JP2004118060A

JP2004118060A - Driving gear

Info

Publication number: JP2004118060A
Application number: JP2002283796A
Authority: JP
Inventors: Yoshiharu Fujisaki; 藤咲　芳春
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 2002-09-27
Filing date: 2002-09-27
Publication date: 2004-04-15

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a driving gear controlled so as to output a stable output light signal having little deterioration of a quenching rate from an optical modulator by stabilizing an operation point of the optical modulator and having little fluctuation of a light waveform. <P>SOLUTION: The driving gear for giving an adjusting drive signal for the optical modulator on the basis of drive voltage in response to an input drive signal comprises a low frequency oscillating means; a superposing means for superposing a low frequency signal to an electric input signal; a compositing means for compositing the low frequency signal to a bias signal in response to a phase difference between the low frequency component of an output light signal of the light modulator and the original low frequency signal of the low frequency oscillating means; and a drive means for giving the drive voltage in which an upper limit waveform and a lower limit wave for to the optical modulator are asymmetric to each other on the basis of a superposing signal of the superposing means and a composite signal of an adding means. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、駆動装置に関し、例えば、マッハツェンダー型光変調器等の外部光変調器の印加電圧を調整して、外部光変調器の動作点を安定化させる装置に適用し得る。
【０００２】
【従来の技術】
【０００３】
【特許文献１】特開平３−２５１８１５号公報
例えば、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）を使用したＬＮ光変調器（リチウムナイオベート変調器）に代表されるマッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器は、印加電圧に対し光の透過特性が正弦波状に変化する事が知られているが、この透過特性は、温度などの外乱に敏感で経時変化（バイアス点ドリフト）が起こってしまう。
【０００４】
ここで「バイアス点ドリフト（動作点ドリフト）」とは、印加電圧と光強度との関係を表す特性曲線（外部変調器が有する光透過特性を示す曲線）が、印加電圧方向に増減するドリフトのことである。
【０００５】
これを補償するには様々な方法があるが、中でも上記特許文献１に示される方式（低周波重畳方式）は簡便である事から広く用いられている。
【０００６】
図２は、上記特許文献１に係る低周波重畳方式を示す回路図である。上記特許文献１の低周波重畳方式は、電気信号３に低周波信号４を重畳した重畳信号で外部光変調器２（例えばマッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器）を駆動することで、外部光変調器２から出力された出力光信号にも低周波信号が重畳される。その出力光信号を光分岐して、その出力光信号から低周波信号を検出し、その検出された低周波信号と、元の低周波信号との位相差を検出し、バイアス点をフィードバック制御するというものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した特許文献１の低周波重畳方式は、伝送に用いる光信号に直接低周波信号を重畳するため、伝送光波形の劣化、特に消光比の劣化が起こるという問題がある。
【０００８】
図３は、上述した従来の低周波重畳方式による出力光信号の波形を示した図である。図３に示すように、低周波信号の重畳により、出力光信号の波形（図中は「光波形」）の光パワー（光強度）が上下対称に揺らいでいることがわかる。この波形は１レベルも０レベルも同様に変調されているので、光波形の対称性は良いが、消光比の観点での劣化は避けられない。
【０００９】
そのため、光変調器の動作点を安定化させて、光波形の揺らぎが少なく、消光比の劣化が少ない安定した出力光信号を光変調器から出力させるよう制御する駆動装置が求められている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するために、本発明の駆動装置は、入力した駆動信号に応じた駆動電圧に基づいて光源光を光変調する光変調器に対し、調整した駆動信号を与える駆動装置において、低周波信号を発振する低周波発振手段と、電気入力信号に低周波信号を重畳する重畳手段と、光変調器からの出力光信号に含まれる低周波成分と、低周波発振手段により発振された元の低周波信号との位相差に応じたバイアス信号に、上記低周波信号を合成する合成手段と、重畳手段により重畳された重畳信号と、加算手段により合成された合成信号とに基づいて、上限の波形と下限の波形とが非対称となる駆動電圧を光変調器に与える駆動手段とを備えることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】
（Ａ）第１の実施形態
以下、本発明に係る駆動装置の第１の実施形態について、図面を参照して詳説する。
【００１２】
第１の実施形態は、マッハツェンダー型光変調器（ＭＺ型光変調器）に入力する駆動電圧を調整し、ＭＺ型光変調器の動作点のずれを補償して、動作点を安定化させる駆動装置に適用する場合を説明する。
【００１３】
（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、本実施形態の駆動装置を備える光変調装置の構成例を示す回路図である。なお、図１において、太線は光信号の経路であり、細線は電気信号の経路である。また、図１に示す光変調装置は、低周波信号に係るフィードバック制御をするものであり、フィードバック情報に基づいて駆動電圧を調整するものである。
【００１４】
