JP2004222260A - リンク適応方法、ワイヤレス通信システム及び受信機 - Google Patents

リンク適応方法、ワイヤレス通信システム及び受信機 Download PDF

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Abstract

【課題】ワイヤレス通信システムの２つの局の間でメッセージのシンボルを伝送するために無線リンク上で使用される物理層モードを可能な物理層モードのセットのうちから選択するリンク適応方法を得る。
【解決手段】リンク適応方法は、現在の無線リンク条件を評価するステップと、評価された現在の無線リンク条件に応じた基準を適用することにより現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるステップとを含む。現在の無線リンク条件の評価ステップは、メッセージの少なくとも一部に対する受信変調精度（ＲＭＡ）の計算を含み、受信変調精度（ＲＭＡ）は、所定数のシンボルに対する復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差の期待値の逆数として定義され、基準は、計算された受信変調精度（ＲＭＡ）に少なくとも部分的に依存する。
【選択図】図２

Description

本発明は、リンク適応方法（プロセス）に関する。
既知の無線通信システムでは、情報は、ＩＳＯ−ＯＳＩモデルによる物理層経由でシステムの２つのエンティティの間のエアインタフェースを通して伝送される。
現在の無線リンク条件に応じて、いくつかの物理層モードを選択することができる。物理層モードは符号化レートおよび変調条件を指定する。リンク適応方法（プロセス）は、物理層モード（ＰＨＹモード）を選択するために実施される。
例えば、このようなリンク適応プロセスは、ＨＩｇｈ ＰＥｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｒａｄｉｏ Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｙｐｅ ２（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２）標準において必要である。以下では、本発明の背景を記述するためのフレームワークの例として、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２標準をしばしば使用する。しかし、本発明の適用分野は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２の範囲外に及び、リンク適応プロセスを実施するいかなるワイヤレス通信システムについても考えることができる。
Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２標準は、物理（ＰＨＹｓｉｃａｌ、ＰＨＹ）層およびデータリンク制御（ＤＬＣ）層を規定する。リンク適応プロセスはＤＬＣ層の一部である。
エアインタフェースは時分割二重（ＴＤＤ）を用いたダイナミック時分割多元接続（ＴＤＭＡ）に基づく。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）が、周波数選択性フェージングチャネルでのその良好なパフォーマンスにより、Ｈ／２の変調方式として選択されている。ＢＰＳＫ（２値位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（４値位相シフトキーイング）、１６ＱＡＭ（１６点直交振幅変調）および６４ＱＡＭ（６４点直交振幅変調）（任意）が、サポートされているサブキャリア変調方式である。
リンク適応プロセスは、無線リンク条件に応じた基準を実施することによってＰＨＹモードを選択する。
既知のリンク適応プロセスでは、ＰＨＹモード間の切り替えのために実施される基準は、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）または信号対ノイズ干渉比（ＳＩＮＲ）を入力として考慮する。
ＰＨＹモードは、伝送されるデータのタイプに応じて通信に必要とされる許容可能なビット誤り率（ＢＥＲ）またはパケット誤り率（ＰＥＲ）を得るために選択される。
基準は、現在の測定されるＳＮＲまたはＳＩＮＲを考慮して、必要なＢＥＲパフォーマンスを得ることができるＰＨＹモードを選択するように適応する。
実際には、チャネルは時変チャネルであるので、測定されるＳＩＮＲは平均のＳＩＮＲである。また、ＳＩＮＲとＢＥＲの間の関係は、伝送チャネルにも非常に依存するので、直接的ではない。
ＳＩＮＲ基準手法を実施する１つの方法は、チャネルに対する典型的な「最悪の場合の」シナリオを考慮することである。
すなわち、測定されるＳＩＮＲによるＢＥＲの予測は、基準として使用すべき平均した「最悪の場合の」伝搬チャネルをもたらす。ＰＨＹモードを選択するために使用されるしきい値がそれに応じて決定される。
しかし、ＳＩＮＲに関する情報をチャネルプロファイルに関する情報と組み合わせれば、ＢＥＲパフォーマンスをより正確に判定することができる。実際、ＢＥＲおよびＰＥＲパフォーマンスはＳＩＮＲだけでなく周波数選択性フェージングチャネルの特性にも依存する。
この問題に対する解決法は、「Misunderstandings about link adaptation for frequency selective fading channels」, M. Lampe et al., PIMRC conference, September 2002に提案されている。この文書は、フェージングチャネルのタイプに関する統計量を用いたＳＩＮＲに基づくリンク適応プロセスを提案している。
この文書で言及されている問題は、ＳＩＮＲおよびチャネル統計量を考慮してどのようにＰＥＲまたはＢＥＲを予測するかということである。
明示的に言及されているチャネル統計量のタイプは、周波数領域におけるチャネル応答の絶対値の推定分散である、すなわち
Figure 2004222260
ここでρiは、ＯＦＤＭ信号のｉ番目のサブキャリアのチャネル係数（周波数領域におけるフェージングチャネル応答）である。
