JP2004222281A

JP2004222281A - ４個の送信アンテナを使用する無線通信システムの送受信装置

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Publication number: JP2004222281A
Application number: JP2004004578A
Authority: JP
Inventors: Chan-Soo Hwang; 讚洙黄; Seung-Hoon Nam; 承勲南; Yung-Soo Kim; 映秀金; Jae-Hak Chung; 在學鄭
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-01-09
Filing date: 2004-01-09
Publication date: 2004-08-05
Anticipated expiration: 2024-01-09
Also published as: EP1437851A2; CN100375417C; EP1437851B1; CN1518264A; US7298797B2; EP1437851A3; KR20040064154A; JP4064354B2; KR100605860B1; US20040137951A1

Abstract

【課題】無線通信システムでのフェーディング(Fading)による劣化(Degradation)に対応するために送信アンテナダイバーシティを使用する送受信装置を提供する。
【解決手段】４個の送信アンテナを通じて伝送される４個のシンボルのうち少なくとも２個を所定の位相値だけ位相回転させる。本発明による符号化器は、入力される４個のシンボルが各アンテナと各時間区間で一回ずつのみ伝送されるようにそれぞれ４個のシンボルを含む４個の組み合わせで構成し、組み合わせを４個の時間区間の間に送信アンテナに伝達し、ここで、入力される４個のシンボルのうち選択された少なくとも２個のシンボルを送信アンテナに伝送する前にはそれぞれ所定の位相値だけ回転させる。
【選択図】図３

Description

本発明は無線通信システムに関し、特にフェーディング(Fading)による劣化(Degradation)に対応するために送信アンテナダイバーシティを使用する送受信装置に関する。

無線通信システムで多重経路フェーディングを緩和させるための効果的な技術のうちの一つは、時間と周波数ダイバーシティ(time and frequency diversity)である。アンテナダイバーシティのための技術のうち、Vahid Tarokhなどにより提案された空間-時間ブロック符号(Space time block code)はＳ.Ｍ.Alamoutiが提案した送信アンテナダイバーシティ技術を２個以上のアンテナを使用できるように拡張したものである。Tarokhによる提案は非特許文献１に公開されており、Alamoutiによる提案は非特許文献２に公開されている。

図１は Vahid Tarokhにより提案された従来技術に従う空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図である。図示したように従来の送信器は直/並列変換器(Serial to Parallel Converter：Ｓ／Ｐ Converter)１１０と符号化器(Encoder)１２０で構成されている。ここでは４個の送信アンテナ１３０、１３２、１３４、１３６を使用する構造を図示した。

前記図１を参照すると、前記直/並列変換器１１０は入力されるシンボルを４個ずつ組み合わせて前記符号化器１２０に提供する。前記符号化器１２０は前記４個のシンボルを利用して８個の組み合わせを構成して、８個の時間区間の間、前記４個の送信アンテナ１３０、１３２、１３４、１３６に伝達する。前記８個の組み合わせは下記式(8)のような８ｘ４の符号化行列に示すことができる。

ここで、Ｇ_４は４個の送信アンテナから伝送されるシンボルの符号化行列を示し、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４は伝送しようとする４個の入力シンボルを示す。

上述したように、前記符号化器１２０は入力される４個のシンボルに反転(negative)と共役(conjugate)を遂行して８個の時間区間の間、４個のアンテナ１３０、１３２、１３４、１３６に出力する。ここで、それぞれのアンテナに出力されるシンボルシーケンス、即ち列は相互間に直交性を有するようになる。

より具体的に説明すると、第１時間区間では一番目列の４個のシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４が前記４個のアンテナ１３０、１３２、１３４、１３６にそれぞれ伝達され、同様に最終時間区間では最終列の４個のシンボル-ｓ_４ ^*、-ｓ_３ ^*、ｓ_２ ^*、ｓ_１ ^*が前記４個のアンテナ１３０、１３２、１３４、１３６にそれぞれ伝達される。即ち、前記符号化器１２０はＭ番目のアンテナに前記符号化行列のＭ番目列のシンボルを順次に伝達する。

