JP2004129416A

JP2004129416A - Method and apparatus for controlling control of vibration of motor controller

Info

Publication number: JP2004129416A
Application number: JP2002291584A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Yamamoto; 山本　陽一
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2002-10-03
Filing date: 2002-10-03
Publication date: 2004-04-22
Also published as: CN1487661A

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a method for controlling the control of vibration of a motor, without the need for an expensive CPU or for strict regulation of parameters. <P>SOLUTION: The method for controlling the control of vibration of the motor has a feedforward control circuit 10 for calculating the acceleration torque from a speed command ωrref for outputting the torque; a speed control circuit 11 for generating a torque command to the motor 2, based on a deviation of the command ωrref from a motor speed detected value ωr; and a load disturbance observer 18 for calculating the load disturbance torque by generating a predicted speed, based on the torque command and the detected value ωr and feeding back the torque includes the steps of reducing a vibration component from the output of the control circuit to be applied to the torque command, by setting the gain of the circuit 10 to a value of the degree for holding speed control accuracy and supplementing an insufficient part of a speed command response by the acceleration torque component of the output of the circuit 10. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エレベータのようなバネ系により共振しやすい機械を駆動するモータ制御装置の制振制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のモータ制御装置の一例を図３および図４に示す。図３は、従来のモータ制御装置の構成を示すブロック図であり、図４（ａ）は速度制御部と制振制御に関する部分の制御ブロック線図である。
図３に示すように、三相交流電源２０から供給される三相交流電圧は、パワー素子２１により直流電圧に変換され（直流電源を用いてもよい）、電圧形ＰＷＭインバータからなる電力変換器１により、任意の周波数と電圧の交流電圧に再度変換され、その一次周波数および一次電圧が交流モータ２に供給される。なお、交流モータ２によって駆動される機械系の記載は省略している。
交流モータ２のＵ，Ｖ，Ｗ相の各相に流れる一次電流（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）は電流検出器３Ａ，３Ｂ，３Ｃにより検出され、３相／２相変換器５によりｄ軸の励磁電流帰還値Ｉｄｆｂおよびｑ軸のトルク電流帰還値Ｉｑｆｂに変換される。
【０００３】
また、交流モータ２の回転速度は速度検出器４で検出され、速度制御回路（ＡＳＲ）１１０に帰還される。一次角周波数演算回路６は、後述する励磁電流指令値Ｉｄｒｅｆ，トルク電流指令値Ｉｑｒｅｆと設定された二次抵抗ｒ２とからすべり周波数指令値ωｓを求め、その周波数指令値ωｓと速度検出器４からの速度検出値ωｒとに基づいて一次角周波数ω１を演算して出力する。また磁束指令演算器７では速度検出値ωｒから磁束指令を演算し、係数器８により係数（係数値：１／Ｍ^＊、Ｍ^＊は励磁インダクタンス）を乗じて励磁電流指令値Ｉｄｒｅｆを出力する。
励磁電流制御回路（ＡＣＲｄ）９は、励磁電流指令値Ｉｄｒｅｆと３相／２相変換器５からの励磁電流帰還値Ｉｄｆｂとが一致するように励磁電流方向電圧を制御する。
【０００４】
