JP2004173249A

JP2004173249A - Transmitter

Info

Publication number: JP2004173249A
Application number: JP2003360899A
Authority: JP
Inventors: Mitsuru Tanabe; 充田邊; Koichiro Tanaka; 宏一郎田中; Noriaki Saito; 典昭齊藤; Takaharu Saeki; 高晴佐伯; Yoshihisa Minami; 善久南
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-10-28
Filing date: 2003-10-21
Publication date: 2004-06-17

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a transmitter of an EER (envelope elimination and restoration) method with wide band and high efficiency. <P>SOLUTION: Amplitude components of a modulation signal are inputted in a power supply terminal of a high frequency power amplifier 130, an IQ quadrature signal is inputted in a high frequency input terminal of the high frequency power amplifier 130 and an original modulation signal is obtained from the output of the high frequency power amplifier 130. Collector voltage is supplied from a group 615 of DC-DC converters with successively different output voltage to an emitter follower 729 via a group 621 of switches. As for the collector voltage, efficiency of the emitter follower 729 is enhanced by reducing difference between emitter voltage of the emitter follower 729 and collector voltage of the emitter follower 729 by selecting any one output of DC-DC converters 616 to 620 by the group 621 of switches corresponding to the level of the amplitude components and giving the output to the emitter follower and a wide band operation is made possible by performing voltage conversion of power voltage of the high frequency power amplifier 130 by the emitter follower 729. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

本発明は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式に用いられる無線送信機に関するものである。 The present invention relates to a radio transmitter used in a communication system using subcarriers such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex).

一般に、電圧変換を伴う変調信号、特にＱＡＭ（直交電圧変換）などの多値変調を伴う変調信号においては、アンテナへ電力を送信するための高周波電力増幅器に線形動作が必要となる。そのため、高周波電力増幅器の動作級としてはＡ級あるいはＡＢ級などが用いられてきた。 In general, a modulated signal involving voltage conversion, particularly a modulated signal involving multi-level modulation such as QAM (quadrature voltage conversion) requires a high-frequency power amplifier for transmitting power to an antenna to perform a linear operation. For this reason, class A or class AB has been used as an operation class of the high-frequency power amplifier.

しかしながら、通信のブロードバンド化に伴い、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式が利用され始め、従来のＡ級、ＡＢ級の高周波電力増幅器では高効率化が期待できない。すなわち、ＯＦＤＭでは、サブキャリアの重ねあわせによって、瞬間的に、全くランダムに大きな電力が発生する。つまり、平均電力とその瞬間最大電力との比、ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きい。そのため、このような大きな電力を有する高周波信号も線形に増幅できるよう、常に大きな直流電力を保持している必要がある。Ａ級動作では電源効率が最大でも５０％しかなく、特にＯＦＤＭの場合は、ＰＡＰＲが大きいため電源効率は１０％程度となってしまう。 However, with the development of broadband communication, communication systems using subcarriers such as orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) have begun to be used, and higher efficiency is expected in conventional class A and class AB high frequency power amplifiers. Can not. That is, in the OFDM, large power is generated instantaneously and completely at random by superposition of subcarriers. That is, the ratio between the average power and the instantaneous maximum power, PAPR (Peak to Average Power Ratio), is large. Therefore, it is necessary to always maintain a large DC power so that a high-frequency signal having such a large power can also be linearly amplified. In class A operation, the power efficiency is only 50% at the maximum, and especially in the case of OFDM, the power efficiency is about 10% due to the large PAPR.

このため、例えば電源として電池を用いる携帯型の無線機では、連続使用可能時間が短くなり、実用上問題が生じる。 For this reason, for example, in a portable wireless device using a battery as a power supply, the continuous usable time is short, and a practical problem occurs.

このような課題を解決すべく、カーンの方法として知られる従来のＥＥＲ法（Envelope Elimination and Restoration）が提案されている（例えば、特許文献１参照。）
図６はＥＥＲ法の概略を表すブロック図である。図６において、端子４０に入力された高周波変調信号４６たとえばＱＡＭ信号は２分岐され、一方の分岐では、変調波４６が検波器４１で包絡線検波され、それによって振幅成分信号が生成される。電源電圧Ｖｄｄは電圧変換器（振幅成分を増幅するアンプ）４２によって電圧変換される。このとき、電圧変換器４２は高効率動作（〜９５％）が可能なＳ級アンプ（スイッチングレギュレータなど）が用いられる。他方の分岐では、変調波４６が、振幅制御増幅器（リミッタ４３）によって振幅制御され、それによって位相情報のみを有する変調波が得られる。位相情報をもった変調波は、スイッチ型アンプ４４のＲＦ入力端子に入力され、スイッチ型アンプ４４の構成要素であるたとえば電界効果型トランジスタのゲート電圧を変調する。 In order to solve such a problem, a conventional EER method (Envelope Elimination and Restoration) known as the Kahn method has been proposed (for example, see Patent Document 1).
FIG. 6 is a block diagram schematically showing the EER method. In FIG. 6, a high-frequency modulation signal 46, for example, a QAM signal input to a terminal 40 is branched into two. In one branch, the modulated wave 46 is envelope-detected by a detector 41, thereby generating an amplitude component signal. The power supply voltage Vdd is voltage-converted by a voltage converter (an amplifier for amplifying an amplitude component) 42. At this time, an S class amplifier (such as a switching regulator) capable of high-efficiency operation (up to 95%) is used as the voltage converter 42. In the other branch, the amplitude of the modulated wave 46 is controlled by the amplitude control amplifier (limiter 43), whereby a modulated wave having only phase information is obtained. The modulated wave having the phase information is input to the RF input terminal of the switch amplifier 44, and modulates the gate voltage of, for example, a field effect transistor, which is a component of the switch amplifier 44.

ここで、スイッチ型アンプとは、ドレイン電圧波形が矩形になるよう高調波制御されたＦ級アンプや、ドレイン電圧波形とドレイン電流波形が重ならないよう負荷条件を最適化したＥ級アンプやＤ級アンプをさす。 Here, the switch-type amplifier is a class F amplifier whose harmonics are controlled so that the drain voltage waveform becomes rectangular, a class E amplifier or a class D whose load conditions are optimized so that the drain voltage waveform and the drain current waveform do not overlap. Point to the amplifier.

従来のＡ級アンプでは、ドレイン電圧とドレイン電流とが同時に発生する期間が生じ、電力が消費される。一方、スイッチ型アンプ４４は、ドレイン電流とドレイン電圧とが同時に発生する期間をできるだけ小さくしているので、消費電力を抑制することができる。 In the conventional class A amplifier, a period occurs in which a drain voltage and a drain current are simultaneously generated, and power is consumed. On the other hand, the switch amplifier 44 minimizes the period during which the drain current and the drain voltage are simultaneously generated, so that the power consumption can be suppressed.

たとえば、２００ｍＡ、３ＶのＤＣ電力を供給したとすると、直流電力は６００ｍＷとなる。スイッチ型アンプ４４では、ＯＦＦ時には電流が流れず、電圧Ｖｄｄのみが印加されるため、直流消費電力は０である。一方、ＯＮ時には２００ｍＡの電流が流れるが、トランジスタは完全に導通しているため、ドレイン−ソース間電圧ＶＤＳは飽和電圧のせいぜい０．３Ｖ程度と仮定できる。この場合、０．３×０．２＝０．０６つまり６０ｍＷの直流電力がトランジスタの中で消費されたことになる。電源効率は実に（６００−６０）／６００＝９０％に達する。Ａ級アンプでは最大でも電源効率は５０％にしか達しないため、この効果は大きい。 For example, if DC power of 200 mA and 3 V is supplied, DC power is 600 mW. In the switch-type amplifier 44, no current flows at the time of OFF, and only the voltage Vdd is applied, so that the DC power consumption is zero. On the other hand, a current of 200 mA flows at the time of ON, but since the transistor is completely conducting, the drain-source voltage VDS can be assumed to be about 0.3 V at most of the saturation voltage. In this case, 0.3 × 0.2 = 0.06, that is, 60 mW of DC power is consumed in the transistor. The power efficiency indeed reaches (600-60) / 600 = 90%. This effect is significant because the power efficiency of the class A amplifier reaches only 50% at the maximum.

すなわち、スイッチ型アンプを用いることにより、高い電源効率が実現される。しかしながら、スイッチ型アンプは非線形アンプなため、ＱＡＭ信号のように変調波の振幅レベルが変化する変調信号では、線形に信号を増幅する必要があるため、スイッチ型アンプを用いることはできない。 That is, high power efficiency is realized by using the switch-type amplifier. However, since the switch-type amplifier is a non-linear amplifier, it is necessary to linearly amplify a modulated signal such as a QAM signal in which the amplitude level of a modulated wave changes, so that a switch-type amplifier cannot be used.

この問題を解決するため、ＥＥＲ法では振幅情報を含む信号を、振幅成分と位相成分に分離し、スイッチ型アンプでは位相成分のみを増幅させる。ここで振幅成分をスイッチ型アンプの電源端子に入力すれば、振幅成分に比例した出力電力が得られるため、結果的に元の振幅情報を含む信号が再生させる。 In order to solve this problem, the EER method separates a signal containing amplitude information into an amplitude component and a phase component, and a switch amplifier amplifies only the phase component. Here, if the amplitude component is input to the power supply terminal of the switch-type amplifier, an output power proportional to the amplitude component can be obtained. As a result, a signal including the original amplitude information is reproduced.

このような構成をとることにより、スイッチ型アンプなどの非線形ではあるが高効率なアンプを用いることができるため、高効率化が可能となる。
米国特許第６２５６４８２Ｂ１（図面３ページ、図６） With such a configuration, a non-linear but high-efficiency amplifier such as a switch-type amplifier can be used, so that high efficiency can be achieved.
U.S. Pat. No. 6,256,482 B1 (3 page drawing, FIG. 6)

しかしながら、振幅成分を変調する電圧変換器４２、たとえばスイッチングレギュレータ）の帯域がせいぜい５ＭＨｚであることから、たとえば、無線ＬＡＮの規格である、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の変調波帯域幅２０ＭＨｚで従来技術のＥＥＲ法を使用することができない。 However, since the bandwidth of the voltage converter 42 that modulates the amplitude component, for example, a switching regulator) is at most 5 MHz, for example, a modulation wave bandwidth of 20 MHz according to the IEEE802.11a standard, which is a wireless LAN standard, and a conventional EER The law cannot be used.

帯域を広げるには、電圧変換器４２の出力に内蔵された低域通過フィルタのインダクタンスを小さくする必要がある。ところが、インダクタンスのＱ値が下がるため、インダクタンスによって消費される熱量が無視できなくなり、電圧変換器４２の効率が低下する。また雑音も増加する。 To widen the band, it is necessary to reduce the inductance of the low-pass filter built into the output of the voltage converter 42. However, since the Q value of the inductance decreases, the amount of heat consumed by the inductance cannot be ignored, and the efficiency of the voltage converter 42 decreases. Also, noise increases.

また電圧変換器４２としてシリーズレギュレータを用いた場合、その電圧変換量（電源電圧と振幅成分電圧の差）と高周波電力増幅器のドレイン電流の積が消費電力となる。ＯＦＤＭでは振幅成分の電圧の平均値は電源電圧の半分以下であるため、この場合も高効率化が望めない。 When a series regulator is used as the voltage converter 42, the power consumption is the product of the voltage conversion amount (difference between the power supply voltage and the amplitude component voltage) and the drain current of the high-frequency power amplifier. In OFDM, the average value of the voltage of the amplitude component is equal to or less than half of the power supply voltage.

したがって、本発明の目的は、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる送信機を提供することである。 Therefore, an object of the present invention is to provide a transmitter capable of realizing a wideband EER method without reducing efficiency.

上記の課題を解決するため、第１の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、位相振幅分離手段で分離された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、位相成分を高周波入力端子に入力し、リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。 In order to solve the above-mentioned problem, a transmitter according to a first aspect of the present invention includes a modulation signal generating means for generating a modulation signal, and a phase and amplitude component for separating the modulation signal generated by the modulation signal generation means into a phase component and an amplitude component. Separating means, amplitude slicing means for slicing the amplitude components separated by the phase and amplitude separating means at a plurality of voltage levels different from each other, and a plurality of switching regulators for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values step by step A switch group for selecting any one of output voltages of the plurality of switching regulators, a switch driver for selectively turning on each switch of the switch group according to slice data of an amplitude component sliced by the amplitude slicing means, and a switch. The output voltage of any of the switching regulators selected by the group is used as the A linear voltage converting means for converting, a phase component is input to a high frequency input terminal, an amplitude component obtained by voltage conversion by the linear voltage converting means is input to a power supply terminal, and as a result, a modulated wave whose amplitude and phase are multiplied is output. And a high-frequency power amplifier.

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧としてリニア電圧変換手段が振幅成分を電圧変換する構成を採用している。そのため、リニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。 According to this configuration, a plurality of switching regulators for converting the power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner are provided, the switching regulator is selected according to the level of the amplitude component, and the output voltage of the selected switching regulator is output. A configuration is adopted in which the linear voltage converter converts the amplitude component into a voltage as the power supply voltage. Therefore, the voltage drop by the linear voltage converter can be suppressed to be small, and the loss due to the switching regulator can be reduced, and the power loss due to the linear voltage converter can be suppressed to be small. In addition, since a linear voltage converter is used for voltage conversion, and a low-pass filter does not need to be used for an output unit, a wider band can be achieved. Therefore, a wideband EER method can be realized without lowering the efficiency.

第２の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、位相振幅分離手段で分離された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、振幅成分を複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、位相成分を高周波入力端子に入力し、複数のリニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a transmitter that generates a modulation signal, a phase / amplitude separation unit that separates a modulation signal generated by the modulation signal generation unit into a phase component and an amplitude component, and a phase / amplitude separation unit. Amplitude slicing means for slicing the amplitude components separated by a plurality of voltage levels stepwise, a plurality of switching regulators stepwise converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values, and outputs of the plurality of switching regulators A plurality of linear voltage converting means for converting an amplitude component into a voltage using each voltage as a power supply voltage; a group of switches for transmitting the amplitude component to the plurality of linear voltage converting means; and a switch in accordance with slice data of the amplitude component sliced by the amplitude slicing means. A switch driver that selectively turns on each switch in the group, and the phase component is input to the high-frequency input terminal , And a high frequency power amplifier inputs the voltage transformed amplitude component to a power supply terminal, and outputs a modulated wave resulting amplitude and phase is multiplied by a plurality of linear voltage converting means.

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として複数のリニア電圧変換手段が振幅成分をそれぞれ電圧変換するとともに、振幅成分のレベルに応じて複数のリニア電圧変換手段の何れかを選択的に有効としている。そのため、電圧変換を行うときのリニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。また、スイッチングレギュレータと高周波電力増幅器との間にリニア電圧変換手段が入るのみで、スイッチ手段はその経路から外しているため、第１の発明の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。 According to this configuration, a plurality of switching regulators for converting the power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner are provided, and the output voltages of the plurality of switching regulators are used as the power supply voltage, and the plurality of linear voltage conversion means respectively convert the amplitude components. In addition to the voltage conversion, one of the plurality of linear voltage conversion means is selectively enabled according to the level of the amplitude component. Therefore, it is possible to reduce the voltage drop due to the linear voltage conversion unit when performing the voltage conversion, and to reduce the loss due to the switching regulator and the power loss due to the linear voltage conversion unit. In addition, since a linear voltage converter is used for voltage conversion, and a low-pass filter does not need to be used for an output unit, a wider band can be achieved. Therefore, a wideband EER method can be realized without lowering the efficiency. Further, since only the linear voltage converting means enters between the switching regulator and the high-frequency power amplifier and the switching means is removed from the path, the power loss can be further reduced as compared with the configuration of the first invention. it can.