図２は前記図１の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。図２に示したように、前記受信器は複数の受信アンテナ１４０乃至１４５と、チャネル推定器(Channel Estimator)１５０と、多重チャネルシンボル配列器(Multiple Channel Symbol Arranger)１６０と、検出器(Detector)１７０とから構成される。

前記図２を参照すると、前記チャネル推定器１５０は送信アンテナ１３０乃至１３６から受信アンテナ１４０乃至１４５へのチャネル利得を示すチャネル係数(channel coefficients)を推定し、前記多重チャネルシンボル配列器１６０は前記受信アンテナ１４０、１４２により受信されたシンボルを収集して前記検出器１７０に提供する。すると、前記検出器１７０は前記受信シンボルに前記チャネル係数をかけて推定(hypotheses)シンボル求め、前記推定(hypotheses)シンボルを利用して可能なすべてのシンボルに対する決定統計量(decision statistic)を計算した後、臨界値検出(threshold detection)により所望するシンボルを検出する。

Alamoutiの空間-時間ブロック符号技術は２個の送信アンテナを通じて複素シンボル(complex symbols)を伝送しても伝送率(rate)を損失しなく送信アンテナの個数と同一の、即ち、最大のダイバーシティ次数(diversity order)を得る。これを拡張してTarokhにより提案された前記図１及び図２の装置は相互間に直交的な(orthogonal)列を有する行列形態の空間-時間ブロック符号を使用して最大ダイバーシティ次数を得る。しかし、前記装置は４個の複素シンボルを８個の時間区間(time interval)の間伝送するので、１／２の伝送率が損失される。また、１ブロック(４個のシンボル)を完全に伝送するのに８個の時間区間が所要されるので、高速フェーディングの場合、ブロック内でチャネル環境の変化により受信性能が低下される。

以上のように、４個以上のアンテナを使用して複素シンボルを伝送する場合、Ｎ個のシンボルを送信するために２Ｎ個の時間区間がかかるので、伝送率の損失が発生して遅延時間(latency)が長くなり、伝送率が低下されるとの問題点があった。
"Space-Time Block Codes from Orthogonal Designs、"IEEE Trans. On Info., Theory, Vol.45, pp.1456-1467, July 1999 "A Simple Transmitter Diversity Technique for Wireless Communications、"IEEE Journal on Selected Area in Communications、Vol.16, pp.1451-1458、Oct.1998

従って、前述の問題点を解決するための本発明の目的は、４個の送信アンテナを使用する無線通信システムで伝送率の損失なし最大のダイバーシティ次数と最大の伝送率を得る送受信装置を提供することにある。

また、本発明は４個の送信アンテナを使用する無線通信システムで伝送率の損失なし伝送遅延時間を最小化する送受信装置を提供することにある。

このような目的を達成するために本発明は、無線通信システムで複素シンボルを伝送する送信器において、４個の送信アンテナと、入力される４個のシンボルが各アンテナと各時間区間で一回ずつのみ伝送されるように前記４個のシンボルをそれぞれ４個のシンボルを含む４個の組み合わせで構成し、前記組み合わせを４個の時間区間の間、前記送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、前記入力される４個のシンボルのうち選択された少なくとも２個のシンボルはそれぞれ所定の位相値だけ回転されることを特徴とする。

このような目的を達成するために本発明は、無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器において、４個の送信アンテナから少なくとも一つの受信アンテナそれぞれに受信された信号を４個の時間区間の間に受信するシンボル配列器と、前記４個の送信アンテナから前記少なくとも一つの受信アンテナへのチャネル利得をそれぞれ示す４個のチャネル利得を推定するチャネル推定器と、前記チャネル利得と前記シンボル配列器により受信された信号を利用してそれぞれ２個のシンボルを含む可能なすべてのシンボル副組み合わせに対してメートル値を求め、最小のメートル値を有する２個のシンボルをそれぞれ検出する第１及び第２デコーダと、前記第１及び第２デコーダにより検出された２個のシンボルを順次に配列して出力する並/直列変換器と、からなることを特徴とする。

本発明は複素星座図を使用する場合にも伝送率の損失なし最大のダイバーシティ次数を得ることができ、送信遅延時間を減少させ高速フェーディングに強い。また符号化行列の列が相互間に直交するようにしてデコーディング設計を簡単にする。

