【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線機本体に内蔵することが可能な無線機用逆Ｆアンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、小型無線機用アンテナには、モノポールアンテナ、ループアンテナまたは板状逆Ｆアンテナ（以下逆Ｆアンテナと呼称する）などがよく用いられているが、中でも逆Ｆアンテナは小型、薄型であり、比較的に高利得なため、携帯電話機やコードレス電話機などの内蔵アンテナとして多く用いられている（たとえば特許文献１参照）。
【０００３】
ここで、一般に広く用いられている逆Ｆアンテナの概略図を図４に示す。図４において、２１は使用周波数の波長の１／２波長以内の板金等の導電性金属で形成された矩形放射導体、２２はアース導体、２３は矩形放射導体２１のエッジの一部とアース導体２２を接続する短絡手段、２４は矩形放射導体２１とアース導体２２との空隙間に給電している給電手段である。
【０００４】
【特許文献１】
特開昭５８−１０４５０４号公報（第１５−１９図、第２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、逆Ｆアンテナは矩形放射導体２１とアース導体２２の間が空気（比誘電率：ε＝１）で構成されるため、共振周波数および帯域幅が決まると電流経路長（λ／２またはλ／４）およびアンテナ幅はほぼ一義的に導き出されるため、逆Ｆアンテナ自体の形状を小型・薄型化することが難しいといった問題点があった。
【０００６】
本発明は上記従来の問題点に留意し、小型・薄型な無線機用逆Ｆアンテナを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明は、矩形放射導体と、前記矩形放射導体に対向したアース導体と、前記矩形放射導体と前記アース導体とを接続する短絡手段と、前記放射導体に給電する給電手段と、無線機用逆Ｆアンテナ主要部の保持ならびに信号処理を行う回路が形成された誘電体基板を有する無線機用逆Ｆアンテナであって、前記アース導体は前記誘電体基板の前記矩形放射導体側と反対側の面に形成され、前記アース導体と前記矩形放射導体の間には他のアース導体が存在しない構成とする。
【０００８】
本発明によれば、アース導体が誘電体基板の矩形放射導体と反対側の面に形成され、アース導体と矩形放射導体の間には他のアース導体が存在しないことから、簡単な構成で小型・薄型化に対応した無線機用逆Ｆアンテナを実現する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、板金等の導電性金属で形成された矩形放射導体と、矩形放射導体と間隔を隔てて対向したアース導体と、矩形放射導体とアース導体とを接続する短絡手段と、矩形放射導体に給電する給電手段と、無線機用逆Ｆアンテナ主要部の保持ならびに信号処理を行う回路が形成された誘電体基板を有し、アース導体は誘電体基板における矩形放射導体側と反対側の面に形成され、アース導体と矩形放射導体の間には他のアース導体が存在しない構成にした無線機用逆Ｆアンテナであり、簡単な構成で小型・薄型化に対応した無線機用逆Ｆアンテナが得られるという作用を有する。
【００１０】
本発明の請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の無線機用逆Ｆアンテナにおいて、誘電体基板は、多層基板として形成され、かつ、一部の層の比誘電率を他の層よりも高くした構成としたものであり、簡単な構成で小型・薄型化に対応した無線機用逆Ｆアンテナが得られるという作用を有する。
【００１１】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００１２】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における無線機用逆Ｆアンテナの外観斜視図、図２は、同無線機用逆Ｆアンテナの断面図である。
【００１３】