図１に示すように、光変調装置は、光源１と、マッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器２と、光分岐９と、本実施形態の駆動装置１００とを有しており、この駆動装置１００は、電気信号（変調電気信号）３と、低周波発振器４と、アンプ５と、コンデンサ６と、バイアスティ７と、終端抵抗８と、フォトダイオード（ＰＤ）１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１と、アンプ１２と、乗算器１３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４と、差動増幅器１５と、比較電圧１６と、加算器１７と、アンプ１８と、分圧抵抗１９と、反転スイッチ２０とを備えるものである。
【００１５】
低周波発振器４は、所定の周波数（ｆ０）の低周波信号を発振するものであって、発振した低周波信号をアンプ５に与えると共に、反転スイッチ２０及び乗算器１３にも与えるものである。
【００１６】
アンプ５は、電気信号（変調電気入力信号）３を変調に適した振幅まで増幅するものである。また、アンプ５は、低周波発振器４から低周波信号を受け取り、その低周波信号と電気信号３とを重畳して、その重畳信号をコンデンサ６を介してＭＺ型光変調器２に与えるものである。このアンプ５は、電気信号３について、変調に適した振幅まで増幅する際に、低周波信号で振幅変調をして重畳信号を生成する。
【００１７】
なお、本実施形態では、アンプ５が、振幅増幅機能と重畳機能とを有することとして説明するが、これらの機能をそれぞれ異なるモジュールをもって実現してもよい。
【００１８】
図４は、第１の実施形態のマッハツェンダー型光変調器２に入力する電気信号の波形を示した図である。図４（Ａ）は、コンデンサ６からＭＺ型光変調器２に印加する電気信号の波形である。
【００１９】
図４（Ａ）が示すように、アンプ５から出力される電気信号は、低周波信号と重畳されたものなので、その包絡線の周期が１／ｆ０の交流信号（ＡＣ信号）である。また、電気信号は、低周波信号が重畳された後に、コンデンサ６を通過しているので、ゼロを狭んで上下対称に揺らいだ波形になっている。
【００２０】
マッハツェンダー（ＭＺ）型光変調器２は、一方の変調入力端子が、コンデンサ６を介してアンプ５から電気信号３と低周波信号とが重畳された重畳信号を受け取り、また、他方の変調入力端子が、直接接続されたバイアスティ７から出力信号（バイアス信号と低周波信号とが重畳された重畳信号）を受け取り、これら駆動信号（重畳信号及びバイアスティ７の出力信号）に応じた駆動電圧に基づいて、光源１からの連続光（例えばレーザ光等のようなコヒーレンスな光など）を変調し入力信号を光信号に変換して、出力光信号を光分岐９に与えるものである。
【００２１】
このＭＺ型光変調器２は、光変調器の一例を示したものであり、他に、電気入力信号端子と、バイアス信号入力端子とを有する光変調器であれば適用することができる。
【００２２】
ＭＺ型光変調器２に入力するバイアスティ７からの出力信号についての説明は後述する。
【００２３】
光分岐９は、ＭＺ型光変調器２からの出力光信号を２分岐するものであり、そのうちの一方をフォトダイオード（ＰＤ）１０に与えるものである。また、２分岐した他方は、出力光信号として外部装置（図示しない）に与える。
【００２４】
フォトダイオード（ＰＤ）１０は、受け取った出力光信号を電気信号に変換する光−電気変換機能を備える手段である。ＰＤ１０は、変換した電気信号をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１に与える。
【００２５】
バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１は、所定の周波数成分（ｆ０）を抽出する手段であって、ＰＤ１０によって出力光信号が電気的に変換された電気信号のうち低周波成分を抽出して、その低周波成分をアンプ１２を介して乗算器１３に与えるものである。従って、ＢＰＦ１１は、所定周波数以外の周波数成分を抽出することはない。
【００２６】
ＢＰＦ１１が抽出する低周波成分は、低周波発振器４が発振する低周波信号の周波数成分に相当する。つまり、ＢＰＦ１１は、出力光信号に含まれる低周波信号の周波数成分を抽出するものである。
【００２７】
乗算器１３は、ＢＰＦ１１によって抽出された電気信号に含まれる低周波成分をアンプ１２を介して受け取り、また、低周波発振器４から低周波信号（元の低周波信号）を受け取り、これら２個の低周波信号を乗算するものである。
【００２８】
また、ＬＰＦ１４は、所定周波数以下の信号を通過させる手段である。
【００２９】
乗算器１３が乗算して得た出力信号をＬＰＦ１４に与えると、ＬＰＦ１４は所定の周波数以下の信号を通過させ、ＬＰＦ１４は、これら２個の信号の位相を比較して、その位相差に応じた直流電圧（ＤＣ電圧）が出力する。
【００３０】
従って、このＬＰＦ１４から出力される直流電圧（ＤＣ電圧）に基づいて、ＭＺ型光変調器２の動作点ドリフトの方向を検出することができる。
【００３１】
差動増幅器１５は、ＬＰＦ１４からの直流電圧を受け取り、その直流電圧に基づいて比較電圧１６との差に応じた出力を算出するものである。なお、この比較電圧１６を可変にすることで、バイアス制御点の調節に用いることができる。もちろん、比較抵抗１６を一定の電圧としてもよい。
【００３２】
加算器１７は、差動増幅器１５から出力信号を受け取り、また、アンプ１８及び分圧抵抗１９によって利得調整された低周波信号を受け取り、この出力信号に低周波信号を加算した加算信号をバイアスティ７に与えるものである。
【００３３】
図４（Ｂ）は、加算器１７の加算信号の波形を示した図である。
【００３４】
加算器１７は、差動増幅器１５から比較電圧１６との差に応じた直流信号（ＤＣ信号）を受け取り、その直流信号に低周波信号を加算するので、図４（Ｂ）に示す加算信号は、一方の極性について所定周期（１／ｆ０）の揺らぎを有する波形を示す。
【００３５】
反転スイッチ２０は、低周波発振器４から低周波信号を受け取り、その低周波信号を反転させて、分圧抵抗１９に与えるものである。
【００３６】
なお、この反転スイッチ２０は、低周波信号の極性を切り替える機能を有し、ＭＺ型光変調器２の論理が正論理の場合と負論理の場合とに対応することができる。
【００３７】
また、本実施形態では、低周波発振器４と分圧抵抗１９との間に反転スイッチ２０を備えたが、反転スイッチ２０は、ＭＺ型光変調器２に入力する電気信号３に重畳されている低周波信号と、バイアス信号に重畳されている低周波信号とのいずれかの極性を最終的に切り替えるための手段であるので、例えば、低周波発振器４とアンプ５との間に反転スイッチ２０を備えてもよい。
【００３８】
分圧抵抗１９は、反転スイッチ２０から低周波信号を受け取り、その低周波信号の電界（電圧）を分圧するものである。分圧抵抗１９は、その分圧した低周波信号をアンプ１８に与える。この分圧抵抗１９は可変するようにしてもよい。
【００３９】
アンプ１８は、分圧抵抗１９から分圧された低周波信号を受け取り、利得調整するものである。アンプ１８は、利得調整した低周波信号を加算器１７に与える。
【００４０】
バイアスティ７は、低周波ポートと高周波ポートを有しており、低周波ポートは加算器１７に接続しており、高周波ポートは終端抵抗８に接続している。また、バイアスティ７は、ＭＺ型光変調器２に接続しており、加算器１７からの加算信号を受け取り、この加算信号をＭＺ型光変調器２に与えるものである。この加算信号は、ＭＺ型光変調器２へのバイアス点電圧として機能するものであり、バイアスティ７は、この加算器１７からの加算信号に応じたバイアス信号をＭＺ型光変調器２に与える。
【００４１】
図４（Ｃ）は、ＭＺ型光変調器２が駆動電圧として取り込む駆動信号の波形を示した図である。なお、図１において、ＭＺ型光変調器２は、コンデンサ６からの重畳信号と、バイアスティ７からの加算信号とをそれぞれ別個に取り込む構成であるが、最終的にＭＺ型光変調器２が取り込む駆動信号は、図４（Ｃ）に示す波形の信号である。
【００４２】
