JP2004140959A - 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、変換効率を向上させるとともにサージ電圧を低下させる技術を提供する。
【解決手段】本発明は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側回路と２次側回路と制御部とを備えている。１次側回路と２次側回路は、それぞれコンデンサとコンデンサ制御スイッチとが直列に接続されたコンデンサ回路と、整流器と整流器制御スイッチとが並列に接続された整流器回路と、変圧器とを有する。整流器回路には、コンデンサ回路が並列に接続されている。制御部は、１次側回路と２次側回路のうちで電力供給側となる回路が有する整流器に対してコンデンサが並列に接続されるように両回路を制御する。
【選択図】 図１
【解決手段】本発明は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側回路と２次側回路と制御部とを備えている。１次側回路と２次側回路は、それぞれコンデンサとコンデンサ制御スイッチとが直列に接続されたコンデンサ回路と、整流器と整流器制御スイッチとが並列に接続された整流器回路と、変圧器とを有する。整流器回路には、コンデンサ回路が並列に接続されている。制御部は、１次側回路と２次側回路のうちで電力供給側となる回路が有する整流器に対してコンデンサが並列に接続されるように両回路を制御する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の電圧を昇圧ないし降圧させて負荷に直流電力を供給するものである。ＤＣ−ＤＣコンバータには、シリーズ方式のＤＣ−ＤＣコンバータとスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータとがある。シリーズ方式とは、ＤＣ−ＤＣコンバータ自身で電力を消費して出力電圧を調整する方式であり、スイッチング方式とは、入力電力を高速にオンオフ（スイッチング）してパルスに変換し、このパルスを平滑化することにより安定した出力電力を供給する方式である。
【０００３】
スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、高い効率が求められる用途で使用されるものであり、従来から高効率化が図られてきた。たとえば特許文献１に開示されているように、ダイオードの代わりＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として使用する同期整流方式も提案されている。同期整流方式は、導通損失の大きいダイオードの代わりにオン抵抗の低いＭＯＳ−ＦＥＴを使用することで効率の向上を図るものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−３３３４４５号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の方法では、スイッチング方式で行われる入力電圧のオンオフ制御に伴う変換効率の低下には対処できない。また、このオンオフ制御は、サージ電圧を発生させるのでデバイスの選択の幅を狭めるとともに、ノイズの発生原因となるという問題もあった。
【０００６】
この発明は、従来技術における上述の課題を解決するためになされたものであり、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、変換効率を向上させるとともにサージ電圧を低下させる技術を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
上述の課題の少なくとも一部を解決するため、本発明の第１の態様は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、第１整流器と第１整流器制御スイッチとが並列に接続された第１整流器回路と、変圧器の１次側巻き線とを有し、前記第１整流器回路と前記１次側巻き線と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流器回路に並列に接続されている１次側回路と、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、第２整流器と第２整流器制御スイッチとが並列に接続された第２整流器回路と、前記変圧器の２次側巻き線とを有し、前記第２整流器回路と前記２次側巻き線と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流器回路に並列に接続されている２次側回路と、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを閉とするように構成されている制御部とを備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、１次側回路と２次側回路のうちで電力供給側となる回路が有する整流器に対してコンデンサが並列に接続されるように回路が制御されるので、このコンデンサのキャパシタンスと変圧器の電力供給側巻き線の漏れインダクタンスとで擬似的に直列共振が発生する。この疑似的な共振現象は、電力供給側巻き線の漏れインダクタンスに起因して生じていたサージ電流をコンデンサに吸収させた後に、電力供給側巻き線に有効利用できる電力として戻す効果を奏する。この結果、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、サージ電圧を低下させるとともに変換効率を向上させることができる。
【０００９】
上記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記１次側回路は、さらに前記第１整流器に直列に接続された第１可飽和インダクタンスを有し、前記２次側回路は、さらに前記第２整流器に直列に接続された第２可飽和インダクタンスを有するように構成することが好ましい。
【００１０】
このように、整流器に直列に追加された過飽和インダクタンスは、電流がゼロクロスする瞬間にのみインダクタンスが急激に大きくなるので、リバースリカバリ電流を抑制するいわゆるソフトリカバリ効果を奏する。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータのさらなる高効率化や低ノイズ化を図ることができる。
【００１１】
本発明の第２の態様は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、４個の１次側回路ユニットと変圧器の１次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された１次側回路と、４個の２次側回路ユニットと前記変圧器の２次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された２次側回路と前記１次側回路と前記２次側回路とを制御する制御部とを備え、前記１次側回路ユニットは、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、第１整流器と第１整流器制御スイッチとが並列に接続された第１整流器回路とを有し、前記第１整流器回路と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流器回路に並列に接続されている回路であり、前記２次側回路ユニットは、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、第２整流器と第２整流器制御スイッチとが並列に接続された第２整流器回路とを有し、前記第２整流器回路と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流器回路に並列に接続されている回路であり、前記制御部は、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするように構成されていることを特徴とする。
【００１２】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ形として構成することもできる。これにより単体での大出力化も可能となる。
【００１３】
上記フルブリッジ形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、前記１次側回路は、さらに前記複数の第１整流器の各々に直列に接続された第１可飽和インダクタンスを有し、前記２次側回路は、さらに前記複数の第２整流器の各々に直列に接続された第２可飽和インダクタンスを有するように構成されることが好ましい。
【００１４】
本発明の第３の態様は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、整流素子として機能する第１整流用スイッチと、変圧器の１次側巻き線とを有し、前記第１整流用スイッチと前記１次側巻き線と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流用スイッチに並列に接続されている１次側回路と、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、整流素子として機能する第２整流用スイッチと、前記変圧器の２次側巻き線とを有し、前記第２整流用スイッチと前記２次側巻き線と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流用スイッチに並列に接続されている２次側回路と、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを閉とするように構成されている制御部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、同期型整流方式を適用することも可能であり、これによりさらに変換効率を高めることができる。また、同期型整流方式を適用したフルブリッジ形として本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。
【００１６】
なお、本発明は、非常用直流電源システムや非常用交流電源システムといった補助電源システムその他の種々の形態で実現することが可能である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を実施例に基づいて以下の順序で説明する。
Ａ．本発明の第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｂ．本発明の第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｃ．本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｄ．本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｅ．非常用交流電源システム（第５実施例）の構成と動作：
Ｆ．太陽光発電システム用補助電源システム（第６実施例）の構成と動作：
Ｇ．変型例：
【００１８】
Ａ．本発明の第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図１は、本発明の第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成を示す説明図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、充電可能な直流電源３と負荷６との間に設けられている。直流電源３と負荷６とには、それぞれ平滑化コンデンサＣｂ、ＣＬが並列に接続されている。
