JP2004201453A - 直流３相ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】安価なブートストラップ電源を用いて１２０°通電駆動が可能な直流ブラシレスモータの駆動装置を提供する。
【解決手段】１２０°通電中に３相巻線のうちのＵ相の上アーム側スイッチング素子４Ａと下アーム側スイッチング素子４Ｄを相補的にＰＷＭ制御する、つまり上アーム側がＯＮのときには下アーム側はＯＦＦに、上アーム側がＯＦＦのときには下アーム側はＯＮになるように、両者が逆位相で開閉するように制御し、かつ、Ｕ相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、Ｖ相またはＷ相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について同様に制御するように構成する。同じ相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御することにより、ブートストラップ電源の充電を行えるので、ＰＷＭ制御による１２０°通電駆動が可能になる。
【選択図】 図１
【解決手段】１２０°通電中に３相巻線のうちのＵ相の上アーム側スイッチング素子４Ａと下アーム側スイッチング素子４Ｄを相補的にＰＷＭ制御する、つまり上アーム側がＯＮのときには下アーム側はＯＦＦに、上アーム側がＯＦＦのときには下アーム側はＯＮになるように、両者が逆位相で開閉するように制御し、かつ、Ｕ相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、Ｖ相またはＷ相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について同様に制御するように構成する。同じ相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御することにより、ブートストラップ電源の充電を行えるので、ＰＷＭ制御による１２０°通電駆動が可能になる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直流ブラシレスモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【非特許文献１】三菱電機株式会社「ＤＣ３相ブラシレスモータドライバＳＴＫ６１０５データブック」
【非特許文献２】International Rectifier社「Motor Drive Control IC DESIGNER'S MANUAL M-50 TABLE1」
上記非特許文献１には、直流ブラシレスモータを、１２０°通電駆動させる場合に、インバータのスイッチング素子を駆動するドライブ回路（駆動回路）の電源として、チャージポンプ電源を用いた技術が示されている。なお、上記の１２０°通電駆動とは、モータの各相に流すモータ電流を１２０°通電して６０°停止する状態を繰り返す駆動制御を意味する。また、上記非特許文献２には駆動回路に用いるブートストラップ電源について記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記非特許文献２に記載のブートストラップ電源は、制御回路が不要であり、かつ、ダイオードとコンデンサで構成されるので、簡略で安価であるという利点がある。しかし、ブートストラップ電源はその内部のコンデンサに充電を行わないと動作しないので、充電を行うタイミングが必要であり、１２０°の連続した通電を行うことが困難である。そのため、上記のごとき１２０°通電駆動を行う直流ブラシレスモータ制御において、非特許文献１のようなチャージポンプ電源の代わりに、非特許文献２に記載のブートストラップ電源を用いるように変更することは困難である、という問題があった。
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、安価なブートストラップ電源を用いて１２０°通電駆動が可能な直流ブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明においては、１２０°通電中に３相巻線のうちの第１相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する、つまり上アーム側がＯＮのときには下アーム側はＯＦＦに、上アーム側がＯＦＦのときには下アーム側はＯＮになるように、両者が逆位相で開閉するように制御し、かつ、第１相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、第２相または第３相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について上記と同様に制御するように構成している。
【０００５】
【発明の効果】
本発明によれば、同じ相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御することにより、１２０°通電中にＰＷＭ制御を行いながらブートストラップ電源の充電を行うことが出来るので、ＰＷＭ制御による１２０°通電が可能になる。また、６０°休止期間の後も、複雑な制御が必要なく、ＰＷＭ１周期でＯＮ可能になるという効果がある。
【０００６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例の回路図である。
図１において、コントローラ部１は、図示しない位置検出センサから与えられるモータ回転子の位置（電気角）に対応した位置検出信号（Ｈａ〜Ｈｃ）およびトルク指令信号等に応じて、各ドライブ回路３Ａ〜３Ｆを開閉制御するための制御信号（Ｕ相上〜Ｗ相下）を出力する。ブートストラップ回路２は、上アーム駆動用電源であり、ダイオードＤ１〜Ｄ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ３から構成され、ドライブ用電源６（ＧＮＤ基準）の電力を用いて、ドライブ回路３Ａ〜３Ｃを駆動する。また、ドライブ回路３Ｄ〜３Ｆは上記ドライブ用電源６の電力によって駆動される。上記の各ドライブ回路３Ａ〜３Ｆを駆動することにより、ＭＯＳＦＥＴとダイオードの並列回路からなるスイッチング素子４Ａ〜４Ｆを開閉制御する。これにより負荷用電源８（ＧＮＤ基準）の電力を３相Ｙ結線のモータ５に供給し、モータ５を駆動する。また、７はリプル電流吸収用の平滑用コンデンサである。また、スイッチング素子４Ａと４Ｄ、４Ｂと４Ｅ、４Ｃと４Ｆは、それぞれ負荷用電源８と接地間に直列に接続されており、負荷用電源８の＋側に近い方（４Ａ、４Ｂ、４Ｃ）を上アーム側、接地に近い方（４Ｄ、４Ｅ、４Ｆ）を下アーム側と呼ぶ。また、ブートストラップ回路２の動作については詳細を後述する。
【０００７】
図２は、コントローラ部１の構成を示す回路図である。
図示のように、コントローラ部１は複数のアンド回路、オア回路およびＰＷＭ発生回路９から構成される。コントローラ部１には、図示しない位置検出センサから入力される位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−）が入力され、この位置検出信号に基づいて、駆動源信号（Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−）が生成される。そして、外部から入力されるトルク指令信号Ｔ＊（例えば電気自動車用のモータであれば、アクセルペダル操作に基づいて設定されるトルク指令値）に基づいて、ＰＷＭ発生回路９では予め定められたマップに従って、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−の基準信号を出力する。そして駆動源信号とＰＷＭ基準信号とに基づいて、コントローラ出力信号（Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下）が生成され、このコントローラ出力信号が図１に示すドライブ回路３Ａ〜３Ｆへと出力される。なお、コントローラ部１における信号発生の論理式については後述する。
【０００８】
図３は、図１および図２における回路各部の信号波形図である。