しかし、この論文の図１０に提示されている結果は、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２標準の特定のチャネルＡの場合のみであるので、フェージングチャネルの事前知識から独立となるようにこの基準をどのようにして効果的に使用することができるかを理解することは困難である。
本発明の目的は、容易に計算可能であり、フェージングチャネルの事前知識に依存せずにチャネルプロファイル特性を使用する、リンク適応プロセスを提供することである。
したがって、本発明の主題は請求項１記載の方法である。
フェージングチャネル統計量を表す誤差ベクトルマグニチュード(Error Vector Magnitude)と呼ばれる特定のメトリック、またはより正確には、その逆数である受信変調精度（ＲＭＡ）を、ＰＨＹモードと呼ばれるさまざまな変調および／または符号化レートのセットを使用するシステムと関連づけることにより、上記チャネルに関するいかなる事前知識または仮説も必要としないリンク適応技法を導出することが可能となる。
実際、われわれは、シミュレーション結果により、ＢＥＲ（ビット誤り率、またはＰＥＲ）とＲＭＡの間の関係が（ＢＥＲとＳＩＮＲの間の関係とは異なり）チャネルプロファイルとはほとんど独立していることを観測した。
よって、ＲＭＡを、チャネルプロファイルの知識とは独立して、ＰＨＹモードを選択するために使用することができる。
特定の実施態様では、方法は従属請求項のいくつかの特徴を含む。
本発明は、請求項１８および１９に記載のワイヤレス通信システムおよび受信機にも関する。
本発明は、単に例として与えられる以下の説明を、図面を参照して読むことによってさらに良く理解されるであろう。
図１は、隣接する無線セル１２を有するセルラシステム１０を示している。各無線セル１２は、１４で示す中央アクセスポイント（ＡＰ）によって制御される。アクセスポイントは、ある一定の地域をカバーし、コアネットワーク１６に接続される。
１８で示す移動端末（ＭＴ）は、その移動端末が位置するセル１２に関連するアクセスポイント経由で、他の移動端末１８またはコアネットワーク１６と通信する。
メディアへのアクセスおよび移動端末１８への無線リソースの割当ては、関連するアクセスポイント１４によって制御される。
前述のように、システムは、本発明を説明するためだけの例としてＨｉｐｅｒｌａｎ／２標準に従うと仮定することができる。実際には、本発明の範囲は、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２標準や、北米のＩＥＥＥ８０２．１１ａおよび日本のＨｉｓＷＡＮａのような類似の標準の範囲外に及ぶ。
Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２標準は、ETSI TS 101 475 V1.2.1A (2000-04)「Broadband Radio Access Networks (BRAN)」; HIPERLAN Type 2; Physical (PHY) layer (April 2000)に規定されている。
アクセスポイント１４と移動端末１８の間の伝送は、時分割二重（ＴＤＤ）を用いたダイナミック時分割多元接続（ＴＤＭＡ）を使用している。直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）が、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２のための変調方式として選択されている。
リソース割当てはアクセスポイント１４に集中化される。したがって、リソースは、アップリンクフェーズにより送信を行う移動端末によるプロトコルデータユニット（ＰＤＵ）の実際の送信の前に要求されなければならない。ショートＰＤＵ（ＳＣＨ−ＰＤＵ）内にカプセル化された特定のタイプのシグナリング／制御メッセージであるリソースリクエスト（ＲＲ）がその目的のために使用される。
リソースの割当てのため、アクセスポイント１４は、関連する無線セル内の移動端末から情報を受信する。
Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２の物理層経由で伝送されるユニットは可変長のバーストである。便宜上、そしてオーバーヘッドを削減するため、ＭＡＣ ＰＤＵ列がそのまま正確に物理バーストにマッピングされる。各バーストは、プリアンブルと、それに続く、データを含むペイロード部分とからなる。
Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２標準によれば、物理層は、さまざまな符号化レートおよび変調の組合せに対応するいくつかの物理層モード（ＰＨＹモード）を提供する。いくつかのサブキャリア変調方式が、物理層モードに応じて実施される。
次の表は、可能な物理モードを記載している。
Figure 2004222260
基本的に、ＰＤＵを符号化するために必要なＯＦＤＭシンボルの数は変調のロバスト性に比例する。１つのＯＦＤＭシンボルは４μｓの固定持続時間を有する。
複数のＰＨＹモードがあるため、アクセスポイントは、無線リンク条件に応じてＰＨＹモードを選択するリンク適応プロセスを実施する。
各コネクションおよびその方向（アップリンクまたはダウンリンク）が、フレームごとに異なり得る特定のモードを使用することができる。
リンク適応方法（プロセス）は、現在の無線リンク条件を評価するステップと、評価された現在の無線リンク条件に応じた基準を適用することにより現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるステップとを含む。現在の無線リンク条件の評価ステップは、受信メッセージの少なくとも一部に対する誤差ベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）の計算を含む。誤差ベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）は、所定数のシンボルに対する等化復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差の期待値として定義される。基準は、誤差ベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）に、実際にはその逆数である受信変調精度ＲＭＡ＝１／ＥＶＭに、少なくとも部分的に依存する。