図４（Ｃ）に示す駆動信号の波形は、図４（Ａ）のコンデンサ６からの重畳信号と、図４（Ｂ）の加算器１７の加算信号とを加算して得られたものである。この駆動信号は、一方の極性の揺らぎが打ち消されて、他方の極性の論理の揺らぎは振幅が２倍になっている。なお、アンプ５で低周波信号を重畳する特性が線形である場合以外は、完全に打ち消せないが、たいていの場合はほとんど問題にならないレベルまで打ち消せる。
【００４３】
また、図４（Ｃ）は、駆動信号の０レベル側の揺らぎを打ち消したが、勿論１レベル側の揺らぎを打ち消しても良い。この場合、図４（Ｂ）に示す加算器１７の出力信号の極性を逆にする必要がある。ここで、図４（Ｂ）に示す出力信号の振幅と極性とは、アンプ１８、分圧抵抗１９及び反転スイッチ２０により自由に調整することができる。
【００４４】
（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、第１の実施形態の動作について説明する。
【００４５】
光源１が発光した連続光は、ＭＺ型光変調器２に入射する。
【００４６】
また、電気信号３は、アンプ５によって振幅増幅されると共に、低周波発振器４から発振された低周波信号と重畳されて、その重畳信号がコンデンサ６を介してＭＺ型光変調器２に与えられる。
【００４７】
ＭＺ型光変調器２が出力した出力光信号は、光分岐９により分岐されてフォトダイオード１０に与えられ、フォトダイオード１０によって光−電気変換される。変換された電気信号はＢＰＦ１１に与えられる。
【００４８】
ＢＰＦ１１において、フォトダイオード１０からの電気信号が、所定の周波数成分（ｆ０）を含んでいる場合、その周波数成分が抽出され、乗算器１３に与えられる。乗算器１３は、低周波発振器４から低周波信号（元の低周波信号）も受け取り、乗算器１３及びＬＰＦ１４によって、その抽出された周波数成分の位相と、元の低周波信号の位相とが比較されて、その位相差に応じた直流電圧が差動増幅器１５に与えられる。
【００４９】
つまり、ＢＰＦ１１により所定の周波数成分が抽出された場合に、その周波数成分と元の低周波信号との位相差に応じたＬＰＦ１４からの直流電圧に基づいて、ＭＺ型光変調器２の動作点ドリフトの方向を検出することができる。
【００５０】
ＬＰＦ１４から出力された直流電圧は、差動増幅器１５において、比較電圧１６との差が増幅されて、差動増幅器１５の出力信号が加算器１７に与えられる。
【００５１】
従って、差動増幅器１５が、動作点ドリフトの方向を検出し、その動作点ドリフト方向を考慮して、出力光信号に低周波信号が含まれないように位相調整をする。
【００５２】
差動増幅器１５からの出力信号は、加算器１７において、振幅調整された低周波信号を加算されて、その加算信号がバイアスティ７を介してＭＺ型光変調器２に与えられる。
【００５３】
このとき、ＭＺ型光変調器２を駆動させる駆動電圧は、入力するコンデンサ６からの重畳信号と、バイアスティ７からの加算信号とを加算した駆動信号に応じた電圧であり、その駆動信号の一方の揺らぎが打ち消されているものである。図４（Ｃ）に示す駆動信号は、加算された結果、駆動信号の下限側（０レベル側）の揺らぎが打ち消されている。
【００５４】
図５は、ＭＺ型光変調器２における、駆動信号に基づく駆動電圧（図５では印加電圧）と、出力光信号（図５では光波形）の光強度（光パワー）との関係を示した図である。
【００５５】
図５に示す印加電圧は、図４（Ｃ）に示す駆動信号に応じた電圧であり、その駆動電圧の揺らぎが打ち消された方を、ＭＺ型光変調器２の透過特性の波形の最小透過点に合わせて、その印加電圧をＭＺ型光変調器２に印加する。なお、このとき、駆動電圧の他方の揺らぎは所定周期１／ｆ０の周期性を有する。
【００５６】
ＭＺ型光変調器２に印加電圧が印加されると、その印加電圧に基づいて出力光信号が出力する。印加電圧の一方の揺らぎが打ち消され、かつ、その打ち消された方がＭＺ型光変調器２の透過特性に合わせているので、出力光信号の下限側波形（０レベル）は揺らぎを生じない。また、印加電圧の他方の揺らぎの上下限の中間点の位置がＭＺ型光変調器２の透過特性の最大透過点と合致しているので、出力光信号の上限側波形（１レベル）は所定周期１／２ｆ０の周期性を有することとなる。つまり、出力光信号の下限側波形（０レベル）が安定しているので、図３の従来の場合と比べて消光比が向上している。
【００５７】
また、この出力光信号の上限側波形の揺らぎが１／２ｆ０の周期を有することから、出力光信号が光−電気変換された後に、ＢＰＦ１１に与えられても周波数ｆ０成分は抽出されないので、乗算器１３とＬＰＦ１４とによって低周波信号成分は検出されない。
【００５８】
図６は、動作点ドリフトが正方向に生じた場合の駆動信号に基づく駆動電圧（図６では印加電圧）と、出力光信号（図６では光波形）の光強度（光パワー）との関係を示した図である。
【００５９】
図６に示すように、動作点ドリフトが正方向に生じている場合、出力光信号強度は１／ｆ０の周期性があり、その位相は元の低周波信号と同位相である。
【００６０】
つまり、乗算器１３とＬＰＦ１４により低周波信号同士の位相差に応じた直流電圧が正である場合、動作点が正方向にドリフトしていることを検出することができる。
【００６１】
図７は、動作点ドリフトが負方向に生じた場合の駆動信号に基づく駆動電圧（図７では印加電圧）と、出力光信号（図７では光波形）の光強度（光パワー）との関係を示した図である。
【００６２】
図７に示すように、動作点ドリフトが負方向に生じている場合、出力光信号強度は１／ｆ０の周期性があり、その位相は元の低周波信号と逆位相である。
【００６３】
つまり、乗算器１３とＬＰＦ１４により低周波信号同士の位相差に応じた直流電圧が負である場合、動作点が負方向にドリフトしていることを検出することができる。
【００６４】
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、加算器１７が、差動増幅器１５からのバイアス点を補償する出力信号に対して低周波信号を加算した加算信号を生成し、その加算信号と、変調電気信号に低周波信号を重畳させた重畳信号とを加算することにより、その駆動信号の一方の波形の揺らぎを打ち消すことができ、この駆動信号を用いた出力光信号の光波形についても、一方のレベルを安定化させることができるので、消光比を向上させることができる。
【００６５】
（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明に係る駆動装置の第２の実施形態について図面を参照して説明する。
【００６６】
第２の実施形態は、第１の実施形態、すなわちＭＺ型光変調器に入力する駆動信号の片側レベルの揺らぎを打ち消し、出力光信号の一方のレベルを安定化させる駆動装置に適用する場合である。
【００６７】
（Ｂ−１）第２の実施形態の構成及び動作
図８は、第２の実施形態に係る駆動装置を備える光変調装置の構成を示す回路図である。
【００６８】
図８に示すように、光変調装置は、光源１と、ＭＺ型光変調器２と、光分岐９と、光アンプ２１と、第２の実施形態の駆動装置２００とを有し、この駆動装置２００は、電気信号（変調電気信号）３と、低周波発振器４と、アンプ５と、コンデンサ６と、バイアスティ７と、終端抵抗８と、フォトダイオード（ＰＤ）１０と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１と、アンプ１２と、乗算器１３と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４と、差動増幅器１５と、比較電圧１６と、加算器１７と、アンプ１８と、分圧抵抗１９とを備えるものである。
【００６９】
第２の実施形態の構成について、第１の実施形態と対応する構成要件を備える場合には、その対応する符号を付しており、これについての機能説明を省略する。
【００７０】
第２の実施形態は、光分岐９の後段に光アンプ２１を備える点に特徴がある。
