voltage vector V7), the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16a is (Vdc1−Vdc2), and otherwise (the voltage vector V0 To V6), the output voltage Vdc is (Vdc1 + Vdc2).
[0040]
That is, in the motor control device according to the second embodiment, with respect to the DC voltage Vdc applied to the PWM inverter 9, the output voltage when the phase voltage values vu, vv, vw are all High and the output voltage when the phase voltages vu, vv, vw are all High are different. Is 2 × Vdc2, which is twice the voltage difference Vdc2 in the case of the motor control device according to the first embodiment described above. Therefore, the same effect as the motor control device according to the first embodiment, that is, the state in which all of the phase voltage values vu, vv, and vw are High (voltage vector V7), and the other state (the voltage vector is V0 to V6) In order to make the change of the common mode voltage in case of changing to 0 and vice versa to 0, the voltage value of the auxiliary DC power supply 16B is set to half of the voltage value Vdc2 of the auxiliary DC power supply 16B in the first embodiment. can do. Therefore, the withstand voltage of the power elements constituting the variable voltage generator 16Ca can be reduced as compared with the case of the first embodiment.
[0041]
-Third embodiment-
The difference between the motor control device according to the third embodiment and the motor control device according to the first and second embodiments is a DC voltage supply device (16, 16a). Hereinafter, the motor control device according to the third embodiment will be described focusing on the configuration of the DC voltage supply device 16b.
[0042]
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a DC voltage supply device 16b used in the motor control device according to the third embodiment. The DC voltage supply device 16b includes two auxiliary DC power supplies 16B1 and 16B2 and two variable voltage generators 16C1 and 16C2 in addition to the main DC power supply 16A. FIG. 9 shows a more detailed configuration of the DC voltage supply device 16b.
[0043]
The variable voltage generators 16C1 and 16C2 have the same configuration as the variable voltage generator 16C in the first embodiment. That is, the variable voltage generator 16C1 is configured by a half-bridge circuit including two transistors Tr5 and Tr6 connected in series, and is connected in parallel with the auxiliary DC power supply 16B1. Similarly, the variable voltage generator 16C2 is configured by a half-bridge circuit including two transistors Tr7 and Tr8 connected in series, and is connected in parallel with the auxiliary DC power supply 16B2.
[0044]
The auxiliary DC power supply 16B1 is connected in series to the high potential side of the main DC power supply 16A, and the auxiliary DC power supply 16B2 is connected in series to the low potential side of the main DC power supply 16A. A terminal a for inputting a voltage to the PWM inverter 9 is connected to a connection point between the transistors Tr5 and Tr6 connected in series, and a terminal b is connected to the transistors Tr7 and Tr8 connected in series. Connected to the connection point.
[0045]
In the DC voltage supply device 16b, when the transistors Tr5 and Tr8 are on and the transistors Tr6 and Tr7 are off, the voltage between the terminals a and b is equal to the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply. The sum of the voltage Vdc2b of the auxiliary DC power supply 16B2 and the voltage Vdc2a of the auxiliary DC power supply 16B2 is (Vdc1 + Vdc2a + Vdc2b). When the transistors Tr6 and Tr7 are on and the transistors Tr5 and Tr8 are off, the voltage between the terminals a and b is the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A.
[0046]
FIG. 10 is a diagram showing a relationship between phase voltage values vu, vv, vw and output voltage Vdc of DC voltage supply device 16a in the motor control device according to the third embodiment. As shown in FIG. 10, the output voltage Vdc when the phase voltage values vu, vv, vw are all High (voltage vector V7) and when the phase voltage values are all Low (voltage vector V0) is Vdc1, and the other (voltage vectors V1 to V1). The output voltage Vdc at the time of V6) is (Vdc1 + Vdc2a + Vdc2b).
[0047]
Here, if the voltage Vdc2b of the auxiliary DC power supply 16B1 is set to be equal to the voltage Vdc2a of the auxiliary DC power supply 16B2 (Vdc2a = Vdc2b), the high potential side and the low potential side around the main DC power supply 16A are set. Has a symmetry, the intermediate voltage of the DC voltage is substantially constant with respect to the motor housing when the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16b is Vdc = Vdc1 and when the output voltage Vdc is Vdc = Vdc1 + Vdc2a + Vdc2b. Is kept.
[0048]
The operation of the PWM inverter 9 used in the motor control device according to the third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 11 shows, similarly to FIGS. 4 and 14, in order from the top, a DC voltage Vdc applied to the inverter, a common mode voltage (neutral point voltage) Vc, voltage command values vu *, vv *, vw *, and a phase voltage. Values vu, vv, and vw are shown, respectively.