図１および図２において、１は板金等の導電性金属で形成された矩形放射導体、２は矩形放射導体１と間隔を隔てて対向したアース導体、３は矩形放射導体１とアース導体２とを接続する短絡手段、４は矩形放射導体１に給電する給電手段、５は前記矩形放射導体１から給電手段４により構成される無線機用逆Ｆアンテナ主要部の保持ならびに信号処理を行う回路が形成された誘電体基板である。
【００１４】
本実施の形態１の特徴は、図２に示すようにアース導体２は誘電体基板５における矩形放射導体１側と反対側の面に形成され、かつ、矩形放射導体１に対して、空気層（比誘電率：ε１＝１）と誘電体基板５（誘電率（誘電体基板として選定した材料により異なる）：ε２）により間隔（空気層部（ｄ１）＋誘電体基板部（ｄ２））を隔てて対向させ、矩形放射導体１とアース導体２の間には他のアース導体は存在しない構成としたことにある。
【００１５】
このように矩形放射導体１とアース導体２の間が空気層だけでなく、異なる誘電率を持つ物質が存在する場合の誘電率（εｒ）は、下記式を用いて算出される。
【００１６】
εｒ＝（ε１×ε２×（ｄ１＋ｄ２））／（ε１×ｄ２＋ε２×ｄ１）
ここでε１＝１（空気層）、ε２＝４．７（一般的に用いられるガラスエポキシ基板の誘電率）、ｄ１＝３ｍｍ、ｄ２＝１ｍｍとすると、
εｒ＝（１×４．７×（３＋１））／（１×１＋４．７×３）＝１．２４５となり、アース導体２を、無線機用逆Ｆアンテナを保持する誘電体基板５の矩形放射導体１の反対側に形成することにより、無線機用逆Ｆアンテナの総合的な誘電率を上げる効果がある。すなわち、誘電率が上がることにより波長は短縮されるので、共振周波数２．４５ＧＨｚにおける上記εｒ（＝１．２４５）と空気中（εａｉｒ＝１）での波長を計算比較すると、
λεｒ＝１１４．２７（ｍｍ）
λεａｉｒ＝１２２．４５（ｍｍ）
となり、波長として８．１８（ｍｍ）短縮されることが分る。
【００１７】
実際の無線機用逆Ｆアンテナ設計においては、波長の１／４（λ／４）で設計されるのが一般的であるので、それにならって上記内容にて検討してみると、２．０４５（ｍｍ）の波長短縮が図られたことになる。すなわち、この無線機用逆Ｆアンテナ構成にすることにより、無線機用逆Ｆアンテナ全長を２．０４５（ｍｍ）短縮（無線機用逆Ｆアンテナ小型化の実現）することができたわけである。
【００１８】
また、この無線機用逆Ｆアンテナ構成では、無線機用逆Ｆアンテナ単体と誘電体基板の機能を別々に持たせて設計した場合に比べ、無線機用逆Ｆアンテナと誘電体基板の機能を共有化させたことにより、誘電体基板の基板厚み分だけ設計自由度が高められ、無線機用逆Ｆアンテナの薄型化を図れることができる。
【００１９】
なお、ここでは共振周波数を２．４５ＧＨｚとして示したが、使用目的に合わせた周波数にしても実現できることは言うまでもない。また、誘電体基板５の誘電率はガラスエポキシ基板の値（ε２＝４．７）を用いたが、使用目的に合わせて最適な誘電率の基板材料を用いても実現できることは言うまでもない。
【００２０】
上述のように本実施の形態１においては、無線機用逆Ｆアンテナの波長の短縮化ならびに無線機用逆Ｆアンテナと誘電体基板の機能の共有化により、小型・薄型化に対応した無線機用逆Ｆアンテナを簡単に構成することができる。
【００２１】
（実施の形態２）
図３は、本発明の実施の形態２における無線機用逆Ｆアンテナの断面図である。
【００２２】
図３において、１１は板金等の導電性金属で形成された矩形放射導体、１２は矩形放射導体１１と間隔を隔てて対向したアース導体、１３は矩形放射導体１１とアース導体１２とを接続する短絡手段、１４は矩形放射導体１１を給電する給電手段、１５は無線機用逆Ｆアンテナ主要部の保持ならびに信号処理を行う回路が形成された誘電体基板であり、これらによって無線機用逆Ｆアンテナが構成されている。
【００２３】
ここで本実施の形態２の特徴は、誘電体基板１５が、第一の誘電率ε１２よりなる誘電体部１５ａと、第二の誘電率ε１３よりなる誘電部１５ｂよりなり、かつ、３層で、一部の層の誘電率を他の層よりも高くしている。
【００２４】
そして、矩形放射導体１１と誘電体基板１５に形成されたアース導体１２は、空気層（比誘電率：ε１１＝１）と誘電体基板１５により間隔（空気層部（ｄ１１）＋誘電体基板部（ｄ１２＋ｄ１３））を隔てて対向し、矩形放射導体１１とアース導体１２の間には他のアース導体は存在しない構成としたことにある。