フィードフォワード制御回路１０は、外部から入力された速度指令値ωｒｒｅｆに基づき、交流モータと負荷のイナーシャから加速トルクを演算する。フィードフォワード制御回路１０は、制御ゲインＫｆと交流モータと負荷の合計イナーシャＪの逆数を係数とした係数器と積分器とからなり、速度指令値ωｒｒｅｆと前記積分器出力を突き合せた一次遅れフィルタとして構成される。加速トルク指令は、制御ゲインＫｆを掛けた後の値を用いる。フィードフォワード制御回路１０により生成される加速トルク指令の指令応答速さを表す時定数は、Ｊ／Ｋｆとなり、Ｋｆの設定により決めることができる。速度制御回路（ＡＳＲ）１１０は、フィードフォワード制御回路１０内をスルーした速度指令値ωｒｒｅｆと速度検出器４からの速度検出値ωｒが一致するように比例・積分（ＰＩ）制御する。フィードフォワード制御回路１０出力と速度制御回路１１０の出力は加算器１２−１で加算され、さらに減算器１７で速度制御回路１１０の出力と負荷外乱オブザーバ１８出力の差を演算してトルク電流指令値Ｉｑｒｅｆをトルク電流制御回路（ＡＣＲｑ）１３に与える。トルク電流制御回路１３は、トルク電流指令値Ｉｑｒｅｆと３相／２相変換器５の出力であるトルク電流帰還値Ｉｑｆｂとが一致するように制御する。
電圧指令補償回路１４は、交流モータ２の漏れインダクタンスｌや一次抵抗ｒ１による逆起電力の励磁電流方向成分の電圧と、交流モータ２の磁束で発生する誘導起電力係数による誘起電圧と一次抵抗による逆起電力のトルク電流方向成分の電圧を出力する。
【０００５】
電流指令補償回路１４の出力のうち、トルク電流方向成分の電圧は、加算器１２−２によりトルク電流制御回路１３出力と加算され、トルク電流方向電圧指令値Ｖｑｒｅｆが生成される。電圧指令補償回路１４の出力のうち、励磁電流方向成分の電圧は、加算器１２−３により励磁電流制御回路９の出力と加算され、励磁電流方向電圧指令値Ｖｄｒｅｆが生成される。
２相／３相変換器１５は、励磁電流方向電圧指令値Ｖｄｒｅｆとトルク電流方向電圧指令値ＶｑｒｅｆよりＵ，Ｖ，Ｗの各相の電圧指令（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）のＰＷＭ信号を生成して電力変換器１に出力する。
【０００６】
積算器１６は、一次角周波数ω１を積算して位相θとし、３相／２相変換器５および２相／３相変換器１５へ相変換の位相基準値として与える。
負荷外乱オブザーバ１８では、減算器１７の出力と速度検出器４からの速度検出値ωｒを取り込み、速度検出値と負荷外乱オブザーバ１８内で演算された予測速度との差を演算し、その出力を比例・積分（ＰＩ）制御したものを負荷外乱演算値として、減算器１７に帰還する。
なお、図では負荷外乱オブザーバ１８に減算器出力１７（Ｉｑｒｅｆ）を入力しているが、厳密には磁束指令演算器７の出力である磁束指令との積を取り、トルク指令とする必要がある。
しかし、説明を簡略化するため、ここでは省略しているし、以下、トルク指令とトルク電流指令を厳密に分けていない。また、界磁弱め制御についても省略している。
【０００７】
また、負荷外乱オブザーバ１８では、トルク電流指令値ＩｑｒｅｆをモータイナーシャＪＭの逆数を係数とする係数器に通し、これと後述する速度予測誤差を比例・積分（ＰＩ）制御（各ゲインはＫ１，Ｋ２で決める）した値との差分値を積分器に通し、予測速度（以下、ωｒ＾とする）を求める。これとモータ端速度である速度検出値ωｒの突き合せにより、速度予測誤差を演算する。この速度予測誤差は、負荷外乱により発生したものであるとして扱う。なお、負荷外乱オブザーバ１８ではダイナミックスの応答をなるべく速く減衰させるように、Ｋ１、Ｋ２を振動系の応答周波数に対して５〜１０倍程度になるように決める。また、速度予測誤差を比例・積分（ＰＩ）制御（各ゲインはＫ３、Ｋ４で決める）し、負荷外乱オブザーバ出力としている。
以上のようにして、従来の制振制御は行われている。
【０００８】
図４（ｂ）、（ｃ）は、図４（ａ）のブロック線図を等価的に整理したものである。図４（ａ）は、上記のようにベクトル制御されており、電流制御部などは、十分応答周波数が高いとして定数化し、また、便宜上、摩擦、ダンピング係数は無いものとして扱っている。
ここで、図４（ａ）〜（ｃ）で用いられている記号を説明する。
ＪＬはモータにより駆動される負荷のイナーシャ、Ｋｃはモータと負荷の間のねじり軸剛性係数、ωＬは***振周波数でωＬ＝ωＭ／√（１＋ＪＬ／ＪＭ）（ωＭ：共振周波数）として演算される。
【０００９】
速度予測誤差（ωｒ−ωｒ＾）は１式で示す伝達関数で求まり、モータ端速度である速度検出値ωｒの２回微分の項を含んでいることがわかる。これを比例・積分（ＰＩ）制御後、トルク電流指令値にフィードバックしている。
ωｒ−ωｒ＾＝［｛ωＬ^２／（ｓ^２＋ωＬ^２）｝／（ｓ^２＋Ｋ１ｓ＋Ｋ２）］
・（ＪＬ／ＪＭ）・ωｒ・ｓ^２　　　　　　　　　　　　　・・・・（１式）
また、実際のオブザーバ出力ＯＢＳｏは、
ＯＢＳｏ＝［｛（Ｋ３ｓ＋Ｋ４）・ωＬ^２／（ｓ^２＋ωＬ^２）｝／（ｓ^２＋Ｋ１ｓ＋Ｋ２）］
・（ＪＬ／ＪＭ）　ωｒ・ｓ　　　　　　　　　　　　　　・・・（２式）となる。
負荷外乱オブザーバとしては、例えば特許文献１、特許文献２において開示されたものがある。
【００１０】
【特許文献１】
特開平６−２６９１８８号公報
【特許文献２】
特開平９−９３９７２号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の制振制御方法では、図４（ｂ）からわかるように、速度制御回路（ＡＳＲ）１１０は、速度指令とモータ端速度である速度検出値ωｒの差分を比例・積分制御して、トルク指令に加算するようにしているのに対し、負荷外乱オブザーバ１８は、１式よりモータ端速度である速度検出値ωｒと逆位相である成分を比例・積分制御しているので、機械の振動を十分に抑制することができなかった。
