JP2004186881A - Carrier leak measurement apparatus of double balanced mixer - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a carrier leak measurement apparatus for a double balanced mixer capable of simply measuring a carrier leak of a single DBM being a measurement object with very high accuracy even in the case of the DBM integrated with an orthogonal modulator without the need for using a network analyzer (NWA). <P>SOLUTION: The measurement apparatus is provided with: an orthogonal carrier signal generating/switching section 17 for generating a pair of carrier signals whose phases differ by 90 degrees and switching the outputted carrier signal; an orthogonal modulator 14 comprising DBMs 11, 12 one of which is a measurement object, and an adder 13; a level measurement apparatus 23 for measuring an output signal level of the orthogonal modulator; voltage generators 21, 22 for generating a DC voltage applied to an IF input terminal of each DBM; a means 27 for obtaining a pair of first DC voltages designated to the voltage generator whose output signal level is minimum while each carrier signal is kept to a first state; a means 27 for obtaining a pair of second DC voltages designated to the voltage generator whose output signal level is minimum while each carrier signal is kept to a second state; and a means 29 for calculating carrier leak of each DBM on the basis of a pair of the first and second DC voltages and a conversion coefficient of each DBM. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ローカル入力端子に入力されたキャリア信号とＩＦ入力端子に入力されたＩＦ信号とを掛け算するダブルバランスド・ミキサの出力信号に含まれるキャリアリークを測定するダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図７（ｂ）に示す構造を有するダブルバランスド・ミキサ（Ｄｏｕｂｌｅ Ｂａｌａｎｃｅｄ Ｍｉｘｅｒ 以下、ＤＢＭと略記する）１（この構造はダブルバランスド・ミキサの一例である）においては、図７（ａ）に示すように、ローカル入力端子に入力されたキャリア信号ｃとＩＦ入力端子に入力されたＩＦ信号ｂとを掛け算して、出力信号ｄとして出力する。
【０００３】
この場合、一般のＤＢＭ１においては、図７（ｃ）の位相ベクトル図に示すように、出力信号ｄに、この出力信号ｄに希望するベクトルの他に、キャリア信号ｃがこのＤＢＭ１を介して出力信号ｄにリークするキャリアリークが含まれる。このように、ＤＢＭ１の出力信号ｄにキャリアリークが含まれると、このＤＢＭ１が組込まれた例えば直交変調器等の各種の回路や信号処理機器の出力信号において、大きなスプリアスが発生し、性能低下の要因となる。
【０００４】
したがって、各種の回路や信号処理機器に組込まれる各ＤＢＭ１におけるキャリアリークの大きさＬ及び位相θを予め測定して、把握しておくことは、回路設計上重要なことである。
【０００５】
従来、図８（ａ）に示すネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２を用いて、このＤＢＭ１におけるキャリアリークの大きさＬと基準位相（キャリア信号ｃの位相）からの角度を示す位相θを求めていた。すなわち、測定対象のＤＢＭ１のＩＦ入力端子をこのＤＢＭ１の特性インピーダンス３で終端し、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２から、位相と周波数と振幅とが既知である試験信号としてのキャリア信号ｃをＤＢＭ１のＲＦ入力端子に印加し、そのときのＤＢＭ１の出力信号ｄを取込んで、この出力信号ｄの大きさと位相とを測定していた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２を、このＤＢＭ１におけるキャリアリークを測定するキャリアリーク測定装置に組込む場合においても、まだ解消すべき次のような課題があった。
【０００７】
すなわち、ＤＢＭ１のなかには、信号レベルが一定以上のキャリア信号ｃを入力する必要がある動作仕様を有するものもある。一般に、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２に入出力される信号の信号レベルは、このようなＤＢＭをドライブするには、小さくて、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２は、この小さい信号レベルの信号の特性を高い精度で測定する機能を有している。したがって、図８（ｂ）に示すように、キャリア信号ｃの信号路に増幅器４を介在させる必要がある。
【０００８】
しかし、このように信号路に増幅器４を介在させると、測定結果に対する増幅器４の増幅特性、位相特性の影響も無視できないので、測定、及び最終のキャリアリークの大きさＬと位相θを求める演算処理が複雑化する。
【０００９】
さらに、図９に示すように、測定対象のＤＢＭ１が、他のＤＢＭ５及び加算器６とともに、例えばＩＣ回路のように一つの一体形成された直交変調器７に組込まれていた場合においては、測定対象のＤＢＭ１の出力信号を単独で取出すことができないので、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２を用いて、測定対象のＤＢＭ１単独のキャリアリークを測定することは不可能であった。
【００１０】
また、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２は、本質的に、小さい信号レベルの信号の特性を高い精度で測定する機能を有するので、非常に高価である。
【００１１】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、測定対象のＤＢＭを直交変調器に組込み、この直交変調器全体の出力信号レベルを各ＤＢＭのＩＦ入力端子に印加する直流電圧で制御することによって、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）を用いることなく、簡単に高い精度で、かつたとえ直交変調器に組込まれたＤＢＭであったとしても、測定対象のＤＢＭ単独のキャリアリークを測定できるダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解消するために、本発明のダブルバランスド・ミキサ（ＤＢＭ）のキャリアリーク測定装置においては、位相が互いに９０°異なる一対のキャリア信号を生成して一対の信号端子へ出力するとともに、信号切換指令に応じて、一対の信号端子へ出力するキャリア信号の位相関係を切換る直交キャリア信号生成・切換部と、少なくとも一方のＤＢＭ（ダブルバランスド・ミキサ）が測定対象である一対のＤＢＭと加算器とで構成され、直交キャリア信号生成・切換部の一対の信号端子から出力された各キャリア信号が各ＤＢＭに入力される直交変調器と、この直交変調器から出力された変調信号の信号レベルを測定するレベル測定器と、各ＤＢＭのＩＦ入力端子へ印加する指定された直流電圧を生成する電圧発生器と、直交キャリア信号生成・切換部に信号切換指令を送出して、直交変調器に入力される一対のキャリア信号を第１の状態に維持した状態で、電圧発生器から発生し、一対のＤＢＭの各ＩＦ入力端子に入力することによって、レベル測定器で測定される信号レベルが最小となる第１の一対の直流電圧を求める手段と、直交キャリア信号生成・切換部に信号切換指令を送出して、直交変調器に入力される一対のキャリア信号の位相関係を第１の状態から切り換えて第２の状態に維持した状態で、電圧発生器から発生し、前記一対のＤＢＭの各ＩＦ入力端子に入力することによって、レベル測定器で測定される信号レベルが最小となる第２の一対の直流電圧を求める手段と、第１の一対の直流電圧と前記第２の一対の直流電圧と各ＤＢＭの変換係数とから各ＤＢＭのキャリアリークの大きさと位相とを算出する手段とを備えている。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態に係わるダブルバランスド・ミキサ（ＤＢＭ）のキャリアリーク測定装置を説明する。
先ず、測定対象のＤＢＭが組込まれた直交変調器を用いて、この直交変調器に組込まれた各ＤＢＭのキャリアリークの大きさと位相が測定できる動作原理を図１、図２、図３、図４を用いて説明する。
【００１４】
例えば、図１に示すように、測定対象のＤＢＭ１１と測定対象でないＤＢＭ１２と加算器１３とで構成される直交変調器１４の各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に印加するＩ、Ｑ信号の信号レベルを「０」に維持した状態で、各ＤＢＭ１１、１２に対して互いに位相が直交するキャリア信号ｃ_１、ｃ_２を印加する。もし、各ＤＢＭ１１、１２が全くキャリアリークが発生しない状態ならば加算器１３から信号は出力されない。
【００１５】
しかし、一般的に、図２に示すように、ＤＢＭ１１からのこのＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の位相（Ｉ相軸）に対して位相θ_Ｉだけ離れたキャリアリーク（大きさＬ_Ｉ）が発生し、ＤＢＭ１２からのこのＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）に対して位相θ_Ｑだけ離れたキャリアリーク（大きさＬ_Ｑ）が発生する。加算器１３から出力される直交変調器１４全体のキャリアリーク（大きさＬ_０）は各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑをベクトル合成したものである。