【００２５】
このように誘電体基板１５が多層のときの誘電率は、以下式で与えられる。
【００２６】
εｂ＝（ε１２×ε１３×（ｄ１２＋ｄ１３））／（ε１２×ｄ１３＋ε１３×ｄ１２）
また、この無線機用逆Ｆアンテナの誘電率（εｒ２）は、以下のようになる。
【００２７】
εｒ２＝（ε１１×εｂ×（ｄ１１＋ｄ１２＋ｄ１３））／（ε１１×（ｄ１２＋ｄ１３）＋εｂ×ｄ１１）
ここで、ε１１＝１（空気層）、ε１２＝４．７、ε１３＝１０、ｄ１＝３ｍｍ、ｄ１２＝０．５ｍｍ、ｄ１３＝０．５ｍｍとすると、
εｂ＝（４．７×１０×（０．５＋０．５））／（４．７×０．５＋１１×０．５）＝５．９８７
εｒ２＝（１×５．９８７×（３＋０．５＋０．５）／（１×（０．５＋０．５）＋５．９８７×３）＝１．２６３
となる。
【００２８】
ここで、共振周波数２．４５ＧＨｚにおける上記εｒ２（＝１．２６３）と空気中（εａｉｒ）での波長を計算比較すると、
λεｒ２＝１１３．７４（ｍｍ）
λεａｉｒ＝１２２．４５（ｍｍ）
となり、波長として８．７１（ｍｍ）短縮されることが分る。
【００２９】
また、実際の無線機用逆Ｆアンテナ設計においては、波長の１／４（λ／４）で設計されるのが一般的であるので、それにならって上記内容にて検討してみると、２．１７７５（ｍｍ）の波長短縮が図られたことになる。すなわち、本実施の形態２の無線機用逆Ｆアンテナ構成にすることにより、無線機用逆Ｆアンテナ全長を２．１７７５ｍｍ短縮（無線機用逆Ｆアンテナ小型化の実現）することができたわけである。
【００３０】
また、本実施の形態２の無線機用逆Ｆアンテナ構成では、無線機用逆Ｆアンテナ単体と誘電体基板の機能を別々に持たせて設計した場合に比べ、無線機用逆Ｆアンテナと誘電体基板の機能を共有化させたことにより、誘電体基板の基板厚み分だけ設計自由度が高められ、無線機用逆Ｆアンテナの薄型化を図れることができる。
【００３１】
なお、ここでは共振周波数を２．４５ＧＨｚとして示したが、使用目的に合わせた周波数にしても実現できることは言うまでもない。また、誘電体基板１５は、３層基板として誘電率が異なる２種類（４．７と１０）の誘電体を用いた多層基板を示したが、使用目的に合わせてさらに多くの層構成とするとともに、例示した誘電率と異なる材料の誘電体の組み合わせを用いた多層誘電体基板でも実現できることは言うまでもない。
【００３２】
上述のように本実施の形態２においては、無線機用逆Ｆアンテナの波長の短縮化ならびに無線機用逆Ｆアンテナと誘電体基板の機能の共有化により、小型・薄型化に対応した無線機用逆Ｆアンテナを簡単に構成することができる。
【００３３】
【発明の効果】
以上の説明より明らかなように、本発明によればアース導体と矩形放射導体の間には他のアース導体が存在しないことにより、簡単な構成で小型・薄型化に対応できる無線機用逆Ｆアンテナとすることができる。
【００３４】
また、誘電体基板を多層基板とし、かつ一部の層の比誘電率を他の層よりも高くすることにより、簡単な構成で小型・薄型化に対応できるという有利な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１における無線機用逆Ｆアンテナの外観斜視図
【図２】同無線機用逆Ｆアンテナの断面図
【図３】本発明の実施の形態２における無線機用逆Ｆアンテナの断面図
【図４】従来の無線機用逆Ｆアンテナの外観斜視図
【符号の説明】
１ 矩形放射導体
２ アース導体
３ 短絡手段
４ 給電手段
５ 誘電体基板
１１ 矩形放射導体
１２ アース導体
１３ 短絡手段
１４ 給電手段
１５ 誘電体基板
１５ａ 第一の誘電率ε１２よりなる誘電部
１５ｂ 第二の誘電率ε１３よりなる誘電部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an inverted F antenna for a wireless device that can be built in a wireless device body.
[0002]
[Prior art]
In recent years, a monopole antenna, a loop antenna, a plate-shaped inverted-F antenna (hereinafter referred to as an inverted-F antenna), and the like are often used as small-sized radio antennas. Among them, the inverted-F antenna is small and thin. Because of their relatively high gain, they are often used as built-in antennas in mobile phones and cordless phones (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
Here, FIG. 4 shows a schematic diagram of an inverted-F antenna generally used widely. In FIG. 4, reference numeral 21 denotes a rectangular radiation conductor formed of a conductive metal such as a sheet metal within a half wavelength of a used frequency, 22 denotes a ground conductor, and 23 denotes a part of the edge of the rectangular radiation conductor 21 and a ground conductor. Short-circuit means 24 for connecting 22 and power supply means 24 for supplying power to the gap between the rectangular radiation conductor 21 and the ground conductor 22.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-58-104504 (FIGS. 15-19, FIG. 2)
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the inverted-F antenna is formed of air (relative permittivity: ε = 1) between the rectangular radiation conductor 21 and the ground conductor 22, when the resonance frequency and the bandwidth are determined, the current path length (λ / 2 or λ) is determined. / 4) and the antenna width are almost uniquely derived, and there is a problem that it is difficult to reduce the size and thickness of the inverted F antenna itself.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a small and thin inverted F antenna for a wireless device, while keeping in mind the above conventional problems.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve this object, the present invention provides a rectangular radiation conductor, a ground conductor facing the rectangular radiation conductor, a short-circuit means for connecting the rectangular radiation conductor and the ground conductor, and a power supply for supplying power to the radiation conductor. Means and a dielectric substrate on which a circuit for holding a main part of the inverted F antenna for the radio and performing signal processing is formed, wherein the ground conductor is the rectangular radiation of the dielectric substrate. It is formed on a surface opposite to the conductor side, and no other ground conductor exists between the ground conductor and the rectangular radiation conductor.
[0008]
According to the present invention, the ground conductor is formed on the surface of the dielectric substrate opposite to the rectangular radiation conductor, and no other ground conductor exists between the ground conductor and the rectangular radiation conductor.・ Realize an inverted F antenna for wireless devices that can be made thinner.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
According to the first aspect of the present invention, a rectangular radiation conductor formed of a conductive metal such as a sheet metal, an earth conductor facing the rectangular radiation conductor at an interval, and a rectangular radiation conductor and an earth conductor are connected. Short-circuit means, a feeding means for feeding a rectangular radiation conductor, and a dielectric substrate on which a circuit for holding and performing signal processing of a main part of the inverted F antenna for a wireless device is formed. An inverted F antenna for radio equipment that is formed on the surface opposite to the radiation conductor side and has no other ground conductor between the ground conductor and the rectangular radiation conductor. This has an effect that a corresponding inverted F antenna for a wireless device can be obtained.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, in the inverted F antenna for a wireless device according to the first aspect, the dielectric substrate is formed as a multi-layer substrate, and the relative permittivity of some of the layers is changed to another. This structure has a higher height than the layer, and has an effect that an inverted-F antenna for a wireless device which can be reduced in size and thickness with a simple structure can be obtained.
[0011]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0012]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is an external perspective view of an inverted-F antenna for a wireless device according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 2 is a cross-sectional view of the inverted-F antenna for the wireless device.
[0013]
1 and 2, reference numeral 1 denotes a rectangular radiating conductor formed of a conductive metal such as a sheet metal, 2 denotes an earth conductor opposed to the rectangular radiating conductor 1 at an interval, and 3 denotes a rectangular radiating conductor 1 and an earth conductor 2. And 4, a feeding means for feeding power to the rectangular radiating conductor 1; and 5, a circuit for holding a main part of the inverted F antenna for a radio and comprising signal processing from the rectangular radiating conductor 1 to the feeding means 4. It is a formed dielectric substrate.
[0014]
The feature of the first embodiment is that, as shown in FIG. 2, the ground conductor 2 is formed on the surface of the dielectric substrate 5 opposite to the rectangular radiation conductor 1 side, and the air conductor is (Relative permittivity: ε1 = 1) and the dielectric substrate 5 (dielectric constant (different depending on the material selected as the dielectric substrate): ε2) to set the interval (air layer portion (d1) + dielectric substrate portion (d2)). The configuration is such that no other grounding conductor exists between the rectangular radiation conductor 1 and the grounding conductor 2.
[0015]
As described above, the dielectric constant (εr) when not only the air layer between the rectangular radiation conductor 1 and the ground conductor 2 but also a substance having a different dielectric constant is calculated using the following equation.
[0016]
εr = (ε1 × ε2 × (d1 + d2)) / (ε1 × d2 + ε2 × d1)
Here, assuming that ε1 = 1 (air layer), ε2 = 4.7 (dielectric constant of a commonly used glass epoxy substrate), d1 = 3 mm, and d2 = 1 mm,
εr = (1 × 4.7 × (3 + 1)) / (1 × 1 + 4.7 × 3) = 1.245, and the ground conductor 2 is radiated by the rectangular radiation of the dielectric substrate 5 holding the inverted F antenna for radio equipment. Forming it on the opposite side of the conductor 1 has the effect of increasing the overall dielectric constant of the inverted F antenna for radio equipment. That is, since the wavelength is shortened by increasing the dielectric constant, the above-mentioned εr (= 1.245) at the resonance frequency of 2.45 GHz and the wavelength in the air (εair = 1) are calculated and compared.
λεr = 114.27 (mm)
λεair = 122.45 (mm)
It can be seen that the wavelength is reduced by 8.18 (mm).
[0017]
In an actual design of an inverted F antenna for a wireless device, it is general that the antenna is designed at １ ／ (λ / 4) of the wavelength. This means that the wavelength (mm) has been shortened. In other words, by adopting the configuration of the inverted F antenna for the wireless device, the entire length of the inverted F antenna for the wireless device can be reduced by 2.045 (mm) (the size of the inverted F antenna for the wireless device can be reduced).
[0018]
In addition, in the configuration of the inverted F antenna for the radio, the functions of the inverted F antenna for the radio and the dielectric substrate are compared with the case where the function of the inverted F antenna for the radio and the function of the dielectric substrate are separately provided. By sharing, the design flexibility is increased by the thickness of the dielectric substrate, and the inverted F antenna for wireless devices can be made thinner.
[0019]
Here, the resonance frequency is shown as 2.45 GHz, but it is needless to say that the resonance frequency can be realized at a frequency according to the purpose of use. Although the dielectric constant of the dielectric substrate 5 is the value of a glass epoxy substrate (ε2 = 4.7), it is needless to say that the dielectric substrate 5 can be realized by using a substrate material having an optimal dielectric constant according to the purpose of use.
[0020]
As described above, in the first embodiment, a radio device compatible with miniaturization and thickness reduction is realized by shortening the wavelength of the inverted F antenna for a radio device and sharing the functions of the dielectric substrate and the inverted F antenna for the radio device. Inverted F antenna can be easily configured.
[0021]
(Embodiment 2)
FIG. 3 is a cross-sectional view of the inverted F antenna for a wireless device according to Embodiment 2 of the present invention.
[0022]
In FIG. 3, reference numeral 11 denotes a rectangular radiating conductor formed of a conductive metal such as a sheet metal, 12 denotes a ground conductor facing the rectangular radiating conductor 11 at an interval, and 13 denotes a connection between the rectangular radiating conductor 11 and the ground conductor 12. Short-circuiting means, 14 are feeding means for feeding the rectangular radiating conductor 11, and 15 is a dielectric substrate on which a circuit for holding a main part of the inverted F antenna for radio equipment and performing signal processing is formed. An antenna is configured.
[0023]
Here, the feature of the second embodiment is that the dielectric substrate 15 is composed of a dielectric portion 15a having a first dielectric constant ε12 and a dielectric portion 15b having a second dielectric constant ε13, and has three layers. Some layers have higher dielectric constants than other layers.
[0024]
The rectangular radiation conductor 11 and the ground conductor 12 formed on the dielectric substrate 15 are separated by an air layer (relative dielectric constant: ε11 = 1) and the dielectric substrate 15 (air layer portion (d11) + dielectric substrate portion). (D12 + d13)), and there is no other ground conductor between the rectangular radiation conductor 11 and the ground conductor 12.
[0025]
As described above, the dielectric constant when the dielectric substrate 15 has a multilayer structure is given by the following equation.
[0026]
εb = (ε12 × ε13 × (d12 + d13)) / (ε12 × d13 + ε13 × d12)
The dielectric constant (εr2) of the inverted F antenna for a wireless device is as follows.
[0027]
εr2 = (ε11 × εb × (d11 + d12 + d13)) / (ε11 × (d12 + d13) + εb × d11)
Here, assuming that ε11 = 1 (air layer), ε12 = 4.7, ε13 = 10, d1 = 3 mm, d12 = 0.5 mm, and d13 = 0.5 mm,
εb = (4.7 × 10 × (0.5 + 0.5)) / (4.7 × 0.5 + 11 × 0.5) = 5.987
εr2 = (1 × 5.987 × (3 + 0.5 + 0.5) / (1 × (0.5 + 0.5) + 5.987 × 3) = 1.263
It becomes.
[0028]
Here, when the above-mentioned εr2 (= 1.263) at a resonance frequency of 2.45 GHz is calculated and compared with the wavelength in the air (εair),
λεr2 = 113.74 (mm)
λεair = 122.45 (mm)
It can be seen that the wavelength is reduced by 8.71 (mm).
[0029]
Further, in an actual design of an inverted F antenna for a wireless device, it is common to design the antenna at の (λ / 4) of the wavelength. This means that the wavelength has been shortened by .1775 (mm). In other words, by adopting the configuration of the inverted F antenna for a wireless device according to the second embodiment, the total length of the inverted F antenna for a wireless device can be reduced by 2.1775 mm (realization of the downsized inverted F antenna for a wireless device). is there.
[0030]
Further, in the configuration of the inverted F antenna for a wireless device according to the second embodiment, the inverted F antenna for a wireless device and the dielectric By sharing the function of the body substrate, the degree of design freedom is increased by the thickness of the dielectric substrate, and the thickness of the inverted F antenna for a wireless device can be reduced.
[0031]
Here, the resonance frequency is shown as 2.45 GHz, but it is needless to say that the resonance frequency can be realized at a frequency according to the purpose of use. In addition, the dielectric substrate 15 is a multilayer substrate using two types of dielectric materials (4.7 and 10) having different dielectric constants as a three-layer substrate, but the number of layers is increased according to the purpose of use. In addition, it is needless to say that a multi-layer dielectric substrate using a combination of dielectrics different from the exemplified dielectric constant can be realized.
[0032]
As described above, in the second embodiment, a radio device compatible with miniaturization and reduction in thickness is achieved by shortening the wavelength of the inverted F antenna for a radio device and sharing the functions of the dielectric substrate and the inverted F antenna for a radio device. Inverted F antenna can be easily configured.
[0033]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, according to the present invention, since there is no other ground conductor between the ground conductor and the rectangular radiating conductor, the inverted F for radio equipment which can be reduced in size and thickness with a simple configuration. It can be an antenna.
[0034]
In addition, by using a dielectric substrate as a multilayer substrate and making the relative permittivity of some layers higher than those of other layers, an advantageous effect that a simple configuration can be applied to miniaturization and thinning can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an external perspective view of an inverted F antenna for a wireless device according to a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a cross-sectional view of the inverted F antenna for the wireless device. FIG. 3 is a wireless device according to a second embodiment of the present invention. FIG. 4 is a cross-sectional view of a conventional inverted F antenna for a radio device.
REFERENCE SIGNS LIST 1 rectangular radiation conductor 2 ground conductor 3 short-circuit means 4 power supply means 5 dielectric substrate 11 rectangular radiation conductor 12 ground conductor 13 short-circuit means 14 power supply means 15 dielectric substrate 15a dielectric portion 15b having first dielectric constant ε12 second dielectric Dielectric part with ratio ε13
