JP2004166260A

JP2004166260A - Mixer circuit

Info

Publication number: JP2004166260A
Application number: JP2003361905A
Authority: JP
Inventors: Shuya Kishimoto; 修也岸本; Kenichi Maruhashi; 建一丸橋; Masaharu Ito; 正治伊東; Keiichi Ohata; 恵一大畑
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-10-22
Filing date: 2003-10-22
Publication date: 2004-06-10
Anticipated expiration: 2023-10-22
Also published as: JP4412458B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a mixer circuit which is suitable to be used for a self-heterodyne communication scheme to obtain a local oscillation signal and an RF signal of the same degree with great power, and reduces fluctuation of the transmission power of the local oscillation signal with respect to input power of an IF signal to the mixer circuit. <P>SOLUTION: The mixer circuit has: a first circuit having a diode characteristic; and a second circuit of which impedance is different from that of the first circuit and which has a diode characteristics of a polarity opposed to that of the first circuit and is parallel connected with the first circuit. The first circuit may have a first diode, and the second circuit may also have a second diode whose junction area is different from that of the first diode. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

本発明は自己ヘテロダイン通信方式の無線通信装置に用いて好適なミキサ回路に関する。 The present invention relates to a mixer circuit suitable for use in a self-heterodyne communication wireless communication device.

一般に、無線通信装置では、比較的低い周波数である信号処理用のＩＦ（Intermediate Frequency）信号から比較的高い周波数である送信用のＲＦ（Radio Frequency）信号への周波数変換、あるいはＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換のために局部発振信号（以下、ＬＯ信号と称す）が用いられる。 Generally, in a wireless communication apparatus, frequency conversion from an IF (Intermediate Frequency) signal for signal processing, which is a relatively low frequency, to an RF (Radio Frequency) signal for transmission, which is a relatively high frequency, or an IF signal to an IF signal A local oscillation signal (hereinafter, referred to as an LO signal) is used to convert the frequency into a signal.

マイクロ波やミリ波帯等の高周波帯を使用する無線通信装置では、ＬＯ信号の周波数が高くなることから、位相雑音が低く、安定して発振する局部発振回路の実現が困難であり、これが無線通信装置のコストを上昇させる要因となる。そこで、非特許文献１には送信装置からＲＦ信号と共にＬＯ信号を送信する自己へテロダイン通信方式が提案されている。 In a radio communication device using a high frequency band such as a microwave band or a millimeter wave band, since the frequency of the LO signal is high, it is difficult to realize a local oscillation circuit that has low phase noise and oscillates stably. This may increase the cost of the communication device. Therefore, Non-Patent Document 1 proposes a self-heterodyne communication system in which a transmitting device transmits an LO signal together with an RF signal.

図１５は自己ヘテロダイン通信方式の構成を示す模式図である。 FIG. 15 is a schematic diagram showing the configuration of the self-heterodyne communication system.

図１５に示すように、自己へテロダイン通信方式は、送信装置２００に、ＬＯ信号を用いてＩＦ信号からＲＦ信号に周波数変換するミキサ回路２０１とミキサ回路２０１の出力信号を送信電力まで増幅する電力増幅器２０２とを備え、受信装置３００に、送信されたＲＦ信号及びＬＯ信号からＩＦ信号を再生する検波器を備えた構成である。このような構成では、受信装置３００側でＬＯ信号を生成する局部発振回路が不要になるため、受信装置３００の小型化、低コスト化を実現できる。 As shown in FIG. 15, in the self-heterodyne communication system, a transmitting device 200 is provided with a mixer circuit 201 for frequency-converting an IF signal into an RF signal using an LO signal and a power for amplifying an output signal of the mixer circuit 201 to a transmission power. The receiving apparatus 300 includes an amplifier 202 and a detector that reproduces an IF signal from the transmitted RF signal and LO signal. In such a configuration, the local oscillation circuit that generates the LO signal on the receiving device 300 side is not required, so that the size and cost of the receiving device 300 can be reduced.

ところで、非特許文献２によれば、自己へテロダイン通信方式では、送信電力が一定という条件下で受信搬送波電力対雑音電力比を高めるために、ＲＦ信号とＬＯ信号の送信電力を同程度にすることが望ましい。また、自己へテロダイン通信方式の受信装置３００では、一般に受信したＬＯ信号の電力レベルができるだけ一定であることが望ましい。 According to Non-Patent Document 2, in the self-heterodyne communication method, the transmission power of the RF signal and the transmission power of the LO signal are made equal to increase the ratio of the received carrier power to the noise power under the condition that the transmission power is constant. It is desirable. In the self-heterodyne communication receiving apparatus 300, it is generally desirable that the power level of the received LO signal is as constant as possible.

しかしながら、ミキサ回路を簡易な単一のダイオードで構成すると、ＲＦ信号に比べてＬＯ信号の出力電力が大きくなってしまう。そこで、自己へテロダイン通信方式ではＬＯ信号の出力電力を抑制できるバランスミキサ回路が用いられる。 However, when the mixer circuit is configured by a simple single diode, the output power of the LO signal becomes larger than that of the RF signal. Therefore, in the self-heterodyne communication system, a balance mixer circuit that can suppress the output power of the LO signal is used.

小型なバランスミキサ回路としては、例えば非特許文献３に記載された、２つのダイオードを並列にかつ逆極性に接続したアンチパラレルダイオード部を有する偶高調波型のミキサ回路が知られている。 As a small balanced mixer circuit, for example, an even harmonic mixer circuit having an anti-parallel diode unit in which two diodes are connected in parallel and with opposite polarities, which is described in Non-Patent Document 3, is known.

図１６は従来のアンチパラレルダイオード部を有するミキサ回路の構成を示す回路図である。図１７は図１６に示したミキサ回路の特性を示す図であり、同図（ａ）は電流電圧特性を示すグラフ、同図（ｂ）は出力波形を示す波形図、同図（ｃ）は出力信号の周波数特性を示すグラフである。 FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional mixer circuit having an anti-parallel diode unit. 17A and 17B are diagrams showing characteristics of the mixer circuit shown in FIG. 16, wherein FIG. 17A is a graph showing current-voltage characteristics, FIG. 17B is a waveform diagram showing an output waveform, and FIG. 5 is a graph illustrating frequency characteristics of an output signal.

図１６に示すように、従来のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部１０１と、アンチパラレルダイオード部１０１の入力端と接地電位間に挿入されたショートスタブ１０２と、アンチパラレルダイオード部１０１の出力端に一端が接続され、他端が開放されたオープンスタブ１０３とを有する構成である。 As shown in FIG. 16, the conventional mixer circuit includes an anti-parallel diode unit 101, a short stub 102 inserted between an input terminal of the anti-parallel diode unit 101 and a ground potential, and an output terminal of the anti-parallel diode unit 101. The open stub 103 has one end connected and the other end opened.

図１６に示すアンチパラレルダイオード部１０１の入力端には、ＩＦ信号及びＬＯ信号の１／２の周波数信号（以下、ＬＯ／２信号と称す）がそれぞれ入力され、アンチパレルダイオード部１０１の出力端からはＲＦ信号及びＬＯ信号がそれぞれ出力される。 An input terminal of the anti-parallel diode unit 101 shown in FIG. 16 receives a frequency signal of a half of the IF signal and the LO signal (hereinafter, referred to as an LO / 2 signal). Output an RF signal and an LO signal, respectively.

ショートスタブ１０２は、接続点１０４がＬＯ／２信号でオープンとなり、その２倍波信号であるＬＯ信号でショートする、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。また、オープンスタブ１０３は、接続点１０５がＬＯ／２信号でショートし、その２倍波信号であるＬＯ信号でオープンとなる、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。 The short stub 102 is formed to have a length equal to the electrical length of a half wavelength of the LO signal, for example, in which the connection point 104 is opened by the LO / 2 signal and short-circuited by the LO signal which is the second harmonic signal. . The open stub 103 has a length equal to the electrical length of a half wavelength of the LO signal, for example, in which the connection point 105 is short-circuited by the LO / 2 signal and opened by the LO signal which is the second harmonic signal. It is formed.

