【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流電圧を交流に変換することなく直接昇圧する昇圧チョッパ装置に係り、スイッチ素子のオフ時にサージエネルギを吸収するスナバコンデンサと、オフ期間中に前記サージエネルギを出力電圧まで放電するスナバ放電抵抗器からなるスナバ回路を備えた昇圧チョッパ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
直流電圧を交流に変換することなく直接昇圧する昇圧チョッパ装置は、図５に示すように、直流電源１と負荷２のあいだに接続された直流リアクトル３、スイッチ素子４、可飽和リアクトル５、ダイオード６および出力平滑コンデンサ７を備えている。
【０００３】
このような構成によって、スイッチ素子４をオンとすることにより電流は直流電源１から直流リアクトル３、スイッチ素子４に流れて直流リアクトル３にエネルギが蓄積される。オン時間後にスイッチ素子４をオフとすると直流リアクトル３に蓄積されたエネルギはダイオード６を介して出力平滑コンデンサ７に充電され負荷２に供給される。
【０００４】
入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏの関係はスイッチ素子４のオン時間ＴＯＮとＴｏｆｆによって決定され、Ｖｏ＝（（ＴＯＮ＋Ｔｏｆｆ）／Ｔｏｆｆ）Ｖｉである。可飽和リアクトル５はスイッチ素子４の電流の立ち上がりを抑制しオフからオン時にダイオード６がオフする間のリバースリカバリ電流の変化率を低減するために挿入されている。
【０００５】
スイッチ素子４のオフ時には線路インダクタンス８を流れていた電流も遮断されるが、この時この電流の変化率と線路インダクタンス８によりスイッチ素子４のＰ側端子にはサージ電圧が発生する。このサージ電圧はスナバダイオード１０を介して出力平滑コンデンサ７と同電位に常時充電されているスナバコンデンサ９に吸収され、スイッチ素子４のＰＮ間の過電圧による破壊を防止する。スナバコンデンサ９に吸収されたサージエネルギは、次のスイッチ素子４のオフ時点までに出力平滑コンデンサ７と同電位までスナバ放電抵抗器１１を介してスナバコンデンサ９との時定数で放電される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来の技術では、低騒音や低入力電流リップルを目的としてスイッチ素子４のスイッチング周波数を上げるためには、スイッチ素子４のオフ時にスナバコンデンサ９に充電されたサージエネルギをスイッチング周期後、次のオフ時までに出力平滑コンデンサ７の電位に放電しなければならないが、スナバコンデンサ９とスナバ放電抵抗器１１の時定数を小さくするためには、スナバコンデンサ９の静電容量を小さくするか、スナバ放電抵抗器１１の抵抗値を小さくしなければならない。
【０００７】
スナバコンデンサ９の静電容量Ｃｓは、線路インダクタンス８のインダクタンスＬｍと、スイッチ素子４のオフ時の遮断電流Ｉｍａｘ、スイッチ素子４のＰＮ間の許容最大電圧Ｖｃｅｐにより下記の［式１］で示される関係により制限されるので、スナバ放電抵抗器１１の抵抗値を小さくする必要が生じる。
Ｃｓ＝Ｌｍ×Ｉｍａｘ２／Ｖｃｅｐ２ …………［式１］
【０００８】
図６のスイッチ素子４のＰＮ間電圧波形３４に示す、スイッチ素子４がオンとなりダイオード６がオフとなるＴＯＮ期間のあいだ、出力平滑コンデンサ７、ダイオード６、スイッチ素子４、可飽和リアクトル５、出力平滑コンデンサ７の電流経路２１の合成インピーダンスをＺ１とし、スナバコンデンサ９、スナバ放電抵抗器１１、ダイオード６、スイッチ素子４、スナバコンデンサ９の電流経路２２の合成インピーダンスをＺ２として、電流経路２１の電流ピーク値をＩＰ２１、電流経路２２の電流ピーク値をＩＰ２２、出力平滑コンデンサ電圧（＝スナバコンデンサ充電電圧）をＥ、ＴＯＮ期間のスイッチ素子４電流ピーク値をＩＰとすれば、ＩＰ２２は次の［式２］の通りとなる。
【０００９】
【数１】
【００１０】
［式２］から明らかなように、可飽和リアクトル５によりＺ１が大きく、前述の時定数低減のためスナバ放電抵抗器１１によりＺ２が小さくなると、Ｚ１と（Ｚ１＋Ｚ２）の比が大きくなりＩＰ２２の電流分担が多くなることによって、図６のスナバ放電抵抗器１１の電流波形３２のように、スイッチ素子４オフ後のサージエネルギの放電時の損失のみならず、ＴＯＮ期間の電流経路２２によるスナバ放電抵抗器１１の損失が無視できなくなる、そのため、スナバ放電抵抗器１１の抵抗容量増大のため装置の大型化を招くという問題がある。