【００１６】
この直交変調器１４からキャリアリークＬ_０が出力されないためには、このキャリアリークＬ_０を打ち消すベクトルを持ち調整するための電圧Ｖを加算器１３の出力に発生させればよい。この調整するための電圧Ｖを発生させるためには、ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に対して、各キャリア信号ｃ_１、ｃ_２の入力位相（位相軸）に投影された直流電圧Ｉ_ＤＣ、Ｑ_ＤＣを印加すればよい。
【００１７】
ここで、直交変調器１４から出力されるキャリアリークＬ_０の大きさを示す信号レベルは簡単に測定できるので、キャリアリークＬ_０の信号レベルが最小を示す直流電圧Ｉ_ＤＣ、Ｑ_ＤＣを求めることは容易である。
【００１８】
図２から理解できるように、キャリアリークＬ_０を打ち消すために印加した直流電圧Ｉ_ＤＣは、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_ＱをＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の位相（Ｉ相軸）に投影したＩ相成分を加算した値を打ち消す値である。また、キャリアリークＬ_０を打ち消すために印加した直流電圧Ｑ_ＤＣは、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_ＱをＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）に投影したＱ相成分を加算した値を打ち消す値である。
【００１９】
したがって、直流電圧Ｉ_ＤＣ、Ｑ_ＤＣと各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑの大きさと位相θ_Ｉ、θ_Ｑとの関係が求まる。
【００２０】
次に、各ＤＢＭ１１、１２に印加するキャリア信号ｃ_１、ｃ_２を切り換えて同様の関係を求めることによって、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑの大きさと位相θ_Ｉ、θ_Ｑとが求まる。
【００２１】
但し、各ＤＢＭ１１、１２においては、ＩＦ入力端子に入力される電圧がそのまま出力端子に現れるのではなく、各ＤＢＭ１１、１２に対応した変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑを乗算した値が現れる。したがって、前述した直流電圧Ｉ_ＤＣ、Ｑ_ＤＣに変換係数Ｋを乗算した値と各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑの大きさと位相θ_Ｉ、θ_Ｑとの関係を用いて各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑの大きさと位相θ_Ｉ、θ_Ｑとが求まる。
【００２２】
さらに、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑの大きさと位相θ_Ｉ、θ_Ｑとの具体的算出手順を図３（状態Ａ）、図４（状態Ｂ）を用いて説明する。
【００２３】
図３（ａ）は、図１で示した測定対象のＤＢＭ１１と、ＤＢＭ１２と、加算器１３とが組込まれた直交変調器１４におけるＤＢＭ１１のローカル入力端子にキャリア信号ｃ_１（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））を印加し、他方のＤＢＭ１２のローカル入力端子にキャリア信号ｃ_２（＝Ｅ ｓｉｎ（２πｆ_Ｃ））を印加した状態Ａを示す。したがって、この状態Ａにおいては、各キャリア信号ｃ_１、ｃ_２は互いに位相が９０°離れている。
【００２４】
さらに、この状態Ａにおいて、加算器１３から出力される信号（キャリアリークＬ_０）の信号レベルが最小となるような、すなわち、この信号（キャリアリークＬ_０）を打ち消すベクトル方向の調整のための電圧Ｖを発生させるために、各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子へ直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａを印加している。
【００２５】
この一対の直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａの組合せを求める具体的手法は、各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子へ印加する直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄの組合せを順次変化させていって、加算器１３の出力信号レベルが最小となる直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄの組合せを検索すればよい。
【００２６】
この状態Ａにおいては、図３（ｂ）、（ｃ）に示すように、ＤＢＭ１１からのこのＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の位相（Ｉ相軸）に対して位相θ_Ｉだけ離れたキャリアリークＬ_Ｉが発生し、ＤＢＭ１２からのこのＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）に対して位相θ_Ｑだけ離れたキャリアリークＬ_Ｑが発生する。加算器１３から出力される直交変調器１４全体のキャリアリークＬ_０は各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑをベクトル合成したものである。
【００２７】
図３（ｂ）において、このベクトル合成されたキャリアリークＬ_０のＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の相軸（Ｉ相軸）方向成分を打ち消すために、ＤＢＭ１１のＩＦ入力端子へ印加する直流電圧Ｉ_ＡのＤＢＭ１１の出力端に現れるＲＦ成分ＲＦ_ＩＡは、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_ＱのＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の位相（Ｉ相軸）方向成分を合算した値を打ち消す値であるので、（１）式で示すことができる。
【００２８】
ＲＦ_ＩＡ＝［Ｌ_Ｉ ｃｏｓ（θ_Ｉ）―Ｌ_Ｑ ｓｉｎ（θ_Ｑ）］・（―１） …（１）
同様に、図３（ｃ）において、このベクトル合成されたキャリアリークＬ_０のＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）方向成分を打ち消すために、ＤＢＭ１２のＩＦ入力端子へ印加する直流電圧Ｑ_ＡのＤＢＭ１２の出力端に現れるＲＦ成分ＲＦ_ＱＡは、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_ＱのＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）方向成分を合算した値を打ち消す値であるので、（２）式で示すことができる。
【００２９】
ＲＦ_ＱＡ＝［Ｌ_Ｉ ｓｉｎ（θ_Ｉ）＋Ｌ_Ｑ ｃｏｓ（θ_Ｑ）］・（―１） …（２）
_{しかしながら、}直流電圧Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂで二つのキャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑをまとめて打ち消しているので、この（１）、（２）式から二つのキャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑを個別に求めることはできない。
【００３０】
そこで、図４（ａ）に示すように、直交変調器１４の各ＤＢＭ１１、１２に入力するキャリア信号ｃ_１、ｃ_２を交換する。すなわち、直交変調器１４におけるＤＢＭ１１のローカル入力端子にキャリア信号ｃ_２（＝Ｅ ｓｉｎ（２πｆ_Ｃ））を印加し、他方のＤＢＭ１２のＲＦ入力端子にキャリア信号ｃ_１（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））を印加して、状態Ｂとする。したがって、この状態Ｂにおいても、各キャリア信号ｃ_１、ｃ_２は互いに位相が９０°異なる。
【００３１】
この状態Ｂの場合、各ＤＢＭ１１、１２に入力されるキャリア信号の位相が状態Ａに比較して、９０°移動する。
【００３２】
したがって、図４（ｂ）において、ベクトル合成されたキャリアリークＬ_０のＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）方向成分を打ち消すために、ＤＢＭ１２のＩＦ入力端子へ印加する直流電圧Ｑ_ＢによってＤＢＭ１２の出力端に現れるＲＦ成分ＲＦ_ＱＢは、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_ＱのＤＢＭ１２に入力されるキャリア信号ｃ_２の位相（Ｑ相軸）方向成分を合算した値を打ち消す値であるので、（３）式で示すことができる。
【００３３】
ＲＦ_ＱＢ＝［―Ｌ_Ｉ ｓｉｎ（θ_Ｉ）＋Ｌ_Ｑ ｃｏｓ（θ_Ｑ）］・（―１） …（３）
同様に、図４（ｃ）において、このベクトル合成されたキャリアリークＬ_０のＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の位相（Ｉ相軸）方向成分を打ち消すために、ＤＢＭ１１のＩＦ入力端子へ印加する直流電圧Ｉ_ＢによってＤＢＭ１１の出力端に現れるＲＦ成分ＲＦ_ＩＢは、各キャリアリークＬ_Ｉ、Ｌ_ＱのＤＢＭ１１に入力されるキャリア信号ｃ_１の位相（Ｉ相軸）方向成分を合算した値を打ち消す値であるので、（４）式で示すことができる。
【００３４】
ＲＦ_ＩＢ＝Ｌ_Ｉ ｃｏｓ（θ_Ｉ）＋Ｌ_Ｑ ｓｉｎ（θ_Ｑ） …（４）
前述したように、各ＤＢＭ１１、１２においては、ＩＦ入力端子に入力される電圧がそのまま出力端子にＲＦ成分として現れるのではなく、各ＤＢＭ１１、１２に対応した変換係数Ｋを乗算した値がＲＦ成分として現れる。各ＤＢＭ１１、１２の変換係数をＫ_Ｉ、Ｋ_Ｑとすると、各ＲＦ成分と各直流電圧との関係は、（５）〜（８）式で示すことが可能である。
【００３５】
ＲＦ_ＩＡ＝Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ａ …（５）
ＲＦ_ＱＡ＝Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ａ …（６）
ＲＦ_ＩＢ＝Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ｂ …（７）
ＲＦ_ＱＢ＝Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ｂ …（８）
以上の（５）〜（８）式を（１）〜（４）式へ代入して下記に示す（９）〜（１２）式を得る。
【００３６】
ＲＦ_ＩＡ＝Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ａ＝［Ｌ_Ｉ ｃｏｓ（θ_Ｉ）―Ｌ_Ｑ ｓｉｎ（θ_Ｑ）］・（―１） …（９）
