JP2004247852A - Multicarrier receiver - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マルチキャリア通信の受信装置におけるクロック同期に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、周波数利用効率が高い変調方式としてOFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplex)方式、またはDMT(Discrete Multi Tone)方式が注目されている。これらの方式はデータを互いに直交する複数の搬送波に分散し、それぞれ変調する方式である。特に通信媒体に周波数帯域毎に異なるノイズ、減衰特性がある場合、局所的に利用効率を高めることが可能なため有効である。
【0003】
従来の例の送信方式を図7、受信方式を図8に示す。ここでは例としてDMT方式について説明する。
送信ではまず、データをDQPSK(Differential Quadrature Phase Shift Keying)などの一次変調部701で変調し、I、Qの1組のデータを得る。I,Qデータをそれぞれ実数部、虚数部として、その共役生成部702で共役データを生成し、逆離散フーリエ変換部(IDFT)や逆高速フーリエ変換部(IFFT)703で変換する。その出力の実数抽出部704で実数抽出し、パラレル/シリアル変換部(P/S変換)705で、時系列データに変換する。そして、デジタル/アナログ変換部(D/A変換)706により時系列アナログ信号として伝送路へ出力される。
【0004】
ここで、サンプルクロックおよびシンボルクロックについて説明する。サンプルクロックとはアナログ/デジタル変換(A/D変換)およびD/A変換への動作クロックである。また、シンボルクロックとは、受信ではDFTやFFTへの時系列データ列入力タイミング、送信ではIDFTやIFFTからの時系列データ列出力タイミングとなるクロックである。この例ではn点FFTの場合、受信ではA/D変換後のn個の時系列データをFFTへ入力するタイミングとなり、言い換えると、1シンボルクロック長は、nサンプル分の時間長となる。
送信では、サンプルクロックは発振器709からサンプルクロック出力部708により生成され、固定クロックである。また、シンボルクロックはサンプルクロック出力からサンプルクロック出力部707により生成される。
【0005】
一方、受信では、A/D変換部101でA/D変換し、時系列データを得る。次にシリアル/パラレル変換部(S/P変換)102で並列化し、例えば離散フーリエ変換(DFT)、あるいは高速フーリエ変換部(FFT)103により変換をする。この時に、時系列データは実数部として入力し、虚数部には0を入力する。出力されるI.QデータをDQPSKなどの一次復調部104へ入力し、データが得られる。
【0006】
また、受信では同期、つまり同期用のクロックの再生が必要である。図8の例では、サンプル同期(サンプルクロックの再生)とシンボル同期(シンボルクロックの再生)を説明している。この例ではサンプルクロックは再生せず、発振器107からのクロックをカウントすることによってクロックを生成し、サンプルクロック出力部106で生成している。更に、受信したフレーム中の同期用フィールドからシンボルクロックの元信号をシンボルクロック再生部105で生成し、サンプルクロックをカウントすることによってシンボルクロック出力部801でシンボルクロックを生成している。
【0007】
ところで、OFDM方式、またはDMT方式は共に発振器の精度が求められる。DFT、FFTの性質上、このシンボルクロックの周波数が搬送波の周波数間隔となり、搬送波の周波数を決定するため、特にシンボルクロックは高精度が要求される。
【0008】
この高精度シンボルクロックの制約を緩和し、受信波からクロック同期を得る第1の従来例として、特許文献1に示される構成を図9に示す。受信信号の大きさを元に、最も位相差算出に適していると判定される搬送波選択器901を備え、IFFTの結果の星座点配置から位相誤差を検出回路902、903、904で位相誤差を算出し、サンプルクロック、シンボルクロックを無段階に補正(905、906)し、周波数誤差を抑える。
