JP2004228911A - 分波器 - Google Patents
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Abstract
【課題】分波器において、小型化しつつ通過帯域外減衰を大きくする。
【解決手段】直列腕共振器3Sと並列腕共振器3Pとが複数段接続されて共通端子C側の初段が直列腕共振器3Sで構成され、信号端子t1が共通端子Cに接続されて信号端子t2が第1の信号端子1に接続された送信側フィルタBF1と、直列腕共振器3Sと並列腕共振器3Pとが複数段接続されて共通端子C側の初段が並列腕共振器3Pで構成され、信号端子t3が共通端子Cに接続されて信号端子t4が第2の信号端子2に接続された受信側フィルタBF2と、共通端子Cと受信側フィルタBF2との間に配置され、受信側フィルタBF2の通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰する集中定数素子による移相器6とを備えた分波器である。移相器6は、共通端子Cから延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子7と、このインダクタンス素子7の両側と基準電位端子Gとの間に配置されたキャパシタンス素子8とで構成する。
【選択図】 図1
【解決手段】直列腕共振器3Sと並列腕共振器3Pとが複数段接続されて共通端子C側の初段が直列腕共振器3Sで構成され、信号端子t1が共通端子Cに接続されて信号端子t2が第1の信号端子1に接続された送信側フィルタBF1と、直列腕共振器3Sと並列腕共振器3Pとが複数段接続されて共通端子C側の初段が並列腕共振器3Pで構成され、信号端子t3が共通端子Cに接続されて信号端子t4が第2の信号端子2に接続された受信側フィルタBF2と、共通端子Cと受信側フィルタBF2との間に配置され、受信側フィルタBF2の通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰する集中定数素子による移相器6とを備えた分波器である。移相器6は、共通端子Cから延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子7と、このインダクタンス素子7の両側と基準電位端子Gとの間に配置されたキャパシタンス素子8とで構成する。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電基板に形成された複数の弾性表面波素子からなる弾性表面波フィルタを複数用いた分波器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
移動体通信機器等における高周波用帯域フィルタとして、複数の弾性表面波素子を圧電基板上に形成した弾性表面波フィルタが知られている。
【0003】
このような弾性表面波フィルタには、入力端子と出力端子との間を直列腕とし、この直列腕と基準電位端子との間に複数の並列腕を形成し、これら直列腕と並列腕とに適宜弾性表面波共振器を配置したラダー型回路を構成した弾性表面波フィルタが知られている。そして、通過帯域周波数が相互に異なるラダー型の弾性表面波フィルタを複数用いて分波器を構成する技術が知られている。
【0004】
従来の技術としては、例えば特許第3246906号公報に記載のものが知られている。
【0005】
ここで、図23は従来の分波器を示す等価回路図、図24は図23の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図25は図23の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【0006】
図23に示すように、特許第3246906号公報には、第1の弾性表面波フィルタBF1の共通端子C側の初段をT型、第2の弾性表面波フィルタBF2の共通端子C側の初段をπ型の入力とし、共通端子Cと第2の弾性表面波フィルタBF2との間に位相線路9を用いる技術が開示されている。なお、当該公報には、位相線路9に代えてインダクタンス素子を用いる技術も開示されている。
【0007】
そして、このような技術によれば、図24に示すように、フィルタ本来の特性を大きく損ねることなく、簡易に分波器を構成することができるとされている。
【0008】
【特許文献1】
特許第3246906号公報
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、近年においては、分波器自体の小型・軽薄化の要求、高調波領域の特性改善の要求がいっそう高まっている。
【0010】
特に1GHz以下を使用帯域とする分波器では、弾性表面波素子の寸法上およびその構成上の制約により小型化は難しい。
【0011】
そして、位相線路を用いると、使用する圧電基板の誘電率による波長短縮効果があるものの、例えば800MHz帯のシステムの場合、たとえば誘電率4程度のガラスエポキシ基板を用いた位相線路長は約40mm、誘電率7程度のセラミック基板を用いた場合も約35mm必要となり、位相線路間同士のクロストークや位相短縮に注意しながら、5mm×5mmより小さい容積に収納することは非常に困難である。
【0012】
したがって、このような位相線路を用いて分波器を構成すると、位相線路の構成寸法により分波器の形状が定まり、前述した小型・軽薄化の要求を満たすことができない。
【0013】
また、近年、移動体通信端末のRF回路部のダイレクト・コンバージョン化により、受信フィルタの2倍、3倍、4倍高調波の減衰量の要求が高くなってきている。しかしながら、分布定数線路である位相線路による移相器では、単なる分布定数線路であるためにそれ自体のフィルタとしての効果は極めて低く、高周波領域の減衰量改善には有効に寄与しない。
【0014】
そこで、本発明は、小型化を達成し、且つ通過帯域外において大きな減衰を得ることのできる分波器を提供することを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明に係る分波器は、共通端子と、弾性表面波素子で形成されるとともに共通端子に接続された信号端子を備え、相互に異なる通過帯域を有する複数の弾性表面波フィルタと、共通端子側から見た所定の弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ弾性表面波フィルタと共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、を備えたことを特徴とする。
【0016】
このような発明によれば、集中定数素子による移相器自体の小型化が有利なこと、および位相線路を用いた場合に懸念される位相線路間の近接によるクロストークや位相短縮の削減による素子間レイアウト性向上も小型化に有利なことから、位相線路を用いた分波器より大幅に小型化が可能になる。
【0017】
また、集中定数素子による移相器により、通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰するようにしているので、小型化を達成し、且つ通過帯域外において大きな減衰を得ることが可能になり、分波器の性能を大幅に向上させることが可能になる。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しつつさらに具体的に説明する。ここで、添付図面において同一の部材には同一の符号を付しており、また、重複した説明は省略されている。なお、発明の実施の形態は、本発明が実施される特に有用な形態としてのものであり、本発明がその実施の形態に限定されるものではない。
【0019】