つまり、負荷外乱オブザーバ１８で、機械端が振動しないように制御しても、速度制御回路（ＡＳＲ）１１０から逆位相のトルク指令が出力されるので共振の原因となり、機械の振動を十分に抑制することができないという問題があった。また、エレベータなどへの適用を考えると、多慣性の負荷外乱オブザーバを考え、解決する手法も考えられるが、共振系モデルが複雑になること、調整が非常に難しくなるなどの問題も抱えていた。
本発明はこのような様々な問題点に鑑みてなされたものであり、厳密なパラメータ調整が不要で、高価なＣＰＵを必要としないで制振制御を実現できる方法および装置を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明の第１の手段に係るモータ制御装置の制振制御方法は、速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御方法において、前記速度制御回路のゲインを速度制御精度が保てる程度の値とすることで、前記トルク指令に加えられる速度制御回路出力からの振動成分を低減し、速度指令応答の不足分を前記フィードフォワード制御回路出力の加速トルク成分で補うようにしたものである。
【００１３】
また本発明の第１の手段に係るモータ制御装置の制振制御装置は、速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御装置において、前記速度制御回路により生成されるトルク指令の指令応答の速さを、前記フィードフォワード制御回路により生成される加速トルク指令の指令応答速さの１／１０以下にしたものである。
【００１４】
この第１の手段においては、速度制御回路のゲインを速度制御精度が保てる程度に設定することで、速度制御回路からの振動成分をトルク指令に加えないようにする。しかし、速度制御回路のゲインを極度に小さくするだけでは、速度指令応答が悪化し、また速度指令に対する実速度が一致しなくなるという新たな問題が起きる。そこで、替わりにフィードフォワード制御回路の出力である加速トルク指令を入力することで、速度指令応答の不足分を補うことにする。これにより、速度制御回路からの振動成分がトルク指令に加わらず、負荷外乱オブザーバによる振動抑制が効率的に行われる。
【００１５】
また、本発明の第２の手段に係るモータ制御装置の制振制御方法は、速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御方法において、前記速度制御回路への入力値、あるいは、速度検出値をノッチフィルタ回路を通して前記速度制御回路から出力されるトルク指令中の振動成分を低減するようにしたものである。
【００１６】
本発明の第２の手段に係るモータ制御装置の制振制御装置は、速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御装置において、前記速度制御回路への入力値、あるいは、速度検出値中の振動成分を低減するノッチフィルタ回路を設けたものである。
第２の手段によれば、ノッチフィルタ回路を設けたことにより、速度制御回路のゲインを通常より過度に下げることなく、負荷外乱オブザーバによる振動抑制が効率的に行われる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
＜第１実施形態＞
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。図１は、構成上において、図３の従来のモータ制御装置の構成を示すブロック図と同じ構成であるので、同様の構成については同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態においては、図３における速度制御回路（ＡＳＲ）１１０を速度制御回路（ＡＳＲ）１１に変更しているが、ゲイン設定方法が異なるのみであり、構成自体は変わらない。
【００１８】
図１の回路においては、速度制御回路（ＡＳＲ）１１は速度指令とモータ速度を一致させることが可能である程度の値、つまり、通常、共振しにくい機械に適用する場合に比べ、ゲインを下げた設定としている。しかし、速度制御回路のゲインを極度に小さくするだけでは、速度指令応答が悪化し、また速度指令に対して実速度が一致しなくなる恐れがあるので、フィードフォワード制御回路１０の出力である加速トルク指令を入力することで、速度指令応答の不足分を補う。そうすることで、トルク指令には、機械系の振動成分が含まれないようになり、振動を抑制することができる。
【００１９】
＜第２実施形態＞
図２は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。図２は、構成上において、図３の従来のモータ制御装置のブロック図との相違点は、ノッチフィルタ回路１９を挿入しているところである。図２は、図面上では速度制御回路１１入力値の記載は省略し、速度検出値をノッチフィルタ１９に通すようにのみ記載しているが、実施する場合は、どちらか一方に付加すればよい。
以下、速度制御回路１１入力部にノッチフィルタ１９を追加した場合の動作を説明する。
【００２０】
速度制御回路１１入力部にノッチフィルタ１９を挿入し、速度検出値に含まれる振動周波数成分を取り除くことにより、トルク指令には、機械系の振動成分を含まないようにすることができ、振動を抑制することができるとともに、速度制御回路のゲインを通常より過度に下げることもなくなる。
同様に速度検出値にノッチフィルタを通すようにしても、速度検出値に乗っている振動周波数成分が除去できるので、速度制御回路１１入力部にノッチフィルタ１９を挿入したときと同様の効果が期待できる。
【００２１】
以上、交流モータの中でも誘導モータを例にして説明したが、モータの種類に関係なく適用できるし、また、速度検出値を用いない制御方式においても、速度制御回路出力と負荷外乱オブザーバ出力が逆位相となるような場合には、同じように効果を発揮する。また、エレベータ等の共振周波数の低い機械への適用という説明をしたが、振動周波数が高い機械でも同様に適用可能である。
