JP2004180294A - Power amplifier - Google Patents

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Takuya Ishii
卓也 石井
Masaharu Ikeda
雅春 池田
Hiroki Akashi
裕樹 明石
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an apparatus capable of compensating distortion caused by ripple fluctuation of a power supply voltage caused by regenerative power and adjusting an amplification factor based on the power supply voltage in a switching type power amplifier for highly efficiently amplifying power of an input AC signal such as an acoustic signal. <P>SOLUTION: The power amplifier has first and second switch circuits 11, 12 to which a power supply voltage Vc is supplied, an inductor 13 and a load 14 connected therebetween, and a control circuit 15 for receiving an input AC signal Vi and setting a predetermined ON/OFF term ratio to drive the respective switch circuits. The control circuit 15 is equipped with an arithmetic circuit 20 for multiplying and outputting a ratio (Vc/Ec) of a power supply voltage value Vc and its DC component Ec to a modulation sensitivity (e.g. an amplitude of a triangular wave voltage in the case of generating a pulse signal for driving the switch circuits). <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

本発明は、音響信号等から得られる入力交流信号を電力増幅してスピーカ等の電気音響変換器に印加する電力増幅装置であって、特に入力交流信号のＤ級増幅機能を備えた電力増幅装置における電源電圧変動補償に関する。   The present invention relates to a power amplifying apparatus for power-amplifying an input AC signal obtained from an acoustic signal or the like and applying the amplified power to an electro-acoustic converter such as a speaker, and more particularly to a power amplifying apparatus having a class D amplification function for an input AC signal. For power supply voltage fluctuation compensation.

音響スピーカの駆動には、構成が簡単なＡ級、Ｂ級、ＡＢ級などのリニア型の電力増幅装置が多く利用されている。このようなリニア型電力増幅装置は、動作原理上、電力増幅装置自身の電力損失が大きく、出力電力が大きくなるに従って電力増幅装置自身の消費電力による発熱が大きくなる。このため、これを放散させるための大きな放熱器が必要になるなどの課題がある。そこで出力電力が大きい電力増幅装置には、Ｄ級と呼ばれるスイッチング型の電力増幅装置が使われるようになっている。   For driving an acoustic speaker, a linear type power amplifying device such as a class A, a class B or a class AB having a simple configuration is often used. In such a linear power amplifying device, the power loss of the power amplifying device itself is large due to the operation principle, and the heat generation due to the power consumption of the power amplifying device itself increases as the output power increases. For this reason, there is a problem that a large radiator for dissipating the heat is required. For this reason, a switching type power amplifying device called a class D is used for a power amplifying device having a large output power.

Ｄ級増幅機能を備えた電力増幅装置は、電力を供給する出力段のパワースイッチをオンまたはオフすることにより、出力端子間に正電源電圧またはゼロ電圧または負電源電圧を高速に切替え発生させる。この出力端子と負荷との間に備えた電力ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）で可聴外高周波数域電力を除去して、負荷に可聴帯域の電力のみを供給する。スイッチがオン状態の時は電流が流れるが端子間電圧は極めて小さく、また、オフ状態の時には電圧がかかるが通過電流はほとんどゼロになるため、これらの積であるスイッチ自身の電力消費は何れも小さくなる。   A power amplifying device having a class-D amplifying function switches a positive power supply voltage, a zero voltage, or a negative power supply voltage between output terminals at high speed by turning on or off a power switch of an output stage for supplying power. A power low-pass filter (LPF) provided between the output terminal and the load removes non-audible high frequency band power, and supplies only power in the audible band to the load. When the switch is on, current flows but the voltage across the terminals is extremely small.When the switch is off, voltage is applied but the passing current is almost zero. Become smaller.

このような電力増幅装置には、電源電圧の変動によって出力交流信号Ｖｏも変動してしまう問題がある。これを改善する方法に、例えば、パワースイッチをオン，オフする駆動パルスのパルス幅変調のための三角波電圧Ｖｔの振幅Ｅｔを、電源電圧Ｖｃに比例させる技術がある（例えば、特許文献１参照。）。その他、先行技術として、特許文献２，３，４，５がある。   Such a power amplifying device has a problem that the output AC signal Vo also fluctuates due to the fluctuation of the power supply voltage. As a method of improving this, for example, there is a technique of making the amplitude Et of the triangular wave voltage Vt for pulse width modulation of the drive pulse for turning on and off the power switch proportional to the power supply voltage Vc (for example, see Patent Document 1). ). In addition, there are Patent Documents 2, 3, 4, and 5 as prior art.

Ｄ級増幅機能を備えた電力増幅装置に関する技術としては、図６Ａのように、Ｈ形ブリッジ構成の４個のスイッチ回路で負荷を駆動する、いわゆる、ブリッジ−タイド・ロード（bridge-tied load；以下「ＢＴＬ」と称す。）と呼ばれるものが一般に知られている。図６Ａに示す電力増幅装置の構成およびその動作は概ね以下のようになる。   As a technique relating to a power amplifying apparatus having a class D amplification function, as shown in FIG. 6A, a so-called bridge-tied load (driving a load by driving four switch circuits in an H-bridge configuration). Hereinafter, what is referred to as “BTL”) is generally known. The configuration and operation of the power amplifying device shown in FIG. 6A are generally as follows.

直流電源１０から電圧値Ｖｃを供給される、第１のスイッチ回路１１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とで構成される。同様に、第２のスイッチ回路１２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２とで構成されている。第１のスイッチ回路１１の出力端子、即ち、第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２との接続点を端子Ｘとし、第２のスイッチ回路１２の出力端子、即ち、第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２との接続点を端子Ｙとして、端子Ｘと端子Ｙの間にインダクタ１３と負荷１４の直列体が接続される。   The first switch circuit 11, which is supplied with the voltage value Vc from the DC power supply 10, includes a first high-side switch 111 and a first low-side switch 112, which are N-channel MOSFETs. Similarly, the second switch circuit 12 includes a second high-side switch 121 and a second low-side switch 122, which are N-channel MOSFETs. An output terminal of the first switch circuit 11, that is, a connection point between the first high-side switch 111 and the first low-side switch 112 is a terminal X, and an output terminal of the second switch circuit 12, that is, a second With a connection point between the high-side switch 121 and the second low-side switch 122 as a terminal Y, a series body of the inductor 13 and the load 14 is connected between the terminal X and the terminal Y.

制御回路１５０は、第１のスイッチ回路１１および第２のスイッチ回路１２の各スイッチ回路を制御するもので、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路４０と、第１の駆動回路５１と、第２の駆動回路５２とから構成される。信号源１６は入力交流信号Ｖｉを出力する。   The control circuit 150 controls each of the first switch circuit 11 and the second switch circuit 12, and includes a pulse width modulation (PWM) circuit 40, a first drive circuit 51, and a second drive circuit. And a circuit 52. The signal source 16 outputs an input AC signal Vi.

ＰＷＭ回路４０は、入力交流信号Ｖｉの振幅をパルス幅に変換するものであり、三角波発生回路３００で発生する三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉとを比較器４１で比較し、その結果をＭ１として出力し、また、これを反転器４２で反転したＭ２を出力する。   The PWM circuit 40 converts the amplitude of the input AC signal Vi into a pulse width. The comparator 41 compares the triangular wave voltage Vt generated by the triangular wave generation circuit 300 with the input AC signal Vi, and the result is defined as M1. M2, which is inverted by an inverter 42, is output.

第１の駆動回路５１は、信号Ｍ１を入力して第１のハイサイドスイッチ１１１を駆動する増幅器５１１と、信号Ｍ１を入力して第１のローサイドスイッチ１１２を駆動する反転増幅器５１２とから構成される。第２の駆動回路５２は、信号Ｍ２を入力して第２のハイサイドスイッチ１２１を駆動する増幅器５２１と、信号Ｍ２を入力して第２のローサイドスイッチ１２２を駆動する反転増幅器５２２とから構成される。   The first drive circuit 51 includes an amplifier 511 that receives the signal M1 to drive the first high-side switch 111 and an inverting amplifier 512 that receives the signal M1 and drives the first low-side switch 112. You. The second drive circuit 52 includes an amplifier 521 that receives the signal M2 to drive the second high-side switch 121 and an inverting amplifier 522 that receives the signal M2 and drives the second low-side switch 122. You.

図６Ｂは、以上のように構成された従来の電力増幅装置のタイミングチャートである。
図６Ｂに示すように、三角波電圧Ｖｔは電圧値Ｅｔを振幅として、±Ｅｔ間を周期Ｔで増減する。周期Ｔは、入力交流信号Ｖｉ（ｔ）の変化よりも十分に速く設定されている。この三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉは、比較器４１によって比較される。この比較器４１の出力信号Ｍ１及び反転器４２によって、その反転信号Ｍ２が出力される。信号Ｍ１は、三角波電圧Ｖｔの瞬時値が入力交流信号Ｖｉの瞬時値より小さい、Ｖｔ（ｔ）＜Ｖｉ（ｔ）の時にハイ（Ｈ）レベルとなる。信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合δ（デューティ比と呼ぶ）は、次式で表される。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｅｔ）／２ …（１） FIG. 6B is a timing chart of the conventional power amplifying device configured as described above.
As shown in FIG. 6B, the triangular wave voltage Vt increases and decreases in a period T between ± Et with the voltage value Et as an amplitude. The period T is set sufficiently faster than the change of the input AC signal Vi (t). The triangular wave voltage Vt and the input AC signal Vi are compared by the comparator 41. The inverted signal M2 is output by the output signal M1 of the comparator 41 and the inverter 42. The signal M1 is at a high (H) level when Vt (t) <Vi (t) where the instantaneous value of the triangular wave voltage Vt is smaller than the instantaneous value of the input AC signal Vi. The ratio δ of the H-level period in the cycle T of the signal M1 (referred to as a duty ratio) is represented by the following equation.
δ = (1 + Vi / Et) / 2 (1)

第１のハイサイドスイッチ１１１は信号Ｍ１に従ってオン、オフされ、第１のローサイドスイッチ１１２は信号Ｍ１の反転信号に従ってオン、オフされる。即ち、第１のスイッチ回路１１中の第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とは、交互にオン、オフする。一方、第２のハイサイドスイッチ１２１は信号Ｍ２に従ってオン、オフされ、第２のローサイドスイッチ１２２は信号Ｍ２の反転信号に従ってオン、オフされる。即ち、第２のスイッチ回路１２中の第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２は、第１のスイッチ回路１１のそれぞれと逆の開閉動作をする。   The first high-side switch 111 is turned on and off according to the signal M1, and the first low-side switch 112 is turned on and off according to an inverted signal of the signal M1. That is, the first high-side switch 111 and the first low-side switch 112 in the first switch circuit 11 are turned on and off alternately. On the other hand, the second high-side switch 121 is turned on and off according to the signal M2, and the second low-side switch 122 is turned on and off according to an inverted signal of the signal M2. That is, the second high-side switch 121 and the second low-side switch 122 in the second switch circuit 12 perform opening / closing operations opposite to those of the first switch circuit 11, respectively.

従って、信号Ｍ１がＨレベルの期間には、端子Ｘは直流電源１０の一端の電圧値Ｖｃ、端子Ｙは直流電源１０の他端の電圧値０、すなわちゼロ電位となり、信号Ｍ１がロー（Ｌ）レベルの期間には、端子Ｘはゼロ電位、端子Ｙが電源電圧Ｖｃとなる。以上のようなスイッチング動作が三角波電圧Ｖｔの周期Ｔで繰返される。この周期Ｔは、入力交流信号Ｖｉの変動が無視できるほど短く設定されているため、端子Ｘに現われるパルス電圧の平均電位Ｖｘ、他方の端子Ｙの平均電位Ｖｙは、信号Ｍ１のデューティ比δを用いて表すと、
Ｖｘ＝δ・Ｖｃ
Ｖｙ＝（１−δ）・Ｖｃ
となる。 Accordingly, while the signal M1 is at the H level, the terminal X has the voltage value Vc at one end of the DC power supply 10, the terminal Y has the voltage value 0 at the other end of the DC power supply 10, that is, zero potential, and the signal M1 is low (L ) Level, the terminal X is at zero potential and the terminal Y is at the power supply voltage Vc. The switching operation as described above is repeated in the cycle T of the triangular wave voltage Vt. Since this cycle T is set so short that the fluctuation of the input AC signal Vi is negligible, the average potential Vx of the pulse voltage appearing at the terminal X and the average potential Vy of the other terminal Y determine the duty ratio δ of the signal M1. Expressed using
Vx = δ · Vc
Vy = (1−δ) · Vc
It becomes.

インダクタ１３による平滑作用により、負荷１４の両端には、平均電位Ｖｘと平均電位Ｖｙとの差電圧が発生する。負荷１４の両端電圧すなわち出力交流信号Ｖｏは、次式のように表される。
Ｖｏ＝Ｖｘ−Ｖｙ＝（２δ−１）・Ｖｃ …（２）
ここで、（２）式に（１）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ …（３）
が得られる。即ち、出力交流信号Ｖｏは、入力交流電圧Ｖｉを（Ｖｃ／Ｅｔ）倍に増幅した電圧になる。 Due to the smoothing action of the inductor 13, a voltage difference between the average potential Vx and the average potential Vy is generated at both ends of the load 14. The voltage between both ends of the load 14, that is, the output AC signal Vo is represented by the following equation.
Vo = Vx−Vy = (2δ−1) · Vc (2)
Here, by substituting equation (1) into equation (2),
Vo = (Vc / Et) · Vi (3)
Is obtained. That is, the output AC signal Vo is a voltage obtained by amplifying the input AC voltage Vi by (Vc / Et) times.

このように、図６Ａ、図６Ｂに示す従来技術では、入力交流電圧Ｖｉは、ＰＷＭ回路４０によってパルス幅変調され、ＢＴＬ出力部によって増幅され、全体の利得は（Ｖｃ／Ｅｔ）になる。式（３）におけるＥｔは、ＰＷＭ回路４０の部分に関わるパルス変調部の変調感度であり、ＶｃはＢＴＬ出力部の利得要素である。   As described above, in the related art shown in FIGS. 6A and 6B, the input AC voltage Vi is pulse width modulated by the PWM circuit 40 and amplified by the BTL output unit, and the overall gain becomes (Vc / Et). Et in the equation (3) is the modulation sensitivity of the pulse modulator related to the PWM circuit 40, and Vc is the gain element of the BTL output.

このような直流電源１０の電圧値Ｖｃには、負荷１４に大きな電流を供給した際の出力内部抵抗によるリップル変動や、商用電源を整流した際に残るリップル分が重畳しており、これらを低減するには回路規模や損失電力の増大が伴う。図６Ａの電力増幅装置の構成では、Ｖｃの変動によって、増幅率（Ｖｃ／Ｅｔ）が変動して、これが出力交流信号Ｖｏのレベル変動や歪みを増加させている。   Such a voltage value Vc of the DC power supply 10 is reduced by ripple fluctuations due to output internal resistance when a large current is supplied to the load 14 and ripples remaining when the commercial power supply is rectified. This requires an increase in circuit scale and loss power. In the configuration of the power amplifying device of FIG. 6A, the amplification factor (Vc / Et) fluctuates due to the fluctuation of Vc, which increases the level fluctuation and distortion of the output AC signal Vo.

このような電源電圧の変動による出力交流信号Ｖｏの変動を改善するには、一例として、特許文献１で開示されるように、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｅｔを電源電圧Ｖｃに比例させる技術がある。図７Ａは、特許文献１に示された、三角波発生回路の回路構成とその動作波形図である。   In order to improve the fluctuation of the output AC signal Vo due to the fluctuation of the power supply voltage, as an example, there is a technique of making the amplitude Et of the triangular wave voltage Vt proportional to the power supply voltage Vc, as disclosed in Patent Document 1. FIG. 7A is a circuit configuration and an operation waveform diagram of a triangular wave generation circuit disclosed in Patent Document 1.