従来のアンチパラレルダイオード部１０１は、特性が等しい２つのダイオードＤ１０１、Ｄ１０２で構成されているため、図１７（ａ）に示すようにグラフの原点０に対して対称な入力電圧対出力電流特性を備え、正弦波信号入力に対して図１７（ｂ）に示すように正負の最大電流値（Ｉ_max）が等しい信号波形が出力される。このとき、出力信号の周波数成分は、図１７（ｃ）に示すように入力信号の周波数ｆ０と、その奇数高調波３ｆ０、５ｆ０、…であり、偶数高調波２ｆ０、４ｆ０、…は抑制される。 Since the conventional anti-parallel diode unit 101 includes two diodes D101 and D102 having the same characteristics, the input voltage-output current characteristics symmetric with respect to the origin 0 of the graph as shown in FIG. As shown in FIG. 17B, a signal waveform having the same positive / negative maximum current value (I _max ) is output with respect to the sine wave signal input. At this time, the frequency components of the output signal are the frequency f0 of the input signal and its odd harmonics 3f0, 5f0,... As shown in FIG. 17C, and the even harmonics 2f0, 4f0,. .

このような特性を有するミキサ回路にＬＯ／２信号及びＩＦ信号をそれぞれ入力すると、ミキサ回路はそれらの信号を周波数混合した When the LO / 2 signal and the IF signal are respectively input to the mixer circuit having such characteristics, the mixer circuit mixes these signals in frequency.

の関係式を満たす信号を出力する。

A signal that satisfies the relational expression is output.

ここで、ｆ_RFは出力信号（ＲＦ信号）の周波数、ｆ_LO/2はＬＯ／２信号の周波数、ｆ_IFはＩＦ信号の周波数、ｍ、ｎは整数である。なお、式（１）から分かるように、出力信号には、ＩＦ信号（ｍ＝０のとき）とその高調波、及びＬＯ／２信号（ｎ＝０のとき）とその高調波も含まれる。 Here, f _RF is the frequency of the output signal (RF signal), f _{LO / 2} is the frequency of the LO / 2 signal, f _IF is the frequency of the IF signal, and m and n are integers. As can be seen from equation (1), the output signal includes the IF signal (when m = 0) and its harmonics, and the LO / 2 signal (when n = 0) and its harmonics.

但し、ミキサ回路の出力には、上述したように However, the output of the mixer circuit is

の関係を満たす奇数高調波の周波数成分のみが出力され、

Only the odd harmonic frequency components that satisfy the relationship

の関係を満たす偶数高調波の周波数成分は抑制される（ｋは正の整数）。

Is suppressed (k is a positive integer).

図１６に示したミキサ回路を実際に用いる場合、多数の周波数成分から成る出力信号のうち、比較的変換利得が高い、ｍ＝２，ｎ＝１の周波数のＲＦ信号が多く利用される。このため、ミキサ回路に入力する局部発振信号は、送信するＬＯ信号の１／２の周波数でよい。
Yozo Shoji, et al., "60GHz Band 64QAM/OFDM Terrestrial Digital Broadcasting Signal Transmission by Using Millimeter-Wave Self-Heterodyne System", IEEE TRANSACTIONSON BROADCASTING, VOL.47, pp.218-227, 2001. 荘司洋三、他２名、「ミリ波自己ヘテロダイン通信システムの提案」、社団法人電子情報通信学会、信学技報ＲＣＳ２０００−３０、ｐ．１−８ Kenji Itoh, et al., "A 40GHz Band Monolithic Harmonic Mixer With An Antiparallel Diode Pair", IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp.879-882, 1991. When the mixer circuit shown in FIG. 16 is actually used, an RF signal having a relatively high conversion gain and a frequency of m = 2, n = 1 is often used among output signals composed of many frequency components. For this reason, the local oscillation signal input to the mixer circuit may have a half frequency of the LO signal to be transmitted.
Yozo Shoji, et al., "60GHz Band 64QAM / OFDM Terrestrial Digital Broadcasting Signal Transmission by Using Millimeter-Wave Self-Heterodyne System", IEEE TRANSACTIONSON BROADCASTING, VOL.47, pp.218-227, 2001. Yozo Shoji and 2 others, "Proposal of Millimeter-Wave Self-Heterodyne Communication System", The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, IEICE RCS2000-30, p. 1-8 Kenji Itoh, et al., "A 40GHz Band Monolithic Harmonic Mixer With An Antiparallel Diode Pair", IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, pp.879-882, 1991.

上述したように自己へテロダイン通信方式ではＲＦ信号とＬＯ信号とを同程度の電力で送信するという最適条件を満たすことが望ましい。また、自己へテロダイン通信方式の受信装置では、受信したＬＯ信号の電力レベルができるだけ一定であることが望ましい。 As described above, in the self-heterodyne communication system, it is desirable to satisfy the optimum condition of transmitting the RF signal and the LO signal with the same power. In a self-heterodyne communication receiving apparatus, it is desirable that the power level of the received LO signal is as constant as possible.

しかしながら、図１６に示したミキサ回路では、上述した式（３）を満たす周波数のＬＯ信号（例えば、ｍ＝２，ｎ＝０）が抑制されてしまうため、最適条件を満たす出力電力が小さくなり、大きな電力のＲＦ信号及びＬＯ信号が得られないという問題がある。 However, in the mixer circuit shown in FIG. 16, the LO signal (for example, m = 2, n = 0) having a frequency satisfying the above equation (3) is suppressed, so that the output power satisfying the optimum condition is reduced. However, there is a problem that a high power RF signal and LO signal cannot be obtained.

具体的には、最適条件を満たすミキサ回路からのＲＦ信号及びＬＯ信号の出力電力は−４５ｄＢｍ程度であるため、例えば送信電力を５ｄＢｍとするためには、ミキサ回路の後段に配置する電力増幅器の利得を５０ｄＢにしなければならない。このように大きな利得は電力増幅器を多段構成にしなければ得られないため、回路規模が大きくなり、送信装置が高価になっていた。 Specifically, since the output power of the RF signal and the LO signal from the mixer circuit satisfying the optimum condition is about −45 dBm, for example, in order to set the transmission power to 5 dBm, the power amplifier of the power amplifier disposed after the mixer circuit The gain must be 50 dB. Since such a large gain cannot be obtained unless the power amplifier has a multi-stage configuration, the circuit scale becomes large and the transmission device becomes expensive.

本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、局部発振信号とＲＦ信号とが、同程度で、かつ大きな電力で得られる、自己へテロダイン通信方式に用いて好適なミキサ回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems of the conventional technology, and a self-heterodyne communication system in which a local oscillation signal and an RF signal can be obtained with the same level and large power. It is an object of the present invention to provide a mixer circuit suitable for use in a computer.

また、本発明の他の目的は、ミキサ回路に対するＩＦ信号の入力電力に対して局部発振信号の送信電力の変動が少ないミキサ回路を提供することにある。 Another object of the present invention is to provide a mixer circuit in which the transmission power of a local oscillation signal is small with respect to the input power of an IF signal to the mixer circuit.

上記目的を達成するため本発明のミキサ回路は、ダイオード特性を有する第１の回路と、
前記第１の回路とインピーダンスが異なり、かつ前記第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、前記第１の回路と並列に接続された第２の回路と、
を有する構成である。 To achieve the above object, a mixer circuit according to the present invention includes a first circuit having diode characteristics,
A second circuit connected in parallel with the first circuit, the impedance being different from that of the first circuit, and having a diode characteristic of a polarity opposite to that of the first circuit;
It is a structure which has.

ここで、前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
前記第１のダイオードと接合面積が異なる第２のダイオードを有していてもよい。 Here, the first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
A second diode having a junction area different from that of the first diode may be provided.

また、前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１の回路及び第２の回路のうち、少なくともいずれか一方にインピーダンス素子を有していてもよく、
前記インピーダンス素子は、
伝送線路あるいは抵抗器であることが望ましい。 Further, the first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
A second diode,
At least one of the first circuit and the second circuit may have an impedance element,
The impedance element,
Preferably, it is a transmission line or a resistor.

また、前記第１の回路は、
第１のダイオード及び第１のインピーダンス素子を有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオード及び前記第１のインピーダンス素子とインピーダンスが異なる第２のインピーダンス素子を有していてもよく、
前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
特性インピーダンスが等しく、線路長が異なる伝送線路、特性インピーダンスが異なる伝送線路、または抵抗器であることが望ましい。 Further, the first circuit includes:
A first diode and a first impedance element,
The second circuit includes:
It may include a second diode and a second impedance element having an impedance different from that of the first impedance element,
The first impedance element and the second impedance element are:
It is desirable that the transmission lines have the same characteristic impedance and different line lengths, the transmission lines have different characteristic impedances, or resistors.

また、本発明の他のミキサ回路は、ダイオード特性を有する第１の回路と、
前記第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、前記第１の回路と並列に接続された第２の回路と、
を有し、
前記第１の回路は、
第１のダイオードを備え、
前記第２の回路は、
前記第１のダイオードと順方向立上り電圧が異なる第２のダイオードを備えた構成である。 Further, another mixer circuit of the present invention includes a first circuit having a diode characteristic,
A second circuit having a diode characteristic of a polarity opposite to that of the first circuit and connected in parallel with the first circuit;
Has,
The first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
This is a configuration including a second diode having a different forward rising voltage from the first diode.