また第2の従来例として、特許文献2に示される構成を図10に示す。この例では、複数の受信した搬送波から搬送波再生回路1001により、同時にクロック再生回路1002により、位相誤差を算出1001し、サンプルクロック、シンボルクロックを無段階に補正している。
【0009】
ところで、電話線、無線などと異なり、例えば電灯線のような、ノイズ特性、減衰特性の時間、周波数変動が大きい環境におけるマルチキャリア通信の受信端における信号の様子を図6に示す。図において、横軸は周波数、縦軸はパワーである。例として#1〜#7までの7つの搬送波が示されている。ノイズフロアは周波数毎にパワーが異なる。また、搬送波も伝送路の減衰により周波数毎に異なる。
【0010】
【特許文献1】
特開平8−265288号公報、図1
【特許文献2】
特開平9−130362号公報
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
このような特性変動が大きい条件下では、第1の従来例に示される構成では、信号の大きさのみで判定するので、周波数帯域毎に変動するノイズに対応が困難である。例えば、図6の場合、#3の搬送波が最もパワーが大きいため、選択される。しかし、実際には#7のほうが信号対ノイズ比(SNR)が大きい。この搬送波を選択することが最適と予想される。
また、第2の従来例に示される構成のように、複数の搬送波から判定すると、ノイズ、減衰等により参照不可能な搬送波にも関わらず、参照してしまう場合がある。例えば、図6の場合、#1,#2,#4の搬送波も補正の参照となる。しかし、これらはSNRが小さいため、除外することが望ましい。
【0012】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、信号対ノイズ比(SNR)に基いて最適な搬送波を選択し、その選択した搬送波からクロック補正(周波数補正)を行うようにする。
【0013】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るマルチキャリア受信装置は、マルチキャリア受信波を逆フーリエ変換して復調し、この受信波の時系列再生信号からシンボルクロックを再生する構成において、
受信波の逆フーリエ変換後のシンボルからチャネル毎に信号対雑音比を求める信号対雑音判定部と、指定のチャネルにおけるデータの期待値と復調データとの位相誤差をシンボル毎に加算する位相誤差算出部と、この位相誤差算出値が所定の値を超えると位相誤差があると判定する位相誤差判定部とを備え、
信号対雑音判定が最適と判定したチャネルを選択し、この選択したチャネルにおける位相誤差判定に基づいてシンボルクロックを補正するようにした。
【0014】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
複数の搬送波にデータを載せる方式において、容易にシンボルクロックを再生する新しい構成を説明する。図1は、この実施の形態における受信機の全体構成を示す図である。また図2は受信機の特徴であるシンボルクロック補正回路の詳細構成を示す図である。
先ず全体構成の図1を用いて概略機能を説明する。信号の再生に関しては、A/D変換部101と、パラレル/シリアル変換部102で、アナログから並列ディジタル信号に変換し、逆高速フーリエ変換部103で実数Iと虚数Qの共役データを得て、DQPSK等の一次復調部104でデータを得る。
一方、本実施の形態で特徴となるシンボルクロックの補正データを得るため、シンボルクロック補正回路109を備え、かつその出力でシンボルクロックを補正するシンボルクロック出力部108を備える。
【0015】
図3は伝送路データ(送信データ)を示している。図において、期間aは前フレーム終了後から次フレーム開始前、期間bはシンボル同期用フィールド、期間cはフィールド同期用フィールド、期間dはデータフィールドの期間である。フィールド同期とは、受信信号でのフィールドの区切りを認識するための同期である。例では可能な限りユニークな論理パターンを送受信することによって、フィールドの区切りを認識する。
【0016】
本実施の形態では、期間aの間に受信したI、Qデータ(実際にはノイズである)に基いて、シンボルクロック補正回路109において各搬送波のノイズの振幅を得る。また、期間cの受信から、同様にシンボルクロック補正回路109において各搬送波の信号の振幅を得る。この2つの振幅より、各搬送波の信号対雑音比(SNR)を算出する。そして、最大のSNRの搬送波を選択する。