以下、図３に基づいて図１の回路動作を説明する。
コントローラ部１から出力されるコントローラ出力信号（Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下）は、図３に示すように、第１相たとえばＵ相の上アーム側の信号（Ｕ相上）と下アーム側の信号（Ｕ相下）とが相補的なＰＷＭ信号（一方が高レベルのとき他方が低レベルつまり相互に逆位相の信号）になっており、このようにＵ相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、Ｖ相またはＷ相の何れかの下アーム側の信号（Ｖ相下またはＷ相下）は高レベルになっている。同様に、（Ｖ相上）と（Ｖ相下）が相補的なＰＷＭ信号になっている期間はＷ相またはＵ相の何れかの下アーム側の信号（Ｗ相下またはＵ相下）は高レベルになっており、（Ｗ相上）と（Ｗ相下）が相補的なＰＷＭ信号になっている期間はＵ相またはＶ相の何れかの下アーム側の信号（Ｕ相下またはＶ相下）は高レベルになっている。
【０００９】
上記のようなコントローラ出力信号（Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下）によってドライブ回路３Ａ〜３Ｆを駆動すると、ドライブ回路３Ａ〜３ＦからはドライブＴＲゲート信号ＳＡ〜ＳＦが出力され、これによってスイッチング素子４Ａ〜４Ｆを駆動することにより、モータ５の各相巻線には図示のような相電流Ｕ、Ｖ、Ｗが流れる。
【００１０】
以下、動作を詳細に説明する。
まず、電気角０°にて、制御を開始する。この時、ブートストラップ電源２のコンデンサＣ１〜Ｃ３は充電されていない。そのため、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示（ＰＷＭ信号のＵ相上の１パルス目が高レベル）しても、ドライブＴＲゲート信号ＳＡの１パルス目は低レベルのままなので、スイッチング素子４ＡはＯＮしない。このとき、Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示（Ｖ相下が高レベル）するので、スイッチング素子４ＥはＯＮする。
次に、Ｕ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示（ＰＷＭ信号のＵ相下の１パルス目が高レベル）すると、スイッチング素子４ＤはＯＮする。この間、ドライブＴＲゲート信号ＳＡは低レベルになり、Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡはＯＦＦで、そのソースがＧＮＤに落ちるので、Ｕ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ１はダイオードＤ１を介してドライブ用電源６から充電される。
次に、再びＵ相下アームをＯＦＦして、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する（ＰＷＭ信号のＵ相上の２パルス目が高レベル）。このときにはＵ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ１は充電されているため、ドライブＴＲゲート信号ＳＡの２パルス目は高レベルとなり、スイッチング素子４ＡはＯＮする。そしてこの状態ではスイッチング素子４Ａとスイッチング素子４ＥがＯＮになるので、モータ５のＵ相−Ｖ相間に駆動電流が流れる。
次に、再びＵ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示するので、スイッチング素子４ＤはＯＮする。このとき、Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ１に再度充電され、次の駆動に備える。
【００１１】
なお、この時、モータ５のＵ相−Ｖ相間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４Ｄとスイッチング素子４Ｅを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。つまり、平滑用コンデンサ７にリップル電流が流れると、平滑用コンデンサ７の容量を大きくする必要を生じるが、図１の回路では、リップル電流が平滑用コンデンサ７に回り込む経路にならないので、平滑用コンデンサ７を大きくしなくて済むという効果がある。
【００１２】
上記のように、Ｕ相上下アームを相補的にＰＷＭ駆動し、その間、Ｖ相下アームを矩形波駆動（ＯＮを継続）することにより、ブートストラップ電源２のコンデンサＣ１に充電することが出来る。なお、このときＶ相上アームはＯＦＦのままとする。上記の動作を電気角６０°まで繰り返す。
【００１３】
次に、電気角６０°のときに、Ｗ相下アームの駆動信号をＯＮ指示して、スイッチング素子４ＦをＯＮさせる。
この時は、スイッチング素子４Ａとスイッチング素子４ＦがＯＮしているので、モータ５のＵ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。電流がＵ相−Ｖ相間からＵ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５が回転する。この動作を電気角１２０°まで行う。
【００１４】
上記のように、電気角０°〜１２０°間においては、Ｕ相上のスイッチング素子４ＡとＵ相下のスイッチング素子４Ｄを相補的にＰＷＭ駆動し、その間はＶ相下またはＷ相下のスイッチング素子はＯＮ状態を継続（０°〜６０°間はＶ相下がＯＮ、６０°〜１２０°間はＷ相下がＯＮ）するように制御する。
【００１５】
次に、電気角１２０°の時に、Ｖ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。しかし、Ｖ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ２は充電されていないため、スイッチング素子４ＢはＯＮしない。一方、Ｗ相下アームの駆動信号は、引き続きＯＮ指示されていて、スイッチング素子４ＦはＯＮしている。
次に、Ｖ相上アームをＯＦＦして、Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。これによりスイッチング素子４ＥはＯＮする。この間、Ｖ相上アームのスイッチング素子４ＢのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ２が充電される。
次に、Ｖ相下アームをＯＦＦして、Ｖ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。Ｖ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ２は充電されているため、スイッチング素子４ＢはＯＮする。このときスイッチング素子４Ｂとスイッチング素子４ＦがＯＮしているので、モータ５のＶ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。このように電流がＵ相−Ｗ相間からＶ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５が回転を続ける。
Ｗ相についても上記同様に制御することにより、電気角３６０°まで進み、同様の制御を繰り返してモータ５を駆動制御する。
【００１６】
なお、先程の制御で充電したＵ相用ブートストラップ電源のコンデンサＣ１は、Ｕ相下アームが電気角３００°から３６０°の間ＯＦＦしているため、Ｕ相上アームのドライブ回路３Ａの消費電流により放電するので、スイッチング素子４ＡをＯＮするのに十分な電荷が残っていない可能性がある。そのため、この状態ではＵ相上アームの駆動信号をＯＮ指示すると、スイッチング素子４Ａはゲート電圧の低い状態でＯＮする可能性がある。しかし、このような状態でＯＮする時間は、ＰＷＭ１周期に相当する極めて短い時間なので、これによる発熱が原因となって、スイッチング素子４Ａが故障、破壊するようなおそれはない。
【００１７】
次に、図２に示したコントローラ部１における信号の生成方法について説明する。
図４はコントローラ部１により生成されるコントローラ部出力信号生成タイムチャートである。