上記第１または第２の発明の送信機においては、位相振幅分離手段の位相成分の出力端と高周波電力増幅器の入力端との間に周波数変換手段を有していてもよい。 In the transmitter according to the first or second aspect of the present invention, the transmitter may have a frequency converter between the output terminal of the phase component of the phase and amplitude separator and the input terminal of the high-frequency power amplifier.

この構成によれば、以下のような作用効果を有する。位相振幅分離手段の帯域はせいぜい数百ＭＨｚであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合、これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできる。 According to this configuration, the following operation and effect can be obtained. Since the band of the phase / amplitude separating means is at most several hundred MHz, when the carrier wave exceeds GHz, it cannot be processed. However, by using a frequency converting means such as a quadrature modulator, it can be easily processed. Carrier frequency can be up-converted.

上記第１または第２の発明の送信機においては、高周波電力増幅器の出力端に設けられて高周波出力電力をフィードバックするフィードバック手段と、フィードバック手段の信号を基に位相と振幅のタイミングずれを校正するための第１の校正信号を発生する第１のタイミング校正手段と、第１のタイミング校正手段からの第１の校正信号を受け、位相振幅分離手段から出力される振幅成分と位相成分のタイミングを補正する第１のタイミング補正手段とが付加されることが好ましい。 In the transmitter according to the first or second aspect of the present invention, a feedback unit provided at an output end of the high-frequency power amplifier for feeding back the high-frequency output power, and a timing shift between the phase and the amplitude is calibrated based on a signal from the feedback unit. Timing calibration means for generating a first calibration signal for receiving the first calibration signal from the first timing calibration means, and determining the timing of the amplitude component and the phase component output from the phase / amplitude separation means. It is preferable to add a first timing correcting means for correcting.

この構成によれば、以下のような作用効果を有する。位相成分と振幅成分のタイミングが、各変調波成分の入力から高周波電力増幅器の出力にいたるまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない。ところが、フィードバック手段とタイミング校正手段とタイミング補正手段とを設けたことにより、正確に位相成分と、電圧変換波成分のタイミングを補正でき、高周波電力増幅器出力で正しい変調波が形成できる。 According to this configuration, the following operation and effect can be obtained. If the timing of the phase component and the amplitude component deviates due to the delay due to the layout from the input of each modulated wave component to the output of the high-frequency power amplifier, or the delay due to the wiring length or parasitic component of the transistor, the correct modulation at the high-frequency power amplifier output Waves cannot be formed. However, the provision of the feedback means, the timing correction means, and the timing correction means makes it possible to accurately correct the timing of the phase component and the voltage-converted wave component, and to form a correct modulated wave at the output of the high-frequency power amplifier.

上記第１または第２の発明の送信機においては、スイッチングレギュレータの出力端とリニア電圧変換手段の電源電圧入力端との間に設けられてスイッチングレギュレータの出力電圧を検出する第１の電圧検出手段と、リニア電圧変換手段の振幅成分入力端子に設けられて、振幅成分の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、第１および第２の電圧検出手段から得られた電圧振幅データとにより、振幅成分とスライスデータのタイミングずれを校正するための第２の校正信号を出力する第２のタイミング校正手段と、第２のタイミング校正手段からの第２の校正信号を受け振幅成分とスライスデータのタイミングを補正する第２のタイミング補正手段とが付加されていることが好ましい。 In the transmitter according to the first or second aspect, the first voltage detecting means provided between the output terminal of the switching regulator and the power supply voltage input terminal of the linear voltage converting means for detecting the output voltage of the switching regulator. And second voltage detecting means provided at the amplitude component input terminal of the linear voltage converting means for detecting the voltage of the amplitude component, and voltage amplitude data obtained from the first and second voltage detecting means. A second timing calibrator for outputting a second calibration signal for calibrating a timing deviation between the amplitude component and the slice data; and a second calibration signal from the second timing calibrator receiving the second calibration signal from the second component. Preferably, a second timing correction means for correcting timing is added.

この構成によれば、以下のような作用効果を有する。振幅スライスデータと振幅成分のタイミングが、振幅スライスデータと振幅成分の各入力から高周波電力増幅器の出力に至るまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、スライスデータによって駆動されたスイッチによって導通されたスイッチングレギュレータ出力と振幅成分の値がずれ、リニア電圧変換手段で不必要に大きな電圧ドロップが生じ電源効率が低下するかあるいはリニア電圧変換手段がオフしてしまう。ところが、第１および第２の電圧検出手段と第２のタイミング校正手段と第２のタイミング補正手段とを設けたことにより、正確に振幅スライスデータと振幅成分のタイミングを補正でき、理想的な電源効率を実現できる。 According to this configuration, the following operation and effect can be obtained. If the timing of the amplitude slice data and the amplitude component is shifted due to the delay due to the layout from the input of the amplitude slice data and the amplitude component to the output of the high-frequency power amplifier, or the delay due to the wiring length of the transistor or the parasitic component, the slice data causes The output of the switching regulator turned on by the driven switch deviates from the value of the amplitude component, and an unnecessarily large voltage drop occurs in the linear voltage conversion means, thereby reducing power supply efficiency or turning off the linear voltage conversion means. However, by providing the first and second voltage detecting means, the second timing calibrating means, and the second timing correcting means, it is possible to accurately correct the timing of the amplitude slice data and the amplitude component, and to provide an ideal power supply. Efficiency can be realized.

上記第１または第２の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段が例えばエミッタフォロワで構成される。 In the transmitter according to the first or second aspect, the linear voltage conversion means is constituted by, for example, an emitter follower.

この構成によれば、振幅成分を、それよりＰ−Ｎ接合のビルトインポテンシャルで決定されるエミッタ−ベース間電圧の一定の電圧レベル（たとえば０．７Ｖ）だけ低い電圧に変換し、またフィードバックループを持たないため、ループによる帯域制限もなく、構成が簡単になる。 According to this configuration, the amplitude component is converted to a voltage lower by a certain voltage level (for example, 0.7 V) of the emitter-base voltage determined by the built-in potential of the PN junction, and a feedback loop is formed. Since it is not provided, there is no band limitation by the loop, and the configuration is simplified.

上記第１または第２の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段がリニアレギュレータで構成される場合もある。 In the transmitter according to the first or second aspect, the linear voltage converter may be constituted by a linear regulator.

この構成によれば、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分を電圧変換することができる。 According to this configuration, the voltage level can be accurately controlled by the feedback loop, and the amplitude component can be correctly converted into a voltage.

上記第１または第２の発明の送信機においては、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をエミッタフォロワの入力に接続し、エミッタフォロワの出力を演算増幅器に負帰還する構成とすることが好ましい。 In the transmitter according to the first or second aspect, the amplitude component is input to the operational amplifier, the output of the operational amplifier is connected to the input of the emitter follower, and the output of the emitter follower is negatively fed back to the operational amplifier. Is preferred.

この構成によれば、エミッタフォロワの非線形性、温度特性を補償し、振幅成分を正しく高周波電力増幅器に伝えることができる。 According to this configuration, the nonlinearity and the temperature characteristic of the emitter follower can be compensated, and the amplitude component can be correctly transmitted to the high-frequency power amplifier.

上記第１または第２の発明の送信機においては、エミッタフォロワをプッシュプル回路で構成し、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をプッシュプル回路の入力に接続し、プッシュプル回路の出力を演算増幅器に負帰還するようにしてもよい。 In the transmitter according to the first or second aspect, the emitter follower is constituted by a push-pull circuit, the amplitude component is input to the operational amplifier, and the output of the operational amplifier is connected to the input of the push-pull circuit. May be negatively fed back to the operational amplifier.

この構成によれば、エミッタフォロワの非線形性、温度特性を補償し、演算増幅器の過渡特性で、電圧が演算増幅器に与えられる正の電源電圧あるいは負の電源電圧でホールドされることを防ぎ、振幅成分を正しく高周波電力増幅器に伝えることができる。 According to this configuration, the non-linearity and temperature characteristics of the emitter follower are compensated, and the transient characteristics of the operational amplifier prevent the voltage from being held at the positive power supply voltage or the negative power supply voltage applied to the operational amplifier, and the amplitude is reduced. The component can be correctly transmitted to the high frequency power amplifier.

第３の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、振幅抽出手段で抽出された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a transmitter that generates a modulation signal, an amplitude extraction unit that extracts an amplitude component from the modulation signal generated by the modulation signal generation unit, and an amplitude component that is extracted by the amplitude extraction unit. Amplitude slicing means for slicing the power supply voltage stepwise at a plurality of different voltage levels, a plurality of switching regulators for converting a power supply voltage to a plurality of voltages having different values stepwise, and any one of output voltages of the plurality of switching regulators , A switch driver for selectively turning on each switch of the switch group according to the slice data of the amplitude component sliced by the amplitude slicing means, and an output voltage of one of the switching regulators selected by the switch group. Linear voltage conversion means for converting the amplitude component as a power supply voltage, and the modulation signal Input to a high frequency input terminal, the apply voltage transformed amplitude component to the power supply terminal by a linear voltage converting means, and a high-frequency power amplifier for outputting a modulated wave as a result.

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、振幅成分のレベルに応じてスイッチングレギュレータを選択し、選択されたスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧としてリニア電圧変換手段が振幅成分を電圧変換することにより電圧変換を行う構成を採用している。そのため、電圧変換を行うときのリニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。 According to this configuration, a plurality of switching regulators for converting the power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner are provided, the switching regulator is selected according to the level of the amplitude component, and the output voltage of the selected switching regulator is output. The voltage conversion is performed by the linear voltage conversion means converting the amplitude component as the power supply voltage. Therefore, it is possible to reduce the voltage drop due to the linear voltage conversion unit when performing the voltage conversion, and to reduce the loss due to the switching regulator and the power loss due to the linear voltage conversion unit. In addition, since a linear voltage converter is used for voltage conversion, and a low-pass filter does not need to be used for an output unit, a wider band can be achieved. Therefore, a wideband EER method can be realized without lowering the efficiency.

さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いる場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下が、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。 Further, since the modulation signal is used as it is instead of the phase component, it is possible to avoid deterioration of the modulation accuracy (ErrorVectorMagnitude: EVM) which cannot be avoided in the EER method in which the amplitude and phase components are separated. That is, when the phase component is used, the phase component is filtered to the extent permitted by the band of the digital-to-analog converter and to such an extent that the EVM is not affected. When the phase component was combined with the amplitude component at the output of the amplifier, the EVM was significantly deteriorated. In addition, since the required bandwidth of the modulated signal is about 1/6 smaller than the phase component separated from the modulated signal, the bandwidth of a digital-to-analog converter or an anti-alias filter that suppresses spurious components generated by the digital-to-analog conversion is used. Can be narrowed. This is advantageous for reducing the power consumption of the digital-to-analog converter and for reducing the size and cost of the inductor used for the filter.

また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性（出力電力中の入力電力からの漏れの割合）が良くない場合、期待されるレベルよりも高い電力が出力され、振幅成分と掛け合わされた結果、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）。ところが、本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できる。 Further, in the conventional EER method, even when peak power is input, an input level enough to saturate the high-frequency power amplifier is injected. Therefore, the isolation characteristic (output) when the high-frequency power amplifier is OFF (amplitude component 0) is set. If the ratio of the leakage from the input power in the power is not good, power higher than the expected level is output, and as a result of being multiplied by the amplitude component, a correct modulated wave cannot be formed at the output of the high-frequency power amplifier (EVM performance). Degradation). However, in this configuration, when the high-frequency power amplifier is OFF (amplitude component 0), the power input to the high-frequency power amplifier is also 0, so that a correct modulated wave can be output at the high-frequency power amplifier output without depending on the isolation characteristics. Can be formed.

第２の発明の送信機は、変調信号を発生する変調信号発生手段と、変調信号発生手段により発生された変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、振幅抽出手段で抽出された振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、振幅信号を複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えている。 According to a second aspect of the present invention, there is provided a transmitter that generates a modulation signal, an amplitude extraction unit that extracts an amplitude component from the modulation signal generated by the modulation signal generation unit, and an amplitude component that is extracted by the amplitude extraction unit. Amplitude slicing means for slicing the power supply voltage stepwise at a plurality of different voltage levels, a plurality of switching regulators for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values stepwise, and an output voltage of the plurality of switching regulators as a power supply voltage. A plurality of linear voltage converting means for converting the amplitude component into a voltage, a group of switches for transmitting the amplitude signal to the plurality of linear voltage converting means, and selecting each switch of the switch group according to the slice data of the amplitude component sliced by the amplitude slicing means A switch driver for electrically conducting the signal and the modulation signal to a high frequency input terminal, And a high frequency power amplifier inputs the voltage transformed amplitude component to a power supply terminal, and outputs the modulated wave as a result by the pressure transducer means.

この構成によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータを設け、複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として複数のリニア電圧変換手段が振幅成分をそれぞれ電圧変換することにより電圧変換を行うとともに、振幅成分のレベルに応じて複数のリニア電圧変換手段の何れかを選択的に有効としている。そのため、電圧変換を行うときのリニア電圧変換手段による電圧ドロップを少なく抑えることができ、スイッチングレギュレータによる損失が少ないうえ、リニア電圧変換手段による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にリニア電圧変換手段を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。また、スイッチングレギュレータと高周波電力増幅器との間にリニア電圧変換手段が入るのみで、スイッチ手段はその経路から外しているため、第３の発明の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。 According to this configuration, a plurality of switching regulators for converting the power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner are provided, and the output voltages of the plurality of switching regulators are used as the power supply voltage, and the plurality of linear voltage conversion means respectively convert the amplitude components. The voltage conversion is performed by voltage conversion, and any one of the plurality of linear voltage conversion means is selectively enabled according to the level of the amplitude component. Therefore, it is possible to reduce the voltage drop due to the linear voltage conversion unit when performing the voltage conversion, and to reduce the loss due to the switching regulator and the power loss due to the linear voltage conversion unit. In addition, since a linear voltage converter is used for voltage conversion, and a low-pass filter does not need to be used for an output unit, a wider band can be achieved. Therefore, a wideband EER method can be realized without lowering the efficiency. Also, since only the linear voltage conversion means is inserted between the switching regulator and the high-frequency power amplifier and the switching means is removed from the path, the power loss can be further reduced as compared with the configuration of the third invention. it can.

さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いる場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的なレベル低下は、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせる。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、フィルタに用いるインダクタの小型化や低コスト化に有利である。 Further, since the modulation signal is used as it is instead of the phase component, it is possible to avoid deterioration of the modulation accuracy (ErrorVectorMagnitude: EVM) which cannot be avoided in the EER method in which the amplitude and phase components are separated. That is, when the phase component is used, the phase component is filtered to the extent permitted by the band of the digital-to-analog converter and to the extent that the EVM is not affected. Significant degradation of the EVM occurs when the phase component is combined with the amplitude component at the output of the amplifier. In addition, since the required bandwidth of the modulated signal is about 1/6 smaller than the phase component separated from the modulated signal, the bandwidth of a digital-to-analog converter or an anti-alias filter that suppresses spurious components generated by the digital-to-analog conversion is used. Can be narrowed. This is advantageous for reducing the power consumption of the digital-to-analog converter and for reducing the size and cost of the inductor used for the filter.

また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性が良くない場合、期待されるレベルよりも高い電力が出力され、振幅成分と掛け合わされた結果、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できない（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）が、本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、高周波電力増幅器出力で正しい変調波を形成できる。 Further, in the conventional EER method, even when peak power is input, the input level sufficient to saturate the high-frequency power amplifier is injected, so that the isolation characteristics when the high-frequency power amplifier is OFF (amplitude component 0) are good. If not, power higher than the expected level is output and multiplied by the amplitude component, and as a result, a correct modulated wave cannot be formed at the output of the high-frequency power amplifier (degradation of EVM performance has been caused). When the high-frequency power amplifier is OFF (amplitude component 0), the power input to the high-frequency power amplifier is also 0, so that a correct modulated wave can be formed at the output of the high-frequency power amplifier without depending on the isolation characteristics.