また、負荷外乱オブザーバは振動抑制に効果があれば、上記した構成でなくても良いし、フィードフォワード制御回路についても加速トルクが出力できれば良い。
また、フィードフォワード制御回路１０では、速度指令値ωｒｒｅｆをスルーさせた例での適用を説明したが、フィードフォワード制御回路１０は、外部から入力された交流モータと負荷のイナーシャから加速トルクを演算し、推定速度を求め、求めた推定速度を速度制御回路１０の速度指令値として与えるようにしたモータ制御装置にも適用できる。
【００２２】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明の第１の手段によれば、速度制御回路のゲインを速度制御精度が保てる程度の低い値とすることで、トルク指令に加えられる速度制御回路出力からの振動成分を低減し、速度制御回路からの速度指令応答の不足分をフィードフォワード制御回路出力である加速トルク指令を入力することで補うようにしたことにより、速度制御回路からの振動成分がトルク指令に加わらなくなる。これにより、複雑な共振系モデルを必要とせず、厳密なパラメータ調整が不要で適用でき、高価なＣＰＵを必要としない制振制御を実現できる。
また、本発明の第２の手段によれば、速度制御回路への入力値、あるいは、速度検出値をノッチフィルタ回路を通して速度制御回路から出力されるトルク指令中の振動成分を低減するようにしたので、速度制御回路のゲインを通常より過度に下げることなく、負荷外乱オブザーバによる振動抑制を効率的に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の制御ブロック図である。
【図３】従来のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図４】速度制御部と制振制御に関する部分の制御ブロック線図である。
【符号の説明】
１　電力変換器
２　交流モータ
３Ａ，３Ｂ，３Ｃ　電流検出器
４　速度検出器
５　３相／２相変換器
６　一次角周波数演算回路
７　磁束指令演算器
８　係数器
９　励磁電流制御回路（ＡＣＲｄ）
１０　フィードフォワード制御回路
１１　速度制御回路（ＡＳＲ）
１２−１、−２、−３　加算器
１３　トルク電流制御回路（ＡＣＲｑ）
１４　電圧指令補償回路
１５　２相／３相変換器
１６　積算器
１７　減算器
１８　負荷外乱オブザーバ
１９　ノッチフィルタ回路
２０　三相交流電源
２１　パワー素子
１１０　速度制御回路（ＡＳＲ）（従来）[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a vibration suppression control method and device for a motor control device that drives a machine that easily resonates by a spring system such as an elevator.
[0002]
[Prior art]
FIGS. 3 and 4 show an example of a conventional motor control device. FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional motor control device, and FIG. 4A is a control block diagram of a portion related to a speed control unit and vibration suppression control.
As shown in FIG. 3, a three-phase AC voltage supplied from a three-phase AC power supply 20 is converted into a DC voltage by a power element 21 (a DC power supply may be used), and a power converter including a voltage-type PWM inverter is provided. 1, the AC voltage is converted again into an AC voltage having an arbitrary frequency and voltage, and the primary frequency and the primary voltage are supplied to the AC motor 2. The description of the mechanical system driven by the AC motor 2 is omitted.
Primary currents (U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw) flowing in each of the U, V, and W phases of AC motor 2 are detected by current detectors 3A, 3B, and 3C, and are three-phase / 2 The phase converter 5 converts the d-axis excitation current feedback value Idfb and the q-axis torque current feedback value Iqfb.