図４に示すように、駆動源信号は、ＵＶＷ相の各＋−信号とＰＷＭの＋−信号とで構成される。
ＵＶＷ相の各＋−信号は、位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−）を用いて、図３に示した回路にて生成される。この時の論理式を以下に示す。
Ｕ＋＝Ｈａ＋ ＡＮＤ Ｈｂ−
Ｖ＋＝Ｈｂ＋ ＡＮＤ Ｈｃ−
Ｗ＋＝Ｈｃ＋ ＡＮＤ Ｈａ−
Ｕ−＝Ｈａ− ＡＮＤ Ｈｂ＋
Ｖ−＝Ｈｂ− ＡＮＤ Ｈｃ＋
Ｗ−＝Ｈｃ− ＡＮＤ Ｈａ＋
コントローラ部出力信号は、生成された駆動源信号を用いて、図３に示した回路にて生成される。この時の論理式を以下に示す。
Ｕ相上＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
Ｖ相上＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
Ｗ相上＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
Ｕ相下＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｕ−
Ｖ相下＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｖ−
Ｗ相下＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｗ−
なお、上記の説明では、コントローラ部出力信号の生成方法として、回路構成例を示したが、生成はソフト処理で行う方法等、他の方法でも生成できる。
【００１８】
上記のように、第１の実施例においては、１２０°通電中に３相巻線のうちの第１相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御し、かつ、第１相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、第２相または第３相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について上記と同様に制御するように構成したことにより、ＰＷＭ制御で１２０°通電中にブートストラップ電源の充電を行うことが出来るので、１２０°通電が可能になる。また、６０°休止期間の後も、複雑な制御が必要なく、ＰＷＭ１周期でＯＮ可能になる。また、スイッチング素子に転流電流を流すため、ＦＷＤに比較して損失が下がる。その上、全アームをＰＷＭ駆動にせず、ＯＮ状態を継続する下アームに相対する上アーム側をＯＦＦのままとすることにより、転流電流を平滑用コンデンサ７に流さないため、平滑用コンデンサ７の寿命が伸びると共に、スイッチング損失を低減できる、という効果がある。
【００１９】
ここでブートストラップ回路について説明する。
図５は、モータを駆動制御するスイッチング素子の駆動電源としてブートストラップ回路を用いた場合の簡略化した回路図である。図５は前記図１のＵ相に相当する回路であり、ドライブ用電源６、負荷用電源８、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、ドライブ回路３Ａ、上アーム側スイッチング素子４Ａ、下アーム側スイッチング素子４Ｄ、モータ５は、それぞれ図１の同符号のものに相当する。ただし、「負荷用電源８の電圧≧ドライブ用電源６の電圧」とする。
まず、上アーム側のスイッチング素子をオフさせる信号（Ｕ相上が低レベル）を出力すると、上アーム側スイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤ電位となり、ドライブ用電源６からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に充電が行われる。なお、このときに下アーム側スイッチング素子４ＤはＯＮとする。
次に、上アーム側スイッチング素子４ＡをＯＮさせる信号（Ｕ相上が高レベル）を出力すると、コンデンサＣ１に充電された電荷を用いてドライブ回路３ＡがＯＮし、上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮする。上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮすると、そのソースが負荷用電源８の電位となり、「負荷用電源８の電圧≧ドライブ用電源６の電圧」であるために、ダイオードＤ１が非導通となり、コンデンサＣ１ヘの充電が行われなくなる。そのため上アーム側スイッチング素子４ＡはコンデンサＣ１に充電された電荷のみでＯＮを継続することになり、コンデンサＣ１の放電が進むことになる。なお、このときに下アーム側スイッチング素子４ＤはＯＦＦとする。
すなわち、下アーム側スイッチング素子４ＤがＯＮであり、上アーム側スイッチング素子４Ａがオフである期間に、コンデンサＣ１を充電し、この充電した電荷を用いて、上アーム側スイッチング素子４ＡをＯＮさせることになる。
言い換えると、下アーム側スイッチング素子４ＤがＯＮしている間に、次回の上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮのときに使用する電荷を充電していることになる。
【００２０】
図６は、上記図５の動作における各部の電圧波形を示す図である。
図６に示すように、上アーム側と下アーム側とは相補的（逆位相）に駆動され、上アーム側がＯＦＦで下アーム側がＯＮの期間にブートストラップ電源が充電され、上アーム側がＯＮの期間に放電が行われるが、図示のように、動作中は全体的に、上アーム側スイッチング素子をＯＮするために十分な電圧が保持されていることが判る。
【００２１】
（第２の実施例）
以下、本発明の第２の実施例について説明する。
この実施例は、いわゆる３相６線式モータと呼ばれるモータに本発明を適用したものである。この３相６線式モータとは、１相のコイルに対して一つのＨブリッジ回路が設けられているものである。前記図１に示したＹ結線やΔ結線のモータでは、３相中の各相に対して、負荷用電源の電圧Ｖｃｃの１／２が印加（例えばＵ相−Ｖ相間にＶｃｃが印加されるので、∪相にはＶｃｃの１／２が印加）されるのに対し、３相６線式モータでは、各相にＶｃｃが印加されるので、高出力が得られるという特徴がある。
【００２２】
図８は、３相６線式モータの１相分（Ｕ相）の回路を示す図である。図８に示すように、モータの１相分の巻線（Ｕ相巻線）は、４１Ａ（ＵＬＨ：Ｕ相左上）、４１Ｂ（ＵＬＬ：Ｕ相左下）、４１Ｃ（ＵＲＨ：Ｕ相右上）、４１Ｄ（ＵＲＬ：Ｕ相右下）の４個のスイッチング素子からなるＨブリッジの中点に接続されている。この回路は４１Ａと４１ＤをＯＮすることによって左から右へ電流が流れ、４１Ｃと４１ＢをＯＮすることによって右から左へ電流が流れる。
【００２３】
図７に示す回路は、図８のような結線のモータに本発明を適用した回路図である。
図７においては、Ｕ相駆動回路のみを詳細に示しており、Ｖ相駆動回路とＷ相駆動回路については、Ｕ相と内容が同一のため省略して示している。したがって、以下の説明では主としてＵ相について説明する。なお、Ｖ相駆動回路とＷ相駆動回路において、▲１▼、▲２▼、▲３▼、▲４▼の符号を付した個所は、Ｕ相駆動回路における同符号と同じ位置を示す。
【００２４】
コントローラ部１１は、後記図９に示すごとき構成を有し、後記図１０に示すごとき信号（ＵＬＨ、ＵＬＬ、ＵＲＨ、ＵＲＬおよびＶＬＨ、ＶＬＬ、ＶＲＨ、ＶＲＬおよびＷＬＨ、ＷＬＬ、ＷＲＨ、ＷＲＬ）を出力する（詳細後述）。
ブートストラップ回路２１は上側アームのドライブ回路（３１Ａと３１Ｃ）にのみ設けられている。スイッチング素子４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃ、４１Ｄは、３相６線式モータのＵ相巻線に対して、前記図８の同符号の素子と同じ結線になっている。
【００２５】
図９は、コントローラ部１１の回路図である。
コントローラ部１１は複数のアンド回路、オア回路およびＰＷＭ発生回路９から構成され、基本的には前記図２のコントローラ部１と同様であるが、論理式が異なっている。
図９における論理式は下記のとおりである。