図２は、本発明によるリンク適応方法（プロセス）のアルゴリズムのフローチャートを示している。
以下の説明は、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２で実施されるようなＯＦＤＭ変調方式について行われるが、いかなる変調にも適用可能である。
図２に開示される主要なステップは、それぞれの周期的な測定に対して実行されるので、ループ５０に示すように巡回プロセスが実現される。
このプロセスによれば、最初のステップ５２で、誤差ベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）が各観測量に対して計算される。それぞれの観測されるシンボルは複素数（Ｉ，Ｑ）に対応し、これは図３の図では点Ａとして示されている。
所定数のシンボルに対する等化復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差は次式、すなわち
Figure 2004222260
により定義され、ここで
Δ2（ｔ，ｆ，ｓ）は、時間（ｔ）、周波数（ｆ）および空間（ｓ）に依存する観測量に対する２乗誤差である。
（Ｉ0（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ0（ｔ，ｆ，ｓ））は、時間（ｔ）、周波数（ｆ）および空間（ｓ）に対する理想（基準）点すなわちシンボルＡ0である。
（Ｉ（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ（ｔ，ｆ，ｓ））は、時間（ｔ）、周波数（ｆ）および空間（ｓ）における観測点Ａ、すなわち等化復調受信シンボルＡである。
より正確には、ＯＦＤＭの場合、Ｚ（ｆ）が周波数ｆの複素シンボルであれば、Ｚ（ｆ）＝Ｉ（ｆ）＋ｊＱ（ｆ）となる。
Ｚf＝Ｚ（ｆ）は、サブキャリア番号ｆの等化受信シンボルである。
サブキャリアｆの受信シンボルをＲfで表すと、Ｚf＝Ｒf／ρfとなる。ρfはサブキャリアｆの推定チャネル応答である。
また、Ｚf＝Ｒf／ρf＝Ｔf＋ｎ／ρfとなる。
ここで、
Ｔfはサブキャリアｆの送信シンボルであり、
ｎはノイズである。
送信ＯＦＤＭ信号は、
Figure 2004222260
である。ここで、ＩTX（ｆ）＋ｊＱTX（ｆ）は、サブキャリアｆの複素送信信号である。
フェージングチャネルおよびノイズの後の受信ＯＦＤＭ信号は、
Figure 2004222260
である。
受信ＯＦＤＭ信号の等化は各サブキャリアごとに独立して行われる。
Figure 2004222260
この式はＺfの表式を説明している。
安定でより正確なＥＶＭの値を得るために、観測から得られるこの２乗誤差を平均し、信号パワーで正規化する。これが２乗誤差の期待値である、すなわち
ＥＶＭ＝Ｅ［Δ2（ｔ，ｆ，ｓ）］
ここでＥ［Ｘ］はＸ変数の期待値を表す。
信号パワーによる正規化は、いくつかの方法で扱うことができる。
すなわち、パワーによる正規化の第１のバージョンによれば、各観測量を時間（ｔ）、周波数（ｆ）および空間（ｓ）におけるパワーｐ（ｔ，ｆ，ｓ）で正規化した後、全体の期待値を導出する、すなわち
Figure 2004222260
パワーによる正規化の第２のバージョンによれば、観測量の期待値をパワーの期待値で正規化する、すなわち
Figure 2004222260
この第２バージョンは、パワー推定値の変動を減少するので、より安定であるという利点がある。
原理的には、受信機が受信信号に対する自動利得制御（ＡＧＣ）を含む場合、平均パワーは１に等しいはずであり、計算において省略することができる。
（受信パワーのそれぞれの）２乗誤差の期待値は、次式のように時間（ｔ）、周波数（ｆ）および空間（ｓ）におけるすべての観測量にわたる平均によって近似することができる、すなわち
Figure 2004222260
ここでＮ（ｔ，ｆ，ｓ）は時間（ｔ）、周波数（ｆ）および空間（ｓ）にわたる観測量の数である。
ＥＶＭから、受信変調精度（ＲＭＡ）が得られる、すなわち
Figure 2004222260
実際には、これらの両方の統計量はｄＢ単位で計算される、すなわち
ＭＥＲdB＝１０Ｌｏｇ（ＭＥＲ）
ＲＭＡdB＝１０Ｌｏｇ（ＲＭＡ）
例として、Ｈｉｐｅｒｌａｎ２の特定の場合におけるＥＶＭ計算値を（パワーによる正規化の第２のバージョンを考慮して）次式、すなわち
Figure 2004222260
によって導出することができ、ここで、
Ｎfは、測定のための２ｍｓ持続時間のフレームの数であり、
Ｎpは、ＯＦＤＭシンボル数を単位とした、フレーム内のパケットの長さであり、
Ｎsは、受信機における空間的に広がった要素の数であり（例えば、受信機側で２個のダイバーシティアンテナが使用される場合、Ｎs＝２である）、
Ｋfは、サブキャリア周波数の数であり（Ｈｉｐｅｒｌａｎ２の場合は５２）、
Ｐ0は、信号の平均パワーであり、本例では次式、すなわち
Figure 2004222260
により近似することができ、ここで、ρ2（ｔ1，ｔ2，ｆ）はフレームｔ1のＯＦＤＭシンボルｔ2におけるサブキャリアｆのチャネル推定係数である。
２つの受信アンテナダイバーシティが時に使用され得るが（ｓ＝１，２）、ここでは空間領域（複数可）における観測量の変動はない。
パワーによる正規化の第１のバージョンを考慮して、ＥＶＭの第２のバージョンを次式、すなわち
Figure 2004222260
によって導出することができる。
ここでＰ0はＯＦＤＭシンボル内の信号の平均パワーであり、本例では次式、すなわち
Figure 2004222260
により近似することができる。
ここで、ρ2（ｔ1，ｔ2，ｆ）はフレームｔ1のＯＦＤＭシンボルｔ2におけるサブキャリアｆのチャネル推定係数であるが、ｔ1およびｔ2は一定である。
本発明のこの最後の特定の実施形態が、図６および図７の曲線を求めるために使用された。
受信機内でのＥＶＭの計算の例は後で開示される。