上記ミキサ回路は、
前記第１の回路として第１のダイオードを有し、
前記第２の回路として第２のダイオードを有し、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ直列に接続される第３のダイオードを有していてもよく、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ並列に接続される第３のダイオードを有していてもよい。 The above mixer circuit,
A first diode as the first circuit;
A second diode as the second circuit;
At least one of the first diode and the second diode may have a third diode of the same polarity and connected in series,
At least one of the first diode and the second diode may have a third diode of the same polarity and connected in parallel.

さらに、前記第１の回路と前記第２の回路の接続端のうち、少なくともいずれか一方から所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス回路を有していてもよい。 Further, a bias circuit may be provided for applying a predetermined bias voltage from at least one of the connection terminals of the first circuit and the second circuit.

また、上記ミキサ回路は、前記第１の回路と前記第２の回路の一方の接続端から第１の信号及び第２の信号が入力され、前記第１の回路と前記第２の回路の他方の接続端から前記第１の信号と第２の信号が混合された第３の信号及び前記第１の信号の高調波である第４の信号が出力され、
前記第３の信号の電力レベルが、
前記第４の信号の１ｄＢ利得圧縮点から該１ｄＢ利得圧縮点−１３ｄＢの範囲内であることが望ましく、
前記第３の信号及び前記第４の信号の出力電力レベルが等しいことがより望ましい。 Further, the mixer circuit receives a first signal and a second signal from one connection end of the first circuit and the second circuit, and receives the other of the first circuit and the second circuit. A third signal obtained by mixing the first signal and the second signal and a fourth signal that is a harmonic of the first signal are output from the connection end of
The power level of the third signal is:
It is preferable that the fourth signal is within a range from the 1 dB gain compression point to the 1 dB gain compression point −13 dB,
More preferably, the output power levels of the third signal and the fourth signal are equal.

一方、本発明の無線通信装置は、上記ミキサ回路と、
前記第３の信号及び前記第４の信号を増幅する電力増幅器と、
を有する構成である。 On the other hand, the wireless communication device of the present invention includes the mixer circuit,
A power amplifier for amplifying the third signal and the fourth signal;
It is a structure which has.

上記のように構成されたミキサ回路では、ダイオード特性を有する第１の回路と、第１の回路とインピーダンスが異なり、かつ第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、第１の回路と並列に接続された第２の回路とを有することで、第１の回路と第２の回路に流れる電流の振幅値が異なり、さらに位相差も１８０°ではなくなる。 In the mixer circuit configured as described above, the first circuit having a diode characteristic is different from the first circuit having an impedance different from that of the first circuit and having a diode characteristic of a polarity opposite to that of the first circuit. , The amplitude values of the currents flowing through the first circuit and the second circuit are different, and the phase difference is not 180 °.

したがって、従来のミキサ回路が備えていた局部発振信号の抑制効果が低減されて出力電力が上昇するため、第１の回路と第２の回路のインピーダンス値を適宜選択することで局部発振信号とＲＦ信号の出力電力比を調整できる。よって、局部発振信号とＲＦ信号の出力電力を同程度で、かつ従来に比べて大きな値に設定できる。 Therefore, since the effect of suppressing the local oscillation signal provided in the conventional mixer circuit is reduced and the output power increases, the local oscillation signal and the RF signal can be appropriately selected by appropriately selecting the impedance values of the first circuit and the second circuit. The output power ratio of the signal can be adjusted. Therefore, the output power of the local oscillation signal and the output power of the RF signal can be set to the same level and a larger value than in the related art.

また、第１の回路及び第２の回路のうち、少なくともいずれか一方にインピーダンス素子を有し、インピーダンス素子として抵抗器を用いた構成では、自己バイアス効果によりダイオードに印加される電圧がほぼ一定となる。そのため、ＩＦ信号の高入力電力時における局部発振信号の出力電力の低下が抑制される。 Further, in a configuration in which at least one of the first circuit and the second circuit has an impedance element and a resistor is used as the impedance element, the voltage applied to the diode due to the self-bias effect is substantially constant. Become. Therefore, a decrease in the output power of the local oscillation signal at the time of high input power of the IF signal is suppressed.

また、本発明の無線通信装置では、第１の回路と第２の回路の一方の接続端から第１の信号及び第２の信号が入力され、第１の回路と第２の回路の他方の接続端から第１の信号と第２の信号が混合された第３の信号及び第１の信号の高調波である第４の信号が出力される上記ミキサ回路と、第３の信号及び前記第４の信号を増幅する電力増幅器とを有することで、ミキサ回路から従来よりも大きく、かつ同程度の出力電力の局部発振信号及びＲＦ信号が得られるため、電力増幅器の利得を小さくすることが可能になる。したがって、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。 Further, in the wireless communication device of the present invention, the first signal and the second signal are input from one connection end of the first circuit and the second circuit, and the other of the first circuit and the second circuit is input. A mixer circuit configured to output a third signal in which the first signal and the second signal are mixed and a fourth signal which is a harmonic of the first signal from the connection end; 4 and a power amplifier that amplifies the signal of No. 4 can obtain a local oscillation signal and an RF signal having the same level of output power from the mixer circuit as compared to the related art, and thus the gain of the power amplifier can be reduced. become. Therefore, a wireless communication device that operates stably at low cost can be obtained.

次に本発明について図面を参照して説明する。 Next, the present invention will be described with reference to the drawings.

(第１の実施の形態)
図１は本発明のミキサ回路の第１の実施の形態の構成を示す回路図である。 (First Embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of a mixer circuit according to the present invention.

第１の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部がｐｎ接合型のダイオードＤ１、Ｄ２で構成され、ダイオードＤ１の接合面積Ｓ１とダイオードＤ２の接合面積Ｓ２とが異なる構成である。その他の構成は図１６に示した従来のミキサ回路と同様である。 The mixer circuit according to the first embodiment has a configuration in which the anti-parallel diode unit is formed of pn junction type diodes D1 and D2, and the junction area S1 of the diode D1 is different from the junction area S2 of the diode D2. Other configurations are the same as those of the conventional mixer circuit shown in FIG.

すなわち、本実施形態のミキサ回路は、接合面積が異なるダイオードＤ１及びダイオードＤ２を有するアンチパラレルダイオード部１と、アンチパラレルダイオード部１の入力端と接地電位間に挿入されたショートスタブ２と、アンチパラレルダイオード部１の出力端に一端が接続され、他端が開放されたオープンスタブ３とを有する構成である。 That is, the mixer circuit of the present embodiment includes an anti-parallel diode unit 1 having diodes D1 and D2 having different junction areas, a short stub 2 inserted between the input terminal of the anti-parallel diode unit 1 and the ground potential, One end is connected to the output end of the parallel diode unit 1 and the open stub 3 is open at the other end.

ショートスタブ２は、接続点４がＬＯ／２信号でオープンとなり、その２倍波信号であるＬＯ信号でショートする、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。また、オープンスタブ３は、接続点５がＬＯ／２信号でショートし、その２倍波信号であるＬＯ信号でオープンとなる、例えば、ＬＯ信号の１／２波長の電気長に等しい長さで形成される。 The short stub 2 is formed to have a length equal to the electrical length of a half wavelength of the LO signal, for example, the connection point 4 is opened by the LO / 2 signal and short-circuited by the LO signal which is the second harmonic signal. . Further, the open stub 3 has a connection point 5 that is short-circuited by the LO / 2 signal and is opened by the LO signal that is a second harmonic signal thereof. It is formed.

上述した非特許文献３によれば、図１６に示した従来のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部が同じ特性の２つのダイオードで構成されているため、ＬＯ／２信号及びＩＦ信号の遇数高調波によって２つのダイオードに流れる電流は、同じ振幅で、かつ位相が逆になる。このことによりＬＯ／２信号の２倍波信号（ＬＯ信号）の出力が抑制される。本実施形態のミキサ回路では、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の接合面積を変えることで、それぞれのインピーダンスの値が異なるようにする。 According to Non-Patent Document 3 described above, in the conventional mixer circuit shown in FIG. 16, the antiparallel diode unit is configured by two diodes having the same characteristics, so that the even harmonic of the LO / 2 signal and the IF signal is used. The currents flowing through the two diodes by the waves have the same amplitude and opposite phases. This suppresses the output of the second harmonic signal (LO signal) of the LO / 2 signal. In the mixer circuit of the present embodiment, the impedance values of the diodes D1 and D2 are made different by changing the junction area of the diodes D1 and D2.

