【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えばＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式を採用した通信システムに係り、特に受信側でシンボル同期を確立するためのシンボル同期回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ方式を採用する通信システムとして、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、地上波ディジタル・テレビジョン放送等が知られている。このＯＦＤＭ方式を採用する通信システムでは、送信信号が多数の散乱物で反射されて多重波として受信された場合に、ＯＦＤＭシンボル間の符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉が発生して、伝送特性が大幅に劣化する。そこで、送信側でガード・インターバル（以下ＧＩ）を挿入し、受信側でシンボル同期により多重波を考慮したＦＦＴ（高速フーリエ変換）復調範囲を決定することで、伝搬路の遅延広がりによる直交性の崩れを防ぐようにしている。
【０００３】
以下に、従来のＯＦＤＭ方式の受信装置におけるシンボル同期回路について、簡単に説明する。
【０００４】
まず、ＯＦＤＭ方式における送信信号のフレーム・フォーマットは、図３（ａ）に示すように、データ・シンボルとパイロット・シンボルがそれぞれ所定の順序で配置される。個々のシンボルはＯＦＤＭシンボルと呼ばれ、図３（ｂ）に示すようにガード・インターバル（ＧＩ）と有効シンボルで構成される。ＧＩは有効シンボルの後部のデータを先頭にコピーしたものである。
【０００５】
従来のシンボル同期回路は、一般的に図４に示すように構成される。まず、シンボル同期回路には、ＯＦＤＭ受信信号がディジタル値に変換された状態で入力される。この受信ディジタル信号は第１のメモリ１０１により有効シンボル期間に相当する時間、つまりＯＦＤＭシンボル時間からＧＩ時間を除いた時間だけ遅延される。その後、ガード相関回路１０２により、入力受信ディジタル信号と第１のメモリ１０１で遅延された受信ディジタル信号との相関電力が求められる。ＧＩは有効シンボルの最後の部分が有効シンボルの前にコピーされたものなので、ＧＩがガード相関回路１０２に入力された時点で最も大きな相関電力値が得られる。この相関電力の演算はガード相関と呼ばれ、ガード相関電力値の最大値はＳＮ比が最大であることを意味する。
【０００６】
次に、ガード相関回路１０２で求められたガード相関電力値は加算器１０３でＯＦＤＭシンボル内のサンプリング点毎に過去のガード相関電力の累積値と加算され、第２のメモリ１０４に記憶される。ガード相関電力値が一定の期間に渡って累積されると、セレクタ１０５はＯＦＤＭシンボル期間に渡ってゼロ（０）を選択出力して第２のメモリ１０４の累積値をクリアする。
【０００７】
一方、ピーク検出回路１０６では、第２のメモリ１０４から一定期間に渡るガード相関電力の累積値を読み出し、ＯＦＤＭシンボル内における全てのサンプリング点の中から最大値をとるサンプリング点を検出して、その検出位置のタイミング信号をＧＩ除去回路１０７へ出力する。ＧＩ除去回路１０７では、ピーク検出回路１０６からのタイミング信号を受けて、受信ディジタル信号の各ＯＦＤＭシンボルから相関電力最大値の検出位置を先頭に有効シンボル長に相当する期間の信号を抜き出すことでＧＩを除去し、後段のＦＦＴ復調する信号を得る。ＦＦＴ復調の対象となる範囲はＦＦＴウィンドウと呼ばれる。
【０００８】
ところで、上記ガード相関回路１０２では、最大ガード相関電力の位置をＧＩの中央に対応させている。つまり、最大ガード相関電力の位置から±１／２・ＧＩ時間以内の期間に存在する多重波（パス）による符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉は発生しないようにしている。
【０００９】
しかしながら、実際には、ガード相関電力が最大となる位置から±１／２・ＧＩ時間相当の期間以上離れた位置に相関電力の大きいパスが存在する場合がある。このような場合には、対象とするシンボルのＦＦＴウィンドウ内に隣接シンボルが侵入し、符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉を引き起こしてしまう。これは、ガード相関自体はＳＮ比の高いサンプリング点を検出できるものの、干渉電力の大きさを検出できないからである。
【００１０】
この様子を図５に示す。図５（ａ）は多重波としてパス＃１〜＃６が存在している状態、図５（ｂ）は図５（ａ）に示すパス＃１〜＃６多重波を受信した時のガード相関電力の演算出力波形を示している。同図から明らかなように、相関電力値が最大となる相関ピーク位置をシンボル同期タイミングとしてＦＦＴウィンドウを決定した場合には、符号間干渉を生じてしまう。
【００１１】
このように、従来のシンボル同期回路では、無線伝搬路の特性によっては符号間干渉および同一シンボル内のキャリア間干渉の大きい位置を含んだままＦＦＴ復調してしまい、伝送特性が劣化してしまうという問題があった。
【００１２】
尚、ＦＦＴウィンドウ位置の制御に関する公知文献として、マルチパス遅延波によって生じる相関ピーク位置のばらつきを検出し、その検出結果から相関ピーク位置の移動平均を求め、この移動平均結果に基づいてＦＦＴウィンドウの位置を制御する技術を開示したもの（例えば、特許文献１）、マルチパス環境下で、一定時間内に相関ピーク値が複数回現れる場合に、最も速く検出された相関ピーク値のタイミングを基にＦＦＴウィンドウの位置を決定する技術を開示したもの（例えば、特許文献２）がある。但し、いずれの文献にも、パス間の干渉電力の大きさを考慮してＦＦＴウィンドウ位置を決定することに関する記載はなく、これらの文献に記載される技術を用いても、上述の問題を解決することはできない。
【００１３】
【特許文献１】
特開２００２−１４１８８５号公報
【００１４】
【特許文献２】
特開２０００−２２４１３２号公報