以下に、図７Ａの三角波発生回路の構成とその動作を説明する。図７Ａにおいて、端子Ａ１は直流電源電圧Ｖｃを入力する端子であり、抵抗Ｒ１が接続される。英字符号で示されるＡＤＤは、演算増幅器であり、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３とが接続されて、反転増幅器の動作をする。同じくＣｘ，Ｃｙは、比較器であり、同様にＦＦは、フリップフロップである。また、ＩＮＴは、演算増幅器であり、この場合、抵抗Ｒ０とコンデンサＣ０とが接続されて、アナログ積分器の動作をする。アナログ積分器ＩＮＴの出力が三角波電圧Ｖｔとなる。   Hereinafter, the configuration and operation of the triangular wave generation circuit of FIG. 7A will be described. In FIG. 7A, a terminal A1 is a terminal for inputting a DC power supply voltage Vc, and is connected to a resistor R1. ADD indicated by an alphabetic character is an operational amplifier, which is connected to the resistors R2 and R3 and operates as an inverting amplifier. Similarly, Cx and Cy are comparators, and similarly, FF is a flip-flop. INT is an operational amplifier. In this case, the resistor R0 and the capacitor C0 are connected, and operate as an analog integrator. The output of the analog integrator INT becomes the triangular wave voltage Vt.

まず、演算増幅器ＡＤＤは増幅率が充分大きく、抵抗Ｒ３による負帰還がなされているため、その正負入力端子間は電位差がほとんど発生しないように動作するので、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続点Ｇの電位はゼロ電位となる。従って抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点Ａ２の電位Ｖａ２は直流電源電圧Ｖｃを抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とで分圧したものとなり、次式で表される。
Ｖａ２＝Ｖｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（４） First, since the operational amplifier ADD has a sufficiently large amplification factor and performs negative feedback by the resistor R3, it operates so that a potential difference hardly occurs between its positive and negative input terminals. Therefore, the connection point G between the resistor R2 and the resistor R3. Becomes zero potential. Accordingly, the potential Va2 at the connection point A2 between the resistors R1 and R2 is obtained by dividing the DC power supply voltage Vc by the resistors R1 and R2, and is expressed by the following equation.
Va2 = Vc · R2 / (R1 + R2) (4)

また、演算増幅器ＡＤＤの出力端子Ａ３の電位Ｖａ３は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との各抵抗値が等しければ、次式のように、接続点Ａ２の電位を反転した電位になる。
Ｖａ３＝−Ｖａ２＝−Ｖｃ・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（５） Further, the potential Va3 of the output terminal A3 of the operational amplifier ADD becomes a potential obtained by inverting the potential of the connection point A2 as in the following equation if the resistance values of the resistors R2 and R3 are equal.
Va3 = −Va2 = −Vc · R2 / (R1 + R2) (5)

一方、演算増幅器ＩＮＴにおいては、フリップフロップＦＦがセットされ、図７Ｂの破線で示すように、その出力Ｑ（接続点Ａ４の電圧）が正の一定電圧（Ｖｆ）になる時は、電圧Ｖｆを積分し、その結果、出力Ｖｔが直線的に低下する。逆に、フリップフロップＦＦがリセットされ、接続点Ａ４が負の一定電圧（−Ｖｆ）になる時は、出力Ｖｔが直線的に上昇する。ここで、フリップフロップＦＦは、出力Ｖｔが接続点Ａ２の電圧（Ｖａ２）になると、比較器Ｃｘによってセットになり、また、出力Ｖｔが接続点Ａ３の電圧（−Ｖａ２）になると、比較器Ｃｙによってリセットになる。従って、出力Ｖｔは電圧値±Ｖａ２間を増減する三角波電圧となり、式（４）及び（５）に示すように、その振幅は電源電圧Ｖｃに比例したものが得られる。   On the other hand, in the operational amplifier INT, the flip-flop FF is set, and as shown by the broken line in FIG. 7B, when the output Q (voltage at the connection point A4) becomes a positive constant voltage (Vf), the voltage Vf is changed to Vf. Integrates, and as a result, the output Vt decreases linearly. Conversely, when the flip-flop FF is reset and the node A4 has a constant negative voltage (-Vf), the output Vt increases linearly. Here, the flip-flop FF is set by the comparator Cx when the output Vt becomes the voltage (Va2) of the connection point A2, and is set by the comparator Cy when the output Vt becomes the voltage (−Va2) of the connection point A3. Reset by Therefore, the output Vt becomes a triangular wave voltage that increases and decreases between the voltage values ± Va2, and as shown in the equations (4) and (5), the amplitude thereof is proportional to the power supply voltage Vc.

さて、式（３）の電圧値Ｅｔは、式（４）及び（５）で表される電圧値Ｖａ２になるため、式（３）の電圧値Ｅｔに式（４）及び（５）の電圧値Ｖａ２を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖａ２）・Ｖｉ＝（１＋Ｒ１／Ｒ２）・Ｖｉ …（６）
が得られる。このように、三角波電圧Ｖｔの振幅を電源電圧Ｖｃに比例させることにより、Ｄ級電力増幅装置の増幅率は、その電源電圧Ｖｃに影響されずに、一定とすることができる。 Now, since the voltage value Et of Expression (3) becomes the voltage value Va2 expressed by Expressions (4) and (5), the voltage value Et of Expression (3) is replaced by the voltage value of Expressions (4) and (5). By substituting the value Va2,
Vo = (Vc / Va2) · Vi = (1 + R1 / R2) · Vi (6)
Is obtained. Thus, by making the amplitude of the triangular wave voltage Vt proportional to the power supply voltage Vc, the amplification factor of the class D power amplifier can be kept constant without being affected by the power supply voltage Vc.

特開昭５４−８０６５７号公報（第４図）JP-A-54-80657 (FIG. 4) 特開昭６０−１９００１０号公報JP-A-60-190010 特開２００２−６４９８３号公報JP-A-2002-64983 特開昭６１−３９７０８号公報JP-A-61-39708 特開平３−１５９４０９号公報JP-A-3-159409

以上のように、図７Ａに示した構成の従来のＤ級増幅機能を有する電力増幅装置では、ＢＴＬ出力部のＶｃによる利得変化を、パルス変調部の利得を決めている三角波電圧Ｖｔの振幅で補償するものである。すなわち、三角波電圧Ｖｔの振幅を電源電圧Ｖｃに比例させることにより、その増幅率を、電源電圧Ｖｃの影響を受けずに一定にしている。   As described above, in the conventional power amplifying apparatus having the class D amplification function having the configuration shown in FIG. 7A, the gain change due to Vc of the BTL output unit is determined by the amplitude of the triangular wave voltage Vt that determines the gain of the pulse modulation unit. To compensate. That is, by making the amplitude of the triangular wave voltage Vt proportional to the power supply voltage Vc, the amplification factor is made constant without being affected by the power supply voltage Vc.

一方、これらの先行技術の目的と異なる式（３）の別な利用方法がある。これは、出力交流信号Ｖｏが電源電圧Ｖｃに比例することに着目し、これを音量調節などの目的で利用する場合である。従来の構成で音量を絞る際は、入力交流信号Ｖｉの振幅を低減するか、パルス変調部の変調感度を低減するかの策をとるのが一般的である。   On the other hand, there is another use of equation (3) which is different from the purpose of these prior arts. This is a case where attention is paid to the fact that the output AC signal Vo is proportional to the power supply voltage Vc, and this is used for purposes such as volume control. When the volume is reduced by the conventional configuration, it is general to take measures to reduce the amplitude of the input AC signal Vi or reduce the modulation sensitivity of the pulse modulation unit.

しかし、その場合、第１に、パルス変調が浅くなり、信号対雑音比の低下、若しくは、デジタル式の場合は解像度が低下する課題がある。また、第２に、Ｄ級増幅器におけるスイッチング損失は、そのスイッチング回数に依存するため、出力レベルが小さくなっても減らず、電力の変換効率が低出力であるほど高められない課題がある。   However, in this case, first, there is a problem that the pulse modulation becomes shallow and the signal-to-noise ratio decreases, or in the case of the digital type, the resolution decreases. Second, since the switching loss in the class D amplifier depends on the number of times of switching, it does not decrease even when the output level decreases, and the power conversion efficiency cannot be increased as the output becomes lower.

また、音量以外の第３の課題として、エネルギーを蓄積および放出するような負荷、すなわち、電動機，動電型音響スピーカ，圧電型アクチュエータ，誘導コイルなどを駆動する場合、その放出エネルギーがＤ級増幅器の出力回路から電源部に逆流（回生）するため、電源部の安定化制御を撹乱したり、戻った電力の廃棄による消費電力増大の課題がある。   Further, as a third problem other than the volume, when driving a load that accumulates and releases energy, that is, when driving a motor, an electrodynamic acoustic speaker, a piezoelectric actuator, an induction coil, etc., the emitted energy is a class D amplifier. In this case, there is a problem that the stabilization control of the power supply unit is disturbed or the returned power is discarded, thereby increasing power consumption.

本願が解決する課題は、上記の第１および第２の課題を電源電圧の操作で解決しつつ、従来の先行技術の課題である電源変動による出力レベルの速い変動である歪を抑え、さらに、上記の第３の回生電力による影響をも改善することである。   The problem to be solved by the present application is to solve the first and second problems described above by manipulating the power supply voltage, suppress distortion, which is a problem of the prior art, which is a fast fluctuation of the output level due to power supply fluctuation, It is also to improve the effect of the third regenerative power.

すなわち、図６Ａで示した従来の電力増幅装置では、出力交流信号Ｖｏは（３）式で表されるように、電源電圧Ｖｃと入力交流信号Ｖｉの積に比例する。例えば負荷１４がスピーカであり、その音量を抑えたい場合、即ち、出力交流信号Ｖｏを小さくしたい場合、電源電圧Ｖｃを小さくするか、あるいは入力交流信号Ｖｉを小さくすることになるが、この両者を比較してみるとき、電源電圧Ｖｃを小さくする場合の方が消費電力は少ない。なぜなら、入力交流信号Ｖｉを小さくする場合はデューティ比δが５０％に近くなるだけであるが、電源電圧Ｖｃを小さくする場合は、インダクタ１３と負荷１４との直列回路に印加される電圧が小さくなり、流れる電流の実効値も小さくなるからである。この傾向は、負荷１４が圧電スピーカのような容量性や、インダクタのような誘導性や、スピーカやモータのような電気機械変換系の場合にいっそう顕著となる。以下にこれを説明する。   That is, in the conventional power amplifying device shown in FIG. 6A, the output AC signal Vo is proportional to the product of the power supply voltage Vc and the input AC signal Vi, as represented by Expression (3). For example, when the load 14 is a speaker and it is desired to suppress the volume thereof, that is, to reduce the output AC signal Vo, the power supply voltage Vc or the input AC signal Vi must be reduced. In comparison, the power consumption is smaller when the power supply voltage Vc is reduced. This is because when the input AC signal Vi is reduced, the duty ratio δ is only close to 50%, but when the power supply voltage Vc is reduced, the voltage applied to the series circuit of the inductor 13 and the load 14 is reduced. This is because the effective value of the flowing current becomes small. This tendency becomes more remarkable when the load 14 is capacitive such as a piezoelectric speaker, inductive such as an inductor, or an electromechanical conversion system such as a speaker or a motor. This will be described below.

例えば、図６Ａで示した従来の電力増幅装置の直流電源１０を図８のように昇圧コンバータ１００で実現する場合、すなわち、バッテリの電圧を昇圧コンバータ１００で昇圧変換し、その出力を電源電圧Ｖｃとして供給する場合は、電源電圧Ｖｃにリップル電圧が生じ、これが出力交流信号Ｖｏの歪む原因となるという課題がある。   For example, when the DC power supply 10 of the conventional power amplifying device shown in FIG. 6A is realized by the boost converter 100 as shown in FIG. 8, that is, the voltage of the battery is boosted by the boost converter 100, and the output is converted to the power supply voltage Vc. In the case where the power supply voltage Vc is supplied, a ripple voltage is generated in the power supply voltage Vc, which causes a problem that the output AC signal Vo is distorted.

昇圧コンバータ１００は、バッテリ１０１から電力が供給される、インダクタ１０２とスイッチ１０３とダイオード１０４とコンデンサ１０５と制御回路１０６とから構成される。その出力電圧値Ｖｃは、可変抵抗対１０７によって分割検出され、その検出電圧を安定化するように、スイッチ１０３のオン、オフ比が調整される。従って、昇圧コンバータ１００は、可変抵抗対１０７によってコンデンサ１０５からの出力電圧、即ち電源電圧Ｖｃを調整できる。以下、この構成のＤ級電力増幅装置は、説明を簡潔にするために、負荷１４は、容量性のものとし、その静電容量をＣｏとして扱う。   The boost converter 100 includes an inductor 102, a switch 103, a diode 104, a capacitor 105, and a control circuit 106 to which power is supplied from a battery 101. The output voltage value Vc is divided and detected by the variable resistor pair 107, and the on / off ratio of the switch 103 is adjusted so as to stabilize the detected voltage. Therefore, boost converter 100 can adjust the output voltage from capacitor 105, that is, power supply voltage Vc, by variable resistor pair 107. Hereinafter, in the class D power amplifying device having this configuration, the load 14 is assumed to be capacitive and its capacitance is treated as Co for simplicity of description.

図８のように構成されたＤ級電力増幅装置において、その各部動作波形は図９Ａ〜図９Ｃで表される。図９Ａに示すように、出力交流信号Ｖｏとして振幅Ｅｏの正弦波電圧を以下のように想定する。
Ｖｏ＝Ｅｏ・ｓｉｎ［ωｔ］ In the class D power amplifying device configured as shown in FIG. 8, the operation waveforms of the respective parts are shown in FIGS. 9A to 9C. As shown in FIG. 9A, a sine wave voltage having an amplitude Eo is assumed as an output AC signal Vo as follows.
Vo = Eo · sin [ωt]

このとき、負荷１４を流れる平均電流Ｉｏは、図９Ｂに示すように以下のように表される。
Ｉｏ＝Ｃｏ・ｄＶｏ／ｄｔ＝ω・Ｃｏ・Ｅｏ・ｃｏｓ［ωｔ］ At this time, the average current Io flowing through the load 14 is expressed as follows as shown in FIG. 9B.
Io = Co · dVo / dt = ω · Co · Eo · cos [ωt]

この電流ＩｏがＨ形ブリッジ構成のスイッチ回路を流れる場合、電源からの供給電流Ｉｃは図９Ｃに示すようになる。つまり、コンデンサ１０５にとっては、放電電流のみならず、同量の充電電流が流れてしまうのである。昇圧コンバータ１００にとっては、コンデンサ１０５からの放電電流は出力電流として対応できるが、充電電流には対応できず、これが電源電圧Ｖｃを上昇させてしまう。この結果、電源電圧Ｖｃには回生電力によるリップル電圧が生じ、出力交流信号Ｖｏに歪みを生じさせてしまう。   When the current Io flows through the switch circuit having the H-bridge configuration, the supply current Ic from the power supply is as shown in FIG. 9C. That is, not only the discharge current but also the same amount of charging current flows through the capacitor 105. For boost converter 100, the discharge current from capacitor 105 can correspond to the output current, but cannot correspond to the charge current, and this increases power supply voltage Vc. As a result, a ripple voltage due to the regenerative power is generated in the power supply voltage Vc, and the output AC signal Vo is distorted.

さて、電源電圧Ｖｃの変動による出力交流信号Ｖｏの変動を補償する技術としては、特許文献１以外にも、例えば特許文献２や特許文献３の各公報等に開示されているように、三角波電圧の振幅を電源電圧の変動に応じて変化させる方法もあるが、いずれも、三角波電圧の振幅を電源の電圧値に比例させるというものである。   As a technique for compensating the fluctuation of the output AC signal Vo due to the fluctuation of the power supply voltage Vc, as disclosed in Patent Documents 2 and 3 as well as Patent Document 1, for example, a triangular wave voltage is disclosed. There is a method of changing the amplitude of the triangular wave voltage in accordance with the fluctuation of the power supply voltage.