図２は、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２を、例えば０．５としたときのミキサ回路の電流電圧特性を示すグラフである。 FIG. 2 is a graph showing current-voltage characteristics of the mixer circuit when the junction area ratio S1 / S2 of the diodes D1 and D2 is set to, for example, 0.5.

図２を参照すると、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２が０．５のミキサ回路に対して、順方向に電圧を印加（１．２Ｖ）した場合の出力電流値は１４ｍＡであり、逆方向に電圧を印加（−１．２Ｖ）した場合の出力電流値は−８ｍＡとなる。すなわち、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積を変えることでダイオードＤ１とダイオードＤ２のインピーダンスを異なる値に設定できることが分かる。このようにダイオードＤ１とダイオードＤ２の接合面積を変えてインピーダンスの値が異なるようにすることで、ダイオードＤ１に流れる電流Ｉｄ１とダイオードＤ２に流れる電流Ｉｄ２の振幅値が異なり、さらに位相差も１８０°ではなくなる。したがって、従来のミキサ回路が備えていたＬＯ信号の抑制効果が低減されてＬＯ信号の出力電力が上昇する。 Referring to FIG. 2, when a voltage is applied in the forward direction (1.2 V) to a mixer circuit in which the junction area ratio S1 / S2 of the diodes D1 and D2 is 0.5, the output current value is 14 mA, When a voltage is applied in the reverse direction (−1.2 V), the output current value is −8 mA. That is, it can be seen that the impedance of the diode D1 and the diode D2 can be set to different values by changing the junction area of the diodes D1 and D2. Thus, by changing the junction area of the diode D1 and the diode D2 so that the impedance value is different, the amplitude value of the current Id1 flowing through the diode D1 and the current Id2 flowing through the diode D2 are different, and the phase difference is also 180 °. Not. Therefore, the effect of suppressing the LO signal provided in the conventional mixer circuit is reduced, and the output power of the LO signal increases.

図３は、ダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２に対する、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO（図中実線Ａ）とＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｂ）のシミュレーション結果を示している。 FIG. 3 shows simulation results of the output power P _LO of the LO signal (solid line A in the figure) and the output power P _{RF of the} RF signal (solid line B in the figure) with respect to the junction area ratio S1 / S2 of the diodes D1 and D2. I have.

図３に示すように、本実施形態のミキサ回路では、接合面積比Ｓ１／Ｓ２が「１」から離れるにしたがってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが上昇し、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFが減少する。したがって、接合面積比Ｓ１／Ｓ２を適宜選択することでＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力比を調整できるため、ＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を同程度で、かつ従来に比べて大きな値に設定できる。 As shown in FIG. 3, in the mixer circuit of the present embodiment, the output power P _{LO of the} LO signal increases and the output power P _RF of the RF signal decreases as the junction area ratio S1 / S2 moves away from “1”. . Therefore, the output power ratio of the LO signal and the RF signal can be adjusted by appropriately selecting the junction area ratio S1 / S2, so that the output powers of the LO signal and the RF signal are set to the same level and a value larger than that in the related art. it can.

図４は、本実施形態のミキサ回路の、ＩＦ信号の入力電力Ｐ_IFに対するＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO（図中実線Ｃ）及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｄ）の測定結果を示している（但し、接合面積比Ｓ１／Ｓ２＝０．５）。比較のため、図４では、従来（接合面積比Ｓ１／Ｓ２＝１）のＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO（図中破線Ｅ）及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中破線Ｆ）もそれぞれプロットしている。なお、測定条件は、ＲＦ信号の周波数ｆ_RF＝６０ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数ｆ_LO＝５９ＧＨｚであり、ＬＯ／２信号の出力電力Ｐ_LO/2＝１０ｄＢｍとする。 FIG. 4 shows the measurement results of the output power P _LO of the LO signal (solid line C in the figure) and the output power P _{RF of the} RF signal (solid line D in the figure) with respect to the input power P _IF of the IF signal of the mixer circuit of the present embodiment. (However, the bonding area ratio S1 / S2 = 0.5). For comparison, FIG. 4 also plots the output power P _LO (broken line E in the figure) of the conventional LO signal (broken line E in the figure) and the output power P _{RF of the} RF signal (broken line F in the figure) in the conventional case (junction area ratio S1 / S2 = 1). are doing. The measurement conditions are as follows: RF signal frequency f _RF = 60 GHz, LO signal frequency f _LO = 59 GHz, and LO / 2 signal output power P _{LO / 2} = 10 dBm.

図４から分かるように、従来のミキサ回路では、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFとＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOとがほぼ等しくなるときの値は、およそ−４５ｄＢｍであった。それに対して本実施形態のミキサ回路では、およそ−２３ｄＢｍである。したがって、従来に比べて約２２ｄＢ改善された。 As can be seen from FIG. 4, in the conventional mixer circuit, the value when the output power P _RF of the RF signal is substantially equal to the output power P _{LO of the} LO signal is approximately −45 dBm. On the other hand, in the mixer circuit of the present embodiment, it is approximately −23 dBm. Therefore, it is improved by about 22 dB as compared with the related art.

上述したようにミキサ回路からのＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF及びＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOは、大きい方が後段に配置する電力増幅器の利得が小さくできる。したがって、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、ミキサ回路から従来よりも大きく、かつ同程度の出力電力の局部発振信号及びＲＦ信号が得られるため、電力増幅器の利得を小さくすることが可能になる。よって、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。 As described above, the larger the output power P _RF of the RF signal from the mixer circuit and the output power P _LO of the LO signal, the smaller the gain of the power amplifier disposed in the subsequent stage. Therefore, if the mixer circuit of the present embodiment is used in a wireless communication device, a local oscillation signal and an RF signal having larger output power and the same level of output power can be obtained from the mixer circuit as compared with the related art, so that the gain of the power amplifier can be reduced. Becomes possible. Therefore, a wireless communication device that operates stably at low cost can be obtained.

ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOは、アンチパラレルダイオード部１のダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２を小さな値にするほど増大するため、上記理由により接合面積比Ｓ１／Ｓ２は小さい値に設定することが好ましい。 Since the output power P _LO of the LO signal increases as the junction area ratio S1 / S2 of the diodes D1 and D2 of the anti-parallel diode unit 1 decreases, the junction area ratio S1 / S2 is set to a small value for the above-described reason. Is preferred.

しかしながら、ＬＯ信号をあまり大きくすると、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢ（１ｄＢ利得圧縮点）を越えてしまう（図５参照）。そこで、本実施形態では、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOがＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢ以下となるように接合面積比Ｓ１／Ｓ２を選択する。 However, if the LO signal is too large, it exceeds P1 dB (1 dB gain compression point) of the output power P _RF of the RF signal (see FIG. 5). Therefore, in the present embodiment, the junction area ratio S1 / S2 is selected such that the output power P _LO of the LO signal is equal to or less than P1 dB of the output power P _RF of the RF signal.

一方、近年の送信信号の歪みに対して要求される最も厳しい条件は、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢよりも１３ｄＢ低い電力で送信することである（図５の13dB Back off）。この場合、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOもＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢよりも１３ｄＢ低い送信電力に制限される。 On the other hand, the most severe conditions required for the distortion of the recent transmission signal is to be transmitted at 13dB less power than the output power P _RF of P1dB of RF signals (13dB Back off of FIG. 5). In this case, the output power P _LO of the LO signal is also limited to the transmission power 13 dB lower than P1 dB of the output power P _RF of the RF signal.

したがって、本実施形態では、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるようにアンチパラレルダイオード部１のダイオードＤ１、Ｄ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２を選択する。 Therefore, in the present embodiment, the diodes D1 and D2 of the anti-parallel diode unit 1 are set so that the output power P _LO of the LO signal from the mixer circuit is within the range of P1 dB to P1 dB-13 dB of the output power P _RF of the RF signal. Is selected.

なお、本実施形態では、アンチパラレルダイオード部１が、２つのダイオードＤ１，Ｄ２で構成される例を示したが、ダイオードＤ１、またはダイオードＤ２の少なくともいずれか一方に対して、並列に、かつ同極性で１つ以上のダイオードを接続する構成でも、並列接続するダイオード数が異なっていれば、上記ダイオードＤ１，Ｄ２の接合面積比を変える場合と同様の効果を得ることができる。その場合、ダイオードＤ１側とダイオードＤ２側の接合面積の合計値が異なれば、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、及び並列接続する各ダイオードの個々の接合面積は同一であってもよく、異なっていてもよい。 In this embodiment, the example in which the anti-parallel diode unit 1 is configured by the two diodes D1 and D2 has been described. However, the anti-parallel diode unit 1 is configured to be in parallel with at least one of the diode D1 and the diode D2. Even in a configuration in which one or more diodes are connected by polarity, if the number of diodes connected in parallel is different, the same effect as in the case where the junction area ratio of the diodes D1 and D2 is changed can be obtained. In this case, if the total value of the junction areas on the diode D1 side and the diode D2 side is different, the individual junction areas of the diode D1, the diode D2, and the diodes connected in parallel may be the same or different. .