図1は本発明の一実施の形態である分波器を示す等価回路図、図2は図1の分波器に用いられたフィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフ、図3はフィルタの広帯域についての入力インピーダンス特性を示すグラフ、図4は縦2重モード型弾性表面波フィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフ、図5は図1の分波器の具体的な構造を示す分解図、図6は分波器の具体的構造におけるインダクタンス素子の変形例を示す説明図、図7は分波器の具体的構造におけるキャパシタンス素子の変形例を示す説明図、図8は集中定数素子による移相器の通過特性を位相線路との比較で示すグラフ、図9は集中定数素子による移相器の位相特性を位相線路との比較で示すグラフ、図10は集中定数素子による移相器のインピーダンス特性を位相線路との比較で示すスミスチャート、図11は図1の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図12は図1の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図13は図1の分波器における第2の弾性表面波フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート、図14は本発明の他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図15は図14の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図16は図14の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図17は本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図18は本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図19は図17の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図20は図17の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図21は図18の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図22は図18の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【0020】
本実施の形態の分波器は、たとえばLiTaO3 からなる圧電基板上に所定の素子が形成されたものである。すなわち、図1において、信号の入出力がされる共通端子Cと、一方側の信号端子t1が分岐点Jを介して共通端子Cに接続されるとともに他方側の信号端子t2が第1の信号端子1に接続された送信側フィルタ(第1の弾性表面波フィルタ)BF1と、一方側の信号端子t3が分岐点Jを介して共通端子Cに接続されるとともに他方側の信号端子t4が第2の信号端子2に接続された受信側フィルタ(第2の弾性表面波フィルタ)BF2とを備えている。
【0021】
そして、送信側フィルタBF1および受信側フィルタBF2は、一方の通過帯域が他方の阻止帯域となる周波数特性、つまり相互に異なる通過帯域と異なる周波数特性を有しており、本実施の形態の場合では、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高い通過帯域となっている。
【0022】
但し、本実施の形態においては、このように受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高い通過帯域を有しているが、逆であってもよい。また、圧電基板は前述のものに限定されることはなく、たとえばLiNbO3 からなる圧電基板など、セラミックなどの種々の圧電基板を用いることが可能である。
【0023】
そして、共通端子Cと受信側フィルタBF2との間には、受信側フィルタBF2の通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰する集中定数素子による移相器6が配置されている。
【0024】
共通端子C側から見た送信側フィルタBF1のインピーダンス特性を図2に示す。受信側フィルタBF2の通過帯域における送信側フィルタBF1のインピーダンスは、第2の弾性表面波BF2の通過帯域における入力インピーダンスであり信号端子t1側から見たインピーダンスである例えば約50Ωに比較して十分に高く、そのまま両者を共通端子Cに接続しても、第2の弾性表面波フィルタBF2の通過帯域において回路全体のインピーダンスに整合した第2の弾性表面波フィルタBF2に送信側フィルタBF1が影響を及ぼすことはない。すなわち、分波機能は実現されている。
【0025】
共通端子C側から見た受信側フィルタBF2のインピーダンス特性を、同じく図2に示す。送信側フィルタBF1の通過帯域における受信側フィルタBF2のインピーダンスは15Ω程度と小さく、そのまま両者を共通端子に接続すると、受信側フィルタBF2の第1の弾性表面波BF1の通過帯域におけるインピーダンスが、送信側フィルタBF1のインピーダンス特性に影響を与える。すなわち、分波機能が損なわれる。そこで、何らかのインピーダンス変換手段が必要となる。
【0026】
このように、複数のフィルタが共通端子Cへ接続された場合の分波機能は、共通端子C側から見た各々のフィルタの入力インピーダンスによって決定され、フィルタの構成のみに限定されるものではない。一例として、共通端子C側から見た送信側フィルタBF1および受信側フィルタBF2の広帯域についてのインピーダンス特性を図3に示す。図示する場合においては、入力インピーダンスは低周波数側に向かって上昇しており、送信側フィルタBF1の通過帯域の位置が低周波数帯であれば、移相器は必要ではない。
【0027】
また、縦2重モード型弾性表面波フィルタを用いた場合も同様である。図4は、共通端子側から見た縦2重モード型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性である。この場合も上記と同等に、共通端子に接続される他のフィルタの通過帯域の位置により、自身のインピーダンス特性が他のフィルタの通過域のインピーダンスに与える影響が決定され、分波機能の有無、移相器の必要性が決定される。同様に他のモード結合型弾性表面波フィルタ、トランスバーサル型弾性表面波フィルタ、ノッチフィルタ等も同様の原理が適用されるのは明らかである。
【0028】
以下に、この共通端子Cに接続された送信側フィルタと受信側フィルタを、位相線路を用いずに小型且つ高性能に分波する分波器の具体的な構造を図5を用いて説明する。
【0029】
図5に示すように、本実施の形態の分波器は、たとえば4層の層構造を有する基板から構成されており、各基板が相互に位置合わせして接合されている。最上層に位置する基板11には、送信側フィルタBF1、受信側フィルタBF2、第1の信号端子1、第2の信号端子2、基準電位端子Gが形成されている。
【0030】
なお、送信側フィルタBF1および受信側フィルタBF2は、フェースダウンボンディングで基板11に搭載されるフリップチップタイプ、あるいはボンディングワイヤで基板11に搭載されるワイヤ実装タイプを採用することができる。但し、高密度実装が可能な点、およびボンディングワイヤのインダクタンスがないことから周波数特性が変動しない点、などからフリップチップタイプを採用するのが望ましい。
【0031】
また、第2層目の基板12、第3層目の基板13および最下層である第4層目の基板14には、π型ローパスフィルタ(LPF)からなる集中定数素子からなる移相器6が構成されている。すなわち、基板12には、ミアンダ状の配線パターンからなるインダクタンス素子7が形成されており、その両端が基板11の共通端子Cおよび受信側フィルタBF2とそれぞれ電気的に接続されている。また、基板13にはインダクタンス素子7の両端に接続された2つのキャパシタンス素子8の電極パターン8aが、基板14には、これらの電極パターン8aと所定のギャップを介して対向する対向電極パターン8bが、それぞれ形成されている。
【0032】
なお、インダクタンス素子7およびキャパシタンス素子8のパターンは図5に示すものには限定されるものではない。インダクタンス素子7については、たとえば図6に示すようなスパイラル状、キャパシタンス素子8については、たとえば図7に示すような櫛歯電極状に形成することができる。
【0033】
また、図示するような積層構造で三次元的に分波器を構成するのではなく、単一の平面上に二次元的に構成するようにしてもよい。
【0034】
そして、以下の説明を含めて、本実施の形態の分波器では集中定数素子による移相器6は送信側フィルタBF1や受信側フィルタBF2などを含んでワンパッケージ化されているが、これらとは別体とした、いわゆる外付けタイプであってもよい。
【0035】