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記の問題点を解決するためになされたもので、マルチパス環境下で生じる符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉の影響による伝送特性の劣化を低減することのできるシンボル同期回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明は、パイロット・シンボルが挿入されたフレーム構成を有する送信データを受信して、受信信号の復調タイミングを検出するシンボル同期回路であって、前記受信信号と前記受信信号を所定の時間遅延させた遅延信号との相関を検出し、前記相関値に基づいて前記受信信号の信号成分対雑音成分比を検出し、当該検出値が最大となるサンプリング点を基準に前記受信信号の復調タイミング候補位置を複数決定し、前記復調タイミング候補位置を基に前記パイロット・シンボルと前記受信信号とのパイロット相関を検出し、当該検出値が最大となる復調タイミング位置を受信信号の復調タイミングとして決定することを特徴とする。
【００１７】
具体的には、フレーム内にデータ・シンボルと少なくとも２個が連続配置されるパイロット・シンボルによる複数のＯＦＤＭシンボルを備え、各ＯＦＤＭシンボルが有効シンボルの前にガード・インターバルが付加されたフレーム・フォーマット構造のＯＦＤＭ信号を受信してディジタル化し、この受信ディジタル信号からシンボル同期タイミングに基づいて決定されるＦＦＴウィンドウ内の有効シンボルを抽出しＦＦＴ復調するＯＦＤＭ信号受信装置に用いられ、受信ディジタル信号を入力して有効シンボル相当の時間遅延する第１の遅延手段と、前記受信ディジタル信号と前記第１の遅延手段で遅延された受信ディジタル信号とのガード相関電力値を求めるガード相関手段と、所定期間に渡ってＯＦＤＭシンボル内のサンプリング点毎に前記ガード相関手段で得られるガード相関電力値と過去のガード相関電力値の累積値とを加算して累積加算値を求める累積加算手段と、この手段で累積期間内に得られた各サンプリング点における累積加算値の中で最大値となるサンプリング点を検出し、このサンプリング点を基準に前後一定の期間内に存在するＮ（Ｎは自然数）個のサンプリング点を特定し、特定されたＮ個のサンプリング点の位置をそれぞれシンボル同期タイミング候補として決定する候補決定手段と、前記受信ディジタル信号を入力してＯＦＤＭシンボル相当の時間遅延する第２の遅延手段と、前記候補決定手段で決定されたＮ個のタイミング候補それぞれのタイミングで、前記受信ディジタル信号と前記第２の遅延手段で遅延された受信ディジタル信号との相関演算により連続するパイロット・シンボルによるパイロット相関電力値を求めるパイロット相関手段と、このパイロット相関手段で得られたＮ個のパイロット相関電力値の中から最大値となる電力値に対応するタイミング候補を、前記ＦＦＴウィンドウを決定するためのシンボル同期タイミングとして選択する選択手段とを具備する構成とする。
【００１８】
上記構成によるシンボル同期回路では、ガード相関電力値が最大となる、すなわちＳＮ比が最大となるサンプリング点を基準に、その前後一定期間内でＮ個のシンボル同期タイミング候補を決定し、各候補のタイミングでパイロット・シンボル間の相関電力を求める。送信信号のフレーム・フォーマットが少なくとも２つのパイロット・シンボルを連続配置していることから、パイロット相関電力を求めると、符号間干渉を生じている場合には、相関電力値が低下する。そこで、パイロット相関電力が最大、つまり符号間干渉が最小となるタイミング候補を選択し、ＦＦＴウィンドウの開始タイミングとする。これにより、符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉の影響による伝送特性の劣化を最小にすることが可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００２０】
図１はＯＦＤＭ受信装置に用いられる、本発明に係るシンボル同期回路の構成を示すブロック図である。但し、図１において、図４と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは主に異なる部分を中心に説明する。
【００２１】
このシンボル同期回路には、受信されたＯＦＤＭ信号がディジタル化された状態で入力される。この受信ディジタル信号は第１のメモリ１０１により有効シンボル期間に相当する時間だけ遅延される。その後、相関回路１０２により、ＯＦＤＭシンボル内のサンプリング点毎に入力受信ディジタル信号と遅延された受信ディジタル信号との相関電力値が求められる。
【００２２】
相関回路１０２で求められたガード相関電力値は加算器１０３でＯＦＤＭシンボル内のサンプリング点毎に過去のガード相関電力の累積値と加算され、第２のメモリ１０４に記憶される。ガード相関電力が一定の期間に渡って累積されると、セレクタ１０５がＯＦＤＭシンボル期間に渡ってゼロ（０）を選択出力する。これにより第２のメモリ１０４に蓄積された累積値がクリアされる。
【００２３】
一方、シンボル同期タイミング候補検出回路１０８は、第２のメモリ１０４から累積期間中に蓄積された累積加算値を読み出し、その中で最大値をとるサンプリング点を基準に前後１／２ＧＩ時間に相当する一定の期間内で累積加算値の上位Ｎ（Ｎは２以上の自然数）個のサンプリング点を検出し、検出したＮ個のサンプリング点の位置をそれぞれシンボル同期タイミング候補として決定して、各候補のタイミング信号を発生する。
【００２４】
また、入力受信ディジタル信号は、第３のメモリ１０９にも供給される。この第３のメモリ１０９は、受信ディジタル信号をＯＦＤＭシンボル相当の時間遅延するもので、この遅延出力は第１乃至第Ｎ（Ｎは自然数）のパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎに供給される。これらのパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎは、それぞれ上記シンボル同期タイミング候補検出回路１００８で検出されたＮ個のシンボル同期タイミング候補の各タイミング信号を入力し、そのタイミングで入力受信ディジタル信号と第３のメモリ１０９で遅延された受信ディジタル信号との相関電力値を求める。