ＲＦ_ＱＡ＝Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ａ＝［Ｌ_Ｉ ｓｉｎ（θ_Ｉ）＋Ｌ_Ｑ ｃｏｓ（θ_Ｑ）］・（―１） …（１０）
ＲＦ_ＱＢ＝Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ｂ＝［―Ｌ_Ｉ ｓｉｎ（θ_Ｉ）＋Ｌ_Ｑ ｃｏｓ（θ_Ｑ）］・（―１） …（１１）
ＲＦ_ＩＢ＝Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ｂ＝［Ｌ_Ｉ ｃｏｓ（θ_Ｉ）＋Ｌ_Ｑ ｓｉｎ（θ_Ｑ）］・（―１） …（１２）
（９）〜（１２）式を変形して、下記に示す（１３）〜（１６）式を得る。
【００３７】
Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ａ＋Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ｂ＝２Ｌ_Ｉ ｃｏｓ（θ_Ｉ）・（―１） …（１３）
Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ａ＋Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ｂ＝２Ｌ_Ｑ ｃｏｓ（θ_Ｑ）・（―１） …（１４）
Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ａ―Ｋ_Ｉ・Ｉ_Ｂ＝―２Ｌ_Ｑ ｓｉｎ（θ_Ｑ）・（―１） …（１５）
Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ａ―Ｋ_Ｑ・Ｑ_Ｂ＝２Ｌ_Ｉ ｓｉｎ（θ_Ｉ）・（―１） …（１６）
式（１３）、（１６）からＤＢＭ１１のキャリアリークの大きさＬ_Ｉは（１７）式で求まる。
Ｌ_Ｉ＝（１／２）［Ｋ_Ｉ ^２（Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ）^２＋Ｋ_Ｑ ^２（Ｑ_Ａ―Ｑ_Ｂ）^２］^１／２…（１７）
また、式（１４）、（１５）からＤＢＭ１２のキャリアリークの大きさＬ_Ｑは（１８）式で求まる。
【００３８】
Ｌ_Ｑ＝（１／２）［Ｋ_Ｉ ^２（Ｉ_Ａ―Ｉ_Ｂ）^２＋Ｋ_Ｑ ^２（Ｑ_Ａ＋Ｑ_Ｂ）^２］^１／２…（１８）
さらに、（１３）式からＤＢＭ１１のキャリアリークの位相θ_Ｉは（１９）式で求まる。
【００３９】
θ_Ｉ＝ＡＣＯＳ［―Ｋ_Ｉ（Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ）／（２Ｌ_Ｉ）］ …（１９）
同様に、（１４）式からＤＢＭ１２のキャリアリークの位相θ_Ｑは（２０）式で求まる。
【００４０】
θ_Ｑ＝ＡＣＯＳ［―Ｋ_Ｑ（Ｑ_Ａ＋Ｑ_Ｂ）／（２Ｌ_Ｑ）］ …（２０）
または、（１６）式からＤＢＭ１１のキャリアリークの位相θ_Ｉは（２１）式で求まる。
【００４１】
θ_Ｉ＝ＡＳＩＮ［―Ｋ_Ｉ（Ｑ_Ａ―Ｑ_Ｂ）／（２Ｌ_Ｉ）］ …（２１）
同様に、（１５）式からＤＢＭ１２のキャリアリークの位相θ_Ｑは（２２）式で求まる。
【００４２】
θ_Ｑ＝ＡＳＩＮ［―Ｋ_Ｑ（Ｉ_Ａ―Ｉ_Ｂ）／（―２Ｌ_Ｑ）］ …（２２）
このように、直交変換器１４の加算器１３から出力される直交変換器１４全体としてのキャリアリークＬ_０の信号レベルが最小となる各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に印加する２組の直流電圧の組合せ（Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａ）、（Ｉ_Ｂ、Ｑ_Ｂ）、及び各ＤＢＭ１１、１２の変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑが求まれば、各ＤＢＭ１１、１２単独の各キャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑが一義的に求まる。
【００４３】
次に、各ＤＢＭ１１、１２の変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑの測定方法を説明する。この変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑの測定方法は下記の（ａ）（ｂ）（ｃ）で示す複数種類が考えられる。
【００４４】
（ａ）簡易測定
精度を必要としない場合には、変換係数Ｋを測定したい一方のＤＢＭ１１のＩＦ入力端子に直流電圧を印加し、他方のＤＢＭ１２のＩＦ入力端子を接地する。そして、一方のＤＢＭ１１のＩＦ入力端子に印加する直流電圧ＤＣの変化量と、このときに直交変換器１４の加算器１３から出力される出力信号の信号レベルＶＬの変化量との関係から、変換係数Ｋを算出する。
【００４５】
この簡易測定においては、各ＤＢＭ１１、１２が有する各キャリアリークが加算器１３から出力される出力信号に含まれるので、変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑの高い測定精度を期待できない。
【００４６】
（ｂ）正規測定（その１）
測定対象でないＤＢＭ１２のＩＦ入力端子に、加算器１３から出力される直交変調器全体の出力信号の信号レベルが最小となる直流電圧を探して印加する。この状態で、測定対象のＤＢＭ１１のＩＦ入力端子に印加する直流電圧を変化させたときの直交変調器１４の出力信号の信号レベルの変化の割合を測定対象のＤＢＭ１１の変換係数Ｋ_Ｉとする。
【００４７】
具体的には、測定対象のＤＢＭ１１のＩＦ入力端子に印加する第１の電圧ＤＣ_１に対する直交変調器１４の第１の出力信号レベルＶＬ_１と、測定対象のＤＢＭ１１のＩＦ入力端子に印加する第２の電圧ＤＣ_２に対する直交変調器１４の第２の出力信号レベルＶＬ_２とを求めて、変換係数Ｋ_Ｉを（２３）式で求める。
【００４８】
Ｋ_Ｉ＝（ＶＬ_２―ＶＬ_１）／（ＤＣ_２―ＤＣ_１） …（２３）
このように、測定対象でないＤＢＭ１２のＩＦ入力端子に直交変調器全体の出力信号レベルが最小となる直流電圧を印加しているので、測定対象のＤＢＭ１１の変換係数Ｋ_Ｉを測定する過程で、測定対象でないＤＢＭ１２のキャリアリークの影響を最小限に抑制できる。その結果、前述した簡易測定に比較して変換係数Ｋの測定精度を向上できる。
【００４９】
（ｃ）正規測定（その２）
直交変調器１４の加算器１３から出力される直交変調器１４全体の出力信号の信号レベルが最小となる各ＤＢＭ１１、１２の各ＩＦ入力端子に印加する一対の直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａを探してそれぞれ基準電圧として設定する。次に、変換係数Ｋを測定しようとするＤＢＭ１１のＩＦ入力端子に印加する直流電圧Ｉ_Ｄを基準電圧Ｉ_Ａから変化させたときの直交変調器１４の出力信号レベルの変化割合を測定対象のＤＢＭ１１の変換係数Ｋ_Ｉとする。
【００５０】
このように直交変調器１４全体の出力信号レベルを最小とした状態で変換係数Ｋを測定しているので、各ＤＢＭ１１、１２が有する各キャリアリークが加算器１３から出力される出力信号にほとんど含まれないので、変換係数Ｋの測定精度を大幅に向上できる。
【００５１】
このように各ＤＢＭ１１、１２の変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑも高い精度で測定できるので、各ＤＢＭ１１、１２単独のキャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑを高い精度で測定可能である。
【００５２】
次に、以上説明した計算手順を用いて各ＤＢＭ１１、１２単独のキャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑを測定するダブルバランスド・ミキサ（ＤＢＭ）のキャリアリーク測定装置の構成を図５を用いて説明する。
【００５３】
図５に示すダブルバランスド・ミキサ（ＤＢＭ）のキャリアリーク測定装置において、キャリア信号発生部１５は、コンピュータからなる制御部１６からの起動指令ｓｔに応じて起動され、周波数ｆ_Ｃを有する基準キャリア信号ｃ_０（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））を次の直交キャリア信号生成・切換部１７へ送出する。
【００５４】
直交キャリア信号生成・切換部１７内には、９０°移相器１８と、一対の切換スイッチ１９ａ、１９ｂからなる信号切換部１９とが設けられている。キャリア信号発生部１５から入力された基準キャリア信号ｃ_０（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））は、そのまま新規のキャリア信号ｃ_１（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））として信号切換部１９の一方の切換スイッチ１９ａの共通端子Ｃへ入力されるとともに、９０°移相器１８へ入力される。
【００５５】
９０°移相器１８は、入力された基準キャリア信号ｃ_０（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））の位相を９０°移相して、新規のキャリア信号ｃ_２（＝Ｅ ｓｉｎ（２πｆ_Ｃ））として、信号切換部１９の他方の切換スイッチ１９ｂの共通端子Ｃへ送出する。
【００５６】
なお、９０°移相器１８において、入力された基準キャリア信号ｃ_０の位相が正確に９０°移相していることが、制御部１６にて監視されており、移相量が９０°から外れると、制御部１６からの調整指令ｖｅにて、移相量が正確に９０°に調整される。
【００５７】
切換スイッチ１９ａの切換端子Ａ及び切換スイッチ１９ｂの切換端子Ｂは信号端子２０ａに接続されている。一方、切換スイッチ１９ｂの切換端子Ａ及び切換スイッチ１９ａの切換端子Ｂは信号端子２０ｂに接続されている。信号切換部１９の各切換スイッチ１９ａ、１９ｂは、制御部１６からの信号切換指令ｓｅに応じて、連動して、共通端子Ｃの接続先の切換端子Ａ、Ｂが切換る。
【００５８】
信号端子２０ａは次の直交変調器１４の一方のＤＢＭ１１のローカル入力端子に接続され、信号端子２０ｂは次の直交変調器１４の他方のＤＢＭ１２のローカル入力端子に接続されている。
【００５９】
したがって、制御部１６が切換端子Ａへの信号切換指令ｓｅを出力している状態においては、信号端子２０ａからキャリア信号ｃ_１（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））が直交変調器１４の一方のＤＢＭ１１へ入力され、信号端子２０ｂからキャリア信号ｃ_２（＝Ｅ ｓｉｎ（２πｆ_Ｃ））が直交変調器１４の他方のＤＢＭ１２へ入力されている。この状態は、図３（ａ）に示した［状態Ａ］に相当する。
【００６０】
逆に、制御部１６が切換端子Ｂへの信号切換指令ｓｅを出力している状態においては、信号端子２０ａからキャリア信号ｃ_２（＝Ｅ ｓｉｎ（２πｆ_Ｃ））が直交変調器１４の一方のＤＢＭ１１へ入力され、信号端子２０ｂからキャリア信号ｃ_１（＝Ｅ ｃｏｓ（２πｆ_Ｃ））が直交変調器１４の他方のＤＢＭ１２へ入力されている。この状態は、図４（ａ）に示した［状態Ｂ］に相当する。
【００６１】