【００１９】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１次側回路と、２次側回路と、これらの回路を制御する制御回路２とを備えている。１次側回路は、コンデンサＣ１と、２個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄと、ダイオードＤ１と、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１とを有する回路である。２次側回路は、コンデンサＣ２と、２個のスイッチＱ２ｃ、Ｑ２ｄと、ダイオードＤ２と、トランスＴの２次側巻き線ＴＬ２とを有する回路である。制御回路２は、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの動作を制御するように構成されている。なお、本実施例では、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄとしてＭＯＳ−ＦＥＴを使用している。
【００２０】
１次側回路の各部品は、直流電源３側に以下のように接続されている。直流電源３のカソードは、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１の一端に接続されている。１次側巻き線ＴＬ１の他端には、ダイオードＤ１のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、直流電源３のアノードに接続されている。ダイオードＤ１には、スイッチＱ１ｄが並列に接続されている。ダイオードＤ１には、さらに直列に接続されたコンデンサＣ１とスイッチＱ１ｃとが並列に接続されている。スイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄのゲート端子は、制御回路２に接続されている。
【００２１】
２次側回路の各部品は、負荷６側に以下のように接続されている。負荷６のカソードは、トランスＴの２次側巻き線ＴＬ２の一端に接続されている。２次側巻き線ＴＬ２の他端には、ダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、負荷６のアノードに接続されている。ダイオードＤ２には、スイッチＱ２ｄが並列に接続されている。ダイオードＤ２には、さらに直列に接続されたコンデンサＣ２とスイッチＱ２ｃとが並列に接続されている。スイッチＱ２ｃ、Ｑ２ｄのゲート端子は、制御回路２に接続されている。
【００２２】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１次側回路から２次側回路に向かって昇圧するモードと、２次側回路から１次側回路に向かって降圧するモードとの２つのモードで双方向に作動することができる。図１に示される例では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、モードの切替により、直流電源３からの直流電力を昇圧して負荷６に供給する作動と、負荷６で生成された直流電力を降圧して直流電源３に充電する作動の双方が可能である。
【００２３】
図２は、昇圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の作動状態を示す説明図である。図２（ａ）は、制御回路２が４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの各ゲート端子に印可する電圧を時系列で表している。このような電圧の印可によって、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄのオンオフ制御が行われ、これにより直流電力が昇圧される。図２（ｂ）は、昇圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路の作動状態を示している。なお、この図では、制御回路２は省略されている。
【００２４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路は（図１）は、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄのオンオフ制御（図２（ａ））に応じて作動している。具体的には、時刻ｔ０から以下の昇圧動作が行われている。
（１）スイッチＱ１ｄには、矩形波を有する電圧が印可されているので、スイッチＱ１ｄのソースドレイン間のオンオフが繰り返えされている。
（２）スイッチＱ１ｃには、オン電圧が継続的に印可されているので、コンデンサＣ１がトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１と直流電源３のアノードとの間に継続的に接続されている。
（３）スイッチＱ２ｃには、オフ電圧が印可されているので、コンデンサＣ２がトランスＴの２次側回路と負荷６とから切り離されている。
（４）スイッチＱ２ｄには、オフ電圧が印可されているので、ダイオードＤ２の両端は短絡されず、ダイオードＤ２が機能し得る状態にある。
以上の結果、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路は、図２（ｂ）に示される作動状態となっている。
【００２５】
図２（ｂ）に示される回路は、フライバック方式あるいはＯＮ−ＯＦＦ方式と呼ばれる方式を採用するスイッチングレギュレータを構成している。このため、以下のよう昇圧動作が行われる。
（１）スイッチＱ１ｄがＯＮとなると、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１に電流が流れ、この電流により磁気エネルギがトランスＴに蓄えられる。
（２）スイッチＱ１ｄがＯＦＦとなると、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１に蓄えられた磁気エネルギが２次側巻き線ＴＬ２に電圧を発生させる。
このようにして２次側巻き線ＴＬ２に発生させた電圧をダイオードＤ２のアノード側に蓄積させて、２次側回路に比較的に高い電圧を発生させることができる。この電圧は、スイッチＱ１ｄのＯＮ−ＯＦＦ比（デューティ比）と、１次側巻き線ＴＬ１のインダクタンスと、負荷６の負荷抵抗とによって定まる。
【００２６】
図２（ｂ）に示される回路は、さらに１次側にコンデンサＣ１を有している。コンデンサＣ１は、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１と共に擬似的に直列共振動作を起こさせるためのものである。コンデンサＣ１は、以下のように機能する。
（１）コンデンサＣ１は、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１の漏れインダクタンスに起因するサージ電圧を吸収する。ここで、漏れインダクタンスとは、１次側巻き線ＴＬ１が有するインダクタンスのうち、２次側巻き線ＴＬ２へのエネルギーの転送に寄与しないインダクタンス成分をいう。このサージ電圧は、スイッチＱ１ｄがＯＦＦされるときに、２次側巻き線ＴＬ２へ転送されなかった磁気エネルギが１次側巻き線ＴＬ１で発生させる電圧である。
（２）コンデンサＣ１は、吸収したサージ電圧に伴う電力を擬似的な共振動作によってトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１に返還することができる。この返還された電力は、２次側電力として有効利用されることにより効率の向上が図られる。さらに、コンデンサＣ１は、上述のようにトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１からスイッチＱ１ｄに加えられるサージ電圧をクランプする効果も奏する。
【００２７】
一方、コンデンサＣ２は、スイッチＱ２ｄの作動によりトランスＴの２次側回路から切り離されている（図２（ｂ））。これは、コンデンサＣ２とトランスＴの２次側巻き線ＴＬ２が擬似的に直列共振を生じさせないようにするためである。擬似的な直列共振が出力側である２次側回路で生ずると、２次側巻き線ＴＬ２に発生した電圧のダイオードＤ２のアノード側への蓄積を阻害することになって、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率を著しく低下させるからである。
【００２８】
図３は、降圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の作動状態を示す説明図である。図３（ａ）は、図２（ａ）と同様に、制御回路２が４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの各ゲート端子に印可する電圧を時系列で表している。図３（ｂ）は、降圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路の作動状態を示している。なお、この図でも、制御回路２は省略されている。
【００２９】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１（図１）は、１次側回路と２次側回路とが対称な回路となるように構成されている。また、図３（ａ）と図２（ａ）の比較から分かるように、降圧動作と昇圧動作とでは、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄのオンオフ制御の内容も対称となっている。すなわち、１次側回路の２個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄと、２次側回路の２個のスイッチＱ２ｃ、Ｑ２ｄの制御の内容が降圧動作と昇圧動作とにおいて対称となっている。これにより、本実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１が双方向に作動できるように構成されていることが分かる。なお、本実施例では、昇圧の方向と降圧の方向が決まっているので各デバイスの特性値（容量値やインダクタンス）は、１次側と２次側とで異なるように構成されている。
【００３０】
このように、本実施例では、コンデンサとこのコンデンサの接続をオンオフ制御するスイッチとが直列に接続された回路が、昇圧や降圧のために行われるスイッチング動作を行うスイッチに対して並列に接続されているので、トランスの漏れインダクタンスに起因してエネルギーの供給側に流れる電流を有効利用することができる。この結果、変換効率の向上を図ることができる。さらに、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージ電圧をクランプすることもできるので、低ノイズ化、小型化、および高出力化も可能となる。
【００３１】
Ｂ．本発明の第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図４は、本発明の第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの構成を示す説明図である。第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、第１実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２を追加したものである。２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２は、それぞれダイオードＤ１、Ｄ２に直列に接続されている。
【００３２】