以下、本発明に従う好適な一実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記の説明において、本発明の要旨のみを明瞭にする目的で、関連した公知機能又は構成に関する具体的な説明は省略する。

後述される本発明では最大ダイバーシティ次数と最大伝送率を得るために伝送複素シンボル(complex symbols)の一部を位相回転(rotate)させ、デコーディング設計を簡単にするために部分的な直交構造を導入する。下記では伝送複素シンボルのうち選択された２個の送信シンボルを位相回転させる構成及び動作に対して説明するが、本発明の機能を達成するためには２個以上の任意個数の送信シンボルを回転させるのが可能であることは勿論である。

本発明では４個の入力シンボルを４個の送信アンテナを通じて４個の時間区間の間に伝送するが、これを符号化行列に表現すると、下記式(9)のようである。

ＭＬ(Maximum Likelihood)デコーディングを使用する受信器では送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得を使用して可能なすべてのシンボルに対して受信信号とのメートル値を求め、前記求められたメートル値を最小にするシンボルを検出する方式を使用する。

すると、前記式(9)のようなシンボルを受信する受信器でi番目の送信アンテナから一つの受信アンテナへのチャネル利得をｈ_ｉと表現する時、任意の時間区間tで生成されたシンボル組み合わせ(symbol combination)ｃ_ｔに対応するメートル値は、下記式(10)のように表現される。

ここで、ｒ_ｔはｔ番目の時間区間で受信された信号を示し、ｃ_ｔはt番目の時間区間で生成されたシンボル組み合わせを示す。前記式(10)に前記式(9)の符号化行列を適用すると、受信器は可能なすべてのシンボル組み合わせに対して下記式(11)を最小化するシンボル組み合わせを決定する。

ここで、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は受信器で４個の時間区間の間それぞれ受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４は４個の送信アンテナから受信アンテナへのチャネル利得を示すチャネル係数である。

受信器のＭＬ検出設計を簡略化するためには前記式(11)で可能な多くのクロスオーバー項(crossover term)を除去して送信アンテナを通じて伝送されるシンボルシーケンス、即ち、列が相互間に直交するようにすべきである。このためにクロスオーバー項のみを下記式(12)に並べた。

４ｘ４符号化行列を利用して４個のシンボルを伝送する場合、ＭＬデコーディング時に表すすべてのクロスオーバー項を除去できないことはTarokhにより知らせたようである。しかし、前記式(12)で４個の項を除去してＭＬデコーディング設計を簡略化することは可能である。

一方、最大のダイバーシティ次数を得るためには伝送される４個のシンボルが各アンテナと各時間区間で一回ずつのみ伝送されるべきであるが、このような条件を満足させる４ｘ４符号化行列は下記式(13)に示す４種類である。他の符号化行列は下記の４種類行列の列、または行を相互間に置き換えることにより構成することができる。

前記式(13)に示す行列のうち、ＭＬデコーディング設計の複雑度を減少させ得ることは一番目の行列のみである。これはＭＬデコーディング設計の複雑度を減少させるためには、符号化行列を構成する２ｘ２部分行列(cosets)がAlamoutiにより提案された行列の形態に変換され得るべきであるからである。

前記式(13)の一番目行列に対して前記式(12)に示したような４個のクロスオーバー項を除去できるように反転と共役を適用して再構成した符号化行列の一例を下記式(14)に示した。

ここで、ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は伝送しようとするシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４に反転と共役を適用して任意に配列したものである。

前記式(14)のような符号化行列を使用すると、受信器のＭＬデコーダは下記式(15)を最小化するシンボルを検出すべきである。

前記式(15)を再配列すると、前記式(15)を最小化することは下記式(16)と式(17)をそれぞれ最小化することと同一である。これは下記式(18)のメートルと式(19)のメートルが互いに独立的であるからである。

ここで、Ｍｉｎ(ａ、ｂ)(ｙ(ａ、ｂ))とはｙ(ａ、ｂ)を最小化するａ、ｂを決定するとの意味であり、前記Ｒ_１、Ｒ_３、Ｒ_１３、Ｒ_２、Ｒ_４、Ｒ_２４は下記＜数式１１＞のように定義される。