この集中定数素子による移相器6は、回路図にて表現する場合には、π型の等価回路で表されるπ型ローパスフィルタである。すなわち、集中定数素子による移相器6であるローパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子7と、このインダクタンス素子7の両側と基準電位端子Gとの間にそれぞれ配置された2つのキャパシタンス素子8とを備えている。なお、以下の説明を含めて、集中定数素子による移相器6は3素子で構成されているが、5素子、7素子など、所望の素子数で構成することができる。
【0036】
ここで、集中定数素子は、分布定数による位相線路と比較し、大幅に小型化が可能である。従来、弾性表面波装置による分波器は分布定数素子である位相線路により構成される場合が多かった。
【0037】
位相線路の特性インピーダンスは、接続される弾性表面波装置の入力インピーダンス程度、または装置の駆動インピーダンス、負荷インピーダンスである50Ω近傍に設計されるため、その位相線路の線路幅を例えば40μm〜120μm程度とする必要があり、かつ位相線路同士の結合による特性インピーダンスの低下を避けるため、線路間に間隙を設けながら所望の位相を達成するよう実装基板にレイアウトするので、必然的に広い実装面積が必要となる。
【0038】
従来、位相線路を用いた分波器は800MHz帯から2GHz帯で用いられ、その実装面積も5mm×5mm程度確保されていた。しかしながら、更に小型化を考えると、既に位相線路では十分に小型化を満足することはできなかった。
これに対し、一般的に移相器は、より低周波数の例えばHFやVHF帯では位相線路を用いることは極めて少ない。それは、その位相線路長が1mを超え、事実上回路基板上に形成が困難なためである。使用は寸法上の制約が許される場合に限られる。そして、これらの周波数帯では、殆ど集中定数素子による移相器が用いられる。
【0039】
したがって、本発明者は、分波器の小型化という課題の解決にも同様の原理を用いることができると考えた。マイクロ波の領域にて集中定数素子を用いた移相器の構成は例がないが、電磁波の波長の10万分の1という弾性表面波素子に使用される移相器には、同様に著しく小さいことが要求される。
【0040】
しかしながら、従来の位相線路を用いる技術ではこれ以上の小型化が困難なため、弾性表面波装置による分波器の移相器の構成に集中定数素子を用い、さらなる小型化を図ることとした。
【0041】
集中定数素子であるインダクタは、線路幅が細い程大きいインダクタンスを得ることができ、また線路間の間隙も狭い程、それ自体の誘導インダクタンスにより全体のインダクタンスが増加するため、特性インピーダンスにより幅が制限される位相線路を用いるよりも小型化に有利である。また、コンデンサは、対抗する導体間隔を狭くする程大容量化が図れ、小型化に有利である。また、多層基板を用いた積層構成によりコンデンサは実現が容易である。したがって、集中定数素子による移相器は、素子数が増えることを考慮に入れても、小型化に有利と考えた。
【0042】
なお、前述した特許第3246906号の請求項4には、集中定数素子であるインダクタLで位相線路を構成する技術が示されているが、インダクタのみでは不十分である。いかなるインダクタの範囲でも、接続されるフィルタのインピーダンス特性は、帯域外のみならず通過域も含め、全帯域にてインダクティブへ推移する。したがって、整合の十分取れたフィルタの場合、整合特性のいずれかの部分を必ず劣化させるからである。よって、特許第3246906号に記載のように、直列のインダクタンス素子のみによる回路で分波器を構成するのは望ましくなく、さらに整合用のリアクタンス素子があった方がより良い。
【0043】
本発明はその点を考慮し、所望の周波数における移相器のインピーダンスを、負荷/駆動インピーダンスと十分整合のとれるよう配し、(例えば直列インダクタと並列コンデンサ)、且つ所望の周波数で必要な位相回転角を実現するよう移相器を構成した。また、通過域以外の抑圧すべき周波数帯域では、同時に実現されるπ型あるいはT型によるインピーダンス要素フィルタの効果により所望の減衰特性を得るようにした。
【0044】
挿入する移相器6の構成は、移相器の所望の周波数における入出力インピーダンスをZlump、移相回転角γ、素子数により与えられる。最も簡易な3素子による構成の場合、所望の角周波数をωとすると、
Zlump=(L/C)1/2
γ=jω(L×C)1/2
で与えられる。この集中回路素子による移相器は、図14のT型ローパスフィルタ、図1のπ型ローパスフィルタ、図17のπ型ハイパスフィルタ(HPF)、図18のT型ハイパスフィルタの4種構成される。なお、図14、図17および図18の内容については後述する。
【0045】
また、4種の素子値は全て上式で与えられ、所望の周波数のインピーダンス、移相回転角は同一で、他の周波数帯における伝送特性が異なる。3素子を5素子にする場合は、γに半分の値を与え同様に計算し、従属接続し、同一の素子部分を纏めれば良い。
【0046】
図8は、2GHz帯向け装置における従来技術と本発明による4種の構成による移相器の通過特性を比較したものである。従来技術では10GHz迄低損失で推移するのに対し、本発明のローパスフィルタ、ハイパスフィルタの構成による移相器は、所望の周波数帯以下または以上にて信号が減衰しているのが分かる。
【0047】
図9は、2GHz帯向け装置における従来技術と本発明による4種の構成による移相器の位相特性を比較したものである。ローパスフィルタは、所望の周波数にて位相線路と同等の位相を与え、ハイパスフィルタはこれとは異なる周波数にて同等の位相を与えることが判る。Zlump、γは、L,Cの設定により、デバイスの入出力インピーダンス、装置の負荷/駆動インピーダンスによって任意に与えることが可能である。
【0048】
図10は、本発明による4種の移相器のインピーダンス特性のスミスチャートである。従来技術が、広帯域に渡り負荷/駆動インピーダンスに整合された位相線路の伝送特性を示すのに対し、本発明の移相器は、所望の周波数以外では反射係数が大きく異なる。
【0049】
このように、本発明による移相器は、位相線路を用いたものとは異なり、所望の周波数以外では、異なる伝送特性、異なる位相特性、異なるインピーダンス特性を与えることが特徴である。しがたって、所望の周波数における移相器のインピーダンス特性、位相特性を満たしたまま、他の周波数帯域での伝送特性を変化させることが可能となる。
【0050】
以上の構造を有する分波器について、通過帯域近傍での周波数特性を図11に、高調波領域での周波数特性を図12に、それぞれ示す。また、受信側フィルタである受信側フィルタBF2のインピーダンス特性のスミスチャートを図13に示す。
【0051】
図11に示すように、送信側フィルタBF1と受信側フィルタBF2とは相互に異なる通過帯域を有しており、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高い通過帯域となっている。また、図12に示すように、受信側フィルタBF2については、前述した集中定数素子による移相器6が有効に作用しているために、位相線路を用いた場合(BF1’、BF2’)に比べて、高調波領域の信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。さらに、図13に示すように、受信側フィルタのインピーダンスは、集中定数素子が挿入され、高調波抑圧特性を得ているのにも拘らず、時計回りに回転し、位相線路を用いた場合と同等な特性を与えられているのが分かる。また、図11に示すように、BF1の通過帯域の伝送特性も、同等な伝送特性を与えているのが分かる。
【0052】
このような分波器を用いれば、受信フィルタの高調波領域における減衰特性を改善でき、且つ分波器の更なる小型化が可能である。
【0053】
ここで、集中定数素子を用いた移相器6には、たとえば図14に示すようなT型の等価回路で表されるT型ローパスフィルタを用いることもできる。すなわち、図14に示す移相器6であるローパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置された2つのインダクタンス素子7と、これらのインダクタンス素子7の中点と基準電位端子Gとの間に配置されたキャパシタンス素子8とを備えたものである。
【0054】