【0017】
次に、シンボルクロック補正回路109において選択した搬送波の位相誤差を算出する。復調したデータから期待する星座点、つまり誤差が0である星座点座標(I,Q)ベクトルと現在のベクトルとの角度差が位相誤差となる。この位相誤差をシンボル間で累積加算し、ある閾値を以上となった場合にシンボルクロックを補正すると判断し、シンボルクロック補正トリガ信号をシンボルクロック出力部108へ出力する。
【0018】
シンボルクロックは、シンボルクロック再生回路105において受信信号より初期タイミング信号を出力し、シンボルクロック出力部108において、そのタイミング信号をトリガとしてサンプルクロックをカウントアップし、閾値となった場合にシンボルクロックを出力する。
【0019】
シンボルクロックの補正は、このカウンタの閾値を1シンボルのみ増加あるいは減少させる。位相誤差の累積値の符号は、周波数誤差の方向を意味している。正は送信機の周波数が大きい場合であり、負はその逆である。例えば閾値が512の場合、符号が正の場合は511、負の場合は513に、1シンボル分のみが補正される。期間dの間中、これを繰り返すことにより、同期誤差(周波数差)を抑える。
【0020】
以下では図2、図4を参照して、より詳細な動作の説明を行う。
図2は、図1のシンボルクロック補正回路109の詳細構成を示す図である。I、Qデータよりベクトル長算出回路401でベクトル長を得る。即ちI軸、Q軸の2次元ベクトルとしてベクトル長を算出するが、このベクトル長が振幅となる。次に、そのベクトルが、現在受信しているフレーム中の受信期間位置によってノイズ、信号、そして、それ以外に振り分けられる。図3の期間aの場合、ノイズとして判定される。期間cの場合、信号として判定される。そして、それぞれノイズ平均化回路402および信号平均化回路403において平均値が算出される。ノイズの振幅の平均はフレームの先頭が受信されるまでの移動平均である。信号の振幅の平均は、フィールド同期用フィールドの平均である。これらの平均値は各搬送波毎に算出される。期間dを受信する前に、この2つの平均からSNR判定回路404で算出され、最も大きなSNRの搬送波をセレクタ405、406で選択する。位相誤差は、位相誤差算出回路407により、選択された搬送波のI,Qデータと復調された期待値のI,Qデータから算出される。
【0021】
図5は、位相誤差算出におけるDQPSKの場合の星座配置の例である。横軸は実数部(Iデータ)、縦軸は虚数部(Qデータ)である。DQPSKでは現在のシンボルと1シンボル前のシンボルとの位相差がデータを表している。時刻0の星座点ベクトルc0,次の時刻の星座点ベクトルc1があり、この例ではc0からc1へθ1=72度回転したため、復調すると論理データ”1”となる。
【0022】
ところで、この場合のc1の期待される座標はc1’である。つまり、c1とc1’の角度差が送信機、受信期間の搬送波周波数(元は発振器)の周波数誤差が原因で発生する位相誤差である。この例では反時計回りを正回転と定義し、Δθ1は−18度となる。これは、受信機の周波数が送信機の周波数よりも大きいことを意味する。
【0023】
このΔθを図2の位相誤差算出回路407においてシンボル毎に加算する。位相誤差判定回路408では加算結果が閾値を越えた場合にシンボルクロック補正トリガ信号を出力する。この閾値は、例では搬送波周波数において1サンプルクロックの誤差に相当する角度としている。例えば、16MHzのサンプリング周波数で16点FFTを使用した場合、搬送波周波数間隔は1MHzで7つの搬送波となる。周波数が低い順から2番目の周波数2MHzの搬送波の場合、1サンプルクロックに相当する所定値、つまり閾値は45度=(360度×2周期)/(16点の分解能)となる。累積で45度となった場合、1サンプルクロックに相当する時間、シンボルクロックの誤差が生じている。したがって、1サンプルクロック分、シンボルクロックを修正することによって誤差をなくすことができる。
図1におけるシンボルクロック出力部108は、シンボルクロック補正回路109から補正トリガ信号109sが入力されると、シンボルクロックを1シンボルのみ、延長あるいは短縮させる。
【0024】
本実施の形態における他の構成例を説明する。