ＥＶＭ（それぞれＲＭＡ）の定義および計算自体は、最新技術から既知であり、それ自体は本発明の対象ではない。例えば、このようなＥＶＭは、Ａｇｉｌｅｎｔ ９３０００ ＳｏＣシリーズのＶｅｃｔｏｒ Ｓｉｇｎａｌ Ａｎａｌｙｚｅｒのようなテスト装置で実施されている。
図３に示すように、ＥＶＭは、受信点Ａと理想点Ａ0の間の距離に依存する。
図４に、６４ＱＡＭ（６４点直交振幅変調）変調の場合に、等化後に得られるバーストのコンステレーションの例を示す。
図５に、ＢＰＳＫ（２値位相シフトキーイング）変調の場合に、バーストの等化後に得られるコンステレーションの例を示す。
このようなコンステレーションでは、フェージングチャネルおよび／またはノイズチャネルの両方の影響があると、点は大きくなる。
したがって、基本的に、点が大きくなると、誤差ベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）は増大し、受信変調精度（ＲＭＡ）は減少する。
ステップ５４で、計算されたＲＭＡに従って、新しいＰＨＹモードが選択テーブルで選択される。ステップ５６で、送信が、現在の物理層モードから新たに選択された物理層モードに切り替えられる。
選択テーブルは、ステップ５８で、事前に規定され格納される。
このような選択テーブルの例を次に示す。
Figure 2004222260
この表は、ＲＭＡに対するいくつかのしきい値を定義している。ＰＨＹモードはこれらのしきい値に基づいて選択される。
この表は、ステップ５８で、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２標準で規定されるいくつかのチャネルについてＲＭＡに対するビット誤り率（ＢＥＲ）をまず考慮することによって得られる。
この図が、図６に、モード７（６４−ＱＡＭ、Ｒ＝３／４）の場合に、Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２標準で規定されるフェージングチャネルＡ、Ｃ、ＤおよびＥについて、ならびにＡＷＧＮチャネルについて示されている。各曲線は異なるチャネルに対応する。
「最悪の場合の」伝搬チャネルが、これらの曲線に基づいて規定される。このチャネルは、所与のＲＭＡに対する最悪のＢＥＲを有するチャネルに対応する。
この「最悪の場合の」伝搬チャネルを考慮して、ＲＭＡに対するスループットが図７に示すように描かれる。
スループットは、誤りのないパケットを実現するために必要な再送の冗長性を考慮した、ＭＡＣ（メディアアクセス制御）層の上で得られるビットレートとして定義される。
表２における選択されるＰＨＹモードは、各ＲＭＡに対して最高のスループットを得るために規定される。
図２に示すように、各測定について、ステップ５８で事前に規定され格納された選択テーブルを考慮して、ステップ５２で計算されたＲＭＡに基づいて、ステップ５４でＰＨＹモードの選択が実行される。
それ自体知られているように、ＰＨＹモードは、各ＤＬＣユーザコネクションについて個別に選択される。こうして、各ユーザは、異なるＰＨＹモードとのいくつかのコネクションを同時に維持することができる。
図８は、最新技術で考えられているようなモード７（６４−ＱＡＭ、Ｒ＝３／４）の場合の、ＳＩＮＲに対するビット誤り率（ＢＥＲ）を示している。ＡＷＧＮチャネルとフェージングチャネルＡ、Ｃ、ＤおよびＥの間にはｄＢ単位で大きいばらつきがあることを観察することができる。実際、例えば、ＡＷＧＮとチャネルＡの間には５ｄＢ（ＢＥＲ＝１０-2の場合）から１０ｄＢ（ＢＥＲ＝１０-3の場合）までの差（ＢＥＲレベルに依存する）がある。
前に説明したように、ＰＨＹモード選択プロセスのしきい値の定義に対する「最悪の場合の」シナリオ（すなわち今の場合にはチャネルＡ）を考慮する場合（チャネルＥは最悪であるが現実的でない）、最悪の場合と最良の場合（ＡＷＧＮチャネル）の間で５〜１０ｄＢの損失を受ける可能性がある。このような損失は、前に説明したように、大きいスループットの損失につながる。したがって、従来のＰＨＹモード選択プロセスはしばしば、スループットに関して次善の選択をもたらしている。
これに対して、図６は、ＡＷＧＮチャネルとフェージングチャネルＡ、Ｃ、ＤおよびＥの間では、ｄＢ単位でばらつきが大幅に減少していることを示している。実際、ＡＷＧＮとチャネルＡの間には１ｄＢ（ＢＥＲ＝１０-2の場合）ないし２〜３ｄＢ（ＢＥＲ＝１０-3の場合）の差（ＢＥＲレベルに依存する）しかない。
この状況では、ＰＨＹモード選択プロセスのしきい値の定義に対する「最悪の場合の」シナリオからの損失は、最悪の場合と最良の場合の間で１〜３ｄＢとなるので、ＳＩＮＲ基準の場合に比べてスループットパフォーマンスが改善される。
結論として、ＲＭＡは、「等価ＡＷＧＮ−ＳＩＮＲ」（より正確には、ＡＷＧＮチャネルで同様のビット誤り率を得るために必要な等価ＳＩＮＲ）とみなすことができる。
したがって、ＲＭＡは、もちろんある一定の程度ではあるが、すべての伝送チャネルでＢＥＲの収束を可能にする。すなわち、ＲＭＡからビット誤り率（ＢＥＲ、そしてさらにＰＥＲも）をより良好に予測することが可能であり、これがリンク適応プロセスの目的である。
ＲＭＡの計算値は、受信装置で計算される（ワイヤレス通信システムのいかなる通常の受信機も適合可能である）。
このような受信機２００を図９に示す。
これは、ＲＦ−アナログベースバンド変換ステージ２０２、受信パワー制御ステージ２０４、ベースバンドアナログ−デジタル変換ステージ２０６、プリアンブル検出ステージ２０８（プリアンブルが挿入される場合）、時間および周波数に関する同期ならびにチャネル推定ステージ２１０、等化ステージ２１２、デマッピングステージ２１４、デインタリーブステージ２１６（必要な場合）ならびに復号化ステージ２１８を含む。
ＲＭＡの計算は、等化ステージ２１２から出力されるデータに対して、デマッピングステージ２１４の前に、ＲＭＡ計算ステージ２２０によって実行される。
本発明の第１実施形態によれば、ＲＭＡは、各データバーストに先行するプリアンブル構造を使用することによって、各バーストについて計算される。
プリアンブルは既知のシーケンスであるので、受信変調精度の式に記述されているように観測シーケンスを理想シーケンスと比較することが容易である。