そこで本発明は、スイッチング周波数が高く、スイッチ素子オン時のスナバ放電抵抗器における損失の小さい昇圧チョッパ装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明は、直流電源に接続され、スイッチ素子をオンすることにより直流リアクトルにエネルギを蓄積させ、前記スイッチ素子のオフ期間にダイオードを介して前記蓄積エネルギを出力側コンデンサに充電することにより負荷に前記電源の電圧より高い電圧を供給し、前記スイッチ素子のオフ時に発生するサージ電圧をスナバコンデンサにより吸収して前記スイッチ素子の過電圧による破壊を防止するスナバ回路を備えた昇圧チョッパ装置において、前記スイッチ素子のオフ期間にサージ電圧まで充電された前記スナバコンデンサの電圧を出力側コンデンサ電圧まで放電するスナバ放電抵抗器と直列に接続されたスナバ放電リアクトルを備えた構成とする。
【００１２】
この発明によれば、スイッチ素子オン時、ダイオードがオフするまでの期間、スナバコンデンサからスイッチ素子に流れる電流の立ち上がりによりスナバ放電抵抗器に直列に接続されたリアクトルにより逆電圧を発生させてスナバコンデンサの放電を防止し、スナバ放電抵抗器の損失を抑えることができる。
【００１３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、スナバ放電リアクトルはスナバ放電抵抗器と出力平滑コンデンサとの接続線を長くすることによって形成されている構成とする。
【００１４】
この発明によれば、スイッチ素子オン時、ダイオードがオフするまでの期間、スナバコンデンサからスイッチ素子に流れる電流の立ち上がりによりスナバ放電抵抗器と出力平滑コンデンサとの線路の有するインダクタンスにより電圧を発生させてスナバコンデンサの放電を防止し、スナバ放電抵抗器の損失を抑えることができる。
【００１５】
請求項３の発明は、直流電源に接続され、スイッチ素子をオンすることにより直流リアクトルにエネルギを蓄積させ、前記スイッチ素子のオフ期間にダイオードを介して前記蓄積エネルギを出力側コンデンサに充電することにより負荷に前記電源の電圧より高い電圧を供給し、前記スイッチ素子のオフ時に発生するサージ電圧をスナバコンデンサにより吸収して前記スイッチ素子の過電圧による破壊を防止するスナバ回路を備えた昇圧チョッパ装置において、前記スイッチ素子のオフ期間にサージ電圧まで充電された前記スナバコンデンサの電圧を出力側コンデンサ電圧まで放電するスナバ放電抵抗器と直列に接続されたスイッチと、スナバコンデンサ電圧と出力側コンデンサ電圧を比較して前記スイッチを開閉制御する比較器とを備えた構成とする。
【００１６】
この発明によれば、スイッチ素子オフ時点でスナバコンデンサに蓄積されたサージエネルギを出力側コンデンサ電圧まで放電後にスイッチによりスナバ放電抵抗器を切り離しスイッチ素子オン時には電流が流れないようにして、スナバ放電抵抗器の損失を抑えることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の形態の昇圧チョッパ装置を図１を参照して説明する。本実施の形態の昇圧チョッパ装置は、スナバ放電リアクトル１２をスナバ放電抵抗器１１と直列に接続した構成である。それ以外はすでに説明した図５の回路と同じである。
【００１８】
スナバ放電リアクトル１２のインダクタンス値は、スイッチ素子４がオンとなり、ダイオード６がオフとなるＴＯＮ期間にスナバコンデンサ９、スナバ放電抵抗器１１、スイッチ素子４からスナバコンデンサ９に至る電流経路２２の電流により発生するスナバ放電リアクトルの逆電圧（図２のスイッチ素子４のＰＮ間電圧波形３３に示す。）によりスナバ放電抵抗器１１のピーク電流を抑えるように選定する。
【００１９】
スイッチ素子４のＴＯＮ時のスナバコンデンサ９、スナバ放電抵抗器１１、スナバ放電リアクトル１２による電流経路２２の電流値は下記のＲＬＣ放電の［式３］により表すことができる。
【００２０】
【数２】
【００２１】
［式３］によって、ＴＯＮ時間内に電流経路２２の所望の電流値を得ることができ、スイッチ周期内でサージエネルギを放電することのできるスナバ放電リアクトル１２を直列に接続することによりスナバ放電抵抗器１１の損失を低減することができる。
【００２２】
図３は本発明の第２の形態の昇圧チョッパ装置の回路図である。本実施の形態の特徴はスナバ放電抵抗器１１と直列に接続されたスイッチ１３にある。スイッチ１３は、スナバコンデンサ９の電圧が出力平滑コンデンサ７の電圧より大きい場合に比較器１４により接続状態となる。スイッチ素子４のオフ時に線路インダクタンス８に発生するサージエネルギによりスナバコンデンサ９の電圧が出力平滑コンデンサ７の電圧よりも高くなると、比較器１４によりスイッチ１３が接続状態とされ、スナバ放電抵抗器１１を経て出力平滑コンデンサ７の電圧まで放電される。
【００２３】
放電によりスナバコンデンサ９の電圧と出力平滑コンデンサ７の電圧が等しくなると、スイッチ１３によりスナバ放電抵抗器１１が切り離され、スイッチ素子４のオン時のＴＯＮ期間のスナバコンデンサ９からの放電を防止し、スナバ放電抵抗器１１による損失を抑える。
【００２４】