（１）Ｕ相
ＵＬＨ＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＵＬＬ＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｕ−
ＵＲＨ＝Ｕ− ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＵＲＬ＝Ｕ− ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｕ＋
（２）Ｖ相
ＶＬＨ＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＶＬＬ＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｖ−
ＶＲＨ＝Ｖ− ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＶＲＬ＝Ｖ− ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｖ＋
（３）Ｗ相
ＷＬＨ＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＷＬＬ＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｗ−
ＷＲＨ＝Ｗ− ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＷＲＬ＝Ｗ− ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｗ＋
上記のごとき論利式にしたがって図１０に示すごとき信号を生成する。
【００２６】
図１０は、図７の回路各部における信号波形図である。
図１０のコントローラ部出力信号から判るように、図７においては、Ｕ相の左側の上アーム側スイッチング素子４１Ａと下アーム側スイッチング素子４１ＢとがＰＷＭ信号に応じて電気角１２０°のあいだ相補的（逆位相）にＯＮ−ＯＦＦし、かつ、それらが相補的に制御されている期間は、右側の上アーム側スイッチング素子４１ＣがＯＦＦで下アーム側スイッチング素子４１ＤがＯＮを継続するように制御される。
また、Ｖ相においても、上記Ｕ相から電気角１２０°遅れて同様に制御され、Ｗ相においても、上記Ｖ相から電気角１２０°遅れて同様に制御される。
【００２７】
つまり、図７の回路においては、各相について、Ｈブリッジの一方側の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とが電気角１２０°のあいだＰＷＭ信号によって相補的に開閉駆動され、その相補的に開閉駆動されている間は他方の側の上アーム側スイッチング素子がＯＦＦ、下アーム側スイッチング素子がＯＮになるように制御される。そして各相がそれぞれ電気角１２０°ずれて上記の制御を繰り返すように構成されている。
【００２８】
上記の構成のおいても、前記図１と同様に、１２０°通電中にブートストラップ電源の充電を行うことが出来るので、１２０°通電が可能になる。また、６０°休止期間の後も、複雑な制御が必要なく、ＰＷＭ１周期でＯＮ可能になる。また、スイッチング素子に転流電流を流すため、ＦＷＤに比較して損失が下がる。その上、全アームをＰＷＭ駆動にせず、ＯＮ状態を継続する下アームに相対する上アーム側をＯＦＦままとすることにより、転流電流を平滑用コンデンサ７に流さないため、平滑用コンデンサ７の寿命が伸びると共に、スイッチング損失を低減できる、という効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の回路図。
【図２】コントローラ部１の構成を示す回路図。
【図３】図１および図２における回路各部の信号波形図。
【図４】コントローラ部１により生成されるコントローラ部出力信号生成タイムチャート。
【図５】モータを駆動制御するスイッチング素子の駆動電源としてブートストラップ回路を用いた場合の簡略化した回路図。
【図６】図５の動作における各部の電圧波形を示す図。
【図７】本発明の第２の実施例の回路図。
【図８】３相６線式モータの１相分（Ｕ相）の回路を示す図。
【図９】コントローラ部１１の回路図。
【図１０】図７の回路各部における信号波形図。
【符号の説明】
１…コントローラ部 ２…ブートストラップ回路
３Ａ〜３Ｆ…ドライブ回路 ４Ａ〜４Ｆ…スイッチング素子
５…モータ ６…ドライブ用電源
７…平滑用コンデンサ ８…負荷用電源
９…ＰＷＭ発生回路 １１…コントローラ部
２１…ブートストラップ回路 ３１Ａ〜３１Ｄ…ドライブ回路
４１Ａ〜４１Ｄ…スイッチング素子 ５１…３相６線式モータ
Ｄ１〜Ｄ３ダイオード Ｃ１〜Ｃ３コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は直流ブラシレスモータの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
【非特許文献１】三菱電機株式会社「ＤＣ３相ブラシレスモータドライバＳＴＫ６１０５データブック」
【非特許文献２】International Rectifier社「Motor Drive Control IC DESIGNER'S MANUAL M-50 TABLE1」
上記非特許文献１には、直流ブラシレスモータを、１２０°通電駆動させる場合に、インバータのスイッチング素子を駆動するドライブ回路（駆動回路）の電源として、チャージポンプ電源を用いた技術が示されている。なお、上記の１２０°通電駆動とは、モータの各相に流すモータ電流を１２０°通電して６０°停止する状態を繰り返す駆動制御を意味する。また、上記非特許文献２には駆動回路に用いるブートストラップ電源について記載されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記非特許文献２に記載のブートストラップ電源は、制御回路が不要であり、かつ、ダイオードとコンデンサで構成されるので、簡略で安価であるという利点がある。しかし、ブートストラップ電源はその内部のコンデンサに充電を行わないと動作しないので、充電を行うタイミングが必要であり、１２０°の連続した通電を行うことが困難である。そのため、上記のごとき１２０°通電駆動を行う直流ブラシレスモータ制御において、非特許文献１のようなチャージポンプ電源の代わりに、非特許文献２に記載のブートストラップ電源を用いるように変更することは困難である、という問題があった。
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、安価なブートストラップ電源を用いて１２０°通電駆動が可能な直流ブラシレスモータの駆動装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため本発明においては、１２０°通電中に３相巻線のうちの第１相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する、つまり上アーム側がＯＮのときには下アーム側はＯＦＦに、上アーム側がＯＦＦのときには下アーム側はＯＮになるように、両者が逆位相で開閉するように制御し、かつ、第１相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、第２相または第３相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について上記と同様に制御するように構成している。
【０００５】
【発明の効果】
本発明によれば、同じ相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御することにより、１２０°通電中にＰＷＭ制御を行いながらブートストラップ電源の充電を行うことが出来るので、ＰＷＭ制御による１２０°通電が可能になる。また、６０°休止期間の後も、複雑な制御が必要なく、ＰＷＭ１周期でＯＮ可能になるという効果がある。
【０００６】
【発明の実施の形態】
（第１の実施例）
図１は、本発明の第１の実施例の回路図である。