[0049]
Here, assuming that Vdc1 = Vdc2a = Vdc2b and Vdc0 = Vdc1 + Vdc2a + Vdc2b, the auxiliary voltages Vdc2 (= Vdc2a + Vdc2b = 2) are obtained by adding the voltage Vdc2b of the auxiliary DC power supply 16B1 and the voltage Vdc2a of the auxiliary DC power supply 16B2 (= Vdc2a + Vdc2b2). Become. The neutral point voltage Vc in one carrier cycle when the DC voltage applied to the PWM inverter 9 is Vdc0 (constant) regardless of the phase voltage values vu, vv, vw is the same as that shown in FIG. Vn + Vdc0 / 2 → Vn + Vdc0 / 6 → Vn−Vdc0 / 6 → Vn−Vdc0 / 2 → Vn−Vdc0 / 6 → Vn + Vdc0 / 6 → Vn + Vdc0 / 2 (Vc indicated by a dotted line in FIG. 11). Vn is an intermediate potential of the DC power supply voltage Vdc0.
[0050]
As described above, in the motor control device according to the third embodiment, the DC voltage applied to the PWM inverter 9 when the phase voltage values vu, vv, vw are all High (voltage vector V7) is Vdc1 (= Vdc0 / 3), the neutral point voltage Vc at this time is Vn + Vdc0 / 6. Further, when the phase voltage values vu, vv, vw are all Low (voltage vector 07), the DC voltage applied to the PWM inverter 9 is also Vdc1 (= Vdc0 / 3), so that the neutral point voltage Vc at this time is , Vn−Vdc0 / 6.
[0051]
That is, in the motor control device according to the third embodiment, the neutral point voltage Vc in one carrier cycle is Vn + Vdc0 / 6 → Vn + Vdc0 / 6 → Vn−Vdc0 / 6 → Vn−Vdc0 / 6 → Vn−Vdc0 / 6. → Vn + Vdc0 / 6 → Vn + Vdc0 / 6. Therefore, when all the phase voltage values vu, vv, vw change from the high state (voltage vector V7) to the other state, and when all the phase voltage values vu, vv, vw are not high, the phase voltage values vu, vv, vw are all high. The change of the common mode voltage (neutral point voltage) when changing to the state can be set to 0, and the phase voltage values vu, vv, vw are all changed from the low state (voltage vector V0) to other states. The change of the common mode voltage (neutral point voltage) when the voltage changes, and when the phase voltage values vu, vv, and vw all change from the state that is not Low to the state of Low can be set to 0.
[0052]
According to the motor control device in the third embodiment, when the voltage vector is 0, that is, when the three-phase output voltages of the PWM inverter 9 are all High and all are Low, the voltage is supplied to the PWM inverter 9. Since the DC voltage is made smaller than the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 when the three-phase output voltages are not all High or Low, the change in the common mode voltage can be reduced without using a large component such as a reactor. At the same time, the frequency of change of the common mode voltage can be reduced.
[0053]
In particular, as in the present embodiment, the magnitude of the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 when the three-phase output voltages are all High and Low is supplied when the three-phase output voltages are not all High or Low. Of the common mode voltage when the phase voltage values vu, vv, and vw all change from a high state and a low state to other states, and vice versa. Can be set to 0. In this case, it is possible to reduce the difference between the common mode voltage when the common mode voltage is maximum (all three-phase output voltages are High) and the common mode voltage when the common mode voltage is minimum (all three-phase output voltages are all Low). it can.
[0054]
When the voltage vector is 0, the magnitude of the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 does not affect the voltage applied to the motor 11 at all. Does not occur.
[0055]
-Fourth embodiment-
In the motor control device according to the fourth embodiment, similarly to the motor control device according to the first embodiment, as the DC voltage applied to the PWM inverter 9, the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A and the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A are used. A voltage (Vdc1 + Vdc2) obtained by adding the voltage Vdc1 and the voltage Vdc2 of the auxiliary DC power supply 16B is prepared. When the magnitude of the voltage applied to the motor 11 is equal to or smaller than a predetermined value, the voltage is output from the DC voltage supply device 16. The DC voltage is fixed to the smaller voltage value Vdc1.
[0056]
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to the fourth embodiment. The motor control device according to the fourth embodiment is different from the motor control device according to the first embodiment shown in FIG. 1 in that a modulation factor calculation unit 14 is added and the variable power control device 15a This is the processing to be performed.
[0057]
Modulation rate calculator 14 calculates modulation rate m based on voltage command values vd0 *, vq0 * output from adder 3, and voltage Vdc1 of main DC power supply 16A of DC voltage supply device 16. The modulation factor m is represented by the following equation (2).
(Equation 2)