第３または第４の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段が例えばエミッタフォロワで構成される。 In the transmitter according to the third or fourth invention, the linear voltage conversion means is constituted by, for example, an emitter follower.

第３または第４の発明の送信機においては、リニア電圧変換手段がリニアレギュレータで構成される場合もある。 In the transmitter according to the third or fourth invention, the linear voltage conversion means may be constituted by a linear regulator.

この構成によれば、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分をレベル変換することができる。 According to this configuration, the voltage level can be accurately controlled by the feedback loop, and the level of the amplitude component can be correctly converted.

上記第３または第４の発明の送信機においては、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をエミッタフォロワの入力に接続し、エミッタフォロワの出力を演算増幅器に負帰還する構成とすることが好ましい。 In the transmitter according to the third or fourth aspect, the amplitude component is input to the operational amplifier, the output of the operational amplifier is connected to the input of the emitter follower, and the output of the emitter follower is negatively fed back to the operational amplifier. Is preferred.

上記第３または第４の発明の送信機においては、エミッタフォロワをプッシュプル回路で構成し、振幅成分を演算増幅器に入力し、演算増幅器の出力をプッシュプル回路の入力に接続し、プッシュプル回路の出力を演算増幅器に負帰還するようにしてもよい。 In the transmitter according to the third or fourth aspect, the emitter follower is constituted by a push-pull circuit, the amplitude component is input to the operational amplifier, and the output of the operational amplifier is connected to the input of the push-pull circuit. May be negatively fed back to the operational amplifier.

以上、詳細に説明したように本発明によれば、高周波電力増幅器をスイッチ型として動作させることができるＥＥＲ法において広帯域でかつ高効率な動作を可能とする。 As described above in detail, according to the present invention, a wideband and highly efficient operation can be performed in the EER method in which the high-frequency power amplifier can be operated as a switch type.

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（実施の形態１）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態１について説明する。本実施の形態では、広帯域変調信号を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムを例にあげて説明する。無線ＬＡＮシステムでは、直交する５２本のサブキャリアのそれぞれに６４ＱＡＭの変調を掛け、これを足し合わせて変調信号を得る。５２本のサブキャリアは、それぞれ３１２．５ｋＨｚ分離しており、５２×３１２．５＝１６．２５ＭＨｚを占有する。 (Embodiment 1)
Hereinafter, Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, a wireless LAN system using the IEEE 802.11a standard using a wideband modulated signal will be described as an example. In the wireless LAN system, modulation of 64 QAM is applied to each of the 52 orthogonal subcarriers, and the sum is added to obtain a modulated signal. The 52 subcarriers are separated by 312.5 kHz, and occupy 52 × 312.5 = 16.25 MHz.

図１はＥＥＲ法を実現する本発明の実施の形態１による送信機の回路図を示している。この送信機は、図１に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段１１１と、位相振幅分離手段１１２と、振幅スライス手段１１３と、スイッチングレギュレータ群１１５と、スイッチ群１２１と、スイッチドライバ１１４と、直交変調器１２８と、シリーズレュレータ１２９と、スイッチ型の高周波電力増幅器１３０とで構成されている。 FIG. 1 is a circuit diagram of a transmitter according to a first embodiment of the present invention that implements the EER method. As shown in FIG. 1, the transmitter includes an OFDM signal generation unit 111, a phase / amplitude separation unit 112, an amplitude slicing unit 113, a switching regulator group 115, a switch group 121, a switch driver 114, a quadrature modulation , A series regulator 129, and a switch type high frequency power amplifier 130.

上記のＯＦＤＭ信号生成手段１１１は、ＯＦＤＭ信号を生成するもので、変調信号を発生する変調信号発生手段に相当する。 The above-mentioned OFDM signal generation unit 111 generates an OFDM signal, and corresponds to a modulation signal generation unit that generates a modulation signal.

位相振幅分離手段１１２は、例えば５Ｖの電源電圧を入力として、ＯＦＤＭ信号生成手段１１１により生成されたＯＦＤＭ信号を位相成分と振幅成分とに分離する。 The phase / amplitude separating means 112 receives, for example, a power supply voltage of 5 V as an input and separates the OFDM signal generated by the OFDM signal generating means 111 into a phase component and an amplitude component.

振幅スライス手段１１３は、位相振幅分離手段１１２で分離された振幅成分を段階的に異なる適当な複数の電圧レベルでスライスする。この電圧レベルとしては、例えば、０．５Ｖ、１．０Ｖ、１．５Ｖ、２．０Ｖ、２．５Ｖが設定される。図１には、振幅スライス手段１１３へ入力される振幅成分、つまり源信号と、振幅スライス手段１１３の出力信号、つまりスライス信号とが示されている。 The amplitude slicing means 113 slices the amplitude component separated by the phase / amplitude separating means 112 at a plurality of appropriate voltage levels that differ stepwise. As this voltage level, for example, 0.5 V, 1.0 V, 1.5 V, 2.0 V, and 2.5 V are set. FIG. 1 shows an amplitude component input to the amplitude slicing means 113, that is, a source signal, and an output signal of the amplitude slicing means 113, that is, a slice signal.

ここで、図１に示されている源信号とスライス信号の関係について説明する。振幅スライス手段１１３は、図１のように振幅成分のレベルを検出し、そのレベルに対してあらかじめ設定された電圧レベルとの比較を行い、図１のように振幅成分をスライスする。 Here, the relationship between the source signal and the slice signal shown in FIG. 1 will be described. The amplitude slicing means 113 detects the level of the amplitude component as shown in FIG. 1, compares the level with a preset voltage level, and slices the amplitude component as shown in FIG.

振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分が０．５Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖならば１Ｖに丸め込み、１Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖなら１．５Ｖに丸め込むなど、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。図では計７つのレベルが存在するため、これを３ビットのデータに割り当て、３ビットのスライスデータがスイッチドライバ１１４に出力される。 The method of the amplitude slicing is as follows. For example, if the amplitude component is 0.5V <amplitude component ≦ 1.0V, it is rounded to 1V, and if 1V <amplitude component ≦ 1.5V, it is rounded to 1.5V. Round levels. In the figure, since there are a total of seven levels, these are assigned to 3-bit data, and 3-bit slice data is output to the switch driver 114.

スイッチングレギュレータ群１１５は、例えば３Ｖの電源電圧を入力とする複数、例えば４個のスイッチングレギュレータ、つまり４個のＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０からなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は、それぞれ３Ｖの電圧を２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧に変換する。 The switching regulator group 115 includes a plurality of, for example, four switching regulators to which a power supply voltage of, for example, 3 V is input, that is, four DC-DC converters 116 to 120. The DC-DC converters 116 to 120 convert the power supply voltage stepwise into a plurality of voltages having different values. Specifically, the DC-DC converters 116 to 120 convert a voltage of 3V into respective voltages of 2.5V, 2.0V, 1.5V, 1.0V, and 0.5V.

スイッチ群１２１は、何れか１個が選択的に導通する例えば５個のスイッチ１２２〜１２７からなり、３Ｖの電源電圧と、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力電圧である２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧の何れか一つを選択する。なお、スイッチ１２２〜１２７は、例えばＭＯＳトランジスタで構成される。 The switch group 121 includes, for example, five switches 122 to 127, one of which is selectively conductive. The switch group 121 has a power supply voltage of 3V, 2.5V which is an output voltage of the plurality of DC-DC converters 116 to 120, One of the voltages of 2.0 V, 1.5 V, 1.0 V, and 0.5 V is selected. Note that the switches 122 to 127 are configured by, for example, MOS transistors.

スイッチドライバ１１４は、振幅スライス手段１１３によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群１２１の各スイッチ１２２〜１２７を選択的に導通させる。 The switch driver 114 selectively turns on each of the switches 122 to 127 of the switch group 121 according to the slice data of the amplitude component sliced by the amplitude slicing means 113.

直交変調器１２８は、位相振幅分離手段１１２から出力される位相成分（直交成分（Quadrature）および同相成分(In-phase) ）を高周波信号に変換するもので、周波数変換手段に相当する。 The quadrature modulator 128 converts a phase component (quadrature component and in-phase component) output from the phase / amplitude separating means 112 into a high-frequency signal, and corresponds to a frequency converting means.

シリーズレギュレータ（リニアレギュレータ）１２９は、スイッチ群１２１により選択された３Ｖの電源電圧もしくは何れかのＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力電圧を電源電圧としてＯＦＤＭ信号の振幅成分を電圧変換するもので、リニア電圧変換手段に相当する。 The series regulator (linear regulator) 129 converts the amplitude component of the OFDM signal into a voltage using the 3V power supply voltage selected by the switch group 121 or the output voltage of any of the DC-DC converters 116 to 120 as a power supply voltage. It corresponds to linear voltage conversion means.

高周波電力増幅器（ＰＡ）１３０は、スイッチ型であって、直交変調器１２８から入力される高周波信号（位相成分を高周波変換したもの）を高周波入力端子に入力し、シリーズレュレータ１２９によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として位相および振幅がともに変調された、つまり振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する。 The high-frequency power amplifier (PA) 130 is of a switch type, inputs a high-frequency signal (a phase component of which has been subjected to high-frequency conversion) input from the quadrature modulator 128 to a high-frequency input terminal, and is voltage-converted by the series regulator 129. The amplitude component is input to a power supply terminal, and as a result, a modulated wave in which both the phase and the amplitude are modulated, that is, the amplitude and the phase are multiplied is output.

以下動作について説明する、本実施の形態では、電源電圧３Ｖのシステムを仮定している。 The operation will be described below. In the present embodiment, a system with a power supply voltage of 3 V is assumed.

ＯＦＤＭ信号生成手段１１１によって作成されたＯＦＤＭ信号は、位相振幅分離手段１１２によって振幅成分と位相成分とに分離されて出力される。出力された振幅成分を基に、振幅スライス手段１１３は、スイッチ群１２１の各スイッチ１２２〜１２７のオン／オフをドライブするためのドライブ情報を生成する。ドライブ情報を以下スライスデータと呼ぶ。 The OFDM signal generated by the OFDM signal generation unit 111 is separated into an amplitude component and a phase component by a phase / amplitude separation unit 112 and output. Based on the output amplitude component, the amplitude slicing means 113 generates drive information for driving on / off of each of the switches 122 to 127 of the switch group 121. The drive information is hereinafter referred to as slice data.

振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分が
０Ｖ＜振幅成分≦０．５Ｖ
ならば０．５Ｖに丸め込み、
０．５Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖ
ならば１．０Ｖに丸め込み、
１．０Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖ
ならば１．５Ｖに丸め込み、
１．５Ｖ＜振幅成分≦２．０Ｖ
ならば２．０Ｖに丸め込み、
２．０Ｖ＜振幅成分≦２．５Ｖ
ならば２．５Ｖに丸め込み、
２．５Ｖ＜振幅成分≦３．０Ｖ
ならば３．０Ｖに丸め込むというように、振幅成分が包含されるしきい値範囲を検出し、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。 The method of amplitude slicing is, for example, that the amplitude component is 0 V <the amplitude component ≦ 0.5 V
Then round it to 0.5V,
0.5V <amplitude component ≦ 1.0V
Then round it to 1.0V,
1.0V <amplitude component ≦ 1.5V
Then round it to 1.5V,
1.5V <amplitude component ≦ 2.0V
Then round it to 2.0V,
2.0V <amplitude component ≦ 2.5V
Then round to 2.5V,
2.5V <amplitude component ≦ 3.0V
Then, a threshold range in which the amplitude component is included is detected, such as rounding to 3.0 V, and the level is rounded to the maximum value of the included range.

丸め込みは、次のようにして行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は丸め込まれる電圧レベルと同じ出力電圧（２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖ）が出力されるよう用意される。振幅成分のレベルに従い、振幅スライス手段１１３がスイッチドライバ１１４にどのＤＣ−ＤＣコンバータ（１１６，１１７，１１８，１１９または１２０）の出力をアクティブにするかの情報を与える。与えられた情報に従い、スイッチドライバ１１４はＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力段に設けられたスイッチ１２２〜１２７を選択的にオン／オフし、丸め込まれた電圧に対応する電圧を出力する。 The rounding is performed as follows. The DC-DC converters 116 to 120 are prepared to output the same output voltage (2.5 V, 2.0 V, 1.5 V, 1.0 V, 0.5 V) as the rounded voltage level. In accordance with the level of the amplitude component, the amplitude slicing means 113 gives the switch driver 114 information on which DC-DC converter (116, 117, 118, 119 or 120) to activate the output. According to the given information, the switch driver 114 selectively turns on / off the switches 122 to 127 provided in the output stages of the DC-DC converters 116 to 120, and outputs a voltage corresponding to the rounded voltage.

具体例を説明すると、振幅成分が１．２ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ１１８のパスがオンとなり、１．５Ｖの電圧がシリーズレュレータ１２９の電圧入力端子に与えられる。同様に、振幅成分が１．６ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ１１７のパスがオンとなり、２．０Ｖの電圧がシリーズレュレータ１２９の電圧入力端子に与えられる。 To describe a specific example, when the amplitude component is 1.2 V, the path of the DC-DC converter 118 is turned on, and a voltage of 1.5 V is supplied to the voltage input terminal of the series regulator 129. Similarly, when the amplitude component is 1.6 V, the path of the DC-DC converter 117 is turned on, and a voltage of 2.0 V is supplied to the voltage input terminal of the series regulator 129.

位相振幅分離手段１１２から出力された振幅成分は、シリーズレュレータ１２９のリファレンス入力端に入力され、シリーズレュレータ１２９の出力電圧を変調する。このとき、シリーズレュレータ１２９は、内部にフィードバックループを有するため、振幅成分のオフセットは必要ない。 The amplitude component output from the phase / amplitude separation unit 112 is input to the reference input terminal of the series regulator 129, and modulates the output voltage of the series regulator 129. At this time, since the series regulator 129 has a feedback loop inside, there is no need to offset the amplitude component.

また、振幅成分は、スライスデータと同期がとられた形で出力されることが望ましい。 Further, it is desirable that the amplitude component is output in a form synchronized with the slice data.

このとき、振幅成分とスライスデータとの同期がとれていないと、不必要に大きな電圧ドロップが現れ、電源損失が悪化してしまう。 At this time, if the amplitude component is not synchronized with the slice data, an unnecessarily large voltage drop appears and the power loss deteriorates.

このような動作を実現することで、シリーズレュレータ１２９の電圧ドロップ（ＤＣ−ＤＣコンバータ出力とシリーズレギュレータ出力の電位差）は小さな値に保持され、シリーズレュレータ１２９による電源損失は小さく抑えられる。 By realizing such an operation, the voltage drop (potential difference between the output of the DC-DC converter and the output of the series regulator) of the series regulator 129 is kept at a small value, and the power loss due to the series regulator 129 is suppressed to a small value.

また、位相成分は、変調波に周波数変換する必要があるため、Ｉ（同相）信号およびＱ（直交）信号として直交変調器１２８に入力され、搬送波と掛け合わされる。 Further, since the phase component needs to be frequency-converted into a modulated wave, it is input to the quadrature modulator 128 as an I (in-phase) signal and a Q (quadrature) signal, and is multiplied by the carrier.

高周波電力増幅器１３０には、シリーズレュレータ１２９から出力された振幅成分が電源端子から入力され、直交変調器１２８から出力された位相成分（変調波）が、高周波信号入力端子から入力される。高周波電力増幅器１３０の出力には、位相成分と振幅成分とが掛け合わされた結果が出力され、正しいＯＦＤＭ出力が得られる。 The high-frequency power amplifier 130 receives an amplitude component output from the series regulator 129 from a power supply terminal, and a phase component (modulated wave) output from the quadrature modulator 128 from a high-frequency signal input terminal. The result of multiplication of the phase component and the amplitude component is output to the output of the high-frequency power amplifier 130, and a correct OFDM output is obtained.

振幅成分と位相成分とは高周波電力増幅器１３０で掛け合わされるときには、タイミングずれがないことが望ましい。 When the amplitude component and the phase component are multiplied by the high-frequency power amplifier 130, it is desirable that there is no timing shift.