図１において、コントローラ部１は、図示しない位置検出センサから与えられるモータ回転子の位置（電気角）に対応した位置検出信号（Ｈａ〜Ｈｃ）およびトルク指令信号等に応じて、各ドライブ回路３Ａ〜３Ｆを開閉制御するための制御信号（Ｕ相上〜Ｗ相下）を出力する。ブートストラップ回路２は、上アーム駆動用電源であり、ダイオードＤ１〜Ｄ３およびコンデンサＣ１〜Ｃ３から構成され、ドライブ用電源６（ＧＮＤ基準）の電力を用いて、ドライブ回路３Ａ〜３Ｃを駆動する。また、ドライブ回路３Ｄ〜３Ｆは上記ドライブ用電源６の電力によって駆動される。上記の各ドライブ回路３Ａ〜３Ｆを駆動することにより、ＭＯＳＦＥＴとダイオードの並列回路からなるスイッチング素子４Ａ〜４Ｆを開閉制御する。これにより負荷用電源８（ＧＮＤ基準）の電力を３相Ｙ結線のモータ５に供給し、モータ５を駆動する。また、７はリプル電流吸収用の平滑用コンデンサである。また、スイッチング素子４Ａと４Ｄ、４Ｂと４Ｅ、４Ｃと４Ｆは、それぞれ負荷用電源８と接地間に直列に接続されており、負荷用電源８の＋側に近い方（４Ａ、４Ｂ、４Ｃ）を上アーム側、接地に近い方（４Ｄ、４Ｅ、４Ｆ）を下アーム側と呼ぶ。また、ブートストラップ回路２の動作については詳細を後述する。
【０００７】
図２は、コントローラ部１の構成を示す回路図である。
図示のように、コントローラ部１は複数のアンド回路、オア回路およびＰＷＭ発生回路９から構成される。コントローラ部１には、図示しない位置検出センサから入力される位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−）が入力され、この位置検出信号に基づいて、駆動源信号（Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋、Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−）が生成される。そして、外部から入力されるトルク指令信号Ｔ＊（例えば電気自動車用のモータであれば、アクセルペダル操作に基づいて設定されるトルク指令値）に基づいて、ＰＷＭ発生回路９では予め定められたマップに従って、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−の基準信号を出力する。そして駆動源信号とＰＷＭ基準信号とに基づいて、コントローラ出力信号（Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下）が生成され、このコントローラ出力信号が図１に示すドライブ回路３Ａ〜３Ｆへと出力される。なお、コントローラ部１における信号発生の論理式については後述する。
【０００８】
図３は、図１および図２における回路各部の信号波形図である。
以下、図３に基づいて図１の回路動作を説明する。
コントローラ部１から出力されるコントローラ出力信号（Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下）は、図３に示すように、第１相たとえばＵ相の上アーム側の信号（Ｕ相上）と下アーム側の信号（Ｕ相下）とが相補的なＰＷＭ信号（一方が高レベルのとき他方が低レベルつまり相互に逆位相の信号）になっており、このようにＵ相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、Ｖ相またはＷ相の何れかの下アーム側の信号（Ｖ相下またはＷ相下）は高レベルになっている。同様に、（Ｖ相上）と（Ｖ相下）が相補的なＰＷＭ信号になっている期間はＷ相またはＵ相の何れかの下アーム側の信号（Ｗ相下またはＵ相下）は高レベルになっており、（Ｗ相上）と（Ｗ相下）が相補的なＰＷＭ信号になっている期間はＵ相またはＶ相の何れかの下アーム側の信号（Ｕ相下またはＶ相下）は高レベルになっている。
【０００９】
上記のようなコントローラ出力信号（Ｕ相上、Ｖ相上、Ｗ相上、Ｕ相下、Ｖ相下、Ｗ相下）によってドライブ回路３Ａ〜３Ｆを駆動すると、ドライブ回路３Ａ〜３ＦからはドライブＴＲゲート信号ＳＡ〜ＳＦが出力され、これによってスイッチング素子４Ａ〜４Ｆを駆動することにより、モータ５の各相巻線には図示のような相電流Ｕ、Ｖ、Ｗが流れる。
【００１０】
以下、動作を詳細に説明する。
まず、電気角０°にて、制御を開始する。この時、ブートストラップ電源２のコンデンサＣ１〜Ｃ３は充電されていない。そのため、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示（ＰＷＭ信号のＵ相上の１パルス目が高レベル）しても、ドライブＴＲゲート信号ＳＡの１パルス目は低レベルのままなので、スイッチング素子４ＡはＯＮしない。このとき、Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示（Ｖ相下が高レベル）するので、スイッチング素子４ＥはＯＮする。
次に、Ｕ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示（ＰＷＭ信号のＵ相下の１パルス目が高レベル）すると、スイッチング素子４ＤはＯＮする。この間、ドライブＴＲゲート信号ＳＡは低レベルになり、Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡはＯＦＦで、そのソースがＧＮＤに落ちるので、Ｕ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ１はダイオードＤ１を介してドライブ用電源６から充電される。
次に、再びＵ相下アームをＯＦＦして、Ｕ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する（ＰＷＭ信号のＵ相上の２パルス目が高レベル）。このときにはＵ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ１は充電されているため、ドライブＴＲゲート信号ＳＡの２パルス目は高レベルとなり、スイッチング素子４ＡはＯＮする。そしてこの状態ではスイッチング素子４Ａとスイッチング素子４ＥがＯＮになるので、モータ５のＵ相−Ｖ相間に駆動電流が流れる。
次に、再びＵ相上アームをＯＦＦして、Ｕ相下アームの駆動信号をＯＮ指示するので、スイッチング素子４ＤはＯＮする。このとき、Ｕ相上アームのスイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤに落ちて、Ｕ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ１に再度充電され、次の駆動に備える。
【００１１】
なお、この時、モータ５のＵ相−Ｖ相間に流れた駆動電流は、スイッチング素子４Ｄとスイッチング素子４Ｅを介して転流する。そのため、平滑用コンデンサ７に転流電流が流れ込まない。つまり、平滑用コンデンサ７にリップル電流が流れると、平滑用コンデンサ７の容量を大きくする必要を生じるが、図１の回路では、リップル電流が平滑用コンデンサ７に回り込む経路にならないので、平滑用コンデンサ７を大きくしなくて済むという効果がある。
【００１２】
上記のように、Ｕ相上下アームを相補的にＰＷＭ駆動し、その間、Ｖ相下アームを矩形波駆動（ＯＮを継続）することにより、ブートストラップ電源２のコンデンサＣ１に充電することが出来る。なお、このときＶ相上アームはＯＦＦのままとする。上記の動作を電気角６０°まで繰り返す。
【００１３】
次に、電気角６０°のときに、Ｗ相下アームの駆動信号をＯＮ指示して、スイッチング素子４ＦをＯＮさせる。
この時は、スイッチング素子４Ａとスイッチング素子４ＦがＯＮしているので、モータ５のＵ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。電流がＵ相−Ｖ相間からＵ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５が回転する。この動作を電気角１２０°まで行う。
【００１４】
上記のように、電気角０°〜１２０°間においては、Ｕ相上のスイッチング素子４ＡとＵ相下のスイッチング素子４Ｄを相補的にＰＷＭ駆動し、その間はＶ相下またはＷ相下のスイッチング素子はＯＮ状態を継続（０°〜６０°間はＶ相下がＯＮ、６０°〜１２０°間はＷ相下がＯＮ）するように制御する。