また、特許文献４や特許文献５では、三角波電圧の振幅ではなく、電源電圧の変動をパルス信号のパルス幅の設定に帰還させるというものもある。しかし、これらの各場合も、電源の電圧値を利得調節に利用する機能は、いずれも、持っていない。   Further, in Patent Literature 4 and Patent Literature 5, there is a technique in which a fluctuation in the power supply voltage is fed back to the setting of the pulse width of the pulse signal instead of the amplitude of the triangular wave voltage. However, none of these cases has a function of using the voltage value of the power supply for gain adjustment.

本発明の目的は、出力交流信号の歪みの原因となる電源電圧Ｖｃの速い変動である、リップルを補償した電力増幅装置を提供することにある。その電力増幅装置は、特に、電力の回生を伴う負荷を駆動する際にも、この回生電力による電源電圧のリップルの補償を、その消費電力を増加させることなく達成するものである。また、電源の電圧値を操作することで、電力損失を抑えた増幅率の調整をも可能とする。   SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power amplifying device that compensates for ripples, which are fast fluctuations of a power supply voltage Vc that causes distortion of an output AC signal. In particular, the power amplifying device achieves the compensation of the ripple of the power supply voltage due to the regenerative power without increasing the power consumption, even when driving a load that regenerates the power. Further, by controlling the voltage value of the power supply, it is possible to adjust the amplification factor while suppressing the power loss.

本発明第１の態様において、以下のような構成を有する電力増幅装置が提供される。電力増幅装置は、電源電圧Ｖｃが供給される、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含むスイッチ部と、入力交流信号Ｖｉに対応させて、所定のオン，オフ期間比に設定された周期でスイッチ部を作動させて、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点に接続された負荷を駆動するための制御部とを備える。制御部は、入力交流信号Ｖｉを入力し、その入力交流信号Ｖｉから所定の変調感度でパルス信号を生成し出力するパルス変調部と、電源電圧Ｖｃからその直流電圧成分（Ｅｃ）を検出して、直流成分（Ｅｃ）に対する電源電圧値（Ｖｃ）の比（Ｖｃ／Ｅｃ）を変調感度に乗じるか、または、電源電圧値（Ｖｃ）に対する前記直流成分（Ｅｃ）の比（Ｅｃ／Ｖｃ）を入力交流信号Ｖｉに乗じる演算部と、パルス信号に基づいてスイッチ部を駆動する駆動部とを有する。   In a first aspect of the present invention, there is provided a power amplifying device having the following configuration. The power amplifying apparatus includes a switch unit including a series circuit of a high-side switch and a low-side switch to which a power supply voltage Vc is supplied, and a cycle set to a predetermined on / off period ratio in correspondence with an input AC signal Vi. A control unit for operating a switch unit to drive a load connected to a connection point between the high-side switch and the low-side switch. The control unit receives an input AC signal Vi, generates a pulse signal with a predetermined modulation sensitivity from the input AC signal Vi and outputs the pulse signal, and detects the DC voltage component (Ec) from the power supply voltage Vc to detect the DC voltage component (Ec). Multiplying the modulation sensitivity by the ratio (Vc / Ec) of the power supply voltage value (Vc) to the DC component (Ec), or calculating the ratio (Ec / Vc) of the DC component (Ec) to the power supply voltage value (Vc). It has a calculation unit that multiplies the input AC signal Vi, and a drive unit that drives the switch unit based on the pulse signal.

本発明第２の態様において、供給される電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃに対する電源電圧Ｖｃの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じた変調感度で入力交流信号を変調して得られるパルス信号によって、スイッチが駆動される、電力増幅装置が提供される。   In the second aspect of the present invention, a switch is provided by a pulse signal obtained by modulating an input AC signal with a modulation sensitivity obtained by multiplying a ratio (Vc / Ec) of a power supply voltage Vc to a DC voltage component Ec of a supplied power supply voltage Vc. Is driven, a power amplifying device is provided.

本発明第３の態様において、供給される電源電圧Ｖｃに対する、電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃの比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じた入力交流信号に応じたパルス信号によって、スイッチが駆動される電力増幅装置が提供される。   In the third aspect of the present invention, the power for driving the switch by a pulse signal corresponding to an input AC signal obtained by multiplying a ratio (Ec / Vc) of a DC voltage component Ec of the power supply voltage Vc to a supplied power supply voltage Vc. An amplification device is provided.

なお、本発明のさらに別の態様として、電力増幅装置は以下の構成を有してもよい。電力増幅装置は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含み、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点に負荷が接続されるスイッチ部と、スイッチ部に電源電圧（Ｖｃ）を供給する電源部と、入力信号（Ｖｉ）を所定の変調感度でパルス信号に変換するとともにスイッチ部に駆動信号を出力するパルス変調部と、変調感度を電源電圧（Ｖｃ）に比例させる演算部とを備え、電源電圧（Ｖｃ）からその直流電圧成分（Ｅｃ）を検出するとともに、直流電圧成分を電源部の出力安定化の負帰還信号とする。   Note that, as still another aspect of the present invention, the power amplifying device may have the following configuration. The power amplifying device includes a series circuit of a high-side switch and a low-side switch, a switch unit having a load connected to a connection point between the high-side switch and the low-side switch, and a power supply unit supplying a power supply voltage (Vc) to the switch unit. A pulse modulation unit that converts an input signal (Vi) into a pulse signal with a predetermined modulation sensitivity and outputs a drive signal to a switch unit, and a calculation unit that makes the modulation sensitivity proportional to the power supply voltage (Vc). The DC voltage component (Ec) is detected from (Vc), and the DC voltage component is used as a negative feedback signal for stabilizing the output of the power supply unit.

本発明によれば、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、これに起因する出力交流信号の歪みを防止するという有利な効果が得られる。この電源電圧の直流成分Ｅｃによる利得の低減によって、電力増幅装置内の負荷を駆動する各スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくでき、消費電力の低減が図れる効果が得られる。また、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列からなるスイッチ回路における電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃを可変することによって、電力増幅装置の増幅率を高効率で調整することができる。   According to the present invention, even if the power supply voltage Vc fluctuates in an AC manner, it does not affect the amplification factor of the power amplifying device, and has an advantageous effect of preventing distortion of the output AC signal caused by the fluctuation. . By reducing the gain by the DC component Ec of the power supply voltage, the effective value of the current flowing through each switch circuit that drives the load in the power amplifier can be reduced, and the effect of reducing power consumption can be obtained. Further, by changing the DC component Ec of the power supply voltage Vc in the switch circuit including the high-side switch and the low-side switch in series, the amplification factor of the power amplifier can be adjusted with high efficiency.

さらに、電源を安定化電源部などを介して供給するような場合、出力電圧を安定化させるための帰還される検出電圧を、その直流成分に制限することで、電源電圧の直流成分のみを安定化させ、交流信号帯域では安定化させないように構成するため、電力の回生を伴う負荷を駆動している際に発生する電源に現われる回生電力による電源電圧のリップルの吸収が無くなり、この電力を再利用することが可能になる。そのため、全体として、消費電力の大幅な低減が可能になるという効果が得られる。   Furthermore, when power is supplied via a stabilized power supply, etc., only the DC component of the power supply voltage is stabilized by limiting the feedback voltage for stabilizing the output voltage to its DC component. In this case, the power supply voltage ripple is not absorbed by the regenerative power that appears in the power supply generated when driving a load that regenerates power. It can be used. Therefore, there is an effect that power consumption can be largely reduced as a whole.

以下、本発明の電力増幅装置を、好ましい実施の形態により、図面を参照して詳しく説明する。   Hereinafter, a power amplifying device of the present invention will be described in detail with reference to the drawings according to preferred embodiments.

（実施の形態１）
図１Ａに、実施の形態１における電力増幅装置の回路構成図を示す。
電力増幅回路は、第１及び第２のスイッチ回路１１，１２と、これらのスイッチ回路の動作を制御する制御回路１５とを含む。制御回路１５は、第１及び第２のスイッチ回路１１，１２をそれぞれ駆動する第１及び第２の駆動回路５１、５２と、電源電圧Ｖｃを検知して、所定の電圧を出力する演算回路２０と、パルス幅制御回路４０とを有する。 (Embodiment 1)
FIG. 1A shows a circuit configuration diagram of the power amplification device according to Embodiment 1.
The power amplification circuit includes first and second switch circuits 11 and 12, and a control circuit 15 that controls the operation of these switch circuits. The control circuit 15 includes first and second drive circuits 51 and 52 for driving the first and second switch circuits 11 and 12, respectively, and an arithmetic circuit 20 for detecting the power supply voltage Vc and outputting a predetermined voltage. And a pulse width control circuit 40.

第１のスイッチ回路１１は、直流電源１０から電源電圧Ｖｃが供給され、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の一方のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とを含む。同様に、第２のスイッチ回路１２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである第２のハイサイドスイッチ１２１と、第２のローサイドスイッチ１２２とを含む。第１のスイッチ回路１１の出力端子、即ち、第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２との接続点Ｘと、第２のスイッチ回路１２の出力端子、即ち、第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２との接続点Ｙとの間に、インダクタ１３と負荷１４との直列回路が接続される。信号源１６は、入力交流信号Ｖｉの発生源である。   The first switch circuit 11 is supplied with the power supply voltage Vc from the DC power supply 10, and includes a first high-side switch 111 and a first low-side switch 112, which are one N-channel MOSFET of the H-bridge configuration switch circuit. . Similarly, the second switch circuit 12 includes a second high-side switch 121, which is an N-channel MOSFET, and a second low-side switch 122. An output terminal of the first switch circuit 11, that is, a connection point X between the first high-side switch 111 and the first low-side switch 112, and an output terminal of the second switch circuit 12, that is, a second high-side switch A series circuit of the inductor 13 and the load 14 is connected between a connection point Y between the switch 121 and the second low-side switch 122. The signal source 16 is a source of the input AC signal Vi.

本実施形態の構成と図６Ａの従来技術の構成との相違点は、制御回路１５が、演算回路２０と、演算回路２０の出力電圧を振幅とする、三角波電圧Ｖｔを発生する三角波電圧発生回路３０とを備えている点である。   The difference between the configuration of the present embodiment and the configuration of the prior art of FIG. 6A is that the control circuit 15 has an arithmetic circuit 20 and a triangular wave voltage generation circuit that generates a triangular wave voltage Vt having an output voltage of the arithmetic circuit 20 as an amplitude. 30.

演算回路２０は、図１Ｂに示すように、電源電圧Ｖｃからその直流成分Ｅｃを検出し、その直流成分Ｅｃと電源電圧Ｖｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を三角波発生回路３０の三角波信号の基準振幅（所定電圧Ｅｔ）に乗じ、得られた振幅を出力するように構成される。   The arithmetic circuit 20 detects the DC component Ec from the power supply voltage Vc and determines the ratio (Vc / Ec) of the DC component Ec to the power supply voltage Vc as a reference of the triangular wave signal of the triangular wave generating circuit 30 as shown in FIG. 1B. It is configured to multiply the amplitude (predetermined voltage Et) and output the obtained amplitude.

パルス幅制御回路（ＰＷＭ回路）４０は、入力交流信号Ｖｉの振幅をパルス幅に変換するものであり、三角波発生回路３０で発生する三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉとを比較器４１で比較し、その結果をＭ１として出力し、また、これを反転器４２で反転したＭ２を出力する。   The pulse width control circuit (PWM circuit) 40 converts the amplitude of the input AC signal Vi into a pulse width. The comparator 41 compares the triangular wave voltage Vt generated by the triangular wave generation circuit 30 with the input AC signal Vi. , And outputs the result as M1, and outputs M2, which is inverted by an inverter 42.

第１の駆動回路５１は、信号Ｍ１を入力して第１のハイサイドスイッチ１１１を駆動する増幅器５１１と、信号Ｍ１を入力して第１のローサイドスイッチ１１２を駆動する反転増幅器５１２とで構成される。第２の駆動回路５２は、信号Ｍ２を入力して第２のハイサイドスイッチ１２１を駆動する増幅器５２１と、信号Ｍ２を入力して第２のローサイドスイッチ１２２を駆動する反転増幅器５２２とで構成される。   The first drive circuit 51 includes an amplifier 511 that receives the signal M1 to drive the first high-side switch 111 and an inverting amplifier 512 that receives the signal M1 and drives the first low-side switch 112. You. The second drive circuit 52 includes an amplifier 521 that receives the signal M2 to drive the second high-side switch 121 and an inverting amplifier 522 that receives the signal M2 and drives the second low-side switch 122. You.

以下に、実施の形態１の電力増幅装置の動作を説明する。
三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃは、演算回路２０によって、電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）に所定の電圧値Ｅｔを乗じたものであり、次式で表される。
Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅｔ …（７） Hereinafter, the operation of the power amplifying device according to the first embodiment will be described.
The amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is obtained by multiplying the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec by a predetermined voltage value Et by the arithmetic circuit 20, and is represented by the following equation.
Vtc = (Vc / Ec) · Et (7)

このように、本実施形態では、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃの値を、所定の電圧値Ｅｔに、電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じた値として用いている。ここで、所定の電圧値Ｅｔは、変調をかけないときの三角波電圧の振幅電圧を生成するための基準となる電圧値であり、三角波の振幅制御における変調感度である。つまり、式（７）は、変調感度に電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じることを意味する。   As described above, in the present embodiment, the value of the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is used as a value obtained by multiplying the predetermined voltage value Et by the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec. . Here, the predetermined voltage value Et is a voltage value serving as a reference for generating an amplitude voltage of the triangular wave voltage when no modulation is performed, and is a modulation sensitivity in the amplitude control of the triangular wave. That is, equation (7) means that the modulation sensitivity is multiplied by the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec.

入力交流信号Ｖｉと三角波電圧Ｖｔは、比較器４１によって比較されて、その比較器４１の出力である信号Ｍ１になり、さらに反転器４２からは、信号Ｍ１の反転信号Ｍ２が出力される。信号Ｍ１は、三角波電圧Ｖｔが入力交流信号Ｖｉの瞬時値より小さい、Ｖｔ（ｔ）＜Ｖｉ（ｔ）のときにＨレベルとなる。信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合（デューティ比）δは、次式で表される。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖｔｃ）／２ …（８） The input AC signal Vi and the triangular wave voltage Vt are compared by a comparator 41 to become a signal M1 which is an output of the comparator 41, and an inverter 42 outputs an inverted signal M2 of the signal M1. The signal M1 becomes H level when the triangular wave voltage Vt is smaller than the instantaneous value of the input AC signal Vi and Vt (t) <Vi (t). The ratio (duty ratio) δ of the H-level period in the cycle T of the signal M1 is expressed by the following equation.
δ = (1 + Vi / Vtc) / 2 (8)

第１のスイッチ回路１１では、信号Ｍ１に従って、第１のハイサイドスイッチ１１１がオン，オフされ、信号Ｍ１の反転信号に従って、第１のローサイドスイッチ１１２がオン，オフされる。即ち、第１のハイサイドスイッチ１１１と第１のローサイドスイッチ１１２とは交互にオン，オフする。一方、第２のスイッチ回路１２では、反転信号Ｍ２に従って、第２のハイサイドスイッチ１２１がオン，オフされ、信号Ｍ２の反転信号に従って、第２のローサイドスイッチ１２２がオン，オフされる。即ち、第２のハイサイドスイッチ１２１と第２のローサイドスイッチ１２２の開閉動作は、第１のスイッチ回路１１の逆の動作をする。   In the first switch circuit 11, the first high-side switch 111 is turned on and off according to the signal M1, and the first low-side switch 112 is turned on and off according to an inverted signal of the signal M1. That is, the first high-side switch 111 and the first low-side switch 112 are turned on and off alternately. On the other hand, in the second switch circuit 12, the second high-side switch 121 is turned on and off according to the inverted signal M2, and the second low-side switch 122 is turned on and off according to the inverted signal of the signal M2. That is, the opening / closing operation of the second high-side switch 121 and the second low-side switch 122 is the reverse operation of the first switch circuit 11.