（第２の実施の形態）
図６は本発明のミキサ回路の第２の実施の形態の構成を示す回路図であり、図７は図６に示したインピーダンス素子として伝送線路を用いた構成を示す回路図である。 (Second embodiment)
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a second embodiment of the mixer circuit of the present invention, and FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration using a transmission line as the impedance element shown in FIG.

図６に示すように、第２の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部１１として、ダイオードＤ１と第１のインピーダンス素子１１３が直列に接続された第１のダイオード回路１１１と、ダイオードＤ２と第２のインピーダンス素子１１４が直列に接続された第２のダイオード回路１１２とを有する構成である。 As shown in FIG. 6, the mixer circuit according to the second embodiment includes, as an antiparallel diode section 11, a first diode circuit 111 in which a diode D1 and a first impedance element 113 are connected in series, and a diode D2. And a second diode circuit 112 in which a second impedance element 114 is connected in series.

第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２は、各々が有するダイオードが逆極性となるように並列に接続されている。その他の構成は従来と同様であるため、その説明は省略する。 The first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 are connected in parallel such that the diodes of the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 have opposite polarities. The other configuration is the same as that of the related art, and the description is omitted.

図７に示すように、本実施形態のミキサ回路では、第１のダイオード回路１１１が有する第１のインピーダンス素子として第１の伝送線路１１５を用い、第２のダイオード回路１１２が有する第２のインピーダンス素子として第２の伝送線路１１６を用いる構成である。第１の伝送線路１１５及び第２の伝送線路１１６は、例えば特性インピーダンスが同一で、線路長が異なるパターンで形成される。 As shown in FIG. 7, in the mixer circuit of the present embodiment, the first transmission line 115 is used as the first impedance element of the first diode circuit 111, and the second impedance of the second diode circuit 112 is In this configuration, the second transmission line 116 is used as an element. The first transmission line 115 and the second transmission line 116 are formed in a pattern having, for example, the same characteristic impedance and different line lengths.

このように、第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２とにそれぞれインピーダンス素子を有することで、第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２のインピーダンスを異なる値に設定できる。 As described above, by providing the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 with impedance elements, the impedances of the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 can be set to different values.

したがって、本実施形態のミキサ回路では、第１の実施の形態と同様に、第１の伝送線路１１５及び第２の伝送線路１１６の長さを適宜選択することでＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力比を調整できるため、ＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を同程度で、かつ従来に比べて大きな値に設定できる。 Therefore, in the mixer circuit of the present embodiment, similarly to the first embodiment, the output powers of the LO signal and the RF signal are selected by appropriately selecting the lengths of the first transmission line 115 and the second transmission line 116. Since the ratio can be adjusted, the output power of the LO signal and the output power of the RF signal can be set to the same level and a larger value than in the related art.

したがって、第１の実施の形態と同様に、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、ミキサ回路から従来よりも大きく、かつ同程度の出力電力の局部発振信号及びＲＦ信号が得られるため、電力増幅器の利得を小さくすることが可能になる。よって、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。 Therefore, similarly to the first embodiment, if the mixer circuit according to the present embodiment is used in a wireless communication device, a local oscillation signal and an RF signal having larger output power and comparable output power can be obtained from the mixer circuit. Therefore, the gain of the power amplifier can be reduced. Therefore, a wireless communication device that operates stably at low cost can be obtained.

また、第１のインピーダンス素子１１３及び第２のインピーダンス素子１１４をそれぞれ伝送線路で構成することで、配線工程だけで第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２のインピーダンスを異なる値にできるため、部品点数や製造工程が増加することが無く、ミキサ回路のコストの上昇が抑制される。 In addition, since the first impedance element 113 and the second impedance element 114 are each configured by a transmission line, the impedances of the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 can be set to different values only by the wiring process. In addition, the number of components and the manufacturing process do not increase, and an increase in the cost of the mixer circuit is suppressed.

図８は、本実施形態のミキサ回路の、第１の伝送線路と第２の伝送線路の伝送線路長差に対する、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO(図中実線Ｇ)及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｈ）関係の計算結果を示すグラフである。なお、図８のグラフは、ダイオードＤ１とダイオードＤ２の特性が同一である場合の計算結果を示している。 FIG. 8 shows the output power P _LO (solid line G) of the LO signal and the output power P of the RF signal with respect to the transmission line length difference between the first transmission line and the second transmission line in the mixer circuit of the present embodiment. It is a graph which shows the calculation result of _RF (solid line H in a figure) relationship. Note that the graph of FIG. 8 shows a calculation result when the characteristics of the diode D1 and the diode D2 are the same.

図８に示すように、本実施形態のミキサ回路は、伝送線路長差の増大に伴ってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが上昇する。一方、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFは伝送線路長差の増大に伴ってわずかながら減少する。したがって、第２の実施の形態のミキサ回路においても、第１の伝送線路及び第２の伝送線路の線路長を適宜選択することで、ＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を同程度に、かつ従来よりも大きな値に調整することができる。 As shown in FIG. 8, in the mixer circuit of the present embodiment, the output power P _{LO of the} LO signal increases as the transmission line length difference increases. On the other hand, the output power P _RF of the RF signal slightly decreases with an increase in the transmission line length difference. Therefore, also in the mixer circuit according to the second embodiment, by appropriately selecting the line lengths of the first transmission line and the second transmission line, the output powers of the LO signal and the RF signal can be made approximately the same and the conventional one can be used. It can be adjusted to a larger value.

なお、本実施形態においても、第１の実施の形態と同様に、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるように、アンチパラレルダイオード部１１の第１のインピーダンス素子１１３と第２のインピーダンス素子１１４のインピーダンス比を選択するのが望ましい。 Note that, also in the present embodiment, similarly to the first embodiment, the output power P _LO of the LO signal from the mixer circuit falls within the range of P1 dB to P1 dB to 13 dB of the output power P _RF of the RF signal. In addition, it is desirable to select an impedance ratio between the first impedance element 113 and the second impedance element 114 of the anti-parallel diode unit 11.

また、本実施形態では、第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２の各々にインピーダンス素子を有する構成を示したが、インピーダンス素子は第１のダイオード回路１１１または第２のダイオード回路１１２のいずれか一方に有する構成であってもよい。 Further, in the present embodiment, the configuration in which each of the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 has an impedance element has been described, but the impedance element is the first diode circuit 111 or the second diode circuit 112. A configuration provided in either one may be used.

また、本実施形態では、ダイオードＤ１に第１のインピーダンス素子１１３が直列に接続され、ダイオードＤ２に第２のインピーダンス素子１１４が直列に接続された構成を示したが、第１のインピーダンス素子１１３はダイオードＤ１と並列に接続されていてもよく、第２のインピーダンス素子１１４はダイオードＤ２と並列に接続されていてもよい。 Further, in the present embodiment, a configuration is shown in which the first impedance element 113 is connected in series to the diode D1 and the second impedance element 114 is connected in series to the diode D2. The second impedance element 114 may be connected in parallel with the diode D2, and may be connected in parallel with the diode D1.

また、本実施形態では、インピーダンス素子として伝送線路を用いる構成を示したが、第１のインピーダンス素子１１３及び第２のインピーダンス素子１１４には、インダクタ、キャパシタ、あるいは抵抗器などの集中定数素子を用いてもよい。 Further, in the present embodiment, the configuration using the transmission line as the impedance element has been described, but a lumped constant element such as an inductor, a capacitor, or a resistor is used for the first impedance element 113 and the second impedance element 114. You may.

さらに、本実施形態では、インピーダンス素子として、特性インピーダンスが等しく、線路長が異なる伝送線路を用いる構成を示したが、伝送線路の特性インピーダンスが異なる場合は同じ線路長の伝送線路を用いてもよい。 Further, in the present embodiment, a configuration is shown in which transmission lines having the same characteristic impedance and different line lengths are used as the impedance elements. However, when the transmission lines have different characteristic impedances, transmission lines having the same line length may be used. .

（第３の実施の形態）
図９は本発明のミキサ回路の第３の実施の形態の構成を示す回路図である。 (Third embodiment)
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of the third embodiment of the mixer circuit of the present invention.