[0058]
When the modulation factor m calculated by the above equation (2) is 1 or less, that is, when m ≦ 1, the sine wave voltage of Vdc = Vdc1 is output as the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16. can do. Therefore, when m ≦ 1, the output voltage Vdc of the DC voltage supply device 16 is fixed at Vdc1 regardless of the combination of the output voltages of the PWM inverter 9.
[0059]
On the other hand, if m is greater than 1, that is, if m> 1, then Vdc = Vdc1 if the voltage vector is 0 (voltage vectors V0 and V7), otherwise (voltage vectors V1 to V6). ), Vdc = Vdc1 + Vdc2. FIG. 13 shows the relationship between the voltage vector, the phase voltage values vu, vv, vw, and the output voltage Vdc of the PWM inverter 9.
[0060]
The modulation rate m calculated by the modulation rate calculation unit 14 is sent to the variable power supply control device 15a. The variable power supply control device 15a outputs a voltage output from the DC voltage supply device 16 based on the modulation factor m calculated by the modulation factor calculation unit 14 and the PWM signals vu_pwm, vv_pwm, and vw_pwm generated by the PWM generation unit 5. Vdc is determined, and a signal sig_v for realizing the determined voltage Vdc is transmitted to the DC voltage supply device 16. Specifically, it is determined whether or not the modulation factor m is greater than 1, and if m ≦ 1, the signal sig_v for setting Vdc = Vdc1 is transmitted. On the other hand, when m> 1 holds, it is determined whether the voltage vector is 0 based on the PWM signals vu_pwm, vv_pwm, vw_pwm, and it is determined that the voltage vector is 0 (voltage vector V0, V7). , Vdc = Vdc1 and a signal sig_v for setting Vdc = Vdc1 + Vdc2 otherwise.
[0061]
According to the motor control device of the fourth embodiment, when the voltage applied to the motor 11 is equal to or less than the predetermined value, the DC voltage Vdc supplied to the PWM inverter 9 is fixed to a small value (the voltage Vdc1 of the main DC power supply 16A). Therefore, there is no need to perform a switching operation for changing the combination of the main DC power supply 16A and the auxiliary DC power supply 16B by the variable voltage generation unit 16C. Thereby, switching loss can be reduced. Further, when the voltage applied to the motor 11 is small, the DC voltage Vdc supplied to the PWM inverter 9 is fixed to a small value, so that the inverter loss is also reduced.
[0062]
On the other hand, when a high voltage is required as in the high rotation and high output region of the motor 11, the voltage supplied to the PWM inverter 9 is increased except when the voltage vector becomes 0 (Vdc = Vdc1 + Vdc2). 11 large outputs can be obtained.
[0063]
The present invention is not limited to the above embodiment. For example, in the motor control devices according to the first and second embodiments, in order to maximize the effect of reducing the common mode voltage change, the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 when all the three-phase output voltages are high Is set to ／ of the DC voltage supplied when all the three-phase output voltages are not High, but it is not limited to this value. That is, the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 may be changed so that the change amount of the average value of the three-phase output voltage values vu, vv, vw of the PWM inverter 9 becomes small. Similarly, in the motor control device according to the third embodiment, the magnitude of the DC voltage supplied to the PWM inverter 9 when the three-phase output voltages are all High and all Low is determined by the Although it is set to 1/3 of the DC voltage supplied when it is not High or Low, it is not limited to this value.
[0064]
The correspondence between the components of the claims and the components of the first to fourth embodiments is as follows. That is, the PWM inverter 9 constitutes power conversion means, and the DC