このように、制御部１６は、信号切換部１９へ信号切換指令ｓｅを送出して、直交変調器１４の各ＤＢＭ１１、１２へ入力される位相が互いに９０°異なる一対のキャリア信号ｃ_１、ｃ_２を［状態Ａ］又は［状態Ｂ］に切換ることができる。
【００６２】
直交変調器１４の一方のＤＢＭ１１のＩＦ入力端子には電圧発生器２１から直流電圧Ｉ_Ｄが印加される。また、他方のＤＢＭ１２のＩＦ入力端子には電圧発生器２２から直流電圧Ｑ_Ｄが印加される。各電圧発生器２１、２２が出力する直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄは制御部１６から指定される。
【００６３】
測定対象のＤＢＭ１１はキャリア信号ｃ_１（又はｃ_２）と直流電圧Ｉ_Ｄとを信号合成して加算器１３へ送出する。ＤＢＭ１２はキャリア信号ｃ_２（又はｃ_１）と直流電圧Ｑ_Ｄとを信号合成して加算器１３へ送出する。加算器１３は各ＤＢＭ１１、１２の出力信号を加算して、変調信号として出力する。レベル測定器２３は、直交変調器１４から出力された変調信号の信号レベルＶＬを測定して制御部１６へ送出する。
【００６４】
コンピュータからなる制御部１６には表示器２４及び操作部２５が接続されている。そして、制御部１６内には、アプリケーション・プログラム上に形成された、第１の直流電圧対検索部２６、第２の直流電圧対検索部２７、変換係数算出部２８、キャリアリーク算出部２９が設けられている。
【００６５】
次に、制御部１６の各部２６〜２９が行う各ＤＢＭ１１、１２のキャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑの算出に至るまでの各処理動作を図６の流れ図に従って説明する。
【００６６】
操作部２５を介して測定者が測定開始を操作入力すると、キャリア信号発生部１５へ起動指令ｓｔを送出して、キャリア信号発生部１５を起動する（ステップＳ１）。
【００６７】
次に、第１の直流電圧対検索部２６が起動して、信号切換部１９へ信号切換指令ｓｅを送出して、信号切換部１９を［状態Ａ］側に切換る（Ｓ２）。その結果、直交変調器１４の各ＤＢＭ１１、１２には、図３（ａ）に示すように、各キャリア信号ｃ_１、ｃ_２が入力される。次に、各電圧発生器２１、２２を制御して、各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に印加する直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄを一旦、「０」に設定する（Ｓ３）。
【００６８】
この状態の直交変調器１４から出力されている変調信号（直交変調器１４全体のキャリアリーク）の信号レベルＶＬをレベル測定器２３を介して検出する（Ｓ４）。そして、電圧発生器２１、２２から出力される直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄの組合せを順番に変更していって、信号レベルＶＬが最小となる直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａの組合せを求める（Ｓ５）。
【００６９】
次に、第２の直流電圧対検索部２７が起動して、信号切換部１９へ信号切換指令ｓｅを送出して、信号切換部１９を［状態Ｂ］側に切換る（Ｓ６）。その結果、直交変調器１４の各ＤＢＭ１１、１２には、図４（ａ）に示すように、各キャリア信号ｃ_２、ｃ_１が入力される。次に、各電圧発生器２１、２２を制御して、各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に印加する直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄを一旦、「０」に設定する（Ｓ７）。
【００７０】
この状態の直交変調器１４から出力されている変調信号（直交変調器１４全体のキャリアリーク）の信号レベルＶＬをレベル測定器２３を介して検出する（Ｓ８）。そして、電圧発生器２１、２２から出力される直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄの組合せを順番に変更していって、信号レベルＶＬが最小となる直流電圧Ｉ_Ｂ、Ｑ_Ｂの組合せを求める（Ｓ９）。
【００７１】
次に、変換係数算出部２８が起動して、前述した（ｃ）正規測定（その２）の変換係数の算出処理を実行する。すなわち、信号切換部１９を［状態Ａ］側に切換る（Ｓ１０）。そして、各電圧発生器２１、２２を制御して、各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に印加する直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄを、一旦、出力信号レベルＶＬが最小となる直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａの基準電圧に設定する（Ｓ１１）。
【００７２】
ＤＢＭ１１側の直流電圧Ｉ_Ｄを変化させた場合における出力信号レベルＶＬの変化量を求める（Ｓ１２）。この直流電圧Ｉ_Ｄの変化量と出力信号レベルＶＬの変化量との比からＤＢＭ１１の変換係数Ｋ_Ｉを算出する（Ｓ１３）。
【００７３】
次に、直流電圧Ｉ_Ｄ、Ｑ_Ｄを出力信号レベルＶＬが最小となる直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａ（基準電圧）に再度設定し、ＤＢＭ１２側の直流電圧Ｑ_Ｄを変化させた場合における出力信号レベルＶＬの変化量を求める（Ｓ１４）。この直流電圧Ｑ_Ｄの変化量と出力信号レベルＶＬの変化量との比からＤＢＭ１２の変換係数Ｋ_Ｑを算出する（Ｓ１５）。
【００７４】
次に、キャリアリーク算出部２９が起動して、先に求めた、［状態Ａ］における出力信号レベルＶＬが最小となる直流電圧Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａの組合せ、［状態Ｂ］における出力信号レベルＶＬが最小となる直流電圧Ｉ_Ｂ、Ｑ_Ｂの組合せ、及び各ＤＢＭ１１、１２の変換係数Ｋ_Ｉ、Ｋ_Ｑから、前述した（１７），（１８），（１９），（２０）式を用いて、各ＤＢＭ１１、１２単独でのキャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑを算出する（Ｓ１６）。
【００７５】
Ｌ_Ｉ＝（１／２）［Ｋ_Ｉ ^２（Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ）^２＋Ｋ_Ｑ ^２（Ｑ_Ａ―Ｑ_Ｂ）^２］^１／２…（１７）
Ｌ_Ｑ＝（１／２）［Ｋ_Ｉ ^２（Ｉ_Ａ―Ｉ_Ｂ）^２＋Ｋ_Ｑ ^２（Ｑ_Ａ＋Ｑ_Ｂ）^２］^１／２…（１８）
θ_Ｉ＝ＡＣＯＳ［―Ｋ_Ｉ（Ｉ_Ａ＋Ｉ_Ｂ）／（２Ｌ_Ｉ）］ …（１９）
θ_Ｑ＝ＡＣＯＳ［―Ｋ_Ｑ（Ｑ_Ａ＋Ｑ_Ｂ）／（２Ｌ_Ｑ）］ …（２０）
そして、算出した各キャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑを表示器２４に表示出力する（Ｓ１７）。
【００７６】
このように構成されたダブルバランスド・ミキサ（ＤＢＭ）のキャリアリーク測定装置においては、直交変調器１４から出力される直交変調器全体のキャリアリークの信号レベルは簡単なレベル測定器２３で測定可能であり、各ＤＢＭ１１、１２のＩＦ入力端子に印加する直流電圧（Ｉ_Ａ、Ｑ_Ａ）、（Ｉ_Ｂ、Ｑ_Ｂ）も簡単な電圧発生器２１、２２で実現できる。したがって、高価なネットワークアナライザ（ＮＷＡ）２を組込することなく、各ＤＢＭ１１、１２単独のキャリアリークの大きさＬ_Ｉ、Ｌ_Ｑ、及び位相θ_Ｉ、θ_Ｑを測定可能である。
【００７７】
また、たとえ、測定対象のＤＢＭ１１が一つのＩＣ回路素子としての直交変調器１４に組込まれていたとしても、測定対象のＤＢＭ１１単独のキャリアリークの大きさＬ_Ｉ及び位相θ_Ｉを高い精度で測定可能できる。
【００７８】
もちろん、直交変調器１４に組込まれた両方のＤＢＭ１１、１２を測定対象のＤＢＭと指定することも可能である。
【００７９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のダブルバランスド・ミキサ（ＤＢＭ）のキャリアリーク測定装置においては、測定対象のＤＢＭを直交変調器に組込み、この直交変調器全体の出力信号レベルが最小値になるように各ＤＢＭのＩＦ入力端子に印加する直流電圧の組合せを設定し、この直流電圧の組合せと各ＤＢＭのキャリアリークとの関係を用いて各ＤＢＭのキャリアリークの大きさ及び位相を算出している。
【００８０】
したがって、ネットワークアナライザ（ＮＷＡ）を組込むことなく、簡単にかつ高い精度で、たとえ直交変調器に組込まれたＤＢＭであったとしても、測定対象のＤＢＭ単独のキャリアリークを高い精度で測定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態のダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置に用いる直交変調器を示す図
【図２】同実施形態のダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置の測定原理を示す図
【図３】同実施形態のダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置における状態Ａを説明するための図
【図４】同実施形態のダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置における状態Ｂを説明するための図
【図５】同実施形態のダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置の概略構成を示すブロック図
【図６】同実施形態のダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置の測定動作を示す流れ図
【図７】キャリアリークを説明するための図
【図８】従来のネットワークアナライザを用いたキャリアリーク測定方法を示す図
【図９】一般的な直交変調器の概略構成を示す図
【符号の説明】
１、５、１１、１２…ＤＢＭ
２…ネットワークアナライザ
６、１３…加算器
７、１４…直交変調器
１５…キャリア信号発生部
１６…制御部
１７…直交キャリア信号生成・切換部
１８…９０°移相部
１９…信号切換部
２０ａ、２０ｂ…信号端子
２１、２２…電圧発生部
２３…レベル測定部
２４…表示器
２５…操作部
２６…第１の直流電圧対検索部
２７…第２の直流電圧対検索部
２８…変換係数算出部
２９…キャリアリーク算出部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a carrier of a double balanced mixer for measuring a carrier leak contained in an output signal of a double balanced mixer that multiplies a carrier signal input to a local input terminal and an IF signal input to an IF input terminal. The present invention relates to a leak measuring device.