２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２は、ダイオードＤ１、Ｄ２のリバースリカバリ電流を抑制するために追加されたものである。リバースリカバリ電流とは、ダイオードに順方向電流が流れている状態で急に逆方向の電圧をかけた時に一時的に流れる逆方向の電流である。リバースリカバリ電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下の原因やノイズの発生要因となるので、効果的に抑制することが好ましい。
【００３３】
図５は、昇圧動作時における第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの作動状態を示す説明図である。図５の回路は、図２（ｂ）の回路中の２個のダイオードＤ１、Ｄ２に２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２をそれぞれ直列に接続したものと同一である。なお、制御回路２による４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの制御は、第１実施例と同様である（図２（ａ））。
【００３４】
図６は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの昇圧動作における過飽和インダクタンスＬ２の効果を示す説明図である。図６（ａ）のタイムチャートは、スイッチＱ１ｄのゲート端子に印可された電圧と、スイッチＱ１ｄのドレイン電流ＩＱ１ｄと、ダイオードＤ２の電流ＩＤ２（過飽和インダクタンスＬ２なしの場合）と、ダイオードＤ２の電流ＩＤ２（過飽和インダクタンスＬ２有りの場合）と、を時系列で示している。図６（ｂ）は、過飽和インダクタンスＬ２のＢＨカーブを示している。タイムチャートとＢＨカーブに示されているＩ〜Ｖは、それぞれ対応する期間であることを表している。
【００３５】
過飽和インダクタンスＬ２は、以下に示すように機能する。
（１）期間Ｉ（ダイオードＤ２がＯＮの時）：
過飽和インダクタンスＬ２のコアは飽和状態であるため、過飽和インダクタンスＬ２は、インダクタンスをほとんど有さず単なる導線として機能している。
（２）期間ＩＩ（ダイオードＤ２がＯＮからＯＦＦに遷移している時）：
ダイオード電流のターンオフが始まり磁界Ｈがゼロに向かって減少するが、過飽和インダクタンスＬ２のコアは飽和状態のままである。このため、過飽和インダクタンスＬ２は、まだ導線として機能している。
（３）期間ＩＩＩ（リバースリカバリ時）：
ダイオードにリバースリカバリ電流が流れようとする瞬間（電流がゼロクロスする瞬間）に、過飽和インダクタンスＬ２は、インダクタンスが大きな領域（磁界Ｈに対して磁束密度Ｂが大きく変化する領域）に入る。この領域において、過飽和インダクタンスＬ２が接続されていないと、図６（ａ−３）の円内に示されるように大きなリバースリカバリ電流が流れることになる。ところが、過飽和インダクタンスＬ２がダイオードＤ２に直列に接続されていると、過飽和インダクタンスＬ２のインダクタンスによって図６（ａ−４）の円内に示されるようにリバースリカバリ電流が抑制されることになる。
（４）期間ＩＶ（リバースリカバリ終了時）：
電流がゼロクロスする瞬間においては、過飽和インダクタンスＬ２は、電流の変化を双方向に抑制するように作用するので、ノイズを効果的に抑制している。
（５）期間Ｖ（ダイオードＤ２がＯＦＦからＯＮに遷移している時）：
ダイオードがＯＮとなって、過飽和インダクタンスＬ２のコアは再び飽和状態となる。
【００３６】
このように、本発明の第２実施例において追加された過飽和インダクタンスＬ２は、電流がゼロクロスする瞬間にのみインダクタンスが急激に大きくなるので、リバースリカバリ電流を抑制するいわゆるソフトリカバリ効果を奏する。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータのさらなる高効率化や低ノイズ化が図られることになる。なお、過飽和インダクタンスＬ１は、降圧時において効果を奏する。
【００３７】
Ｃ．本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図７は、本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの構成を示す説明図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、シングルエンドとして構成されている第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａ（図４）をフルブリッジ形として構成し直したものである。
【００３８】
本実施例の１次側回路は、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの１次側回路からトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１を除いた回路ユニット１１（図４）を４個組み合わせるとともに、この組み合わせられた回路にトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１を接続することによりブリッジ回路として構成されている。本実施例の２次側回路も、同様に回路ユニット１２を４個組み合わせるとともに、この組み合わせられた回路にトランスＴの１次側巻き線ＴＬ２を接続することによりブリッジ回路として構成されている。
【００３９】
本実施例の１次側回路は、４個のコンデンサＣ１〜Ｃ４と、８個のスイッチＱ１ｃ〜Ｑ４ｃ、Ｑ１ｄ〜Ｑ４ｄと、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４と、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１とを有している。本実施例の２次側回路は、４個のコンデンサＣ５〜Ｃ８と、８個のスイッチＱ５ｃ〜Ｑ８ｃ、Ｑ５ｄ〜Ｑ８ｄと、４個のダイオードＤ５〜Ｄ８と、トランスＴの２次側巻き線ＴＬ２とを有している。なお、図７では、制御回路２は省略されている。
【００４０】
図８は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの作動における各スイッチの制御状態を示す説明図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、制御回路２が上述の１６個の各スイッチのゲート端子に、図８に示されるような作動を起こさせる電圧を印可することによって作動させることができる。
【００４１】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ化も可能であり、高出力化にも対応できる。なお、第１実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１も同様にフルブリッジ化が可能である。
【００４２】
Ｄ．本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図９は、本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃの構成を示す説明図である。図１０は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃの作動における各スイッチの制御状態を示す説明図である。
【００４３】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃは、ダイオード整流方式を採用している第３実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂを同期整流方式の回路として構成し直したものである。同期整流方式とは、整流素子として利用していたダイオードをスイッチ（たとえばＭＯＳ−ＦＥＴ）に置き換えた方式である。同期整流方式は、ダイオードの順方向電圧降下よりもスイッチのオン抵抗が低いことに着目し、ダイオードの代わりに同期して作動するスイッチを使用する。これにより回路の導通損失が低減し高効率化が図られる。
【００４４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃは、ダイオード整流形として構成されている第３実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂから８個のダイオードＤ１〜Ｄ８と８個の過飽和インダクタンスＬ１〜Ｌ８とを削除したものである。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃは、この回路が有する１６個の各スイッチのゲート端子に、図１０に示されるような作動を同期して印可することによって作動させることができる。このような同期した電圧の印可によって、８個のスイッチＱ１ｄ〜Ｑ８ｄが整流素子として機能する。
【００４５】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、同期型整流方式を適用することも可能であり、これによりさらに変換効率を高めることができる。なお、第１、第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１、１ａも同様に同期整流方式を採用することが可能である。
【００４６】
Ｅ．非常用交流電源システム（第５実施例）の構成と動作：
図１１は、本発明の第５実施例における非常用交流電源システム１００を示す説明図である。非常用交流電源システム１００は、交流負荷１４に対して商用電源１５とともに並列に接続されている。非常用交流電源システム１００は、燃料電池１２と、ＦＣシステム１１と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、制御部１０１と、インバータ１３と、充電可能な直流電源３とを備えている。ここで、ＦＣシステム１１とは、燃料電池１２を起動させるためのシステムである。なお、直流電源３のアノードは接地Ｇに接地されている。
【００４７】
本システム１００は、商用電源１５の停電時において、商用電源１５から切り替えられて交流負荷１４に電力を供給するためのシステムである。本システム１００への電力供給の切替は、以下のシーケンスで行われる。
【００４８】
図１２は、非常用交流電源システム１００による電力供給開始までのルーチンを示すフローチャートである。非常用交流電源システム１００の制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧、すなわち商用電源１５の電圧を常時監視している。この制御部１０１は、商用電源１５が正常なときは商用電源１５から電力の供給を受け、商用電源１５の停電時においては直流電源３から電力の供給を受けることができる。
【００４９】
ステップＳ１０１では、制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧の低下を検知し、電源電圧が所定の値以下となると、インバータ１３と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１とに対して起動命令を発する。
【００５０】
ステップＳ１０２では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源３からの直流電力を昇圧してインバータ１３に供給する。インバータ１３は、受け取った直流電力を交流電力に変換して交流負荷１４に供給する。これにより、交流負荷１４の電力供給が迅速に回復されることになる。インバータ１３の出力の調整は、交流負荷１４の電源電圧を監視する制御部１０１からの指令に応じて行われる。