[0003]
The rotation speed of the AC motor 2 is detected by the speed detector 4 and is returned to the speed control circuit (ASR) 110. The primary angular frequency calculation circuit 6 obtains a slip frequency command value ωs from an exciting current command value Idref, a torque current command value Iqref, and a set secondary resistance r2, which will be described later, and obtains a slip frequency command value ωs from the frequency command value ωs and the speed detector 4. And calculates and outputs the primary angular frequency ω1 based on the speed detection value ωr of the first and second speeds. The magnetic flux command calculator 7 calculates a magnetic flux command from the detected speed value ωr, and multiplies the coefficient (coefficient value: 1 / M ^* , M ^* is an exciting inductance) by a coefficient unit 8 to output an exciting current command value Idref.
The exciting current control circuit (ACRd) 9 controls the exciting current direction voltage so that the exciting current command value Idref matches the exciting current feedback value Idfb from the three-phase / two-phase converter 5.
[0004]
The feedforward control circuit 10 calculates the acceleration torque from the AC motor and the inertia of the load based on the speed command value ωrref input from the outside. The feedforward control circuit 10 includes a coefficient gain and an integrator whose coefficients are the reciprocals of the control gain Kf, the total inertia J of the AC motor and the load, and a first-order lag filter that matches the speed command value ωrref with the output of the integrator. It is constituted as. As the acceleration torque command, a value after multiplying by the control gain Kf is used. The time constant representing the command response speed of the acceleration torque command generated by the feedforward control circuit 10 is J / Kf, which can be determined by setting Kf. The speed control circuit (ASR) 110 performs proportional / integral (PI) control so that the speed command value ωrref passed through the feedforward control circuit 10 and the detected speed value ωr from the speed detector 4 match. The output of the feedforward control circuit 10 and the output of the speed control circuit 110 are added by an adder 12-1, and the subtractor 17 calculates the difference between the output of the speed control circuit 110 and the output of the load disturbance observer 18 to calculate the torque current command value. Iqref is given to a torque current control circuit (ACRq) 13. The torque current control circuit 13 controls so that the torque current command value Iqref and the torque current feedback value Iqfb output from the three-phase / two-phase converter 5 match.
The voltage command compensating circuit 14 is based on the leakage inductance 1 of the AC motor 2, the voltage of the exciting current direction component of the back electromotive force due to the primary resistance r 1, the induced voltage by the induced electromotive force coefficient generated by the magnetic flux of the AC motor 2, and the primary resistance. A voltage of a torque current direction component of the back electromotive force is output.
[0005]
Among the outputs of the current command compensation circuit 14, the voltage of the torque current direction component is added to the output of the torque current control circuit 13 by the adder 12-2 to generate a torque current direction voltage command value Vqref. The voltage of the exciting current direction component among the outputs of the voltage command compensating circuit 14 is added to the output of the exciting current control circuit 9 by the adder 12-3 to generate the exciting current direction voltage command value Vdref.
The two-phase / three-phase converter 15 generates a PWM signal of a voltage command (Vu, Vv, Vw) of each phase of U, V, W from the excitation current direction voltage command value Vdref and the torque current direction voltage command value Vqref. And outputs it to the power converter 1.
[0006]
The integrator 16 integrates the primary angular frequency ω <b> 1 to obtain a phase θ, which is provided to the three-phase / two-phase converter 5 and the two-phase / 3-phase converter 15 as a phase reference value for phase conversion.
The load disturbance observer 18 takes in the output of the subtractor 17 and the detected speed value ωr from the speed detector 4, calculates the difference between the detected speed value and the predicted speed calculated in the load disturbance observer 18, and calculates the output. The result of the proportional / integral (PI) control is fed back to the subtractor 17 as a load disturbance calculation value.
Although the output 17 (Iqref) of the subtractor is input to the load disturbance observer 18 in the figure, it is strictly necessary to take the product of the output of the magnetic flux command calculator 7 and the magnetic flux command to obtain a torque command. .
However, in order to simplify the description, the description is omitted here, and the torque command and the torque current command are not strictly divided below. Also, the field weakening control is omitted.
[0007]
Further, in the load disturbance observer 18, the torque current command value Iqref is passed through a coefficient device having a coefficient of a reciprocal of the motor inertia JM, and a speed prediction error described later is subjected to proportional / integral (PI) control (each gain is K1, K2 ) Is passed through an integrator to obtain a predicted speed (hereinafter referred to as ωr ＾). A speed prediction error is calculated by matching this with the speed detection value ωr that is the motor end speed. This speed prediction error is treated as being caused by load disturbance. The load disturbance observer 18 determines K1 and K2 to be about 5 to 10 times the response frequency of the vibration system so as to attenuate the dynamics response as quickly as possible. In addition, the speed prediction error is controlled by proportional / integral (PI) control (each gain is determined by K3 and K4) to obtain a load disturbance observer output.