前記式（16）及び式(17)を利用すると、受信器で前記式(16)に応じてｘ_１とｘ_３の対(pair)をデコーディングする部分と前記式(17)に応じてｘ_２とｘ_４の対をデコーディングする部分を分離(de-couple)して、受信器構造をより簡略化することができる。

一方、入力されるシンボルがＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)により生成された場合、即ち実数シンボル(real symbol)である場合、前記のように構成される符号化行列は常に最大のダイバーシティ次数を有する。しかし、複素星座図(complex constellation)を利用する３次以上のシンボルマッピング方式、即ちＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ(８ary ＰＳＫ)、１６ＰＳＫ(１６ary ＰＳＫ)を使用する場合には、伝送されるシンボルが複素形態になるのでダイバーシティ次数が減少される。そのため、本発明では４個のシンボルのうち相異なるメートル値を決定する２個のシンボルをそれぞれ所定位相値だけ位相回転させ、最大のダイバーシティ次数４を得る。すると、４個のアンテナを通じて伝送されるシンボルは下記式(19)のような行列に表現される。

ここでは前記入力シンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４のうち、ｓ_１、ｓ_４をそれぞれ θ_１、θ_４だけずつ位相回転する符号化行列を図示した。他の場合、相異なるメートルに関連されるシンボル対であるｓ_１、ｓ_２、またはｓ_３、ｓ_４、またはｓ_２、ｓ_３を回転させることができる。ここで、２個のシンボルをそれぞれ回転させる位相値が相異であるか、または互いに同一であってもダイバーシティ次数は常に最大に維持される。

本発明に応じて最大のダイバーシティ次数と最小の遅延時間を有しながら、ＭＬデコーディング設計を簡略化する他の符号化行列の一部を下記式(20)に図示した。

ここで、ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は伝送しようとするシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４全体、または一部に反転と共役を適用し、位相回転させ任意に配列したものである。

本発明の変形された実施形態で伝送しようとするシンボルのうち、選択された少なくとも２個のシンボルは相異なる位相値だけ回転されることができる。このような点を考慮すると、符号化行列は下記式(21)のように一般化される。

本発明の他の変形された実施形態で符号化行列に任意の単一行列(unitary matrix)Ｕをかけて使用する。このような場合、受信器では下記式(22)に示したように、受信シンボルにＵ^Ｈをかけて検出する。

ここで、Ｕは任意の単位行列(unitary matrix)を示す。

以上で説明したような符号化行列を利用する送信器と受信器を図３及び図４に示した。
前記図３は本発明の一実施形態に従う空間-時間ブロック符号を利用する送信器の構成を示すブロック図である。図３に示したように、前記送信器は、直/並列変換器(Serial to Parallel Converter)２１０と、位相回転器(Phase Rotators)２２０、２２５と、符号化器(Encoder)２３０と、４個の送信アンテナ２４０、２４２、２４４、２４６とから構成される。

前記図３を参照すると、前記直/並列変換器２１０は入力される４個のシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４を一つのブロックに結合して前記符号化器２３０に提供する。この時、一つのブロックのうち選択された２個のシンボルｓ_１、ｓ_４は前記符号化器２３０に入力される前に前記位相回転器２２０、２２５によりそれぞれ所定位相値 θ_１、θ_４ずつだけ回転される。ここで、前記２個のシンボルは受信器で相異なるメートルに関連されるように選択される。前記符号化器２３０は前記位相回転された２個のシンボルを含む一つのブロックのシンボルを利用してそれぞれ４個のシンボルを含む４個の組み合わせを構成して、４個の時間区間の間に前記４個の送信アンテナ２４０乃至２４６に伝達する。

ここで、前記符号化器２３０は最大のダイバーシティ次数を得るために、前記入力される４個の複素シンボルが各アンテナと各時間区間で一回ずつのみ伝送されるように前記組み合わせを構成する。また前記符号化器２３０はそれぞれのアンテナに伝達されるシンボルシーケンスの少なくとも一部が相互間に直交するように(orthogonal)前記入力シンボルに反転(negative)と共役(conjugate)を適用して前記組み合わせを構成する。ここで、前記入力シンボルのうち選択された２個のシンボルを位相回転させることは、前記入力シンボルが複素シンボルである場合にも最大のダイバーシティ次数を得るためである。