【００２５】
上記第１乃至第Ｎのパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎで得られた相関電力値は比較判別器１１１で比較され、最大の相関電力値が得られたパイロット相関回路のセット候補が判別される。この比較判別結果は、セレクタ１１２に供給される。このセレクタ１１２は、シンボル同期タイミング候補検出回路１０８で検出されたＮ個のシンボル同期タイミング候補のタイミング信号が与えられ、比較判別器１１１で判別された候補のタイミング信号を選択し、出力する。このタイミング信号は、ＧＩ除去回路１０７に供給される。ＧＩ除去回路１０７は、入力タイミング信号を先頭位置とし有効シンボル長に相当する期間をＦＦＴウィンドウとして決定し、このＦＦＴウィンドウの期間の信号を入力受信ディジタル信号から抜き出すことでＧＩを除去し、後段のＦＦＴ復調する信号を得る。
【００２６】
上記構成において、以下、その処理動作を説明する。
【００２７】
まず、本実施形態では、送信信号のフォーマット構造が、図３に示すように、同一の既知のパターンを持つパイロット・シンボルが２個以上連続していることを条件とする。
【００２８】
まず、ガード相関回路１０２では、受信ディジタル信号と第１のメモリ１０１からの有効シンボル時間遅延した受信ディジタル信号との相関電力値がサンプリング点毎に求められる。ここで、ＧＩは有効シンボルの最後の部分が有効シンボルの前にコピーされたものなので、ＧＩがガード相関回路１０２に入力された時、最も大きな相関電力が得られる。
【００２９】
次に、ガード相関回路１０２で計算されたガード相関電力値は加算器１０３で過去のガード相関電力の累積値とＯＦＤＭシンボル内のサンプリング点毎に加算され、第２のメモリ１０４に記憶される。ガード相関電力値が一定の期間に渡って累積されると、第１のセレクタ１０５がＯＦＤＭシンボル時間に渡ってゼロを選択、出力されるため、第２のメモリ１０４の累積値はクリアされる。
【００３０】
一方、シンボル同期タイミング候補検出回路１０８はガード相関電力の累積値を第２のメモリ１０４から読み出し、ＯＦＤＭシンボル内における全てのサンプリング点の中から最大値をとるサンプリング点を検出する。さらに、最大値の位置を中心とした±１／２・ＧＩ時間相当の期間内に存在する、累積値が大きい上位Ｎ個のサンプリング点を検出する。そして、検出されたＮ個のサンプリング点の位置をシンボル同期タイミング候補とし、それぞれのタイミング候補の位置でタイミング信号を発生する。これらのタイミング信号は、共にセレクタ１１２に供給されると共に、それぞれ第１乃至第Ｎのパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎに与えられる。
【００３１】
第１乃至第Ｎのパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎは、それぞれ与えられたタイミング信号をトリガにして、入力受信ディジタル信号と第３のメモリ１０９によりＯＦＤＭシンボル長相当の時間遅らせた受信ディジタル信号との相関電力値を求める。ここで、ＯＦＤＭ信号のフォーマットを見ると、１フレーム内に同一パターンの２つのパイロット・シンボルが連続して配置されている。このため、各パイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎにおいて、１フレーム内で連続するパイロット・シンボル間の相関電力を求める機会が必ず存在する。
【００３２】
第１乃至第Ｎのパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎにおいて、シンボル同期タイミング候補検出回路１０８から出力されるＮ個のタイミング信号をトリガとして、それぞれパイロット・シンボル間の相関電力値を求めてみると、ガード相関電力が最大となる位置から±１／２・ＧＩ時間相当の期間以上離れた位置に相関電力の大きいパスが存在し、符号間干渉を生じている位置では相関電力値が低下する。したがって、パイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎで得られたＮ個の相関電力値のうち、最大値をとるときのタイミング位置が最も符号間干渉が少ないことになる。
【００３３】
そこで、比較判定器１１１にて、第１乃至第Ｎのパイロット相関回路１１０１〜１１０Ｎで得られた相関電力値を比較し、最大の相関電力値が得られたパイロット相関回路のタイミング候補がどれかを判別する。この比較判別結果に基づいて、セレクタ１１２にて該当するタイミング候補のタイミング信号を選択し、ＧＩ除去回路１０７にて当該タイミング信号を先頭とするＦＦＴウィンドウを作成する。この様子を図２に示す。
【００３４】
図２（ａ）は、多重波としてパス＃１〜＃６が存在している状態、図２（ｂ）は図２（ａ）に示すパス＃１〜＃６多重波を受信した時のガード相関電力の演算出力波形、図２（ｃ）はパイロット相関電力の演算出力波形を示している。本実施形態では、図２（ｃ）に示すように、ガード相関電力値が最大となる位置を中心に±１／２ＧＩ時間相当の期間内の上位Ｎ個をシンボル同期タイミング候補とし、それぞれのパイロット相関電力値を求め、この電力値が最大となるタイミング位置をシンボル同期タイミングとして決定している。このため、決定されたタイミング位置を先頭に作成されたＦＦＴウィンドウは、ほぼ符号間干渉のない理想的なＦＦＴウィンドウとなり、ＧＩ除去回路１０７において、最適な有効シンボルを抽出することが可能となる。
【００３５】
したがって、上記構成によるシンボル同期回路は、ＧＩ期間内で最も符号間干渉の少ないタイミングを検出してシンボル同期タイミングとして決定するようにしているので、マルチパス環境下であっても、符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉の影響による伝送特性の劣化を最小限に抑えることができ、これによって極めて高精度なＦＦＴ復調が可能となる。
【００３６】