図14に示す集中定数素子6の通過帯域近傍での周波数特性を図15に、高調波領域での周波数特性を図16に、それぞれ示す。図15に示すように、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高くなる通過帯域をそれぞれ有しており、また、図16に示すように、受信側フィルタBF2については、位相線路を用いた場合(BF1’、BF2’)に比べて、高調波領域の信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。
【0055】
またさらに、移相器6には、たとえば図17に示すようなπ型の等価回路で表されるπ型ハイパスフィルタ、あるいはたとえば図18に示すようなT型の等価回路で表されるT型ハイパスフィルタなど、ハイパスフィルタを用いることもできる。
【0056】
すなわち、図17に示す移相器6であるπ型ハイパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置されたキャパシタンス素子8と、このキャパシタンス素子8の両側と基準電位端子Gとの間にそれぞれ配置された2つのインダクタンス素子7とを備えている。
【0057】
また、図18に示す移相器6であるT型ハイパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置された2つのキャパシタンス素子8と、これらのキャパシタンス素子8の中点と基準電位端子Gとの間に配置されたインダクタンス素子7とを備えたものである。
【0058】
図17に示す移相器6の通過帯域近傍での周波数特性を図19に、高調波領域での周波数特性を図20に示す。また、図18に示す移相器6の通過帯域近傍での周波数特性を図21に、高調波領域での周波数特性を図22に示す。
【0059】
図19および図21に示すように、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高くなる通過帯域をそれぞれ有している。また、図20および図22に示すように、受信側フィルタBF2については、位相線路を用いた場合(BF1’、BF2’)に比べて、通過帯域以外の周波数帯域での(ここでは、移相器6がハイパスフィルタであるために低周波領域での)信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。
【0060】
また、接地されたインダクタンス素子7により、サージ電圧に対する耐性を持たせることができる。さらに、直列に挿入されたキャパシタンス素子8により、DC成分を遮断することができる。
【0061】
以上のように、本願のように集中定数素子を用いた移相器は、所望の周波数帯域にて、任意の入出力インピーダンスおよび任意の位相量を実現することが可能なため、従来の分波器における位相線路に代えて、これを直ちに適用することができる。
【0062】
なお、本実施の形態では、2つのフィルタの場合について説明したが、2分波器に限らず、いかなる複数のフィルタの組み合せによる多分波器についても適用が可能である。
【0063】
多分波器の場合、複数組み合わせるフィルタの、共通端子側から見た入力インピーダンスが接続される他のフィルタの通過帯域のインピーダンスに影響を与える場合、共通端子と当該フィルタとの間に、本願の集中定数素子による移相器6を挿入する。
【0064】
この移相器6により、当該フィルタの通過域は所望のインピーダンス特性を与えられる。また、接続される他のフィルタの通過帯域における当該フィルタのインピーダンスは移相器により高まり、当該フィルタのインピーダンスが、他のフィルタの通過域におけるインピーダンスに対する影響を小さくすることができる。
【0065】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば以下の効果を奏することができる。
【0066】
すなわち、本願の分波器では、位相線路などと比較すると大幅にスペース効率に優れた集中定数素子による移相器を用いているので、小型化が可能となる。
【0067】
また、フィルタの通過帯域においては、分波器として所望のインピーダンス特性、位相特性を実現しながら、通過帯域以外の周波数帯域では信号成分を減衰することが可能となり、分波器の小型化と高性能化が同時に可能となる。
【0068】
さらに、ハイパスフィルタを用いた場合のサージ耐性、DCカット機能を付加することも可能となり、多機能化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図2】図1の分波器に用いられたフィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図3】フィルタの広帯域についての入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図4】縦2重モード型弾性表面波フィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図5】図1の分波器の具体的な構造を示す分解図である。
【図6】分波器の具体的構造におけるインダクタンス素子の変形例を示す説明図である。
【図7】分波器の具体的構造におけるキャパシタンス素子の変形例を示す説明図である。
【図8】集中定数素子による移相器の通過特性を位相線路との比較で示すグラフである。
【図9】手中定数素子による移相器の位相特性を位相線路との比較で示すグラフである。
【図10】集中定数素子による移相器のインピーダンス特性を位相線路との比較で示すスミスチャートである。
【図11】図1の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図12】図1の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図13】図1の分波器における第2の弾性表面波フィルタのインピーダンス変化を示すスミスチャートである。
【図14】本発明の他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図15】図14の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図16】図14の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフある。
【図17】本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図18】本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図19】図17の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図20】図17の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図21】図18の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図22】図18の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図23】従来の分波器を示す等価回路図である。
【図24】図23の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図25】図23の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
1 第1の信号端子
2 第2の信号端子
3 弾性表面波共振器
3P 並列腕共振器
3S 直列腕共振器
4 直列腕
5 並列腕
6 移相器
7 インダクタンス素子
8 キャパシタンス素子
9 位相器
BF1 送信側フィルタ(第1の弾性表面波フィルタ)
BF2 受信側フィルタ(第2の弾性表面波フィルタ)
C 共通端子
G 基準電位端子
J 分岐点
t1,t2,t3,t4 信号端子
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電基板に形成された複数の弾性表面波素子からなる弾性表面波フィルタを複数用いた分波器に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
移動体通信機器等における高周波用帯域フィルタとして、複数の弾性表面波素子を圧電基板上に形成した弾性表面波フィルタが知られている。
【0003】