以上説明したとおりの動作により、期待される効果について以下に述べる。 The effects expected from the operation described above will be described below.

ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０での電源損失が９６％であり、スイッチ１２２〜１２７の電圧ドロップが０．１Ｖであるとする。これらの値は、実際に市場で手に入る部品のデータを元にしている。また、スイッチ型の高周波電力増幅器１３０の効率が８０％であると仮定する。 It is assumed that the power loss in the DC-DC converters 116 to 120 is 96% and the voltage drop of the switches 122 to 127 is 0.1V. These values are based on data on parts actually available on the market. It is also assumed that the efficiency of the switch type high frequency power amplifier 130 is 80%.

無線ＬＡＮＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、たとえば平均出力電力は１３ｄＢｍ（２０ｍＷ）と仮定でき、このときピーク電力は平均電力の＋７ｄＢで２０ｄＢｍ（１００ｍＷ）となる。したがって、高周波電力増幅器１３０としては、ピーク電力２０ｄＢｍを出力する必要がある。高周波電力増幅器１３０の電力効率（ＲＦ出力電力／加えられたＤＣ電力）を８０％とすると、ＡＣ電力ＰＡＣがピーク電力１００ｍＷ（２０ｄＢｍ）のとき、ＤＣ電力ＰＤＣは１２５ｍＷとなる。このとき、電源を３Ｖとすると、ピーク時４１．７ｍＡの電流が必要になる。平均電力時には高周波電力増幅器１３０に必要な電源電圧は１．３Ｖであるが、ＡＣ電力ＰＡＣの平均出力電力２０ｍＷ（１３ｄＢｍ）に対して、ＤＣ電力ＰＤＣが２５ｍＷとなるため、１９．２ｍＡの電流が必要となる。 In the case of the wireless LAN IEEE802.11a standard, for example, the average output power can be assumed to be 13 dBm (20 mW). At this time, the peak power is 20 dBm (100 mW) at the average power of +7 dB. Therefore, the high-frequency power amplifier 130 needs to output a peak power of 20 dBm. Assuming that the power efficiency (RF output power / added DC power) of the high-frequency power amplifier 130 is 80%, when the AC power PAC is 100 mW (20 dBm) peak power, the DC power PDC is 125 mW. At this time, if the power supply is set to 3 V, a current of 41.7 mA is required at the peak. At the time of the average power, the power supply voltage required for the high-frequency power amplifier 130 is 1.3 V. However, the average output power of the AC power PAC is 20 mW (13 dBm), and the DC power PDC is 25 mW. Required.

以後、平均電力時すなわち出力２０ｍＷの効率について検討する。 Hereinafter, the efficiency at the time of average power, that is, the efficiency at the output of 20 mW will be discussed.

電源部の電力損失について検討すると、まずスライスデータは０．５Ｖごとに切っているため、シリーズレギュレータ１２９での電圧ドロップは最高でも０．５Ｖであり、さらにスイッチ群１２１を構成する各スイッチ（ＮＰＮトランジスタ）１２２〜１２７のコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶＣＥを０．１Ｖとすると、スイッチ群１２１とシリーズレギュレータ１２９での電源損失は１９．２ｍＡ×０．６Ｖ＝１１．５ｍＷと計算される。 When examining the power loss of the power supply unit, first, since the slice data is cut every 0.5 V, the voltage drop in the series regulator 129 is 0.5 V at the maximum, and each switch (NPN) constituting the switch group 121 is further reduced. Assuming that the collector-emitter saturation voltage VCE of the transistors 122 to 127 is 0.1 V, the power loss in the switch group 121 and the series regulator 129 is calculated as 19.2 mA × 0.6 V = 11.5 mW.

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の電源損失は４％であるら、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０での電源損失は
２５ｍＷ×０．０４＝１．０ｍＷ
となる。 If the power loss of the DC-DC converters 116 to 120 is 4%, the power loss of the DC-DC converters 116 to 120 is 25 mW × 0.04 = 1.0 mW.
It becomes.

したがって、スイッチ群１２１とシリーズレギュレータ１２９とＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０とを合わせた電源損失は
１１．５ｍＷ＋１．０ｍＷ＝１２．５ｍＷ
となる。その結果、ピーク電力時のトータルの効率は
２０ｍＷ／（２５ｍＷ＋１２．５ｍＷ）＝５３．３％
となる。 Therefore, the total power loss of the switch group 121, the series regulator 129, and the DC-DC converters 116 to 120 is 11.5 mW + 1.0 mW = 12.5 mW
It becomes. As a result, the total efficiency at the time of peak power is 20 mW / (25 mW + 12.5 mW) = 53.3%
It becomes.

通常の線形アンプを用いた場合、高々１０%の効率しか得られなかったのに対して、大幅な効率改善が可能となる。 When a normal linear amplifier is used, only 10% of the efficiency can be obtained at the maximum, but the efficiency can be greatly improved.

さらに従来、ＤＣ−ＤＣコンバータを変調するなどしていた電圧変換部を、定電圧を出力するスイッチングレギュレータ群（ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０）およびシリーズレュレータ１２９という構成にすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ単独では困難であった広帯域化を実現できる。その理由は以下のとおりである。 Further, the voltage conversion unit that conventionally modulates the DC-DC converter is replaced with a switching regulator group (DC-DC converters 116 to 120) that outputs a constant voltage and a series regulator 129, thereby providing a DC-DC converter. Broadbanding, which was difficult with a DC converter alone, can be realized. The reason is as follows.

すなわち、シリーズレュレータ１２９では、帯域を制限するようなローパスフィルタを設ける必要がなく、ローパスフィルタによって必然的に帯域制限されていた問題が解消され、他の要因たとえばシリーズレュレータ１２９のトランジスタ特性あるいは、フィードバックループによる位相遅延などによって決定される帯域で制限されるのみである。 That is, in the series regulator 129, it is not necessary to provide a low-pass filter for limiting the band, and the problem that the band is necessarily limited by the low-pass filter is solved, and other factors such as the transistor characteristics of the series regulator 129 or Is limited only by a band determined by a phase delay or the like caused by a feedback loop.

これらの制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現できるものであり、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。 These limiting elements can realize a band greatly exceeding the conventional band of 5 MHz, and can sufficiently cover a modulation band of 20 MHz such as a wireless LAN.

さらに、高周波電力増幅器１３０の出力に帯域制限フィルタがあってもよい。 Further, the output of the high frequency power amplifier 130 may have a band limiting filter.

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０は、出力にローパスフィルタも含んだものを指している。この構成において、シリーズレュレータ１２９の出力と高周波電力増幅器１３０の電源端子の間に変調波帯域外のスプリアスを抑制するローパスフィルタがあっても良い。 Further, the DC-DC converters 116 to 120 indicate those whose output includes a low-pass filter. In this configuration, a low-pass filter that suppresses spurious components outside the modulation wave band may be provided between the output of the series regulator 129 and the power supply terminal of the high-frequency power amplifier 130.

なお、振幅成分と振幅スライスデータは同期がとれていることが望ましいとしたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０の出力電圧に対し、シリーズレュレータ１２９の出力電圧が大きくならないように調整されていれば問題はない。また、多少のタイミングずれがあっても前述の状態にならないよう、たとえばあらかじめスライスデータに時間的余裕をもたせてもよい。 Although it is desirable that the amplitude component and the amplitude slice data are synchronized, the output voltage of the series regulator 129 is adjusted so that the output voltage of the DC-DC converters 116 to 120 is not increased. If there is no problem. Further, for example, the slice data may be given a time margin in advance so that the above-mentioned state is not obtained even if there is a slight timing shift.

さらに、振幅成分と位相成分とが高周波電力増幅器１３０に同期がとれた状態で入力されることが望ましいとしたが、タイミングがずれると、送信出力のベクトル誤差量（Error Vector Magnitude）が悪化し、無線規格を満足しなくなる。したがって、次のような方法によって、タイミングをできるだけ合わせることが必要である。 Further, it is desirable that the amplitude component and the phase component are input in a state synchronized with the high-frequency power amplifier 130. However, if the timing is shifted, the vector error amount (Error Vector Magnitude) of the transmission output deteriorates, Do not satisfy wireless standards. Therefore, it is necessary to adjust the timing as much as possible by the following method.

１つ目は、製造時にのみタイミング調整する方法である。この方法は無線回路にフィードバック回路などを設ける必要がなく、簡略化できる。ただし、使用環境によっては同期がとれなくなることもある。 The first is a method of adjusting timing only at the time of manufacturing. This method does not require the provision of a feedback circuit or the like in the wireless circuit, and can be simplified. However, depending on the usage environment, synchronization may not be achieved.

２つ目は電源オン時にのみタイミング調整をする方法である。この方法によれば電源をオンした環境に対応でき、１つ目の方法よりもより確実に同期がとれる。ただし、校正にかかる時間分だけ通信ができなくなる問題がある。 The second method is to adjust the timing only when the power is turned on. According to this method, it is possible to cope with the environment in which the power is turned on, and the synchronization can be obtained more reliably than the first method. However, there is a problem that communication cannot be performed for the time required for calibration.

さらに、３つ目の方法として、たとえば無線ＬＡＮのように、ＴＤＤ（時分割多重）の場合、送信と受信を交互に繰り返すが、このような無線通信においては、送受間の切替時間を利用してタイミング調整をする方法がある。これは、環境に逐次適応できもっとも理想的であるが、無線規格で規定される送受切替時間内で校正が終了する必要がある。無線ＬＡＮでは１μｓ以下であるため、このような短時間で終了する工夫が必要となる。 Further, as a third method, for example, in the case of TDD (time division multiplexing) such as a wireless LAN, transmission and reception are repeated alternately. In such wireless communication, a switching time between transmission and reception is used. There is a method of adjusting the timing. This is the most ideal because it can be adapted successively to the environment, but the calibration must be completed within the transmission / reception switching time specified by the wireless standard. Since the time is 1 μs or less in a wireless LAN, it is necessary to devise a device that ends in such a short time.

さらに４つ目の方法として、送信時にもレシーバをオンしておき、アンテナスイッチから受信部に回り込む送信波を受信、復調しそのビットエラー量が最低になるように振幅成分、位相成分のタイミングを補正する方法がある。この方法では、アンテナスイッチのアイソレーションが十分でない場合受信部に大きな電力が入力されるため、受信部の線形性を高くしておく必要がある。 Further, as a fourth method, the receiver is turned on at the time of transmission, and the transmission wave wrapping around from the antenna switch to the receiving unit is received and demodulated, and the timing of the amplitude component and the phase component is adjusted so that the bit error amount is minimized. There is a method to correct. In this method, if the isolation of the antenna switch is not sufficient, a large amount of power is input to the receiving unit. Therefore, it is necessary to increase the linearity of the receiving unit.

またこれらの組み合わせも考えられる。 A combination of these is also conceivable.

なお、本実施の形態では、変調回路としてベースバンドＩＱ信号を直接高周波信号までアップコンバートするダイレクト変調方式を用いたが、他にも局部発振信号源として用いる電圧制御発振器の電圧可変容量部たとえばバラクタダイオードや、多数の容量値を有する固定容量をＭＯＳトランジスタスイッチによって組み合わせ可変容量を実現する容量などを、ベースバンド信号を波形整形したもので、直接変調する直接変調方式であってもよい。 In the present embodiment, the modulation circuit employs the direct modulation method of directly up-converting the baseband IQ signal into a high-frequency signal. However, a voltage-variable capacitance section of a voltage-controlled oscillator used as a local oscillation signal source, for example, a varactor A direct modulation method in which a baseband signal is shaped by a diode or a capacitor that realizes a variable capacitance by combining a fixed capacitance having a large number of capacitance values with MOS transistor switches, and may be directly modulated may be used.

直接変調方式では、回路形式が簡単になり、低消費電流化が図れるが、変調精度が厳しい場合などは適さない。さらにＩＱ信号を直接高周波信号にアップコンバートするのではなく、中間周波数を介して高周波信号にアップコンバートする方式もある。この方式では、局部発振信号源と送信波の周波数が異なるため、局部発振信号源が送信波によって振られる問題が回避できる。ただし、消費電流やスプリアスの点で不利である。 The direct modulation method simplifies the circuit form and can reduce current consumption, but is not suitable when the modulation accuracy is severe. Further, there is a method in which an IQ signal is not directly up-converted into a high-frequency signal, but is up-converted into a high-frequency signal via an intermediate frequency. In this method, since the frequency of the local oscillation signal source and the frequency of the transmission wave are different, the problem that the local oscillation signal source is fluctuated by the transmission wave can be avoided. However, it is disadvantageous in terms of current consumption and spurious.

以上説明したように、この実施の形態によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ１１６〜１２０を設け、振幅成分のレベルに応じていずれかのＤＣ−ＤＣコンバータを選択し、選択されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を電源電圧としてシリーズレュレータ１２９が振幅成分を電圧変換する構成を採用している。そのため、電圧変換を行うときのシリーズレュレータ１２９による電圧ドロップを少なく抑えることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータによる損失が少ないうえ、シリーズレュレータ１２９による電力損失も少なく抑えることができる。また、電圧変換にシリーズレュレータ１２９を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。 As described above, according to this embodiment, a plurality of DC-DC converters 116 to 120 for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner are provided. And the series regulator 129 converts the amplitude component into a voltage using the output voltage of the selected DC-DC converter as a power supply voltage. Therefore, the voltage drop by the series regulator 129 during voltage conversion can be reduced, and the loss due to the DC-DC converter can be reduced, and the power loss due to the series regulator 129 can be reduced. Further, since the series regulator 129 is used for voltage conversion, and it is not necessary to use a low-pass filter in the output unit, a wider band can be achieved. Therefore, a wideband EER method can be realized without lowering the efficiency.

また、リニア電圧変換手段としてシリーズレュレータ１２９を用いていることにより、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分を電圧変換することができる。 Further, since the series regulator 129 is used as the linear voltage conversion means, the voltage level can be accurately controlled by the feedback loop, and the amplitude component can be correctly converted in voltage.

また、位相振幅分離手段１１２の位相成分の出力端と高周波電力増幅器１３０の入力端との間に周波数変換手段である直交変調器１２８を設けたので、以下のような効果が得られる。位相振幅分離手段１１２の帯域はせいぜい数百ＭＨｚであるため、搬送波がＧＨｚを超えるような場合、これを処理することができないが、周波数変換手段であるたとえば直交変調器１２８などを用いることにより、容易に搬送波周波数をアップコンバートできる。 Further, since the quadrature modulator 128 as the frequency converting means is provided between the output terminal of the phase component of the phase and amplitude separating means 112 and the input terminal of the high frequency power amplifier 130, the following effects can be obtained. Since the band of the phase / amplitude separating means 112 is at most several hundred MHz, when the carrier wave exceeds GHz, it cannot be processed. However, by using a frequency converting means such as the quadrature modulator 128, The carrier frequency can be easily up-converted.

（実施の形態２）
図２に本発明の実施の形態２における送信機のブロック図を示している。本実施の形態はシリーズレュレータ１２９に代えて、エミッタフォロワ２２９を用いた点で、実施の形態１とは異なる。それ以外は実施の形態６と同じ構成と動作なので、同じ符号を付し、説明を省略する。エミッタフォロワ２２９は、スイッチ群１２１の出力をコレクタに入力し、ベースに入力した位相振幅分離手段１１２の電圧をもとに、高周波電力増幅器１３０に電源電圧を与える。 (Embodiment 2)
FIG. 2 shows a block diagram of a transmitter according to Embodiment 2 of the present invention. This embodiment is different from the first embodiment in that an emitter follower 229 is used instead of the series regulator 129. Otherwise, the configuration and operation are the same as those of the sixth embodiment. The emitter follower 229 inputs the output of the switch group 121 to the collector, and supplies a power supply voltage to the high-frequency power amplifier 130 based on the voltage of the phase and amplitude separating means 112 input to the base.