【００５１】
ステップＳ１０３では、制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧が所定の値に復帰したことを検知したら、ＦＣシステム１１に対して起動命令を発する。ＦＣシステム１１は、起動命令に応じて燃料電池１２の起動処理を開始する。
【００５２】
ステップＳ１０４では、燃料電池１２は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と平行してインバータ１３に供給を開始する。制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧を監視しつつ、直流電源３からの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を介した電力供給を徐々に停止する。
【００５３】
ステップＳ１０５では、制御部１０１は、燃料電池１２から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を経由して直流電源３を充電する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を経由させるのは、燃料電池１２の出力電圧を直流電源３の充電に適した電圧まで降下させるためである。これにより、燃料電池１２は、再度の起動が可能となる。直流電源３の充電が完了すると、制御部１０１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を停止させる（Ｓ１０６）。
【００５４】
このように、本実施例の非常用交流電源システムは、燃料電池による電力供給への切替までの一時的な電力供給や非常用電池の充電といった非常時における電力供給処理を、高出力化が可能な本発明の実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧機能と降圧機能とを用いて簡易な構成で実現することができる。なお、本実施例では、商用電源１５が特許請求の範囲における「電力供給システム」に相当する。
【００５５】
Ｆ．太陽光発電システム用補助電源システム（第６実施例）の構成と動作：
図１３は、太陽光発電システム用補助電源システム３００の構成を示す説明図である。この補助電源システム３００は、交流負荷１４と太陽電池Ｓとの間に直列に接続されている。補助電源システム３００は、切替ボックス３１と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、制御部１０１ａと、インバータ１３と、直流電源３とを備えている。なお、太陽電池Ｓと直流電源３のアノードは接地Ｇに接地されている。
【００５６】
この補助電源システム３００は、太陽光の照射の変化（たとえば夜や曇り）による電力供給の変動を補償するための電力供給を行うシステムである。太陽電池Ｓは、太陽光が照射される日中にのみ切替ボックス３１によって接続される。制御部１０１ａは、余剰の電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１で降圧して直流電源３に充電し、夜間には、直流電源３から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１で昇圧して電力を供給する。供給された直流電力は、インバータ１３で交流電力に変換されて交流負荷１４に供給される。
【００５７】
さらに、分電盤３２を介して、太陽電池Ｓで生成された電力に余剰が生ずる日中晴天時には電力会社３３に買電し、夜間その他の電力が不足するときには電力会社から電力供給を受けることも可能である。
【００５８】
このように、電力の供給が不安定な電源装置の補助電源システムも高出力化が可能な本発明の実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１〜１ｃを用いて簡易に構成することができる。なお、本実施例では、太陽電池Ｓが特許請求の範囲における「電力供給システム」に相当する。
【００５９】
Ｇ．変型例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
【００６０】
Ｇ−１．第５実施例では、交流負荷に電力を供給する非常用「交流」電源システムが双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて構成されているが、インバータ１３を削除して図１４に示されるような非常用「直流」電源システム２００も構成可能である。
【００６１】
非常用直流電源システム２００は、第５実施例と同様に直流負荷１４に対して商用電源１５とともに並列に接続されている。ただし、商用電源１５は、交流電力を整流して直流電力にする整流器１６を介して直流負荷１４に接続されている点で相違する。非常用直流電源システム２００は、非常用交流電源システム１００からインバータ１３を削除したものとして構成されている。なお、非常用交流電源システムや非常用直流電源システムは、特許請求の範囲における「補助電源システム」に含まれる概念である。
【００６２】
Ｇ−２．上記各実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてフライバック方式あるいはＯＮ−ＯＦＦ方式と呼ばれる方式を採用しているが、たとえばフォーワード方式やプッシュプル方式を採用しても良い。本発明は、一般にスイッチング動作によって昇圧ないし降圧するトランス型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用することができる。
【００６３】
Ｇ−３．上記各実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、説明を分かりやすくするために昇圧の方向と降圧の方向が予め決定されているが、双方の方向に昇圧や降圧ができるように構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図２】昇圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態を示す説明図。
【図３】降圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態を示す説明図。
【図４】第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図５】昇圧動作時における第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態を示す説明図。
【図６】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における過飽和インダクタンスの効果を示す説明図。
【図７】本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図８】第３実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける各スイッチの制御状態を示す説明図。
【図９】本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図１０】第４実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける各スイッチの制御状態を示す説明図。
【図１１】本発明の第５実施例における非常用交流電源システムを示す説明図。
【図１２】非常用交流電源システムによる電力供給開始までのルーチンを示すフローチャート。
【図１３】第１変形例における非常用直流電源システムを示す説明図。
【図１４】第２変形例における太陽光発電システムを示す説明図。
【符号の説明】
１〜１ｃ…ＤＣ−ＤＣコンバータ
２…制御回路
３…直流電源
６…負荷
１１…ＦＣシステム
１２…燃料電池
１３…インバータ
１４…交流負荷
１５…商用電源
１００…非常用交流電源システム
１０１…制御部
２００…非常用直流電源システム
３００…補助電源システム
Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２…ダイオード
Ｌ１、Ｌ２…過飽和インダクタンス
Ｑ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄ…スイッチ
【発明の属する技術分野】
この発明は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の電圧を昇圧ないし降圧させて負荷に直流電力を供給するものである。ＤＣ−ＤＣコンバータには、シリーズ方式のＤＣ−ＤＣコンバータとスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータとがある。シリーズ方式とは、ＤＣ−ＤＣコンバータ自身で電力を消費して出力電圧を調整する方式であり、スイッチング方式とは、入力電力を高速にオンオフ（スイッチング）してパルスに変換し、このパルスを平滑化することにより安定した出力電力を供給する方式である。
【０００３】
スイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、高い効率が求められる用途で使用されるものであり、従来から高効率化が図られてきた。たとえば特許文献１に開示されているように、ダイオードの代わりＭＯＳ−ＦＥＴを整流素子として使用する同期整流方式も提案されている。同期整流方式は、導通損失の大きいダイオードの代わりにオン抵抗の低いＭＯＳ−ＦＥＴを使用することで効率の向上を図るものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−３３３４４５号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の方法では、スイッチング方式で行われる入力電圧のオンオフ制御に伴う変換効率の低下には対処できない。また、このオンオフ制御は、サージ電圧を発生させるのでデバイスの選択の幅を狭めるとともに、ノイズの発生原因となるという問題もあった。
【０００６】
この発明は、従来技術における上述の課題を解決するためになされたものであり、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、変換効率を向上させるとともにサージ電圧を低下させる技術を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
上述の課題の少なくとも一部を解決するため、本発明の第１の態様は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、第１整流器と第１整流器制御スイッチとが並列に接続された第１整流器回路と、変圧器の１次側巻き線とを有し、前記第１整流器回路と前記１次側巻き線と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流器回路に並列に接続されている１次側回路と、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、第２整流器と第２整流器制御スイッチとが並列に接続された第２整流器回路と、前記変圧器の２次側巻き線とを有し、前記第２整流器回路と前記２次側巻き線と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流器回路に並列に接続されている２次側回路と、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを閉とするように構成されている制御部とを備えることを特徴とする。