図４は本発明の第３の形態の昇圧チョッパ装置の回路図である。本実施の形態は、スナバ放電抵抗器１１から出力平滑コンデンサ７までの配線長を長くした構成である。こうして得られる放電回路線路インダクタンス１５により、第１の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明によれば、スイッチング周波数が高く、スイッチ素子オン時のスナバ放電抵抗器における損失の小さい昇圧チョッパ装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の昇圧チョッパ装置の回路図。
【図２】上記第１の実施の形態の昇圧チョッパ装置の動作を説明する特性線図。
【図３】本発明の第２の形態の昇圧チョッパ装置の回路図。
【図４】本発明の第３の形態の昇圧チョッパ装置の回路図。
【図５】従来の昇圧チョッパ装置の回路図。
【図６】従来の昇圧チョッパ装置の動作を説明する特性線図。
【符号の説明】
１…直流電源、２…負荷、３…直流リアクトル、４…スイッチ素子、５…可飽和リアクトル、６…ダイオード、７…出力平滑コンデンサ、８…線路インダクタンス、９…スナバコンデンサ、１０…スナバダイオード、１１…スナバ放電抵抗器、１２…スナバ放電リアクトル、１３…スイッチ、１４…比較器、１５…放電回路線路インダクタンス、２１，２２…電流経路、３２…スナバ放電抵抗器電流、３３，３４…スイッチ素子ＰＮ間電圧。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a step-up chopper device that directly boosts a DC voltage without converting it into an AC voltage, a snubber capacitor that absorbs surge energy when a switch element is off, and a snubber discharge that discharges the surge energy to an output voltage during an off period. The present invention relates to a step-up chopper device including a snubber circuit including a resistor.
[0002]
[Prior art]
As shown in FIG. 5, a step-up chopper device for directly boosting a DC voltage without converting it into an AC voltage includes a DC reactor 3, a switch element 4, a saturable reactor 5, a diode connected between a DC power supply 1 and a load 2. 6 and an output smoothing capacitor 7.
[0003]
With such a configuration, when the switch element 4 is turned on, a current flows from the DC power supply 1 to the DC reactor 3 and the switch element 4, and energy is accumulated in the DC reactor 3. When the switch element 4 is turned off after the ON time, the energy stored in the DC reactor 3 is charged to the output smoothing capacitor 7 via the diode 6 and supplied to the load 2.
[0004]
The relationship between the input voltage V i and the output voltage V o is determined by the on-time T ON and T off of the switch element 4, and V o = ((T ON + T off ) / T off ) V i . The saturable reactor 5 is inserted to suppress the rise of the current of the switch element 4 and to reduce the rate of change of the reverse recovery current during turning off the diode 6 from off to on.