前記４個のアンテナに伝送される４個の組み合わせを４ｘ４行列に表現すると、Ｍ番目アンテナには符号化行列のＭ番目列(row)のシンボルが順次に伝達される。即ち、ｎ番目の時間区間でｎ番目行(column)のシンボルが同時に４個のアンテナに伝達される。

一例として入力される４個のシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４のうち、ｓ_１、ｓ_４をそれぞれ θ_１、θ_４だけ位相回転する場合、前記符号化器２３０の出力は前述した数(19)のような４ｘ４の符号化行列に示すことができる。前記式(19)に示した符号化行列が使用される場合、第１時間区間では一番目列の４個のシンボル（式(23)）が前記４個のアンテナ２４０乃至２４６に伝達され、最終４番目の時間区間では最終４番目列のシンボル（式(24)）が前記４個のアンテナ２４０乃至２４６に伝達される。

前記図４は前記図３の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図である。ここで、本発明に応じた受信器は独立的に動作する２個のＭＬ(Maximum Likelihood)デコーダ(Decoders)３４０、３４５を含んで構成される。

前記図４を参照すると、チャネル推定器(Channel Estimator)３２０は４個の送信アンテナ２４０乃至２４６から受信アンテナ３１０、３１５へのチャネル係数(channel coefficients)、即ちチャネル利得ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４を推定し、シンボル配列器(Symbol Arranger)３３０は前記受信アンテナ３１０、３１５それぞれを通じて４個の時間区間の間、受信される信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を収集する。

もし、受信アンテナが１個であれば、前記シンボル配列器３３０は４個の時間区間の間の受信信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を収集する。これは送信器により一つのブロックのシンボルが４個の時間区間の間に伝送されたからである。もし、２個以上の受信アンテナが使用される場合、前記シンボル配列器３３０は受信信号を集めて行列形態で構成する。ここで、一つの行には一つの受信アンテナを通じて受信される信号を配置し、一つの列には一つの時間区間に受信される信号を配置する。ここでは複数個の受信アンテナ３１０、３１５を使用する構造を示したが、下記では説明の便利のために一つの受信アンテナを使用する場合に対して説明する。

送信器から伝送された４個のシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４を復元しようとする場合、前記デコーダ３４０、３４５のうち、第１デコーダ３４０は前記チャネル利得及び前記受信信号に応じてｓ_１とｓ_３を検出し、第２デコーダ３４５は同様方式にｓ_２とｓ_４を検出する。前記デコーダ３４０、３４５により前記４個のシンボルが同時に検出される。ここで、検出されたシンボルは元のシンボルと区別するために“ｓ’”に表記した。

以下、前述した式(19)の符号化行列を利用する場合、前記第１デコーダ３４０の動作に対して説明すると、前記第１デコーダ３４０でシンボル発生器(Symbol Generator)３５０はすべての可能なｓ_１とｓ_３の副組み合わせ(Sub-combinations)を生成し、位相回転器(Phase Rotator)３６０は前記発生されたシンボルうちの一つであるｓ_１を送信器で使用されたことと同一の位相値 θ_１だけ回転させ式(25)を出力する。

メートル計算器(Metric Calculator)３７０は前記推定されたチャネル利得ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４と前記受信信号ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４を利用して位相回転された一つのシンボルを含む可能なすべてのシンボル副組み合わせに対して式(16)を計算して、メートル値(Metric values)を求める。すると、検出器３８０は前記メートル値を利用して最小のメートル値を有するようにするｓ_１’、ｓ_３’を検出する。

以上のような動作は前記第２デコーダ３４５でも同一に遂行される。このように前記第１デコーダ３４０ではｓ_１’とｓ_３’を検出し、前記第２デコーダ３４５ではｓ_２’とｓ_４’を検出すると、並列/直列変換器(Parallel to Serial Converter)３９０は前記検出されたシンボルを順次に並べてシンボル組み合わせｓ_１’、ｓ_２’、ｓ_３’、ｓ_４’を出力する。