【０００８】
本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、１次側回路と２次側回路のうちで電力供給側となる回路が有する整流器に対してコンデンサが並列に接続されるように回路が制御されるので、このコンデンサのキャパシタンスと変圧器の電力供給側巻き線の漏れインダクタンスとで擬似的に直列共振が発生する。この疑似的な共振現象は、電力供給側巻き線の漏れインダクタンスに起因して生じていたサージ電流をコンデンサに吸収させた後に、電力供給側巻き線に有効利用できる電力として戻す効果を奏する。この結果、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、サージ電圧を低下させるとともに変換効率を向上させることができる。
【０００９】
上記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記１次側回路は、さらに前記第１整流器に直列に接続された第１可飽和インダクタンスを有し、前記２次側回路は、さらに前記第２整流器に直列に接続された第２可飽和インダクタンスを有するように構成することが好ましい。
【００１０】
このように、整流器に直列に追加された過飽和インダクタンスは、電流がゼロクロスする瞬間にのみインダクタンスが急激に大きくなるので、リバースリカバリ電流を抑制するいわゆるソフトリカバリ効果を奏する。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータのさらなる高効率化や低ノイズ化を図ることができる。
【００１１】
本発明の第２の態様は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、４個の１次側回路ユニットと変圧器の１次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された１次側回路と、４個の２次側回路ユニットと前記変圧器の２次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された２次側回路と前記１次側回路と前記２次側回路とを制御する制御部とを備え、前記１次側回路ユニットは、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、第１整流器と第１整流器制御スイッチとが並列に接続された第１整流器回路とを有し、前記第１整流器回路と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流器回路に並列に接続されている回路であり、前記２次側回路ユニットは、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、第２整流器と第２整流器制御スイッチとが並列に接続された第２整流器回路とを有し、前記第２整流器回路と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流器回路に並列に接続されている回路であり、前記制御部は、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするように構成されていることを特徴とする。
【００１２】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ形として構成することもできる。これにより単体での大出力化も可能となる。
【００１３】
上記フルブリッジ形双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいても、前記１次側回路は、さらに前記複数の第１整流器の各々に直列に接続された第１可飽和インダクタンスを有し、前記２次側回路は、さらに前記複数の第２整流器の各々に直列に接続された第２可飽和インダクタンスを有するように構成されることが好ましい。
【００１４】
本発明の第３の態様は、直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、整流素子として機能する第１整流用スイッチと、変圧器の１次側巻き線とを有し、前記第１整流用スイッチと前記１次側巻き線と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流用スイッチに並列に接続されている１次側回路と、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、整流素子として機能する第２整流用スイッチと、前記変圧器の２次側巻き線とを有し、前記第２整流用スイッチと前記２次側巻き線と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流用スイッチに並列に接続されている２次側回路と、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを閉とするように構成されている制御部とを備えることを特徴とする。
【００１５】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、同期型整流方式を適用することも可能であり、これによりさらに変換効率を高めることができる。また、同期型整流方式を適用したフルブリッジ形として本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを構成することもできる。
【００１６】
なお、本発明は、非常用直流電源システムや非常用交流電源システムといった補助電源システムその他の種々の形態で実現することが可能である。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態を実施例に基づいて以下の順序で説明する。
Ａ．本発明の第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｂ．本発明の第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｃ．本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｄ．本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
Ｅ．非常用交流電源システム（第５実施例）の構成と動作：
Ｆ．太陽光発電システム用補助電源システム（第６実施例）の構成と動作：
Ｇ．変型例：
【００１８】
Ａ．本発明の第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図１は、本発明の第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の構成を示す説明図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、充電可能な直流電源３と負荷６との間に設けられている。直流電源３と負荷６とには、それぞれ平滑化コンデンサＣｂ、ＣＬが並列に接続されている。
【００１９】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１次側回路と、２次側回路と、これらの回路を制御する制御回路２とを備えている。１次側回路は、コンデンサＣ１と、２個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄと、ダイオードＤ１と、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１とを有する回路である。２次側回路は、コンデンサＣ２と、２個のスイッチＱ２ｃ、Ｑ２ｄと、ダイオードＤ２と、トランスＴの２次側巻き線ＴＬ２とを有する回路である。制御回路２は、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの動作を制御するように構成されている。なお、本実施例では、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄとしてＭＯＳ−ＦＥＴを使用している。
【００２０】
１次側回路の各部品は、直流電源３側に以下のように接続されている。直流電源３のカソードは、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１の一端に接続されている。１次側巻き線ＴＬ１の他端には、ダイオードＤ１のアノードが接続されている。ダイオードＤ１のカソードは、直流電源３のアノードに接続されている。ダイオードＤ１には、スイッチＱ１ｄが並列に接続されている。ダイオードＤ１には、さらに直列に接続されたコンデンサＣ１とスイッチＱ１ｃとが並列に接続されている。スイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄのゲート端子は、制御回路２に接続されている。
【００２１】
２次側回路の各部品は、負荷６側に以下のように接続されている。負荷６のカソードは、トランスＴの２次側巻き線ＴＬ２の一端に接続されている。２次側巻き線ＴＬ２の他端には、ダイオードＤ２のアノードが接続されている。ダイオードＤ２のカソードは、負荷６のアノードに接続されている。ダイオードＤ２には、スイッチＱ２ｄが並列に接続されている。ダイオードＤ２には、さらに直列に接続されたコンデンサＣ２とスイッチＱ２ｃとが並列に接続されている。スイッチＱ２ｃ、Ｑ２ｄのゲート端子は、制御回路２に接続されている。
【００２２】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、１次側回路から２次側回路に向かって昇圧するモードと、２次側回路から１次側回路に向かって降圧するモードとの２つのモードで双方向に作動することができる。図１に示される例では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、モードの切替により、直流電源３からの直流電力を昇圧して負荷６に供給する作動と、負荷６で生成された直流電力を降圧して直流電源３に充電する作動の双方が可能である。
【００２３】
図２は、昇圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の作動状態を示す説明図である。図２（ａ）は、制御回路２が４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの各ゲート端子に印可する電圧を時系列で表している。このような電圧の印可によって、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄのオンオフ制御が行われ、これにより直流電力が昇圧される。図２（ｂ）は、昇圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路の作動状態を示している。なお、この図では、制御回路２は省略されている。
【００２４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路は（図１）は、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄのオンオフ制御（図２（ａ））に応じて作動している。具体的には、時刻ｔ０から以下の昇圧動作が行われている。
（１）スイッチＱ１ｄには、矩形波を有する電圧が印可されているので、スイッチＱ１ｄのソースドレイン間のオンオフが繰り返えされている。
（２）スイッチＱ１ｃには、オン電圧が継続的に印可されているので、コンデンサＣ１がトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１と直流電源３のアノードとの間に継続的に接続されている。