このような弾性表面波フィルタには、入力端子と出力端子との間を直列腕とし、この直列腕と基準電位端子との間に複数の並列腕を形成し、これら直列腕と並列腕とに適宜弾性表面波共振器を配置したラダー型回路を構成した弾性表面波フィルタが知られている。そして、通過帯域周波数が相互に異なるラダー型の弾性表面波フィルタを複数用いて分波器を構成する技術が知られている。
【0004】
従来の技術としては、例えば特許第3246906号公報に記載のものが知られている。
【0005】
ここで、図23は従来の分波器を示す等価回路図、図24は図23の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図25は図23の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【0006】
図23に示すように、特許第3246906号公報には、第1の弾性表面波フィルタBF1の共通端子C側の初段をT型、第2の弾性表面波フィルタBF2の共通端子C側の初段をπ型の入力とし、共通端子Cと第2の弾性表面波フィルタBF2との間に位相線路9を用いる技術が開示されている。なお、当該公報には、位相線路9に代えてインダクタンス素子を用いる技術も開示されている。
【0007】
そして、このような技術によれば、図24に示すように、フィルタ本来の特性を大きく損ねることなく、簡易に分波器を構成することができるとされている。
【0008】
【特許文献1】
特許第3246906号公報
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、近年においては、分波器自体の小型・軽薄化の要求、高調波領域の特性改善の要求がいっそう高まっている。
【0010】
特に1GHz以下を使用帯域とする分波器では、弾性表面波素子の寸法上およびその構成上の制約により小型化は難しい。
【0011】
そして、位相線路を用いると、使用する圧電基板の誘電率による波長短縮効果があるものの、例えば800MHz帯のシステムの場合、たとえば誘電率4程度のガラスエポキシ基板を用いた位相線路長は約40mm、誘電率7程度のセラミック基板を用いた場合も約35mm必要となり、位相線路間同士のクロストークや位相短縮に注意しながら、5mm×5mmより小さい容積に収納することは非常に困難である。
【0012】
したがって、このような位相線路を用いて分波器を構成すると、位相線路の構成寸法により分波器の形状が定まり、前述した小型・軽薄化の要求を満たすことができない。
【0013】
また、近年、移動体通信端末のRF回路部のダイレクト・コンバージョン化により、受信フィルタの2倍、3倍、4倍高調波の減衰量の要求が高くなってきている。しかしながら、分布定数線路である位相線路による移相器では、単なる分布定数線路であるためにそれ自体のフィルタとしての効果は極めて低く、高周波領域の減衰量改善には有効に寄与しない。
【0014】
そこで、本発明は、小型化を達成し、且つ通過帯域外において大きな減衰を得ることのできる分波器を提供することを目的とする。
【0015】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明に係る分波器は、共通端子と、弾性表面波素子で形成されるとともに共通端子に接続された信号端子を備え、相互に異なる通過帯域を有する複数の弾性表面波フィルタと、共通端子側から見た所定の弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ弾性表面波フィルタと共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、を備えたことを特徴とする。
【0016】
このような発明によれば、集中定数素子による移相器自体の小型化が有利なこと、および位相線路を用いた場合に懸念される位相線路間の近接によるクロストークや位相短縮の削減による素子間レイアウト性向上も小型化に有利なことから、位相線路を用いた分波器より大幅に小型化が可能になる。
【0017】
また、集中定数素子による移相器により、通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰するようにしているので、小型化を達成し、且つ通過帯域外において大きな減衰を得ることが可能になり、分波器の性能を大幅に向上させることが可能になる。
【0018】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しつつさらに具体的に説明する。ここで、添付図面において同一の部材には同一の符号を付しており、また、重複した説明は省略されている。なお、発明の実施の形態は、本発明が実施される特に有用な形態としてのものであり、本発明がその実施の形態に限定されるものではない。
【0019】
図1は本発明の一実施の形態である分波器を示す等価回路図、図2は図1の分波器に用いられたフィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフ、図3はフィルタの広帯域についての入力インピーダンス特性を示すグラフ、図4は縦2重モード型弾性表面波フィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフ、図5は図1の分波器の具体的な構造を示す分解図、図6は分波器の具体的構造におけるインダクタンス素子の変形例を示す説明図、図7は分波器の具体的構造におけるキャパシタンス素子の変形例を示す説明図、図8は集中定数素子による移相器の通過特性を位相線路との比較で示すグラフ、図9は集中定数素子による移相器の位相特性を位相線路との比較で示すグラフ、図10は集中定数素子による移相器のインピーダンス特性を位相線路との比較で示すスミスチャート、図11は図1の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図12は図1の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図13は図1の分波器における第2の弾性表面波フィルタのインピーダンス特性を示すスミスチャート、図14は本発明の他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図15は図14の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図16は図14の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図17は本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図18は本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図、図19は図17の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図20は図17の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフ、図21は図18の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフ、図22は図18の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【0020】
本実施の形態の分波器は、たとえばLiTaO3 からなる圧電基板上に所定の素子が形成されたものである。すなわち、図1において、信号の入出力がされる共通端子Cと、一方側の信号端子t1が分岐点Jを介して共通端子Cに接続されるとともに他方側の信号端子t2が第1の信号端子1に接続された送信側フィルタ(第1の弾性表面波フィルタ)BF1と、一方側の信号端子t3が分岐点Jを介して共通端子Cに接続されるとともに他方側の信号端子t4が第2の信号端子2に接続された受信側フィルタ(第2の弾性表面波フィルタ)BF2とを備えている。
【0021】
そして、送信側フィルタBF1および受信側フィルタBF2は、一方の通過帯域が他方の阻止帯域となる周波数特性、つまり相互に異なる通過帯域と異なる周波数特性を有しており、本実施の形態の場合では、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高い通過帯域となっている。
【0022】
但し、本実施の形態においては、このように受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高い通過帯域を有しているが、逆であってもよい。また、圧電基板は前述のものに限定されることはなく、たとえばLiNbO3 からなる圧電基板など、セラミックなどの種々の圧電基板を用いることが可能である。