[0002]
[Prior art]
FIG. 7A shows a double balanced mixer (hereinafter, abbreviated as DBM) 1 (this structure is an example of a double balanced mixer) having the structure shown in FIG. 7B. As shown, a carrier signal c input to a local input terminal and an IF signal b input to an IF input terminal are multiplied and output as an output signal d.
[0003]
In this case, in the general DBM1, as shown in the phase vector diagram of FIG. 7C, in addition to the vector desired for the output signal d, the carrier signal c is output via the DBM1. The signal d includes a carrier leak that leaks. As described above, when the output signal d of the DBM1 includes a carrier leak, large spurious signals are generated in output signals of various circuits and signal processing devices such as a quadrature modulator in which the DBM1 is incorporated. It becomes a factor.
[0004]
Therefore, it is important in circuit design to measure and grasp the magnitude L and phase θ of carrier leak in each DBM 1 incorporated in various circuits and signal processing devices in advance.
[0005]
Conventionally, using a network analyzer (NWA) 2 shown in FIG. 8 (a), the magnitude L of the carrier leak in the DBM 1 and the phase θ indicating the angle from the reference phase (the phase of the carrier signal c) have been obtained. That is, the IF input terminal of the DBM 1 to be measured is terminated with the characteristic impedance 3 of the DBM 1, and a carrier signal c as a test signal whose phase, frequency and amplitude are known is transmitted from the network analyzer (NWA) 2 to the RF of the DBM 1. The output signal d of the DBM 1 at that time was taken in, and the magnitude and phase of the output signal d were measured.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, even when the network analyzer (NWA) 2 is incorporated in a carrier leak measuring device that measures carrier leak in the DBM 1, there are still the following problems to be solved.
[0007]
That is, some DBMs 1 have an operation specification that requires input of a carrier signal c having a signal level equal to or higher than a certain level. Generally, the signal level of a signal input / output to / from the network analyzer (NWA) 2 is small to drive such a DBM, and the network analyzer (NWA) 2 increases the characteristics of the signal having the small signal level. It has a function to measure with accuracy. Therefore, as shown in FIG. 8B, it is necessary to interpose the amplifier 4 in the signal path of the carrier signal c.
[0008]
However, if the amplifier 4 is interposed in the signal path as described above, the influence of the amplification characteristic and the phase characteristic of the amplifier 4 on the measurement result cannot be ignored. Therefore, the measurement and the calculation for calculating the final carrier leak magnitude L and phase θ are performed. Processing becomes complicated.
[0009]
Further, as shown in FIG. 9, when the DBM 1 to be measured is incorporated together with another DBM 5 and the adder 6 into one integrated quadrature modulator 7 such as an IC circuit, for example, Since the output signal of the target DBM 1 cannot be taken out alone, it was impossible to measure the carrier leak of the target DBM 1 alone using the network analyzer (NWA) 2.
[0010]
Also, the network analyzer (NWA) 2 is very expensive because it essentially has a function of measuring the characteristics of a signal having a small signal level with high accuracy.
[0011]
The present invention has been made in view of such circumstances, and incorporates a DBM to be measured into a quadrature modulator, and controls the output signal level of the entire quadrature modulator by a DC voltage applied to an IF input terminal of each DBM. This makes it possible to measure the carrier leak of the DBM to be measured independently without using a network analyzer (NWA), easily and with high accuracy, even if the DBM is built in a quadrature modulator. -To provide a carrier leak measuring device for a mixer.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, in a carrier leak measuring device of a double balanced mixer (DBM) according to the present invention, a pair of carrier signals having phases different from each other by 90 ° are generated and output to a pair of signal terminals. A quadrature carrier signal generation / switching unit for switching the phase relationship between carrier signals output to a pair of signal terminals in response to a signal switching command, and a pair of DBMs for which at least one DBM (double balanced mixer) is a measurement target A quadrature modulator, in which each carrier signal output from a pair of signal terminals of the quadrature carrier signal generation / switching unit is input to each DBM, and a modulation signal output from the quadrature modulator. A level measuring device for measuring a signal level, a voltage generator for generating a specified DC voltage applied to an IF input terminal of each DBM, and a quadrature carrier A signal switching command is sent to the signal generating / switching unit, and a pair of carrier signals input to the quadrature modulator are generated from the voltage generator while maintaining the pair of carrier signals in the first state. Means for obtaining a first pair of DC voltages at which the signal level measured by the level measuring device is minimized by inputting the signal to a terminal; The phase relationship between a pair of carrier signals input to the generator is switched from the first state and maintained in the second state, and is generated from the voltage generator and input to each IF input terminal of the pair of DBMs. Means for obtaining a second pair of DC voltages at which the signal level measured by the level measuring device is minimized; and a first pair of DC voltages, the second pair of DC voltages, and a conversion coefficient of each DBM. From each DBM Means for calculating the magnitude and phase of the carrier leak.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a carrier leak measuring device of a double balanced mixer (DBM) according to an embodiment of the present invention will be described.
First, FIG. 1, FIG. 2, FIG. 3, and FIG. 3 show the principle of operation in which the magnitude and phase of the carrier leak of each DBM incorporated in the quadrature modulator can be measured using the quadrature modulator incorporating the DBM to be measured. 4 will be described.
[0014]
For example, as shown in FIG. 1, the signal levels of the I and Q signals applied to the IF input terminals of the DBMs 11 and 12 of the quadrature modulator 14 composed of the DBM 11 to be measured, the DBM 12 not to be measured and the adder 13 Are maintained at “0”, and carrier signals c ₁ and c ₂ whose phases are orthogonal to each other are applied to each of the DBMs 11 and 12. If the DBMs 11 and 12 do not cause any carrier leak, no signal is output from the adder 13.
[0015]
However, generally, as shown in FIG. 2, a carrier leak (magnitude L _I ) separated from the phase (I-phase axis) of the carrier signal c ₁ input from the DBM 11 to the DBM 11 by a phase θ _I. Occurs, and a carrier leak (magnitude L _Q ) occurs by a phase θ _Q away from the phase (Q phase axis) of the carrier signal c ₂ input from the DBM 12 to the DBM 12. The carrier leak (magnitude L ₀ ) of the entire quadrature modulator 14 output from the adder 13 is obtained by vector-combining the carrier leaks L _I and L _Q.
[0016]
In order that the carrier leak L ₀ is not output from the quadrature modulator 14, it is sufficient to generate a voltage V for adjustment having a vector for canceling the carrier leak L ₀ at the output of the adder 13. In order to generate the voltage V for this adjustment, the DC voltages I _DC and Q projected on the input phases (phase axes) of the carrier signals c ₁ and c ₂ are applied to the IF input terminals of the DBMs 11 and 12. _DC may be applied.
[0017]
Here, the signal level indicative of the magnitude of the carrier leakage L ₀ output from the quadrature modulator 14 can be easily measured, the DC voltage I _DC signal level of the carrier leak L ₀ is the _minimum, to seek Q _DC Is easy.
[0018]
As can be understood from FIG. 2, the DC voltage I _DC applied to cancel the carrier leak L ₀ changes the carrier leaks L _I and L _Q to the phase (I-phase axis) of the carrier signal c ₁ input to the DBM 11. This is a value for canceling the value obtained by adding the projected I-phase component. The DC voltage Q _DC applied to cancel the carrier leak L ₀ is a Q-phase component obtained by projecting each of the carrier leaks L _I and L _Q onto the phase (Q-phase axis) of the carrier signal c ₂ input to the DBM 12. This is a value that cancels the value added.
[0019]
Therefore, the relationship between the DC voltages I _DC , Q _DC and the magnitudes of the carrier leaks L _I , L _Q and the phases θ _I , θ _Q is obtained.
[0020]
Next, by switching the carrier signals c ₁ and c ₂ applied to the respective DBMs 11 and 12 to obtain the same relationship, the magnitudes of the respective carrier leaks L _I and L _Q and the phases θ _I and θ _Q are determined.
[0021]
However, in each DBM11,12, rather than voltage appears as it is output to be input to the IF input terminal, the conversion coefficient _K I, the value appears obtained by multiplying the _{K Q} corresponding to each DBM11,12. Therefore, the DC voltage _I DC described _{above, Q} value obtained by multiplying the conversion factor K to _DC and leakage each carrier _L I, _{L Q} magnitude and phase theta _I, the carrier leak by using the relationship between theta _{Q L} I, L The magnitude of _Q and the phases θ _I and θ _Q are determined.