【００１５】
次に、電気角１２０°の時に、Ｖ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。しかし、Ｖ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ２は充電されていないため、スイッチング素子４ＢはＯＮしない。一方、Ｗ相下アームの駆動信号は、引き続きＯＮ指示されていて、スイッチング素子４ＦはＯＮしている。
次に、Ｖ相上アームをＯＦＦして、Ｖ相下アームの駆動信号をＯＮ指示する。これによりスイッチング素子４ＥはＯＮする。この間、Ｖ相上アームのスイッチング素子４ＢのソースがＧＮＤに落ちて、Ｖ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ２が充電される。
次に、Ｖ相下アームをＯＦＦして、Ｖ相上アームの駆動信号をＯＮ指示する。Ｖ相用のブートストラップ電源２のコンデンサＣ２は充電されているため、スイッチング素子４ＢはＯＮする。このときスイッチング素子４Ｂとスイッチング素子４ＦがＯＮしているので、モータ５のＶ相−Ｗ相間に駆動電流が流れる。このように電流がＵ相−Ｗ相間からＶ相−Ｗ相間に切換ったことによりモータ５が回転を続ける。
Ｗ相についても上記同様に制御することにより、電気角３６０°まで進み、同様の制御を繰り返してモータ５を駆動制御する。
【００１６】
なお、先程の制御で充電したＵ相用ブートストラップ電源のコンデンサＣ１は、Ｕ相下アームが電気角３００°から３６０°の間ＯＦＦしているため、Ｕ相上アームのドライブ回路３Ａの消費電流により放電するので、スイッチング素子４ＡをＯＮするのに十分な電荷が残っていない可能性がある。そのため、この状態ではＵ相上アームの駆動信号をＯＮ指示すると、スイッチング素子４Ａはゲート電圧の低い状態でＯＮする可能性がある。しかし、このような状態でＯＮする時間は、ＰＷＭ１周期に相当する極めて短い時間なので、これによる発熱が原因となって、スイッチング素子４Ａが故障、破壊するようなおそれはない。
【００１７】
次に、図２に示したコントローラ部１における信号の生成方法について説明する。
図４はコントローラ部１により生成されるコントローラ部出力信号生成タイムチャートである。
図４に示すように、駆動源信号は、ＵＶＷ相の各＋−信号とＰＷＭの＋−信号とで構成される。
ＵＶＷ相の各＋−信号は、位置検出信号（Ｈａ＋、Ｈｂ＋、Ｈｃ＋、Ｈａ−、Ｈｂ−、Ｈｃ−）を用いて、図３に示した回路にて生成される。この時の論理式を以下に示す。
Ｕ＋＝Ｈａ＋ ＡＮＤ Ｈｂ−
Ｖ＋＝Ｈｂ＋ ＡＮＤ Ｈｃ−
Ｗ＋＝Ｈｃ＋ ＡＮＤ Ｈａ−
Ｕ−＝Ｈａ− ＡＮＤ Ｈｂ＋
Ｖ−＝Ｈｂ− ＡＮＤ Ｈｃ＋
Ｗ−＝Ｈｃ− ＡＮＤ Ｈａ＋
コントローラ部出力信号は、生成された駆動源信号を用いて、図３に示した回路にて生成される。この時の論理式を以下に示す。
Ｕ相上＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
Ｖ相上＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
Ｗ相上＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
Ｕ相下＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｕ−
Ｖ相下＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｖ−
Ｗ相下＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｗ−
なお、上記の説明では、コントローラ部出力信号の生成方法として、回路構成例を示したが、生成はソフト処理で行う方法等、他の方法でも生成できる。
【００１８】
上記のように、第１の実施例においては、１２０°通電中に３相巻線のうちの第１相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御し、かつ、第１相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、第２相または第３相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について上記と同様に制御するように構成したことにより、ＰＷＭ制御で１２０°通電中にブートストラップ電源の充電を行うことが出来るので、１２０°通電が可能になる。また、６０°休止期間の後も、複雑な制御が必要なく、ＰＷＭ１周期でＯＮ可能になる。また、スイッチング素子に転流電流を流すため、ＦＷＤに比較して損失が下がる。その上、全アームをＰＷＭ駆動にせず、ＯＮ状態を継続する下アームに相対する上アーム側をＯＦＦのままとすることにより、転流電流を平滑用コンデンサ７に流さないため、平滑用コンデンサ７の寿命が伸びると共に、スイッチング損失を低減できる、という効果がある。
【００１９】
ここでブートストラップ回路について説明する。
図５は、モータを駆動制御するスイッチング素子の駆動電源としてブートストラップ回路を用いた場合の簡略化した回路図である。図５は前記図１のＵ相に相当する回路であり、ドライブ用電源６、負荷用電源８、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、ドライブ回路３Ａ、上アーム側スイッチング素子４Ａ、下アーム側スイッチング素子４Ｄ、モータ５は、それぞれ図１の同符号のものに相当する。ただし、「負荷用電源８の電圧≧ドライブ用電源６の電圧」とする。
まず、上アーム側のスイッチング素子をオフさせる信号（Ｕ相上が低レベル）を出力すると、上アーム側スイッチング素子４ＡのソースがＧＮＤ電位となり、ドライブ用電源６からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に充電が行われる。なお、このときに下アーム側スイッチング素子４ＤはＯＮとする。
次に、上アーム側スイッチング素子４ＡをＯＮさせる信号（Ｕ相上が高レベル）を出力すると、コンデンサＣ１に充電された電荷を用いてドライブ回路３ＡがＯＮし、上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮする。上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮすると、そのソースが負荷用電源８の電位となり、「負荷用電源８の電圧≧ドライブ用電源６の電圧」であるために、ダイオードＤ１が非導通となり、コンデンサＣ１ヘの充電が行われなくなる。そのため上アーム側スイッチング素子４ＡはコンデンサＣ１に充電された電荷のみでＯＮを継続することになり、コンデンサＣ１の放電が進むことになる。なお、このときに下アーム側スイッチング素子４ＤはＯＦＦとする。
すなわち、下アーム側スイッチング素子４ＤがＯＮであり、上アーム側スイッチング素子４Ａがオフである期間に、コンデンサＣ１を充電し、この充電した電荷を用いて、上アーム側スイッチング素子４ＡをＯＮさせることになる。
言い換えると、下アーム側スイッチング素子４ＤがＯＮしている間に、次回の上アーム側スイッチング素子４ＡがＯＮのときに使用する電荷を充電していることになる。
【００２０】
図６は、上記図５の動作における各部の電圧波形を示す図である。
図６に示すように、上アーム側と下アーム側とは相補的（逆位相）に駆動され、上アーム側がＯＦＦで下アーム側がＯＮの期間にブートストラップ電源が充電され、上アーム側がＯＮの期間に放電が行われるが、図示のように、動作中は全体的に、上アーム側スイッチング素子をＯＮするために十分な電圧が保持されていることが判る。
【００２１】
（第２の実施例）
以下、本発明の第２の実施例について説明する。
この実施例は、いわゆる３相６線式モータと呼ばれるモータに本発明を適用したものである。この３相６線式モータとは、１相のコイルに対して一つのＨブリッジ回路が設けられているものである。前記図１に示したＹ結線やΔ結線のモータでは、３相中の各相に対して、負荷用電源の電圧Ｖｃｃの１／２が印加（例えばＵ相−Ｖ相間にＶｃｃが印加されるので、∪相にはＶｃｃの１／２が印加）されるのに対し、３相６線式モータでは、各相にＶｃｃが印加されるので、高出力が得られるという特徴がある。