尚、上記実施形態では、送信信号のフォーマット構造において、連続するパイロット・シンボルは同一パターンであるとしたが、パターンが逆相、つまり位相が１８０度回転したシンボル同士であっても相関電力の算出に特に問題は生じない。また、パイロット・シンボル数は最低２個必要であるが、パイロット・シンボルが３個以上の時は（パイロット・シンボル数−１）個の相関電力を平均すれば、より精度の高いＦＦＴウィンドウの決定が可能である。
【００３７】
また、上記実施形態では、ＧＩ時間相当の期間内でガード相関電力値が最大値から上位Ｎ個のサンプリング位置をシンボル同期タイミング候補としたが、最大値のサンプリング位置の前後に隣接するＮ個のサンプリング位置をシンボル同期タイミング候補としても、ほぼ同程度の効果を期待できる。
【００３８】
尚、パイロット・シンボルを受信した時点で、複数のサンプリング・タイミングでパイロット・シンボル同士のパイロット相関電力を求め、パイロット相関電力が最大となるサンプリング位置をシンボル同期タイミングとして決定するようにしてもよい。この場合にはガード相関処理部分が省略できるため、構成が極めて簡単になる。但し、その精度はガード相関処理による候補を立てた場合と比較して低下する。
【００３９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ガード相関電力値が最大となる、すなわちＳＮ比が最大となるサンプリング点を基準に、その前後で複数のシンボル同期タイミング候補を決定し、各候補についてパイロット相関から符号間干渉の度合いを測定し、符号間干渉が最小、つまりパイロット相関電力が最大となるタイミング候補を選択し、ＦＦＴウィンドウの開始タイミングとすることで、符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉の影響による伝送特性の劣化を最小にすることができる。したがって、マルチパス環境下で生じる符号間干渉、および同一シンボル内のキャリア間干渉の影響による伝送特性の劣化を低減することのできるシンボル同期回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るシンボル同期回路の一実施形態の構成を示すブロック図。
【図２】上記実施形態の処理動作を説明するためのタイミング波形図。
【図３】ＯＦＤＭ方式における送信信号のフォーマット構造を示す図。
【図４】従来のシンボル同期回路の構成を示すブロック図。
【図５】従来のシンボル同期回路で符号間誤りを生じる問題点を指摘するためのタイミング波形図。
【符号の説明】
１０１…第１のメモリ、１０２…相関回路、１０３…加算器、１０４…第２のメモリ、１０５…セレクタ、１０６…ピーク検出回路、１０７…ＧＩ除去回路、１０８…シンボル同期タイミング候補検出回路、１０９…第３のメモリ、１１０１…第１のパイロット相関回路、１１０Ｎ＋１…第Ｎ＋１のパイロット相関回路、１１１…比較判定器、１１２…セレクタ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a communication system adopting, for example, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system, and particularly to a symbol synchronization circuit for establishing symbol synchronization on a receiving side.
[0002]
[Prior art]
As a communication system adopting the OFDM system, a wireless LAN (Local Area Network), a terrestrial digital television broadcast, and the like are known. In a communication system employing this OFDM system, when a transmission signal is reflected by a number of scatterers and received as a multiplex, intersymbol interference between OFDM symbols and intercarrier interference within the same symbol occur. In addition, the transmission characteristics are significantly deteriorated. Therefore, a guard interval (hereinafter referred to as GI) is inserted on the transmission side, and the FFT (Fast Fourier Transform) demodulation range in consideration of the multiplex wave is determined on the reception side by symbol synchronization. We try to prevent collapse.
[0003]
Hereinafter, a symbol synchronization circuit in a conventional OFDM receiver will be briefly described.
[0004]
First, in a frame format of a transmission signal in the OFDM system, as shown in FIG. 3A, data symbols and pilot symbols are arranged in a predetermined order. Each symbol is called an OFDM symbol, and is composed of a guard interval (GI) and an effective symbol as shown in FIG. The GI is obtained by copying the data at the end of the effective symbol to the beginning.