前記図３及び図４のように構成される送信器と受信器でシンボルを位相回転させるために使用される位相値は、誤り行列(error matrices)の最小符号化利得(minimum coding gain)に応じて決定されるべきである。ここで、誤り行列とは誤って検出されたシンボルと元に送信されたシンボル間の差異を行列形態に配列したものであり、最小符号化利得は誤り行列のすべての固有値(eigen values)の積を意味する。

図５は本発明でＱＰＳＫの使用時、２個の位相値に対する最小符号化利得の変化を示すシミュレーション結果である。ここでは２個の位相値が同一であると仮定し、横軸は位相値を示し、縦軸は誤り行列の最小符号化利得を示す。位相値が９０°の倍数になると、最小符号化利得は０になる。これはＱＰＳＫ星座図を９０°だけ回転させると、元の星座図になるからである。

前記図５に示した結果によると、位相値が４５°周囲にある時、最小符号化利得が平坦(flat)になることが分かる。従って、本発明で望ましい位相値は４５°である。図６に一例として４５°だけ位相回転されたＱＰＳＫ星座図を示した。図示したように位相回転されたシンボルは実数軸、または虚数軸上に位置するようになる。本発明の第１実施形態に従う望ましい位相回転の範囲を例示すると、ＱＰＳＫが使用される場合、４５°を中心にして大略２１°乃至６９°であり、８ＰＳＫ(８-ary Phase Shift Keying)が使用される場合には大略２１°乃至２４°であり、１６ＰＳＫ(１６-ary ＰＳＫ)が使用される場合には大略１１.２５°である。しかし、本発明はこのような数値限定により制限されるものではなく望ましい位相回転の範囲はシステムの特性によって設定されるべきである。

図７は本発明に応じたブロック符号化器を従来の他の技術と信号対雑音比(Signal to Noise Ratio:ＳＮＲ)に対するビット誤り率(Bit Error Rate；ＢＥＲ)の観点で比較したグラフである。ここで、４１０は符号化しないシンボルを伝送する場合であり、４２０はTarokhにより列間に直交である８ｘ４符号化行列を使用する場合であり、４３０はAlamoutiにより２個のアンテナを使用する場合の効率であり、４４０は最適化された位相値４５°を使用する４ｘ４符号化行列を使用する場合であり、４５０は最適化されない位相値５°を使用する４ｘ４符号化行列を使用する場合であり、４６０は３個の送信アンテナに対して４ｘ３行列を使用する場合の効率を示すものである。図示したように本発明に応じて最適化された位相値を使用するブロック符号は同一の信号対雑音比の環境でより低いビット誤り率を有することが分かる。

以上、本発明の詳細な説明では具体的な実施例について説明したが、本発明の範囲を逸脱しない限り、各種の変形が可能である。従って、本発明の範囲は前記実施例に限らず、特許請求の範囲のみならず、この特許請求の範囲と均等なものにより決められるべきである。

従来技術に従う空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図。前記図１の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック構成図。本発明の一実施形態に従う空間-時間ブロック符号を使用する送信器の構成を示すブロック図。前記図３の送信器から送信された信号を受信する受信器の構成を示すブロック図。本発明の一実施形態でＱＰＳＫの使用時、２個の位相値に対する最小符号化利得の変化を示すシミュレーション結果。４５°だけ位相回転されたＱＰＳＫ星座図。本発明の一実施形態に従うブロック符号化技術を従来の技術と信号対雑音比(ＳＮＲ)に対するビット誤り率(ＢＥＲ)の観点で比較した図。

符号の説明

２１０直/並列変換器
２２０、２２５位相回転器
２３０符号化器
２４０、２４２、２４４、２４６送信アンテナ
３１０、３１５受信アンテナ
３２０チャネル推定器
３３０シンボル配列器
３４０、３４５ＭＬデコータ
３７０メートル計算器
３８０検出器