以下エミッタフォロワ２２９を用いることによって追加される効果について述べる。シリーズレギュレータではフィードバックループによる位相遅延などによって帯域が十分取れないことがある。一方、エミッタフォロワ２２９を用いる場合、トランジスタ特性によって決定される帯域で制限される。しかし、この制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。 Hereinafter, the effect added by using the emitter follower 229 will be described. In a series regulator, a sufficient band may not be obtained due to a phase delay caused by a feedback loop. On the other hand, when the emitter follower 229 is used, it is limited in a band determined by transistor characteristics. However, this limiting element can realize a band greatly exceeding the conventional band of 5 MHz, and can sufficiently cover a modulation band of 20 MHz such as a wireless LAN.

（実施の形態３）
図３に本発明の実施の形態８における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、電源およびＤＣ−ＤＣコンバータ群１１５からの出力を出力と同じ数のエミッタフォロワ群３２９のコレクタに直接接続し、このエミッタフォロワ群３２９のベース端子につながるバスをエミッタフォロワ群３２９と同数のスイッチ群１２１で切り替える点で実施の形態１，２と異なる。実施の形態１，２と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。なお、エミッタフォロワ群３２９は、リニア電圧変換手段に相当する。なお、スイッチ群１２１はＮＭＯＳトランジスタで構成されることが望ましい。また、本実施の形態では、複数のエミッタフォロワを用いていたが、これに代えて、シリーズレギュレータを使用した実施の形態も、上記と同様に考えることができる。 (Embodiment 3)
FIG. 3 shows a block diagram of a transmitter according to Embodiment 8 of the present invention. In this embodiment, the outputs from the power supply and the DC-DC converter group 115 are directly connected to the collectors of the emitter follower group 329 of the same number as the output, and the bus connected to the base terminal of the emitter follower group 329 is connected to the emitter follower group 329. The second embodiment differs from the first and second embodiments in that the switching is performed by the same number of switch groups 121. The same components as those in the first and second embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Note that the emitter follower group 329 corresponds to a linear voltage converter. Note that the switch group 121 is desirably constituted by NMOS transistors. Further, in the present embodiment, a plurality of emitter followers are used, but instead of this, an embodiment using a series regulator can be considered similarly to the above.

実施の形態３で期待される付加的な効果は、ＤＣ−ＤＣコンバータ群１１５と高周波電力増幅器１３０との間にエミッタフォロワ３３０〜３３５が入るのみで、スイッチ群１２１は電源経路（電源から高周波電力増幅器１３０への経路）から外しているため、実施の形態１の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。 An additional effect expected in the third embodiment is that only the emitter followers 330 to 335 are inserted between the DC-DC converter group 115 and the high-frequency power amplifier 130, and the switch group 121 is connected to the power supply path (from the power supply to the high-frequency power Since the connection is removed from the path to the amplifier 130), the power loss can be further reduced as compared with the configuration of the first embodiment.

（実施の形態４）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態４について説明する。 (Embodiment 4)
Hereinafter, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図４は本発明の実施の形態４によるＥＥＲ法を実現する送信機の回路図を示している。 FIG. 4 is a circuit diagram of a transmitter for realizing the EER method according to the fourth embodiment of the present invention.

本実施の形態では、実施の形態１に記載の構成に新たに以下の構成を付加している。すなわち、高周波電力増幅器１３０の出力にたとえば高周波電力を取り出す方向性結合器４３１を付加し、フィードバック手段である方向性結合器４３１によって取り出された電力をたとえばダイオード検波によって振幅成分を抽出することにより、位相振幅分離手段１１２からの振幅成分と比較し、その誤差ができるだけ小さくなるよう位相成分と振幅成分のタイミングを校正するタイミング校正手段４３３を設け、タイミング校正手段４３３から出力された校正データに基づいて、たとえば位相成分のタイミングを補正するタイミング補正手段４３２たとえば遅延回路を設けている。 In the present embodiment, the following configuration is newly added to the configuration described in the first embodiment. That is, by adding a directional coupler 431 for extracting, for example, high-frequency power to the output of the high-frequency power amplifier 130, and extracting the amplitude component of the power extracted by the directional coupler 431 as feedback means by, for example, diode detection, A timing calibrating unit 433 is provided for comparing the amplitude component from the phase / amplitude separating unit 112 and calibrating the timing of the phase component and the amplitude component so as to minimize the error, based on the calibration data output from the timing calibrating unit 433. For example, a timing correction means 432 for correcting the timing of the phase component, for example, a delay circuit is provided.

その他の構成および動作については実施の形態１と同じであるため、詳しい説明は省略する。なお、図４において、符号１１１はＯＦＤＭ信号生成手段を示し、符号１１３は振幅スライス手段を示し、符号１１４はスイッチドライバを示し、符号１１５はスイッチングレギュレータ群を示し、符号１１６〜１２０はＤＣ−ＤＣコンバータを示し、符号１２１はスイッチ群を示し、符号１２２〜１２７はスイッチを示し、符号１２９はシリーズレギュレータを示し、符号１２８は直交変調器を示している。 Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment, and thus detailed description is omitted. 4, reference numeral 111 denotes an OFDM signal generation unit, reference numeral 113 denotes an amplitude slicing unit, reference numeral 114 denotes a switch driver, reference numeral 115 denotes a switching regulator group, and reference numerals 116 to 120 denote DC-DC. Reference numeral 121 denotes a switch group, reference numerals 122 to 127 denote switches, reference numeral 129 denotes a series regulator, and reference numeral 128 denotes a quadrature modulator.

この実施の形態によれば、以下のような効果が得られる。位相成分と振幅成分のタイミングが、各変調波成分の入力から高周波電力増幅器１３０の出力にいたるまでの、レイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、正しく元の変調波を再現できない。ところが、方向性結合器４３１、タイミング校正手段４３３およびタイミング補正手段４３２を設けたことにより、正確に位相成分と振幅成分のタイミングを補正でき、高周波電力増幅器出力で正しい変調波が再現できる。その他の効果については、実施の形態１と同様である。 According to this embodiment, the following effects can be obtained. If the timings of the phase component and the amplitude component are shifted by the delay due to the layout from the input of each modulated wave component to the output of the high-frequency power amplifier 130, or the delay due to the wiring length of the transistor or the parasitic component, the original modulated wave is correctly corrected. Cannot be reproduced. However, by providing the directional coupler 431, the timing calibrating means 433, and the timing correcting means 432, the timing of the phase component and the amplitude component can be accurately corrected, and a correct modulated wave can be reproduced at the output of the high-frequency power amplifier. Other effects are the same as in the first embodiment.

（実施の形態５）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態５について説明する。 (Embodiment 5)
Hereinafter, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

図５は本発明の実施の形態５によるＥＥＲ法を実現する送信機の回路図を示している。 FIG. 5 is a circuit diagram of a transmitter for realizing the EER method according to the fifth embodiment of the present invention.

本実施の形態では、実施の形態４に記載の構成に新たに以下の構成が付加されている。すなわち、シリーズレギュレータ１２９のＤＣ−ＤＣコンバータ出力が入力される端子に電圧を検出する手段たとえば数ＫΩの抵抗５３４が付加され、振幅成分が入力される端子に電圧を検出する手段たとえば数ＫΩの抵抗５３５が付加されている。 In the present embodiment, the following configuration is newly added to the configuration described in the fourth embodiment. That is, means for detecting a voltage, for example, a resistor 534 of several KΩ is added to a terminal of the series regulator 129 to which a DC-DC converter output is input, and means for detecting a voltage, for example, a resistor of several KΩ to a terminal to which an amplitude component is input. 535 is added.

上記抵抗５３４，５３５によって、振幅成分のレベルとスライスデータによって選択されるＤＣ−ＤＣコンバータの出力レベルとが検出されている。タイミング校正手段４３３でこれらの電圧差が計算され、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が振幅成分に対して、適当な電圧となるようタイミング調整信号を生成する。 The resistance components 534 and 535 detect the level of the amplitude component and the output level of the DC-DC converter selected by the slice data. These voltage differences are calculated by the timing calibration means 433, and a timing adjustment signal is generated so that the output of the DC-DC converter becomes an appropriate voltage with respect to the amplitude component.

そして、タイミング校正手段４３３から出力された校正データ（タイミング調整信号）に基づいて、たとえば振幅スライス手段１１３へのタイミングを補正するタイミング補正手段５３６たとえば遅延回路が新たに付加されている。 Further, a timing correction unit 536 for correcting the timing to the amplitude slicing unit 113 based on the calibration data (timing adjustment signal) output from the timing correction unit 433, for example, a delay circuit is newly added.

その他の構成および動作については、実施の形態１，４と同じであるため省略する。なお、図５において、符号１１１はＯＦＤＭ信号生成手段を示し、符号１１３は振幅スライス手段を示し、符号１１４はスイッチドライバを示し、符号１１５はスイッチングレギュレータ群を示し、符号１１６〜１２０はＤＣ−ＤＣコンバータを示し、符号１２１はスイッチ群を示し、符号１２２〜１２７はスイッチを示し、符号１２８は直交変調器を示し、符号１３０は高周波電力増幅器を示し、符号４３１は方向性結合器を示し、符号４３２はタイミング補正手段を示している。 Other configurations and operations are the same as those in the first and fourth embodiments, and thus description thereof is omitted. In FIG. 5, reference numeral 111 denotes an OFDM signal generation unit, reference numeral 113 denotes an amplitude slicing unit, reference numeral 114 denotes a switch driver, reference numeral 115 denotes a switching regulator group, and reference numerals 116 to 120 denote DC-DC. Reference numeral 121 indicates a switch group, reference numerals 122 to 127 indicate switches, reference numeral 128 indicates a quadrature modulator, reference numeral 130 indicates a high-frequency power amplifier, reference numeral 431 indicates a directional coupler, and reference numeral Reference numeral 432 denotes a timing correction unit.

この実施の形態によれば、以下のような効果が得られる。振幅スライスデータと振幅成分のタイミングが、振幅スライスデータと振幅成分の各入力から、高周波電力増幅器１３０の出力に至るまでのレイアウトによる遅延、あるいはトランジスタによる配線長や寄生成分による遅延によってずれると、スライスデータによって駆動されたスイッチによって導通されたスイッチングレギュレータ群１１５の出力と振幅成分の値が大きくずれ、効率が低下するかあるいはシリーズレギュレータ１２９がオフしてしまう。ところが、抵抗５３４，５３５、タイミング校正手段４３３およびタイミング補正手段５３６を設けたことにより、正確に振幅スライスデータと振幅成分のタイミングを補正でき、理想的な効率を実現できる。その他の効果については、第１または第４の実施の形態と同様である。 According to this embodiment, the following effects can be obtained. If the timing of the amplitude slice data and the amplitude component is shifted by the delay due to the layout from the input of the amplitude slice data and the amplitude component to the output of the high-frequency power amplifier 130, or the delay due to the wiring length of the transistor or the parasitic component, the slice The output of the switching regulator group 115 turned on by the switch driven by the data greatly deviates from the value of the amplitude component, and the efficiency is reduced or the series regulator 129 is turned off. However, the provision of the resistors 534, 535, the timing calibrator 433, and the timing corrector 536 can correct the amplitude slice data and the timing of the amplitude component accurately, and can achieve ideal efficiency. Other effects are the same as those of the first or fourth embodiment.

（実施の形態６）
以下、図面を参照して本発明の実施の形態６について説明する。本実施の形態では、広帯域変調信号を用いるＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線ＬＡＮシステムを例にあげて説明する。無線ＬＡＮシステムでは、直交する５２本のサブキャリアのそれぞれに６４ＱＡＭの変調を掛け、これを足し合わせて変調信号を得る。５２本のサブキャリアは、それぞれ３１２．５ｋＨｚ分離しており、５２×３１２．５＝１６．２５ＭＨｚを占有する。 (Embodiment 6)
Hereinafter, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, a wireless LAN system using the IEEE802.11a standard using a wideband modulated signal will be described as an example. In a wireless LAN system, modulation of 64 QAM is applied to each of 52 orthogonal subcarriers, and this is added to obtain a modulated signal. The 52 subcarriers are separated by 312.5 kHz and occupy 52 × 312.5 = 16.25 MHz.

図７は本発明の実施の形態６によるＥＥＲ法を実現する送信機の回路図を示している。この送信機は、図７に示すように、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１と、振幅抽出手段６１２と、振幅スライス手段６１３と、スイッチングレギュレータ群６１５と、スイッチ群６２１と、スイッチドライバ６１４と、直交変調器６２８と、シリーズレギュレータ６２９と、スイッチ型の高周波電力増幅器６３０とで構成されている。 FIG. 7 shows a circuit diagram of a transmitter for realizing the EER method according to the sixth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 7, the transmitter includes OFDM signal generation means 611, amplitude extraction means 612, amplitude slicing means 613, switching regulator group 615, switch group 621, switch driver 614, quadrature modulator 628, a series regulator 629, and a switch type high frequency power amplifier 630.

上記のＯＦＤＭ信号生成手段６１１は、変調信号を発生する変調信号発生手段に相当する。 The above-described OFDM signal generation unit 611 corresponds to a modulation signal generation unit that generates a modulation signal.

振幅抽出手段６１２は、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１により生成された変調信号から振幅成分を抽出する。 The amplitude extracting unit 612 extracts an amplitude component from the modulated signal generated by the OFDM signal generating unit 611.

振幅スライス手段６１３は、振幅抽出手段６１２で抽出された振幅成分を段階的に異なる適当な複数の電圧レベルでスライスする。この電圧レベルとしては、例えば、０．５Ｖ、１．０Ｖ、１．５Ｖ、２．０Ｖ、２．５Ｖ、３．０Ｖが設定される。図７には、振幅スライス手段６１３へ入力される振幅成分、つまり源信号と、振幅スライス手段６１３の出力信号、つまりスライス信号が示されている。 The amplitude slicing means 613 slices the amplitude component extracted by the amplitude extracting means 612 at a plurality of appropriate voltage levels that differ stepwise. As this voltage level, for example, 0.5 V, 1.0 V, 1.5 V, 2.0 V, 2.5 V, and 3.0 V are set. FIG. 7 shows an amplitude component input to the amplitude slicing means 613, ie, a source signal, and an output signal of the amplitude slicing means 613, ie, a slice signal.

ここで、図７に示されている源信号とスライス信号の関係について説明する。振幅スライス手段６１３は、図７のように振幅成分の振幅レベルを検出し、そのレベルに対してあらかじめ設定された電圧レベルとの比較を行い、図７のように振幅成分をスライスする。 Here, the relationship between the source signal and the slice signal shown in FIG. 7 will be described. The amplitude slicing means 613 detects the amplitude level of the amplitude component as shown in FIG. 7, compares the level with a preset voltage level, and slices the amplitude component as shown in FIG.

振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分が０．５Ｖ＜振幅成分≦１．０Ｖならば１Ｖに丸め込み、１．０Ｖ＜振幅成分≦１．５Ｖなら１．５Ｖに丸め込むなど、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。図では計７つのレベルが存在するため、これを３ビットのデータに割り当て、３ビットのスライスデータがスイッチドライバ６１４に出力される。 The method of the amplitude slicing is as follows. For example, the amplitude component is rounded to 1 V when 0.5 V <amplitude component ≦ 1.0 V, and rounded to 1.5 V when 1.0 V <amplitude component ≦ 1.5 V. Round level to value. In the figure, since there are a total of seven levels, these are assigned to 3-bit data, and 3-bit slice data is output to the switch driver 614.

スイッチングレギュレータ群６１５は、例えば３Ｖの電源電圧を入力とする複数、例えば５個のスイッチングレギュレータ、つまり５個のＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０からなる。ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は、それぞれ３Ｖの電圧を２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧に変換する。 The switching regulator group 615 includes a plurality of, for example, five switching regulators to which a power supply voltage of, for example, 3 V is input, that is, five DC-DC converters 616 to 620. The DC-DC converters 616 to 620 convert the power supply voltage stepwise into a plurality of voltages having different values. Specifically, the DC-DC converters 616 to 620 convert a voltage of 3 V into respective voltages of 2.5 V, 2.0 V, 1.5 V, 1.0 V, and 0.5 V.