voltage supply devices

16, 16a, 16b constitute DC voltage supply means. Note that each component is not limited to the above configuration as long as the characteristic functions of the present invention are not impaired.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a motor control device according to the present invention;
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a DC voltage supply device used in the motor control device according to the first embodiment;
FIG. 3 is a diagram illustrating a detailed configuration of a DC voltage supply device used in the motor control device according to the first embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing a relationship among a DC voltage Vdc supplied to an inverter, a neutral point voltage (common mode voltage) Vc, voltage command values vu *, vv *, vw *, and phase voltage values vu, vv, vw.
FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a voltage vector, a state of each phase voltage output from the inverter, and a DC voltage applied to the inverter in the motor control device according to the first embodiment;
FIG. 6 is a diagram illustrating a detailed configuration of a DC voltage supply device used in a motor control device according to a second embodiment.
FIG. 7 is a diagram illustrating a relationship between a voltage vector, a state of each phase voltage output from the inverter, and a DC voltage applied to the inverter in the motor control device according to the second embodiment;
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a DC voltage supply device used in a motor control device according to a second embodiment.
FIG. 9 is a diagram illustrating a detailed configuration of a DC voltage supply device used in a motor control device according to a third embodiment.
FIG. 10 is a diagram illustrating a relationship between a voltage vector, a state of each phase voltage output from the inverter, and a DC voltage applied to the inverter in the motor control device according to the third embodiment.
FIG. 11 shows a DC voltage Vdc supplied to an inverter, a neutral point voltage (common mode voltage) Vc, voltage command values vu *, vv *, vw *, and a phase voltage in the motor control device according to the third embodiment. Diagram showing the relationship between values vu, vv, and vw
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a fourth embodiment.
FIG. 13 is a diagram showing a relationship between a voltage vector, a state of each phase voltage output from the inverter, and a DC voltage applied to the inverter in the motor control device according to the fourth embodiment.
FIG. 14 shows a voltage Vdc, a neutral point voltage (common mode voltage) Vc, a voltage command value vu *, vv *, vw *, and a phase voltage value vu, vv when the DC voltage Vdc supplied to the inverter is constant. , Vw
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... torque control part, 2 ... current control part, 3 ... addition part, 4 ... dq / 3 phase conversion part, 5 ... PWM generation part, 6 ... three phase / dq conversion part, 7 ... non-interference control part, 8 ... Phase speed calculation unit, 9 PWM inverter, 10 current sensor, 11 three-phase AC motor, 12 rotation angle sensor, 13 voltage sensor, 14 modulation factor calculation unit, 15, 15a variable power control unit, 16 , 16a, 16b ... DC voltage supply device, 16A ... main DC power supply, 16B, 16B1, 16B2 ... auxiliary DC power supply, 16C, 16C1, 16C2 ... variable voltage generator, Tr1, Tr2, Tr3, Tr4, Tr5, Tr6, Tr7 , Tr8 ... Transistor

Claims

直流電圧をパルス幅変調により３相交流電圧に変換してモータに印加する電力変換手段と、
前記電力変換手段に直流電圧を供給する直流電圧供給手段とを備え、
前記電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧の状態に基づいて、前記直流電圧供給手段が供給する直流電圧の大きさを変更することを特徴とするモータ制御装置。Power conversion means for converting a DC voltage into a three-phase AC voltage by pulse width modulation and applying the voltage to a motor;
DC voltage supply means for supplying a DC voltage to the power conversion means,
A motor control device, wherein the magnitude of the DC voltage supplied by the DC voltage supply means is changed based on the state of each phase voltage of the three-phase AC voltage converted by the power conversion means.