[0005]
A conventional symbol synchronization circuit is generally configured as shown in FIG. First, an OFDM reception signal is input to the symbol synchronization circuit in a state where it is converted into a digital value. The received digital signal is delayed by the first memory 101 by a time corresponding to the effective symbol period, that is, a time obtained by subtracting the GI time from the OFDM symbol time. After that, the correlation power between the input received digital signal and the received digital signal delayed in the first memory 101 is obtained by the guard correlation circuit 102. Since the last part of the effective symbol is copied before the effective symbol, the largest correlation power value is obtained when the GI is input to the guard correlation circuit 102. This calculation of the correlation power is called guard correlation, and the maximum value of the guard correlation power value means that the SN ratio is the maximum.
[0006]
Next, the guard correlation power value obtained by the guard correlation circuit 102 is added by the adder 103 to the cumulative value of the past guard correlation power at each sampling point in the OFDM symbol, and stored in the second memory 104. When the guard correlation power value is accumulated over a certain period, the selector 105 selects and outputs zero (0) over the OFDM symbol period to clear the accumulated value in the second memory 104.
[0007]
On the other hand, the peak detection circuit 106 reads the cumulative value of the guard correlation power over a certain period from the second memory 104, detects the sampling point having the maximum value from all the sampling points in the OFDM symbol, and A timing signal of the detection position is output to the GI removal circuit 107. The GI removal circuit 107 receives the timing signal from the peak detection circuit 106 and extracts a signal of a period corresponding to the effective symbol length from each OFDM symbol of the received digital signal with the detection position of the maximum correlation power at the top. To obtain a signal to be subjected to FFT demodulation in the subsequent stage. The range to be subjected to FFT demodulation is called an FFT window.
[0008]
By the way, in the guard correlation circuit 102, the position of the maximum guard correlation power corresponds to the center of the GI. That is, inter-symbol interference and inter-carrier interference within the same symbol due to multiple waves (paths) existing within a period of ± 1/2 · GI time from the position of the maximum guard correlation power are prevented.