スイッチ群６２１は、何れか１個が選択的に導通する例えば６個のスイッチ６２２〜６２７からなり、３Ｖの電源電圧と、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の出力電圧である２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖの各電圧の何れか一つを選択する。なお、スイッチ６２２〜６２７は、例えばＮＰＮトランジスタで構成され、そのベース電圧がたとえばＭＯＳトランジスタでスイッチされ、ＤＣ―ＤＣコンバータ群６１５の出力をスイッチする。 The switch group 621 includes, for example, six switches 622 to 627, one of which is selectively turned on. The power supply voltage is 3 V, the output voltage of the plurality of DC-DC converters 616 to 620 is 2.5 V, One of the voltages of 2.0 V, 1.5 V, 1.0 V, and 0.5 V is selected. The switches 622 to 627 are formed of, for example, NPN transistors, and their base voltages are switched by, for example, MOS transistors, and switch the output of the DC-DC converter group 615.

スイッチドライバ６１４は、振幅スライス手段６１３によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従ってスイッチ群６２１の各スイッチ６２２〜６２７を選択的に導通させる。 The switch driver 614 selectively turns on each of the switches 622 to 627 of the switch group 621 according to the slice data of the amplitude component sliced by the amplitude slicing unit 613.

直交変調器６２８は、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１から出力される変調信号に搬送波を乗算し変調波に変換するもので、周波数変換手段に相当する。 The quadrature modulator 628 multiplies the modulated signal output from the OFDM signal generation unit 611 by a carrier and converts the multiplied signal into a modulated wave, and corresponds to a frequency conversion unit.

シリーズレギュレータ（リニアレギュレータ）６２９は、スイッチ群６２１により選択された３Ｖの電源電圧もしくは何れかのスイッチングレギュレータ６１６〜６２０の出力電圧を電源電圧として変調信号の振幅成分を電圧変換するもので、リニア電圧変換手段に相当する。 The series regulator (linear regulator) 629 converts the amplitude component of the modulation signal into a voltage using the 3V power supply voltage selected by the switch group 621 or the output voltage of any of the switching regulators 616 to 620 as a power supply voltage. It corresponds to a conversion means.

高周波電力増幅器（ＰＡ）６３０は、スイッチ型であって、直交変調器６２８から入力される変調波を高周波入力端子に入力し、シリーズレギュレータ６２９によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として増幅された変調波を出力する。 The high-frequency power amplifier (PA) 630 is a switch type, inputs a modulated wave input from the quadrature modulator 628 to a high-frequency input terminal, inputs an amplitude component voltage-converted by the series regulator 629 to a power supply terminal, As a result, the amplified modulated wave is output.

ＯＦＤＭ信号生成手段６１１によって作成された変調信号は、振幅抽出手段６１２によって振幅成分が抽出されて出力される。出力された振幅成分を基に、振幅スライス手段６１３は、スイッチ群６２１の各スイッチ６２２〜６２７のオン／オフをドライブするためのドライブ情報を生成する。ドライブ情報を以下スライスデータと呼ぶ。 The amplitude component of the modulated signal generated by the OFDM signal generation unit 611 is extracted by the amplitude extraction unit 612 and output. Based on the output amplitude component, the amplitude slicing unit 613 generates drive information for driving on / off of each of the switches 622 to 627 of the switch group 621. The drive information is hereinafter referred to as slice data.

振幅スライスの方法は、たとえば振幅成分の振幅レベルが
０Ｖ＜振幅レベル≦０．５Ｖ
ならば０．５Ｖに丸め込み、
０．５Ｖ＜振幅レベル≦１．０Ｖ
ならば１．０Ｖに丸め込み、
１．０Ｖ＜振幅レベル≦１．５Ｖ
ならば１．５Ｖに丸め込み、
１．５Ｖ＜振幅レベル≦２．０Ｖ
ならば２．０Ｖに丸め込み、
２．０Ｖ＜振幅レベル≦２．５Ｖ
ならば２．５Ｖに丸め込み、
２．５Ｖ＜振幅レベル≦３．０Ｖ
ならば３．０Ｖに丸め込むというように、振幅レベルが包含されるしきい値範囲を検出し、包含される範囲の最大値にレベルを丸め込む。 In the method of amplitude slicing, for example, the amplitude level of the amplitude component is 0 V <amplitude level ≦ 0.5 V
Then round it to 0.5V,
0.5V <amplitude level ≦ 1.0V
Then round it to 1.0V,
1.0V <amplitude level ≦ 1.5V
Then round it to 1.5V,
1.5V <amplitude level ≦ 2.0V
Then round it to 2.0V,
2.0V <amplitude level ≦ 2.5V
Then round to 2.5V,
2.5V <amplitude level ≦ 3.0V
Then, a threshold range in which the amplitude level is included is detected, such as rounding to 3.0 V, and the level is rounded to the maximum value of the included range.

丸め込みは、次のようにして行う。ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は丸め込まれる電圧レベルと同じ出力電圧（２．５Ｖ、２．０Ｖ、１．５Ｖ、１．０Ｖ、０．５Ｖ）が出力されるよう用意される。振幅成分のレベルに従い、スライス手段６１３がスイッチドライバ６１４にどのＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０または３Ｖ電源の出力をアクティブにするかの情報を与える。与えられた情報に従い、スイッチドライバ６１４はＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の出力段または３Ｖ電源に設けられたスイッチ６２２〜６２７を選択的にオン／オフし、丸め込まれた電圧に対応する電圧を出力する。 The rounding is performed as follows. The DC-DC converters 616 to 620 are prepared to output the same output voltage (2.5 V, 2.0 V, 1.5 V, 1.0 V, 0.5 V) as the rounded voltage level. According to the level of the amplitude component, the slicing means 613 gives the switch driver 614 information on which DC-DC converter 616 to 620 or the output of the 3V power supply is to be activated. According to the given information, the switch driver 614 selectively turns on / off the switches 622 to 627 provided in the output stage of the DC-DC converters 616 to 620 or the 3V power supply, and outputs a voltage corresponding to the rounded voltage. I do.

具体例を説明すると、振幅成分が１．１ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ６１８のパスがオンとなり、１．５Ｖの電圧がシリーズレギュレータ６２９の電圧入力端子に与えられる。同様に、振幅成分が１．６ＶのときはＤＣ−ＤＣコンバータ６１７のパスがオンとなり、２．０Ｖの電圧がシリーズレギュレータ６２９の電圧入力端子に与えられる。 To explain a specific example, when the amplitude component is 1.1 V, the path of the DC-DC converter 618 is turned on, and a voltage of 1.5 V is supplied to the voltage input terminal of the series regulator 629. Similarly, when the amplitude component is 1.6V, the path of the DC-DC converter 617 is turned on, and a voltage of 2.0V is supplied to the voltage input terminal of the series regulator 629.

振幅抽出手段６１２から出力された振幅成分は、シリーズレギュレータ６２９のリファレンス入力端に入力され、シリーズレギュレータ６２９の出力電圧を変調する。 The amplitude component output from the amplitude extracting means 612 is input to the reference input terminal of the series regulator 629, and modulates the output voltage of the series regulator 629.

このような動作を実現することで、シリーズレギュレータ６２７の電圧ドロップ（ＤＣ−ＤＣコンバータ出力とシリーズレギュレータ出力の電位差）は小さな値に保持され、シリーズレギュレータ６２９による電源損失は小さく抑えられる。 By implementing such an operation, the voltage drop (potential difference between the output of the DC-DC converter and the output of the series regulator) of the series regulator 627 is kept at a small value, and the power loss due to the series regulator 629 is suppressed to be small.

また、変調信号は、変調波に周波数変換する必要があるため、Ｉ（同相）信号およびＱ（直交）信号として直交変調器６２８に入力され、搬送波と掛け合わされる。 Further, since the modulated signal needs to be frequency-converted into a modulated wave, it is input to the quadrature modulator 628 as an I (in-phase) signal and a Q (quadrature) signal, and is multiplied by the carrier.

高周波電力増幅器６３０には、シリーズレギュレータ６２９から出力された振幅成分が電源端子から入力され、直交変調器６２８から出力された変調波が、高周波信号入力端子から入力される。高周波電力増幅器６３０には飽和型のアンプを用いるため、その出力は飽和し、高周波電力増幅器６３０の出力で、変調波の振幅成分は均一化され、位相成分だけが抽出される。その結果、高周波増幅器の出力では、位相成分と振幅成分とが掛け合わされた変調出力が出力され、元の変調波が得られる。 The high-frequency power amplifier 630 receives an amplitude component output from the series regulator 629 from a power supply terminal, and receives a modulated wave output from the quadrature modulator 628 from a high-frequency signal input terminal. Since a high-frequency power amplifier 630 uses a saturation type amplifier, its output is saturated. At the output of the high-frequency power amplifier 630, the amplitude component of the modulated wave is equalized and only the phase component is extracted. As a result, at the output of the high-frequency amplifier, a modulated output in which the phase component and the amplitude component are multiplied is output, and the original modulated wave is obtained.

振幅成分と、位相成分とは高周波電力増幅器６３０で掛け合わされるときには、タイミングずれがないことが望ましい。 When the amplitude component and the phase component are multiplied by the high-frequency power amplifier 630, it is desirable that there is no timing shift.

以上説明したとおりの動作により、期待される効果について以下に述べる。ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０での電源損失が９６％であり、スイッチ６２２〜６２７の電圧ドロップが０．１Ｖであるとする。これらの値は、実際に市場で手に入る部品のデータを元にしている。また、スイッチ型の高周波電力増幅器６３０の効率が８０％であると仮定する。 The effects expected from the operation described above will be described below. It is assumed that the power loss in the DC-DC converters 616 to 620 is 96% and the voltage drop of the switches 622 to 627 is 0.1V. These values are based on data on parts actually available on the market. It is also assumed that the efficiency of the switch type high frequency power amplifier 630 is 80%.

無線ＬＡＮＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の場合、たとえば平均出力電力は１３ｄＢｍ（２０ｍＷ）と仮定でき、このときピーク電力は平均電力の＋７ｄＢで２０ｄＢｍ（１００ｍＷ）となる。したがって、高周波電力増幅器６３０としては、ピーク電力２０ｄＢｍを出力する必要がある。高周波電力増幅器６３０の電力効率（ＲＦ出力電力／加えられたＤＣ電力）を８０％とすると、ＡＣ電力ＰＡＣがピーク電力１００ｍＷ（２０ｄＢｍ）のとき、ＤＣ電力ＰＤＣは１２５ｍＷとなる。このとき、電源を３Ｖとすると、ピーク時４１．７ｍＡの電流が必要になる。平均電力時には高周波電力増幅器６３０に必要な電源電圧は１．３Ｖであるが、ＡＣ電力ＰＡＣの平均出力電力２０ｍＷ（１３ｄＢｍ）に対して、ＤＣ電力ＰＤＣ２５ｍＷとなるため、１９．２ｍＡの電流が必要となる。 In the case of the wireless LAN IEEE802.11a standard, for example, the average output power can be assumed to be 13 dBm (20 mW). At this time, the peak power is 20 dBm (100 mW) at the average power of +7 dB. Therefore, the high-frequency power amplifier 630 needs to output a peak power of 20 dBm. Assuming that the power efficiency (RF output power / added DC power) of the high-frequency power amplifier 630 is 80%, when the AC power PAC is 100 mW (20 dBm) peak power, the DC power PDC is 125 mW. At this time, if the power supply is set to 3 V, a current of 41.7 mA is required at the peak. At the time of average power, the power supply voltage required for the high-frequency power amplifier 630 is 1.3 V, but the average output power of the AC power PAC is 20 mW (13 dBm), and the DC power PDC is 25 mW, so a current of 19.2 mA is required. Become.

電源部の電力損失について検討すると、まずスライスデータは０．５Ｖごとに切っているため、シリーズレギュレータ６２９での電圧ドロップは最高でも０．５Ｖであり、さらにスイッチ群６２１を構成する各スイッチ（ＮＰＮトランジスタ）６２２〜６２７のコレクタ−エミッタ間飽和電圧ＶＣＥを０．１Ｖとすると、スイッチ群６２１とシリーズレギュレータ６２９での電源損失は１９．２ｍＡ×０．６Ｖ＝１１．５ｍＷと計算される。 When examining the power loss of the power supply unit, first, since the slice data is cut every 0.5 V, the voltage drop in the series regulator 629 is 0.5 V at the maximum, and each switch (NPN) constituting the switch group 621 is further reduced. Assuming that the collector-emitter saturation voltage VCE of the transistors 622 to 627 is 0.1 V, the power loss in the switch group 621 and the series regulator 629 is calculated as 19.2 mA × 0.6 V = 11.5 mW.

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の電源損失は４％であるら、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０での電源損失は
２５ｍＷ×０．０４＝１．０ｍＷ
となる。 If the power loss of the DC-DC converters 616 to 620 is 4%, the power loss of the DC-DC converters 616 to 620 is 25 mW × 0.04 = 1.0 mW.
It becomes.

したがって、スイッチ群６２１とシリーズレギュレータ６２９とＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０とを合わせた電源損失は
１１．５ｍＷ＋１．０ｍＷ＝１２．５ｍＷ
となる。その結果、ピーク電力時のトータルの効率は
２０ｍＷ／（２５ｍＷ＋１２．５ｍＷ）＝５３．３％
となる。 Therefore, the power loss of the switch group 621, the series regulator 629, and the DC-DC converters 616 to 620 is 11.5 mW + 1.0 mW = 12.5 mW
It becomes. As a result, the total efficiency at the time of peak power is 20 mW / (25 mW + 12.5 mW) = 53.3%
It becomes.

さらに従来、ＤＣ−ＤＣコンバータを変調するなどしていた電圧変換部を、定電圧を出力するスイッチングレギュレータ群（ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０）およびシリーズレギュレータ６２９という構成にすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ単独では困難であった広帯域化を実現できる。その理由は以下のとおりである。 Further, the DC-DC converter, which conventionally modulates the DC-DC converter, is configured by a switching regulator group (DC-DC converters 616 to 620) and a series regulator 629 that output a constant voltage, thereby providing a DC-DC converter. Broadbanding, which was difficult with a converter alone, can be realized. The reason is as follows.

すなわち、シリーズレギュレータ６２９では、帯域を制限するようなローパスフィルタを設ける必要がなく、ローパスフィルタによって必然的に帯域制限されていた問題が解消され、他の要因たとえばシリーズレギュレータ６２９のトランジスタ特性あるいは、フィードバックループによる位相遅延などによって決定される帯域で制限される。 That is, in the series regulator 629, it is not necessary to provide a low-pass filter for limiting the band, and the problem that the band is necessarily limited by the low-pass filter is solved, and other factors such as the transistor characteristics of the series regulator 629 or feedback. It is limited by a band determined by a phase delay caused by a loop.

これらの制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。 These limiting elements can realize a band greatly exceeding the conventional band of 5 MHz, and can sufficiently cover a modulation band of 20 MHz such as a wireless LAN.

さらに、高周波電力増幅器６３０の出力に帯域制限フィルタがあってもよい。 Further, there may be a band limiting filter at the output of the high frequency power amplifier 630.

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０は、出力にローパスフィルタも含んだものを指しており、かつシリーズレギュレータ６２９の出力と高周波電力増幅器６３０の電源端子の間に変調波帯域外のスプリアスを抑制するローパスフィルタがあっても良い。 Further, the DC-DC converters 616 to 620 refer to those including a low-pass filter in the output, and suppress spurious components outside the modulation wave band between the output of the series regulator 629 and the power supply terminal of the high-frequency power amplifier 630. There may be a low-pass filter.