本例では最大のSNRを選択の指標としているがこれに限らず、SNRが特定の閾値よりも大きい任意の搬送波を選択する手段も有効である。図4はその構成を示し、閾値指定回路501を追加している。例えば、周波数が低い帯域のほうがより良好な性能が得られることが既知となっている場合では、閾値を超えて、任意(ここでは最も低い周波数)の搬送波を選択することが最適となる。
【0025】
また、本例ではサンプルクロックの補正は行っていないがこれに限らず、シンボルクロックと同様に補正可能であり、そうすることでより受信精度が高くなる。
また、本例ではサンプル単位でシンボルクロックを補正しているがこれに限らず、例えば、電圧制御発振器(VCO)を利用することにより細かい制御が可能であり、より受信精度が高くなる。
これは、本例ではシンボルクロックはサンプルクロックを元として生成し、1サンプル単位でのみ調整可能となっており、1サンプルでの位相誤差を基準として補正値を算出している。例えば、前述の2MHzの搬送波においては45度/1サンプルとしている。これをシンボルクロックをVCOによって生成する構成に換える。サンプルクロック用発振器とシンボルクロック用発振器(ここではVCO)の2つの構成となる。この場合、1サンプル単位以下の微少な制御が可能となる。前述の例では、例えば4.5度(0.1サンプルに相当)単位といった制御が可能となる。
また、本例のシンボル同期方式はシンボル同期用フィールドを使用しているが、これに限らず、例えば搬送波の1つをシンボル同期用に割り当てた方式でも適用可能である。
また、本例では信号測定にフィールド同期用フィールドを使用しているがこれに限らず、例えばデータフィールドも利用可能である。データ受信中に、使用する搬送波を常に選択することによって、ノイズや減衰に対する応答性能が良くなる。
【0026】
本例では搬送波を選択後に位相誤差を算出しているが、これに限らず、例えば搬送波の位相誤差を算出した後に選択することも可能である。位相差情報は復調にも利用できるため回路規模を減少させることができる。
また、本例では位相誤差を単純に累積加算しているがこれに限らず、例えば加算過程にLPFを追加することによって、ノイズ等によるシンボル同期補正の誤差を軽減することも可能である。
また、本例ではノイズ測定には移動平均、信号測定には区間平均を用いているがこれに限らず、例えば移動平均は回路規模が大きくなる傾向にあるので、移動平均と区間平均を組合せて、回路規模を抑えつつ平均結果を得ることも可能である。
【0027】
【発明の効果】
上記のようにこの発明によれば、信号対雑音判定部を備え、最適信号対雑音のチャネルを選択して位相差を補正するようにしたので、雑音が大きい場所や、信号変動が大きい環境でも真に適切な位相補償ができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の実施の形態1におけるマルチキャリア受信装置の概略構成を示す図である。
【図2】実施の形態1におけるシンボルクロック補正回路の構成を示す図である。
【図3】受信信号の時間経過と信号の種類を説明する図である。
【図4】実施の形態1における他のシンボルクロック補正回路の構成図である。
【図5】位相誤差算出におけるI,Qデータの配置例を示す図である。
【図6】各チャネルにおける信号レベルと、雑音レベルの分布の例を示す図である。
【図7】従来のマルチキャリア送信装置の構成を示す図である。
【図8】従来のマルチキャリア受信装置の構成を示す図である。
【図9】第1の従来例における受信位相差補償回路の構成図である。
【図10】第2の従来例における受信位相差補償回路の構成図である。
【符号の説明】
101 A/D変換部、102 パラレル/シリアル変換部、103 逆高速フーリエ変換部、104 一次復調部、105 シンボルクロック再生回路、108 シンボルクロック出力部、109 シンボルクロック補正回路、401 ベクトル長算出回路、402 ノイズ平均化回路、403 信号平均化回路、404 信号対雑音判定回路、405,406 セレクタ、407 位相誤差算出回路、408 位相誤差判定回路。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to clock synchronization in a receiving device for multicarrier communication.