[0022]
Further, a specific calculation procedure of the magnitudes of the carrier leaks L _I and L _Q and the phases θ _I and θ _Q will be described with reference to FIG. 3 (state A) and FIG. 4 (state B).
[0023]
FIG. 3A shows a carrier signal c ₁ (= E cos (2πf) at the local input terminal of the DBM 11 in the quadrature modulator 14 in which the DBM 11 to be measured, the DBM 12 and the adder 13 shown in FIG. _C )) is applied and a carrier signal c ₂ (= E sin (2πf _C )) is applied to the local input terminal of the other DBM 12 in a state A. Therefore, in this state A, the carrier signals c ₁ and c ₂ are 90 ° out of phase with each other.
[0024]
Further, in this state A, the signal level of the signal (carrier leak L ₀ ) output from the adder 13 is minimized, that is, the adjustment is performed in the vector direction for canceling the signal (carrier leak L ₀ ). in order to generate a voltage V, and a DC voltage is applied _I a, _{Q a} to each DBM11,12 IF input terminal of the.
[0025]
The pair of DC voltages _I A, specific method of obtaining the combination of _{Q A,} the DC voltage _I D, go successively changing the combination of _{Q D} are applied to the respective DBM11,12 IF input terminal of the adder 13 May be searched for a combination of the DC voltages I _D and Q _D that minimize the output signal level of.
[0026]
In this state A, as shown in FIG. 3 (b), (c) , the carrier separated by phase theta _I relative phase (I-phase axis) of the carrier signal _{c 1} is input to the DBM11 from DBM11 leakage _{L I} occurs, phase theta _Q apart carrier leak _{L Q} occurs for phase carrier signal _{c 2} which is input to the DBM12 (Q axis) from DBM12. The carrier leak L _{0 of the} entire quadrature modulator 14 output from the adder 13 is obtained by vector combining the carrier leaks L _I and L _Q.
[0027]
In FIG. 3 (b), in order to counteract this vector synthesized axis of the carrier signal _{c 1} is input to DBM11 the carrier leak _{L 0} (I-phase axis) direction component, is applied to the IF input terminal of DBM11 DC the RF components _{RF IA} appearing at the output terminal of DBM11 voltage _{I a,} a value that cancels the value obtained by summing the phase (I-phase axis) direction component of the carrier signal _{c 1} is input to DBM11 of each carrier leak _L I, _{L Q} Therefore, it can be expressed by equation (1).
[0028]
_{RF IA = [L I cos (} θ I) -L Q sin (θ Q)] · (-1) ... (1)
Same applied, in FIG. 3 (c), to counteract the vector synthesized carrier leak _{L 0} of the carrier signal _{c 2} which is input to DBM12 phase (Q-phase axis) direction component, the IF input terminal of DBM12 to RF components _{RF QA} at the output end of DBM12 DC voltage _{Q a,} each carrier leak _L I, a value obtained by summing the phase (Q-phase axis) direction component of the carrier signal _{c 2} which is input to DBM12 of _{L Q} Since it is a value that cancels out, it can be expressed by equation (2).
[0029]
_{RF QA = [L I sin (} θ I) + L Q cos (θ Q)] · (-1) ... (2)
_However, the DC voltage _I A, two carrier leakage _L I at _{I B,} since the cancel collectively _{L Q,} the (1), obtains two carrier leakage _L I, the _{L Q} individually from (2) It is not possible.
[0030]
Therefore, as shown in FIG. 4A, the carrier signals c ₁ and c ₂ input to the respective DBMs 11 and 12 of the quadrature modulator 14 are exchanged. That is, the carrier signal c ₂ (= E sin (2πf _C )) is applied to the local input terminal of the DBM 11 in the quadrature modulator 14, and the carrier signal c ₁ (= E cos (2πf _C )) is applied to the RF input terminal of the other DBM 12. ) Is applied to make the state B. Therefore, also in this state B, the phases of the carrier signals c ₁ and c ₂ are different from each other by 90 °.
[0031]
In the case of the state B, the phase of the carrier signal input to each of the DBMs 11 and 12 moves by 90 ° compared to the state A.
[0032]
Thus, in FIG. 4 (b), in order to cancel the phase (Q-phase axis) direction component of the carrier signal _{c 2} which is input to DBM12 carrier leak _{L 0} that is a vector synthesis, applied to the IF input terminal of DBM12 DC the RF components _{RF QB} of the voltage _{Q B} appears at the output terminal of DBM12, a value that cancels the value obtained by summing the phase (Q-phase axis) direction component of the carrier signal _{c 2} inputted to DBM12 of each carrier leak _L I, _{L Q} Therefore, it can be expressed by equation (3).
[0033]
_{RF QB = [- L I sin} (θ I) + L Q cos (θ Q)] · (-1) ... (3)
Same applied, in FIG. 4 (c), to counteract the vector synthesized carrier leak _{L 0} of the carrier signal _{c 1} is input to DBM11 phase (I-phase axis) direction component, the IF input terminal of DBM11 direct current voltage _I RF components _{RF IB} appearing at the output terminal of DBM11 by _B, each carrier leak _L I, a value obtained by summing the phase (I-phase axis) direction component of the carrier signal _{c 1} is input to DBM11 of _{L Q} Since it is a value to cancel, it can be expressed by equation (4).
[0034]
RF _IB = L _I cos (θ _I ) + L _Q sin (θ _Q ) (4)
As described above, in each of the DBMs 11 and 12, the voltage input to the IF input terminal does not appear as an RF component at the output terminal as it is, but the value obtained by multiplying the conversion coefficient K corresponding to each of the DBMs 11 and 12 is the RF component. Appear as. Assuming that the conversion coefficients of the DBMs 11 and 12 are K _I and K _Q , the relationship between each RF component and each DC voltage can be expressed by Expressions (5) to (8).
[0035]
_{RF IA = K I · I A} ... (5)
RF _QA = K _Q · Q _A (6)
_{RF IB = K I · I B} ... (7)
RF _QB = K _Q · Q _B (8)
By substituting the above equations (5) to (8) into the equations (1) to (4), the following equations (9) to (12) are obtained.
[0036]
_{RF IA = K I · I A} = [L I cos (θ I) -L Q sin (θ Q)] · (-1) ... (9)
_{RF QA = K Q · Q A} = [L I sin (θ I) + L Q cos (θ Q)] · (-1) ... (10)
_{RF QB = K Q · Q B} = [- L I sin (θ I) + L Q cos (θ Q)] · (-1) ... (11)
_{RF IB = K I · I B} = [L I cos (θ I) + L Q sin (θ Q)] · (-1) ... (12)
By modifying the equations (9) to (12), the following equations (13) to (16) are obtained.
[0037]
_{K I · I A + K I} · I B = 2L I cos (θ I) · (-1) ... (13)
K _Q · Q _A + K _Q · Q _B = 2L _Q cos (θ _Q ) · (−1) (14)
_{K I · I A -K I ·} I B = -2L Q sin (θ Q) · (-1) ... (15)
_{K Q · Q A -K Q ·} Q B = 2L I sin (θ I) · (-1) ... (16)
Equation (13), the size _{L I} carrier leakage DBM11 from (16) is obtained by (17).
^{_{L I = (1/2) [K}} I 2 (I A + I B) 2 + K Q 2 (Q A -Q B) 2] 1/2 ... (17)
Further, equation (14), the size _{L Q} carrier leakage DBM12 from (15) is determined by equation (18).
[0038]
^{_{L Q = (1/2) [K}} I 2 (I A -I B) 2 + K Q 2 (Q A + Q B) 2] 1/2 ... (18)
Further, the phase theta _I carrier leakage DBM11 from (13) is obtained by (19).
[0039]
_{θ I = ACOS [-K I (} I A + I B) / (2L I)] ... (19)
Similarly, the phase θ _Q of the carrier leak of the DBM 12 is obtained from Expression (20) from Expression (14).
[0040]
θ _Q = ACOS [−K _Q (Q _A + Q _B ) / (2L _Q )] (20)
Or, the phase theta _I carrier leakage DBM11 from (16) is obtained by (21).
[0041]
_{θ I = ASIN [-K I (} Q A -Q B) / (2L I)] ... (21)
Similarly, from equation (15), the phase θ _Q of the carrier leak of the DBM 12 is obtained by equation (22).
[0042]
_{θ Q = ASIN [-K Q (} I A -I B) / (- 2L Q)] ... (22)
Thus, two pairs of DC voltage signal level of the carrier leak L ₀ of the entire orthogonal transformer 14 output from the adder 13 of the orthogonal transformer 14 is applied to the IF input terminal of each DBM11,12 which minimizes (I _A , Q _A ), (I _B , Q _B ), and the conversion coefficients K _I , K _Q of the respective DBMs 11, 12, the magnitude L _I of each carrier leak of each DBM 11, 12 alone is obtained. , L _Q , and the phases θ _I , θ _Q are uniquely determined.
[0043]
Next, a method of measuring the conversion coefficients K _I and K _Q of the respective DBMs 11 and 12 will be described. There are a plurality of methods for measuring the conversion coefficients K _I and K _Q shown in the following (a), (b) and (c).
[0044]
(A) When simple measurement accuracy is not required, a DC voltage is applied to the IF input terminal of one DBM 11 whose conversion coefficient K is to be measured, and the IF input terminal of the other DBM 12 is grounded. The conversion is performed based on the relationship between the amount of change in the DC voltage DC applied to the IF input terminal of one DBM 11 and the amount of change in the signal level VL of the output signal output from the adder 13 of the orthogonal transformer 14 at this time. The coefficient K is calculated.