【００７１】
光アンプ２１は、光分岐９によって分岐された出力光信号を受け取り、その出力光信号に対して所定の利得を対応させて、出力光信号の片側レベルの揺らぎを圧縮させる手段である。
【００７２】
この所定の利得について、図９に示す低周波信号に関する光アンプ２１の入出力特性の関係図を用いて説明する。
【００７３】
図９に示すように、低周波信号に関する光アンプ２１の利得は、入力光の値が所定以上になると、それに対する出力光の値がほぼ一定の状態になる、いわゆる飽和状態の関係を有している。
【００７４】
従って、光アンプ２１は、光分岐９からの出力光信号を入力すると、その飽和状態の関係に従って、出力光信号の揺らぎを一定に圧縮することができる。
【００７５】
例えば、図５に示すように、第１の実施形態では、ＭＺ型光変調器２が出力する出力光信号は、０レベルについては揺らぎを打ち消し安定化させることができたが、１レベルについては揺らぎを打ち消すことをせず、振幅を従来方式の２倍にさせている。光アンプ２１は、この１レベルの揺らぎを一定に圧縮して出力することができる。
【００７６】
（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、所定の入出力特性を有する光アンプ２１を備えることにより、その入出力特性に応じて、出力光信号波形の揺らぎを圧縮することができる。
【００７７】
また、本実施形態によれば、第１の実施形態のように、片側レベルのみの光強度を安定化させた場合には、逆側レベルの揺らぎをも一定に圧縮させることができるので、結果として、両側レベルとも揺らぎの小さい出力光信号の光変調波形を得ることができる。
【００７８】
（Ｃ）他の実施形態
上述した第１及び第２の実施形態では、図５（Ｃ）に示すように駆動信号の波形の０レベル側の揺らぎを打ち消して安定化させるようにしたが、勿論１レベル側の揺らぎを打ち消すようにしてもよい。また、消光比の劣化を防止できるようにすれば良いので、駆動信号の片側波形を打ち消すことに限らず、消光比を向上させるように、駆動信号の両側の波形を調整するようにすればよい。従って、広い意味で駆動信号の上限波形と下限波形とが非対称となるように調整してもよい。
【００７９】
第１及び第２の実施形態では、バイアスティ７を介して駆動電圧を供給しているが、低周波で変調された駆動信号の波形を調整することができれば、コンデンサ６及びバイアスティ７を備えないようにしてもよい。
【００８０】
第２の実施形態では、光アンプ２１の飽和特性を利用して出力光の揺らぎを圧縮したが、光アンプ２１に関し、低周波信号の周期（１／ｆ０）よりも十分速い時定数で、光出力一定制御を行なうことによっても同様の効果を得ることができる。
【００８１】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、入力した駆動信号に応じた駆動電圧に基づいて光源光を光変調する光変調器に対し、調整した駆動信号を与える駆動装置において、低周波信号を発振する低周波発振手段と、電気入力信号に低周波信号を重畳する重畳手段と、光変調器からの出力光信号に含まれる低周波成分と、低周波発振手段により発振された元の低周波信号との位相差に応じたバイアス信号に、上記低周波信号を合成する合成手段と、重畳手段により重畳された重畳信号と、加算手段により合成された合成信号とに基づいて、上限の波形と下限の波形とが非対称となる駆動電圧を光変調器に与える駆動手段とを備えることから、光変調器の動作点を安定化させて、光波形の揺らぎが少なく、消光比の劣化が少ない安定した出力光信号を光変調器から出力させるよう制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る光変調器の構成を示す回路図である。
【図２】従来の光変調器の構成を示す回路図である。
【図３】従来の低周波重畳方式による出力光信号波形を示した図である。
【図４】第１の実施形態のＭＺ型光変調器に入力する電気信号の波形を示した図である。
【図５】第１の実施形態のＭＺ型光変調器において、動作点ドリフトが生じていない場合の駆動信号に基づく駆動電圧と、出力光信号の光強度との関係を示した図である。
【図６】第１の実施形態の動作点ドリフトが正方向に生じている場合の出力光信号波形を示した図である。
【図７】第１の実施形態の動作点ドリフトが負方向に生じている場合の出力光信号波形を示した図である。
【図８】第２の実施形態に係る光変調器の構成を示す回路図である。
【図９】第２の実施形態に係る低周波信号に関する光アンプの入出力特性の関係図である。
【符号の説明】
２…マッハツェンダー（ＭＺ）光変調器、３…電気信号（変調電気信号）、
４…低周波発振器、５…アンプ、７…バイアスティ、
１０…フォトダイオード、１１…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、
１２…アンプ、１３…乗算器、１４…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１５…差動増幅器、１７…加算器、１８…アンプ、１９…分圧抵抗、
２０…反転スイッチ、２１…光アンプ。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a driving device, and can be applied to, for example, a device that adjusts a voltage applied to an external optical modulator such as a Mach-Zehnder type optical modulator and stabilizes an operating point of the external optical modulator.
[0002]
[Prior art]
[0003]
For example, a Mach-Zehnder (MZ) type optical modulator represented by an LN optical modulator (lithium niobate modulator) using lithium niobate (LiNbO3) is applied with It is known that the transmission characteristic of light changes sinusoidally with respect to voltage, but this transmission characteristic is sensitive to disturbances such as temperature and changes with time (bias point drift).
[0004]
Here, the “bias point drift (operating point drift)” refers to the characteristic curve (curve indicating the light transmission characteristic of the external modulator) representing the relationship between the applied voltage and the light intensity. That is.
[0005]
There are various methods for compensating this, and the method (low frequency superposition method) disclosed in Patent Document 1 is widely used because it is simple.
[0006]