（３）スイッチＱ２ｃには、オフ電圧が印可されているので、コンデンサＣ２がトランスＴの２次側回路と負荷６とから切り離されている。
（４）スイッチＱ２ｄには、オフ電圧が印可されているので、ダイオードＤ２の両端は短絡されず、ダイオードＤ２が機能し得る状態にある。
以上の結果、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路は、図２（ｂ）に示される作動状態となっている。
【００２５】
図２（ｂ）に示される回路は、フライバック方式あるいはＯＮ−ＯＦＦ方式と呼ばれる方式を採用するスイッチングレギュレータを構成している。このため、以下のよう昇圧動作が行われる。
（１）スイッチＱ１ｄがＯＮとなると、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１に電流が流れ、この電流により磁気エネルギがトランスＴに蓄えられる。
（２）スイッチＱ１ｄがＯＦＦとなると、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１に蓄えられた磁気エネルギが２次側巻き線ＴＬ２に電圧を発生させる。
このようにして２次側巻き線ＴＬ２に発生させた電圧をダイオードＤ２のアノード側に蓄積させて、２次側回路に比較的に高い電圧を発生させることができる。この電圧は、スイッチＱ１ｄのＯＮ−ＯＦＦ比（デューティ比）と、１次側巻き線ＴＬ１のインダクタンスと、負荷６の負荷抵抗とによって定まる。
【００２６】
図２（ｂ）に示される回路は、さらに１次側にコンデンサＣ１を有している。コンデンサＣ１は、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１と共に擬似的に直列共振動作を起こさせるためのものである。コンデンサＣ１は、以下のように機能する。
（１）コンデンサＣ１は、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１の漏れインダクタンスに起因するサージ電圧を吸収する。ここで、漏れインダクタンスとは、１次側巻き線ＴＬ１が有するインダクタンスのうち、２次側巻き線ＴＬ２へのエネルギーの転送に寄与しないインダクタンス成分をいう。このサージ電圧は、スイッチＱ１ｄがＯＦＦされるときに、２次側巻き線ＴＬ２へ転送されなかった磁気エネルギが１次側巻き線ＴＬ１で発生させる電圧である。
（２）コンデンサＣ１は、吸収したサージ電圧に伴う電力を擬似的な共振動作によってトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１に返還することができる。この返還された電力は、２次側電力として有効利用されることにより効率の向上が図られる。さらに、コンデンサＣ１は、上述のようにトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１からスイッチＱ１ｄに加えられるサージ電圧をクランプする効果も奏する。
【００２７】
一方、コンデンサＣ２は、スイッチＱ２ｄの作動によりトランスＴの２次側回路から切り離されている（図２（ｂ））。これは、コンデンサＣ２とトランスＴの２次側巻き線ＴＬ２が擬似的に直列共振を生じさせないようにするためである。擬似的な直列共振が出力側である２次側回路で生ずると、２次側巻き線ＴＬ２に発生した電圧のダイオードＤ２のアノード側への蓄積を阻害することになって、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率を著しく低下させるからである。
【００２８】
図３は、降圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の作動状態を示す説明図である。図３（ａ）は、図２（ａ）と同様に、制御回路２が４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの各ゲート端子に印可する電圧を時系列で表している。図３（ｂ）は、降圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の回路の作動状態を示している。なお、この図でも、制御回路２は省略されている。
【００２９】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１（図１）は、１次側回路と２次側回路とが対称な回路となるように構成されている。また、図３（ａ）と図２（ａ）の比較から分かるように、降圧動作と昇圧動作とでは、４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄのオンオフ制御の内容も対称となっている。すなわち、１次側回路の２個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄと、２次側回路の２個のスイッチＱ２ｃ、Ｑ２ｄの制御の内容が降圧動作と昇圧動作とにおいて対称となっている。これにより、本実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１が双方向に作動できるように構成されていることが分かる。なお、本実施例では、昇圧の方向と降圧の方向が決まっているので各デバイスの特性値（容量値やインダクタンス）は、１次側と２次側とで異なるように構成されている。
【００３０】
このように、本実施例では、コンデンサとこのコンデンサの接続をオンオフ制御するスイッチとが直列に接続された回路が、昇圧や降圧のために行われるスイッチング動作を行うスイッチに対して並列に接続されているので、トランスの漏れインダクタンスに起因してエネルギーの供給側に流れる電流を有効利用することができる。この結果、変換効率の向上を図ることができる。さらに、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージ電圧をクランプすることもできるので、低ノイズ化、小型化、および高出力化も可能となる。
【００３１】
Ｂ．本発明の第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図４は、本発明の第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの構成を示す説明図である。第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａは、第１実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１に２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２を追加したものである。２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２は、それぞれダイオードＤ１、Ｄ２に直列に接続されている。
【００３２】
２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２は、ダイオードＤ１、Ｄ２のリバースリカバリ電流を抑制するために追加されたものである。リバースリカバリ電流とは、ダイオードに順方向電流が流れている状態で急に逆方向の電圧をかけた時に一時的に流れる逆方向の電流である。リバースリカバリ電流は、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率低下の原因やノイズの発生要因となるので、効果的に抑制することが好ましい。
【００３３】
図５は、昇圧動作時における第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの作動状態を示す説明図である。図５の回路は、図２（ｂ）の回路中の２個のダイオードＤ１、Ｄ２に２個の過飽和インダクタンスＬ１、Ｌ２をそれぞれ直列に接続したものと同一である。なお、制御回路２による４個のスイッチＱ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄの制御は、第１実施例と同様である（図２（ａ））。
【００３４】
図６は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの昇圧動作における過飽和インダクタンスＬ２の効果を示す説明図である。図６（ａ）のタイムチャートは、スイッチＱ１ｄのゲート端子に印可された電圧と、スイッチＱ１ｄのドレイン電流ＩＱ１ｄと、ダイオードＤ２の電流ＩＤ２（過飽和インダクタンスＬ２なしの場合）と、ダイオードＤ２の電流ＩＤ２（過飽和インダクタンスＬ２有りの場合）と、を時系列で示している。図６（ｂ）は、過飽和インダクタンスＬ２のＢＨカーブを示している。タイムチャートとＢＨカーブに示されているＩ〜Ｖは、それぞれ対応する期間であることを表している。
【００３５】
過飽和インダクタンスＬ２は、以下に示すように機能する。
（１）期間Ｉ（ダイオードＤ２がＯＮの時）：
過飽和インダクタンスＬ２のコアは飽和状態であるため、過飽和インダクタンスＬ２は、インダクタンスをほとんど有さず単なる導線として機能している。
（２）期間ＩＩ（ダイオードＤ２がＯＮからＯＦＦに遷移している時）：
ダイオード電流のターンオフが始まり磁界Ｈがゼロに向かって減少するが、過飽和インダクタンスＬ２のコアは飽和状態のままである。このため、過飽和インダクタンスＬ２は、まだ導線として機能している。
（３）期間ＩＩＩ（リバースリカバリ時）：
ダイオードにリバースリカバリ電流が流れようとする瞬間（電流がゼロクロスする瞬間）に、過飽和インダクタンスＬ２は、インダクタンスが大きな領域（磁界Ｈに対して磁束密度Ｂが大きく変化する領域）に入る。この領域において、過飽和インダクタンスＬ２が接続されていないと、図６（ａ−３）の円内に示されるように大きなリバースリカバリ電流が流れることになる。ところが、過飽和インダクタンスＬ２がダイオードＤ２に直列に接続されていると、過飽和インダクタンスＬ２のインダクタンスによって図６（ａ−４）の円内に示されるようにリバースリカバリ電流が抑制されることになる。
（４）期間ＩＶ（リバースリカバリ終了時）：
電流がゼロクロスする瞬間においては、過飽和インダクタンスＬ２は、電流の変化を双方向に抑制するように作用するので、ノイズを効果的に抑制している。
（５）期間Ｖ（ダイオードＤ２がＯＦＦからＯＮに遷移している時）：
ダイオードがＯＮとなって、過飽和インダクタンスＬ２のコアは再び飽和状態となる。
【００３６】
このように、本発明の第２実施例において追加された過飽和インダクタンスＬ２は、電流がゼロクロスする瞬間にのみインダクタンスが急激に大きくなるので、リバースリカバリ電流を抑制するいわゆるソフトリカバリ効果を奏する。この結果、ＤＣ−ＤＣコンバータのさらなる高効率化や低ノイズ化が図られることになる。なお、過飽和インダクタンスＬ１は、降圧時において効果を奏する。
【００３７】
Ｃ．本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図７は、本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの構成を示す説明図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、シングルエンドとして構成されている第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ａ（図４）をフルブリッジ形として構成し直したものである。
【００３８】