[0002]
[Prior art]
In recent years, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) method or a DMT (Discrete Multi Tone) method has attracted attention as a modulation method having high frequency use efficiency. These systems disperse data into a plurality of orthogonal carrier waves and modulate each of them. In particular, when the communication medium has different noise and attenuation characteristics for each frequency band, it is effective because the utilization efficiency can be locally increased.
[0003]
FIG. 7 shows a conventional transmission system and FIG. 8 shows a reception system. Here, the DMT method will be described as an example.
In transmission, first, data is modulated by a
[0004]
Here, the sample clock and the symbol clock will be described. The sample clock is an operation clock for analog / digital conversion (A / D conversion) and D / A conversion. In addition, the symbol clock is a clock that serves as a timing for inputting a time-series data sequence to a DFT or FFT in reception, and a timing for outputting a time-series data sequence from an IDFT or IFFT in transmission. In this example, in the case of n-point FFT, in reception, it is a timing to input n time-series data after A / D conversion to the FFT. In other words, one symbol clock length is a time length of n samples.
In transmission, the sample clock is generated by the sample
[0005]
On the other hand, in reception, the A /
[0006]
In addition, reception requires synchronization, that is, reproduction of a clock for synchronization. In the example of FIG. 8, sample synchronization (reproduction of a sample clock) and symbol synchronization (reproduction of a symbol clock) are described. In this example, the sample clock is not reproduced, the clock is generated by counting the clock from the
[0007]
Incidentally, both the OFDM system and the DMT system require the accuracy of an oscillator. Due to the nature of DFT and FFT, the frequency of the symbol clock becomes the frequency interval of the carrier, and the frequency of the carrier is determined. In particular, the symbol clock requires high precision.
[0008]
FIG. 9 shows a configuration disclosed in Patent Document 1 as a first conventional example in which the restriction of the high precision symbol clock is relaxed and clock synchronization is obtained from a received wave. A
As a second conventional example, a configuration shown in
[0009]
By the way, FIG. 6 shows a signal state at the receiving end of the multicarrier communication in an environment in which noise characteristics and attenuation characteristics are large in time and frequency fluctuation, such as a power line, unlike telephone lines and wireless lines. In the figure, the horizontal axis is frequency and the vertical axis is power. As an example, seven carriers # 1 to # 7 are shown. The noise floor has different power for each frequency. Also, the carrier wave differs for each frequency due to the attenuation of the transmission path.
[0010]
[Patent Document 1]
JP-A-8-265288, FIG.
[Patent Document 2]
JP-A-9-130362
[Problems to be solved by the invention]
Under such a condition where the characteristic fluctuation is large, in the configuration shown in the first conventional example, it is difficult to cope with noise fluctuating for each frequency band because the determination is made only based on the magnitude of the signal. For example, in the case of FIG. 6, the carrier of # 3 has the highest power and is selected. However, the signal-to-noise ratio (SNR) of # 7 is actually larger. It is expected that the choice of this carrier is optimal.
Further, as in the configuration shown in the second conventional example, when a determination is made from a plurality of carriers, there is a case where a reference is made despite a carrier that cannot be referenced due to noise, attenuation, or the like. For example, in the case of FIG. 6, the carriers # 1, # 2, and # 4 are also referred to for correction. However, since these have low SNR, it is desirable to exclude them.
[0012]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problem, and selects an optimum carrier based on a signal-to-noise ratio (SNR) and performs clock correction (frequency correction) from the selected carrier. .
[0013]
[Means for Solving the Problems]
The multicarrier receiving apparatus according to the present invention is configured such that a multicarrier reception wave is inversely Fourier-transformed and demodulated, and a symbol clock is reproduced from a time-series reproduction signal of the reception wave.