FIG. 2 is a circuit diagram showing a low-frequency superposition method according to Patent Document 1. In the low-frequency superposition method disclosed in Patent Document 1, an external light modulator 2 (for example, a Mach-Zehnder (MZ) type optical modulator) is driven by a superposition signal in which a low-frequency signal 4 is superimposed on an electric signal 3 so that external light The low-frequency signal is also superimposed on the output optical signal output from the modulator 2. The output optical signal is optically branched, a low-frequency signal is detected from the output optical signal, a phase difference between the detected low-frequency signal and the original low-frequency signal is detected, and a bias point is feedback-controlled. That is.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the low-frequency superposition method disclosed in Patent Document 1 described above has a problem that the transmission light waveform is deteriorated, particularly the extinction ratio is deteriorated because the low-frequency signal is directly superimposed on the optical signal used for transmission.
[0008]
FIG. 3 is a diagram showing a waveform of an output optical signal according to the above-described conventional low-frequency superposition method. As shown in FIG. 3, it can be seen that the optical power (light intensity) of the waveform of the output optical signal (“optical waveform” in the figure) fluctuates vertically symmetrically due to the superposition of the low-frequency signal. Since this waveform is similarly modulated at both the 1 level and the 0 level, the symmetry of the optical waveform is good, but deterioration from the viewpoint of the extinction ratio is inevitable.
[0009]
Therefore, there is a need for a drive device that stabilizes the operating point of the optical modulator and controls the optical modulator to output a stable output optical signal with less fluctuation of the optical waveform and less deterioration of the extinction ratio.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve such a problem, a driving device of the present invention provides a driving device that provides an adjusted driving signal to an optical modulator that optically modulates light from a light source based on a driving voltage according to an input driving signal. A low-frequency oscillating means for oscillating the high-frequency signal, a superimposing means for superposing the low-frequency signal on the electric input signal, a low-frequency component contained in the optical signal output from the optical modulator, A synthesizing means for synthesizing the low-frequency signal with a bias signal corresponding to a phase difference with the low-frequency signal, a superimposed signal superimposed by the superimposing means, and a synthesized signal synthesized by the adding means. And a drive unit for applying a drive voltage to the optical modulator in which the lower waveform and the lower waveform are asymmetric.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(A) First Embodiment Hereinafter, a first embodiment of a driving device according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0012]
In the first embodiment, a driving voltage input to a Mach-Zehnder optical modulator (MZ optical modulator) is adjusted, a deviation of an operating point of the MZ optical modulator is compensated, and the operating point is stabilized. A case where the present invention is applied to a driving device will be described.