第１、第２の実施の形態のミキサ回路では、主としてＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFとＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOとがほぼ等しくなるときの値を大きくするミキサ回路の構成を提案した。さらに、自己へテロダイン通信方式の受信装置では、上述したようにＬＯ信号の電力レベルをできるだけ一定にすることが望ましい。第３の実施の形態は、ＩＦ信号電力によらず、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOをほぼ一定にできるミキサ回路を提案する。 In the mixer circuits according to the first and second embodiments, the configuration of the mixer circuit that increases the value when the output power P _{RF of the} RF signal is substantially equal to the output power P _{LO of the} LO signal has been proposed. Further, in the receiving apparatus of the self-heterodyne communication system, as described above, it is desirable that the power level of the LO signal be as constant as possible. The third embodiment proposes a mixer circuit that can make the output power P _LO of the LO signal substantially constant regardless of the IF signal power.

図９に示すように、第３の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部３１として、ダイオードＤ１と抵抗器１１７が直列に接続された第１のダイオード回路１１１と、ダイオードＤ２を備えた第２のダイオード回路１１２とを有する構成である。第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２は、各々が有するダイオードが逆極性となるように並列に接続されている。その他の構成は第２の実施形態と同様であるため、その説明は省略する。 As shown in FIG. 9, the mixer circuit according to the third embodiment includes, as an antiparallel diode unit 31, a first diode circuit 111 in which a diode D1 and a resistor 117 are connected in series, and a diode D2. The configuration includes a second diode circuit 112. The first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 are connected in parallel such that the diodes of the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 have opposite polarities. The other configuration is the same as that of the second embodiment, and the description is omitted.

本実施形態の第１のダイオード回路１１１では、インピーダンス素子として抵抗器１１７を用いることで、自己バイアス効果によりダイオードＤ１に印加される電圧がほぼ一定となる。そのため、第２の実施の形態のミキサ回路と同様の効果に加えて、ＩＦ信号の高入力電力時におけるＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOの低下が抑制される。 In the first diode circuit 111 of the present embodiment, by using the resistor 117 as the impedance element, the voltage applied to the diode D1 becomes substantially constant due to the self-bias effect. Therefore, in addition to the effect similar to that of the mixer circuit of the second embodiment, a decrease in the output power P _LO of the LO signal at the time of high input power of the IF signal is suppressed.

図１０は第３の実施の形態のミキサ回路のＩＦ信号の入力電力Ｐ_IFに対するＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOの測定結果を示している。図中実線Ｍは本実施形態の測定結果を示し、図中波線Ｎは抵抗を接続しないミキサ回路（第１の実施の形態に相当）の測定結果を示している。ダイオードＤ１とダイオードＤ２の接合面積比Ｓ１／Ｓ２は０．５である。また、ダイオードＤ１に直列に接続した抵抗器１１７の値は５０Ωである。なお、測定条件は、ＲＦ信号の周波数ｆ_RF＝６０ＧＨｚ、ＬＯ信号の周波数ｆ_LO＝５９ＧＨｚ、ＬＯ／２信号の電力Ｐ_LO/2＝９ｄＢｍである。 FIG. 10 shows a measurement result of the output power P _LO of the LO signal with respect to the input power P _IF of the IF signal of the mixer circuit according to the third embodiment. In the figure, the solid line M indicates the measurement result of the present embodiment, and the dashed line N indicates the measurement result of the mixer circuit (corresponding to the first embodiment) to which no resistor is connected. The junction area ratio S1 / S2 between the diode D1 and the diode D2 is 0.5. The value of the resistor 117 connected in series with the diode D1 is 50Ω. The measurement conditions are as follows: RF signal frequency f _RF = 60 GHz, LO signal frequency f _LO = 59 GHz, and LO / 2 signal power P _{LO / 2} = 9 dBm.

図１０から分かるように、抵抗器１１７を接続しないミキサ回路（図中破線Ｎ）では、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOの変動が１.１ｄＢであった。これに対して、本実施形態のミキサ回路（図中実線Ｍ）では、０．２ｄＢである。したがっておよそ１ｄＢ改善された。 As can be seen from FIG. 10, in the mixer circuit (broken line N in the figure) in which the resistor 117 is not connected, the fluctuation of the output power P _LO of the LO signal was 1.1 dB. On the other hand, in the mixer circuit of the present embodiment (solid line M in the figure), the value is 0.2 dB. Therefore, it is improved by about 1 dB.

なお、図９では、第１のダイオード回路１１１にダイオードＤ１と直列に接続される抵抗器１１７を有する構成を示したが、第２のダイオード回路１１２にダイオードＤ２と直列に接続される抵抗器を有していてもよく、第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２の各々にダイオードと直列に接続される抵抗器を有する構成であってもよい。第１のダイオード回路１１１及び第２のダイオード回路１１２にダイオード及び抵抗器をそれぞれ有する構成では、第１のダイオード回路１１１と第２のダイオード回路１１２のインピーダンスを異なる値に設定できれば、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２の接合面積は、異なっていてもよく、等しくてもよい。 Although FIG. 9 shows a configuration in which the first diode circuit 111 has the resistor 117 connected in series with the diode D1, the second diode circuit 112 has a resistor connected in series with the diode D2. The first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 may each have a resistor connected in series with the diode. In the configuration in which the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 each include a diode and a resistor, if the impedances of the first diode circuit 111 and the second diode circuit 112 can be set to different values, the first diode circuit The junction area of D1 and the second diode D2 may be different or equal.

（第４の実施の形態）
図１１は本発明のミキサ回路の第４の実施の形態の構成を示す回路図である。 (Fourth embodiment)
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of the fourth embodiment of the mixer circuit of the present invention.

第４の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部２１のダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とが異なる構成である。その他の構成は第１の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。 The mixer circuit according to the fourth embodiment has a configuration in which the forward rise voltage Vf1 of the diode D1 of the anti-parallel diode unit 21 and the forward rise voltage Vf2 of the diode D2 are different. The other configuration is the same as that of the first embodiment, and the description is omitted.

本実施形態では、ダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とを変えるために、例えば、ダイオードＤ１，Ｄ２として、仕事関数が異なる金属を使用したショットキーダイオードを用いる。 In the present embodiment, in order to change the forward rise voltage Vf1 of the diode D1 and the forward rise voltage Vf2 of the diode D2, for example, a Schottky diode using metals having different work functions is used as the diodes D1 and D2.

図１２に、本実施形態のミキサ回路の、ダイオードの順方向立上り電圧差に対する、ＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO(図中実線Ｉ)及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｊ）のシミュレーション結果を示している。 FIG. 12 shows a simulation of the output power P _LO of the LO signal (solid line I in the figure) and the output power P _{RF of the} RF signal (solid line J in the figure) with respect to the forward voltage difference of the diode in the mixer circuit of the present embodiment. The results are shown.

図１２に示すように、本実施形態のミキサ回路では、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向立上り電圧差の拡大に伴ってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが増加していく。一方、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFは僅かに減少する。したがって、第４の実施の形態のミキサ回路の構成でも、アンチパラレルダイオード部２１のダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とを適宜選択することで、第１、第２の実施の形態と同様にＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を大きく、かつ同程度に調整できる。 As shown in FIG. 12, in the mixer circuit of the present embodiment, the output power P _LO of the LO signal increases with an increase in the forward rise voltage difference between the diodes D1 and D2. On the other hand, the output power P _RF of the RF signal slightly decreases. Therefore, even in the configuration of the mixer circuit according to the fourth embodiment, by appropriately selecting the forward rise voltage Vf1 of the diode D1 and the forward rise voltage Vf2 of the diode D2 of the anti-parallel diode section 21, the first and the second embodiments are appropriately selected. As in the second embodiment, the output powers of the LO signal and the RF signal can be adjusted to be large and comparable.

よって、第１、第２の実施の形態と同様に、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。 Therefore, similarly to the first and second embodiments, if the mixer circuit of the present embodiment is used in a wireless communication device, a wireless communication device that operates stably at low cost can be obtained.

なお、ダイオードＤ１、Ｄ２にはｐｎ接合型のダイオードを用いてもよい。その場合、ダイオードＤ１、Ｄ２のＰ型半導体またはＮ型半導体の不純物濃度を変えるか、エネルギー準位の異なる不純物をドーピングすることでＶｆ１とＶｆ２を変えればよい。 Note that pn junction type diodes may be used as the diodes D1 and D2. In this case, Vf1 and Vf2 may be changed by changing the impurity concentration of the P-type semiconductor or the N-type semiconductor of the diodes D1 and D2, or by doping impurities having different energy levels.