なお、振幅成分と振幅スライスデータは同期がとれていることが望ましいとしたが、ＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０の出力電圧に対し、シリーズレギュレータ６２９の出力電圧が大きくならないように調整されていれば問題はなく、多少のタイミングずれがあっても前述の状態にならないよう、たとえばあらかじめスライスデータに時間的余裕をもたせてもよい。 The amplitude component and the amplitude slice data are desirably synchronized. However, if the output voltage of the series regulator 629 is adjusted so as not to be higher than the output voltage of the DC-DC converters 616 to 620, it is preferable. There is no problem, and the slice data may be given a time allowance in advance so that the above-mentioned state is not achieved even if there is a slight timing shift.

さらに、振幅成分と位相成分とが高周波電力増幅器６３０に同期がとれた状態で入力されることが望ましいとしたが、タイミングがずれると、送信出力のベクトル誤差量（Error Vector Magnitude）が悪化し、無線規格を満足しなくなる。したがって、次のような方法によって、タイミングをできるだけ合わせることが必要である。 Further, it is desirable that the amplitude component and the phase component are input to the high-frequency power amplifier 630 in a synchronized state. However, if the timing is shifted, the vector error amount (Error Vector Magnitude) of the transmission output deteriorates, Do not satisfy wireless standards. Therefore, it is necessary to adjust the timing as much as possible by the following method.

１つ目は、製造時にのみタイミング調整する方法である。この方法は無線回路にフィードバック回路などを設ける必要がなく、無線回路を簡略化できる。ただし、使用環境によっては同期がとれなくなることもある。 The first is a method of adjusting timing only at the time of manufacturing. With this method, it is not necessary to provide a feedback circuit or the like in the wireless circuit, and the wireless circuit can be simplified. However, depending on the usage environment, synchronization may not be achieved.

さらに、３つ目の方法として、たとえば無線ＬＡＮのように、送信と受信を交互に繰り返す無線通信においては、送信開始時のプリアンブル期間を利用してタイミング調整をする方法がある。これは、環境に逐次適応できもっとも理想的であるが、プリアンブルに比べて十分短い時間内で校正が終了する必要がある。無線ＬＡＮでは１μｓ程度で終了する必要がある。 Further, as a third method, in wireless communication in which transmission and reception are alternately performed, such as a wireless LAN, there is a method of adjusting timing using a preamble period at the start of transmission. This is the most ideal because it can be adapted successively to the environment, but the calibration must be completed within a sufficiently short time compared to the preamble. In the case of a wireless LAN, it needs to be completed in about 1 μs.

さらに４つ目の方法として、送信時にもレシーバをオンしておき、アンテナスイッチから受信部に回り込む送信波を受信、復調しそのベクトル誤差量やビットエラー量が最低になるように振幅成分、位相成分のタイミングを補正する方法がある。この方法では、アンテナスイッチのアイソレーションが十分でない場合受信部に大きな電力が入力されるため、受信部の線形性を高くしておく必要がある。 Further, as a fourth method, the receiver is turned on at the time of transmission, and a transmission wave wrapping around from the antenna switch to the reception unit is received and demodulated, and the amplitude component and the phase are adjusted so that the vector error and the bit error are minimized. There is a method of correcting the component timing. In this method, if the isolation of the antenna switch is not sufficient, a large amount of power is input to the receiving unit. Therefore, it is necessary to increase the linearity of the receiving unit.

以上説明したように、この実施の形態によれば、電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６１６〜６２０を設け、振幅成分のレベルに応じていずれかのＤＣ−ＤＣコンバータを選択し、選択されたＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を電源電圧としてシリーズレギュレータ６２９が振幅成分を電圧変換する構成を採用している。そのため、電圧変換を行うときのシリーズレギュレータ６２９による電圧ドロップを少なく抑えることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータによる損失が少ないうえ、シリーズレギュレータ６２９による電力損失も少なく抑えることができる。また、振幅にシリーズレギュレータ６２９を用いており、出力部にローパスフィルタを用いる必要がないので、広帯域化を図ることができる。したがって、効率を低下させることなく、広帯域なＥＥＲ法を実現することができる。 As described above, according to this embodiment, a plurality of DC-DC converters 616 to 620 for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner are provided. And the series regulator 629 converts the amplitude component into a voltage using the output voltage of the selected DC-DC converter as a power supply voltage. Therefore, a voltage drop by the series regulator 629 at the time of performing voltage conversion can be reduced, and a loss due to the DC-DC converter can be reduced, and a power loss due to the series regulator 629 can be reduced. Further, since the series regulator 629 is used for the amplitude, it is not necessary to use a low-pass filter in the output part, so that the band can be widened. Therefore, a wideband EER method can be realized without lowering the efficiency.

また、リニア電圧変換手段としてシリーズレギュレータ６２９を用いることにより、フィードバックループにより正確に電圧レベルを制御でき、正しく振幅成分をレベル変換することができる。 Further, by using the series regulator 629 as the linear voltage conversion means, the voltage level can be accurately controlled by the feedback loop, and the level of the amplitude component can be correctly converted.

さらに、位相成分ではなく、変調信号をそのまま用いるため、振幅と位相成分に分離して行うＥＥＲ法では避けられなかった、変調精度（ＥｒｒｏｒＶｅｃｔｏｒＭａｇｎｉｔｕｄｅ：ＥＶＭ）の劣化が回避できる。すなわち、位相成分を用いた場合、位相成分をデジタルアナログ変換器の帯域が許す範囲で、またＥＶＭに影響を与えない程度にフィルタリングを行うが、フィルタリングによって生じる位相成分の部分的な振幅低下は、高周波増幅器の出力で位相成分が振幅成分と合成されたときにＥＶＭの顕著な劣化を生じさせていた。また、変調信号から分離された位相成分にくらべて、変調信号は必要帯域幅が１／６ほど小さいため、デジタルアナログ変換器や、デジタルアナログ変換によって生じるスプリアス成分を抑圧するアンチエリアスフィルタの帯域幅を狭くすることができる。そのため、デジタルアナログ変換器の低消費電力化や、それ以降の回路の低コスト化に有利である。 Further, since the modulation signal is used as it is instead of the phase component, it is possible to avoid deterioration of the modulation accuracy (ErrorVectorMagnitude: EVM) which cannot be avoided in the EER method in which the amplitude and phase components are separated. That is, when the phase component is used, the phase component is filtered to the extent that the band of the digital-to-analog converter allows and does not affect the EVM. However, the partial amplitude reduction of the phase component caused by the filtering is as follows. When the phase component is combined with the amplitude component at the output of the high-frequency amplifier, the EVM is significantly deteriorated. In addition, since the required bandwidth of the modulated signal is about 1/6 smaller than the phase component separated from the modulated signal, the bandwidth of a digital-to-analog converter or an anti-alias filter that suppresses spurious components generated by the digital-to-analog conversion is used. Can be narrowed. This is advantageous in reducing the power consumption of the digital-to-analog converter and the cost of subsequent circuits.

また、従来のＥＥＲ法では、ピーク電力が入力されたときでも高周波電力増幅器が十分飽和できるだけの入力レベルを注入していたため、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のときのアイソレーション特性が良くない場合、振幅成分と掛け合わせが正確に行われず、元の変調波を復元できなかった（ＥＶＭ性能の劣化を招いていた）。本構成では、高周波電力増幅器がＯＦＦ（振幅成分０）のとき、高周波電力増幅器に入力される電力も０であるため、アイソレーション特性に依存せず、正しい変調波が復元できる。 Further, in the conventional EER method, even when peak power is input, the input level sufficient to saturate the high-frequency power amplifier is injected, so that the isolation characteristics when the high-frequency power amplifier is OFF (amplitude component 0) are good. Otherwise, the multiplication with the amplitude component was not performed accurately, and the original modulated wave could not be restored (it caused deterioration of the EVM performance). In this configuration, when the high-frequency power amplifier is OFF (amplitude component is 0), the power input to the high-frequency power amplifier is also 0, so that a correct modulated wave can be restored without depending on the isolation characteristics.

なお、本構成では直交変調器６２８をもちいて、変調信号を変調波に変換していたが、ＯＦＤＭ信号生成手段６１１が変調波を出力する場合は直交変調器６２８は不要になる。この場合、振幅抽出手段６１２は変調波の振幅を検波して、振幅成分を抽出する。 In the present configuration, the modulated signal is converted into a modulated wave using the quadrature modulator 628, but the quadrature modulator 628 becomes unnecessary when the OFDM signal generation unit 611 outputs a modulated wave. In this case, the amplitude extracting means 612 detects the amplitude of the modulated wave and extracts the amplitude component.

（実施の形態７）
図８に本発明の実施の形態７における送信機のブロック図を示している。本実施の形態はシリーズレギュレータ６２９に代えて、エミッタフォロワ７２９を用いた点で、実施の形態６とは異なる。それ以外は実施の形態６と同じ構成と動作なので、同じ符号を付し、説明を省略する。エミッタフォロア７２９は、スイッチ群６２１の出力をコレクタに入力し、ベースに入力した振幅抽出手段６１２の電圧をもとに、高周波電力増幅器６３０に電源電圧を与える。 (Embodiment 7)
FIG. 8 shows a block diagram of a transmitter according to Embodiment 7 of the present invention. This embodiment is different from the sixth embodiment in that an emitter follower 729 is used instead of the series regulator 629. Otherwise, the configuration and operation are the same as those of the sixth embodiment. The emitter follower 729 inputs the output of the switch group 621 to the collector, and supplies a power supply voltage to the high-frequency power amplifier 630 based on the voltage of the amplitude extracting means 612 input to the base.

以下エミッタフォロワ７２９を用いることによって追加される効果について述べる。シリーズレギュレータではフィードバックループによる位相遅延などによって帯域が十分取れないことがある。一方、エミッタフォロワ７２９を用いる場合、トランジスタ特性によって決定される帯域で制限される。しかし、この制限要素は、これまでの５ＭＨｚという帯域を大きく上回る帯域を実現でき、無線ＬＡＮなど２０ＭＨｚに及ぶ変調帯域を十分に包括できる。 Hereinafter, effects added by using the emitter follower 729 will be described. In a series regulator, a sufficient band may not be obtained due to a phase delay caused by a feedback loop. On the other hand, when the emitter follower 729 is used, it is limited in a band determined by transistor characteristics. However, this limiting element can realize a band greatly exceeding the conventional band of 5 MHz, and can sufficiently cover a modulation band of 20 MHz such as a wireless LAN.

（実施の形態８）
図９に本発明の実施の形態８における送信機のブロック図を示している。本実施の形態は、電源およびＤＣ−ＤＣコンバータ群６１５からの出力を出力と同じ数のエミッタフォロワ群８２９のコレクタに直接接続し、このエミッタフォロワ群８２９のベース端子につながるバスをエミッタフォロワ群８２９と同数のスイッチ群６２１で切り替える点で実施の形態６，７と異なる。実施の形態６，７と同じ構成のところは同じ符号を付し、説明は省略する。なお、エミッタフォロワ群８２９は、リニア電圧変換手段に相当する。なお、スイッチ群６２１はＮＭＯＳトランジスタで構成されることが望ましい。また、本実施の形態では、複数のエミッタフォロワを用いていたが、これに代えて、シリーズレギュレータを使用した実施の形態も、上記と同様に考えることができる。 (Embodiment 8)
FIG. 9 shows a block diagram of a transmitter according to Embodiment 8 of the present invention. In the present embodiment, the outputs from the power supply and the DC-DC converter group 615 are directly connected to the collectors of the same number of emitter follower groups 829, and the bus connected to the base terminal of the emitter follower group 829 is connected to the emitter follower group 829. This embodiment is different from the sixth and seventh embodiments in that the switching is performed by the same number of switch groups 621. The same components as those in the sixth and seventh embodiments are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Note that the emitter follower group 829 corresponds to a linear voltage converter. Note that the switch group 621 is desirably formed of an NMOS transistor. Further, in the present embodiment, a plurality of emitter followers are used, but instead of this, an embodiment using a series regulator can be considered similarly to the above.

実施の形態８で期待される付加的な効果は、ＤＣ−ＤＣコンバータ群６１５と高周波電力増幅器６３０との間にエミッタフォロワ８３０〜８３５が入るのみで、スイッチ群６２１は電源経路（電源から高周波電力増幅器６３０への経路）から外しているため、実施の形態６の構成に比べて、電力損失をさらに低減することができる。 An additional effect expected in the eighth embodiment is that only the emitter followers 830 to 835 are inserted between the DC-DC converter group 615 and the high-frequency power amplifier 630, and the switch group 621 is connected to the power supply path (from the power supply to the high-frequency power supply). Since it is removed from the path to the amplifier 630), the power loss can be further reduced as compared with the configuration of the sixth embodiment.

（実施の形態９）
図１０に本発明の実施の形態９における送信機の要部のブロック図を示している。この実施の形態の送信機は、図１０に示すように、位相振幅分離手段１１２から出力される振幅成分を演算増幅器９０１に入力し、演算増幅器９０１の出力をエミッタフォロワ２２９の入力（ベース）に接続し、エミッタフォロワ２２９の出力（エミッタ）を演算増幅器９０１に負帰還するようにしている。符号９０２，９０３はそれぞれバイパスコンデンサを示す。その他の構成は図２と同様である。 (Embodiment 9)
FIG. 10 is a block diagram of a main part of a transmitter according to Embodiment 9 of the present invention. In the transmitter of this embodiment, as shown in FIG. 10, the amplitude component output from the phase / amplitude separation means 112 is input to the operational amplifier 901, and the output of the operational amplifier 901 is input to the input (base) of the emitter follower 229 The output (emitter) of the emitter follower 229 is negatively fed back to the operational amplifier 901. Reference numerals 902 and 903 indicate bypass capacitors, respectively. Other configurations are the same as those in FIG.

この実施の形態によれば、エミッタフォロワ２２９の非線形性、温度特性を補償し、振幅成分を正しく高周波電力増幅器１３０に伝えることができる。 According to this embodiment, the nonlinearity and temperature characteristics of the emitter follower 229 can be compensated, and the amplitude component can be transmitted to the high-frequency power amplifier 130 correctly.

（実施の形態１０）
図１１に本発明の実施の形態１０における送信機の要部のブロック図を示している。この実施の形態の送信機は、図１１に示すように、エミッタフォロワ９１０が１個のトランジスタのみで構成されるのではなく、プッシュプル回路で構成されている。そして、この送信機は、位相振幅分離手段１１２から出力される振幅成分を演算増幅器９０１に入力し、演算増幅器９０１の出力をプッシュプル回路であるエミッタフォロワ９１０の入力に接続し、エミッタフォロワ９１０の出力を演算増幅器９０１に負帰還するようにしている。符号９０２，９０３はそれぞれバイパスコンデンサを示す。符号９１１，９１２はトランジスタ、９１３，９１４は抵抗、９１５，９１６はダイオードで、これらがエミッタフォロワを構成している。その他の構成は図２と同様である。 (Embodiment 10)
FIG. 11 shows a block diagram of a main part of a transmitter according to Embodiment 10 of the present invention. In the transmitter of this embodiment, as shown in FIG. 11, the emitter follower 910 is not constituted by only one transistor, but is constituted by a push-pull circuit. The transmitter inputs the amplitude component output from the phase / amplitude separating means 112 to the operational amplifier 901, connects the output of the operational amplifier 901 to the input of the emitter follower 910 which is a push-pull circuit, and connects the output of the emitter follower 910. The output is negatively fed back to the operational amplifier 901. Reference numerals 902 and 903 indicate bypass capacitors, respectively. Reference numerals 911 and 912 represent transistors, reference numerals 913 and 914 represent resistors, and reference numerals 915 and 916 represent diodes. These constitute an emitter follower. Other configurations are the same as those in FIG.

この実施の形態によれば、エミッタフォロワ９１０の非線形性、温度特性を補償し、演算増幅器９０１の過渡特性で、電圧が演算増幅器に与えられる正の電源電圧あるいは負の電源電圧でホールドされることを防ぎ、振幅成分を正しく高周波電力増幅器２３３に伝えることができる。 According to this embodiment, the nonlinearity and temperature characteristics of the emitter follower 910 are compensated, and the voltage is held by the positive power supply voltage or the negative power supply voltage applied to the operational amplifier due to the transient characteristics of the operational amplifier 901. And the amplitude component can be transmitted to the high-frequency power amplifier 233 correctly.