【００２２】
図８は、３相６線式モータの１相分（Ｕ相）の回路を示す図である。図８に示すように、モータの１相分の巻線（Ｕ相巻線）は、４１Ａ（ＵＬＨ：Ｕ相左上）、４１Ｂ（ＵＬＬ：Ｕ相左下）、４１Ｃ（ＵＲＨ：Ｕ相右上）、４１Ｄ（ＵＲＬ：Ｕ相右下）の４個のスイッチング素子からなるＨブリッジの中点に接続されている。この回路は４１Ａと４１ＤをＯＮすることによって左から右へ電流が流れ、４１Ｃと４１ＢをＯＮすることによって右から左へ電流が流れる。
【００２３】
図７に示す回路は、図８のような結線のモータに本発明を適用した回路図である。
図７においては、Ｕ相駆動回路のみを詳細に示しており、Ｖ相駆動回路とＷ相駆動回路については、Ｕ相と内容が同一のため省略して示している。したがって、以下の説明では主としてＵ相について説明する。なお、Ｖ相駆動回路とＷ相駆動回路において、▲１▼、▲２▼、▲３▼、▲４▼の符号を付した個所は、Ｕ相駆動回路における同符号と同じ位置を示す。
【００２４】
コントローラ部１１は、後記図９に示すごとき構成を有し、後記図１０に示すごとき信号（ＵＬＨ、ＵＬＬ、ＵＲＨ、ＵＲＬおよびＶＬＨ、ＶＬＬ、ＶＲＨ、ＶＲＬおよびＷＬＨ、ＷＬＬ、ＷＲＨ、ＷＲＬ）を出力する（詳細後述）。
ブートストラップ回路２１は上側アームのドライブ回路（３１Ａと３１Ｃ）にのみ設けられている。スイッチング素子４１Ａ、４１Ｂ、４１Ｃ、４１Ｄは、３相６線式モータのＵ相巻線に対して、前記図８の同符号の素子と同じ結線になっている。
【００２５】
図９は、コントローラ部１１の回路図である。
コントローラ部１１は複数のアンド回路、オア回路およびＰＷＭ発生回路９から構成され、基本的には前記図２のコントローラ部１と同様であるが、論理式が異なっている。
図９における論理式は下記のとおりである。
（１）Ｕ相
ＵＬＨ＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＵＬＬ＝Ｕ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｕ−
ＵＲＨ＝Ｕ− ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＵＲＬ＝Ｕ− ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｕ＋
（２）Ｖ相
ＶＬＨ＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＶＬＬ＝Ｖ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｖ−
ＶＲＨ＝Ｖ− ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＶＲＬ＝Ｖ− ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｖ＋
（３）Ｗ相
ＷＬＨ＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＷＬＬ＝Ｗ＋ ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｗ−
ＷＲＨ＝Ｗ− ＡＮＤ ＰＷＭ＋
ＷＲＬ＝Ｗ− ＡＮＤ ＰＷＭ− ＯＲ Ｗ＋
上記のごとき論利式にしたがって図１０に示すごとき信号を生成する。
【００２６】
図１０は、図７の回路各部における信号波形図である。
図１０のコントローラ部出力信号から判るように、図７においては、Ｕ相の左側の上アーム側スイッチング素子４１Ａと下アーム側スイッチング素子４１ＢとがＰＷＭ信号に応じて電気角１２０°のあいだ相補的（逆位相）にＯＮ−ＯＦＦし、かつ、それらが相補的に制御されている期間は、右側の上アーム側スイッチング素子４１ＣがＯＦＦで下アーム側スイッチング素子４１ＤがＯＮを継続するように制御される。
また、Ｖ相においても、上記Ｕ相から電気角１２０°遅れて同様に制御され、Ｗ相においても、上記Ｖ相から電気角１２０°遅れて同様に制御される。
【００２７】
つまり、図７の回路においては、各相について、Ｈブリッジの一方側の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とが電気角１２０°のあいだＰＷＭ信号によって相補的に開閉駆動され、その相補的に開閉駆動されている間は他方の側の上アーム側スイッチング素子がＯＦＦ、下アーム側スイッチング素子がＯＮになるように制御される。そして各相がそれぞれ電気角１２０°ずれて上記の制御を繰り返すように構成されている。
【００２８】
上記の構成のおいても、前記図１と同様に、１２０°通電中にブートストラップ電源の充電を行うことが出来るので、１２０°通電が可能になる。また、６０°休止期間の後も、複雑な制御が必要なく、ＰＷＭ１周期でＯＮ可能になる。また、スイッチング素子に転流電流を流すため、ＦＷＤに比較して損失が下がる。その上、全アームをＰＷＭ駆動にせず、ＯＮ状態を継続する下アームに相対する上アーム側をＯＦＦままとすることにより、転流電流を平滑用コンデンサ７に流さないため、平滑用コンデンサ７の寿命が伸びると共に、スイッチング損失を低減できる、という効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の回路図。
【図２】コントローラ部１の構成を示す回路図。
【図３】図１および図２における回路各部の信号波形図。
【図４】コントローラ部１により生成されるコントローラ部出力信号生成タイムチャート。
【図５】モータを駆動制御するスイッチング素子の駆動電源としてブートストラップ回路を用いた場合の簡略化した回路図。
【図６】図５の動作における各部の電圧波形を示す図。
【図７】本発明の第２の実施例の回路図。
【図８】３相６線式モータの１相分（Ｕ相）の回路を示す図。
【図９】コントローラ部１１の回路図。
【図１０】図７の回路各部における信号波形図。
【符号の説明】
１…コントローラ部 ２…ブートストラップ回路
３Ａ〜３Ｆ…ドライブ回路 ４Ａ〜４Ｆ…スイッチング素子
５…モータ ６…ドライブ用電源
７…平滑用コンデンサ ８…負荷用電源
９…ＰＷＭ発生回路 １１…コントローラ部
２１…ブートストラップ回路 ３１Ａ〜３１Ｄ…ドライブ回路
４１Ａ〜４１Ｄ…スイッチング素子 ５１…３相６線式モータ
Ｄ１〜Ｄ３ダイオード Ｃ１〜Ｃ３コンデンサ
Claims (2)
- 上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との直列回路を３相分備え、各直列回路の両端が電源に接続され、前記両スイッチング素子の接続点から３相巻線の各相に接続され、モータ回転子の電気角に対応する位置信号に応じて前記スイッチング素子を開閉制御することにより、モータを駆動する直流３相ブラシレスモータの駆動装置であって、
前記各相毎に、上アーム側スイッチング素子がＯＦＦ状態の期間に充電され、その充電電荷を用いて前記上アーム側スイッチング素子を駆動するブートストラップ回路を備え、直流３相ブラシレスモータの各相に流すモータ電流を１２０°通電して６０°停止する状態を繰り返す１２０°通電駆動を行い、かつ、前記１２０°通電中に前記３相巻線のうちの第１相の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御すると共に、第１相が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、第２相または第３相の何れかの下アーム側スイッチング素子がＯＮ状態を継続するように制御し、各相について上記と同様に制御する手段を備えた直流３相ブラシレスモータの駆動装置。 - 上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子との直列回路が２個並列に接続され、それぞれの中点から３相モータの１相の巻線の両端に接続されたＨブリッジ回路を、３相の各相ごとに備え、モータ回転子の電気角に対応する位置信号に応じて前記スイッチング素子を開閉制御することにより、モータを駆動する直流３相ブラシレスモータの駆動装置であって、