[0009]
However, in practice, there is a case where a path having a large correlation power exists at a position separated from the position where the guard correlation power is maximized by a period equivalent to ± 1/2 · GI time or more. In such a case, adjacent symbols enter the FFT window of the target symbol, causing intersymbol interference and intercarrier interference within the same symbol. This is because the guard correlation itself can detect a sampling point with a high SN ratio, but cannot detect the magnitude of the interference power.
[0010]
This is shown in FIG. FIG. 5A shows a state in which paths # 1 to # 6 exist as multiplexed waves, and FIG. 5B shows a guard correlation when the paths # 1 to # 6 shown in FIG. 5A are received. Fig. 3 shows a calculation output waveform of power. As is clear from the figure, when the FFT window is determined using the correlation peak position where the correlation power value becomes the maximum as the symbol synchronization timing, intersymbol interference occurs.
[0011]
As described above, in the conventional symbol synchronization circuit, FFT demodulation is performed depending on the characteristics of the radio propagation path while including a position where intersymbol interference and intercarrier interference within the same symbol are large, and the transmission characteristics deteriorate. There was a problem.
[0012]
As a known document relating to control of the FFT window position, a variation in the correlation peak position caused by a multipath delay wave is detected, a moving average of the correlation peak position is obtained from the detection result, and the FFT window of the FFT window is determined based on the moving average result. A technique for controlling a position (for example, Patent Document 1). In a multipath environment, when a correlation peak value appears multiple times within a predetermined time, based on the timing of the correlation peak value detected fastest. There is one that discloses a technique for determining the position of an FFT window (for example, Patent Document 2). However, there is no description in any document regarding the determination of the FFT window position in consideration of the magnitude of the interference power between paths, and even if the technology described in these documents is used, the above problem can be solved. I can't.
[0013]
[Patent Document 1]
JP-A-2002-141885
[Patent Document 2]
JP 2000-224132 A
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has been made in consideration of a symbol capable of reducing deterioration of transmission characteristics due to intersymbol interference occurring in a multipath environment and intercarrier interference in the same symbol. It is an object to provide a synchronous circuit.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is a symbol synchronization circuit that receives transmission data having a frame configuration in which pilot symbols are inserted, and detects a demodulation timing of a reception signal. A correlation between the received signal and a delay signal obtained by delaying the received signal by a predetermined time is detected, a signal component-to-noise component ratio of the received signal is detected based on the correlation value, and a sampling point at which the detected value is maximized is determined. Determining a plurality of candidate demodulation timing positions of the received signal, detecting a pilot correlation between the pilot symbol and the received signal based on the candidate demodulation timing positions, and receiving a demodulation timing position at which the detected value is maximum. It is characterized in that it is determined as a signal demodulation timing.
[0017]
Specifically, the frame format includes a plurality of OFDM symbols each including a data symbol and at least two pilot symbols continuously arranged in a frame, and each OFDM symbol has a guard interval added before an effective symbol. An OFDM signal having a structure is received and digitized, and an effective symbol within an FFT window determined based on symbol synchronization timing is extracted from the received digital signal and used in an OFDM signal receiving apparatus for FFT demodulation. First delay means for delaying the received digital signal by a time equivalent to an effective symbol, guard correlation means for obtaining a guard correlation power value between the received digital signal and the received digital signal delayed by the first delay means, Over each sampling point in the OFDM symbol A cumulative addition means for adding a guard correlation power value obtained by the guard correlation means and a cumulative value of past guard correlation power values to obtain a cumulative addition value; and The sampling point having the maximum value among the cumulative addition values is detected, and N (N is a natural number) sampling points existing within a certain period before and after the sampling point are specified, and the specified N number of sampling points are determined. Candidate determining means for determining the position of each sampling point as a symbol synchronization timing candidate, second delay means for inputting the received digital signal and delaying the time corresponding to an OFDM symbol, and N number of signals determined by the candidate determining means Calculating the correlation between the received digital signal and the received digital signal delayed by the second delay means at each of the timing candidates A pilot correlation means for obtaining a pilot correlation power value by more continuous pilot symbols, and a timing candidate corresponding to the maximum power value among the N pilot correlation power values obtained by the pilot correlation means, Selecting means for selecting as a symbol synchronization timing for determining the FFT window.
[0018]
In the symbol synchronization circuit having the above configuration, N symbol synchronization timing candidates are determined within a certain period before and after the sampling point at which the guard correlation power value becomes maximum, that is, the SN ratio becomes maximum, and each candidate is determined. The correlation power between pilot symbols is obtained at the timing. Since the frame format of the transmission signal has at least two pilot symbols contiguously arranged, when the pilot correlation power is obtained, the correlation power value decreases when intersymbol interference occurs. Therefore, a timing candidate that maximizes the pilot correlation power, that is, minimizes intersymbol interference, is selected, and is set as the start timing of the FFT window. This makes it possible to minimize deterioration of transmission characteristics due to the influence of intersymbol interference and intercarrier interference within the same symbol.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0020]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a symbol synchronization circuit according to the present invention used in an OFDM receiver. However, in FIG. 1, the same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and here, the different parts will be mainly described.