その場合、
Ｎfは、測定のためのフレームの数である（例えば、Ｎf＝２０個のフレームがあれば良好な平均が可能である）。
Ｎpは、各バーストのプリアンブルを構成するシンボルの数である（例えば、Ｈｉｐｅｒｌａｎ２プリアンブルの場合は２個のＯＦＤＭシンボル）。
Ｋcは、プリアンブルを構成する周波数の数である（例えば、Ｈｉｐｅｒｌａｎ２プリアンブルの場合は５２個のサブキャリア）。
Ｎsは、プリアンブルを構成する空間ダイバーシティの数である（例えば、Ｈｉｐｅｒｌａｎ２プリアンブルの場合は１または２）。
Ｐ0は、コンステレーションの平均パワーである（受信または送信パワー制御が使用される場合、通常Ｐ0＝１である）。
つまり、下記の式、すなわち
Figure 2004222260
における（Ｉ0（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ0（ｔ，ｆ，ｓ））が既知であり受信機に格納される。
すべての観測量にわたるＲＭＡは、
Figure 2004222260
である。ここでＮ（ｔ，ｆ，ｓ）＝Ｎf・Ｎp・Ｋc・Ｎs（観測量の総数）であり、
Figure 2004222260
（観測量の平均パワー）である。
したがって、各平均期間（その長さはＮfおよびＮpによって決まる）に対して、ＲＭＡ基準を用いたリンク適応を行うことができる。
本発明の第２実施形態によれば、ＲＭＡはバーストのペイロード部分に対する計算によって計算される。
その場合、（Ｉ0（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ0（ｔ，ｆ，ｓ））は、（Ｉ（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ（ｔ，ｆ，ｓ））、すなわち等化後の観測点に対する決定を行うことから得られる。このような計算はより複雑である。というのは、ＲＭＡを計算する前に未知のペイロードシンボルに対する決定を行う必要があるからである。決定を行うことは、受信点から最も近い理想点を決定することを必要とする。
図１０に示すように、受信点は、理想点１または理想点２のようないくつかの近い点と関連づけることができる。
例えば、選択される理想点は、既知のメトリックに従って、受信点との間の長さがより短い点として定義される。
例えば、メトリックは次のように定義される、すなわち
Figure 2004222260
したがって、このような手続きは、より多くの計算の複雑さを必要とし、必要な場合のみに使用すべきである。
すなわち、その場合、
Figure 2004222260
であり、ここで記号（＾）ｘkはｘkの推定値を意味する。なお、（＾）ｘkはｘkの上に＾があることを表わす。
メッセージのペイロード部分に含まれることがあるパイロットを使用することによって、より精密なＲＭＡの計算が実行される。
実際、例えばＨｉｐｅｒｌａｎ／２標準によって規定されるように、各データＯＦＤＭシンボルは、データキャリアにデータを、そしてパイロットキャリアに基準情報を含む。したがって、各ペイロードシンボルは４個のパイロットを含み、これらは基準とされるサンプルである。それゆえ、ＲＭＡの計算を精密化するためにこれらの４個のパイロットを使用することも可能である。パイロット値は既知であるので、プリアンブル部分の場合のように、観測シーケンスを理想シーケンスと比較することができる。
ある種の「ピンポン」効果を引き起こし得るＲＭＡ計算の高速な変動を制限するため、数個のバーストまたはフレームにわたって計算値を平均することが賢明である。
ダウンリンクチャネルの場合、各移動端末が、受信するすべてのタイプのダウンリンクバーストに対してＲＭＡを計算する。移動端末は、ブロードキャストチャネル（ＢＣＨ）およびフレームチャネル（ＦＣＨ）データ（Ｈｉｐｅｒｌａｎ２ではＬｏｎｇ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ（ＬＣＨ）とも呼ばれる）を利用することもできる。よって、平均は、１フレームで受信される数多くのバーストに対して実行され、フレームごとの平均によって組み合わされることも可能である。
アップリンクチャネルの場合、アクセスポイントは、各コネクションごとに、すなわち各移動端末ごとに別個にＲＭＡを計算する必要がある。というのは、受信バーストのレベルおよび品質は各移動端末に依存するからである。平均は別個に実行されるべきである。各移動端末に関連するＲＭＡの値は（ＡＧＣのレベルや正確なタイミングと同様に）格納され、次フレームで平均のために取り出すことができる。
原理的には（Ｈｉｐｅｒｌａｎ２の場合のように）、アクセスポイントはマスタであり、そのスケジューリングメカニズムに従って、使用すべきリンク適応結果、すなわちＰＨＹモードを決定することに留意しなければならない。結果として、ダウンリンクに対して移動端末によって計算されたすべてのＲＭＡ情報が、アクセスポイントへのアップリンクを通じて返送されるべきである。この手続きは、移動端末によってダウンリンクに対して測定されるＳＩＮＲパラメータの場合のものと同一である。
最も簡単な手続きは、ＳＩＮＲの計算を避け、ＲＭＡ基準のみを実施する（すなわち、リンク適応基準はＲＭＡのみに依存する）ことである。
本発明の特定の実施形態では、リンク適応のためにＲＭＡ基準とＳＩＮＲまたはＳＮＲ基準の組合せが実施される。
実際には、ＳＩＮＲ基準は、特に、低いＳＩＮＲが観測される時間の７０〜９５％の間、使用することができる。
しかし、ＳＩＮＲが高い場合、伝送チャネルに歪みがないかどうかを判定するために、後でＲＭＡをチェックすることが賢明かもしれない。
したがって、第１の簡単な手続きは、
１．ＳＩＮＲのレベルをチェックすること、
２．ＳＩＮＲが所与のしきい値より低い場合、直ちにリンク適応について決定すること、
３．ＳＩＮＲが所与のしきい値より高い場合、ＲＭＡをチェックし、リンク適応について決定すること、である。
第２の簡単な手続きは、
１．ＲＭＡのレベルをチェックすること、
２．ＲＭＡが所与のしきい値より低い場合、直ちにリンク適応について決定すること、
３．ＲＭＡが所与のしきい値より高い場合、ＳＩＮＲをチェックし、リンク適応について決定すること、である。