As described above, the conventional vibration suppression control is performed.
[0008]
FIGS. 4B and 4C are equivalently arranged block diagrams of FIG. 4A. In FIG. 4A, the vector control is performed as described above, and the current control unit and the like treat a constant as having a sufficiently high response frequency and, for convenience, have no friction and no damping coefficient.
Here, the symbols used in FIGS. 4A to 4C will be described.
JL is the inertia of the load driven by the motor, Kc is the torsional stiffness coefficient between the motor and the load, ωL is the antiresonance frequency, and is calculated as ωL = ωM / √ (1 + JL / JM) (ωM: resonance frequency). .
[0009]
It can be seen that the speed prediction error (ωr−ωr ＾) is obtained by the transfer function expressed by the equation (1), and includes a term of the second derivative of the detected speed value ωr that is the motor end speed. This is fed back to the torque current command value after proportional / integral (PI) control.
ωr−ωr ＾ = [{ωL ² / (s ² + ωL ² )} / (s ² + K1s + K2)]
・ (JL / JM) ・ ωr ・ s ²・・・・ (1 formula)
The actual observer output OBSo is
OBSo = [{(K3s + K4) · ωL ² / (s ² + ωL ² )} / (s ² + K1s + K2)]
(JL / JM) ωr · s (Expression 2)
Examples of the load disturbance observer include those disclosed in Patent Documents 1 and 2.
[0010]
[Patent Document 1]
JP-A-6-269188 [Patent Document 2]
JP-A-9-93972
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional vibration suppression control method, as can be seen from FIG. 4B, the speed control circuit (ASR) 110 performs proportional / integral control on the difference between the speed command and the speed detection value ωr that is the motor end speed. , The load disturbance observer 18 performs proportional / integral control on the component having a phase opposite to the speed detection value ωr, which is the motor end speed, according to the equation (1). Vibration could not be sufficiently suppressed.
In other words, even if the load disturbance observer 18 controls the machine end so as not to vibrate, a torque command of the opposite phase is output from the speed control circuit (ASR) 110, which causes resonance and sufficiently suppresses machine vibration. There was a problem that you can not. In addition, considering application to elevators, etc., a method of considering and solving a multi-inertia load disturbance observer is also conceivable, but there were problems such as a complicated resonance system model and extremely difficult adjustment. .
The present invention has been made in view of such various problems, and it is an object of the present invention to provide a method and an apparatus that do not require strict parameter adjustment and can realize vibration suppression control without requiring an expensive CPU. And
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a vibration suppression control method for a motor control device according to a first means of the present invention includes a feedforward control circuit that calculates and outputs an acceleration torque from a speed command, A speed control circuit that generates a torque command to the motor based on a deviation from the value, a load disturbance observer that generates a predicted speed based on the torque command and the detected motor speed, calculates a load disturbance torque, and feeds back the load disturbance observer In the vibration damping control method for a motor control device having the above, by reducing the gain of the speed control circuit to a value at which speed control accuracy can be maintained, a vibration component from the speed control circuit output added to the torque command is reduced. The shortage of the speed command response is compensated for by the acceleration torque component output from the feedforward control circuit.
[0013]
Further, the vibration suppression control device of the motor control device according to the first means of the present invention calculates a acceleration torque from a speed command and outputs the calculated torque, based on a deviation between the speed command and a motor speed detection value. And a load disturbance observer that generates a predicted speed based on the torque command and the detected motor speed, calculates a load disturbance torque, and feeds back the speed. In the vibration damping control device of the device, the command response speed of the torque command generated by the speed control circuit is set to be 1/10 or less of the command response speed of the acceleration torque command generated by the feedforward control circuit. Things.
[0014]
In the first means, the vibration component from the speed control circuit is not added to the torque command by setting the gain of the speed control circuit to such an extent that the speed control accuracy can be maintained. However, if the gain of the speed control circuit is extremely reduced only, a new problem arises in that the response to the speed command deteriorates and the actual speed does not match the speed command. Therefore, the shortage of the speed command response is compensated by inputting the acceleration torque command which is the output of the feedforward control circuit instead. As a result, the vibration component from the speed control circuit does not add to the torque command, and vibration suppression by the load disturbance observer is efficiently performed.