[0013]
(A-1) Configuration of First Embodiment FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of an optical modulation device including a drive device of the present embodiment. In FIG. 1, a thick line indicates a path of an optical signal, and a thin line indicates a path of an electric signal. The optical modulator shown in FIG. 1 performs feedback control on a low-frequency signal, and adjusts a drive voltage based on feedback information.
[0014]
As shown in FIG. 1, the optical modulation device includes a light source 1, a Mach-Zehnder (MZ) type optical modulator 2, an optical branch 9, and a driving device 100 according to the present embodiment. Reference numeral 100 denotes an electric signal (modulated electric signal) 3, a low-frequency oscillator 4, an amplifier 5, a capacitor 6, a bias tee 7, a terminating resistor 8, a photodiode (PD) 10, and a band-pass filter (BPF). 11), an amplifier 12, a multiplier 13, a low-pass filter (LPF) 14, a differential amplifier 15, a comparison voltage 16, an adder 17, an amplifier 18, a voltage dividing resistor 19, and an inverting switch 20. Is provided.
[0015]
The low-frequency oscillator 4 oscillates a low-frequency signal of a predetermined frequency (f0), and supplies the oscillated low-frequency signal to the amplifier 5 and also to the inverting switch 20 and the multiplier 13.
[0016]
The amplifier 5 amplifies the electric signal (modulated electric input signal) 3 to an amplitude suitable for modulation. The amplifier 5 receives a low-frequency signal from the low-frequency oscillator 4, superimposes the low-frequency signal on the electric signal 3, and supplies the superimposed signal to the MZ optical modulator 2 via the capacitor 6. is there. When amplifying the electric signal 3 to an amplitude suitable for modulation, the amplifier 5 performs amplitude modulation with a low-frequency signal to generate a superimposed signal.
[0017]
In the present embodiment, the amplifier 5 is described as having an amplitude amplification function and a superposition function, but these functions may be realized by different modules.
[0018]
FIG. 4 is a diagram illustrating a waveform of an electric signal input to the Mach-Zehnder optical modulator 2 according to the first embodiment. FIG. 4A shows a waveform of an electric signal applied from the capacitor 6 to the MZ optical modulator 2.
[0019]
As shown in FIG. 4A, the electric signal output from the amplifier 5 is an AC signal (AC signal) whose envelope cycle is 1 / f0 because the electric signal is superimposed on the low-frequency signal. Since the electric signal passes through the capacitor 6 after the superposition of the low-frequency signal, the electric signal has a waveform which is narrowed to zero and oscillated vertically.
[0020]
The Mach-Zehnder (MZ) optical modulator 2 has one modulation input terminal receiving a superimposed signal in which the electric signal 3 and the low frequency signal are superimposed from the amplifier 5 via the capacitor 6, and the other modulation input terminal. A terminal receives an output signal (a superimposed signal in which a bias signal and a low-frequency signal are superimposed) from the directly connected bias tee 7 and a driving voltage corresponding to these driving signals (the superimposed signal and the output signal of the bias tee 7). , A continuous light (for example, a coherent light such as a laser light) from the light source 1 is modulated, an input signal is converted into an optical signal, and an output optical signal is provided to the optical branch 9.
[0021]
The MZ type optical modulator 2 is an example of an optical modulator, and may be applied to any other optical modulator having an electric input signal terminal and a bias signal input terminal.
[0022]
The output signal from the bias tee 7 input to the MZ type optical modulator 2 will be described later.
[0023]
The optical branch 9 branches the output optical signal from the MZ type optical modulator 2 into two, and gives one of the two to a photodiode (PD) 10. The other of the two branches is supplied to an external device (not shown) as an output optical signal.
[0024]
The photodiode (PD) 10 is a unit having an optical-electrical conversion function of converting a received output optical signal into an electric signal. The PD 10 supplies the converted electric signal to a band-pass filter (BPF) 11.
[0025]
The band-pass filter (BPF) 11 is a means for extracting a predetermined frequency component (f0). The band-pass filter (BPF) 11 extracts a low-frequency component from the electrical signal obtained by electrically converting the output optical signal by the PD 10 and outputs the low-frequency component. The frequency component is provided to the multiplier 13 via the amplifier 12. Therefore, the BPF 11 does not extract frequency components other than the predetermined frequency.
[0026]
The low frequency component extracted by the BPF 11 corresponds to the frequency component of the low frequency signal oscillated by the low frequency oscillator 4. That is, the BPF 11 extracts the frequency component of the low-frequency signal included in the output optical signal.
[0027]
The multiplier 13 receives a low frequency component included in the electric signal extracted by the BPF 11 via the amplifier 12, receives a low frequency signal (original low frequency signal) from the low frequency oscillator 4, and This is to multiply the low frequency signal.
[0028]
The LPF 14 is means for passing a signal having a frequency equal to or lower than a predetermined frequency.
[0029]
When the output signal obtained by the multiplication by the multiplier 13 is given to the LPF 14, the LPF 14 passes a signal having a frequency equal to or lower than a predetermined frequency. The LPF 14 compares the phases of these two signals, and responds to the phase difference. A DC voltage (DC voltage) is output.
[0030]
Therefore, the direction of the operating point drift of the MZ type optical modulator 2 can be detected based on the DC voltage (DC voltage) output from the LPF 14.