従って、信号Ｍ１がＨレベルの期間には、出力端子ｘは電源電圧Ｖｃが印加され、出力端子ｙはゼロ電位となり、一方、信号Ｍ１がＬレベルの期間には、出力端子ｘはゼロ電位、出力端子ｙには電源電圧Ｖｃが印加される。以上のようなスイッチング動作が三角波電圧Ｖｔの周期Ｔで繰返される。なお、この周期Ｔは、入力交流信号Ｖｉの変動が無視できるほどに短く設定されている。   Therefore, when the signal M1 is at the H level, the power supply voltage Vc is applied to the output terminal x, and the output terminal y is at the zero potential. On the other hand, when the signal M1 is at the L level, the output terminal x is at the zero potential. The power supply voltage Vc is applied to the output terminal y. The switching operation as described above is repeated in the cycle T of the triangular wave voltage Vt. The cycle T is set so short that the fluctuation of the input AC signal Vi can be ignored.

一方の出力端子Ｘの平均電位Ｖｘ及び他方の出力端子ｙの平均電位Ｖｙは、信号Ｍ１のデューティ比δを用いると、
Ｖｘ＝δ・Ｖｃ， Ｖｙ＝（１−δ）・Ｖｃ
となる。 The average potential Vx of one output terminal X and the average potential Vy of the other output terminal y are obtained by using the duty ratio δ of the signal M1.
Vx = δ · Vc, Vy = (1−δ) · Vc
It becomes.

インダクタ１３の平滑作用により、負荷１４の両端には、平均電位Ｖｘと平均電位Ｖｙとの差電圧が発生する。負荷１４の両端電圧、すなわち出力交流信号Ｖｏは、前述の「背景技術」において示した（２）式で表される。
Ｖｏ＝Ｖｘ−Ｖｙ＝（２δ−１）・Ｖｃ …（２）
ここで、この（２）式に（８）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖｔｃ）・Ｖｉ …（９）
が得られる。この（９）式に、さらに（７）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ …（１０）
が得られる。 Due to the smoothing action of the inductor 13, a voltage difference between the average potential Vx and the average potential Vy is generated at both ends of the load 14. The voltage between both ends of the load 14, that is, the output AC signal Vo is expressed by the equation (2) shown in the above-mentioned “Background Art”.
Vo = Vx−Vy = (2δ−1) · Vc (2)
Here, by substituting equation (8) into equation (2),
Vo = (Vc / Vtc) · Vi (9)
Is obtained. By substituting equation (7) into equation (9),
Vo = (Ec / Et) · Vi (10)
Is obtained.

上記（１０）式より、電力増幅装置の利得は、電源電圧Ｖｃと三角波信号の所定の振幅Ｅｔの比（Ｅｃ／Ｅｔ）になる。そのため、電源電圧Ｖｃに変動があっても、直流成分Ｅｃに変動が無ければ、出力交流電圧Ｖｏにはその影響が現われない。このように、本実施の形態の構成では、電源電圧Ｖｃから直流成分を区別する低域通過型フィルタ（ＬＰＦ）などの機構を設け、これにより電源電圧の変動を補償する周波数帯域をリップル成分などの信号帯域に絞り、電源電圧Ｖｃの交流変動分に起因する出力交流信号Ｖｏの歪みを補償しながら、直流成分Ｅｃの変動、すなわち、利得の可変を許している。   From the above equation (10), the gain of the power amplifying device is the ratio (Ec / Et) between the power supply voltage Vc and the predetermined amplitude Et of the triangular wave signal. Therefore, even if the power supply voltage Vc fluctuates, if the DC component Ec does not fluctuate, the output AC voltage Vo has no effect. As described above, in the configuration of the present embodiment, a mechanism such as a low-pass filter (LPF) that discriminates a DC component from the power supply voltage Vc is provided, and thereby a frequency band for compensating fluctuations in the power supply voltage is set to a ripple component or the like. To compensate for the distortion of the output AC signal Vo caused by the AC fluctuation of the power supply voltage Vc, while allowing the fluctuation of the DC component Ec, that is, the fluctuation of the gain.

そのため、本実施の形態の電力増幅装置は、Ｈ形ブリッジ構成のスイッチ回路に印加される電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃを可変することによって、増幅率を調整することができるようになる。このように、負荷１４への供給電流や、負荷１４からの回生電流による直流電源１０の電圧値Ｖｃの交流的な変動があっても、これに由来する出力交流信号Ｖｏの歪みを補償しながら、増幅率を加減することができる。   Therefore, the power amplifying device according to the present embodiment can adjust the amplification factor by varying the DC component Ec of the power supply voltage Vc applied to the switch circuit having the H-bridge configuration. As described above, even if there is an AC variation in the voltage value Vc of the DC power supply 10 due to the supply current to the load 14 or the regenerative current from the load 14, the distortion of the output AC signal Vo caused by the variation is obtained. , The amplification factor can be adjusted.

（実施の形態２）
図２に、実施の形態２における電力増幅装置の要部の回路構成図を示す。図２では、図１に示した実施の形態１の電力増幅装置と同じ構成要素については同一符号を付し、さらに、ＰＷＭ回路４０以降の駆動回路５１、５２やＨ形ブリッジ構成のスイッチ回路１１、１２および負荷回路１４等は、図１の場合と実質同じでよいので省略した。図１の構成と異なる点は、直流電源１０に代わる、いわゆる直流−直流変換の昇圧コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）１００が、バッテリ１０１の電圧を昇圧変換して、電源電圧Ｖｃを供給する点であり、また、演算回路２０及び三角波電圧発生回路３０の各構成を詳細に示している点である。さらに、演算回路２０による三角波発生回路３０の三角波の振幅の制御は、図６Ａ、図６Ｂおよび図７Ａ、図７Ｂのような従来の電力増幅器のものと同様で、すなわち、三角波電圧の最大振幅値を電源電圧Ｖｃに比例させることで、パルス変調部の変調感度の変動を直流域から補償するものである。 (Embodiment 2)
FIG. 2 shows a circuit configuration diagram of a main part of the power amplification device according to the second embodiment. 2, the same components as those of the power amplifying apparatus according to the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the driving circuits 51 and 52 after the PWM circuit 40 and the switch circuit 11 having the H-bridge configuration. , 12 and the load circuit 14 are omitted because they may be substantially the same as those in FIG. The difference from the configuration of FIG. 1 is that a so-called DC-DC conversion boost converter (DC-DC converter) 100 that replaces the DC power supply 10 boosts the voltage of the battery 101 and supplies the power supply voltage Vc. In addition, the configuration of the arithmetic circuit 20 and the triangular wave voltage generation circuit 30 is shown in detail. Further, the control of the amplitude of the triangular wave of the triangular wave generation circuit 30 by the arithmetic circuit 20 is the same as that of the conventional power amplifier as shown in FIGS. 6A, 6B, 7A, and 7B, that is, the maximum amplitude value of the triangular wave voltage. Is made to be proportional to the power supply voltage Vc, thereby compensating the fluctuation of the modulation sensitivity of the pulse modulation section from the DC region.

以下に、本実施形態の電力増幅装置の動作を説明する。
昇圧コンバータ１００は、バッテリ１０１に並列接続される、インダクタ１０２とスイッチ１０３の直列回路、スイッチ１０３に並列接続される、ダイオード１０４とコンデンサ１０５の直列回路、スイッチ１０３を所定のオン，オフ比で駆動する制御回路１０６とで構成される。制御回路１０６には基準電圧Ｖｒが入力され、出力電圧Ｖｃがこの基準電圧Ｖｒと等しくなるようにスイッチ１０３のオン、オフを制御する。この昇圧コンバータ１００は、スイッチ１０３のオン動作によって、インダクタ１０２に磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ１０３のオフ動作によって、ダイオード１０４を介して、インダクタ１０２の磁気エネルギーをコンデンサ１０５へ放出する。このコンデンサ１０５の電圧が、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃとして印加される。 Hereinafter, the operation of the power amplifying device of the present embodiment will be described.
The boost converter 100 drives a series circuit of an inductor 102 and a switch 103 connected in parallel to a battery 101, a series circuit of a diode 104 and a capacitor 105 connected in parallel to a switch 103, and a switch 103 at a predetermined ON / OFF ratio. And a control circuit 106. The reference voltage Vr is input to the control circuit 106, and ON / OFF of the switch 103 is controlled so that the output voltage Vc becomes equal to the reference voltage Vr. The boost converter 100 stores magnetic energy in the inductor 102 by turning on the switch 103, and discharges the magnetic energy of the inductor 102 to the capacitor 105 via the diode 104 by turning off the switch 103. The voltage of the capacitor 105 is applied as the power supply voltage Vc of the H-type bridge configuration switch circuit.

演算回路２０は、コンデンサ１０５の電圧Ｖｃが供給される、可変抵抗器２０１と抵抗２０２との直列回路と、および抵抗２０３が帰還接続されて反転増幅器の動作をする演算増幅器２０４と、可変抵抗器２０１と抵抗２０２の接続点電位を平均化して直流成分Ｅａを出力する、抵抗２０５とコンデンサ２０６からなるローパスフィルタとで構成される。   The arithmetic circuit 20 includes a series circuit of a variable resistor 201 and a resistor 202 to which the voltage Vc of the capacitor 105 is supplied, an operational amplifier 204 to which the resistor 203 is connected in a feedback manner to operate as an inverting amplifier, and a variable resistor It comprises a low-pass filter composed of a resistor 205 and a capacitor 206, which averages the potential of the connection point between the resistor 201 and the resistor 202 and outputs a DC component Ea.

ここで、可変抵抗器２０１は抵抗値（ＶＲ）を有し、また、抵抗２０２と抵抗２０３はそれぞれ、相等しい抵抗値（Ｒ２０）を有するものとする。また、演算増幅器２０４は、増幅率が充分大きく、抵抗２０３による負帰還がなされているため、その正負各入力端子間の電位差がほぼゼロになるように動作するので、抵抗２０２と抵抗２０３の接続点電位はゼロ電位（グランド電位）になる。従って、可変抵抗器２０１と抵抗２０２との接続点電位Ｖａは、電源電圧Ｖｃを可変抵抗器２０１と抵抗２０２とで分圧した値となり、次式で示される。
Ｖａ＝Ｖｃ・Ｒ２０／（ＶＲ＋Ｒ２０） …（１１） Here, it is assumed that the variable resistor 201 has a resistance value (VR), and that the resistors 202 and 203 have the same resistance value (R20). Further, since the operational amplifier 204 has a sufficiently large amplification factor and performs negative feedback by the resistor 203, it operates so that the potential difference between its positive and negative input terminals becomes substantially zero. The point potential becomes zero potential (ground potential). Therefore, the connection point potential Va between the variable resistor 201 and the resistor 202 becomes a value obtained by dividing the power supply voltage Vc by the variable resistor 201 and the resistor 202, and is expressed by the following equation.
Va = Vc · R20 / (VR + R20) (11)

抵抗２０２と抵抗２０３との接続点電位はゼロ電位であり、また、抵抗２０２と抵抗２０３とが、それぞれ、相等しい抵抗値（Ｒ２０）を有することから、演算増幅器２０４の出力端子の電位は（−Ｖａ）となる。   The potential at the connection point between the resistor 202 and the resistor 203 is zero potential, and since the resistor 202 and the resistor 203 have the same resistance value (R20), the potential at the output terminal of the operational amplifier 204 is ( −Va).

一方、抵抗２０５およびコンデンサ２０６からなるローパスフィルタは、可変抵抗器２０１と抵抗２０２の接続点電位Ｖａを平均化し、その直流成分Ｅａを出力し、昇圧コンバータ１００内の制御回路１０６へ供給する。可変抵抗器２０１と抵抗２０２との接続点電位Ｖａの直流成分Ｅａは、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃに比例し、次式で表される。
Ｅａ＝Ｅｃ・Ｒ２０／（ＶＲ＋Ｒ２０） …（１２） On the other hand, the low-pass filter including the resistor 205 and the capacitor 206 averages the potential Va at the connection point between the variable resistor 201 and the resistor 202, outputs its DC component Ea, and supplies it to the control circuit 106 in the boost converter 100. The DC component Ea of the potential Va at the connection point between the variable resistor 201 and the resistor 202 is proportional to the DC component Ec in the power supply voltage Vc, and is expressed by the following equation.
Ea = Ec · R20 / (VR + R20) (12)

昇圧コンバータ１００は、出力電圧Ｖｃを分圧し、そのリップル成分を除去した、接続点電位Ｖａの直流成分Ｅａの値を、内部の基準電圧Ｖｒになるように負帰還制御を行い、（１２）式のＥａの値がＶｒになるように出力電圧Ｖｃの大きさに誘導する。このような昇圧コンバータを含めた安定化電源回路における負帰還は、一般的に、その安定化する帯域を広くするために、ローパスフィルタを備えることはしない。しかし、本願では、負帰還の経路にローパスフィルタ（２０５、２０６）を備え、安定化する帯域を直流域に絞り、被増幅信号の帯域では負帰還がかからないようにしている。このような負帰還がなされない帯域の電源電圧Ｖｃは、負荷変動起因のリップルが増加するが、これは、上記のような歪補償で対処している。   The boost converter 100 performs negative feedback control so that the value of the DC component Ea of the connection point potential Va, which divides the output voltage Vc and removes the ripple component, becomes the internal reference voltage Vr. Of the output voltage Vc so that the value of Ea becomes Vr. Negative feedback in a stabilized power supply circuit including such a boost converter generally does not include a low-pass filter in order to widen a band in which the voltage is stabilized. However, in the present application, a low-pass filter (205, 206) is provided in the path of the negative feedback, the band to be stabilized is narrowed down to the DC range, and the negative feedback is not applied in the band of the signal to be amplified. In the power supply voltage Vc in the band where such negative feedback is not performed, the ripple due to the load fluctuation increases, which is dealt with by the above-described distortion compensation.

（１１）式と（１２）式から、Ｖａは次式が得られる。
Ｖａ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅａ …（１３）
上式において、後述するように、Ｖａは三角波発生回路３０で発生する三角波の振幅を与える電圧であり、Ｅａはその三角波の振幅の基準を与える電圧である。ここで、Ｅａを三角波の振幅制御における変調感度と考えれば、（１３）式は変調感度に電圧比（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じていることを示す。また、Ｖａを三角波の振幅制御における変調感度としてもよく、この場合は、変調感度を電源電圧Ｖｃに比例させることになる。 From the equations (11) and (12), Va is given by the following equation.
Va = (Vc / Ec) · Ea (13)
In the above equation, as described later, Va is a voltage that gives the amplitude of the triangular wave generated by the triangular wave generating circuit 30, and Ea is a voltage that gives a reference for the amplitude of the triangular wave. Here, if Ea is considered as the modulation sensitivity in the amplitude control of the triangular wave, the expression (13) indicates that the modulation sensitivity is multiplied by the voltage ratio (Vc / Ec). Va may be used as the modulation sensitivity in the amplitude control of the triangular wave. In this case, the modulation sensitivity is made proportional to the power supply voltage Vc.

三角波電圧発生回路３０は、２つの比較器３０１，３０２と、フリップフロップ３０３と、抵抗３０４とコンデンサ３０５とが接続されてアナログ積分器の動作をする演算増幅器３０６とで構成され、演算増幅器３０６の出力が三角波電圧Ｖｔとなる。フリップフロップ３０３がセットされ、その出力が正の一定電圧になるとき、演算増幅器３０６などからなる積分器は、この電圧を積分し、その結果、出力Ｖｔは直線的に低下する。逆にフリップフロップ３０３がリセットされ、その出力が負の一定電圧になるときには、出力Ｖｔは直線的に上昇する。いま、この出力Ｖｔの上昇中において、出力Ｖｔが可変抵抗器２０１と抵抗２０２との接続点電位（＋Ｖａ）を超えると、比較器３０１によってフリップフロップ３０３がセットされ、出力Ｖｔは下降をはじめる。出力Ｖｔが、演算増幅器２０４の出力端子の電位（−Ｖａ）以下になると、比較器３０２によってフリップフロップ３０３がリセットされる。   The triangular wave voltage generation circuit 30 includes two comparators 301 and 302, a flip-flop 303, and an operational amplifier 306 connected to a resistor 304 and a capacitor 305 to operate as an analog integrator. The output becomes the triangular wave voltage Vt. When the flip-flop 303 is set and its output becomes a constant positive voltage, an integrator such as an operational amplifier 306 integrates this voltage, and as a result, the output Vt decreases linearly. Conversely, when the flip-flop 303 is reset and its output becomes a negative constant voltage, the output Vt rises linearly. When the output Vt exceeds the potential (+ Va) at the connection point between the variable resistor 201 and the resistor 202 during the rise of the output Vt, the flip-flop 303 is set by the comparator 301, and the output Vt starts to fall. When the output Vt becomes equal to or lower than the potential (−Va) of the output terminal of the operational amplifier 204, the flip-flop 303 is reset by the comparator 302.