[0021]
The received OFDM signal is input to this symbol synchronization circuit in a digitized state. This received digital signal is delayed by the first memory 101 by a time corresponding to the effective symbol period. Thereafter, the correlation circuit 102 calculates a correlation power value between the input received digital signal and the delayed received digital signal at each sampling point in the OFDM symbol.
[0022]
The guard correlation power value obtained by the correlation circuit 102 is added by the adder 103 to the cumulative value of the past guard correlation power for each sampling point in the OFDM symbol, and stored in the second memory 104. When the guard correlation power is accumulated over a certain period, the selector 105 selects and outputs zero (0) over the OFDM symbol period. This clears the accumulated value stored in the second memory 104.
[0023]
On the other hand, the symbol synchronization timing candidate detection circuit 108 reads the cumulative addition value accumulated during the accumulation period from the second memory 104, and corresponds to 1/2 GI time before and after the sampling point having the maximum value. Within a certain period, the upper N (N is a natural number of 2 or more) sampling points of the cumulative addition value are detected, and the positions of the detected N sampling points are respectively determined as symbol synchronization timing candidates. Generate a timing signal.
[0024]
The input received digital signal is also supplied to the third memory 109. The third memory 109 delays the received digital signal by a time corresponding to an OFDM symbol, and the delayed output is supplied to first to Nth (N is a natural number) pilot correlation circuits 1101 to 110N. Each of the pilot correlation circuits 1101 to 110N receives the timing signal of the N symbol synchronization timing candidates detected by the symbol synchronization timing candidate detection circuit 1008, and receives the input digital signal and the third memory at that timing. In step 109, a correlation power value with the received digital signal delayed is obtained.
[0025]
The correlation power values obtained by the first to N-th pilot correlation circuits 1101 to 110N are compared by a comparison / determination unit 111, and a set of pilot correlation circuits having the maximum correlation power value is determined. This comparison determination result is supplied to the selector 112. The selector 112 is supplied with the N symbol synchronization timing candidate timing signals detected by the symbol synchronization timing candidate detection circuit 108, selects and outputs the candidate timing signal determined by the comparison / determination unit 111. This timing signal is supplied to the GI removal circuit 107. The GI removal circuit 107 determines the period corresponding to the effective symbol length with the input timing signal as the head position, as an FFT window, removes the signal in the FFT window period from the input received digital signal to remove GI, and Obtain a signal for FFT demodulation.
[0026]
In the above configuration, the processing operation will be described below.
[0027]
First, in the present embodiment, as shown in FIG. 3, the format structure of a transmission signal is provided on condition that two or more pilot symbols having the same known pattern are continuous.
[0028]
First, in the guard correlation circuit 102, a correlation power value between the received digital signal and the received digital signal delayed by the effective symbol time from the first memory 101 is obtained for each sampling point. Here, since the last part of the effective symbol is copied before the effective symbol, when the GI is input to the guard correlation circuit 102, the largest correlation power is obtained.
[0029]
Next, the guard correlation power value calculated by the guard correlation circuit 102 is added to the past cumulative value of the guard correlation power by the adder 103 for each sampling point in the OFDM symbol, and stored in the second memory 104. When the guard correlation power value is accumulated over a certain period, the first selector 105 selects and outputs zero over the OFDM symbol time, so that the accumulated value in the second memory 104 is cleared.
[0030]
On the other hand, the symbol synchronization timing candidate detection circuit 108 reads the cumulative value of the guard correlation power from the second memory 104 and detects the sampling point having the maximum value from all the sampling points in the OFDM symbol. Further, the upper N sampling points having a large accumulated value and existing within a period equivalent to ± 1/2 · GI time centered on the position of the maximum value are detected. Then, the positions of the detected N sampling points are set as symbol synchronization timing candidates, and a timing signal is generated at each of the timing candidate positions. These timing signals are both supplied to the selector 112 and are also supplied to the first to N-th pilot correlation circuits 1101 to 110N, respectively.
[0031]
The first to N-th pilot correlation circuits 1101 to 110N use the given timing signal as a trigger to correlate the input received digital signal with the received digital signal delayed by the third memory 109 by a time corresponding to the OFDM symbol length. Find the power value. Here, looking at the format of the OFDM signal, two pilot symbols of the same pattern are continuously arranged in one frame. For this reason, there is always an opportunity in each of the pilot correlation circuits 1101 to 110N to obtain correlation power between consecutive pilot symbols in one frame.