[0031]
The differential amplifier 15 receives the DC voltage from the LPF 14 and calculates an output corresponding to a difference from the comparison voltage 16 based on the DC voltage. By making the comparison voltage 16 variable, it can be used for adjusting the bias control point. Of course, the comparison resistor 16 may be set to a constant voltage.
[0032]
The adder 17 receives the output signal from the differential amplifier 15, receives the low-frequency signal whose gain has been adjusted by the amplifier 18 and the voltage-dividing resistor 19, and biases the added signal obtained by adding the low-frequency signal to the output signal. 7 is given.
[0033]
FIG. 4B is a diagram illustrating a waveform of an addition signal of the adder 17.
[0034]
The adder 17 receives a DC signal (DC signal) corresponding to the difference from the comparison voltage 16 from the differential amplifier 15 and adds a low-frequency signal to the DC signal, so that the addition signal shown in FIG. Shows a waveform having fluctuation of a predetermined cycle (1 / f0) for one polarity.
[0035]
The inverting switch 20 receives the low-frequency signal from the low-frequency oscillator 4, inverts the low-frequency signal, and supplies the inverted signal to the voltage dividing resistor 19.
[0036]
The inversion switch 20 has a function of switching the polarity of the low-frequency signal, and can cope with a case where the logic of the MZ type optical modulator 2 is a positive logic and a case where the logic is a negative logic.
[0037]
In the present embodiment, the inversion switch 20 is provided between the low-frequency oscillator 4 and the voltage dividing resistor 19, but the inversion switch 20 is superimposed on the electric signal 3 input to the MZ optical modulator 2. Since this is a means for finally switching either the polarity of the low-frequency signal and the low-frequency signal superimposed on the bias signal, for example, the inverting switch 20 is connected between the low-frequency oscillator 4 and the amplifier 5. May be provided.
[0038]
The voltage dividing resistor 19 receives a low frequency signal from the inverting switch 20 and divides the electric field (voltage) of the low frequency signal. The voltage dividing resistor 19 supplies the divided low frequency signal to the amplifier 18. This voltage dividing resistor 19 may be variable.
[0039]
The amplifier 18 receives the divided low-frequency signal from the voltage dividing resistor 19 and adjusts the gain. The amplifier 18 supplies the gain-adjusted low-frequency signal to the adder 17.
[0040]
The bias tee 7 has a low-frequency port and a high-frequency port. The low-frequency port is connected to the adder 17, and the high-frequency port is connected to the terminating resistor 8. The bias tee 7 is connected to the MZ type optical modulator 2, receives the addition signal from the adder 17, and supplies the addition signal to the MZ type optical modulator 2. The addition signal functions as a bias point voltage to the MZ optical modulator 2, and the bias tee 7 supplies a bias signal corresponding to the addition signal from the adder 17 to the MZ optical modulator 2. .
[0041]
FIG. 4C is a diagram showing a waveform of a drive signal that the MZ type optical modulator 2 takes in as a drive voltage. In FIG. 1, the MZ optical modulator 2 has a configuration in which the superimposed signal from the capacitor 6 and the added signal from the bias tee 7 are separately captured, respectively. The driving signal to be captured is a signal having a waveform shown in FIG.
[0042]
The waveform of the drive signal shown in FIG. 4C is obtained by adding the superimposed signal from the capacitor 6 of FIG. 4A and the addition signal of the adder 17 of FIG. 4B. . In this drive signal, the fluctuation of one polarity is canceled, and the fluctuation of the logic of the other polarity is doubled in amplitude. It should be noted that, except when the characteristic of superimposing the low-frequency signal by the amplifier 5 is linear, it cannot be completely canceled, but in most cases, it can be canceled to a level that hardly causes a problem.
[0043]
Further, in FIG. 4C, the fluctuation on the 0 level side of the drive signal is canceled, but the fluctuation on the 1 level side may of course be canceled. In this case, it is necessary to reverse the polarity of the output signal of the adder 17 shown in FIG. Here, the amplitude and the polarity of the output signal shown in FIG. 4B can be freely adjusted by the amplifier 18, the voltage dividing resistor 19 and the inverting switch 20.
[0044]
(A-2) Operation of First Embodiment Next, the operation of the first embodiment will be described.
[0045]
The continuous light emitted by the light source 1 enters the MZ type optical modulator 2.
[0046]
The electric signal 3 is amplitude-amplified by the amplifier 5 and superimposed on the low-frequency signal oscillated from the low-frequency oscillator 4, and the superimposed signal is supplied to the MZ optical modulator 2 via the capacitor 6. .
[0047]
The output optical signal output from the MZ type optical modulator 2 is split by an optical splitter 9, applied to a photodiode 10, and subjected to opto-electric conversion by the photodiode 10. The converted electric signal is provided to the BPF 11.
[0048]
In the BPF 11, when the electric signal from the photodiode 10 includes a predetermined frequency component (f0), the frequency component is extracted and given to the multiplier 13. The multiplier 13 also receives a low-frequency signal (original low-frequency signal) from the low-frequency oscillator 4, and compares the phase of the extracted frequency component with the phase of the original low-frequency signal by the multiplier 13 and the LPF 14. Then, a DC voltage corresponding to the phase difference is supplied to the differential amplifier 15.
[0049]
That is, when a predetermined frequency component is extracted by the BPF 11, the operating point drift of the MZ optical modulator 2 is determined based on the DC voltage from the LPF 14 corresponding to the phase difference between the frequency component and the original low-frequency signal. Can be detected.
[0050]
The difference between the DC voltage output from the LPF 14 and the comparison voltage 16 is amplified in the differential amplifier 15, and the output signal of the differential amplifier 15 is provided to the adder 17.
[0051]
Accordingly, the differential amplifier 15 detects the direction of the operating point drift, and adjusts the phase so that the output optical signal does not include the low frequency signal in consideration of the operating point drift direction.