A signal-to-noise determination unit that obtains a signal-to-noise ratio for each channel from symbols obtained by performing inverse Fourier transform of a received wave, and a phase error calculation that adds a phase error between an expected value of data and demodulated data in a specified channel for each symbol A phase error determination unit that determines that there is a phase error when the phase error calculation value exceeds a predetermined value,
The channel for which the signal-to-noise determination is determined to be optimum is selected, and the symbol clock is corrected based on the phase error determination in the selected channel.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
A description will be given of a new configuration for easily reproducing a symbol clock in a method of loading data on a plurality of carriers. FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a receiver according to this embodiment. FIG. 2 is a diagram showing a detailed configuration of a symbol clock correction circuit which is a feature of the receiver.
First, a schematic function will be described with reference to FIG. Regarding signal reproduction, an A /
On the other hand, in order to obtain symbol clock correction data, which is a feature of the present embodiment, a symbol
[0015]
FIG. 3 shows transmission path data (transmission data). In the figure, a period a is from the end of the previous frame to before the start of the next frame, a period b is a symbol synchronization field, a period c is a field synchronization field, and a period d is a data field period. Field synchronization is synchronization for recognizing a field delimiter in a received signal. In the example, a field break is recognized by transmitting and receiving a logical pattern as unique as possible.
[0016]
In the present embodiment, the symbol
[0017]
Next, the symbol
[0018]
The symbol clock outputs an initial timing signal from the received signal in the symbol
[0019]
The correction of the symbol clock increases or decreases the threshold value of this counter by only one symbol. The sign of the accumulated value of the phase error indicates the direction of the frequency error. Positive is when the frequency of the transmitter is large, and negative is the opposite. For example, when the threshold value is 512, only one symbol is corrected to 511 when the sign is positive and to 513 when the sign is negative. This is repeated throughout the period d to suppress a synchronization error (frequency difference).
[0020]
Hereinafter, a more detailed operation will be described with reference to FIGS.
FIG. 2 is a diagram showing a detailed configuration of the symbol
[0021]
FIG. 5 is an example of constellation arrangement in the case of DQPSK in phase error calculation. The horizontal axis is the real part (I data) and the vertical axis is the imaginary part (Q data). In DQPSK, the phase difference between the current symbol and the symbol one symbol before represents data. There is a constellation point vector c0 at
[0022]
By the way, the expected coordinate of c1 in this case is c1 ′. That is, the angle difference between c1 and c1 'is the phase error generated due to the frequency error of the carrier frequency (originally the oscillator) in the transmitter and the reception period. In this example, counterclockwise is defined as positive rotation, and Δθ1 is −18 degrees. This means that the frequency of the receiver is higher than the frequency of the transmitter.
[0023]
This Δθ is added for each symbol in the phase
When the
[0024]
Another configuration example in the present embodiment will be described.
In this example, the maximum SNR is used as an index for selection. However, the present invention is not limited to this, and means for selecting an arbitrary carrier having an SNR larger than a specific threshold is also effective. FIG. 4 shows the configuration, and a threshold
[0025]
Further, in this example, the correction of the sample clock is not performed, but the present invention is not limited to this, and the correction can be performed in the same manner as the symbol clock, so that the receiving accuracy is further improved.
In this example, the symbol clock is corrected on a sample basis. However, the present invention is not limited to this. For example, fine control can be performed by using a voltage controlled oscillator (VCO), and the reception accuracy is further improved.
This is because, in this example, the symbol clock is generated based on the sample clock and can be adjusted only in units of one sample, and the correction value is calculated based on the phase error in one sample. For example, in the above-mentioned 2 MHz carrier, 45 degrees / 1 sample is used. This is changed to a configuration in which the symbol clock is generated by the VCO. There are two configurations: a sample clock oscillator and a symbol clock oscillator (here, VCO). In this case, minute control of one sample unit or less is possible. In the example described above, for example, control in units of 4.5 degrees (corresponding to 0.1 sample) is possible.
Further, the symbol synchronization method of this example uses a symbol synchronization field, but the present invention is not limited to this. For example, a method in which one of the carrier waves is allocated for symbol synchronization can be applied.