本実施例の１次側回路は、第２実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ１ａの１次側回路からトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１を除いた回路ユニット１１（図４）を４個組み合わせるとともに、この組み合わせられた回路にトランスＴの１次側巻き線ＴＬ１を接続することによりブリッジ回路として構成されている。本実施例の２次側回路も、同様に回路ユニット１２を４個組み合わせるとともに、この組み合わせられた回路にトランスＴの１次側巻き線ＴＬ２を接続することによりブリッジ回路として構成されている。
【００３９】
本実施例の１次側回路は、４個のコンデンサＣ１〜Ｃ４と、８個のスイッチＱ１ｃ〜Ｑ４ｃ、Ｑ１ｄ〜Ｑ４ｄと、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４と、トランスＴの１次側巻き線ＴＬ１とを有している。本実施例の２次側回路は、４個のコンデンサＣ５〜Ｃ８と、８個のスイッチＱ５ｃ〜Ｑ８ｃ、Ｑ５ｄ〜Ｑ８ｄと、４個のダイオードＤ５〜Ｄ８と、トランスＴの２次側巻き線ＴＬ２とを有している。なお、図７では、制御回路２は省略されている。
【００４０】
図８は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂの作動における各スイッチの制御状態を示す説明図である。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂは、制御回路２が上述の１６個の各スイッチのゲート端子に、図８に示されるような作動を起こさせる電圧を印可することによって作動させることができる。
【００４１】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ化も可能であり、高出力化にも対応できる。なお、第１実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１も同様にフルブリッジ化が可能である。
【００４２】
Ｄ．本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成と動作：
図９は、本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃの構成を示す説明図である。図１０は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃの作動における各スイッチの制御状態を示す説明図である。
【００４３】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃは、ダイオード整流方式を採用している第３実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂを同期整流方式の回路として構成し直したものである。同期整流方式とは、整流素子として利用していたダイオードをスイッチ（たとえばＭＯＳ−ＦＥＴ）に置き換えた方式である。同期整流方式は、ダイオードの順方向電圧降下よりもスイッチのオン抵抗が低いことに着目し、ダイオードの代わりに同期して作動するスイッチを使用する。これにより回路の導通損失が低減し高効率化が図られる。
【００４４】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃは、ダイオード整流形として構成されている第３実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｂから８個のダイオードＤ１〜Ｄ８と８個の過飽和インダクタンスＬ１〜Ｌ８とを削除したものである。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１ｃは、この回路が有する１６個の各スイッチのゲート端子に、図１０に示されるような作動を同期して印可することによって作動させることができる。このような同期した電圧の印可によって、８個のスイッチＱ１ｄ〜Ｑ８ｄが整流素子として機能する。
【００４５】
このように、本発明の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、同期型整流方式を適用することも可能であり、これによりさらに変換効率を高めることができる。なお、第１、第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１、１ａも同様に同期整流方式を採用することが可能である。
【００４６】
Ｅ．非常用交流電源システム（第５実施例）の構成と動作：
図１１は、本発明の第５実施例における非常用交流電源システム１００を示す説明図である。非常用交流電源システム１００は、交流負荷１４に対して商用電源１５とともに並列に接続されている。非常用交流電源システム１００は、燃料電池１２と、ＦＣシステム１１と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、制御部１０１と、インバータ１３と、充電可能な直流電源３とを備えている。ここで、ＦＣシステム１１とは、燃料電池１２を起動させるためのシステムである。なお、直流電源３のアノードは接地Ｇに接地されている。
【００４７】
本システム１００は、商用電源１５の停電時において、商用電源１５から切り替えられて交流負荷１４に電力を供給するためのシステムである。本システム１００への電力供給の切替は、以下のシーケンスで行われる。
【００４８】
図１２は、非常用交流電源システム１００による電力供給開始までのルーチンを示すフローチャートである。非常用交流電源システム１００の制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧、すなわち商用電源１５の電圧を常時監視している。この制御部１０１は、商用電源１５が正常なときは商用電源１５から電力の供給を受け、商用電源１５の停電時においては直流電源３から電力の供給を受けることができる。
【００４９】
ステップＳ１０１では、制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧の低下を検知し、電源電圧が所定の値以下となると、インバータ１３と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１とに対して起動命令を発する。
【００５０】
ステップＳ１０２では、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源３からの直流電力を昇圧してインバータ１３に供給する。インバータ１３は、受け取った直流電力を交流電力に変換して交流負荷１４に供給する。これにより、交流負荷１４の電力供給が迅速に回復されることになる。インバータ１３の出力の調整は、交流負荷１４の電源電圧を監視する制御部１０１からの指令に応じて行われる。
【００５１】
ステップＳ１０３では、制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧が所定の値に復帰したことを検知したら、ＦＣシステム１１に対して起動命令を発する。ＦＣシステム１１は、起動命令に応じて燃料電池１２の起動処理を開始する。
【００５２】
ステップＳ１０４では、燃料電池１２は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と平行してインバータ１３に供給を開始する。制御部１０１は、交流負荷１４の電源電圧を監視しつつ、直流電源３からの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を介した電力供給を徐々に停止する。
【００５３】
ステップＳ１０５では、制御部１０１は、燃料電池１２から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を経由して直流電源３を充電する。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を経由させるのは、燃料電池１２の出力電圧を直流電源３の充電に適した電圧まで降下させるためである。これにより、燃料電池１２は、再度の起動が可能となる。直流電源３の充電が完了すると、制御部１０１は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を停止させる（Ｓ１０６）。
【００５４】
このように、本実施例の非常用交流電源システムは、燃料電池による電力供給への切替までの一時的な電力供給や非常用電池の充電といった非常時における電力供給処理を、高出力化が可能な本発明の実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧機能と降圧機能とを用いて簡易な構成で実現することができる。なお、本実施例では、商用電源１５が特許請求の範囲における「電力供給システム」に相当する。
【００５５】
Ｆ．太陽光発電システム用補助電源システム（第６実施例）の構成と動作：
図１３は、太陽光発電システム用補助電源システム３００の構成を示す説明図である。この補助電源システム３００は、交流負荷１４と太陽電池Ｓとの間に直列に接続されている。補助電源システム３００は、切替ボックス３１と、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、制御部１０１ａと、インバータ１３と、直流電源３とを備えている。なお、太陽電池Ｓと直流電源３のアノードは接地Ｇに接地されている。
【００５６】
この補助電源システム３００は、太陽光の照射の変化（たとえば夜や曇り）による電力供給の変動を補償するための電力供給を行うシステムである。太陽電池Ｓは、太陽光が照射される日中にのみ切替ボックス３１によって接続される。制御部１０１ａは、余剰の電力を双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１で降圧して直流電源３に充電し、夜間には、直流電源３から双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１で昇圧して電力を供給する。供給された直流電力は、インバータ１３で交流電力に変換されて交流負荷１４に供給される。
【００５７】
さらに、分電盤３２を介して、太陽電池Ｓで生成された電力に余剰が生ずる日中晴天時には電力会社３３に買電し、夜間その他の電力が不足するときには電力会社から電力供給を受けることも可能である。
【００５８】
このように、電力の供給が不安定な電源装置の補助電源システムも高出力化が可能な本発明の実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１〜１ｃを用いて簡易に構成することができる。なお、本実施例では、太陽電池Ｓが特許請求の範囲における「電力供給システム」に相当する。
【００５９】
Ｇ．変型例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
【００６０】
Ｇ−１．第５実施例では、交流負荷に電力を供給する非常用「交流」電源システムが双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて構成されているが、インバータ１３を削除して図１４に示されるような非常用「直流」電源システム２００も構成可能である。
【００６１】
非常用直流電源システム２００は、第５実施例と同様に直流負荷１４に対して商用電源１５とともに並列に接続されている。ただし、商用電源１５は、交流電力を整流して直流電力にする整流器１６を介して直流負荷１４に接続されている点で相違する。非常用直流電源システム２００は、非常用交流電源システム１００からインバータ１３を削除したものとして構成されている。なお、非常用交流電源システムや非常用直流電源システムは、特許請求の範囲における「補助電源システム」に含まれる概念である。