【0023】
そして、共通端子Cと受信側フィルタBF2との間には、受信側フィルタBF2の通過帯域以外の周波数帯域での信号成分を減衰する集中定数素子による移相器6が配置されている。
【0024】
共通端子C側から見た送信側フィルタBF1のインピーダンス特性を図2に示す。受信側フィルタBF2の通過帯域における送信側フィルタBF1のインピーダンスは、第2の弾性表面波BF2の通過帯域における入力インピーダンスであり信号端子t1側から見たインピーダンスである例えば約50Ωに比較して十分に高く、そのまま両者を共通端子Cに接続しても、第2の弾性表面波フィルタBF2の通過帯域において回路全体のインピーダンスに整合した第2の弾性表面波フィルタBF2に送信側フィルタBF1が影響を及ぼすことはない。すなわち、分波機能は実現されている。
【0025】
共通端子C側から見た受信側フィルタBF2のインピーダンス特性を、同じく図2に示す。送信側フィルタBF1の通過帯域における受信側フィルタBF2のインピーダンスは15Ω程度と小さく、そのまま両者を共通端子に接続すると、受信側フィルタBF2の第1の弾性表面波BF1の通過帯域におけるインピーダンスが、送信側フィルタBF1のインピーダンス特性に影響を与える。すなわち、分波機能が損なわれる。そこで、何らかのインピーダンス変換手段が必要となる。
【0026】
このように、複数のフィルタが共通端子Cへ接続された場合の分波機能は、共通端子C側から見た各々のフィルタの入力インピーダンスによって決定され、フィルタの構成のみに限定されるものではない。一例として、共通端子C側から見た送信側フィルタBF1および受信側フィルタBF2の広帯域についてのインピーダンス特性を図3に示す。図示する場合においては、入力インピーダンスは低周波数側に向かって上昇しており、送信側フィルタBF1の通過帯域の位置が低周波数帯であれば、移相器は必要ではない。
【0027】
また、縦2重モード型弾性表面波フィルタを用いた場合も同様である。図4は、共通端子側から見た縦2重モード型弾性表面波フィルタのインピーダンス特性である。この場合も上記と同等に、共通端子に接続される他のフィルタの通過帯域の位置により、自身のインピーダンス特性が他のフィルタの通過域のインピーダンスに与える影響が決定され、分波機能の有無、移相器の必要性が決定される。同様に他のモード結合型弾性表面波フィルタ、トランスバーサル型弾性表面波フィルタ、ノッチフィルタ等も同様の原理が適用されるのは明らかである。
【0028】
以下に、この共通端子Cに接続された送信側フィルタと受信側フィルタを、位相線路を用いずに小型且つ高性能に分波する分波器の具体的な構造を図5を用いて説明する。
【0029】
図5に示すように、本実施の形態の分波器は、たとえば4層の層構造を有する基板から構成されており、各基板が相互に位置合わせして接合されている。最上層に位置する基板11には、送信側フィルタBF1、受信側フィルタBF2、第1の信号端子1、第2の信号端子2、基準電位端子Gが形成されている。
【0030】
なお、送信側フィルタBF1および受信側フィルタBF2は、フェースダウンボンディングで基板11に搭載されるフリップチップタイプ、あるいはボンディングワイヤで基板11に搭載されるワイヤ実装タイプを採用することができる。但し、高密度実装が可能な点、およびボンディングワイヤのインダクタンスがないことから周波数特性が変動しない点、などからフリップチップタイプを採用するのが望ましい。
【0031】
また、第2層目の基板12、第3層目の基板13および最下層である第4層目の基板14には、π型ローパスフィルタ(LPF)からなる集中定数素子からなる移相器6が構成されている。すなわち、基板12には、ミアンダ状の配線パターンからなるインダクタンス素子7が形成されており、その両端が基板11の共通端子Cおよび受信側フィルタBF2とそれぞれ電気的に接続されている。また、基板13にはインダクタンス素子7の両端に接続された2つのキャパシタンス素子8の電極パターン8aが、基板14には、これらの電極パターン8aと所定のギャップを介して対向する対向電極パターン8bが、それぞれ形成されている。
【0032】
なお、インダクタンス素子7およびキャパシタンス素子8のパターンは図5に示すものには限定されるものではない。インダクタンス素子7については、たとえば図6に示すようなスパイラル状、キャパシタンス素子8については、たとえば図7に示すような櫛歯電極状に形成することができる。
【0033】
また、図示するような積層構造で三次元的に分波器を構成するのではなく、単一の平面上に二次元的に構成するようにしてもよい。
【0034】
そして、以下の説明を含めて、本実施の形態の分波器では集中定数素子による移相器6は送信側フィルタBF1や受信側フィルタBF2などを含んでワンパッケージ化されているが、これらとは別体とした、いわゆる外付けタイプであってもよい。
【0035】
この集中定数素子による移相器6は、回路図にて表現する場合には、π型の等価回路で表されるπ型ローパスフィルタである。すなわち、集中定数素子による移相器6であるローパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子7と、このインダクタンス素子7の両側と基準電位端子Gとの間にそれぞれ配置された2つのキャパシタンス素子8とを備えている。なお、以下の説明を含めて、集中定数素子による移相器6は3素子で構成されているが、5素子、7素子など、所望の素子数で構成することができる。
【0036】
ここで、集中定数素子は、分布定数による位相線路と比較し、大幅に小型化が可能である。従来、弾性表面波装置による分波器は分布定数素子である位相線路により構成される場合が多かった。
【0037】
位相線路の特性インピーダンスは、接続される弾性表面波装置の入力インピーダンス程度、または装置の駆動インピーダンス、負荷インピーダンスである50Ω近傍に設計されるため、その位相線路の線路幅を例えば40μm〜120μm程度とする必要があり、かつ位相線路同士の結合による特性インピーダンスの低下を避けるため、線路間に間隙を設けながら所望の位相を達成するよう実装基板にレイアウトするので、必然的に広い実装面積が必要となる。
【0038】
従来、位相線路を用いた分波器は800MHz帯から2GHz帯で用いられ、その実装面積も5mm×5mm程度確保されていた。しかしながら、更に小型化を考えると、既に位相線路では十分に小型化を満足することはできなかった。
これに対し、一般的に移相器は、より低周波数の例えばHFやVHF帯では位相線路を用いることは極めて少ない。それは、その位相線路長が1mを超え、事実上回路基板上に形成が困難なためである。使用は寸法上の制約が許される場合に限られる。そして、これらの周波数帯では、殆ど集中定数素子による移相器が用いられる。
【0039】
したがって、本発明者は、分波器の小型化という課題の解決にも同様の原理を用いることができると考えた。マイクロ波の領域にて集中定数素子を用いた移相器の構成は例がないが、電磁波の波長の10万分の1という弾性表面波素子に使用される移相器には、同様に著しく小さいことが要求される。
【0040】
しかしながら、従来の位相線路を用いる技術ではこれ以上の小型化が困難なため、弾性表面波装置による分波器の移相器の構成に集中定数素子を用い、さらなる小型化を図ることとした。
【0041】
集中定数素子であるインダクタは、線路幅が細い程大きいインダクタンスを得ることができ、また線路間の間隙も狭い程、それ自体の誘導インダクタンスにより全体のインダクタンスが増加するため、特性インピーダンスにより幅が制限される位相線路を用いるよりも小型化に有利である。また、コンデンサは、対抗する導体間隔を狭くする程大容量化が図れ、小型化に有利である。また、多層基板を用いた積層構成によりコンデンサは実現が容易である。したがって、集中定数素子による移相器は、素子数が増えることを考慮に入れても、小型化に有利と考えた。
【0042】