In this example, a field for field synchronization is used for signal measurement. However, the present invention is not limited to this. For example, a data field can be used. By constantly selecting the carrier to be used during data reception, the response performance to noise and attenuation is improved.
[0026]
In this example, the phase error is calculated after the carrier is selected. However, the present invention is not limited to this. For example, the phase error can be selected after the phase error of the carrier is calculated. Since the phase difference information can be used for demodulation, the circuit scale can be reduced.
Further, in this example, the phase error is simply cumulatively added. However, the present invention is not limited to this. For example, by adding an LPF to the adding process, it is possible to reduce the error of the symbol synchronization correction due to noise or the like.
In this example, the moving average is used for noise measurement, and the section average is used for signal measurement. However, the present invention is not limited to this. For example, the moving average tends to have a large circuit scale. It is also possible to obtain an average result while suppressing the circuit scale.
[0027]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the signal-to-noise determination unit is provided, and the phase difference is corrected by selecting the optimal signal-to-noise channel. Therefore, even in a place where the noise is large or in an environment where the signal fluctuation is large. There is an effect that truly appropriate phase compensation can be performed.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a multicarrier receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of a symbol clock correction circuit according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram illustrating the passage of time of a received signal and the type of the signal.
FIG. 4 is a configuration diagram of another symbol clock correction circuit according to the first embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing an example of arrangement of I and Q data in phase error calculation.
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a distribution of a signal level and a noise level in each channel.
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a conventional multicarrier transmission device.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a conventional multicarrier receiving apparatus.
FIG. 9 is a configuration diagram of a reception phase difference compensating circuit in a first conventional example.
FIG. 10 is a configuration diagram of a reception phase difference compensation circuit in a second conventional example.
[Explanation of symbols]
101 A / D converter, 102 parallel / serial converter, 103 inverse fast Fourier converter, 104 primary demodulator, 105 symbol clock recovery circuit, 108 symbol clock output unit, 109 symbol clock correction circuit, 401 vector length calculation circuit, 402 noise averaging circuit, 403 signal averaging circuit, 404 signal-to-noise determining circuit, 405, 406 selector, 407 phase error calculating circuit, 408 phase error determining circuit.
Claims (3)
上記受信波の逆フーリエ変換後のシンボルからチャネル毎に信号対雑音比を求める信号対雑音判定部と、該チャネルにおけるデータの期待値と上記復調データとの位相誤差をシンボル毎に加算する位相誤差算出部と、該位相誤差算出値が所定の値を超えると位相誤差があると判定する位相誤差判定部とを備え、
上記信号対雑音判定が最適と判定したチャネルを選択し、該チャネルにおける位相誤差判定に基づいてシンボルクロックを補正するようにしたことを特徴とするマルチキャリア受信装置。In a configuration in which a multicarrier received wave is inversely Fourier-transformed and demodulated, and a symbol clock is reproduced from a time-series reproduced signal of the received wave,
A signal-to-noise determining unit for obtaining a signal-to-noise ratio for each channel from the symbol obtained by performing the inverse Fourier transform of the received wave, and a phase error for adding a phase error between an expected value of data in the channel and the demodulated data for each symbol A calculation unit, comprising a phase error determination unit that determines that there is a phase error when the phase error calculation value exceeds a predetermined value,
A multicarrier receiving apparatus comprising: selecting a channel for which the signal-to-noise determination is determined to be optimum, and correcting a symbol clock based on a phase error determination in the channel.
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2010505124A (en) * | 2006-09-28 | 2010-02-18 | テクトロニクス・インコーポレイテッド | Real-time spectrum trigger system on real-time oscilloscope |
CN103119121A (en) * | 2010-11-19 | 2013-05-22 | 日立化成株式会社 | Non-asbestos friction-material composition, and friction material and friction member using same |
-
2003
- 2003-02-12 JP JP2003033863A patent/JP2004247852A/en not_active Abandoned
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