Claims

無線通信システムで複素シンボルを伝送する送信器において、
４個の送信アンテナと、
入力される４個のシンボルが各アンテナと各時間区間で一回ずつのみ伝送されるように前記４個のシンボルをそれぞれ４個のシンボルを含む４個の組み合わせで構成し、前記組み合わせを４個の時間区間の間、前記送信アンテナに伝達する符号化器と、を含み、
前記入力される４個のシンボルのうち選択された少なくとも２個のシンボルはそれぞれ所定の位相値だけ回転されることを特徴とする送信器。
前記選択されたシンボルは２個であり、受信器での復号時に相異なるメートルに関連されることを特徴とする請求項１記載の送信器。
ＱＰＳＫが使用される場合、前記位相値は４５°を中心にして２１°乃至６９°の範囲であることを特徴とする請求項１記載の送信器。
８ＰＳＫが使用される場合、前記位相値は２１°乃至２４°の範囲であることを特徴とする請求項１記載の送信器。
１６ＰＳＫが使用される場合、前記位相値は１１.２５°であることを特徴とする請求項１記載の送信器。
前記符号化器は、
４個の時間区間の間にそれぞれのアンテナに伝達される４個のシンボルシーケンスのうち少なくとも一部のシンボルシーケンスが相互間に直交するように、前記４個のシンボルに反転と共役を適用して前記４個の組み合わせを構成することを特徴とする請求項１記載の送信器。
前記入力される４個のシンボルで構成される前記４個の組み合わせは、下記式(1)のように４個の列と４個の行を有する行列を形成することを特徴とする請求項６記載の送信器。

ここで、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４は入力されるシンボルであり、θ_１、θ_４はシンボルｓ_１、ｓ_４の位相回転値である。
前記入力される４個のシンボルで構成される前記４個の組み合わせは、下記式(2)のように４個の列と４個の行を有する行列を形成することを特徴とする請求項６記載の送信器。

ここで、ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は位相回転された２個のシンボルを含む４個の入力シンボルである。
前記入力される４個のシンボルで構成される前記４個の組み合わせは、下記式(3)のように４個の列と４個の行を有する行列を形成することを特徴とする請求項６記載の送信器。

ここで、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４入力されるシンボルであり、θ_１、θ_４はシンボルｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４の位相回転値である。
無線通信システムで複素シンボルを受信する受信器において、
４個の送信アンテナから少なくとも一つの受信アンテナそれぞれに受信された信号を４個の時間区間の間に受信するシンボル配列器と、
前記４個の送信アンテナから前記少なくとも一つの受信アンテナへのチャネル利得をそれぞれ示す４個のチャネル利得を推定するチャネル推定器と、
前記チャネル利得と前記シンボル配列器により受信された信号を利用してそれぞれ２個のシンボルを含む可能なすべてのシンボル副組み合わせに対してメートル値を求め、最小のメートル値を有する２個のシンボルをそれぞれ検出する第１及び第２デコーダと、
前記第１及び第２デコーダにより検出された２個のシンボルを順次に配列して出力する並/直列変換器と、からなることを特徴とする受信器。
前記第１及び第２デコーダのそれぞれは、
それぞれ２個のシンボルを含む可能なすべてのシンボル副組み合わせを発生するシンボル発生器と、
前記２個のシンボルのうち、選択された一つのシンボルを所定の位相値だけ回転させる位相回転器と、
前記シンボル配列器により受信された信号と前記チャネル利得を利用して前記位相回転されたシンボルを含むシンボル副組み合わせに対するメートル値を求めるメートル計算器と、
前記求められたメートル値を利用して最小のメートル値を有する２個のシンボルを検出する検出器と、からなることを特徴とする請求項１０記載の受信器。
前記第１デコーダは、

を最小化する２個のシンボルｓ_１、ｓ_３を検出し、ここでＲ_１、Ｒ_３、Ｒ_１３は下記式(5)のように定義されることを特徴とする請求項１１記載の受信器。

ここで、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は４個の時間区間の間にそれぞれ受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４は４個のアンテナのチャネル利得である。
前記第２デコーダは、

を最小化する２個のシンボルｓ_２、ｓ_４を検出し、ここで、Ｒ_２、Ｒ_４、Ｒ_２４は下記式(7)のように定義されることを特徴とする請求項１１記載の受信器。

…(7)
ここで、ｒ_１、ｒ_２、ｒ_３、ｒ_４は４個の時間区間の間にそれぞれ受信された信号であり、ｈ_１、ｈ_２、ｈ_３、ｈ_４は４個のアンテナのチャネル利得である。