[0045]
In this simple measurement, since each carrier leak of each DBM 11 and 12 is included in the output signal output from the adder 13, high measurement accuracy of the conversion coefficients K _I and K _Q cannot be expected.
[0046]
(B) Regular measurement (1)
A DC voltage at which the signal level of the output signal of the entire quadrature modulator output from the adder 13 is minimized is applied to the IF input terminal of the DBM 12 which is not to be measured. In this state, the rate of change of the signal level of the output signal of the quadrature modulator 14 when changing the DC voltage applied to the IF input terminal of the measurement target DBM11 and DBM11 transform coefficient K _I of the measurement object.
[0047]
Specifically, a first output signal level VL ₁ of the quadrature modulator 14 to the first voltage DC ₁ applied to DBM11 IF input terminal of the measurement object, the applied to DBM11 IF input terminal of the measurement object seeking a second output signal level VL _second quadrature modulator 14 for 2 voltage DC _2, obtaining the conversion coefficient _{K I} (23) below.
[0048]
_{K I = (VL 2 -VL 1} ) / (DC 2 -DC 1) ... (23)
Thus, the output signal level of the entire quadrature modulator IF input terminal of the non-measured DBM12 is by applying a DC voltage to the minimum, in the process of measuring the conversion coefficient K _I of measured DBM11, measured It is possible to minimize the influence of carrier leak of the DBM 12 that is not the target. As a result, the measurement accuracy of the conversion coefficient K can be improved as compared with the simple measurement described above.
[0049]
(C) Regular measurement (2)
A pair of DC voltage signal level of the quadrature modulator 14 overall output signal output from the adder 13 of the orthogonal modulator 14 is applied to the IF input terminal of each DBM11,12 that minimizes I _A, looking for Q _A Are set as reference voltages. Then, the DC voltage I _D measured rate of change of the output signal level of the quadrature modulator 14 at the time of changing from the reference voltage I _A target to be applied to the IF input terminal of DBM11 to be measured the conversion coefficient K DBM11 and the conversion factor _{K I.}
[0050]
Since the conversion coefficient K is measured while the output signal level of the entire quadrature modulator 14 is minimized, each carrier leak of each DBM 11 and 12 is almost included in the output signal output from the adder 13. Therefore, the measurement accuracy of the conversion coefficient K can be greatly improved.
[0051]
All these possibilities determined by the conversion coefficient _K I, _{K Q} is high accuracy of each DBM11,12, size _L I of the carrier leak of the DBM11,12 alone, _{L Q,} and the phase theta _I, high and theta _Q accuracy Can be measured by
[0052]
Next, the carrier leakage measurement of the double balanced mixer (DBM) for measuring the magnitudes L _I , L _Q and the phases θ _I , θ _Q of the carrier leaks of the individual DBMs 11 and 12 using the above-described calculation procedure. The configuration of the device will be described with reference to FIG.
[0053]
In carrier leak measurement device of a double balanced mixer (DBM) shown in FIG. 5, the carrier signal generator 15 is activated in response to the activation command st from the control unit 16 comprising a computer, a reference carrier having a frequency f _C The signal c ₀ (= E cos (2πf _C )) is sent to the next orthogonal carrier signal generation / switching unit 17.
[0054]
The quadrature carrier signal generation / switching unit 17 includes a 90 ° phase shifter 18 and a signal switching unit 19 including a pair of switching switches 19a and 19b. The reference carrier signal c ₀ (= E cos (2πf _C )) input from the carrier signal generation unit 15 is directly switched to one of the signal switching units 19 as a new carrier signal c ₁ (= E cos (2πf _C )). The signal is input to the common terminal C of the switch 19a and to the 90 ° phase shifter 18.
[0055]
The 90 ° phase shifter 18 shifts the phase of the input reference carrier signal c ₀ (= E cos (2πf _C )) by 90 °, and adds a new carrier signal c ₂ (= E sin (2πf _C )). To the common terminal C of the other changeover switch 19b of the signal changeover unit 19.
[0056]
Note that in the 90 ° phase shifter 18, that the phase of the reference carrier signal c ₀ input is exactly 90 ° phase shift, is monitored by the control unit 16, the amount of phase shift 90 ° If it deviates, the phase shift amount is accurately adjusted to 90 ° by the adjustment command ve from the control unit 16.
[0057]
The switch terminal A of the switch 19a and the switch terminal B of the switch 19b are connected to the signal terminal 20a. On the other hand, the switch terminal A of the switch 19b and the switch terminal B of the switch 19a are connected to the signal terminal 20b. The changeover switches 19a, 19b of the signal changeover unit 19 switch the changeover terminals A, B to which the common terminal C is connected in response to a signal changeover command se from the control unit 16.
[0058]
The signal terminal 20a is connected to the local input terminal of one DBM 11 of the next quadrature modulator 14, and the signal terminal 20b is connected to the local input terminal of the other DBM 12 of the next quadrature modulator 14.
[0059]
Therefore, when the control unit 16 is outputting the signal switching command se to the switching terminal A, the carrier signal c ₁ (= E cos (2πf _C )) is transmitted from the signal terminal 20 a to one DBM 11 of the quadrature modulator 14. And the carrier signal c ₂ (= E sin (2πf _C )) is input from the signal terminal 20 b to the other DBM 12 of the quadrature modulator 14. This state corresponds to [State A] shown in FIG.
[0060]
Conversely, when the control unit 16 is outputting the signal switching command se to the switching terminal B, the carrier signal c ₂ (= E sin (2πf _C )) is output from the signal terminal 20 a to one of the quadrature modulators 14. The carrier signal c ₁ (= E cos (2πf _C )) is inputted to the DBM 11 from the signal terminal 20 b and inputted to the other DBM 12 of the quadrature modulator 14. This state corresponds to [State B] shown in FIG.
[0061]
As described above, the control unit 16 sends the signal switching command se to the signal switching unit 19, and the pair of carrier signals c ₁ and c having phases inputted to the DBMs 11 and 12 of the quadrature modulator 14 which are different from each other by 90 °. ₂ can be switched to [State A] or [State B].
[0062]
A DC voltage _ID is applied from a voltage generator 21 to an IF input terminal of one DBM 11 of the quadrature modulator 14. Further, the IF input terminal of the other DBM12 DC voltage _{Q D} is applied from the voltage generator 22. The DC voltages I _D and Q _D output from the voltage generators 21 and 22 are specified by the control unit 16.
[0063]
The DBM 11 to be measured combines the carrier signal c ₁ (or c ₂ ) and the DC voltage _ID , and sends the signal to the adder 13. DBM12 sends a DC voltage _{Q D} with the carrier signal _{c 2} (or _{c 1)} to the signal synthesized by an adder 13. The adder 13 adds the output signals of the DBMs 11 and 12 and outputs the result as a modulated signal. The level measuring device 23 measures the signal level VL of the modulated signal output from the quadrature modulator 14 and sends it to the control unit 16.
[0064]
The display unit 24 and the operation unit 25 are connected to the control unit 16 including a computer. The control unit 16 includes a first DC voltage pair search unit 26, a second DC voltage pair search unit 27, a conversion coefficient calculation unit 28, and a carrier leak calculation unit 29 formed on the application program. Is provided.
[0065]
Next, FIG. 6 is a flow chart showing the respective processing operations performed by the respective units 26 to 29 of the control unit 16 up to the calculation of the magnitudes L _I and L _Q of the carrier leak of the DBMs 11 and 12 and the phases θ _I and θ _Q. It will be described according to.
[0066]
When the measurer inputs an instruction to start measurement via the operation unit 25, the start instruction st is sent to the carrier signal generation unit 15 to start the carrier signal generation unit 15 (step S1).
[0067]
Next, the first DC voltage pair searching unit 26 is activated, sends out a signal switching command se to the signal switching unit 19, and switches the signal switching unit 19 to the [state A] side (S2). As a result, the carrier signals c ₁ and c ₂ are input to the DBMs 11 and 12 of the quadrature modulator 14 as shown in FIG. Next, the voltage generators 21 and 22 are controlled to temporarily set the DC voltages I _D and Q _D applied to the IF input terminals of the DBMs 11 and 12 to “0” (S3).
[0068]
The signal level VL of the modulated signal (carrier leak of the entire quadrature modulator 14) output from the quadrature modulator 14 in this state is detected via the level measuring device 23 (S4). Then, the combination of the DC voltages I _D and Q _D output from the voltage generators 21 and 22 is changed in order, and the combination of the DC voltages I _A and Q _A that minimizes the signal level VL is obtained (S5). ).
[0069]
Next, the second DC voltage pair search unit 27 is activated, sends out a signal switching command se to the signal switching unit 19, and switches the signal switching unit 19 to the [state B] side (S6). As a result, the carrier signals c ₂ and c ₁ are input to the DBMs 11 and 12 of the quadrature modulator 14 as shown in FIG. Next, the DC voltages I _D and Q _D applied to the IF input terminals of the DBMs 11 and 12 are temporarily set to “0” by controlling the voltage generators 21 and 22 (S7).