従って、出力Ｖｔは、２つの電位（±Ｖａ）間を増減する三角波電圧となり、式（１１）に示すように、その振幅は、電源電圧Ｖｃに比例したものになる。この三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉは、比較器４１によって比較され、信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合δ（デューティ比）が、次式で表されることは、実施の形態１の場合と同様である。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖａ）／２ …（１４）
さらに、出力交流信号Ｖｏが、デューティ比δと電源電圧Ｖｃを用いて、次式のように表されることも実施の形態１の場合と同様である。
Ｖｏ＝（２δ−１）・Ｖｃ …（１５）
（１５）式に（１４）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖａ）・Ｖｉ …（１６）
が得られる。この（１６）式に（１３）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅａ）・Ｖｉ …（１７）
が得られる。即ち、出力交流信号Ｖｏは、入力交流信号Ｖｉを（Ｅｃ／Ｅａ）倍に増幅した電圧になる。 Therefore, the output Vt becomes a triangular wave voltage that increases or decreases between two potentials (± Va), and its amplitude becomes proportional to the power supply voltage Vc as shown in Expression (11). The triangular wave voltage Vt and the input AC signal Vi are compared by the comparator 41, and the ratio δ (duty ratio) of the H level period in the cycle T of the signal M1 is expressed by the following equation. Is the same as
δ = (1 + Vi / Va) / 2 (14)
Further, the output AC signal Vo is expressed by the following equation using the duty ratio δ and the power supply voltage Vc, similarly to the first embodiment.
Vo = (2δ−1) · Vc (15)
Substituting equation (14) into equation (15) gives
Vo = (Vc / Va) · Vi (16)
Is obtained. Substituting equation (13) into equation (16) gives
Vo = (Ec / Ea) · Vi (17)
Is obtained. That is, the output AC signal Vo is a voltage obtained by amplifying the input AC signal Vi by (Ec / Ea) times.

（１７）式からも分かるように、本実施の形態による電力増幅装置の増幅率は、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃと昇圧コンバータ１００の検出電圧である直流電圧Ｅａとの比（Ｅｃ／Ｅａ）で表される。電源電圧Ｖｃに変動があっても、直流電圧Ｅａに変動が無ければ、出力交流電圧Ｖｏにはその影響が現われない。このように、本実施の形態の構成では、電源電圧Ｖｃから直流成分を区別する機構を設け、これにより電源電圧の変動を補償する周波数帯域をリップル成分などの信号帯域に絞り、直流成分の変動を許していることで達成している。   As can be seen from equation (17), the gain of the power amplifying device according to the present embodiment is determined by the DC component Ec of the power supply voltage Vc of the H-type bridge configuration switch circuit and the DC voltage Ea which is the detection voltage of the boost converter 100. (Ec / Ea). Even if the power supply voltage Vc fluctuates, if the DC voltage Ea does not fluctuate, the output AC voltage Vo has no effect. As described above, in the configuration of the present embodiment, the mechanism for distinguishing the DC component from the power supply voltage Vc is provided, whereby the frequency band for compensating the fluctuation of the power supply voltage is narrowed down to the signal band such as the ripple component, and the fluctuation of the DC component is reduced. Is achieved by forgiving.

昇圧コンバータ１００は、（１２）式からわかるように基準電圧Ｖrに応じて直流電圧Ｅａが安定化されるように動作するが、一方で、可変抵抗器２０１の抵抗値ＶＲによって、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃが可変である。本実施の形態では、負帰還の経路にローパスフィルタを備え、安定化する帯域を直流域に絞り、被増幅信号の帯域では負帰還がかからない。即ち、本実施の形態の電力増幅装置では、可変抵抗器２０１により増幅率（Ｅｃ／Ｅａ）を調整することができる。しかも、負荷１４への供給電流や、負荷１４からの回生電流によって、昇圧コンバータ１００内のコンデンサ１０５の端子電圧である、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、出力交流信号Ｖｏの歪みとはならない。さらに、昇圧コンバータ１００にとっては、負荷１４への供給電流や負荷１４からの回生電流による電源電圧Ｖｃの変動を許容されるので、電源制御に費やす電力が低減できる。   The boost converter 100 operates so that the DC voltage Ea is stabilized according to the reference voltage Vr, as can be seen from the equation (12). On the other hand, the H-bridge configuration is realized by the resistance value VR of the variable resistor 201. The DC component Ec of the power supply voltage Vc of the switch circuit is variable. In the present embodiment, a low-pass filter is provided in the path of the negative feedback, the band to be stabilized is narrowed down to the DC range, and no negative feedback is applied in the band of the signal to be amplified. That is, in the power amplifying device of the present embodiment, the gain (Ec / Ea) can be adjusted by the variable resistor 201. Moreover, even if the power supply voltage Vc, which is the terminal voltage of the capacitor 105 in the boost converter 100, fluctuates in an AC manner due to the supply current to the load 14 and the regenerative current from the load 14, the amplification factor of the power amplifying device And does not cause distortion of the output AC signal Vo. Further, for boost converter 100, the fluctuation of power supply voltage Vc due to the current supplied to load 14 and the regenerative current from load 14 is allowed, so that the power consumed for power supply control can be reduced.

また、出力交流信号Ｖｏを小さくしたい場合には、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを小さくする。このことにより、Ｈ形ブリッジ構成の並列一対の両スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくできるとともに、昇圧コンバータ１００も、その出力を抑制することができるので、全体として消費電力の大幅な低減が可能になるという効果も得られる。   When it is desired to reduce the output AC signal Vo, the DC component Ec in the power supply voltage Vc is reduced. As a result, the effective value of the current flowing through the pair of parallel switch circuits in the H-bridge configuration can be reduced, and the output of the boost converter 100 can also be suppressed, so that the overall power consumption can be significantly reduced. The effect that it becomes possible is also obtained.

（実施の形態３）
図３に、実施の形態３の電力増幅装置の要部の回路構成を示す。図３では、図２に示した実施の形態２の電力増幅装置と同じ構成要素には同一の符号を付し、また、図２中の三角波電圧発生回路３０より後段の回路構成は、図２の場合と同じでよく、さらに、図２に示さなかった、ＰＷＭ回路４０以降の駆動回路やＨ形ブリッジ構成スイッチ回路および負荷部の構成等も、図１の場合と実質同じでよいので省略した。図２の回路構成とは、演算回路２０の内部の構成が異なる。 (Embodiment 3)
FIG. 3 shows a circuit configuration of a main part of the power amplification device according to the third embodiment. 3, the same components as those of the power amplifying device according to the second embodiment shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the circuit configuration subsequent to the triangular wave voltage generating circuit 30 in FIG. 2 and the configurations of the drive circuit after the PWM circuit 40, the H-type bridge configuration switch circuit and the load unit, which are not shown in FIG. 2, may be substantially the same as those in FIG. . The internal configuration of the arithmetic circuit 20 is different from the circuit configuration of FIG.

以下に、図３に示す本実施の形態の電力増幅装置の動作を説明する。
昇圧コンバータ１００は、バッテリ１０１の両端子間にインダクタ１０２とスイッチ１０３との直列回路を接続し、スイッチ１０３には、さらにダイオード１０４とコンデンサ１０５の直列回路が並列接続されている。 Hereinafter, the operation of the power amplifying device of the present embodiment shown in FIG. 3 will be described.
In the boost converter 100, a series circuit of an inductor 102 and a switch 103 is connected between both terminals of a battery 101, and a series circuit of a diode 104 and a capacitor 105 is further connected to the switch 103 in parallel.

この昇圧コンバータ１００は、スイッチ１０３のオン動作によってインダクタ１０２に磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ１０３のオフ動作によってインダクタ１０２の磁気エネルギーを、ダイオード１０４を介して、コンデンサ１０５へ放出し、このコンデンサ１０５の両端子間電位を、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃとして、出力する。   The boost converter 100 accumulates magnetic energy in the inductor 102 by turning on the switch 103 and discharges the magnetic energy of the inductor 102 to the capacitor 105 via the diode 104 by turning off the switch 103. The potential between both terminals is output as the power supply voltage Vc of the H-type bridge configuration switch circuit.

また、スイッチ１０３は、制御回路１０６により、所定のオン，オフ比で駆動される。制御回路１０６は誤差増幅器１０８とＰＷＭ回路１０９とを有し、誤差増幅器１０８はその負極入力端子に検出電圧Ｅｓを受電し、正極入力端子に電圧源１１０から一定値の基準電圧Ｖｒを受電する。そして、この制御回路１０６により、上記検出電圧Ｅｓが上記基準電圧Ｖｒと等しくなるように、スイッチ１０３のオン，オフ動作が調整される。   The switch 103 is driven by the control circuit 106 at a predetermined on / off ratio. The control circuit 106 includes an error amplifier 108 and a PWM circuit 109. The error amplifier 108 receives the detection voltage Es at its negative input terminal and receives a constant reference voltage Vr from the voltage source 110 at its positive input terminal. Then, the ON / OFF operation of the switch 103 is adjusted by the control circuit 106 so that the detection voltage Es becomes equal to the reference voltage Vr.

演算回路２０は、まず、電源電圧Ｖｃを検出する抵抗２１０、電流値（Ｉ１１）の定電流源２１１、定電流源２１１による電流（Ｉ１１）が流れる抵抗２１２およびＰＮＰトランジスタ２１３、定電流源２１１と抵抗２１２との接続点にベース端子が接続されて第１の電流（電流値Ｉ１）を供給するＮＰＮトランジスタ２１４、第１の電流（電流値Ｉ１）が供給されるダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ２１５、およびＮＰＮトランジスタ２１５にカレントミラー構成で結合される一対のＮＰＮトランジスタ２１６，２１７を有する増幅回路を構成している。   The arithmetic circuit 20 includes a resistor 210 for detecting the power supply voltage Vc, a constant current source 211 having a current value (I11), a resistor 212 through which a current (I11) flows from the constant current source 211, a PNP transistor 213, and a constant current source 211. An NPN transistor 214 having a base terminal connected to a connection point with the resistor 212 and supplying a first current (current value I1); a diode-connected NPN transistor 215 receiving a first current (current value I1); And a pair of NPN transistors 216 and 217 coupled to the NPN transistor 215 in a current mirror configuration.

すなわち、電源電圧Ｖｃが増加した場合、抵抗２１０を介して、トランジスタ２１３のベース電位が上昇するため、そのエミッタ電位も上昇する。同様に、このノードにベース端子が接続されたトランジスタ２１４のエミッタ電位も上昇するが、そのエミッタ端子はダイオード接続されたトランジスタ２１５を介して接地されているため、電位上昇は少なく、コレクタ電流が増加する。トランジスタ２１５は、カレントミラーの入力であり、そのコレクタ電流の増加は、トランジスタ２１６のコレクタ電流の増加として現われ、抵抗２１０の通過電流を増加させ、その電圧降下を増加させて、トランジスタ２１３のベース電位の上昇を抑制する負帰還の動作をする。   That is, when the power supply voltage Vc increases, the base potential of the transistor 213 rises via the resistor 210, so that the emitter potential also rises. Similarly, the emitter potential of the transistor 214 whose base terminal is connected to this node also rises, but since the emitter terminal is grounded via the diode-connected transistor 215, the potential rise is small and the collector current increases. I do. Transistor 215 is the input of the current mirror, and its increase in collector current manifests itself as an increase in the collector current of transistor 216, increasing the current through resistor 210, increasing its voltage drop, and increasing the base potential of transistor 213. Negative feedback operation to suppress the rise of

このように、トランジスタ２１３のベース端子は、動作的には、上記の増幅回路の仮想接地点であり、増幅回路の利得を高くすることにより、このベース端子の電位はほぼ不動になる。したがって、抵抗２１０の機能は、入力である電源電圧Ｖｃと仮想接地点電位との電位差をその抵抗値で除することで、電流に変換するものである。   As described above, the base terminal of the transistor 213 is operatively a virtual ground point of the above-described amplifier circuit, and by increasing the gain of the amplifier circuit, the potential of the base terminal becomes substantially immobile. Accordingly, the function of the resistor 210 is to convert the potential difference between the input power supply voltage Vc and the virtual ground potential by the resistance value to convert the potential difference into a current.

抵抗２１０の抵抗値をＲｓ、抵抗２１２の抵抗値をＲ２１２とし、各トランジスタのベース・エミッタ間電圧は、Ｖｂｅ記号の後にそのトランジスタ番号の下２桁を付与して説明する。まず、ＰＮＰトランジスタ２１３のベース端子の電位は、
Ｖｂｅ１５＋Ｖｂｅ１４−Ｉ１１・Ｒ２１２−Ｖｂｅ１３
である。 The resistance value of the resistor 210 is Rs, the resistance value of the resistor 212 is R212, and the base-emitter voltage of each transistor is described by giving the last two digits of the transistor number after the Vbe symbol. First, the potential of the base terminal of the PNP transistor 213 is
Vbe15 + Vbe14-I11 ・ R212-Vbe13
It is.

一方、ＮＰＮトランジスタ２１６に流れる電流（第１の電流Ｉ１と等価）による抵抗２１０での電圧降下によって、この電圧は、
Ｖｃ−Ｉ１・Ｒｓ
とも表され、各ベース・エミッタ間電圧は近い値なので、これをＶｂｅに代表させると、第１の電流Ｉ１は、概ね、次式で表すことができる。
Ｉ１＝（Ｖｃ−Ｖｂｅ＋Ｉ１１・Ｒ２１２）／Ｒｓ
ここで、
Ｉ２１・Ｒ２１２≒Ｖｂｅ
に設定しておけば、
Ｉ１≒Ｖｃ／Ｒｓ …（１８）
となり、第１の電流Ｉ１は、電源電圧Ｖｃにほぼ比例した値が得られる。 On the other hand, due to the voltage drop at the resistor 210 due to the current flowing through the NPN transistor 216 (equivalent to the first current I1), this voltage becomes
Vc-I1 · Rs
Since the base-emitter voltages are close to each other, when this is represented by Vbe, the first current I1 can be generally expressed by the following equation.
I1 = (Vc−Vbe + I11 · R212) / Rs
here,
I21 ・ R212 ≒ Vbe
If you set it to
I1 ≒ Vc / Rs (18)
Thus, the value of the first current I1 is substantially proportional to the power supply voltage Vc.