【００６２】
Ｇ−２．上記各実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてフライバック方式あるいはＯＮ−ＯＦＦ方式と呼ばれる方式を採用しているが、たとえばフォーワード方式やプッシュプル方式を採用しても良い。本発明は、一般にスイッチング動作によって昇圧ないし降圧するトランス型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用することができる。
【００６３】
Ｇ−３．上記各実施例のＤＣ−ＤＣコンバータでは、説明を分かりやすくするために昇圧の方向と降圧の方向が予め決定されているが、双方の方向に昇圧や降圧ができるように構成しても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図２】昇圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態を示す説明図。
【図３】降圧動作時における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態を示す説明図。
【図４】第２実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図５】昇圧動作時における第２実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの作動状態を示す説明図。
【図６】双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作における過飽和インダクタンスの効果を示す説明図。
【図７】本発明の第３実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図８】第３実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける各スイッチの制御状態を示す説明図。
【図９】本発明の第４実施例における双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す説明図。
【図１０】第４実施例の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおける各スイッチの制御状態を示す説明図。
【図１１】本発明の第５実施例における非常用交流電源システムを示す説明図。
【図１２】非常用交流電源システムによる電力供給開始までのルーチンを示すフローチャート。
【図１３】第１変形例における非常用直流電源システムを示す説明図。
【図１４】第２変形例における太陽光発電システムを示す説明図。
【符号の説明】
１〜１ｃ…ＤＣ−ＤＣコンバータ
２…制御回路
３…直流電源
６…負荷
１１…ＦＣシステム
１２…燃料電池
１３…インバータ
１４…交流負荷
１５…商用電源
１００…非常用交流電源システム
１０１…制御部
２００…非常用直流電源システム
３００…補助電源システム
Ｃ１、Ｃ２…コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２…ダイオード
Ｌ１、Ｌ２…過飽和インダクタンス
Ｑ１ｃ、Ｑ１ｄ、Ｑ２ｃ、Ｑ２ｄ…スイッチ
Claims (8)
- 直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、第１整流器と第１整流器制御スイッチとが並列に接続された第１整流器回路と、変圧器の１次側巻き線とを有し、前記第１整流器回路と前記１次側巻き線と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流器回路に並列に接続されている１次側回路と、
第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、第２整流器と第２整流器制御スイッチとが並列に接続された第２整流器回路と、前記変圧器の２次側巻き線とを有し、前記第２整流器回路と前記２次側巻き線と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流器回路に並列に接続されている２次側回路と、
前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを閉とするように構成されている制御部と、
を備えることを特徴とする、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項１記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記１次側回路は、さらに前記第１整流器に直列に接続された第１可飽和インダクタンスを有し、
前記２次側回路は、さらに前記第２整流器に直列に接続された第２可飽和インダクタンスを有する、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
４個の１次側回路ユニットと変圧器の１次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された１次側回路と、
４個の２次側回路ユニットと前記変圧器の２次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された２次側回路と、
前記１次側回路と前記２次側回路とを制御する制御部と、
を備え、
前記１次側回路ユニットは、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、第１整流器と第１整流器制御スイッチとが並列に接続された第１整流器回路とを有し、前記１次側巻き線と前記第１整流器回路と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流器回路に並列に接続されている回路であり、
前記２次側回路ユニットは、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、第２整流器と第２整流器制御スイッチとが並列に接続された第２整流器回路とを有し、前記２次側巻き線と前記第２整流器回路と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流器回路に並列に接続されている回路であり、
前記制御部は、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするように構成されていることを特徴とする、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項３記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記１次側回路は、さらに前記複数の第１整流器の各々に直列に接続された第１可飽和インダクタンスを有し、
前記２次側回路は、さらに前記複数の第２整流器の各々に直列に接続された第２可飽和インダクタンスを有する、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、整流素子として機能する第１整流用スイッチと、変圧器の１次側巻き線とを有し、前記第１整流用スイッチと前記１次側巻き線と前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流用スイッチに並列に接続されている１次側回路と、
第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、整流素子として機能する第２整流用スイッチと、前記変圧器の２次側巻き線とを有し、前記第２整流用スイッチと前記２次側巻き線と前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流用スイッチに並列に接続されている２次側回路と、
前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチを開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチを閉とするように構成されている制御部と、
を備えることを特徴とする、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 直流電源と負荷との間に設けられる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
４個の１次側回路ユニットと変圧器の１次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された１次側回路と、
４個の２次側回路ユニットと前記変圧器の２次側巻き線とを用いてブリッジ回路として構成された２次側回路と、
前記１次側回路と前記２次側回路とを制御する制御部と、
を備え、
前記１次側回路ユニットは、第１コンデンサと第１コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第１コンデンサ回路と、整流素子として機能する第１整流用スイッチとを有し、前記１次側巻き線と前記第１整流用スイッチと前記直流電源とが直列に接続されており、前記第１コンデンサ回路が前記第１整流用スイッチに並列に接続されている回路であり、
前記２次側回路ユニットは、第２コンデンサと第２コンデンサ制御スイッチとが直列に接続された第２コンデンサ回路と、整流素子として機能する第２整流用スイッチとを有し、前記２次側巻き線と前記第２整流用スイッチと前記負荷とが直列に接続されており、前記第２コンデンサ回路が前記第２整流用スイッチに並列に接続されている回路であり、
前記制御部は、前記１次側回路から前記２次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて開とし、前記２次側回路から前記１次側回路に電力を供給する際には、前記第１コンデンサ制御スイッチをすべて開とするとともに前記第２コンデンサ制御スイッチをすべて閉とするように構成されていることを特徴とする、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 電源配線を介して負荷に電力を供給する電力供給システムに用いられる補助電源システムであって、
前記電源配線に対して前記電力供給システムと並列に一端が接続された請求項１ないし６のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、
前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの他端に接続された２次電池と、
前記補助電源システムを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記負荷の電源電圧が所定の値以下に低下したことを検知したときに、前記双方向ＤＣ−ＤＣコンバータから前記負荷に電力を供給するように構成されていることを特徴とする、補助電源システム。 - 請求項７記載の補助電源システムであって、さらに、
燃料電池と、
前記燃料電池を起動するための燃料電池起動部と、
を備え、
前記制御部は、さらに、
（１）前記燃料電池起動部に前記燃料電池を起動させる機能と、
（２）前記燃料電池の出力電圧が所定の値以上に上昇したことを検知したときに、前記燃料電池から前記負荷への電力供給を開始させる機能と、
を備える、補助電源システム。
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