直流電圧をパルス幅変調により３相交流電圧に変換してモータに印加する電力変換手段と、
前記電力変換手段に直流電圧を供給する直流電圧供給手段とを備え、
前記直流電圧供給手段は、前記電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧が全てＨレベルおよびＬレベルのうちのいずれか一方の状態の場合には、前記各相電圧が全てＨレベルではない状態および全てＬレベルではない状態の場合に供給する直流電圧よりも小さい直流電圧を前記電力変換手段に供給することを特徴とするモータ制御装置。Power conversion means for converting a DC voltage into a three-phase AC voltage by pulse width modulation and applying the voltage to a motor;
DC voltage supply means for supplying a DC voltage to the power conversion means,
The DC voltage supply means is configured to output all the phase voltages to H level when all of the three-phase AC voltages converted by the power conversion means are in one of the H level and the L level. A motor control device, wherein a DC voltage smaller than a DC voltage supplied in a state other than the L level and in a state other than the L level is supplied to the power conversion means.

請求項２に記載のモータ制御装置において、
前記直流電圧供給手段は、第１の電源と前記第１の電源より低い電圧を出力する第２の電源とを備え、前記電力変換手段で変換された３相交流電圧の各相電圧が全てＨレベルおよびＬレベルのうちのいずれか一方の状態の場合には、前記第１の電源の電圧を出力し、前記各相電圧が全てＨレベルではない状態および全てＬレベルではない状態の場合には、前記第１の電源の電圧と前記第２の電源の電圧とを加算した電圧を出力することを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 2,
The DC voltage supply means includes a first power supply and a second power supply that outputs a lower voltage than the first power supply, and all the phase voltages of the three-phase AC voltages converted by the power conversion means are set to H. In the case of any one of the level and the L level, the voltage of the first power supply is output. In the case where the respective phase voltages are not all at the H level and all the phase voltages are not at the L level, And outputting a voltage obtained by adding the voltage of the first power supply and the voltage of the second power supply.

請求項２または３に記載のモータ制御装置において、
前記各相電圧が全てＨレベルおよびＬレベルのうちのいずれか一方の状態の場合に前記直流電圧供給手段から出力される直流電圧は、前記各相電圧が全てＨレベルではない状態および全てＬレベルではない状態の場合に前記直流電圧供給手段から出力される直流電圧の１／３の大きさであることを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 2 or 3,
When the phase voltages are all in one of the H level and the L level, the DC voltage output from the DC voltage supply means is a state in which the respective phase voltages are not all at the H level and an all L level. The motor control device has a magnitude that is one third of the DC voltage output from the DC voltage supply means in a state other than the above.

請求項２または３に記載のモータ制御装置において、
前記各相電圧が全てＨレベルおよびＬレベルのうちのいずれか一方の状態の場合に前記直流電圧供給手段から出力される直流電圧は、前記各相電圧が全てＨレベルではない状態および全てＬレベルではない状態の場合に前記直流電圧供給手段から出力される直流電圧の２／３の大きさであることを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 2 or 3,
When the phase voltages are all in one of the H level and the L level, the DC voltage output from the DC voltage supply means is a state in which the respective phase voltages are not all at the H level and an all L level. The motor control device is characterized in that in a state other than the above, the magnitude is 2/3 of the DC voltage output from the DC voltage supply means.

請求項１〜５のいずれかに記載のモータ制御装置において、
前記直流電圧供給手段は、前記モータに印加される電圧が所定値以下の場合には、出力する直流電圧の大きさを変更しないことを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to any one of claims 1 to 5,
The motor control device, wherein the DC voltage supply means does not change the magnitude of the output DC voltage when the voltage applied to the motor is equal to or less than a predetermined value.

請求項３に記載のモータ制御装置において、
前記直流電圧供給手段は、前記モータに印加される電圧が所定値以下の場合には、前記第１の電源の電圧を出力することを特徴とするモータ制御装置。The motor control device according to claim 3,
The motor control device, wherein the DC voltage supply means outputs a voltage of the first power supply when a voltage applied to the motor is equal to or less than a predetermined value.