[0032]
In the first to Nth pilot correlation circuits 1101 to 110N, the correlation power values between the pilot symbols are respectively obtained by using the N timing signals output from the symbol synchronization timing candidate detection circuit 108 as triggers. A path having a large correlation power exists at a position at least a period corresponding to ± 1/2 GI time from a position where the correlation power is maximum, and the correlation power value decreases at a position where intersymbol interference occurs. Therefore, among the N correlation power values obtained by pilot correlation circuits 1101 to 110N, the timing position at which the maximum value is obtained has the least intersymbol interference.
[0033]
Therefore, the comparison / determination unit 111 compares the correlation power values obtained by the first to Nth pilot correlation circuits 1101 to 110N, and finds out which of the pilot correlation circuit timing candidates gives the maximum correlation power value. Is determined. Based on the comparison result, the selector 112 selects a timing signal of a corresponding timing candidate, and the GI removal circuit 107 creates an FFT window with the timing signal at the top. This is shown in FIG.
[0034]
FIG. 2A shows a state in which paths # 1 to # 6 exist as multiplexed waves, and FIG. 2B shows a guard when paths # 1 to # 6 shown in FIG. 2A are received. FIG. 2C shows a calculation output waveform of the correlation power, and FIG. 2C shows a calculation output waveform of the pilot correlation power. In the present embodiment, as shown in FIG. 2 (c), the N most significant symbols within a period corresponding to ± 1/2 GI time around the position where the guard correlation power value is maximum are used as symbol synchronization timing candidates, and each pilot The correlation power value is obtained, and the timing position at which this power value becomes maximum is determined as the symbol synchronization timing. Therefore, the FFT window created starting from the determined timing position becomes an ideal FFT window with almost no intersymbol interference, and the GI elimination circuit 107 can extract an optimal effective symbol.
[0035]
Therefore, the symbol synchronization circuit having the above configuration detects the timing with the least intersymbol interference in the GI period and determines the timing as the symbol synchronization timing. Therefore, even in a multipath environment, the intersymbol interference, In addition, it is possible to minimize the deterioration of the transmission characteristics due to the influence of the inter-carrier interference in the same symbol, thereby enabling extremely high-precision FFT demodulation.
[0036]
In the above embodiment, in the format structure of the transmission signal, the consecutive pilot symbols have the same pattern. However, even if the patterns are in the opposite phase, that is, the symbols whose phases are rotated by 180 degrees, the calculation of the correlation power is performed. No particular problem arises. Also, at least two pilot symbols are required, but when there are three or more pilot symbols, a more accurate FFT window can be determined by averaging (number of pilot symbols-1) correlation powers. Is possible.
[0037]
Further, in the above embodiment, the upper N sampling positions from the maximum value of the guard correlation power value within the period corresponding to the GI time are set as the symbol synchronization timing candidates. Even if the sampling position is used as a symbol synchronization timing candidate, almost the same effect can be expected.
[0038]
When the pilot symbol is received, the pilot correlation power between the pilot symbols may be obtained at a plurality of sampling timings, and the sampling position where the pilot correlation power becomes maximum may be determined as the symbol synchronization timing. In this case, since the guard correlation processing part can be omitted, the configuration becomes extremely simple. However, the accuracy is reduced as compared with the case where a candidate is created by the guard correlation process.
[0039]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a plurality of symbol synchronization timing candidates are determined before and after a sampling point at which the guard correlation power value is maximum, that is, the SN ratio is maximum, and the pilot correlation is determined for each candidate. , The degree of inter-symbol interference is measured, the inter-symbol interference is minimized, that is, a timing candidate at which the pilot correlation power is maximized is selected and used as the start timing of the FFT window. It is possible to minimize the deterioration of the transmission characteristics due to the influence of the interference. Therefore, it is possible to provide a symbol synchronization circuit that can reduce the deterioration of transmission characteristics due to the influence of intersymbol interference generated in a multipath environment and interference between carriers in the same symbol.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a symbol synchronization circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a timing waveform chart for explaining the processing operation of the embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a format structure of a transmission signal in the OFDM system.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional symbol synchronization circuit.
FIG. 5 is a timing waveform chart for pointing out a problem that an intersymbol error occurs in a conventional symbol synchronization circuit.
[Explanation of symbols]
101: first memory, 102: correlation circuit, 103: adder, 104: second memory, 105: selector, 106: peak detection circuit, 107: GI removal circuit, 108: symbol synchronization timing candidate detection circuit, 109 ... Third memory, 1101... First pilot correlation circuit, 110N + 1... N + 1th pilot correlation circuit, 111.