本発明による方法は以下の利点を有する。
ＲＭＡは実施が非常に簡単である。
ＲＭＡは、伝送チャネルの品質を非常に良く表す基準であり、ＳＩＮＲおよびチャネルプロファイルの両方の特性を併せ持つ。ＲＭＡは、伝送のＢＥＲまたはＰＥＲ品質を予測するための「等価ＡＷＧＮ−ＳＩＮＲ」として使用可能である。
普通に使用される「最悪の場合の」シナリオを考慮すると、この基準を使用することによる利得は直接的である。というのは、ＲＭＡに関するＢＥＲパフォーマンスのばらつきはＳＩＮＲの場合に比べてはるかに減少されるからである。よって、全体のスループットを改善することができる。
ＲＭＡをＳＩＮＲと組み合わせることによって、さらなる改善が得られる。
通信システムの概略図である。 本発明によるリンク適応方法（プロセス）のフローチャートである。 本発明の第１実施形態を説明する、１点のみを有するコンステレーションの概略図である。 ＰＨＹモード（６４−ＱＡＭ）の場合の等化後のコンステレーションを示す図である。 ＰＨＹモード（ＢＰＳＫ）の場合の等化後のコンステレーションを示す図である。 Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２で規定されるいくつかのフェージングチャネルについて、モード７（６４−ＱＡＭ、Ｒ＝３／４）に対するＢＥＲ対ＲＭＡ（受信変調精度）を示す図である。 「最悪の場合の」チャネルに対するスループット対ＲＭＡを示す図である。 Ｈｉｐｅｒｌａｎ／２で規定されるいくつかのフェージングチャネルについて、モード７（６４−ＱＡＭ、Ｒ＝３／４）に対するＢＥＲ対ＳＩＮＲを示す図である。 本発明による方法（プロセス）を実施するように適応した受信機の機能図である。 本発明の第２実施形態を説明する、１点のみを有するコンステレーションの概略図である。

Claims (19)

  1. ワイヤレス通信システムの２つの局の間でメッセージのシンボルを伝送するために無線リンク上で使用される物理層モードを可能な物理層モードのセットのうちから選択するリンク適応方法であって、前記無線リンクは事前に未知でありフェージングチャネル（ＡＷＧＮ、Ａ、Ｃ、Ｄ、Ｅ）の複数のプロファイルに合わせることが可能であり、
    現在の無線リンク条件を評価するステップと、
    評価された現在の無線リンク条件に応じた基準を適用することにより現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるステップとを含み、
    前記現在の無線リンク条件の評価ステップは、前記メッセージの少なくとも一部に対する受信変調精度（ＲＭＡ）の計算を含み、前記受信変調精度（ＲＭＡ）は、所定数のシンボルに対する等化復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差の期待値の逆数として定義され、前記基準は、計算された受信変調精度（ＲＭＡ）に少なくとも部分的に依存し、前記フェージングチャネルの事前知識から独立していることを特徴とするリンク適応方法。
  2. 各伝送メッセージは既知シンボルのシーケンスを含み、前記評価ステップは前記既知シンボルのシーケンスの少なくとも一部に対して実行され、前記理想シンボル値は前記既知シンボル値に等しくとられることを特徴とする請求項１記載のリンク適応方法。
  3. 各伝送メッセージは既知のプリアンブルおよびペイロード部分を含み、前記既知シンボルのシーケンスは前記プリアンブルの少なくとも一部であることを特徴とする請求項２記載のリンク適応方法。
  4. 各伝送メッセージはプリアンブルおよびペイロード部分を含み、前記ペイロード部分は既知のパイロットシンボルを含み、前記既知シンボルのシーケンスは前記既知のパイロットシンボルの少なくとも一部であることを特徴とする請求項２又は３記載のリンク適応方法。
  5. 前記評価ステップは、前記受信シンボル値に応じて各理想シンボル値を決定するステップを含み、前記理想シンボル値は、所定の「メトリック」を考慮することにより、既知の可能なシンボル値のセットのうち前記受信シンボル値から最も近いシンボル値に等しくとられることを特徴とする請求項１記載のリンク適応方法。
  6. 前記受信変調精度（ＲＭＡ）は受信信号パワーで正規化されることを特徴とする請求項１から請求項５までのいずれかに記載のリンク適応方法。
  7. 前記受信変調精度ＲＭＡは、前記メッセージの各部分について、次式、すなわち
    Figure 2004222260
     により、所定数のシンボルに対する等化復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差Δ2（ｔ，ｆ，ｓ）の期待値を受信信号パワーｐ（ｔ，ｆ，ｓ）で割ったものの逆数として定義されることを特徴とする請求項６記載のリンク適応方法。
  8. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式が実施され、前記メッセージはフレームに分割され、前記受信変調精度ＲＭＡは次式、すなわち
    Figure 2004222260
     により定義され、
    ここで、
    （Ｉ0（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ0（ｔ，ｆ，ｓ））は、時間ｔ、周波数ｆおよび空間ｓに対する理想（基準）シンボルＡ0であり、
    （Ｉ（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ（ｔ，ｆ，ｓ））は、時間ｔ、周波数ｆおよび空間ｓにおける等化復調受信シンボルＡであり、
    Ｎfは、測定のためのフレームの数であり、
    Ｎpは、ＯＦＤＭシンボル数を単位とした、前記フレーム内のパケットの長さであり、
    Ｎsは、前記受信信号を構成する空間ダイバーシティの数であり、
    Ｐ0は、１つのＯＦＤＭシンボル内のコンステレーションの平均パワーであり、
    Ｋfは、前記ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの数である、
    ことを特徴とする請求項７記載のリンク適応方法。