[0005]
When the switch element 4 is turned off, the current flowing through the line inductance 8 is also cut off. At this time, a surge voltage is generated at the P-side terminal of the switch element 4 by the change rate of the current and the line inductance 8. This surge voltage is absorbed by the snubber capacitor 9 which is always charged to the same potential as the output smoothing capacitor 7 via the snubber diode 10, and prevents the switching element 4 from being destroyed by an overvoltage between PN. The surge energy absorbed by the snubber capacitor 9 is discharged by the time constant of the snubber capacitor 9 via the snubber discharge resistor 11 to the same potential as the output smoothing capacitor 7 until the next switch element 4 is turned off.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
In the above-described conventional technique, in order to increase the switching frequency of the switching element 4 for the purpose of low noise and low input current ripple, the surge energy charged in the snubber capacitor 9 when the switching element 4 is turned off is switched after the switching cycle, and Although it is necessary to discharge to the potential of the output smoothing capacitor 7 before turning off, the time constant of the snubber capacitor 9 and the snubber discharge resistor 11 can be reduced by reducing the capacitance of the snubber capacitor 9 The resistance of the discharge resistor 11 must be reduced.
[0007]
The capacitance Cs of the snubber capacitor 9 is expressed by the following [Equation 1] based on the inductance Lm of the line inductance 8, the cutoff current Imax when the switch element 4 is off, and the maximum allowable voltage Vcep between the PNs of the switch element 4. Since it is limited by the relationship, it is necessary to reduce the resistance value of the snubber discharge resistor 11.
Cs = Lm × Imax 2 / Vcep 2 [Formula 1]
[0008]
During a TON period in which the switch element 4 is turned on and the diode 6 is turned off, as shown in the PN voltage waveform 34 of the switch element 4 in FIG. 6, the output smoothing capacitor 7, the diode 6, the switch element 4, the saturable reactor 5, the output The combined impedance of the current path 21 of the smoothing capacitor 7 is Z1, and the combined impedance of the current path 22 of the snubber capacitor 9, the snubber discharge resistor 11, the diode 6, the switch element 4, and the snubber capacitor 9 is Z2. If the peak value is I P21 , the current peak value of the current path 22 is I P22 , the output smoothing capacitor voltage (= snubber capacitor charging voltage) is E, and the switching element 4 current peak value during the TON period is I P , I P22 becomes The following [Equation 2] is obtained.
[0009]
(Equation 1)
[0010]
As is apparent from [Equation 2], when Z1 is large due to the saturable reactor 5 and Z2 is small due to the snubber discharge resistor 11 to reduce the time constant described above, the ratio of Z1 to (Z1 + Z2) increases, and IP22 Due to the increased current sharing, not only the loss at the time of discharging the surge energy after the switch element 4 is turned off but also the snubber discharge by the current path 22 during the TON period as shown by the current waveform 32 of the snubber discharge resistor 11 in FIG. There is a problem that the loss of the resistor 11 cannot be ignored, and therefore the size of the device is increased due to an increase in the resistance capacity of the snubber discharge resistor 11.
Therefore, an object of the present invention is to provide a boost chopper device having a high switching frequency and a small loss in the snubber discharge resistor when the switching element is turned on.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is connected to a DC power supply, stores energy in a DC reactor by turning on a switching element, and stores the stored energy via a diode during an OFF period of the switching element. A snubber circuit that supplies a voltage higher than the voltage of the power supply to a load by charging an output-side capacitor, absorbs a surge voltage generated when the switch element is turned off by a snubber capacitor, and prevents destruction of the switch element due to overvoltage. A booster chopper device comprising a snubber discharge reactor connected in series with a snubber discharge resistor that discharges a voltage of the snubber capacitor charged to a surge voltage to an output-side capacitor voltage during an off period of the switch element. Configuration.
[0012]
According to the present invention, when the switch element is on, during the period until the diode turns off, a reverse voltage is generated by the reactor connected in series to the snubber discharge resistor due to the rise of the current flowing from the snubber capacitor to the switch element. , And the loss of the snubber discharge resistor can be suppressed.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, the snubber discharge reactor is formed by extending a connection line between the snubber discharge resistor and the output smoothing capacitor.
[0014]
According to the present invention, when the switch element is on, during the period until the diode is turned off, a voltage is generated by the inductance of the line between the snubber discharge resistor and the output smoothing capacitor due to the rise of the current flowing from the snubber capacitor to the switch element. Discharge of the snubber capacitor can be prevented, and loss of the snubber discharge resistor can be suppressed.