演算回路２０は、また、第１の電流Ｉ１を受けて、これを再供給するカレントミラー構成の各ＰＮＰトランジスタ２１８，２１９，２２０、定電流源２２１、および、この定電流源２２１にベース端子の接続されたＮＰＮトランジスタ２２２を有する。さらに、ＮＰＮトランジスタ２２２のコレクタ端子には、ＰＮＰトランジスタ２１９のコレクタ端子に接続され、また、ＮＰＮトランジスタ２２３およびＮＰＮトランジスタ２２９の各ベース端子も各々接続されている。さらに、このＮＰＮトランジスタ２２３のエミッタには、ＮＰＮトランジスタ２２２のベース端子と定電流源２２１が接続され、定電流Ｉｔが流れる。この構成において、いま、トランジスタ２２３のベース端子のノードに流入する電流が増加すると、このノード電位が上昇し、トランジスタ２２３のエミッタ電位とトランジスタ２２２のベース電位を上昇させる。すると、トランジスタ２２２のコレクタ電流が増加し、初めのトランジスタ２２３のベース端子のノードの流入電流の増加を抑制する方向に働き、最終的に、流入電流が概ねトランジスタ２２２のコレクタ電流に等しくなる点で釣り合い、このノードに流入する電流に応じたトランジスタ２２３のベース電位で安定する。   The arithmetic circuit 20 also receives the first current I1 and resupplies the first current I1. Each of the PNP transistors 218, 219, 220 in a current mirror configuration, the constant current source 221, and the constant current source 221 connected to the base terminal. It has an NPN transistor 222 connected. Further, the collector terminal of the NPN transistor 222 is connected to the collector terminal of the PNP transistor 219, and the base terminals of the NPN transistor 223 and the NPN transistor 229 are also connected. Further, the base of the NPN transistor 222 and the constant current source 221 are connected to the emitter of the NPN transistor 223, and the constant current It flows. In this configuration, when the current flowing into the node of the base terminal of the transistor 223 increases, the potential of this node rises, and the emitter potential of the transistor 223 and the base potential of the transistor 222 rise. Then, the collector current of the transistor 222 increases, which acts to suppress an increase in the inflow current at the node of the base terminal of the transistor 223 at the beginning, and finally, the inflow current becomes substantially equal to the collector current of the transistor 222. The current is balanced and stabilized at the base potential of the transistor 223 according to the current flowing into this node.

さらに、演算回路２０は、ＰＮＰトランジスタ２２０のコレクタ端子に、コンデンサ２２４が接続され、さらに、抵抗２２５を介して、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ２２６が接続されている。このＰＮＰトランジスタ２２０のコレクタ電流は、電源電圧Ｖｃを抵抗２１０のＲｓで除した電流Ｉ１であり、この電流Ｉ１は抵抗２２５およびダイオード接続トランジスタ２２６の動抵抗で電圧に変換されるが、その変動分はコンデンサ２２４に迂回して流れるため、ダイオード接続トランジスタ２２６には平滑化された直流成分の電流Ｉ２が流れる。このＮＰＮトランジスタ２２６のコレクタ端子はカレントミラーの入力端子になっているため、ＮＰＮトランジスタ２２７およびＮＰＮトランジスタ２２８の各コレクタ端子には、それぞれこの直流成分の電流Ｉ２が現われる。このＮＰＮトランジスタ２２７のコレクタ端子は、ＮＰＮトランジスタ２２９のエミッタ端子に接続されているため、その電流Ｉ２はトランジスタ２２９のエミッタ電流になる。このトランジスタ２２９のエミッタ端子は、また、ＮＰＮトランジスタ２３０のベース端子にも接続されている。このＮＰＮトランジスタ２３０のコレクタ端子は、ダイオード接続されたカレントミラーの入力となるＰＮＰトランジスタ２３１に接続され、ＮＰＮトランジスタ２３０のコレクタ電流である電流Ｉ３が流れる。このカレントミラーの出力であるＰＮＰトランジスタ２３２のコレクタ端子に現われた電流Ｉ３は、実施の形態２の図２の演算回路２０と同様の、抵抗２０２、抵抗２０３および演算増幅器２０４で構成される反転増幅器に導かれる。   Further, in the arithmetic circuit 20, a capacitor 224 is connected to the collector terminal of the PNP transistor 220, and a diode-connected NPN transistor 226 is connected via a resistor 225. The collector current of PNP transistor 220 is current I1 obtained by dividing power supply voltage Vc by Rs of resistor 210. This current I1 is converted into a voltage by resistor 225 and the dynamic resistance of diode-connected transistor 226. Flows bypassing the capacitor 224, the smoothed DC component current I2 flows through the diode-connected transistor 226. Since the collector terminal of the NPN transistor 226 is an input terminal of a current mirror, the DC component current I2 appears at the collector terminals of the NPN transistor 227 and the NPN transistor 228, respectively. Since the collector terminal of this NPN transistor 227 is connected to the emitter terminal of NPN transistor 229, its current I2 becomes the emitter current of transistor 229. The emitter terminal of the transistor 229 is also connected to the base terminal of the NPN transistor 230. The collector terminal of the NPN transistor 230 is connected to a PNP transistor 231 which is an input of a diode-connected current mirror, and a current I3 as a collector current of the NPN transistor 230 flows. The current I3, which is the output of the current mirror and appears at the collector terminal of the PNP transistor 232, is the same as that of the arithmetic circuit 20 of FIG. Is led to.

次に、この演算回路２０の動作を説明する。電源電圧Ｖｃに比例する第１の電流Ｉ１が、そのコレクタ電流となって流れるＮＰＮトランジスタ２２２のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ２２は次式で表される。
Ｖｂｅ２２＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ１／Ｉｓ） …（１９）
ここで、ｋ：ボルツマン定数、Ｔ：絶対温度、ｑ：電子電荷、Ｉｓ：ベース・エミッタ・ダイオードの逆方向飽和電流である。 Next, the operation of the arithmetic circuit 20 will be described. The base-emitter voltage Vbe22 of the NPN transistor 222 in which the first current I1 proportional to the power supply voltage Vc flows as its collector current is represented by the following equation.
Vbe22 = (k · T / q) · ln (I1 / Is) (19)
Here, k: Boltzmann's constant, T: absolute temperature, q: electron charge, Is: reverse saturation current of the base-emitter diode.

同様に、定電流源２２１の電流Ｉｔが、そのコレクタ電流となって流れるＮＰＮトランジスタ２２３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ２３、および、第１の電流Ｉ１の直流成分である第２の電流Ｉ２が、そのコレクタ電流となって流れるＮＰＮトランジスタ２２９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ２９は、それぞれ次式で表される。
Ｖｂｅ２３＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉｔ／Ｉｓ） …（２０）
Ｖｂｅ２９＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ２／Ｉｓ） …（２１） Similarly, the current It of the constant current source 221 becomes the collector-current thereof, the base-emitter voltage Vbe23 of the NPN transistor 223 flowing therethrough, and the second current I2 which is a DC component of the first current I1 The base-emitter voltage Vbe29 of the NPN transistor 229 flowing as a collector current is represented by the following equations.
Vbe23 = (k · T / q) · ln (It / Is) (20)
Vbe29 = (k · T / q) · ln (I2 / Is) (21)

さらに、ＮＰＮトランジスタ２３０のコレクタ電流として第３の電流Ｉ３が流れるため、このＮＰＮトランジスタ２３０のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ３０は、
Ｖｂｅ３０＝（ｋ・Ｔ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ３／Ｉｓ） …（２２）
で表される。 Further, since the third current I3 flows as the collector current of the NPN transistor 230, the base-emitter voltage Vbe30 of the NPN transistor 230 becomes
Vbe30 = (k · T / q) · ln (I3 / Is) (22)
Is represented by

ここで、電源電圧Ｖｃを抵抗２１０のＲｓで除した電流Ｉ１電流が流れ込むトランジスタ２２３のベース端子のノードの電位は、回路構成上、以下の（２３）式のように表すことができる。すなわち、左辺はＮＰＮトランジスタ２２２のエミッタ端子が接地され、このベース端子に更にＮＰＮトランジスタ２２３のエミッタ端子接続されているため、このベース端子の電位は、この両トランジスタのベース・エミッタ間電圧を直列にした大きさになる。同様に、右辺もＮＰＮトランジスタ２３０とＮＰＮトランジスタ２２９のベース・エミッタ間電圧を直列した大きさになる。前述の動作原理から明らかなように、このトランジスタ２２３のベース端子のノードの電位は、左辺側の電流Ｉ１および電流Ｉｔによりその値が決定され、その結果、右辺はこれに適合するように電流Ｉ２を踏まえた電流Ｉ３を生成する。したがって、
Ｖｂｅ２２＋Ｖｂｅ２３＝Ｖｂｅ２９＋Ｖｂｅ３０ …（２３）
となり、（２３）式に（１９）〜（２２）式の各式を逐次代入すると、第３の電流Ｉ３として、
Ｉ３＝Ｉ１・Ｉｔ／Ｉ２＝（Ｉ１／Ｉ２）・Ｉｔ …（２４）
が得られる。 Here, the potential of the node at the base terminal of the transistor 223 into which the current I1 obtained by dividing the power supply voltage Vc by the resistance Rs of the resistor 210 can be expressed by the following equation (23) due to the circuit configuration. That is, on the left side, the emitter terminal of the NPN transistor 222 is grounded, and the base terminal is further connected to the emitter terminal of the NPN transistor 223. Therefore, the potential of the base terminal is obtained by connecting the base-emitter voltage of both transistors in series. Size. Similarly, the right side has a magnitude in which the base-emitter voltages of the NPN transistor 230 and the NPN transistor 229 are connected in series. As is apparent from the aforementioned operation principle, the value of the potential of the node of the base terminal of the transistor 223 is determined by the current I1 and the current It on the left side, and as a result, the current I2 Is generated based on the above. Therefore,
Vbe22 + Vbe23 = Vbe29 + Vbe30 (23)
When successively substituting each of the equations (19) to (22) into the equation (23), the third current I3 becomes
I3 = I1 · It / I2 = (I1 / I2) · It (24)
Is obtained.

第１の電流Ｉ１は電源電圧Ｖｃに比例し、第２の電流Ｉ２は第１の電流Ｉ１の直流成分であるから、電源電圧Ｖｃ中の直流成分をＥｃとするとき、
Ｉ２＝Ｅｃ／Ｒｓ
Ｉ１／Ｉ２＝Ｖｃ／Ｅｃ
となり、第３の電流Ｉ３は、電源電圧Ｖｃおよびその直流成分Ｅｃとの関係で表せば、
Ｉ３＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｉｔ …（２５）
が得られる。 Since the first current I1 is proportional to the power supply voltage Vc and the second current I2 is a DC component of the first current I1, when the DC component in the power supply voltage Vc is Ec,
I2 = Ec / Rs
I1 / I2 = Vc / Ec
And the third current I3 is expressed by the relationship between the power supply voltage Vc and its DC component Ec:
I3 = (Vc / Ec) · It (25)
Is obtained.

この第３の電流Ｉ３は、ＰＮＰトランジスタ２３１とＰＮＰトランジスタ２３２とのカレントミラーによって、抵抗２０２に流れる。抵抗２０２と抵抗２０３とともに反転増幅器を構成する演算増幅器２０４は、増幅率が充分大きいため、抵抗２０２と抵抗２０３の接続点電位はゼロ電位となる。したがって、抵抗２０２の電圧降下成分（電位差）Ｖａは、抵抗２０２の抵抗値をＲ２０とすると、次式で表される。
Ｖａ＝Ｉ３・Ｒ２０＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｉｔ・Ｒ２０ …（２６）
ここで、（Ｉｔ・Ｒ２０）は、三角波発生回路３０で発生する三角波の振幅の基準電圧を与える電圧値、すなわち、変調感度である。よって、（２６）式は、変調感度に電圧比（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じていることを示す。電圧Ｖａは、三角波発生回路３０に入力する信号電圧である（図２参照）。 This third current I3 flows to the resistor 202 by the current mirror of the PNP transistor 231 and the PNP transistor 232. The operational amplifier 204, which forms an inverting amplifier together with the resistors 202 and 203, has a sufficiently large amplification factor, and the potential at the connection point between the resistors 202 and 203 becomes zero. Therefore, the voltage drop component (potential difference) Va of the resistor 202 is expressed by the following equation, where R20 is the resistance value of the resistor 202.
Va = I3 · R20 = (Vc / Ec) · It · R20 (26)
Here, (It · R20) is a voltage value that gives a reference voltage of the amplitude of the triangular wave generated by the triangular wave generating circuit 30, that is, the modulation sensitivity. Therefore, equation (26) indicates that the modulation sensitivity is multiplied by the voltage ratio (Vc / Ec). The voltage Va is a signal voltage input to the triangular wave generation circuit 30 (see FIG. 2).

また、演算増幅器２０４の出力端子の電位は、抵抗２０２および抵抗２０３を同じ値に設定しているので、（−Ｖａ）となり、三角波発生回路３０へは、
±Ｖａ＝±（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｉｔ・Ｒ２０
が供給され、その出力信号として、（＋Ｖａ）から（−Ｖａ）までの電位間を振幅する、三角波電圧Ｖｔが発生する。 Further, the potential of the output terminal of the operational amplifier 204 becomes (−Va) because the resistances of the resistor 202 and the resistor 203 are set to the same value, and the potential of the triangular wave generation circuit 30 is
± Va = ± (Vc / Ec) · It · R20
Is supplied, and a triangular wave voltage Vt having an amplitude between the potentials (+ Va) and (−Va) is generated as an output signal.

実施の形態３は実施の形態１と実施の形態２を組み合わせたものである。そして、この三角波電圧Ｖｔと入力交流信号Ｖｉは、実施の形態２の図２と同様に、比較器４１によって比較され、信号Ｍ１の周期ＴにおけるＨレベルの期間の割合δ（デューティ比）が、次式で表される。
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖａ）／２ …（１４）
そして、出力交流信号Ｖｏは、デューティ比δと電源電圧Ｖｃとを用いて、次式で表される。
Ｖｏ＝（２δ−１）・Ｖｃ …（１５）
さらに、（１５）式に（１４）式を代入して、
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖａ）・Ｖｉ …（１６）
が、実施の形態１の場合と同様に得られる。
次に、（１６）式に（２６）式を代入すると、
Ｖｏ＝（Ｅｃ／（Ｉｔ・Ｒ２０））・Ｖｉ …（２７）
が得られる。即ち、出力交流信号Ｖｏは、入力交流電圧Ｖｉを（Ｅｃ／（Ｉｔ・Ｒ２０））倍に増幅した電圧になる。 The third embodiment is a combination of the first embodiment and the second embodiment. The triangular wave voltage Vt and the input AC signal Vi are compared by the comparator 41 as in FIG. 2 of the second embodiment, and the ratio δ (duty ratio) of the H level period in the cycle T of the signal M1 is It is expressed by the following equation.
δ = (1 + Vi / Va) / 2 (14)
The output AC signal Vo is represented by the following equation using the duty ratio δ and the power supply voltage Vc.
Vo = (2δ−1) · Vc (15)
Further, substituting equation (14) into equation (15),
Vo = (Vc / Va) · Vi (16)
Are obtained in the same manner as in the first embodiment.
Next, substituting equation (26) into equation (16) gives
Vo = (Ec / (It · R20)) · Vi (27)
Is obtained. That is, the output AC signal Vo is a voltage obtained by amplifying the input AC voltage Vi by (Ec / (It · R20)) times.

本実施の形態で、演算回路２０は、さらに、ＮＰＮトランジスタ２２８のコレクタ端子には、カレントミラーの入力となるダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ２３３が接続され、ＮＰＮトランジスタ２２８のコレクタ電流である電流Ｉ２が流れる。そして、そのカレントミラーの出力であるＰＮＰトランジスタ２３４のコレクタからは、この電源電圧Ｖｃを抵抗２１０のＲｓで除した電流Ｉ１の直流成分である電流Ｉ２が出力され、これは抵抗２３５に流れる。この抵抗２３５に発生する電圧Ｅｓは、抵抗２３５の抵抗値をＲ３５とするとき、
Ｅｓ＝Ｅｃ・（Ｒ３５／Ｒｓ） …（２８）
となり、この電圧Ｅｓが昇圧コンバータ１００の誤差増幅器１０８の負極入力端子に印加される。実施の形態２の図２と同様に、昇圧コンバータ１００は、その制御回路１０６により、検出電圧Ｅｓを基準電圧Ｖｒに等しくするように動作するため、昇圧コンバータ１００の出力電圧である電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃは、次式で表される。
Ｅｃ＝Ｖｒ・（Ｒｓ／Ｒ３５） …（２９） In the present embodiment, the arithmetic circuit 20 further has a collector terminal of the NPN transistor 228 connected to a diode-connected PNP transistor 233 serving as an input of a current mirror, and a current I2 which is a collector current of the NPN transistor 228. Flows. From the collector of the PNP transistor 234, which is the output of the current mirror, a current I2, which is a DC component of the current I1 obtained by dividing the power supply voltage Vc by Rs of the resistor 210, is output. When the resistance value of the resistor 235 is R35, the voltage Es generated in the resistor 235 is as follows.
Es = Ec · (R35 / Rs) (28)
This voltage Es is applied to the negative input terminal of the error amplifier 108 of the boost converter 100. Similarly to FIG. 2 of the second embodiment, boost converter 100 operates by control circuit 106 to make detection voltage Es equal to reference voltage Vr. Is expressed by the following equation.
Ec = Vr · (Rs / R35) (29)

本実施の形態の電力増幅装置の増幅率は、（２７）式のように、Ｈブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃと、定電流Ｉｔと、抵抗値Ｒ２０による（Ｅｃ／（Ｉｔ・Ｒ２０））で表される。   The amplification factor of the power amplifying device according to the present embodiment is expressed by (Ec / (Ec / (Ec) / (Ec / ( It.R20)).