  9. Ｐ0は、ＯＦＤＭシンボル内の信号の平均パワーであって、次式、すなわち
    Figure 2004222260
     により近似され、
    ここでρ2（ｔ1，ｔ2，ｆ）はフレームｔ1のＯＦＤＭシンボルｔ2におけるサブキャリアｆのチャネル推定係数であるが、ｔ1およびｔ2は一定である、
    ことを特徴とする請求項８記載のリンク適応方法。
  10. 前記受信変調精度ＲＭＡは、前記メッセージの各部分について、次式、すなわち
    Figure 2004222260
     により、所定数のシンボルに対する等化復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差Δ2（ｔ，ｆ，ｓ）の期待値を前記受信信号パワーｐ（ｔ，ｆ，ｓ）の期待値で割ったものの逆数として定義されることを特徴とする請求項６記載のリンク適応方法。
  11. 直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調方式が実施され、前記メッセージはフレームに分割され、前記受信変調精度ＲＭＡは次式、すなわち
    Figure 2004222260
     により定義され、
    ここで、
    （Ｉ0（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ0（ｔ，ｆ，ｓ））は、時間ｔ、周波数ｆおよび空間ｓに対する理想（基準）シンボルＡ0であり、
    （Ｉ（ｔ，ｆ，ｓ），Ｑ（ｔ，ｆ，ｓ））は、時間ｔ、周波数ｆおよび空間ｓにおける等化復調受信シンボルＡであり、
    Ｎfは、測定のためのフレームの数であり、
    Ｎpは、ＯＦＤＭシンボル数を単位とした、前記フレーム内のパケットの長さであり、
    Ｎsは、前記受信信号を構成する空間ダイバーシティの数であり、
    Ｐ0は、全平均期間に対するコンステレーションの平均パワーであり、
    Ｋfは、前記ＯＦＤＭシンボルのサブキャリアの数である、
    ことを特徴とする請求項１０記載のリンク適応方法。
  12. Ｐ0は、全平均期間に対する信号の平均パワーであって、この場合は次式、すなわち
    Figure 2004222260
     により近似可能であり、
    ここでρ2（ｔ1，ｔ2，ｆ）はフレームｔ1のＯＦＤＭシンボルｔ2におけるサブキャリアｆのチャネル推定係数である、
    ことを特徴とする請求項１１記載のリンク適応方法。
  13. 前記メッセージはフレームに分割され、前記受信変調精度（ＲＭＡ）は、前記メッセージの少なくとも２つのフレームについて計算され、各フレームの受信変調精度ＲＭＡの平均値に等しいことを特徴とする請求項１から請求項１２までのいずれかに記載のリンク適応方法。
  14. 前記基準は、前記受信変調精度（ＲＭＡ）のみに依存することを特徴とする請求項１から請求項１３までのいずれかに記載のリンク適応方法。
  15. 前記現在の無線リンク条件の評価ステップは、伝送の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）または信号対ノイズ干渉比（ＳＩＮＲ）のうちの少なくとも１つの信号比の計算を含み、前記基準は、前記受信変調精度（ＲＭＡ）および伝送の信号対ノイズ比（ＳＮＲ）または信号対ノイズ干渉比（ＳＩＮＲ）のうちの前記少なくとも１つの信号比に依存することを特徴とする請求項１から請求項１３までのいずれかに記載のリンク適応方法。
  16. 前記基準の実施態様は、
    まず前記信号比を所与のしきい値と比較するサブステップと、次に、
    前記信号比が前記所与のしきい値より低い場合、前記信号比に応じたサブ基準を適用することにより前記現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるサブステップと、
    前記信号比が前記所与のしきい値より高い場合、前記受信変調精度（ＲＭＡ）に応じたサブ基準を適用することにより前記現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるサブステップとを含む
    ことを特徴とする請求項１５記載のリンク適応方法。
  17. 前記基準の実施態様は、
    まず前記受信変調精度（ＲＭＡ）を所与のしきい値と比較するサブステップと、次に、
    前記受信変調精度（ＲＭＡ）が前記所与のしきい値より低い場合、前記受信変調精度（ＲＭＡ）に応じたサブ基準を適用することにより前記現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるサブステップと、
    前記受信変調精度（ＲＭＡ）が前記所与のしきい値より高い場合、前記信号比に応じたサブ基準を適用することにより前記現在の物理層モードから別の物理層モードに切り替えるサブステップとを含む
    ことを特徴とする請求項１５記載のリンク適応方法。
  18. 請求項１から請求項１７までのいずれかに記載のリンク適応方法を実施する手段を含むことを特徴とするワイヤレス通信システム。
  19. 請求項１８記載のワイヤレス通信システムで使用されるように適応した受信機であって、
    受信変調精度（ＲＭＡ）を計算する手段を含み、
    前記受信変調精度（ＲＭＡ）は、所定数のシンボルに対する等化復調受信シンボル値と理想シンボル値の間の２乗誤差の期待値の逆数として定義されることを特徴とする受信機。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007258799A (ja) * 2006-03-20 2007-10-04 Advantest Corp 信号解析装置、方法、プログラム、記録媒体
JP2009510926A (ja) * 2005-09-27 2009-03-12 クゥアルコム・インコーポレイテッド 送信機の性能の評価
JP2009538575A (ja) * 2006-05-22 2009-11-05 クゥアルコム・インコーポレイテッド 信号品質推定器
JP2012095120A (ja) * 2010-10-27 2012-05-17 Advantest Corp 測定装置、測定方法およびプログラム