[0070]
The signal level VL of the modulation signal (carrier leak of the entire quadrature modulator 14) output from the quadrature modulator 14 in this state is detected via the level measuring device 23 (S8). Then, the combination of the DC voltages I _D and Q _D output from the voltage generators 21 and 22 is changed in order, and the combination of the DC voltages I _B and Q _B that minimizes the signal level VL is obtained (S9). ).
[0071]
Next, the conversion coefficient calculation unit 28 is activated to execute the above-described (c) conversion coefficient calculation processing of the normal measurement (part 2). That is, the signal switching section 19 is switched to the [state A] side (S10). Then, by controlling the respective voltage generators 21 and 22, DC voltage _I D applied to the IF input terminal of each DBM11,12, the _{Q D,} once a DC voltage _I A of the output signal level VL is minimized, Q The reference voltage of _A is set (S11).
[0072]
Obtaining the amount of change in the output signal level VL with changes in DC voltage _{I D} of DBM11 side (S12). The DC voltage to calculate a conversion coefficient _{K I} of DBM11 from the ratio of the amount of change in the change amount and the output signal level VL of _{I D} (S13).
[0073]
Next, the DC voltage I _D , Q _D is set again to the DC voltage I _A , Q _A (reference voltage) at which the output signal level VL is minimized, and the output signal when the DC voltage Q _D on the DBM 12 side is changed. A change amount of the level VL is obtained (S14). This calculates a conversion coefficient _{K Q} from the ratio DBM12 the variation of the DC voltage _{Q D} change amount and the output signal level VL (S15).
[0074]
Then, the carrier leak calculation unit 29 is activated, the previously determined, the DC voltage output signal level VL in Status A] is the minimum I _A, the combination of Q _A, the output signal level in the State B] VL DC voltage _I B but that minimizes the combination of _{Q B,} and the DBM11,12 transform coefficient _K I of the _{K Q,} the above-mentioned (17), (18), (19), using (20) Then, the magnitudes L _I and L _Q of the carrier leak and the phases θ _I and θ _Q of the respective DBMs 11 and 12 alone are calculated (S16).
[0075]
^{_{L I = (1/2) [K}} I 2 (I A + I B) 2 + K Q 2 (Q A -Q B) 2] 1/2 ... (17)
^{_{L Q = (1/2) [K}} I 2 (I A -I B) 2 + K Q 2 (Q A + Q B) 2] 1/2 ... (18)
_{θ I = ACOS [-K I (} I A + I B) / (2L I)] ... (19)
θ _Q = ACOS [−K _Q (Q _A + Q _B ) / (2L _Q )] (20)
Then, the calculated magnitudes L _I and L _Q and the phases θ _I and θ _Q of the respective carrier leaks are displayed on the display 24 (S17).
[0076]
In the carrier leak measuring apparatus of the double balanced mixer (DBM) configured as described above, the signal level of the carrier leak of the entire quadrature modulator output from the quadrature modulator 14 can be measured by the simple level meter 23. , and the DC voltage applied to the IF input terminal of each _{DBM11,12 (I a, Q a)} , (I B, Q B) can be realized by a simple voltage generator 21. Therefore, it is possible to measure the carrier leakage magnitudes L _I and L _Q and the phases θ _I and θ _Q of the respective DBMs 11 and 12 alone without incorporating an expensive network analyzer (NWA) 2.
[0077]
Further, even if DBM11 to be measured was incorporated into the quadrature modulator 14 as one of the IC circuit elements, measures the magnitude L _I and phase theta _I of DBM11 single carrier leak to be measured with high precision Can be.
[0078]
Of course, both DBMs 11 and 12 incorporated in the quadrature modulator 14 can be designated as a DBM to be measured.
[0079]
【The invention's effect】
As described above, in the carrier leak measuring device of the double balanced mixer (DBM) according to the present invention, the DBM to be measured is incorporated in the quadrature modulator, and the output signal level of the entire quadrature modulator becomes a minimum value. Thus, the combination of the DC voltage applied to the IF input terminal of each DBM is set, and the magnitude and phase of the carrier leak of each DBM are calculated using the relationship between the combination of the DC voltage and the carrier leak of each DBM. I have.
[0080]
Therefore, the carrier leak of the DBM to be measured alone can be measured with high accuracy easily and with high accuracy without incorporating a network analyzer (NWA), even if the DBM is incorporated in a quadrature modulator.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a quadrature modulator used in a carrier leak measuring device of a double balanced mixer according to one embodiment of the present invention. FIG. 2 is a measurement principle of the carrier leak measuring device of the double balanced mixer of the embodiment. FIG. 3 is a diagram for explaining a state A in the carrier leak measuring apparatus of the double balanced mixer of the embodiment. FIG. 4 is a state of a carrier leak measuring apparatus of the double balanced mixer of the embodiment. FIG. 5 is a diagram for explaining B. FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a carrier leak measuring device of the double-balanced mixer of the embodiment. FIG. 6 is a carrier leak measuring device of the double-balanced mixer of the embodiment. FIG. 7 is a flowchart for explaining a carrier leak. FIG. 8 is a diagram illustrating a carrier leak using a conventional network analyzer. Diagram showing the schematic arrangement of Figure 9 the general quadrature modulator illustrating a click measurement method [EXPLANATION OF SYMBOLS]
1, 5, 11, 12 ... DBM
2 Network analyzers 6 and 13 Adders 7 and 14 Quadrature modulator 15 Carrier signal generator 16 Control unit 17 Quadrature carrier signal generation / switching unit 18 90 ° phase shift unit 19 Signal switching unit 20a 20b ... Signal terminals 21 and 22 ... Voltage generating unit 23 ... Level measuring unit 24 ... Display unit 25 ... Operation unit 26 ... First DC voltage pair searching unit 27 ... Second DC voltage pair searching unit 28 ... Conversion coefficient calculating unit 29 ... Carrier leak calculator

Claims (1)

位相が互いに９０°異なる一対のキャリア信号を生成して一対の信号端子（２０ａ、２０ｂ）へ出力するとともに、信号切換指令に応じて、前記一対の信号端子へ出力するキャリア信号の位相関係を切換る直交キャリア信号生成・切換部（１７）と、
少なくとも一方のＤＢＭ（ダブルバランスド・ミキサ）が測定対象である一対のＤＢＭ（１１、１２）と加算器（１３）とで構成され、前記直交キャリア信号生成・切換部の一対の信号端子から出力された各キャリア信号が各ＤＢＭに入力される直交変調器（１４）と、
この直交変調器から出力された変調信号の信号レベルを測定するレベル測定器（２３）と、
前記各ＤＢＭのＩＦ入力端子へ印加する指定された直流電圧を生成する電圧発生器（２１、２２）と、
前記直交キャリア信号生成・切換部に信号切換指令を送出して、直交変調器に入力される一対のキャリア信号を第１の状態に維持した状態で、前記電圧発生器から発生し、前記一対のＤＢＭの各ＩＦ入力端子に入力することによって、前記レベル測定器で測定される信号レベルが最小となる第１の一対の直流電圧を求める手段（２６）と、
前記直交キャリア信号生成・切換部に信号切換指令を送出して、直交変調器に入力される一対のキャリア信号の位相関係を前記第１の状態から切り換えて第２の状態に維持した状態で、前記電圧発生器から発生し、前記一対のＤＢＭの各ＩＦ入力端子に入力することによって、前記レベル測定器で測定される信号レベルが最小となる第２の一対の直流電圧を求める手段（２７）と、
前記第１の一対の直流電圧と前記第２の一対の直流電圧と各ＤＢＭの変換係数とから前記各ＤＢＭのキャリアリークの大きさと位相とを算出する手段（２９）とを備えたことを特徴とするダブルバランスド・ミキサのキャリアリーク測定装置。A pair of carrier signals having phases different from each other by 90 ° are generated and output to a pair of signal terminals (20a, 20b), and a phase relationship between the carrier signals output to the pair of signal terminals is switched according to a signal switching command. A quadrature carrier signal generation / switching unit (17);
At least one DBM (double balanced mixer) is composed of a pair of DBMs (11, 12) to be measured and an adder (13), and is output from a pair of signal terminals of the orthogonal carrier signal generation / switching unit. A quadrature modulator (14) in which each of the obtained carrier signals is input to each DBM;
A level measuring device (23) for measuring the signal level of the modulated signal output from the quadrature modulator;
A voltage generator (21, 22) for generating a designated DC voltage applied to an IF input terminal of each DBM;
A signal switching command is sent to the quadrature carrier signal generation / switching unit, and the pair of carrier signals input to the quadrature modulator are generated from the voltage generator while maintaining the pair of carrier signals in the first state. Means (26) for obtaining a first pair of DC voltages at which the signal level measured by the level meter is minimized by inputting to each IF input terminal of the DBM;
A signal switching command is sent to the quadrature carrier signal generation / switching unit, and the phase relationship between the pair of carrier signals input to the quadrature modulator is switched from the first state and maintained in the second state, Means (27) for generating a second pair of DC voltages which minimizes the signal level measured by said level measuring device by being generated from said voltage generator and inputting to each IF input terminal of said pair of DBMs (27) When,
Means (29) for calculating the magnitude and phase of the carrier leak of each DBM from the first pair of DC voltages, the second pair of DC voltages, and the conversion coefficient of each DBM. Carrier leak measuring device of a double balanced mixer.

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