（実施の形態１１）
図１２に本発明の実施の形態１１における送信機の要部のブロック図を示している。この実施の形態の送信機は、図１２に示すように、エミッタフォロワ９２０がプッシュプル回路で構成されている。そして、この送信機は、位相振幅分離手段１１２から出力される振幅成分を演算増幅器９０１に入力し、演算増幅器９０１の出力をプッシュプル回路であるエミッタフォロワ９２０の入力に接続し、エミッタフォロワ９２０の出力を演算増幅器９０１に負帰還するようにしている。符号９０２，９０３はそれぞれバイパスコンデンサを示す。符号９２１，９２２はトランジスタ、９２３は抵抗、９２４，９２５はダイオードで、これらがエミッタフォロワを構成している。その他の構成は図２と同様である。 (Embodiment 11)
FIG. 12 is a block diagram of a main part of a transmitter according to Embodiment 11 of the present invention. In the transmitter of this embodiment, as shown in FIG. 12, the emitter follower 920 is configured by a push-pull circuit. The transmitter inputs the amplitude component output from the phase / amplitude separating means 112 to the operational amplifier 901, connects the output of the operational amplifier 901 to the input of the emitter follower 920 which is a push-pull circuit, and connects the output of the emitter follower 920. The output is negatively fed back to the operational amplifier 901. Reference numerals 902 and 903 indicate bypass capacitors, respectively. Reference numerals 921 and 922 represent transistors, reference numeral 923 represents resistors, and reference numerals 924 and 925 represent diodes, which constitute an emitter follower. Other configurations are the same as those in FIG.

この実施の形態によれば、実施の形態１０と同様の作用効果を有する。 According to this embodiment, the same functions and effects as those of the tenth embodiment are obtained.

上記第９、第１０、第１１の実施の形態で説明した構成は、図８に示した送信機の回路にそれぞれ適用することもでき、その場合、第９、第１０、第１１の実施の形態と同様の効果が得られる。 The configurations described in the ninth, tenth, and eleventh embodiments can also be applied to the transmitter circuit shown in FIG. 8, respectively. In this case, the ninth, tenth, and eleventh embodiments can be applied. The same effect as in the embodiment can be obtained.

本発明にかかる送信機は、高周波電力増幅器をスイッチ型として動作させることができるＥＥＲ法において広帯域でかつ高効率な動作を可能とする効果を有し、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex；直交周波数分割多重）などサブキャリアを用いる通信方式の送信機等として有用である。 The transmitter according to the present invention has the effect of enabling wideband and high-efficiency operation in the EER method in which a high-frequency power amplifier can be operated as a switch type, and has an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex). ) Is useful as a transmitter of a communication method using subcarriers.

本発明の実施の形態１の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態２の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to a second embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態３の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to a third embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態４の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to a fourth embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態５の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to a fifth embodiment of the present invention. 従来の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional transmitter. 本発明の実施の形態６の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to a sixth embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態７の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 21 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to Embodiment 7 of the present invention. 本発明の実施の形態８の送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 19 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter according to an eighth embodiment of the present invention. 本発明の実施の形態９の送信機の要部の構成を示すブロック図である。FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a main part of a transmitter according to Embodiment 9 of the present invention. 本発明の実施の形態１０の送信機の要部の構成を示すブロック図である。FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a main part of a transmitter according to Embodiment 10 of the present invention. 本発明の実施の形態１１の送信機の要部の構成を示すブロック図である。FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a main part of a transmitter according to an eleventh embodiment of the present invention.

符号の説明Explanation of reference numerals

１１１ＯＦＤＭ信号生成手段
１１２位相振幅分離手段
１１３振幅スライス手段
１１４スイッチドライバ
１１５スイッチングレギュレータ群
１１６〜１２０ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２１スイッチ群
１２２〜１２７スイッチ
１２８直交変調器
１２９シリーズレギュレータ
１３０高周波電力増幅器
２２９エミッタフォロワ
３２９エミッタフォロア群
３３０〜３３５エミッタフォロワ
４３１方向性結合器
４３２タイミング補正手段
４３３タイミング校正手段
５３４抵抗器
５３５抵抗器
５３６タイミング補正手段
６１１ＯＦＤＭ信号生成手段
６１２振幅抽出手段
６１３振幅スライス手段
６１４スイッチドライバ
６１５スイッチングレギュレータ群
６１６〜６２０ＤＣ−ＤＣコンバータ
６２１スイッチ群
６２２〜６２７スイッチ
６２８直交変調器
６２９シリーズレギュレータ
６３０高周波電力増幅器
７２９エミッタフォロワ
８２９エミッタフォロア群
８３０〜８３５エミッタフォロワ
４０端子
４１検波器
４２電圧変換器
４３リミッタ
４４スイッチ型アンプ

111 OFDM signal generating means 112 Phase / amplitude separating means 113 Amplitude slicing means 114 Switch driver 115 Switching regulator group 116-120 DC-DC converter 121 Switch group 122-127 Switch 128 Quadrature modulator 129 Series regulator 130 High frequency power amplifier 229 Emitter follower 329 Emitter follower group 330 to 335 Emitter follower 431 Directional coupler 432 Timing correction means 433 Timing calibration means 534 Resistor 535 Resistor 536 Timing correction means 611 OFDM signal generation means 612 Amplitude extraction means 613 Amplitude slicing means 614 Switch driver 615 Switching regulator Group 616 to 620 DC-DC converter 621 switch group 622 to 6 7 switch 628 quadrature modulator 629 series regulator 630 high-frequency power amplifier 729 emitter follower 829 emitter follower groups 830-835 emitter follower 40 terminal 41 detector 42 voltage converter 43 the limiter 44 switched amplifier

Claims

変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、
前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、
前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。 A modulation signal generating means for generating a modulation signal,
Phase and amplitude separating means for separating the modulated signal generated by the modulated signal generating means into a phase component and an amplitude component,
Amplitude slicing means for slicing the amplitude component separated by the phase and amplitude separating means at a plurality of voltage levels that differ stepwise;
A plurality of switching regulators for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner;
A switch group for selecting any one of the output voltages of the plurality of switching regulators,
A switch driver for selectively conducting each switch of the switch group according to slice data of an amplitude component sliced by the amplitude slicing means;
Linear voltage conversion means for converting the amplitude component into a voltage using an output voltage of any of the switching regulators selected by the switch group as a power supply voltage;
A high-frequency power amplifier that inputs the phase component to a high-frequency input terminal, inputs the amplitude component voltage-converted by the linear voltage conversion means to a power supply terminal, and outputs a modulated wave obtained by multiplying the amplitude and the phase. Equipped transmitter.

変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号を位相成分と振幅成分とに分離する位相振幅分離手段と、
前記位相振幅分離手段で分離された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として前記振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、
前記振幅成分を前記複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記位相成分を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として振幅と位相とが掛け合わされた変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。 A modulation signal generating means for generating a modulation signal,
Phase and amplitude separating means for separating the modulated signal generated by the modulated signal generating means into a phase component and an amplitude component,
Amplitude slicing means for slicing the amplitude component separated by the phase and amplitude separating means at a plurality of voltage levels that differ stepwise;
A plurality of switching regulators for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner;
A plurality of linear voltage conversion means for performing voltage conversion of the amplitude component using output voltages of the plurality of switching regulators as power supply voltages,
A switch group for transmitting the amplitude component to the plurality of linear voltage conversion means,
A switch driver for selectively conducting each switch of the switch group according to slice data of an amplitude component sliced by the amplitude slicing means;
A high-frequency power amplifier for inputting the phase component to a high-frequency input terminal, inputting the amplitude component voltage-converted by the plurality of linear voltage conversion means to a power supply terminal, and outputting a modulated wave whose amplitude and phase are multiplied as a result; And a transmitter with.

前記位相振幅分離手段の位相成分の出力端と前記高周波電力増幅器の入力端との間に周波数変換手段を有することを特徴とする請求項１または２記載の送信機。 3. The transmitter according to claim 1, further comprising a frequency conversion unit between an output terminal of the phase component of the phase and amplitude separation unit and an input terminal of the high-frequency power amplifier.

前記高周波電力増幅器の出力端に設けられて高周波出力電力をフィードバックするフィードバック手段と、
前記フィードバック手段の信号を基に位相と振幅のタイミングずれを校正するための第１の校正信号を発生する第１のタイミング校正手段と、
前記第１のタイミング校正手段からの第１の校正信号を受け、位相振幅分離手段から出力される振幅成分と位相成分のタイミングを補正する第１のタイミング補正手段とが付加されたことを特徴とする請求項１，２または３記載の送信機。 Feedback means provided at an output end of the high-frequency power amplifier to feed back high-frequency output power;
First timing calibration means for generating a first calibration signal for calibrating a phase shift between a phase and an amplitude based on a signal from the feedback means;
A first timing correction means for receiving a first calibration signal from the first timing correction means and correcting the timing of the amplitude component and the phase component output from the phase / amplitude separation means has been added. The transmitter according to claim 1, 2 or 3, wherein

前記スイッチングレギュレータの出力端と前記リニア電圧変換手段の電源電圧入力端との間に設けられて前記スイッチングレギュレータの出力電圧を検出する第１の電圧検出手段と、
前記リニア電圧変換手段の振幅成分入力端子に設けられて、振幅成分の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、
前記第１および第２の電圧検出手段から得られた電圧振幅データを比較することにより、前記振幅成分と前記スライスデータのタイミングずれを校正するための第２の校正信号を出力する第２のタイミング校正手段と、
前記第２のタイミング校正手段からの第２の校正信号を受け前記振幅成分と前記スライスデータのタイミングを補正する第２のタイミング補正手段とが付加されたことを特徴とする請求項１，２，３，または４記載の送信機。 First voltage detection means provided between an output terminal of the switching regulator and a power supply voltage input terminal of the linear voltage conversion means to detect an output voltage of the switching regulator;
Second voltage detection means provided at an amplitude component input terminal of the linear voltage conversion means for detecting a voltage of the amplitude component;
A second timing for outputting a second calibration signal for calibrating a timing deviation between the amplitude component and the slice data by comparing the voltage amplitude data obtained from the first and second voltage detection means; Calibration means;
4. The apparatus according to claim 1, further comprising second timing correction means for receiving a second calibration signal from said second timing correction means and correcting the amplitude component and the timing of said slice data. 3. The transmitter according to 3, or 4.

前記リニア電圧変換手段がエミッタフォロワであることを特徴とする請求項１，２，３，４または５記載の送信機。 6. The transmitter according to claim 1, wherein said linear voltage conversion means is an emitter follower.

前記リニア電圧変換手段がリニアレギュレータであることを特徴とする請求項１，２，３，４または５記載の送信機。 6. The transmitter according to claim 1, wherein said linear voltage converter is a linear regulator.

前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記エミッタフォロワの入力に接続し、前記エミッタフォロワの出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項６記載の送信機。 The transmitter according to claim 6, wherein the amplitude component is input to an operational amplifier, an output of the operational amplifier is connected to an input of the emitter follower, and an output of the emitter follower is negatively fed back to the operational amplifier.

前記エミッタフォロワがプッシュプル回路からなり、前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記プッシュプル回路の入力に接続し、前記プッシュプル回路の出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項６記載の送信機。 The emitter follower comprises a push-pull circuit, inputs the amplitude component to an operational amplifier, connects an output of the operational amplifier to an input of the push-pull circuit, and negatively feeds back an output of the push-pull circuit to the operational amplifier. The transmitter according to claim 6.

変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧の何れか一つを選択するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記スイッチ群により選択された何れかのスイッチングレギュレータの出力電圧を電源電圧として前記振幅成分を電圧変換するリニア電圧変換手段と、
前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記リニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。 A modulation signal generating means for generating a modulation signal,
Amplitude extraction means for extracting an amplitude component from the modulation signal generated by the modulation signal generation means,
Amplitude slicing means for slicing the amplitude component extracted by the amplitude extracting means at a plurality of voltage levels that differ stepwise;
A plurality of switching regulators for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner;
A switch group for selecting any one of the output voltages of the plurality of switching regulators,
A switch driver for selectively conducting each switch of the switch group according to slice data of an amplitude component sliced by the amplitude slicing means;
Linear voltage conversion means for converting the amplitude component into a voltage using an output voltage of any of the switching regulators selected by the switch group as a power supply voltage;
A transmitter comprising: a high-frequency power amplifier that inputs the modulation signal to a high-frequency input terminal, inputs the amplitude component voltage-converted by the linear voltage conversion unit to a power terminal, and outputs a modulated wave as a result.

変調信号を発生する変調信号発生手段と、
前記変調信号発生手段により発生された前記変調信号から振幅成分を抽出する振幅抽出手段と、
前記振幅抽出手段で抽出された前記振幅成分を段階的に異なる複数の電圧レベルでスライスする振幅スライス手段と、
電源電圧を段階的に値の異なる複数の電圧に変換する複数のスイッチングレギュレータと、
前記複数のスイッチングレギュレータの出力電圧を各々電源電圧として前記振幅成分を電圧変換する複数のリニア電圧変換手段と、
前記振幅信号を前記複数のリニア電圧変換手段へ伝達するスイッチ群と、
前記振幅スライス手段によってスライスされた振幅成分のスライスデータに従って前記スイッチ群の各スイッチを選択的に導通させるスイッチドライバと、
前記変調信号を高周波入力端子に入力し、前記複数のリニア電圧変換手段によって電圧変換された振幅成分を電源端子に入力し、結果として変調波を出力する高周波電力増幅器とを備えた送信機。 A modulation signal generating means for generating a modulation signal,
Amplitude extraction means for extracting an amplitude component from the modulation signal generated by the modulation signal generation means,
Amplitude slicing means for slicing the amplitude component extracted by the amplitude extracting means at a plurality of voltage levels that differ stepwise;
A plurality of switching regulators for converting a power supply voltage into a plurality of voltages having different values in a stepwise manner;
A plurality of linear voltage conversion means for performing voltage conversion of the amplitude component using output voltages of the plurality of switching regulators as power supply voltages,
A switch group for transmitting the amplitude signal to the plurality of linear voltage conversion means,
A switch driver for selectively conducting each switch of the switch group according to slice data of an amplitude component sliced by the amplitude slicing means;
A transmitter comprising: a high-frequency power amplifier that inputs the modulation signal to a high-frequency input terminal, inputs the amplitude components voltage-converted by the plurality of linear voltage conversion units to a power supply terminal, and outputs a modulated wave as a result.

リニア電圧変換手段がエミッタフォロワであることを特徴とする請求項１０または１１記載の送信機。 The transmitter according to claim 10 or 11, wherein the linear voltage conversion means is an emitter follower.

リニア電圧変換手段がリニアレギュレータであることを特徴とする請求項１０または１１記載の送信機。 The transmitter according to claim 10 or 11, wherein the linear voltage conversion means is a linear regulator.

前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記エミッタフォロワの入力に接続し、前記エミッタフォロワの出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項１２記載の送信機。 The transmitter according to claim 12, wherein the amplitude component is input to an operational amplifier, an output of the operational amplifier is connected to an input of the emitter follower, and an output of the emitter follower is negatively fed back to the operational amplifier.

前記エミッタフォロワがプッシュプル回路からなり、前記振幅成分を演算増幅器に入力し、前記演算増幅器の出力を前記プッシュプル回路の入力に接続し、前記プッシュプル回路の出力を前記演算増幅器に負帰還する請求項１２記載の送信機。

The emitter follower comprises a push-pull circuit, inputs the amplitude component to an operational amplifier, connects an output of the operational amplifier to an input of the push-pull circuit, and negatively feeds back an output of the push-pull circuit to the operational amplifier. The transmitter according to claim 12.