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070070877A1 (en) * 2005-09-27 2007-03-29 Thomas Sun Modulation type determination for evaluation of transmitter performance
US7733968B2 (en) 2005-09-27 2010-06-08 Qualcomm Incorporated Evaluation of transmitter performance
US20070127358A1 (en) * 2005-11-23 2007-06-07 Qualcomm Incorporated Phase correction in a test receiver
US7734303B2 (en) * 2006-04-12 2010-06-08 Qualcomm Incorporated Pilot modulation error ratio for evaluation of transmitter performance
EP3599750A3 (en) * 2006-10-12 2020-03-04 Viavi Solutions Inc. Digital quality index for qam digital signals
JP4974641B2 (ja) * 2006-10-24 2012-07-11 三洋電機株式会社 無線装置
US9253009B2 (en) 2007-01-05 2016-02-02 Qualcomm Incorporated High performance station
US7873324B2 (en) * 2007-08-01 2011-01-18 Broadcom Corporation Apparatus and method for E-HICH/E-RGCH processing, metric estimation and detection
US8208936B2 (en) * 2008-09-04 2012-06-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for improving cell-edge data throughput in a wireless communications system
US9036688B1 (en) 2013-07-22 2015-05-19 The United States Of America, As Represented By The Secretary Of The Army Rapid modulation scheme determination for linear digital signals

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2742613B1 (fr) * 1995-12-14 1998-01-30 France Telecom Procede d'evaluation d'un facteur de qualite representatif d'un canal de transmission d'un signal numerique, et recepteur correspondant
US6904079B2 (en) * 2000-02-08 2005-06-07 Ipr Licensing, Inc. Access channel structure for wireless communication system
EP1176750A1 (en) * 2000-07-25 2002-01-30 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Link quality determination of a transmission link in an OFDM transmission system
US7016296B2 (en) * 2000-10-16 2006-03-21 Broadcom Corporation Adaptive modulation for fixed wireless link in cable transmission system

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009510926A (ja) * 2005-09-27 2009-03-12 クゥアルコム・インコーポレイテッド 送信機の性能の評価
JP2007258799A (ja) * 2006-03-20 2007-10-04 Advantest Corp 信号解析装置、方法、プログラム、記録媒体
WO2007119364A1 (ja) * 2006-03-20 2007-10-25 Advantest Corporation 信号解析装置、方法、プログラム、記録媒体
US8081694B2 (en) 2006-03-20 2011-12-20 Advantest Corporation Device, method, and program for signal analysis, and recording medium
JP2009538575A (ja) * 2006-05-22 2009-11-05 クゥアルコム・インコーポレイテッド 信号品質推定器
US8144814B2 (en) 2006-05-22 2012-03-27 Qualcomm Incorporated Signal quality estimator
JP2013062837A (ja) * 2006-05-22 2013-04-04 Qualcomm Inc 信号品質推定器
JP2012095120A (ja) * 2010-10-27 2012-05-17 Advantest Corp 測定装置、測定方法およびプログラム

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