[0015]
Further, a vibration suppression control method of a motor control device according to a second means of the present invention includes a feedforward control circuit that calculates and outputs an acceleration torque from a speed command, and a deviation between the speed command and a motor speed detection value. A motor that includes a speed control circuit that generates a torque command to the motor based on the torque command and the motor speed detection value, generates a predicted speed, calculates a load disturbance torque, and feeds back the load disturbance observer; In the vibration suppression control method of the control device, an input value to the speed control circuit, or a speed detection value, is configured to reduce a vibration component in a torque command output from the speed control circuit through a notch filter circuit. is there.
[0016]
A vibration damping control device of a motor control device according to a second means of the present invention calculates an acceleration torque from a speed command and outputs a feedforward control circuit based on a deviation between the speed command and a motor speed detection value. A motor control apparatus comprising: a speed control circuit that generates a torque command to a motor; and a load disturbance observer that generates a predicted speed based on the torque command and the detected motor speed, calculates a load disturbance torque, and feeds back the load disturbance observer. In the vibration damping control device, a notch filter circuit for reducing a vibration component in the input value to the speed control circuit or the detected speed value is provided.
According to the second means, the provision of the notch filter circuit allows the load disturbance observer to efficiently suppress vibration without excessively lowering the gain of the speed control circuit.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
<First embodiment>
FIG. 1 is a control block diagram of the motor control device according to the first embodiment of the present invention. 1 is the same in configuration as the block diagram showing the configuration of the conventional motor control device in FIG. 3, and the same components are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. In the present embodiment, the speed control circuit (ASR) 110 in FIG. 3 is changed to the speed control circuit (ASR) 11, but only the gain setting method is different, and the configuration itself does not change.
[0018]
In the circuit of FIG. 1, the speed control circuit (ASR) 11 reduces the gain to a certain value capable of matching the speed command with the motor speed, that is, the gain is lower than when applied to a machine that normally does not easily resonate. It is set. However, if the gain of the speed control circuit is extremely reduced, the response of the speed command may be deteriorated, and the actual speed may not match the speed command. The shortage of the speed command response is compensated by inputting the command. By doing so, the torque command does not include the vibration component of the mechanical system, and the vibration can be suppressed.
[0019]
<Second embodiment>
FIG. 2 is a control block diagram of the motor control device according to the second embodiment of the present invention. 2 differs from the block diagram of the conventional motor control device of FIG. 3 in that a notch filter circuit 19 is inserted. Although FIG. 2 omits the description of the input value of the speed control circuit 11 in the drawing and only shows that the detected speed value is passed through the notch filter 19, it is only necessary to add the speed detection value to one of them when implementing. .
Hereinafter, an operation when the notch filter 19 is added to the input section of the speed control circuit 11 will be described.
[0020]
By inserting a notch filter 19 into the input portion of the speed control circuit 11 and removing a vibration frequency component included in the detected speed value, the torque command can be made not to include a vibration component of a mechanical system. This can be suppressed and the gain of the speed control circuit is not excessively lowered.
Similarly, even if a notch filter is passed through the detected speed value, the vibration frequency component on the detected speed value can be removed, so that the same effect as when the notch filter 19 is inserted into the input portion of the speed control circuit 11 can be expected. it can.
[0021]
As described above, the induction motor has been described as an example of the AC motor, but the present invention can be applied regardless of the type of the motor.Also, in the control method using no speed detection value, the output of the speed control circuit and the output of the load disturbance observer are reversed. In the case of a phase, the same effect is exerted. Also, the description has been given of the application to a machine having a low resonance frequency such as an elevator.
If the load disturbance observer is effective in suppressing vibration, the load disturbance observer need not have the above configuration, and the feedforward control circuit only needs to output acceleration torque.
Also, in the feedforward control circuit 10, the application in the example in which the speed command value ωrref is passed has been described. However, the feedforward control circuit 10 calculates the acceleration torque from the AC motor and load inertia input from the outside. Also, the present invention can be applied to a motor control device in which an estimated speed is obtained and the obtained estimated speed is given as a speed command value of the speed control circuit 10.
[0022]
【The invention's effect】
As described above, according to the first means of the present invention, by setting the gain of the speed control circuit to a value low enough to maintain the speed control accuracy, the vibration component from the output of the speed control circuit added to the torque command is obtained. To compensate for the lack of the speed command response from the speed control circuit by inputting the acceleration torque command which is the output of the feedforward control circuit, so that the vibration component from the speed control circuit is added to the torque command. Disappears. As a result, a complicated resonance system model is not required, strict parameter adjustment is not required, and the present invention can be applied, and vibration suppression control that does not require an expensive CPU can be realized.
Further, according to the second means of the present invention, the vibration component in the torque command output from the speed control circuit through the notch filter circuit based on the input value to the speed control circuit or the detected speed value is reduced. Therefore, it is possible to efficiently suppress the vibration by the load disturbance observer without excessively lowering the gain of the speed control circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a control block diagram of a motor control device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a conventional motor control device.
FIG. 4 is a control block diagram of a portion related to a speed control unit and vibration suppression control.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 Power converter 2 AC motors 3A, 3B, 3C Current detector 4 Speed detector 5 Three-phase / two-phase converter 6 Primary angular frequency calculation circuit 7 Magnetic flux command calculator 8 Coefficient unit 9 Excitation current control circuit (ACRd)
10 Feedforward control circuit 11 Speed control circuit (ASR)
12-1, -2, -3 Adder 13 Torque current control circuit (ACRq)
14 Voltage command compensation circuit 15 Two-phase / 3-phase converter 16 Integrator 17 Subtractor 18 Load disturbance observer 19 Notch filter circuit 20 Three-phase AC power supply 21 Power element 110 Speed control circuit (ASR) (conventional)

Claims

速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御方法において、
前記速度制御回路のゲインを速度制御精度が保てる程度の値とすることで、前記トルク指令に加えられる速度制御回路出力からの振動成分を低減し、
速度指令応答の不足分を前記フィードフォワード制御回路出力の加速トルク成分で補うようにしたことを特徴とするモータ制御装置の制振制御方法。A feedforward control circuit that calculates and outputs an acceleration torque from a speed command, a speed control circuit that generates a torque command to a motor based on a deviation between the speed command and a motor speed detection value, A vibration suppression control method of a motor control device including a load disturbance observer that generates a predicted speed based on the detected speed value, calculates a load disturbance torque, and feeds back the load disturbance observer,
By setting the gain of the speed control circuit to a value at which speed control accuracy can be maintained, a vibration component from the speed control circuit output added to the torque command is reduced,
A vibration control method for a motor control device, wherein a shortage of a speed command response is compensated for by an acceleration torque component output from the feedforward control circuit.

速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御装置において、
前記速度制御回路により生成されるトルク指令の指令応答の速さを、前記フィードフォワード制御回路により生成される加速トルク指令の指令応答速さの１／１０以下にしたことを特徴とするモータ制御装置の制振制御装置。A feedforward control circuit that calculates and outputs an acceleration torque from a speed command, a speed control circuit that generates a torque command to a motor based on a deviation between the speed command and a motor speed detection value, A predicted vibration is generated based on the detected speed value, a load disturbance torque is calculated, and a load disturbance observer for feedback is provided.
A motor control device, wherein the speed of command response of a torque command generated by the speed control circuit is set to 1/10 or less of the speed of command response of an acceleration torque command generated by the feedforward control circuit. Vibration control device.

速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御方法において、
前記速度制御回路への入力値、あるいは、速度検出値をノッチフィルタ回路を通して前記速度制御回路から出力されるトルク指令中の振動成分を低減することを特徴とするモータ制御装置の制振制御方法。A feedforward control circuit that calculates and outputs an acceleration torque from a speed command, a speed control circuit that generates a torque command to a motor based on a deviation between the speed command and a motor speed detection value, A vibration suppression control method of a motor control device including a load disturbance observer that generates a predicted speed based on the detected speed value, calculates a load disturbance torque, and feeds back the load disturbance observer,
A vibration control method for a motor control device, characterized by reducing a vibration component in a torque command output from the speed control circuit through a notch filter circuit based on an input value to the speed control circuit or a detected speed value.

速度指令から加速トルクを演算し、出力するフィードフォワード制御回路と、前記速度指令とモータ速度検出値との偏差に基づいてモータへのトルク指令を生成する速度制御回路と、前記トルク指令と前記モータ速度検出値に基づいて予測速度を生成し、負荷外乱トルクを演算し、フィードバックする負荷外乱オブザーバとを備えたモータ制御装置の制振制御装置において、
前記速度制御回路への入力値、あるいは、速度検出値中の振動成分を低減するノッチフィルタ回路を設けたことを特徴とするモータ制御装置の制振制御装置。A feedforward control circuit that calculates and outputs an acceleration torque from a speed command, a speed control circuit that generates a torque command to a motor based on a deviation between the speed command and a motor speed detection value, A predicted vibration is generated based on the detected speed value, a load disturbance torque is calculated, and a load disturbance observer for feedback is provided.
A vibration suppression control device for a motor control device, further comprising a notch filter circuit for reducing a vibration component in an input value to the speed control circuit or a detected speed value.