本実施形態では、アンチパラレルダイオード部が、２つのダイオードＤ１、Ｄ２で構成される例を示しているが、ダイオードＤ１、またはダイオードＤ２の少なくともいずれか一方に対して、直列に、かつ同極性で複数のダイオードを接続する構成でも、直列接続するダイオード数が異なっていれば、順方向立上り電圧を変える場合と同様の効果を得ることができる。その場合、ダイオードＤ１側とダイオードＤ２側の順方向立上り電圧の合計値が異なれば、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、及び直列接続する各ダイオードの個々の順方向立上り電圧は同一であってもよく、異なっていてもよい。 In the present embodiment, an example is shown in which the anti-parallel diode unit includes two diodes D1 and D2. However, at least one of the diode D1 and the diode D2 is connected in series with the same polarity. Even in a configuration in which a plurality of diodes are connected, if the number of diodes connected in series is different, the same effect as in the case where the forward rise voltage is changed can be obtained. In this case, if the total value of the forward rise voltages of the diode D1 side and the diode D2 side is different, the individual forward rise voltages of the diode D1, the diode D2, and each diode connected in series may be the same or different. May be.

また、本実施形態においても、第１の実施の形態と同様に、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるように、アンチパラレルダイオード部２１のダイオードＤ１の順方向立上り電圧Ｖｆ１とダイオードＤ２の順方向立上り電圧Ｖｆ２とを選択するのが望ましい。 Also in the present embodiment, similarly to the first embodiment, the output power P _LO of the LO signal from the mixer circuit is set to fall within the range of P1 dB to P1 dB to 13 dB of the output power P _RF of the RF signal. Next, it is desirable to select the forward rise voltage Vf1 of the diode D1 and the forward rise voltage Vf2 of the diode D2 of the anti-parallel diode unit 21.

（第５の実施の形態）
図１３は本発明のミキサ回路の第５の実施の形態の構成を示す回路図である。 (Fifth embodiment)
FIG. 13 is a circuit diagram showing the configuration of the fifth embodiment of the mixer circuit of the present invention.

第５の実施の形態のミキサ回路は、第１の実施の形態〜第４の実施の形態のミキサ回路にバイアス回路６を追加した構成である。なお、図１３は第２の実施の形態のミキサ回路にバイアス回路を追加した構成を示しているが、第１の実施の形態のミキサ回路、あるいは第３、第４の実施の形態のミキサ回路にバイアス回路を追加した構成であってもよい。 The mixer circuit according to the fifth embodiment has a configuration in which a bias circuit 6 is added to the mixer circuits according to the first to fourth embodiments. Although FIG. 13 shows a configuration in which a bias circuit is added to the mixer circuit of the second embodiment, the mixer circuit of the first embodiment, or the mixer circuit of the third or fourth embodiment A configuration in which a bias circuit is added to the configuration may be adopted.

図１３に示すように、第５の実施の形態のミキサ回路は、アンチパラレルダイオード部１１に対して所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス回路６を有し、アンチパラレルダイオード部１１の出力端から所定の直流電圧が供給される構成である。 As shown in FIG. 13, the mixer circuit according to the fifth embodiment has a bias circuit 6 for applying a predetermined bias voltage to the anti-parallel diode unit 11, and the output terminal of the anti-parallel diode unit 11 Is supplied with a predetermined DC voltage.

バイアス回路６は、直流電圧源６１とインダクタンス素子６２とを有し、インダクタンス素子６２を介して直流電圧源６１からアンチパラレルダイオード部１１に直流電圧が供給される。このような構成では、高周波帯域においてバイアス回路６はインダクタンス素子６２によりオープンとなる。 The bias circuit 6 has a DC voltage source 61 and an inductance element 62, and a DC voltage is supplied from the DC voltage source 61 to the anti-parallel diode unit 11 via the inductance element 62. In such a configuration, the bias circuit 6 is opened by the inductance element 62 in the high frequency band.

図１４は、本実施形態のミキサ回路の、バイアス電圧に対するＬＯ信号の出力電力Ｐ_LO(図中実線Ｋ)及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RF（図中実線Ｌ）のシミュレーション結果を示している。なお、シミュレーションはダイオードＤ１、Ｄ２の特性が等しく、インピーダンス素子を接続していない従来と同様構成のミキサ回路を想定して行った。 FIG. 14 shows simulation results of the output power P _LO of the LO signal (solid line K in the figure) and the output power P _{RF of the} RF signal (solid line L in the figure) with respect to the bias voltage of the mixer circuit of the present embodiment. Note that the simulation was performed on the assumption that the characteristics of the diodes D1 and D2 are equal and that a mixer circuit having the same configuration as that of the related art without connecting an impedance element is used.

図１４に示すように、本実施形態のミキサ回路は、バイアス電圧の増加に伴ってＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが大幅に上昇する。一方、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFはバイアス電圧の増加に伴ってわずかに減少する。したがって、第５の実施の形態のミキサ回路においても、バイアス電圧を適宜選択することでＬＯ信号とＲＦ信号の出力電力を大きく、かつ同程度に調整できる。よって、無線通信装置で本実施形態のミキサ回路を用いれば、低価格で安定して動作する無線通信装置が得られる。 As shown in FIG. 14, in the mixer circuit according to the present embodiment, the output power P _LO of the LO signal significantly increases as the bias voltage increases. On the other hand, the output power P _RF of the RF signal slightly decreases as the bias voltage increases. Therefore, also in the mixer circuit of the fifth embodiment, the output powers of the LO signal and the RF signal can be adjusted to be substantially the same by selecting the bias voltage appropriately. Therefore, if the mixer circuit of this embodiment is used in a wireless communication device, a wireless communication device that operates stably at low cost can be obtained.

なお、本実施形態のミキサ回路は、オープンスタブが接続されたアンチパラレルダイオード部の出力端からバイアス電圧を供給する構成を示したが、バイアス電圧はアンチパラレルダイオード部の入力端から供給してもよい。この場合、ショートスタブはキャパシタを介して接地電位にショートされる。 Although the mixer circuit of the present embodiment has been described with a configuration in which the bias voltage is supplied from the output terminal of the anti-parallel diode unit to which the open stub is connected, the bias voltage may be supplied from the input terminal of the anti-parallel diode unit. Good. In this case, the short stub is short-circuited to the ground potential via the capacitor.

また、本実施形態においても、第１の実施の形態と同様に、ミキサ回路からのＬＯ信号の出力電力Ｐ_LOが、ＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFのＰ１ｄＢからＰ１ｄＢ−１３ｄＢの範囲内になるように、アンチパラレルダイオード部に供給するバイアス電圧を選択するのが望ましい。 Also in the present embodiment, similarly to the first embodiment, the output power P _LO of the LO signal from the mixer circuit is set to fall within the range of P1 dB to P1 dB to 13 dB of the output power P _RF of the RF signal. It is desirable to select a bias voltage to be supplied to the anti-parallel diode unit.