なお、前述した特許第3246906号の請求項4には、集中定数素子であるインダクタLで位相線路を構成する技術が示されているが、インダクタのみでは不十分である。いかなるインダクタの範囲でも、接続されるフィルタのインピーダンス特性は、帯域外のみならず通過域も含め、全帯域にてインダクティブへ推移する。したがって、整合の十分取れたフィルタの場合、整合特性のいずれかの部分を必ず劣化させるからである。よって、特許第3246906号に記載のように、直列のインダクタンス素子のみによる回路で分波器を構成するのは望ましくなく、さらに整合用のリアクタンス素子があった方がより良い。
【0043】
本発明はその点を考慮し、所望の周波数における移相器のインピーダンスを、負荷/駆動インピーダンスと十分整合のとれるよう配し、(例えば直列インダクタと並列コンデンサ)、且つ所望の周波数で必要な位相回転角を実現するよう移相器を構成した。また、通過域以外の抑圧すべき周波数帯域では、同時に実現されるπ型あるいはT型によるインピーダンス要素フィルタの効果により所望の減衰特性を得るようにした。
【0044】
挿入する移相器6の構成は、移相器の所望の周波数における入出力インピーダンスをZlump、移相回転角γ、素子数により与えられる。最も簡易な3素子による構成の場合、所望の角周波数をωとすると、
Zlump=(L/C)1/2
γ=jω(L×C)1/2
で与えられる。この集中回路素子による移相器は、図14のT型ローパスフィルタ、図1のπ型ローパスフィルタ、図17のπ型ハイパスフィルタ(HPF)、図18のT型ハイパスフィルタの4種構成される。なお、図14、図17および図18の内容については後述する。
【0045】
また、4種の素子値は全て上式で与えられ、所望の周波数のインピーダンス、移相回転角は同一で、他の周波数帯における伝送特性が異なる。3素子を5素子にする場合は、γに半分の値を与え同様に計算し、従属接続し、同一の素子部分を纏めれば良い。
【0046】
図8は、2GHz帯向け装置における従来技術と本発明による4種の構成による移相器の通過特性を比較したものである。従来技術では10GHz迄低損失で推移するのに対し、本発明のローパスフィルタ、ハイパスフィルタの構成による移相器は、所望の周波数帯以下または以上にて信号が減衰しているのが分かる。
【0047】
図9は、2GHz帯向け装置における従来技術と本発明による4種の構成による移相器の位相特性を比較したものである。ローパスフィルタは、所望の周波数にて位相線路と同等の位相を与え、ハイパスフィルタはこれとは異なる周波数にて同等の位相を与えることが判る。Zlump、γは、L,Cの設定により、デバイスの入出力インピーダンス、装置の負荷/駆動インピーダンスによって任意に与えることが可能である。
【0048】
図10は、本発明による4種の移相器のインピーダンス特性のスミスチャートである。従来技術が、広帯域に渡り負荷/駆動インピーダンスに整合された位相線路の伝送特性を示すのに対し、本発明の移相器は、所望の周波数以外では反射係数が大きく異なる。
【0049】
このように、本発明による移相器は、位相線路を用いたものとは異なり、所望の周波数以外では、異なる伝送特性、異なる位相特性、異なるインピーダンス特性を与えることが特徴である。しがたって、所望の周波数における移相器のインピーダンス特性、位相特性を満たしたまま、他の周波数帯域での伝送特性を変化させることが可能となる。
【0050】
以上の構造を有する分波器について、通過帯域近傍での周波数特性を図11に、高調波領域での周波数特性を図12に、それぞれ示す。また、受信側フィルタである受信側フィルタBF2のインピーダンス特性のスミスチャートを図13に示す。
【0051】
図11に示すように、送信側フィルタBF1と受信側フィルタBF2とは相互に異なる通過帯域を有しており、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高い通過帯域となっている。また、図12に示すように、受信側フィルタBF2については、前述した集中定数素子による移相器6が有効に作用しているために、位相線路を用いた場合(BF1’、BF2’)に比べて、高調波領域の信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。さらに、図13に示すように、受信側フィルタのインピーダンスは、集中定数素子が挿入され、高調波抑圧特性を得ているのにも拘らず、時計回りに回転し、位相線路を用いた場合と同等な特性を与えられているのが分かる。また、図11に示すように、BF1の通過帯域の伝送特性も、同等な伝送特性を与えているのが分かる。
【0052】
このような分波器を用いれば、受信フィルタの高調波領域における減衰特性を改善でき、且つ分波器の更なる小型化が可能である。
【0053】
ここで、集中定数素子を用いた移相器6には、たとえば図14に示すようなT型の等価回路で表されるT型ローパスフィルタを用いることもできる。すなわち、図14に示す移相器6であるローパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置された2つのインダクタンス素子7と、これらのインダクタンス素子7の中点と基準電位端子Gとの間に配置されたキャパシタンス素子8とを備えたものである。
【0054】
図14に示す集中定数素子6の通過帯域近傍での周波数特性を図15に、高調波領域での周波数特性を図16に、それぞれ示す。図15に示すように、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高くなる通過帯域をそれぞれ有しており、また、図16に示すように、受信側フィルタBF2については、位相線路を用いた場合(BF1’、BF2’)に比べて、高調波領域の信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。
【0055】
またさらに、移相器6には、たとえば図17に示すようなπ型の等価回路で表されるπ型ハイパスフィルタ、あるいはたとえば図18に示すようなT型の等価回路で表されるT型ハイパスフィルタなど、ハイパスフィルタを用いることもできる。
【0056】
すなわち、図17に示す移相器6であるπ型ハイパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置されたキャパシタンス素子8と、このキャパシタンス素子8の両側と基準電位端子Gとの間にそれぞれ配置された2つのインダクタンス素子7とを備えている。
【0057】
また、図18に示す移相器6であるT型ハイパスフィルタは、共通端子Cから延びる伝送線路に配置された2つのキャパシタンス素子8と、これらのキャパシタンス素子8の中点と基準電位端子Gとの間に配置されたインダクタンス素子7とを備えたものである。
【0058】
図17に示す移相器6の通過帯域近傍での周波数特性を図19に、高調波領域での周波数特性を図20に示す。また、図18に示す移相器6の通過帯域近傍での周波数特性を図21に、高調波領域での周波数特性を図22に示す。
【0059】
図19および図21に示すように、受信側フィルタBF2の方が送信側フィルタBF1よりも高くなる通過帯域をそれぞれ有している。また、図20および図22に示すように、受信側フィルタBF2については、位相線路を用いた場合(BF1’、BF2’)に比べて、通過帯域以外の周波数帯域での(ここでは、移相器6がハイパスフィルタであるために低周波領域での)信号成分が大きく抑圧されているのが分かる。
【0060】
また、接地されたインダクタンス素子7により、サージ電圧に対する耐性を持たせることができる。さらに、直列に挿入されたキャパシタンス素子8により、DC成分を遮断することができる。
【0061】
以上のように、本願のように集中定数素子を用いた移相器は、所望の周波数帯域にて、任意の入出力インピーダンスおよび任意の位相量を実現することが可能なため、従来の分波器における位相線路に代えて、これを直ちに適用することができる。
【0062】
なお、本実施の形態では、2つのフィルタの場合について説明したが、2分波器に限らず、いかなる複数のフィルタの組み合せによる多分波器についても適用が可能である。
【0063】
多分波器の場合、複数組み合わせるフィルタの、共通端子側から見た入力インピーダンスが接続される他のフィルタの通過帯域のインピーダンスに影響を与える場合、共通端子と当該フィルタとの間に、本願の集中定数素子による移相器6を挿入する。
【0064】
この移相器6により、当該フィルタの通過域は所望のインピーダンス特性を与えられる。また、接続される他のフィルタの通過帯域における当該フィルタのインピーダンスは移相器により高まり、当該フィルタのインピーダンスが、他のフィルタの通過域におけるインピーダンスに対する影響を小さくすることができる。
【0065】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば以下の効果を奏することができる。
【0066】
すなわち、本願の分波器では、位相線路などと比較すると大幅にスペース効率に優れた集中定数素子による移相器を用いているので、小型化が可能となる。
【0067】
また、フィルタの通過帯域においては、分波器として所望のインピーダンス特性、位相特性を実現しながら、通過帯域以外の周波数帯域では信号成分を減衰することが可能となり、分波器の小型化と高性能化が同時に可能となる。
【0068】
さらに、ハイパスフィルタを用いた場合のサージ耐性、DCカット機能を付加することも可能となり、多機能化を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図2】図1の分波器に用いられたフィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図3】フィルタの広帯域についての入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図4】縦2重モード型弾性表面波フィルタの入力インピーダンス特性を示すグラフである。
【図5】図1の分波器の具体的な構造を示す分解図である。
【図6】分波器の具体的構造におけるインダクタンス素子の変形例を示す説明図である。
【図7】分波器の具体的構造におけるキャパシタンス素子の変形例を示す説明図である。
【図8】集中定数素子による移相器の通過特性を位相線路との比較で示すグラフである。
【図9】手中定数素子による移相器の位相特性を位相線路との比較で示すグラフである。
【図10】集中定数素子による移相器のインピーダンス特性を位相線路との比較で示すスミスチャートである。
【図11】図1の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図12】図1の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図13】図1の分波器における第2の弾性表面波フィルタのインピーダンス変化を示すスミスチャートである。
【図14】本発明の他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図15】図14の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図16】図14の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフある。
【図17】本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図18】本発明のさらに他の実施の形態である分波器を示す等価回路図である。
【図19】図17の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図20】図17の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図21】図18の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図22】図18の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【図23】従来の分波器を示す等価回路図である。
【図24】図23の分波器における通過帯域近傍での周波数特性を示すグラフである。
【図25】図23の分波器における高調波領域での周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
1 第1の信号端子
2 第2の信号端子
3 弾性表面波共振器
3P 並列腕共振器
3S 直列腕共振器
4 直列腕
5 並列腕
6 移相器
7 インダクタンス素子
8 キャパシタンス素子
9 位相器
BF1 送信側フィルタ(第1の弾性表面波フィルタ)
BF2 受信側フィルタ(第2の弾性表面波フィルタ)
C 共通端子
G 基準電位端子
J 分岐点
t1,t2,t3,t4 信号端子
Claims (13)
- 共通端子と、
弾性表面波素子で形成されるとともに前記共通端子に接続された信号端子を備え、相互に異なる通過帯域を有する複数の弾性表面波フィルタと、
前記共通端子側から見た所定の前記弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと前記信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ前記弾性表面波フィルタと前記共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、
を備えたことを特徴とする分波器。 - 共通端子と、
弾性表面波素子で形成されるとともに前記共通端子に接続された信号端子を備え、所定の通過帯域を有する第1の弾性表面波フィルタと、
弾性表面波素子で形成されるとともに前記共通端子に接続された信号端子を備え、前記第1の弾性表面波フィルタの通過帯域とは異なる通過帯域を有する第2の弾性表面波フィルタと、
前記共通端子側から見た一方の前記弾性表面波フィルタの通過帯域におけるインピーダンスと前記信号端子側から見たインピーダンスとの整合に影響を与える入力インピーダンスを持つ他方の前記弾性表面波フィルタと前記共通端子との間に配置された集中定数素子による移相器と、
を備えたことを特徴とする分波器。 - 前記第1の弾性表面波フィルタは、弾性表面波共振器で形成されて直列腕に配置された直列腕共振器と弾性表面波共振器で形成されて並列腕に配置された並列腕共振器とが複数段接続されるとともに前記共通端子側の初段が前記直列腕共振器で構成され、
前記第2の弾性表面波フィルタは、弾性表面波共振器で形成されて直列腕に配置された直列腕共振器と弾性表面波共振器で形成されて並列腕に配置された並列腕共振器とが複数段接続されるとともに前記共通端子側の初段が前記並列腕共振器で構成されていることを特徴とする請求項1記載の分波器。 - 前記移相器は、ローパスフィルタであることを特徴とする請求項1、2または3記載の分波器。
- 前記ローパスフィルタは、T型の等価回路で表されるT型ローパスフィルタであることを特徴とする請求項4記載の分波器。
- 前記ローパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置された2つのインダクタンス素子と、これらのインダクタンス素子の中点と基準電位端子との間に配置されたキャパシタンス素子とを含むことを特徴とする請求項5記載の分波器。
- 前記ローパスフィルタは、π型の等価回路で表されるπ型ローパスフィルタであることを特徴とする請求項4記載の分波器。
- 前記ローパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置されたインダクタンス素子と、前記インダクタンス素子の両側と基準電位端子との間にそれぞれ配置された2つのキャパシタンス素子とを含むことを特徴とする請求項7記載の分波器。
- 前記移相器は、ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項1、2または3記載の分波器。
- 前記ハイパスフィルタは、T型の等価回路で表されるT型ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項9記載の分波器。
- 前記ハイパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置された2つのキャパシタンス素子と、これらのキャパシタンス素子の中点と基準電位端子との間に配置されたインダクタンス素子とを含むことを特徴とする請求項10記載の分波器。
- 前記ハイパスフィルタは、π型の等価回路で表されるπ型ハイパスフィルタであることを特徴とする請求項9記載の分波器。
- 前記ハイパスフィルタは、前記共通端子から延びる伝送線路に配置されたキャパシタンス素子と、前記キャパシタンス素子の両側と基準電位端子との間にそれぞれ配置された2つのインダクタンス素子とを含むことを特徴とする請求項12記載の分波器。
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