前記Ｈブリッジ回路の上アーム側スイッチング素子がＯＦＦ状態の期間に充電され、その充電電荷を用いて前記上アーム側スイッチング素子を駆動するブートストラップ回路を備え、直流３相ブラシレスモータの各相に流すモータ電流を１２０°通電して６０°停止する状態を繰り返す１２０°通電駆動を行い、かつ、前記１２０°通電中に前記Ｈブリッジ回路の左側の上アーム側スイッチング素子と下アーム側スイッチング素子とを相補的にＰＷＭ制御すると共に、前記左側のスイッチング素子が相補的にＰＷＭ制御されている期間は、右側の上アーム側スイッチング素子がＯＦＦで、下アーム側スイッチング素子がＯＮを継続するように制御し、上記の制御を３相モータの第１相から第３相まで電気角１２０°ずつ遅れて同様に制御する手段を備えた直流３相ブラシレスモータの駆動装置。
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Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008271620A (ja) * | 2007-04-16 | 2008-11-06 | Shimadzu Corp | モータサーボ装置 |
| WO2009087834A1 (ja) | 2008-01-08 | 2009-07-16 | Makita Corporation | モータ制御装置とそれを用いた電動工具 |
| JP2009159812A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-07-16 | Panasonic Corp | モータ駆動回路 |
| JP2010528578A (ja) * | 2007-05-22 | 2010-08-19 | セミサウス ラボラトリーズ， インコーポレーテッド | 常時オン状態のスイッチを採用するハーフブリッジ回路及びこの回路内における意図しない電流を防止する方法 |
| JP2010207040A (ja) * | 2009-03-05 | 2010-09-16 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| KR100986999B1 (ko) | 2010-06-07 | 2010-10-11 | 주식회사 동양이지텍 | 센서리스 및 2슬롯 1조식 구동회로를 갖는 온수매트의 온수보일러용 브러시리스 모터 |
| JP2011507463A (ja) * | 2007-12-07 | 2011-03-03 | ヴァレオ システム ドゥ コントロール モトゥール | 電気制御部材を流れる電流又は電気制御部材の端子間の電圧を制御する回路 |
| US9246421B2 (en) | 2011-06-02 | 2016-01-26 | Black & Decker Inc. | Bootstrap circuit and control system for a power tool |
| EP2674256A3 (en) * | 2012-06-15 | 2017-08-23 | Black & Decker Inc. | Brushless motor commutation control in a power tool |
| US10523080B2 (en) | 2010-06-14 | 2019-12-31 | Black & Decker Inc. | Stator assembly for a brushless motor in a power tool |
| CN112701967A (zh) * | 2020-12-14 | 2021-04-23 | 深圳市宇思岸电子有限公司 | 一种无刷电机驱动控制方法、控制器及设备 |
-
2002
- 2002-12-20 JP JP2002369273A patent/JP2004201453A/ja active Pending
Cited By (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008271620A (ja) * | 2007-04-16 | 2008-11-06 | Shimadzu Corp | モータサーボ装置 |
| JP2010528578A (ja) * | 2007-05-22 | 2010-08-19 | セミサウス ラボラトリーズ， インコーポレーテッド | 常時オン状態のスイッチを採用するハーフブリッジ回路及びこの回路内における意図しない電流を防止する方法 |
| JP2011507463A (ja) * | 2007-12-07 | 2011-03-03 | ヴァレオ システム ドゥ コントロール モトゥール | 電気制御部材を流れる電流又は電気制御部材の端子間の電圧を制御する回路 |
| JP2009159812A (ja) * | 2007-12-07 | 2009-07-16 | Panasonic Corp | モータ駆動回路 |
| EP2219288A1 (en) * | 2008-01-08 | 2010-08-18 | Makita Corporation | Motor controller and electric tool employing the controller |
| JP2009165280A (ja) * | 2008-01-08 | 2009-07-23 | Makita Corp | モータ制御装置とそれを用いた電動工具 |
| WO2009087834A1 (ja) | 2008-01-08 | 2009-07-16 | Makita Corporation | モータ制御装置とそれを用いた電動工具 |
| EP2219288A4 (en) * | 2008-01-08 | 2012-09-12 | Makita Corp | MOTOR CONTROL AND ELECTRIC TOOL WITH CONTROL |
| US8294399B2 (en) | 2008-01-08 | 2012-10-23 | Makita Corporation | Motor controller and electric tool having the same |
| JP2010207040A (ja) * | 2009-03-05 | 2010-09-16 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置 |
| KR100986999B1 (ko) | 2010-06-07 | 2010-10-11 | 주식회사 동양이지텍 | 센서리스 및 2슬롯 1조식 구동회로를 갖는 온수매트의 온수보일러용 브러시리스 모터 |
| US10523080B2 (en) | 2010-06-14 | 2019-12-31 | Black & Decker Inc. | Stator assembly for a brushless motor in a power tool |
| US11128194B2 (en) | 2010-06-14 | 2021-09-21 | Black & Decker Inc. | Stator assembly for a brushless motor in a power tool |
| US9246421B2 (en) | 2011-06-02 | 2016-01-26 | Black & Decker Inc. | Bootstrap circuit and control system for a power tool |
| EP2674256A3 (en) * | 2012-06-15 | 2017-08-23 | Black & Decker Inc. | Brushless motor commutation control in a power tool |
| CN112701967A (zh) * | 2020-12-14 | 2021-04-23 | 深圳市宇思岸电子有限公司 | 一种无刷电机驱动控制方法、控制器及设备 |
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