本発明のミキサ回路の第１の実施の形態の構成を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a first embodiment of a mixer circuit of the present invention. アンチパラレルダイオード部の２つのダイオードの接合面積比を０．５とした場合のミキサ回路の電流電特性を示すグラフである。9 is a graph showing current-current characteristics of a mixer circuit when a junction area ratio of two diodes of an anti-parallel diode unit is set to 0.5. アンチパラレルダイオード部の２つのダイオードの接合面積比Ｓ１／Ｓ２に対するＬＯ信号の出力電力とＲＦ信号の出力電力のシミュレーション結果を示すグラフである。9 is a graph showing simulation results of the output power of the LO signal and the output power of the RF signal with respect to the junction area ratio S1 / S2 of two diodes of the anti-parallel diode unit. 図１に示したミキサ回路のＩＦ信号の入力電力に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力Ｐ_RFの測定結果を示すグラフである。3 is a graph illustrating measurement results of an output power of an LO signal and an output power P _RF of an RF signal with respect to an input power of an IF signal of the mixer circuit illustrated in FIG. 1. 図１に示したミキサ回路の出力電力の範囲を示すＩＦ信号に対するＬＯ信号及びＲＦ信号の出力電力の関係を示すグラフである。FIG. 2 is a graph illustrating a relationship between output powers of an LO signal and an RF signal with respect to an IF signal indicating a range of output power of the mixer circuit illustrated in FIG. 1. 本発明のミキサ回路の第２の実施の形態の構成を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration of a mixer circuit according to a second embodiment of the present invention. 図６に示したインピーダンス素子として伝送線路を用いた構成を示す回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration using a transmission line as the impedance element illustrated in FIG. 6. 図７に示した第１の伝送線路と第２の伝送線路の伝送線路長差に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力の計算結果を示すグラフである。8 is a graph showing calculation results of an output power of an LO signal and an output power of an RF signal with respect to a transmission line length difference between a first transmission line and a second transmission line shown in FIG. 7. 本発明のミキサ回路の第３の実施の形態の構成を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration of a third embodiment of the mixer circuit of the present invention. 第３の実施の形態のミキサ回路のＩＦ信号の入力電力に対するＬＯ信号の出力電力の測定結果を示すグラフである。17 is a graph illustrating a measurement result of an output power of an LO signal with respect to an input power of an IF signal of the mixer circuit according to the third embodiment. 本発明のミキサ回路の第４の実施の形態の構成を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration of a fourth embodiment of a mixer circuit of the present invention. 図１１に示したミキサ回路のダイオードの順方向立上り電圧差に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力のシミュレーション結果を示すグラフである。12 is a graph showing a simulation result of an output power of an LO signal and an output power of an RF signal with respect to a forward rising voltage difference of a diode of the mixer circuit shown in FIG. 11. 本発明のミキサ回路の第５の実施の形態の構成を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a configuration of a fifth embodiment of a mixer circuit according to the present invention. 第５の実施の形態のミキサ回路のバイアス電圧に対するＬＯ信号の出力電力及びＲＦ信号の出力電力のシミュレーション結果を示すグラフである。21 is a graph illustrating simulation results of the output power of the LO signal and the output power of the RF signal with respect to the bias voltage of the mixer circuit according to the fifth embodiment. 自己ヘテロダイン通信方式の構成を示す模式図である。FIG. 2 is a schematic diagram illustrating a configuration of a self-heterodyne communication system. 従来のアンチパラレルダイオード部を有するミキサ回路の構成を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration of a mixer circuit having a conventional anti-parallel diode unit. 図１６に示したミキサ回路の特性を示す図であり、同図（ａ）は電流電圧特性を示すグラフ、同図（ｂ）は出力波形を示す波形図、同図（ｃ）は出力信号の周波数特性を示すグラフである。17A and 17B are diagrams illustrating characteristics of the mixer circuit illustrated in FIG. 16, wherein FIG. 16A is a graph illustrating current-voltage characteristics, FIG. 16B is a waveform diagram illustrating an output waveform, and FIG. 5 is a graph showing frequency characteristics.

符号の説明Explanation of reference numerals

１、１１、２１、３１アンチパラレルダイオード部
２ショートスタブ
３オープンスタブ
４、５接続点
６バイアス回路
６１直流電圧源
６２インダクタンス素子
１１１第１のダイオード回路
１１２第２のダイオード回路
１１３第１のインピーダンス素子
１１４第２のインピーダンス素子
１１５第１の伝送線路
１１６第２の伝送線路
１１７抵抗器
Ｄ１、Ｄ２ダイオード 1, 11, 21, 31 Anti-parallel diode section 2 Short stub 3 Open stub 4, 5 Connection point 6 Bias circuit 61 DC voltage source 62 Inductance element 111 First diode circuit 112 Second diode circuit 113 First impedance element 114 Second impedance element 115 First transmission line 116 Second transmission line 117 Resistor D1, D2 Diode

Claims

ダイオード特性を有する第１の回路と、
前記第１の回路とインピーダンスが異なり、かつ前記第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、前記第１の回路と並列に接続された第２の回路と、
を有するミキサ回路。 A first circuit having diode characteristics;
A second circuit connected in parallel with the first circuit, the impedance being different from that of the first circuit, and having a diode characteristic of a polarity opposite to that of the first circuit;
A mixer circuit having:

前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
前記第１のダイオードと接合面積が異なる第２のダイオードを有する請求項１記載のミキサ回路。 The first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
2. The mixer circuit according to claim 1, further comprising a second diode having a different junction area from the first diode.

前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１の回路及び第２の回路のうち、少なくともいずれか一方にインピーダンス素子を有する請求項１記載のミキサ回路。 The first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
A second diode,
2. The mixer circuit according to claim 1, wherein at least one of the first circuit and the second circuit has an impedance element.

前記インピーダンス素子は、
伝送線路である請求項３記載のミキサ回路。 The impedance element,
4. The mixer circuit according to claim 3, which is a transmission line.

前記インピーダンス素子は、
抵抗器である請求項３記載のミキサ回路。 The impedance element,
4. The mixer circuit according to claim 3, wherein the mixer circuit is a resistor.

前記第１の回路は、
第１のダイオード及び第１のインピーダンス素子を有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオード及び前記第１のインピーダンス素子とインピーダンスが異なる第２のインピーダンス素子を有する請求項１記載のミキサ回路。 The first circuit includes:
A first diode and a first impedance element,
The second circuit includes:
The mixer circuit according to claim 1, further comprising a second diode and a second impedance element having an impedance different from that of the first impedance element.

前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
特性インピーダンスが等しく、線路長が異なる伝送線路である請求項６の記載のミキサ回路。 The first impedance element and the second impedance element are:
7. The mixer circuit according to claim 6, wherein the transmission lines are transmission lines having the same characteristic impedance and different line lengths.

前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
特性インピーダンスが異なる伝送線路である請求項６の記載のミキサ回路。 The first impedance element and the second impedance element are:
7. The mixer circuit according to claim 6, wherein the transmission lines have different characteristic impedances.

前記第１のインピーダンス素子及び第２のインピーダンス素子は、
抵抗器である請求項６記載のミキサ回路。 The first impedance element and the second impedance element are:
7. The mixer circuit according to claim 6, wherein the mixer circuit is a resistor.

ダイオード特性を有する第１の回路と、
前記第１の回路と逆極性のダイオード特性を有する、前記第１の回路と並列に接続された第２の回路と、
を有し、
前記第１の回路は、
第１のダイオードを備え、
前記第２の回路は、
前記第１のダイオードと順方向立上り電圧が異なる第２のダイオードを備えたミキサ回路。 A first circuit having diode characteristics;
A second circuit having a diode characteristic of a polarity opposite to that of the first circuit and connected in parallel with the first circuit;
Has,
The first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
A mixer circuit comprising a second diode having a different forward voltage from the first diode.

前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ直列に接続される第３のダイオードを有する請求項１乃至１０のいずれか１項記載のミキサ回路。 The first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
A second diode,
The mixer circuit according to any one of claims 1 to 10, wherein at least one of the first diode and the second diode includes a third diode having the same polarity and connected in series.

前記第１の回路は、
第１のダイオードを有し、
前記第２の回路は、
第２のダイオードを有し、
前記第１のダイオード及び第２のダイオードのうち、少なくともいずれか一方に、同極性で、かつ並列に接続される第３のダイオードを有する請求項１乃至１０のいずれか１項記載のミキサ回路。 The first circuit includes:
A first diode,
The second circuit includes:
A second diode,
11. The mixer circuit according to claim 1, further comprising a third diode having the same polarity and connected in parallel to at least one of the first diode and the second diode. 12.

前記第１の回路と前記第２の回路の接続端のうち、少なくともいずれか一方から所定のバイアス電圧を印加するためのバイアス回路を有する請求項１乃至１２のいずれか１項記載のミキサ回路。 The mixer circuit according to claim 1, further comprising a bias circuit configured to apply a predetermined bias voltage from at least one of a connection terminal of the first circuit and the second circuit.

前記第１の回路と前記第２の回路の一方の接続端から第１の信号及び第２の信号が入力され、前記第１の回路と前記第２の回路の他方の接続端から前記第１の信号と第２の信号が混合された第３の信号及び前記第１の信号の高調波である第４の信号が出力され、
前記第３の信号の電力レベルが、
前記第４の信号の１ｄＢ利得圧縮点から該１ｄＢ利得圧縮点−１３ｄＢの範囲内である請求項１乃至１３のいずれか１項記載のミキサ回路。 A first signal and a second signal are inputted from one connection terminal of the first circuit and the second circuit, and the first signal and the second signal are inputted from the other connection terminal of the first circuit and the second circuit. A third signal obtained by mixing the second signal and the second signal, and a fourth signal that is a harmonic of the first signal are output.
The power level of the third signal is:
14. The mixer circuit according to claim 1, wherein the fourth signal is within a range from a 1 dB gain compression point to the 1 dB gain compression point minus 13 dB.

前記第３の信号及び前記第４の信号の出力電力レベルが等しい請求項１４記載のミキサ回路。 The mixer circuit according to claim 14, wherein output power levels of the third signal and the fourth signal are equal.

請求項１４または１５に記載のミキサ回路と、
前記第３の信号及び前記第４の信号を増幅する電力増幅器と、
を有する無線通信装置。 A mixer circuit according to claim 14 or 15,
A power amplifier for amplifying the third signal and the fourth signal;
A wireless communication device having: