JP2004128939A - Temperature compensation circuit and cubic approximation curve generation circuit - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a temperature compensation circuit capable of obtaining an output voltage characteristic with smaller distortion by eliminating influences by the temperature characteristic of resistive elements and to provide a cubic approximation curve generation circuit. <P>SOLUTION: Current is fed to a first resistive element for converting current supplied from a current mirror type current source circuit into voltage and a second resistive element having almost the same temperature characteristic from the current source circuit. Voltage generated by the second resistive element is subjected to feedback control, and the current supplied from the current source circuit is adjusted so as to make the voltage generated by the second resistive element to be a prescribed fixed value regardless of temperature change. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、抵抗素子の温度特性に依存した出力電圧の変動を補償する温度補償回路、およびこの温度補償回路を適用する近似３次曲線発生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は、従来の近似３次曲線発生回路の一例の構成回路図である。
同図は、下記特許文献１において開示されたものであり、電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性の３次成分を近似した近似３次曲線を発生するものである。この近似３次曲線発生回路３０は、カレントミラー型の定電流源回路３２と、３組の差動増幅器３４ａ，３４ｂ，３４ｃと、２つの抵抗素子３６ａ，３６ｂとを備えている。
【０００３】
カレントミラー型の定電流源回路３２は、同一トランジスタサイズの７個のＰ型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｔｒ_１〜Ｔｒ_７と、定電流源３８とを備えている。定電流源３８は、常に電流値Ｉ_０の一定電流を流す。すなわち、カレントミラー型の定電流源回路３２を構成するそれぞれのトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７のドレインからは、いずれも等しい電流値Ｉ_０の電流が供給される。
【０００４】
続いて、差動増幅器３４ａは、２つのトランジスタＴｒ_８，Ｔｒ_９と、抵抗素子４０ａとを備えている。同様に、差動増幅器３４ｂは、トランジスタＴｒ_１０，Ｔｒ_１１と、抵抗素子４０ｂとを備え、差動増幅器３４ｃは、トランジスタＴｒ_１２，Ｔｒ_１３と、抵抗素子４０ｃとを備えている。トランジスタＴｒ_８〜Ｔｒ_１３のトランジスタサイズは同一であり、抵抗素子４０ａ，４０ｂ，４０ｃの抵抗値は同一のＲ_Ａである。
【０００５】
また、抵抗素子３６ａ，３６ｂの抵抗値は同一のＲ_Ｂである。また、参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１〜Ｖ_ＲＥＦ３は、Ｖ_ＲＥＦ１＜Ｖ_ＲＥＦ２＜Ｖ_ＲＥＦ３に設定されている。
【０００６】
この近似３次曲線発生回路３０では、定電流源３８により、カレントミラー型の定電流源回路３２を構成するトランジスタＴｒ_１に流れる所定の一定電流Ｉ_０に等しい電流Ｉ_０が、それぞれのトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７を介して各々対応する差動増幅器３４ａ，３４ｂ，３４ｃへ供給される。
【０００７】
差動増幅器３４ａ，３４ｂ，３４ｃでは、入力電圧Ｖ_ＩＮとそれぞれの参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２，Ｖ_ＲＥＦ３とが比較され、その比較結果に応じて、カレントミラー型の定電流源回路３２を構成する各々のトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７から供給される電流Ｉ_０が分配出力される。
【０００８】
例えば、差動増幅器３４ａでは、入力電圧Ｖ_ＩＮと参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１との比較結果に応じて、トランジスタＴｒ_２，Ｔｒ_３から供給される電流２Ｉ_０が、抵抗素子４０ａを介してトランジスタＴｒ_８，Ｔｒ_９の間で電流Ｉ_Ａ１，Ｉ_Ａ２に分配出力される。すなわち、カレントミラー型の定電流源回路３２を構成するトランジスタＴｒ_２，Ｔｒ_３から供給される電流２Ｉ_０は、差動増幅器３４ａによって分配出力される。
【０００９】
差動増幅器３４ａ，３４ｂ，３４ｃから出力される電流は、差動増幅器３４ａのトランジスタＴｒ_８を介して出力される電流Ｉ_Ａ１と差動増幅器３４ｂのトランジスタＴｒ_１１を介して出力される電流Ｉ_Ｂ２と差動増幅器３４ｃのトランジスタＴｒ_１２を介して出力される電流Ｉ_Ｃ１とが加算されて電流Ｉ_Ｎとされ、この電流Ｉ_Ｎは、抵抗素子３６ａにより電流／電圧変換されて出力電圧Ｎ_ＯＵＴとして出力される。
【００１０】
同様に、差動増幅器３４ａのトランジスタＴｒ_９を介して出力される電流Ｉ_Ａ２と差動増幅器３４ｂのトランジスタＴｒ_１０を介して出力される電流Ｉ_Ｂ１と差動増幅器３４ｃのトランジスタＴｒ_１３を介して出力される電流Ｉ_Ｃ２が加算されて電流Ｉ_Ｐとされ、この電流Ｉ_Ｐは、抵抗素子３６ｂにより電流／電圧変換されて出力電圧Ｐ_ＯＵＴとして出力される。
【００１１】
その結果、近似３次曲線発生回路３０によれば、図５のグラフに示すように、滑らかな３次曲線を得ることができるとしている。ここで、図５のグラフの横軸はＶ_ＩＮの電圧、縦軸はＮ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴの電圧を表す。
【００１２】
ところで、出力電圧Ｎ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴは、電流Ｉ_Ｎ，Ｉ_Ｐが抵抗素子３６ａ，３６ｂにより電流／電圧変換されて発生される電圧である。一般に、抵抗素子の抵抗値は温度特性を持つ。例えば、温度が上昇するに従って抵抗値も上昇する正の温度特性や、これとは逆に、温度が上昇するに従って抵抗値が下降する負の温度特性を持つ。このため、抵抗素子３６ａ，３６ｂに流れる電流が同一であっても、温度が変化すると発生される電圧値が変化する。
【００１３】
出力電圧Ｎ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴは、図５のグラフからも分かるように、入力電圧Ｖ_ＩＮがそれぞれ参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２，Ｖ_ＲＥＦ３となった場合に一致し等しい電圧になる。しかし、入力電圧Ｖ_ＩＮは温度検出値であるから、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１になる時の温度と、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ２になる時の温度と、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ３になる時の温度はそれぞれ異なる。
【００１４】
前述のように、抵抗素子３６ａ，３６ｂ，４０ａ，４０ｂ，４０ｃには温度特性があるので、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１の時の抵抗素子の抵抗値と、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ２の電圧の時の抵抗素子の抵抗値と、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ３の電圧の時の抵抗素子の抵抗値はそれぞれ異なる。このため、入力電圧Ｖ_ＩＮに応じて、抵抗素子３６ａ，３６ｂにより発生される電圧値は異なるものとなる。
【００１５】
例えば、正の温度特性を持つ抵抗素子の場合、その抵抗素子に一定値の電流を流した時の温度による出力電圧の変化は、実際には、図５のグラフに示すようなフラットな出力特性は得られず、図６のグラフに示す曲線Ｒ_１（Ｔ）のように右上がりの出力特性を持つ。ここで、図６のグラフの横軸はＶ_ＩＮの電圧、縦軸はＮ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴの電圧を表す。また、Ｒ_１（Ｔ）は、出力電圧Ｎ_ＯＵＴとＰ_ＯＵＴの加算平均値である。
【００１６】
上述の近似３次曲線発生回路３０では、定電流源３８によりトランジスタＴｒ_１を流れる電流Ｉ_０が、カレントミラー型の定電流源回路３２によりトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７にコピーされて差動増幅器３４ａ，３４ｂ，３４ｃに与えられる。従って、出力電圧Ｎ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴを作る電流Ｉ_Ｎ，Ｉ_Ｐの和は常に一定であり、その加算平均値は図６のグラフに示すＲ_１（Ｔ）のようになる。すなわち、出力電圧Ｎ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴは、実際には図６のグラフに示すように歪んだものになってしまう。
【００１７】
さらに、抵抗素子の温度特性は、一般に、温度に対して２次関数の成分を含んでいる。これは、図６のグラフに示すＲ_１（Ｔ）が直線ではなく曲線であることからも分かる。すなわち、発生された出力電圧Ｎ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴには、３次関数の曲線に負の傾きの１次関数を加算しただけではなく、さらに、２次関数を加算したものになってしまう。
【００１８】
一般に、水晶振動子の温度特性は２次関数の成分を含んでいない。このため、この抵抗素子の温度特性により意図せず付加された２次関数成分は、温度補償水晶発振回路の特性を劣化させることになるという問題点があった。
【００１９】
これに対し、従来の近似３次曲線発生回路では、それぞれ温度特性の異なる抵抗素子を組み合わせて、抵抗素子の温度特性を改善し、抵抗素子の温度特性による出力電圧の変動を抑制するように工夫していた。しかし、この方法では、例えば半導体チップ内で実現する場合、所望の温度特性を持つ抵抗素子を得るのが難しく、抵抗素子の温度特性を適切に改善することができないため、出力電圧の変動を効果的に抑制することができないという問題があった。
【００２０】
【特許文献１】
特開平９−５５６２４号公報
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、前記従来技術に基づく問題点を解消し、抵抗素子の温度特性による影響を排除し、より歪みの小さい出力電圧特性を得ることができる温度補償回路および近似３次曲線発生回路を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は、カレントミラー型の電流源回路から供給される電流を電圧に変換する第１の抵抗素子と略同一の温度特性を有する第２の抵抗素子に前記電流源回路から電流を供給し、前記第２の抵抗素子により発生される電圧をフィードバック制御して、前記第２の抵抗素子により発生される電圧が温度変化に係わらず所定の一定値となるように、前記電流源回路から供給される電流を調整する制御手段を備えることを特徴とする温度補償回路を提供するものである。
【００２３】
また、本発明は、カレントミラー型の電流源回路と、入力電圧と参照定電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記電流源回路から供給される電流を分配出力する複数の増幅器と、前記複数の増幅器の各々から分配出力される電流を加算した電流を電圧に変換する第１の抵抗素子と、この第１の抵抗素子と略同一の温度特性を有する第２の抵抗素子と、前記第２の抵抗素子に前記電流源回路から電流を供給し、前記第２の抵抗素子により発生される電圧をフィードバック制御して、前記第２の抵抗素子により発生される電圧が温度変化に係わらず所定の一定値となるように、前記電流源回路から供給される電流を調整する制御回路とを備えることを特徴とする近似３次曲線発生回路を提供する。
【００２４】
ここで、前記近似３次曲線発生回路は、電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性の３次成分を近似した近似３次曲線を発生するものであり、前記入力電圧として、雰囲気温度の変化に対して出力電圧が１次関数的に変化する温度検出値が入力されるのが好ましい。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、添付の図面に示す好適実施形態に基づいて、本発明の温度補償回路および近似３次曲線発生回路を詳細に説明する。
【００２６】
図１は、本発明の近似３次曲線発生回路の一実施形態の構成回路図である。
近似３次曲線発生回路は、例えば温度補償型の電圧制御水晶発振回路において、水晶振動子の出力の３次成分を近似した近似３次曲線を発生するものである。同図に示す近似３次曲線発生回路１０は、カレントミラー型の電流源回路１２と、３組の差動増幅器１４ａ，１４ｂ，１４ｃと、２つの抵抗素子１６ａ，１６ｂと、制御回路１８とを備えている。
【００２７】
なお、図１に示す近似３次曲線発生回路１０は、図４に示す従来の近似３次曲線発生回路３０と比べて、トランジスタＴｒ_１，Ｔｒ_１４、抵抗素子２０およびオペアンプ２２からなる制御回路１８を備えているところが異なることを除いて同じ構成である。
【００２８】
カレントミラー型の電流源回路１２は、同一トランジスタサイズの８個のＰ型ＭＯＳトランジスタ（以下、単にトランジスタという）Ｔｒ_１〜Ｔｒ_７およびＴｒ_１４を備えている。ここで、トランジスタＴｒ_１とＴｒ_１４は制御回路１８の一部をも構成している。トランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_７およびＴｒ_１４のソースは全て電源Ｖ_ＤＤに接続され、それらのゲートは全て短絡されてトランジスタＴｒ_１のドレインに接続されている。それぞれのトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７およびＴｒ_１４のドレインからは、いずれも等しい電流値Ｉ_０の電流が供給される。
【００２９】
また、制御回路１８において、トランジスタＴｒ_１４のドレインは、抵抗素子２０を介してグランドＶ_ＳＳに接続されている。
【００３０】
ここで、トランジスタＴｒ_１４は、トランジスタＴｒ_１と同じトランジスタサイズであり、抵抗素子２０は、抵抗素子１６ａ，１６ｂと同じ温度特性を備えている。また、オペアンプ２２の入力端子＋は、トランジスタＴｒ_１４のドレインと抵抗素子２０との間のノードに接続され、その入力端子−には、温度変化にかかわらず電圧値が変動しない所定の一定電圧Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}が入力されている。オペアンプ２２の出力は、トランジスタＴｒ_１のドレインに接続されている。
【００３１】
続いて、差動増幅器１４ａは、２つのトランジスタＴｒ_８，Ｔｒ_９と、抵抗素子２４ａとを備えている。トランジスタＴｒ_８，Ｔｒ_９のソースは、トランジスタＴｒ_２，Ｔｒ_３のドレインにそれぞれ接続され、そのゲートには、それぞれ参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１および入力電圧Ｖ_ＩＮが入力され、そのドレインは、それぞれ抵抗素子１６ａ，１６ｂを介してグランドＶ_ＳＳに接続されている。また、抵抗素子２４ａは、トランジスタＴｒ_８のソースとトランジスタＴｒ_９のソースとの間に接続されている。
【００３２】
同様に、差動増幅器１４ｂは、２つのトランジスタＴｒ_１０，Ｔｒ_１１と、抵抗素子２４ｂとを備えている。トランジスタＴｒ_１０，Ｔｒ_１１のソースは、トランジスタＴｒ_４，Ｔｒ_５のドレインにそれぞれ接続され、そのゲートには、それぞれ参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ２および入力電圧Ｖ_ＩＮが入力され、そのドレインは、それぞれ抵抗素子１６ｂ，１６ａを介してグランドＶ_ＳＳに接続されている。また、抵抗素子２４ｂは、トランジスタＴｒ_８のソースとトランジスタＴｒ_９のソースとの間に接続されている。
【００３３】
差動増幅器１４ｃは、２つのトランジスタＴｒ_１２，Ｔｒ_１３と、抵抗素子２４ｃとを備えている。トランジスタＴｒ_１２，Ｔｒ_１３のソースは、トランジスタＴｒ_６，Ｔｒ_７のドレインにそれぞれ接続され、そのゲートには、それぞれ参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ３および入力電圧Ｖ_ＩＮが入力され、そのドレインは、それぞれ抵抗素子１６ａ，１６ｂを介してグランドＶ_ＳＳに接続されている。また、抵抗素子２４ｃは、トランジスタＴｒ_１２のソースとトランジスタＴｒ_１３のソースとの間に接続されている。
【００３４】
差動増幅器１４ａのトランジスタＴｒ_８、差動増幅器１４ｂのトランジスタＴｒ_１１および差動増幅器１４ｃのトランジスタＴｒ_１２のドレインと抵抗素子１６ａとの間のノードから出力電圧Ｎ_ＯＵＴが出力されている。これに対し、差動増幅器１４ａのトランジスタＴｒ_９、差動増幅器１４ｂのトランジスタＴｒ_１０および差動増幅器１４ｃのトランジスタＴｒ_１３のドレインと抵抗素子１６ｂとの間のノードから出力電圧Ｐ_ＯＵＴが出力されている。
【００３５】
ここで、差動増幅器１４ａ，１４ｂ，１４ｃのトランジスタＴｒ_８〜Ｔｒ_１３のトランジスタサイズは同一であり、抵抗素子２４ａ，２４ｂ，２４ｃの抵抗値は同一のＲ_Ａである。また、抵抗素子１６ａ，１６ｂの抵抗値は同一のＲ_Ｂであり、参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１〜Ｖ_ＲＥＦ３は、Ｖ_ＲＥＦ１＜Ｖ_ＲＥＦ２＜Ｖ_ＲＥＦ３に設定されている。
【００３６】
また、差動増幅器１４ａのトランジスタＴｒ_８，Ｔｒ_９を流れる電流値をそれぞれＩ_Ａ１，Ｉ_Ａ２とする。同様に、差動増幅器１４ｂのトランジスタＴｒ_１０，Ｔｒ_１１を流れる電流値をそれぞれＩ_Ｂ１，Ｉ_Ｂ２とし、差動増幅器１４ｃのトランジスタＴｒ_１２，Ｔｒ_１３を流れる電流値をそれぞれＩ_Ｃ１，Ｉ_Ｃ２とする。また、抵抗素子１６ａ，１６ｂを流れる電流値をそれぞれＩ_Ｎ（＝Ｉ_Ａ１＋Ｉ_Ｂ２＋Ｉ_Ｃ１），Ｉ_Ｐ（Ｉ_Ａ２＋Ｉ_Ｂ１＋Ｉ_Ｃ２）とする。
【００３７】
この近似３次曲線発生回路１０では、カレントミラー型の電流源回路１２を構成するトランジスタＴｒ_１に流れる電流Ｉ_０に等しい電流Ｉ_０が、それぞれのトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７を介して各々対応する差動増幅器１４ａ，１４ｂ，１４ｃへ供給される。詳細は後述するが、電流Ｉ_０は、温度変化による抵抗素子１６ａ，１６ｂの変動を打ち消すように、温度変化に対応して調整される可変の電流値である。
【００３８】
差動増幅器１４ａ，１４ｂ，１４ｃでは、入力電圧Ｖ_ＩＮとそれぞれの参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２，Ｖ_ＲＥＦ３とが比較され、その比較結果に応じて、カレントミラー型の電流源回路１２を構成する各々のトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７から供給される電流Ｉ_０が分配出力される。
【００３９】
例えば、差動増幅器１４ａでは、図２のグラフに示すように、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりも抵抗素子１６ａによる電圧降下分のＩ_０Ｒ_Ａ以上小さい場合、トランジスタＴｒ_２を介して供給される電流Ｉ_０は、全て抵抗素子２４ａを介してトランジスタＴｒ_９へ流れる。また、トランジスタＴｒ_３を介して供給される電流Ｉ_０は全てトランジスタＴｒ_９を流れる。このため、トランジスタＴｒ_８を流れる電流＝０、トランジスタＴｒ_９を流れる電流＝２Ｉ_０となり、出力電圧Ｎ_ＯＵＴ＝０、出力電圧Ｐ_ＯＵＴ＝２Ｉ_０Ｒ_Ｂとなる。
【００４０】
この状態から入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇して、参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１からＩ_０Ｒ_Ａを減算した電圧を超えると、入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇するに応じて、トランジスタＴｒ_２から供給される電流Ｉ_０が次第にトランジスタＴｒ_８を介して流れ始め、その残りの電流は抵抗素子２４ａを介してトランジスタＴｒ_９を流れる。また、トランジスタＴｒ_３を介して供給される電流Ｉ_０は全てトランジスタＴｒ_９を流れる。従って、入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇するに応じて、出力電圧Ｎ_ＯＵＴは次第に増加し、かつ出力電圧Ｐ_ＯＵＴは次第に減少する。
【００４１】
続いて、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１に等しくなると、トランジスタＴｒ_２を介して供給される電流Ｉ_０は全てトランジスタＴｒ_８を流れ、トランジスタＴｒ_３を介して供給される電流Ｉ_０は全てトランジスタＴｒ_９を流れる。すなわち、抵抗素子２４ａには電流が流れない。このため、トランジスタＴｒ_８を流れる電流＝トランジスタＴｒ_９を流れる電流＝Ｉ_０となり、出力電圧Ｎ_ＯＵＴ＝出力電圧Ｐ_ＯＵＴ＝Ｉ_０Ｒ_Ｂとなる。
【００４２】
この状態からさらに入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇して、参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１にＩ_０Ｒ_Ａを加算した電圧までの間は、入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇するに応じて、トランジスタＴｒ_２を介して供給される電流Ｉ_０は全てトランジスタＴｒ_８を流れる。また、トランジスタＴｒ_３から供給される電流Ｉ_０は、次第に抵抗素子２４ａを介してトランジスタＴｒ_８を流れ始め、その残りの電流はトランジスタＴｒ_９を流れる。従って、入力電圧Ｖ_ＩＮが上昇するに応じて、さらに出力電圧Ｎ_ＯＵＴは次第に増加し、さらに出力電圧Ｐ_ＯＵＴは次第に減少する。
【００４３】
続いて、入力電圧Ｖ_ＩＮが参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１よりもＩ_０Ｒ_Ａ以上大きくなると、トランジスタＴｒ_２を介して供給される電流Ｉ_０は全てトランジスタＴｒ_８へ流れる。また、トランジスタＴｒ_３を介して供給される電流Ｉ_０は全て抵抗素子２４ａを介してトランジスタＴｒ_８を流れる。このため、トランジスタＴｒ_８を流れる電流＝２Ｉ_０、トランジスタＴｒ_９を流れる電流＝０となり、出力電圧Ｎ_ＯＵＴ＝２Ｉ_０Ｒ_Ｂ、出力電圧Ｐ_ＯＵＴ＝０となる。
【００４４】
すなわち、差動増幅器１４ａでは、入力電圧Ｖ_ＩＮと参照定電圧Ｖ_ＲＥＦ１との比較結果に応じて、トランジスタＴｒ_２，Ｔｒ_３から供給される電流２Ｉ_０が、抵抗素子２４ａを介してトランジスタＴｒ_８，Ｔｒ_９の間で電流Ｉ_Ａ１，Ｉ_Ａ２に分配出力される。すなわち、カレントミラー型の電流源回路１２を構成するトランジスタＴｒ_２，Ｔｒ_３から供給される電流２Ｉ_０は、差動増幅器１４ａにより分配出力される。また、差動増幅器１４ｂ，１４ｃについても同様である。
【００４５】
差動増幅器１４ａ，１４ｂ，１４ｃから出力される電流は、差動増幅器１４ａのトランジスタＴｒ_８を介して出力される電流Ｉ_Ａ１と差動増幅器１４ｂのトランジスタＴｒ_１１を介して出力される電流Ｉ_Ｂ２と差動増幅器１４ｃのトランジスタＴｒ_１２を介して出力される電流Ｉ_Ｃ１とが加算されて電流Ｉ_Ｎとされ、この電流Ｉ_Ｎは、抵抗素子１６ａにより電流／電圧変換されて出力電圧Ｎ_ＯＵＴとして出力される。
【００４６】
同様に、差動増幅器１４ａのトランジスタＴｒ_９を介して出力される電流Ｉ_Ａ２と差動増幅器１４ｂのトランジスタＴｒ_１０を介して出力される電流Ｉ_Ｂ１と差動増幅器１４ｃのトランジスタＴｒ_１３を介して出力される電流Ｉ_Ｃ２が加算されて電流Ｉ_Ｐとされ、この電流Ｉ_Ｐは、抵抗素子１６ｂにより電流／電圧変換されて出力電圧Ｐ_ＯＵＴとして出力される。
【００４７】
制御回路１８のトランジスタＴｒ_１４は、電流源回路１２のトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_７と同じカレントミラー型の回路を構成する。従って、トランジスタＴｒ_１４からは、電流源回路１２のトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_７に流れる電流Ｉ_０に等しい電流Ｉ_０が抵抗素子２０へ供給される。トランジスタＴｒ_１４から供給される電流Ｉ_０は、抵抗素子２０により電流／電圧変換され、トランジスタＴｒ_１４のドレインと抵抗素子２０との間のノードに電圧Ｖ_ＦＢが発生される。
【００４８】
オペアンプ２２は、電圧Ｖ_ＦＢと一定電圧Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}とを比較し、これらの電圧が一致するようにその出力電圧を制御する。これにより、電流源回路１２のトランジスタＴｒ_１を流れる電流Ｉ_０は、電圧Ｖ_ＦＢが一定電圧Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}と等しい電圧となるようにその電流値が調整され、カレントミラー型の回路を構成する制御回路１８のトランジスタＴｒ_１４を流れる電流Ｉ_０も同様に調整される。すなわち、トランジスタＴｒ_１，Ｔｒ_１４、抵抗素子２０およびオペアンプ２２によって閉ループの帰還制御系が構成されている。
【００４９】
この帰還制御系の働きにより、温度特性を持つ抵抗素子２０の抵抗値が温度変化により変化した場合であっても、この抵抗素子２０の抵抗値の変化を打ち消し、電圧Ｖ_ＦＢが一定電圧Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}に等しい電圧となるように、電流源回路のトランジスタＴｒ_１を介して流れる電流Ｉ_０が調整され、カレントミラー型の回路により、トランジスタＴｒ_１４にも、トランジスタＴｒ_１と等しい電流Ｉ_０が流れるように調整される。
【００５０】
このため、カレントミラー型の回路を構成する電流源回路１２の他のトランジスタＴｒ_２〜Ｔｒ_７にも、温度変化による抵抗素子２０の抵抗値の変化を打ち消すように、トランジスタＴｒ_１と等しい電流Ｉ_０が流れる。従って、抵抗素子２０とほぼ等しい温度特性を持つ抵抗素子１６ａ，１６ｂの温度特性も同様に補償されることになる。
【００５１】
その結果、近似３次曲線発生回路１０では、図３のグラフに示すように、抵抗素子１６ａ，１６ｂの温度特性による歪みがなく、２次関数成分を含まない、３次関数に負の傾きの１次関数が加算された滑らかな３次曲線を得ることができる。ここで、図３のグラフの横軸はＶ_ＩＮの電圧、縦軸はＮ_ＯＵＴ，Ｐ_ＯＵＴの電圧を表す。
【００５２】
なお、本発明の近似３次曲線発生回路の一例を挙げて説明したが、本発明は、近似３次曲線発生回路に限定されず、抵抗素子の温度特性に依存した出力電圧の変動を補償する一般的な温度補償回路として利用可能である。
【００５３】
すなわち、本発明の温度補償回路は、カレントミラー型の電流源回路から供給される電流を電圧に変換する第１の抵抗素子とほぼ同一の温度特性を有する第２の抵抗素子に電流源回路から電流を供給し、第２の抵抗素子により発生される電圧をフィードバック制御して、第２の抵抗素子により発生される電圧が温度変化に係わらず所定の一定値となるように、電流源回路から供給される電流を調整する制御手段を備えている。
【００５４】
また、本発明の温度補償回路および近似３次曲線発生回路の用途は何ら限定されない。本発明の温度補償回路は、抵抗素子を用いて電流／電圧変換を行う各種の回路に適用可能である。また、本発明の近似３次曲線発生回路を、水晶振動子特性の３次成分を近似した近似３次曲線を発生する回路として使用する場合、入力電圧として、雰囲気温度の変化に対して出力電圧が１次関数的に変化する温度検出値が入力される。
【００５５】
また、上記実施形態では、制御手段１８として、トランジスタＴｒ_１とＴｒ_１４、抵抗素子２０およびオペアンプ２２を使用しているが、これに限定されず、抵抗素子２０を除いて、同様の機能を果す他の回路を用いて制御回路１８を実現してもよい。なお、抵抗素子２０は、上記実施形態の場合、抵抗素子１６ａ，１６ｂとほぼ等しい温度特性を持つものであれば何ら限定されず、例えばその抵抗値も抵抗素子１６ａ，１６ｂとは違う値でもよい。また、半導体チップで実現する場合には、同一の温度特性を持つ抵抗素子として同じ材料で形成された抵抗同士、例えば拡散抵抗同士やポリシリコン抵抗同士などを用いることができる。
【００５６】
また、上記実施形態では、ＰＭＯＳを使用して構成しているが、これも限定されず、例えばＮ型ＭＯＳトランジスタ（ＮＭＯＳ）を使用して構成してもよいし、ＭＯＳトランジスタにも限定されず、バイポーラトランジスタを使用して構成することも可能である。また、本発明は、半導体チップで実現してもよいし、あるいは半導体チップではなく、外付けの個別部品を組み合わせて構成してもよい。
【００５７】
また、上記実施形態は、近似３次曲線を発生するために３組の差動増幅器を使用しているが、その個数も差動増幅器であることも限定されず、２組以上何組の増幅器を使用してもよい。また、カレントミラー型の回路として、トランジスタサイズの同じトランジスタＴｒ_１〜Ｔｒ_７およびトランジスタＴｒ_１４を用いているが、それぞれトランジスタサイズを変えて供給可能な電流の倍率を変更してもよい。差動増幅器１４ａ，１４ｂ，１４ｃを構成するトランジスタＴｒ_８〜Ｔｒ_１３も同様である。
【００５８】
本発明は、基本的に以上のようなものである。
以上、本発明の温度補償回路および近似３次曲線発生回路について詳細に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されず、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々の改良や変更をしてもよいのはもちろんである。
【００５９】
【発明の効果】
以上詳細に説明した様に、本発明によれば、制御回路により、温度変化による抵抗素子の抵抗値の変化を打ち消すように、カレントミラー型の電流源回路を構成するトランジスタに流れる電流が調整されるため、抵抗素子の温度特性を補償することができ、その結果、抵抗素子の温度特性による歪みのない出力特性を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の近似３次曲線発生回路の一実施形態の構成回路図である。
【図２】図１に示す近似３次曲線発生回路の差動増幅器の出力電圧を表す一実施形態のグラフである。
【図３】図１に示す近似３次曲線発生回路の出力電圧を表す一実施形態のグラフである。
【図４】従来の近似３次曲線発生回路の一例の構成回路図である。
【図５】図４に示す近似３次曲線発生回路の出力電圧を表すグラフである。
【図６】図４に示す近似３次曲線発生回路の実際の出力電圧を表すグラフである。
【符号の説明】
１０，３０　近似３次曲線発生回路
１２　電流源回路
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，３４ａ，３４ｂ，３４ｃ　差動増幅器
１６ａ，１６ｂ，２０，２４ａ，２４ｂ，２４ｃ，３６ａ，３６ｂ，４０ａ，４０ｂ，４０ｃ　抵抗素子
１８　制御回路
２２　オペアンプ
３２　定電流源回路
３８　定電流源
Ｔｒ_１〜Ｔｒ_１４　Ｐ型ＭＯＳトランジスタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a temperature compensating circuit for compensating for fluctuations in output voltage depending on temperature characteristics of a resistance element, and an approximate cubic curve generating circuit to which the temperature compensating circuit is applied.
[0002]
[Prior art]
FIG. 4 is a configuration circuit diagram of an example of a conventional approximate cubic curve generation circuit.
This figure is disclosed in Patent Document 1 below, and generates an approximate cubic curve that approximates the cubic component of the crystal oscillator characteristic of the voltage controlled crystal oscillation circuit. The approximate cubic curve generation circuit 30 includes a current mirror type constant current source circuit 32, three sets of differential amplifiers 34a, 34b, 34c, and two resistance elements 36a, 36b.
[0003]
The current mirror type constant current source circuit 32 includes seven P-type MOS transistors (hereinafter simply referred to as transistors) Tr of the same transistor size. ₁ ~ Tr ₇ And a constant current source 38. The constant current source 38 always outputs the current value I ₀ A constant current. That is, each transistor Tr constituting the current mirror type constant current source circuit 32 ₂ ~ Tr ₇ Of the same current value I ₀ Is supplied.
[0004]
Subsequently, the differential amplifier 34a includes two transistors Tr ₈ , Tr ₉ And a resistance element 40a. Similarly, the differential amplifier 34b includes a transistor Tr ₁₀ , Tr ₁₁ And a resistance element 40b, and the differential amplifier 34c includes a transistor Tr ₁₂ , Tr _Thirteen And a resistance element 40c. Transistor Tr ₈ ~ Tr _Thirteen Have the same transistor size, and the resistance values of the resistance elements 40a, 40b, and 40c are the same. _A It is.
[0005]
The resistance values of the resistance elements 36a and 36b are the same R _B It is. Also, the reference constant voltage V _REF1 ~ V _REF3 Is V _REF1 <V _REF2 <V _REF3 Is set to
[0006]
In the approximate cubic curve generating circuit 30, the transistor Tr constituting the current mirror type constant current source circuit 32 is controlled by the constant current source 38. ₁ A predetermined constant current I flowing through ₀ Current I equal to ₀ Are the respective transistors Tr ₂ ~ Tr ₇ To the corresponding differential amplifiers 34a, 34b, 34c.
[0007]
In the differential amplifiers 34a, 34b, 34c, the input voltage V _IN And each reference constant voltage V _REF1 , V _REF2 , V _REF3 Are compared, and according to the comparison result, each of the transistors Tr constituting the current mirror type constant current source circuit 32 is ₂ ~ Tr ₇ Current I supplied from ₀ Are distributed and output.
[0008]
For example, in the differential amplifier 34a, the input voltage V _IN And reference constant voltage V _REF1 And the transistor Tr ₂ , Tr ₃ 2I supplied from ₀ Is connected to the transistor Tr via the resistance element 40a. ₈ , Tr ₉ Between the current I _A1 , I _A2 Is distributed to the output. That is, the transistor Tr forming the current mirror type constant current source circuit 32 ₂ , Tr ₃ 2I supplied from ₀ Are distributed and output by the differential amplifier 34a.
[0009]
The current output from the differential amplifiers 34a, 34b, 34c is equal to the transistor Tr of the differential amplifier 34a. ₈ The current I output through _A1 And the transistor Tr of the differential amplifier 34b ₁₁ The current I output through _B2 And the transistor Tr of the differential amplifier 34c ₁₂ The current I output through _C1 Is added to the current I _N And this current I _N Is output current N / V converted by the resistance element 36a. _OUT Is output as
[0010]
Similarly, the transistor Tr of the differential amplifier 34a ₉ The current I output through _A2 And the transistor Tr of the differential amplifier 34b ₁₀ The current I output through _B1 And the transistor Tr of the differential amplifier 34c _Thirteen The current I output through _C2 Is added to the current I _P And this current I _P Is converted from current to voltage by the resistance element 36b and output voltage P _OUT Is output as
[0011]
As a result, according to the approximate cubic curve generation circuit 30, a smooth cubic curve can be obtained as shown in the graph of FIG. Here, the horizontal axis of the graph of FIG. _IN , The vertical axis is N _OUT , P _OUT Represents the voltage.
[0012]
By the way, the output voltage N _OUT , P _OUT Is the current I _N , I _P Is a voltage generated by current / voltage conversion by the resistance elements 36a and 36b. Generally, the resistance value of a resistance element has a temperature characteristic. For example, it has a positive temperature characteristic in which the resistance value increases as the temperature increases, and conversely, a negative temperature characteristic in which the resistance value decreases as the temperature increases. For this reason, even if the currents flowing through the resistance elements 36a and 36b are the same, the generated voltage value changes when the temperature changes.
[0013]
Output voltage N _OUT , P _OUT Is, as can be seen from the graph of FIG. _IN Is the reference constant voltage V _REF1 , V _REF2 , V _REF3 And the voltages become equal and equal. However, the input voltage V _IN Is the temperature detection value, the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF1 And the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF2 And the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF3 The temperature at which each becomes different.
[0014]
As described above, since the resistance elements 36a, 36b, 40a, 40b, and 40c have temperature characteristics, the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF1 And the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF2 And the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF3 The resistance values of the resistance elements at the voltage of are different from each other. Therefore, the input voltage V _IN , The voltage value generated by the resistance elements 36a and 36b differs.
[0015]
For example, in the case of a resistance element having a positive temperature characteristic, a change in output voltage due to temperature when a constant current flows through the resistance element is actually a flat output characteristic as shown in the graph of FIG. Was not obtained, and the curve R shown in the graph of FIG. ₁ It has an output characteristic that rises to the right as shown in (T). Here, the horizontal axis of the graph of FIG. _IN , The vertical axis is N _OUT , P _OUT Represents the voltage. Also, R ₁ (T) is the output voltage N _OUT And P _OUT Is the averaging value of.
[0016]
In the above-described approximate cubic curve generating circuit 30, the transistor Tr is controlled by the constant current source 38. ₁ Current I flowing through ₀ Is a transistor Tr by the current mirror type constant current source circuit 32. ₂ ~ Tr ₇ And supplied to the differential amplifiers 34a, 34b, 34c. Therefore, the output voltage N _OUT , P _OUT The current I that makes _N , I _P Is always constant, and the average value of the sum is represented by R shown in the graph of FIG. ₁ (T). That is, the output voltage N _OUT , P _OUT Is actually distorted as shown in the graph of FIG.
[0017]
Further, the temperature characteristic of the resistance element generally includes a quadratic function component with respect to temperature. This is because R shown in the graph of FIG. ₁ It can also be seen from the fact that (T) is not a straight line but a curve. That is, the generated output voltage N _OUT , P _OUT Is not only a linear function with a negative slope added to the curve of the cubic function, but also a quadratic function added.
[0018]
Generally, the temperature characteristic of a crystal unit does not include a component of a quadratic function. For this reason, there has been a problem that a quadratic function component added unintentionally due to the temperature characteristics of the resistance element deteriorates the characteristics of the temperature compensated crystal oscillation circuit.
[0019]
On the other hand, in the conventional approximate cubic curve generation circuit, the resistance elements having different temperature characteristics are combined to improve the temperature characteristics of the resistance elements and to suppress the fluctuation of the output voltage due to the temperature characteristics of the resistance elements. Was. However, in this method, for example, when realized in a semiconductor chip, it is difficult to obtain a resistance element having a desired temperature characteristic, and it is not possible to appropriately improve the temperature characteristic of the resistance element. There was a problem that it could not be suppressed.
[0020]
[Patent Document 1]
JP-A-9-55624
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a temperature compensation circuit and an approximate cubic curve generation circuit which can solve the problems based on the prior art, eliminate the influence of the temperature characteristic of the resistance element, and obtain an output voltage characteristic with less distortion. Is to provide.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a method in which a current supplied from a current mirror type current source circuit is converted into a voltage by a second resistance element having substantially the same temperature characteristics as a first resistance element. A current is supplied from a source circuit, and a voltage generated by the second resistance element is feedback-controlled so that a voltage generated by the second resistance element has a predetermined constant value regardless of a temperature change. And a control means for adjusting a current supplied from the current source circuit.
[0023]
The present invention also provides a current mirror type current source circuit, a plurality of amplifiers that compare an input voltage and a reference constant voltage, and distribute and output a current supplied from the current source circuit according to the comparison result. A first resistance element for converting a current obtained by adding currents distributed and output from each of the plurality of amplifiers to a voltage, a second resistance element having substantially the same temperature characteristics as the first resistance element, A current is supplied from the current source circuit to the second resistive element, and a voltage generated by the second resistive element is feedback-controlled so that the voltage generated by the second resistive element is related to a temperature change. And a control circuit for adjusting a current supplied from the current source circuit so as to be a predetermined constant value.
[0024]
Here, the approximate cubic curve generating circuit generates an approximate cubic curve approximating a cubic component of the crystal oscillator characteristic of the voltage controlled crystal oscillation circuit. On the other hand, it is preferable to input a temperature detection value at which the output voltage changes linearly.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a temperature compensation circuit and an approximate cubic curve generation circuit of the present invention will be described in detail based on preferred embodiments shown in the accompanying drawings.
[0026]
FIG. 1 is a configuration circuit diagram of an embodiment of the approximate cubic curve generation circuit of the present invention.
The approximate cubic curve generation circuit generates an approximate cubic curve that approximates the tertiary component of the output of the crystal oscillator in, for example, a temperature-compensated voltage-controlled crystal oscillation circuit. The approximate cubic curve generation circuit 10 shown in FIG. 1 includes a current mirror type current source circuit 12, three pairs of differential amplifiers 14a, 14b, 14c, two resistance elements 16a, 16b, and a control circuit 18. Have.
[0027]
The approximate cubic curve generation circuit 10 shown in FIG. 1 is different from the conventional approximate cubic curve generation circuit 30 shown in FIG. ₁ , Tr ₁₄ , Except that a control circuit 18 including a resistance element 20 and an operational amplifier 22 is provided.
[0028]
The current mirror type current source circuit 12 includes eight P-type MOS transistors (hereinafter simply referred to as transistors) Tr of the same transistor size. ₁ ~ Tr ₇ And Tr ₁₄ It has. Here, the transistor Tr ₁ And Tr ₁₄ Also constitute a part of the control circuit 18. Transistor Tr ₁ ~ Tr ₇ And Tr ₁₄ Are all power supply V _DD And all their gates are short-circuited, and the transistor Tr ₁ Connected to the drain. Each transistor Tr ₂ ~ Tr ₇ And Tr ₁₄ Of the same current value I ₀ Is supplied.
[0029]
In the control circuit 18, the transistor Tr ₁₄ Is connected to the ground V through the resistance element 20. _SS It is connected to the.
[0030]
Here, the transistor Tr ₁₄ Is the transistor Tr ₁ The resistance element 20 has the same temperature characteristics as the resistance elements 16a and 16b. The input terminal + of the operational amplifier 22 is connected to the transistor Tr. ₁₄ Is connected to a node between the drain of the resistor 20 and the resistance element 20, and an input terminal − thereof has a predetermined constant voltage V _CONST Is entered. The output of the operational amplifier 22 is a transistor Tr ₁ Connected to the drain.
[0031]
Subsequently, the differential amplifier 14a includes two transistors Tr ₈ , Tr ₉ And a resistance element 24a. Transistor Tr ₈ , Tr ₉ The source of the transistor Tr ₂ , Tr ₃ Are connected to their respective drains, and their gates are each connected to a reference constant voltage V _REF1 And input voltage V _IN And its drain is connected to the ground V via the resistance elements 16a and 16b, respectively. _SS It is connected to the. The resistance element 24a is connected to the transistor Tr. ₈ Source and transistor Tr ₉ Connected to the source.
[0032]
Similarly, the differential amplifier 14b includes two transistors Tr ₁₀ , Tr ₁₁ And a resistance element 24b. Transistor Tr ₁₀ , Tr ₁₁ The source of the transistor Tr ₄ , Tr ₅ Are connected to their respective drains, and their gates are each connected to a reference constant voltage V _REF2 And input voltage V _IN And its drain is connected to the ground V via the resistance elements 16b and 16a, respectively. _SS It is connected to the. Further, the resistance element 24b includes a transistor Tr ₈ Source and transistor Tr ₉ Connected to the source.
[0033]
The differential amplifier 14c includes two transistors Tr ₁₂ , Tr _Thirteen And a resistance element 24c. Transistor Tr ₁₂ , Tr _Thirteen The source of the transistor Tr ₆ , Tr ₇ Are connected to their respective drains, and their gates are each connected to a reference constant voltage V _REF3 And input voltage V _IN And its drain is connected to the ground V via the resistance elements 16a and 16b, respectively. _SS It is connected to the. Further, the resistance element 24c is connected to the transistor Tr. ₁₂ Source and transistor Tr _Thirteen Connected to the source.
[0034]
Transistor Tr of differential amplifier 14a ₈ , The transistor Tr of the differential amplifier 14b ₁₁ And the transistor Tr of the differential amplifier 14c ₁₂ Output voltage N from the node between the drain of _OUT Is output. In contrast, the transistor Tr of the differential amplifier 14a ₉ , The transistor Tr of the differential amplifier 14b ₁₀ And the transistor Tr of the differential amplifier 14c _Thirteen Output voltage P from the node between the drain of _OUT Is output.
[0035]
Here, the transistors Tr of the differential amplifiers 14a, 14b, 14c ₈ ~ Tr _Thirteen Have the same transistor size, and the resistance values of the resistance elements 24a, 24b, 24c are the same. _A It is. The resistance values of the resistance elements 16a and 16b are the same R _B And the reference constant voltage V _REF1 ~ V _REF3 Is V _REF1 <V _REF2 <V _REF3 Is set to
[0036]
Further, the transistor Tr of the differential amplifier 14a ₈ , Tr ₉ Current values flowing through _A1 , I _A2 And Similarly, the transistor Tr of the differential amplifier 14b ₁₀ , Tr ₁₁ Current values flowing through _B1 , I _B2 And the transistor Tr of the differential amplifier 14c ₁₂ , Tr _Thirteen Current values flowing through _C1 , I _C2 And The current flowing through the resistance elements 16a and 16b is represented by I _N (= I _A1 + I _B2 + I _C1 ), I _P (I _A2 + I _B1 + I _C2 ).
[0037]
In the approximate cubic curve generating circuit 10, the transistors Tr constituting the current mirror type current source circuit 12 ₁ Current I flowing through ₀ Current I equal to ₀ Are the respective transistors Tr ₂ ~ Tr ₇ To the corresponding differential amplifiers 14a, 14b, 14c. Although details will be described later, the current I ₀ Is a variable current value adjusted according to the temperature change so as to cancel the fluctuation of the resistance elements 16a and 16b due to the temperature change.
[0038]
In the differential amplifiers 14a, 14b, 14c, the input voltage V _IN And each reference constant voltage V _REF1 , V _REF2 , V _REF3 Are compared, and according to the comparison result, each of the transistors Tr constituting the current mirror type current source circuit 12 is ₂ ~ Tr ₇ Current I supplied from ₀ Are distributed and output.
[0039]
For example, in the differential amplifier 14a, as shown in the graph of FIG. _IN Is the reference constant voltage V _REF1 Than the voltage drop I due to the resistance element 16a. ₀ R _A If it is smaller than ₂ Current supplied through ₀ Are all connected to the transistor Tr via the resistance element 24a. ₉ Flows to Also, the transistor Tr ₃ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr ₉ Flows through. Therefore, the transistor Tr ₈ Current flowing through the transistor = 0, the transistor Tr ₉ = 2I ₀ And the output voltage N _OUT = 0, output voltage P _OUT = 2I ₀ R _B It becomes.
[0040]
From this state, the input voltage V _IN Rises and the reference constant voltage V _REF1 From I ₀ R _A Exceeds the voltage obtained by subtracting _IN Rises, the transistor Tr ₂ Current I supplied from ₀ Gradually the transistor Tr ₈ , And the remaining current flows through the transistor Tr through the resistance element 24a. ₉ Flows through. Also, the transistor Tr ₃ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr ₉ Flows through. Therefore, the input voltage V _IN Increases, the output voltage N _OUT Gradually increases, and the output voltage P _OUT Gradually decreases.
[0041]
Subsequently, the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF1 , The transistor Tr ₂ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr ₈ Through the transistor Tr ₃ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr ₉ Flows through. That is, no current flows through the resistance element 24a. Therefore, the transistor Tr ₈ Current flowing through the transistor = transistor Tr ₉ Current flowing through I = I ₀ And the output voltage N _OUT = Output voltage P _OUT = I ₀ R _B It becomes.
[0042]
From this state, the input voltage V _IN Rises and the reference constant voltage V _REF1 To I ₀ R _A Up to the voltage obtained by adding _IN Rises, the transistor Tr ₂ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr ₈ Flows through. Also, the transistor Tr ₃ Current I supplied from ₀ Is gradually connected to the transistor Tr through the resistance element 24a. ₈ , And the remaining current flows through the transistor Tr ₉ Flows through. Therefore, the input voltage V _IN Increases, the output voltage N further increases. _OUT Gradually increases, and the output voltage P _OUT Gradually decreases.
[0043]
Subsequently, the input voltage V _IN Is the reference constant voltage V _REF1 Than I ₀ R _A When it becomes larger than this, the transistor Tr ₂ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr ₈ Flows to Also, the transistor Tr ₃ Current supplied through ₀ Are all transistors Tr via the resistance element 24a. ₈ Flows through. Therefore, the transistor Tr ₈ = 2I ₀ , Transistor Tr ₉ = 0, and the output voltage N _OUT = 2I ₀ R _B , Output voltage P _OUT = 0.
[0044]
That is, in the differential amplifier 14a, the input voltage V _IN And reference constant voltage V _REF1 And the transistor Tr ₂ , Tr ₃ 2I supplied from ₀ Is the transistor Tr via the resistance element 24a. ₈ , Tr ₉ Between the current I _A1 , I _A2 Is distributed to the output. That is, the transistor Tr constituting the current mirror type current source circuit 12 ₂ , Tr ₃ 2I supplied from ₀ Are distributed and output by the differential amplifier 14a. The same applies to the differential amplifiers 14b and 14c.
[0045]
The current output from the differential amplifiers 14a, 14b, 14c is equal to the transistor Tr of the differential amplifier 14a. ₈ The current I output through _A1 And the transistor Tr of the differential amplifier 14b ₁₁ The current I output through _B2 And the transistor Tr of the differential amplifier 14c ₁₂ The current I output through _C1 Is added to the current I _N And this current I _N Is output current N / V converted by the resistance element 16a. _OUT Is output as
[0046]
Similarly, the transistor Tr of the differential amplifier 14a ₉ The current I output through _A2 And the transistor Tr of the differential amplifier 14b ₁₀ The current I output through _B1 And the transistor Tr of the differential amplifier 14c _Thirteen The current I output through _C2 Is added to the current I _P And this current I _P Is converted from current to voltage by the resistance element 16b and output voltage P _OUT Is output as
[0047]
The transistor Tr of the control circuit 18 ₁₄ Is the transistor Tr of the current source circuit 12. ₁ ~ Tr ₇ And the same current mirror type circuit is constructed. Therefore, the transistor Tr ₁₄ From the transistor Tr of the current source circuit 12. ₁ ~ Tr ₇ Current I flowing through ₀ Current I equal to ₀ Is supplied to the resistance element 20. Transistor Tr ₁₄ Current I supplied from ₀ Is current / voltage converted by the resistance element 20, and the transistor Tr ₁₄ A voltage V is applied to a node between the drain of _FB Is generated.
[0048]
The operational amplifier 22 has a voltage V _FB And constant voltage V _CONST And the output voltage is controlled so that these voltages match. Thereby, the transistor Tr of the current source circuit 12 ₁ Current I flowing through ₀ Is the voltage V _FB Is constant voltage V _CONST The current value is adjusted so as to be equal to the voltage of the transistor Tr of the control circuit 18 constituting a current mirror type circuit. ₁₄ Current I flowing through ₀ Is similarly adjusted. That is, the transistor Tr ₁ , Tr ₁₄ , A resistance element 20 and an operational amplifier 22 constitute a closed loop feedback control system.
[0049]
By the operation of the feedback control system, even if the resistance value of the resistance element 20 having the temperature characteristic changes due to a temperature change, the change in the resistance value of the resistance element 20 is canceled and the voltage V _FB Is constant voltage V _CONST Transistor Tr of the current source circuit so that the voltage becomes equal to ₁ Current I flowing through ₀ Is adjusted, and the transistor Tr ₁₄ Also, the transistor Tr ₁ Current I equal to ₀ Is adjusted to flow.
[0050]
Therefore, the other transistors Tr of the current source circuit 12 forming the current mirror type circuit ₂ ~ Tr ₇ In order to cancel the change in the resistance value of the resistance element 20 due to the temperature change, the transistor Tr ₁ Current I equal to ₀ Flows. Accordingly, the temperature characteristics of the resistance elements 16a and 16b having substantially the same temperature characteristics as the resistance element 20 are also compensated.
[0051]
As a result, in the approximate cubic curve generation circuit 10, as shown in the graph of FIG. 3, there is no distortion due to the temperature characteristics of the resistance elements 16a and 16b, and no cubic function component is included. A smooth cubic curve to which the linear function has been added can be obtained. Here, the horizontal axis of the graph of FIG. _IN , The vertical axis is N _OUT , P _OUT Represents the voltage.
[0052]
Although an example of the approximate cubic curve generating circuit of the present invention has been described, the present invention is not limited to the approximate cubic curve generating circuit, but compensates for the fluctuation of the output voltage depending on the temperature characteristic of the resistance element. It can be used as a general temperature compensation circuit.
[0053]
That is, the temperature compensation circuit according to the present invention includes a second resistance element having substantially the same temperature characteristics as the first resistance element for converting the current supplied from the current mirror type current source circuit into a voltage. A current is supplied, and a voltage generated by the second resistance element is feedback-controlled so that the voltage generated by the second resistance element has a predetermined constant value regardless of a temperature change. Control means for adjusting the supplied current is provided.
[0054]
The use of the temperature compensation circuit and the approximate cubic curve generation circuit of the present invention is not limited at all. The temperature compensation circuit of the present invention can be applied to various circuits that perform current / voltage conversion using a resistance element. Further, when the approximate cubic curve generating circuit of the present invention is used as a circuit for generating an approximate cubic curve approximating the cubic component of the crystal oscillator characteristic, the output voltage with respect to the change in ambient temperature is used as the input voltage. Is input as a linear function.
[0055]
Further, in the above embodiment, the control unit 18 includes the transistor Tr ₁ And Tr ₁₄ Although the resistance element 20 and the operational amplifier 22 are used, the present invention is not limited to this, and the control circuit 18 may be realized by using another circuit having the same function except for the resistance element 20. In the above embodiment, the resistance element 20 is not particularly limited as long as it has a temperature characteristic substantially equal to that of the resistance elements 16a and 16b. For example, the resistance value may be different from the resistance elements 16a and 16b. . Further, in the case of realizing with a semiconductor chip, resistors formed of the same material, for example, diffusion resistors or polysilicon resistors can be used as resistance elements having the same temperature characteristics.
[0056]
Further, in the above-described embodiment, the configuration is made using a PMOS, but this is not a limitation. For example, the configuration may be made using an N-type MOS transistor (NMOS), and the configuration is not limited to a MOS transistor. It is also possible to use bipolar transistors. Further, the present invention may be realized by a semiconductor chip, or may be configured by combining external individual components instead of the semiconductor chip.
[0057]
In the above-described embodiment, three sets of differential amplifiers are used to generate an approximate cubic curve. However, the number and the number of differential amplifiers are not limited, and two or more sets of amplifiers are used. May be used. Further, as a current mirror type circuit, a transistor Tr having the same transistor size is used. ₁ ~ Tr ₇ And transistor Tr ₁₄ However, the magnification of the current that can be supplied may be changed by changing the transistor size. Transistor Tr configuring differential amplifiers 14a, 14b, 14c ₈ ~ Tr _Thirteen The same is true for
[0058]
The present invention is basically as described above.
As described above, the temperature compensation circuit and the approximate cubic curve generation circuit of the present invention have been described in detail. However, the present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications and changes can be made without departing from the gist of the present invention. Of course, you can.
[0059]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the present invention, the control circuit adjusts the current flowing through the transistor constituting the current mirror type current source circuit so as to cancel the change in the resistance value of the resistance element due to the temperature change. Therefore, the temperature characteristics of the resistance element can be compensated, and as a result, output characteristics without distortion due to the temperature characteristic of the resistance element can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration circuit diagram of an embodiment of an approximate cubic curve generation circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a graph of an embodiment showing an output voltage of a differential amplifier of the approximate cubic curve generation circuit shown in FIG. 1;
FIG. 3 is a graph of one embodiment showing an output voltage of the approximate cubic curve generation circuit shown in FIG. 1;
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an example of a conventional approximate cubic curve generation circuit.
FIG. 5 is a graph showing an output voltage of the approximate cubic curve generation circuit shown in FIG. 4;
6 is a graph showing an actual output voltage of the approximate cubic curve generation circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
10,30 Approximate cubic curve generation circuit
12 Current source circuit
14a, 14b, 14c, 34a, 34b, 34c Differential amplifier
16a, 16b, 20, 24a, 24b, 24c, 36a, 36b, 40a, 40b, 40c Resistance element
18 Control circuit
22 Operational Amplifier
32 constant current source circuit
38 constant current source
Tr ₁ ~ Tr ₁₄ P-type MOS transistor

Claims (3)

カレントミラー型の電流源回路から供給される電流を電圧に変換する第１の抵抗素子と略同一の温度特性を有する第２の抵抗素子に前記電流源回路から電流を供給し、前記第２の抵抗素子により発生される電圧をフィードバック制御して、前記第２の抵抗素子により発生される電圧が温度変化に係わらず所定の一定値となるように、前記電流源回路から供給される電流を調整する制御手段を備えることを特徴とする温度補償回路。Supplying a current from the current source circuit to a second resistance element having substantially the same temperature characteristics as a first resistance element for converting a current supplied from a current mirror type current source circuit into a voltage; The voltage generated by the resistance element is feedback-controlled to adjust the current supplied from the current source circuit so that the voltage generated by the second resistance element has a predetermined constant value regardless of a temperature change. A temperature compensating circuit, comprising: カレントミラー型の電流源回路と、入力電圧と参照定電圧とを比較し、この比較結果に応じて、前記電流源回路から供給される電流を分配出力する複数の増幅器と、前記複数の増幅器の各々から分配出力される電流を加算した電流を電圧に変換する第１の抵抗素子と、この第１の抵抗素子と略同一の温度特性を有する第２の抵抗素子と、前記第２の抵抗素子に前記電流源回路から電流を供給し、前記第２の抵抗素子により発生される電圧をフィードバック制御して、前記第２の抵抗素子により発生される電圧が温度変化に係わらず所定の一定値となるように、前記電流源回路から供給される電流を調整する制御回路とを備えることを特徴とする近似３次曲線発生回路。A current mirror type current source circuit, a plurality of amplifiers for comparing an input voltage and a reference constant voltage, and distributing and outputting a current supplied from the current source circuit according to the comparison result; and A first resistance element for converting a current obtained by adding currents distributed and output from each to a voltage, a second resistance element having substantially the same temperature characteristics as the first resistance element, and the second resistance element Current from the current source circuit, and feedback-controls the voltage generated by the second resistance element so that the voltage generated by the second resistance element has a predetermined constant value regardless of a temperature change. A control circuit for adjusting a current supplied from the current source circuit. 前記近似３次曲線発生回路は、電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性の３次成分を近似した近似３次曲線を発生するものであり、前記入力電圧として、雰囲気温度の変化に対して出力電圧が１次関数的に変化する温度検出値が入力される請求項２に記載の近似３次曲線発生回路。The approximate cubic curve generating circuit generates an approximate cubic curve that approximates a cubic component of the crystal oscillator characteristic of the voltage controlled crystal oscillation circuit. 3. The approximate cubic curve generating circuit according to claim 2, wherein a temperature detection value at which a voltage changes linearly is input.

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