[0015]
According to a third aspect of the present invention, an energy is stored in a DC reactor by turning on a switch element, and the stored energy is charged to an output side capacitor via a diode during an OFF period of the switch element. A booster chopper device provided with a snubber circuit that supplies a voltage higher than the voltage of the power supply to the load, absorbs a surge voltage generated when the switch element is turned off by a snubber capacitor, and prevents destruction of the switch element due to overvoltage. A switch connected in series with a snubber discharge resistor that discharges the voltage of the snubber capacitor charged to the surge voltage to the output capacitor voltage during the off period of the switch element, and compares the snubber capacitor voltage with the output capacitor voltage. And a comparator for controlling the opening and closing of the switch. To.
[0016]
According to the present invention, the snubber discharge resistor is disconnected by the switch after the surge energy accumulated in the snubber capacitor is discharged to the output capacitor voltage when the switch element is turned off, so that no current flows when the switch element is turned on. Vessel loss can be suppressed.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
A boost chopper device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The boost chopper device according to the present embodiment has a configuration in which snubber discharge reactor 12 is connected in series with snubber discharge resistor 11. Otherwise, the circuit is the same as the circuit of FIG. 5 already described.
[0018]
The inductance value of the snubber discharge reactor 12 depends on the current in the snubber capacitor 9, the snubber discharge resistor 11, and the current in the current path 22 from the switch element 4 to the snubber capacitor 9 during the TON period when the switch element 4 is turned on and the diode 6 is turned off. The snubber discharge resistor 11 is selected so as to suppress the peak current of the snubber discharge resistor 11 by the generated reverse voltage of the snubber discharge reactor (shown in the PN voltage waveform 33 of the switch element 4 in FIG. 2).
[0019]
The current value of the current path 22 by the snubber capacitor 9, the snubber discharge resistor 11, and the snubber discharge reactor 12 at the time of TON of the switch element 4 can be expressed by the following RLC discharge [Equation 3].
[0020]
(Equation 2)
[0021]
According to [Equation 3], a desired current value of the current path 22 can be obtained within the TON time, and a snubber discharge resistor 12 capable of discharging surge energy within a switch cycle is connected in series to form a snubber discharge resistor. The loss of the vessel 11 can be reduced.
[0022]
FIG. 3 is a circuit diagram of a boost chopper device according to a second embodiment of the present invention. The feature of the present embodiment resides in a switch 13 connected in series with the snubber discharge resistor 11. The switch 13 is connected by the comparator 14 when the voltage of the snubber capacitor 9 is higher than the voltage of the output smoothing capacitor 7. When the voltage of the snubber capacitor 9 becomes higher than the voltage of the output smoothing capacitor 7 due to surge energy generated in the line inductance 8 when the switch element 4 is turned off, the switch 13 is turned on by the comparator 14 and the snubber discharge resistor 11 is turned on. After that, the voltage is discharged to the voltage of the output smoothing capacitor 7.
[0023]
When the voltage of the snubber capacitor 9 becomes equal to the voltage of the output smoothing capacitor 7 by the discharge, the snubber discharge resistor 11 is disconnected by the switch 13 to prevent the discharge from the snubber capacitor 9 during the TON period when the switch element 4 is turned on. The loss due to the snubber discharge resistor 11 is suppressed.
[0024]
FIG. 4 is a circuit diagram of a boost chopper device according to a third embodiment of the present invention. This embodiment has a configuration in which the wiring length from the snubber discharge resistor 11 to the output smoothing capacitor 7 is increased. With the discharge circuit line inductance 15 obtained in this way, the same operation and effect as in the first embodiment can be obtained.
[0025]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a boost chopper device having a high switching frequency and a small loss in the snubber discharge resistor when the switching element is turned on.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a boost chopper device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram illustrating the operation of the boost chopper device according to the first embodiment.
FIG. 3 is a circuit diagram of a boost chopper device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of a boost chopper device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional boost chopper device.
FIG. 6 is a characteristic diagram illustrating the operation of a conventional boost chopper device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... DC power supply, 2 ... load, 3 ... DC reactor, 4 ... switch element, 5 ... saturable reactor, 6 ... diode, 7 ... output smoothing capacitor, 8 ... line inductance, 9 ... snubber capacitor, 10 ... snubber diode, 11 snubber discharge resistor, 12 snubber discharge reactor, 13 switch, 14 comparator, 15 discharge circuit line inductance, 21, 22 current path, 32 snubber discharge resistor current, 33, 34 switch element PN voltage.