したがって、昇圧コンバータ１００は、基準電圧Ｖｒや抵抗２０２の抵抗値Ｒ２０などを可変することで、Ｈブリッジの電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを可変し、その結果、本実施の形態の電力増幅装置での増幅率を調整することができる。しかも、負荷１４への供給電流や、負荷１４からの回生電流によって、昇圧コンバータ１００のコンデンサ１０５の電圧である、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、出力交流信号Ｖｏの歪みとならない。   Therefore, boost converter 100 varies DC component Ec in power supply voltage Vc of the H-bridge by varying reference voltage Vr, resistance value R20 of resistor 202, and the like. As a result, power amplifying device of the present embodiment Can be adjusted. In addition, even if the power supply voltage Vc, which is the voltage of the capacitor 105 of the boost converter 100, fluctuates in an AC manner due to the supply current to the load 14 and the regenerative current from the load 14, the amplification factor of the power amplifying device does not increase. There is no influence and no distortion of the output AC signal Vo occurs.

このような構成により、電源電圧Ｖｃによる利得制御ができ、電源電圧Ｖｃを低くして利得を小さくした場合、Ｈ形ブリッジ構成スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくできるとともに、昇圧コンバータもその出力を抑制するので、全体として消費電力の大幅な低減が図れる。   With such a configuration, the gain can be controlled by the power supply voltage Vc, and when the power supply voltage Vc is lowered to reduce the gain, the effective value of the current flowing through the H-type bridge configuration switch circuit can be reduced, and the boost converter also has its output. , Power consumption can be greatly reduced as a whole.

実施の形態２に詳述した電力増幅装置では、電源電圧Ｖｃを可変抵抗を含む複数の抵抗からなる分圧手段で検出し、これを用いて三角波電圧Ｖｔを生成するとともに、これをさらにローパスフィルタを介して、電源電圧Ｖｃを安定化制御する電源部の負帰還制御の検出信号として用いているため、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃは、可変抵抗器２０１の抵抗値ＶＲを最小値のゼロにしても、三角波電圧Ｖｔの振幅の直流成分Ｅｔより小さくできない。これに対し、本実施の形態の電力増幅装置では、演算回路２０が独立して電源電圧Ｖｃから三角波電圧Ｖｔを得るとともに、ローパスフィルタを介して、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを分圧した電圧で出力し、この電圧を、昇圧コンバータが基準電圧Ｖｒと比較することによって、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを調整している。そのため、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃは、理論上、ゼロより大きい任意の電圧値に調整することができる。   In the power amplifying device described in detail in the second embodiment, the power supply voltage Vc is detected by a voltage dividing means composed of a plurality of resistors including a variable resistor, and a triangular wave voltage Vt is generated using the detected voltage. Is used as a detection signal for negative feedback control of the power supply unit that stabilizes and controls the power supply voltage Vc. Therefore, the DC component Ec in the power supply voltage Vc is determined by reducing the resistance value VR of the variable resistor 201 to the minimum value of zero. However, it cannot be made smaller than the DC component Et of the amplitude of the triangular wave voltage Vt. On the other hand, in the power amplifying device of the present embodiment, the arithmetic circuit 20 independently obtains the triangular wave voltage Vt from the power supply voltage Vc, and divides the DC component Ec in the power supply voltage Vc via a low-pass filter. The voltage is output, and this voltage is compared with the reference voltage Vr by the boost converter to adjust the DC component Ec in the power supply voltage Vc. Therefore, the DC component Ec in the power supply voltage Vc can be theoretically adjusted to an arbitrary voltage value larger than zero.

図４Ａ，４Ｂは、本実施形態の電力増幅装置での、電源電圧Ｖｃの変動による出力交流信号Ｖｏの歪み補償の効果を、シミュレーションした特性図である。
図４Ａでは、電圧値５ボルトの定電圧源から、ダイオードと１００Ωの抵抗とを介して、容量値０．４７μＦのコンデンサを電源としている。この構成は、一般的な安定化電源で電力の流れが、入力から出力までの一方通行であることを模擬している。図４Ｂは、負荷を容量値０．２７μＦのコンデンサとし、入力交流信号Ｖｉを、２．５ｋＨｚで実効値０．７ボルト（Ｖｒｍｓ）の正弦波とし、三角波電圧Ｖｔを、２５０ｋＨｚで１ボルト（Ｖ）の振幅とした場合の、電源電圧Ｖｃおよび出力交流信号Ｖｏの各波形を示す。電源電圧Ｖｃに、ピーク−ピーク間電圧で約０．５ボルト（Ｖｐｐ）の変動が発生し、このため、出力交流信号Ｖｏは歪率が４．２％であった。図４Ｂは、図４Ａと同じ入力条件の特性を示すが、本実施形態の電力増幅装置で、この歪み補償を施した場合の、電源電圧Ｖｃと出力交流信号Ｖｏの波形を示す。電源電圧Ｖｃに、約０．７ボルト（Ｖｐｐ）の変動が発生しているが、出力交流信号Ｖｏは歪率が１．０％以下に改善されている。 4A and 4B are characteristic diagrams obtained by simulating the effect of distortion compensation of the output AC signal Vo due to the fluctuation of the power supply voltage Vc in the power amplifying device of the present embodiment.
In FIG. 4A, a capacitor having a capacitance of 0.47 μF is used as a power supply from a constant voltage source having a voltage value of 5 volts via a diode and a resistor of 100Ω. This configuration simulates that the flow of power in a general stabilized power supply is one-way from input to output. FIG. 4B shows that the load is a capacitor having a capacitance value of 0.27 μF, the input AC signal Vi is a sine wave having an effective value of 0.7 volt (Vrms) at 2.5 kHz, and the triangular wave voltage Vt is 1 volt (V) at 250 kHz. 2) shows the respective waveforms of the power supply voltage Vc and the output AC signal Vo when the amplitude is set to ()). The power supply voltage Vc fluctuated by about 0.5 volts (Vpp) between the peak-to-peak voltages, so that the output AC signal Vo had a distortion rate of 4.2%. FIG. 4B shows the characteristics under the same input conditions as FIG. 4A, but shows the waveforms of the power supply voltage Vc and the output AC signal Vo when this distortion compensation is performed by the power amplifying device of the present embodiment. Although the power supply voltage Vc fluctuates by about 0.7 volts (Vpp), the distortion rate of the output AC signal Vo is improved to 1.0% or less.

以上の実施形態１ないし３において、実施の形態１では電源電圧Ｖｃの変動の歪み補償操作は電源電圧Ｖｃとその直流成分の二つの信号を使って、歪み補償の帯域を交流信号の帯域とし、その下の周波数帯域を電力増幅装置の利得の加減用の電源電圧操作に用いている。   In the above first to third embodiments, in the first embodiment, the distortion compensation operation for the fluctuation of the power supply voltage Vc uses the power supply voltage Vc and its DC component as two signals, and sets the distortion compensation band to the AC signal band. The lower frequency band is used for power supply voltage operation for adjusting the gain of the power amplifier.

実施の形態２では、電源電圧Ｖｃを生成する安定化電源をさらに備え、安定化制御するための負帰還を直流成分に絞り、交流信号域での安定化制御を弱める。これにより、回生を伴う負荷を駆動した際に電源部に戻った電力による外乱を防ぎながら、電源部の出力に回生電力を一時蓄積することで効率を高めている。さらに、これらを連動して操作することにより利得の操作を可能としている。   In the second embodiment, a stabilizing power supply for generating the power supply voltage Vc is further provided, the negative feedback for stabilizing control is reduced to a DC component, and the stabilizing control in an AC signal range is weakened. As a result, the efficiency is increased by temporarily storing the regenerative power in the output of the power supply unit while preventing disturbance due to the power returned to the power supply unit when driving a load with regeneration. Further, by operating these in conjunction with each other, the gain can be controlled.

実施の形態３は実施の形態２と実施の形態３を組合わせたものである。実施の形態３では、電源電圧Ｖｃの電源部には安定化制御するための負帰還を直流成分に絞り、回生を伴う負荷を駆動した際の利点を得ている。また、歪み補償動作において電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃの二つの信号を用いて交流信号の帯域に対して歪み補償を行い、それ以下の帯域を電力増幅装置の利得操作に用いている。特に、実施の形態３では、電源電圧Ｖｃの交流成分を除いた直流成分Ｅｃの生成と、電源部の安定化制御のための負帰還用信号の生成を、共通のＬＰＦを用いているため、電源部が回生電力などで変動するのを許す境界周波数と、パルス変調部の電源電圧Ｖｃ変動による歪み補償の境界周波数とが同じになり、この境界周波数以下の帯域で、増幅装置の利得制御ができるので都合がよい。これらの境界周波数は、電源電圧変動による歪み補償と、電源電圧の安定化を施したい帯域を適切にするために、適宜、設定すればよく、これに限定されるものではないことは、動作原理上、明らかである。   The third embodiment is a combination of the second embodiment and the third embodiment. In the third embodiment, the negative feedback for stabilizing control is reduced to a DC component in the power supply unit of the power supply voltage Vc, and an advantage of driving a load with regeneration is obtained. Further, in the distortion compensation operation, the distortion of the band of the AC signal is compensated by using two signals of the power supply voltage Vc and its DC component Ec, and the lower band is used for the gain operation of the power amplifier. Particularly, in the third embodiment, the generation of the DC component Ec excluding the AC component of the power supply voltage Vc and the generation of the negative feedback signal for the stabilization control of the power supply unit use a common LPF. The boundary frequency at which the power supply unit is allowed to fluctuate due to regenerative power and the like is the same as the boundary frequency of distortion compensation due to fluctuations in the power supply voltage Vc of the pulse modulation unit. It is convenient because it can be done. These boundary frequencies may be set as appropriate in order to compensate for distortion due to power supply voltage fluctuations and to appropriately set a band in which power supply voltage is to be stabilized, and it is not limited to this. Above is clear.

（変形例）
実施形態１ないし３では、いずれも三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃを、
Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅａ、または、Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅｔ
として、電源電圧補償を行う例を説明したが、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃを固定として、入力交流信号Ｖｉに、比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じても同様の効果が得られる。即ち、（９）式に電圧比（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じると、次式が得られる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ｖｔｃ）・Ｖｉ・（Ｅｃ／Ｖｃ）
＝（Ｅｃ／Ｖｔｃ）・Ｖｉ
上式より、出力交流信号Ｖｏから電源電圧Ｖｃの変動分を除去しながら、電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃによって増幅率を調整可能なことが理解できる。なお、入力交流信号は電流であっても構わない。 (Modification)
In the first to third embodiments, the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is
Vtc = (Vc / Ec) · Ea or Vtc = (Vc / Ec) · Et
Although an example in which the power supply voltage compensation is performed has been described, the same effect can be obtained by multiplying the input AC signal Vi by the ratio (Ec / Vc) while fixing the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt. That is, by multiplying equation (9) by the voltage ratio (Ec / Vc), the following equation is obtained.
Vo = (Vc / Vtc) · Vi · (Ec / Vc)
= (Ec / Vtc) · Vi
From the above equation, it can be understood that the amplification factor can be adjusted by the DC component Ec of the power supply voltage Vc while removing the fluctuation of the power supply voltage Vc from the output AC signal Vo. Note that the input AC signal may be a current.

また、上記の実施形態では、三角波の振幅制御における変調感度に着目して説明したが、変調感度はこれに限られない。すなわち、三角波の振幅制御を変調として考えれば、その振幅を制御することは、変調感度を加減しているに等しいと考えられる。よって、電源電圧Ｖｃからその直流成分Ｅｃを抽出して、変調感度（振幅）に比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗算するという本発明の思想は、入出力信号の関係が次式の関係を満たし、変調感度「Ａ」を有する電力増幅装置に広く適用できる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ａ）・Ｖｉ …（３０） Further, in the above-described embodiment, the description has been given focusing on the modulation sensitivity in the amplitude control of the triangular wave, but the modulation sensitivity is not limited to this. In other words, if the amplitude control of the triangular wave is considered as modulation, controlling the amplitude is considered to be equivalent to adjusting the modulation sensitivity. Therefore, the idea of the present invention of extracting the DC component Ec from the power supply voltage Vc and multiplying the modulation sensitivity (amplitude) by the ratio (Vc / Ec) is that the relationship between the input and output signals satisfies the following relationship: It can be widely applied to a power amplifying device having the modulation sensitivity “A”.
Vo = (Vc / A) · Vi (30)

また、入出力の次元が異なる場合、例えば、次式で表されるような、入力交流信号が電圧ではなく電流Ｉｉである場合においても適用できる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ａ）・Ｉｉ …（３１） Further, the present invention can be applied to a case where the input and output dimensions are different, for example, when the input AC signal is a current Ii instead of a voltage as represented by the following equation.
Vo = (Vc / A) · Ii (31)

以上より、電源電圧Ｖｃからその直流成分Ｅｃを抽出して、変調感度に（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗算する、もしくは、入力交流信号Ｖｉに（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗算する、という本発明の思想は、入出力信号の関係が（３０）、（３１）式で表される電力増幅装置にも広く適用できる。例えば、（３０）式のＶｉに比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じると、次式が得られる。
Ｖｏ＝（Ｖｃ／Ａ）・Ｖｉ・（Ｅｃ／Ｖｃ）
＝（Ｅｃ／Ａ）・Ｖｉ …（３２）
上式より、出力交流信号Ｖｏから電源電圧Ｖｃの変動分を除去しつつ、電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃによって増幅率を調整することができることが理解できる。図５に、入力信号Ｖｉに比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗算するための構成を示す。同図において、演算回路２０ｂは、電源電圧Ｖｃの直流成分Ｅｃを検出し、電源電圧Ｖｃと直流成分Ｅｃの比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を入力信号Ｖｉに乗じるよう構成されている。 As described above, the idea of the present invention to extract the DC component Ec from the power supply voltage Vc and multiply the modulation sensitivity by (Vc / Ec) or multiply the input AC signal Vi by (Ec / Vc) is as follows. , And input / output signals can be widely applied to the power amplifying device represented by the equations (30) and (31). For example, when the ratio (Ec / Vc) is multiplied by Vi in Expression (30), the following expression is obtained.
Vo = (Vc / A) · Vi · (Ec / Vc)
= (Ec / A) · Vi (32)
From the above equation, it can be understood that the amplification factor can be adjusted by the DC component Ec of the power supply voltage Vc while removing the fluctuation of the power supply voltage Vc from the output AC signal Vo. FIG. 5 shows a configuration for multiplying the input signal Vi by the ratio (Ec / Vc). In the figure, the arithmetic circuit 20b is configured to detect the DC component Ec of the power supply voltage Vc and multiply the input signal Vi by the ratio (Ec / Vc) between the power supply voltage Vc and the DC component Ec.

また、上記の実施形態では、いわゆるＢＴＬ方式ないしはＨ形ブリッジ構成の各電力増幅装置への本発明の適用について説明したが、本発明はこれらの構成以外でも適用可能である。   In the above embodiment, the application of the present invention to each power amplifying device having a so-called BTL or H-bridge configuration has been described. However, the present invention can be applied to configurations other than these configurations.

例えば、１対のハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路のみからなるスイッチ回路とその中間に接続された負荷部のみからなる構成においても適用できる。   For example, the present invention can also be applied to a configuration including only a switch circuit including only a series circuit of a pair of a high-side switch and a low-side switch and a load section connected therebetween.

ハイサイドスイッチのデューティ比をδとすると、負荷部に発生する電圧Ｖｘは、
Ｖｘ＝δ・Ｖｃ
となる。一方、デューティ比δは、入力交流信号Ｖｉと三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃを用いて、
δ＝（１＋Ｖｉ／Ｖｔｃ）／２
で表される。この場合に本発明を適用すると、三角波電圧Ｖｔの振幅Ｖｔｃは、電源電圧Ｖｃとその直流成分Ｅｃとの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）に所定の電圧値Ｅｔを乗じたものであるから、次式で表される。
Ｖｔｃ＝（Ｖｃ／Ｅｃ）・Ｅｔ Assuming that the duty ratio of the high-side switch is δ, the voltage Vx generated in the load section is
Vx = δ · Vc
It becomes. On the other hand, the duty ratio δ is calculated using the input AC signal Vi and the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt.
δ = (1 + Vi / Vtc) / 2
Is represented by In this case, when the present invention is applied, the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is obtained by multiplying the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec by a predetermined voltage value Et. expressed.
Vtc = (Vc / Ec) · Et

以上から、電圧Ｖｘは次式となる。
Ｖｘ＝Ｖｃ／２＋（Ｅｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ／２ From the above, the voltage Vx is given by the following equation.
Vx = Vc / 2 + (Ec / Et) · Vi / 2

電源電圧Ｖｃの１／２の電圧Ｖｃ／２を、電圧Ｖｘから減算することにより、出力交流信号Ｖｏとして、次式のような入力交流電圧Ｖｉを｛（Ｅｃ／Ｅｔ）／２｝倍に増幅した電圧が得られる。
Ｖｏ＝（Ｅｃ／Ｅｔ）・Ｖｉ／２ By subtracting a voltage Vc / 2, which is の of the power supply voltage Vc, from the voltage Vx, the input AC voltage Vi represented by the following equation is amplified to {(Ec / Et) / 2} times as the output AC signal Vo. The obtained voltage is obtained.
Vo = (Ec / Et) · Vi / 2

上式から、電源電圧Ｖｃ中の直流成分Ｅｃを可変することによって増幅率を調整することができる。また、電源電圧Ｖｃが交流的に変動しても増幅率には影響せず、出力交流信号Ｖｏの歪みとはならない。   From the above equation, the amplification factor can be adjusted by varying the DC component Ec in the power supply voltage Vc. Further, even if the power supply voltage Vc fluctuates in an AC manner, it does not affect the amplification factor, and does not cause distortion of the output AC signal Vo.

このように、本発明は双対のスイッチ回路から構成されるＢＴＬ方式に限定されるものではなく、１対のスイッチ回路で構成された電力増幅装置へも適用可能である。   As described above, the present invention is not limited to the BTL system configured with the dual switch circuits, but is also applicable to a power amplifying device configured with a pair of switch circuits.

さらには、本発明は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列からなるスイッチ回路を有し、このスイッチ回路を通じて、負荷に電源電圧が間欠的に、あるいはパルス的に、印加されることによって、その増幅率が上記電源電圧に比例するＤ級増幅機能を備えた全ての電力増幅装置に適用できる。つまり、本実施の形態で述べたような三角波を用いてアナログの入力信号をパルス幅変調する以外に、アナログ信号又はデジタル信号の入力信号をシグマデルタ変調器などでパルス密度変調やパルス幅変調する場合でもよい。   Furthermore, the present invention has a switch circuit comprising a series of a high-side switch and a low-side switch, and through this switch circuit, a power supply voltage is applied to a load intermittently or in a pulsed manner. The present invention can be applied to all power amplification devices having a class D amplification function whose amplification factor is proportional to the power supply voltage. That is, in addition to pulse width modulation of an analog input signal using a triangular wave as described in the present embodiment, pulse density modulation or pulse width modulation of an analog signal or a digital signal input signal is performed using a sigma-delta modulator or the like. May be the case.

本発明の電力増幅装置は、音声信号等を電力増幅して音響スピーカなどに供給する電力増幅装置として有用である。   INDUSTRIAL APPLICABILITY The power amplifying device of the present invention is useful as a power amplifying device for power-amplifying an audio signal or the like and supplying it to an acoustic speaker or the like.

本発明の実施の形態１における電力増幅装置の回路構成図Circuit configuration diagram of power amplifying device according to Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態１における演算回路の回路構成図Circuit configuration diagram of an arithmetic circuit according to Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態２における電力増幅装置の要部の回路構成図Circuit configuration diagram of main parts of a power amplification device according to a second embodiment of the present invention 本発明の実施の形態３における電力増幅装置の要部の回路構成図Circuit configuration diagram of main parts of a power amplification device according to Embodiment 3 of the present invention 従来の電力増幅装置の出力交流信号波形の動作シミュレーション特性図Operation simulation characteristic diagram of output AC signal waveform of conventional power amplifier 本発明の電力増幅装置における電源電圧変動補償動作による出力交流信号波形の動作シミュレーション特性図Operation simulation characteristic diagram of output AC signal waveform by power supply voltage fluctuation compensation operation in power amplification device of the present invention 本発明の電力増幅装置における演算回路の別の例の回路構成図Circuit configuration diagram of another example of the arithmetic circuit in the power amplification device of the present invention 従来の電力増幅装置の回路構成図Circuit configuration diagram of conventional power amplifier 図６Ａの電力増幅装置の三角波発生回路とＰＷＭ回路の出力特性図FIG. 6A is an output characteristic diagram of the triangular wave generating circuit and the PWM circuit of the power amplifying device of FIG. 従来の電力増幅装置の回路構成図Circuit configuration diagram of conventional power amplifier 図７Ａの電力増幅装置の出力特性図FIG. 7A is an output characteristic diagram of the power amplifying device. 従来の電力増幅装置の回路構成図Circuit configuration diagram of conventional power amplifier 図８の電力増幅装置の出力電圧波形（Ｖｏ）を示す図The figure which shows the output voltage waveform (Vo) of the power amplifier of FIG. 図８の電力増幅装置の出力電流波形（Ｉｏ）を示す図The figure which shows the output current waveform (Io) of the power amplifier of FIG. 図８の電力増幅装置の電源電流波形（Ｉｃ）を示す図The figure which shows the power supply current waveform (Ic) of the power amplifier of FIG.

符号の説明Explanation of reference numerals

１０ 入力直流電源
１１ 第１のスイッチ回路
１２ 第２のスイッチ回路
１３ インダクタ
１４ 負荷
１５ 制御回路
１６ 入力信号源
２０ 演算回路
４０ ＰＷＭ回路
５１ 第１の駆動回路
５２ 第２の駆動回路
１１１ 第１のハイサイドスイッチ
１１２ 第１のローサイドスイッチ
１２１ 第２のハイサイドスイッチ
１２２ 第２のローサイドスイッチ
Reference Signs List 10 input DC power supply 11 first switch circuit 12 second switch circuit 13 inductor 14 load 15 control circuit 16 input signal source 20 arithmetic circuit 40 PWM circuit 51 first drive circuit 52 second drive circuit 111 first high Side switch 112 First low side switch 121 Second high side switch 122 Second low side switch

Claims (10)

電源電圧Ｖｃが供給される、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含むスイッチ部と、
入力交流信号Ｖｉに対応させて、所定のオン，オフ期間比に設定された周期で前記スイッチ部を作動させて、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの接続点に接続された負荷を駆動するための制御部とを備え、
前記制御部は、
前記入力交流信号Ｖｉを入力し、その入力交流信号Ｖｉから所定の変調感度でパルス信号を生成し出力するパルス変調部と、
前記電源電圧Ｖｃからその直流電圧成分（Ｅｃ）を検出して、前記直流成分（Ｅｃ）に対する電源電圧値（Ｖｃ）の比（Ｖｃ／Ｅｃ）を前記変調感度に乗じるか、または、前記電源電圧値（Ｖｃ）に対する前記直流成分（Ｅｃ）の比（Ｅｃ／Ｖｃ）を前記入力交流信号Ｖｉに乗じる演算部と、
前記パルス信号に基づいて前記スイッチ部を駆動する駆動部と、
を有する、電力増幅装置。 A switch unit including a series circuit of a high-side switch and a low-side switch to which a power supply voltage Vc is supplied;
In order to drive the load connected to the connection point between the high-side switch and the low-side switch by operating the switch unit at a cycle set to a predetermined on / off period ratio in accordance with the input AC signal Vi. And a control unit of
The control unit includes:
A pulse modulator that receives the input AC signal Vi, generates and outputs a pulse signal with a predetermined modulation sensitivity from the input AC signal Vi,
The DC voltage component (Ec) is detected from the power supply voltage Vc, and the modulation sensitivity is multiplied by the ratio (Vc / Ec) of the power supply voltage value (Vc) to the DC component (Ec), or A calculation unit for multiplying the input AC signal Vi by a ratio (Ec / Vc) of the DC component (Ec) to a value (Vc);
A drive unit that drives the switch unit based on the pulse signal;
A power amplifying device comprising: 前記スイッチ部は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を２つ並列に接続したフルブリッジ構成であり、各直列回路中のハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点間に前記負荷を接続した請求項１記載の電力増幅装置。   The said switch part was the full bridge structure which connected two series circuits of the high side switch and the low side switch in parallel, and connected the said load between the connection points of the high side switch and the low side switch in each series circuit. 2. The power amplifying device according to 1. 前記直流電圧成分を制御可能な安定化電源部をさらに備え、該安定化電源部から前記電源電圧が供給される請求項１記載の電力増幅装置。   The power amplifying device according to claim 1, further comprising a stabilized power supply unit capable of controlling the DC voltage component, wherein the power supply voltage is supplied from the stabilized power supply unit. 前記安定化電源部は、前記電源電圧の直流成分を制御して、出力交流信号Ｖｏに対する前記入力交流信号Ｖｉの比である信号増幅率を調整する機能を備えた請求項３に記載の電力増幅装置。   4. The power amplifier according to claim 3, wherein the stabilized power supply unit has a function of controlling a DC component of the power supply voltage to adjust a signal amplification factor that is a ratio of the input AC signal Vi to an output AC signal Vo. apparatus. 前記演算部は、実質的に前記スイッチ部の両端に接続された、可変抵抗器を含む複数の抵抗器の直列回路と、前記可変抵抗器よりも低電位側に設けられた前記抵抗器間の第１の接続点に接続されたローパスフィルタとを有し、
前記パルス変調部は、前記可変抵抗器より低電位側に設けられた前記抵抗器間の第２の接続点の電位と前記第１の接続点の電位をそれぞれ入力し、前記第１の接続点と前記第２の接続点との電圧差を振幅とする三角波電圧を発生させる三角波電圧発生回路を有し、前記三角波電圧と前記入力交流信号を比較してパルス信号を生成し、
前記安定化電源部は、電源電圧の直流成分Ｅｃを制御するため、前記ローパスフィルタの出力電圧を制御する、請求項４記載の電力増幅装置。 The arithmetic unit is substantially connected to both ends of the switch unit, between a series circuit of a plurality of resistors including a variable resistor, and the resistor provided on a lower potential side than the variable resistor. A low-pass filter connected to the first connection point;
The pulse modulation unit inputs a potential of a second connection point and a potential of the first connection point between the resistors provided on the lower potential side of the variable resistor, and inputs the potential of the first connection point. A triangular wave voltage generating circuit that generates a triangular wave voltage having an amplitude equal to the voltage difference between the second connection point and the second connection point, and compares the triangular wave voltage with the input AC signal to generate a pulse signal;
The power amplifying device according to claim 4, wherein the stabilized power supply unit controls an output voltage of the low-pass filter to control a DC component Ec of a power supply voltage. 前記演算部は、前記比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を所定の電圧に乗じて出力し、
前記パルス変調部は、前記演算部の出力電圧を振幅とする三角波電圧Ｖｔを発生させる三角波電圧発生回路を有し、前記三角波電圧Ｖｔと前記入力交流信号Ｖｉとを比較して、パルス信号を生成する、請求項１に記載の電力増幅装置。 The arithmetic unit multiplies the ratio (Vc / Ec) by a predetermined voltage and outputs the product.
The pulse modulation unit includes a triangular wave voltage generation circuit that generates a triangular wave voltage Vt having an amplitude of the output voltage of the arithmetic unit, and generates a pulse signal by comparing the triangular wave voltage Vt with the input AC signal Vi. The power amplifying device according to claim 1, wherein 前記演算部は、
前記電源電圧Ｖｃに応じた第１の電流を発生する第１の電流源回路と、
前記第１の電流からローパスフィルタを介して得られる第２の電流を発生する第２の電流源回路と、
所定の電流を供給する定電流源回路と、
前記第１の電流がコレクタ電流として流れる第１のトランジスタと、
前記第２の電流がコレクタ電流として流れる第２のトランジスタと、
前記定電流がコレクタ電流として流れる第３のトランジスタと、
第４のトランジスタと、
を有し、
前記第１のトランジスタと前記第３のトランジスタとは、それぞれのベース−エミッタ電圧が加算されるように接続され、前記第２のトランジスタと前記第４のトランジスタとは、それぞれのベース−エミッタ電圧が加算されるように接続され、さらに両方の加算電圧が等しくなるように、それぞれのトランジスタが接続され、前記第４のトランジスタに流れるコレクタ電流に応じた電圧を出力する、請求項６記載の電力増幅装置。 The arithmetic unit includes:
A first current source circuit for generating a first current according to the power supply voltage Vc;
A second current source circuit for generating a second current obtained from the first current via a low-pass filter;
A constant current source circuit for supplying a predetermined current;
A first transistor through which the first current flows as a collector current;
A second transistor through which the second current flows as a collector current;
A third transistor in which the constant current flows as a collector current;
A fourth transistor;
Has,
The first transistor and the third transistor are connected so that respective base-emitter voltages are added, and the second transistor and the fourth transistor have respective base-emitter voltages that are different from each other. 7. The power amplifier according to claim 6, wherein the transistors are connected so as to be added, and the respective transistors are connected so that both added voltages become equal, and output a voltage corresponding to a collector current flowing through the fourth transistor. apparatus. 供給される電源電圧Ｖｃの直流成分電圧値Ｅｃに対する電源電圧Ｖｃの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）を乗じた変調感度で入力交流信号を変調して得られるパルス信号によって、スイッチが駆動される、電力増幅装置。   Power amplification in which a switch is driven by a pulse signal obtained by modulating an input AC signal with a modulation sensitivity obtained by multiplying a ratio (Vc / Ec) of a power supply voltage Vc to a DC component voltage value Ec of the supplied power supply voltage Vc. apparatus. 入力交流信号と三角波電圧との比較結果に応じたパルス信号によってスイッチが駆動され、電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃに対する電源電圧Ｖｃの比率（Ｖｃ／Ｅｃ）に所定の電圧を乗じた電圧を上記三角波電圧の振幅とする、請求項８記載の電力増幅装置。   The switch is driven by a pulse signal corresponding to the comparison result between the input AC signal and the triangular wave voltage, and a voltage obtained by multiplying a ratio (Vc / Ec) of the power supply voltage Vc to the DC voltage component Ec of the power supply voltage Vc by a predetermined voltage is applied to the switch. 9. The power amplifying device according to claim 8, wherein the amplitude of the triangular wave voltage is used. 供給される電源電圧Ｖｃに対する、その電源電圧Ｖｃの直流電圧成分Ｅｃの比率（Ｅｃ／Ｖｃ）を乗じた入力交流信号に応じたパルス信号によって、スイッチが駆動される電力増幅装置。
A power amplifier in which a switch is driven by a pulse signal corresponding to an input AC signal obtained by multiplying a ratio (Ec / Vc) of a DC voltage component Ec of the power supply voltage Vc to a supplied power supply voltage Vc.
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