[0052]
The output signal from the differential amplifier 15 is added to the low-frequency signal whose amplitude has been adjusted in the adder 17, and the added signal is supplied to the MZ optical modulator 2 via the bias tee 7.
[0053]
At this time, the drive voltage for driving the MZ type optical modulator 2 is a voltage corresponding to a drive signal obtained by adding the superimposed signal from the input capacitor 6 and the addition signal from the bias tee 7. One of the fluctuations is canceled. As a result of the addition of the driving signals shown in FIG. 4C, fluctuations on the lower limit side (0 level side) of the driving signals are canceled.
[0054]
FIG. 5 shows the relationship between the driving voltage (applied voltage in FIG. 5) based on the driving signal and the light intensity (optical power) of the output optical signal (optical waveform in FIG. 5) in the MZ optical modulator 2. FIG.
[0055]
The applied voltage shown in FIG. 5 is a voltage according to the drive signal shown in FIG. 4C, and the direction in which the fluctuation of the drive voltage is canceled out is the minimum transmission of the waveform of the transmission characteristic of the MZ optical modulator 2. The applied voltage is applied to the MZ type optical modulator 2 in accordance with the point. At this time, the other fluctuation of the drive voltage has a periodicity of a predetermined period 1 / f0.
[0056]
When an applied voltage is applied to the MZ optical modulator 2, an output optical signal is output based on the applied voltage. One of the fluctuations of the applied voltage is canceled and the canceled one is matched to the transmission characteristic of the MZ optical modulator 2, so that the lower limit waveform (0 level) of the output optical signal does not fluctuate. Further, since the position of the middle point between the upper and lower limits of the other fluctuation of the applied voltage matches the maximum transmission point of the transmission characteristic of the MZ optical modulator 2, the upper limit side waveform (one level) of the output optical signal is predetermined. It will have a periodicity of 1/2 f0. That is, since the lower limit waveform (0 level) of the output optical signal is stable, the extinction ratio is improved as compared with the conventional case of FIG.
[0057]
Further, since the fluctuation of the upper limit side waveform of the output optical signal has a period of 1 / 2f0, the frequency f0 component is not extracted even if the output optical signal is given to the BPF 11 after the optical-electrical conversion, so that the multiplication is performed. The low-frequency signal component is not detected by the detector 13 and the LPF 14.
[0058]
FIG. 6 shows the relationship between the drive voltage (applied voltage in FIG. 6) based on the drive signal when the operating point drift occurs in the positive direction and the light intensity (light power) of the output light signal (light waveform in FIG. 6). FIG.
[0059]
As shown in FIG. 6, when the operating point drift occurs in the positive direction, the output optical signal intensity has a periodicity of 1 / f0, and its phase is the same as that of the original low-frequency signal.
[0060]
That is, when the DC voltage corresponding to the phase difference between the low-frequency signals is positive by the multiplier 13 and the LPF 14, it is possible to detect that the operating point is drifting in the positive direction.
[0061]
FIG. 7 shows the relationship between the drive voltage (applied voltage in FIG. 7) based on the drive signal when the operating point drift occurs in the negative direction and the light intensity (light power) of the output light signal (light waveform in FIG. 7). FIG.
[0062]
As shown in FIG. 7, when the operating point drift occurs in the negative direction, the output optical signal intensity has a periodicity of 1 / f0, and its phase is opposite to that of the original low frequency signal.
[0063]
That is, when the DC voltage corresponding to the phase difference between the low-frequency signals is negative by the multiplier 13 and the LPF 14, it is possible to detect that the operating point is drifting in the negative direction.
[0064]
(A-3) Effects of the First Embodiment As described above, according to the present embodiment, the adder 17 adds the low frequency signal to the output signal from the differential amplifier 15 for compensating the bias point. Is generated, and the added signal and the superimposed signal obtained by superimposing the low-frequency signal on the modulated electric signal are added, so that the fluctuation of one waveform of the drive signal can be canceled, and this drive signal is used. One level of the optical waveform of the output optical signal can also be stabilized, so that the extinction ratio can be improved.
[0065]
(B) Second Embodiment Next, a second embodiment of the driving device according to the present invention will be described with reference to the drawings.
[0066]
The second embodiment is applied to the first embodiment, that is, a drive device that cancels fluctuation of one side level of a drive signal input to an MZ optical modulator and stabilizes one level of an output optical signal. is there.
[0067]
(B-1) Configuration and Operation of Second Embodiment FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of an optical modulation device including a drive device according to the second embodiment.
[0068]
As shown in FIG. 8, the optical modulation device includes a light source 1, an MZ type optical modulator 2, an optical branch 9, an optical amplifier 21, and a driving device 200 according to the second embodiment. The device 200 includes an electric signal (modulated electric signal) 3, a low-frequency oscillator 4, an amplifier 5, a capacitor 6, a bias tee 7, a terminating resistor 8, a photodiode (PD) 10, and a band-pass filter ( (BPF) 11, an amplifier 12, a multiplier 13, a low-pass filter (LPF) 14, a differential amplifier 15, a comparison voltage 16, an adder 17, an amplifier 18, and a voltage dividing resistor 19. It is.
[0069]
When the configuration of the second embodiment has the configuration requirements corresponding to those of the first embodiment, the corresponding reference numerals are given, and the description of the functions thereof will be omitted.
[0070]
The second embodiment is characterized in that an optical amplifier 21 is provided downstream of the optical branch 9.
[0071]
The optical amplifier 21 is a means for receiving the output optical signal split by the optical splitter 9, making the output optical signal correspond to a predetermined gain, and compressing the fluctuation of one side level of the output optical signal.
[0072]
This predetermined gain will be described with reference to the relationship diagram of the input / output characteristics of the optical amplifier 21 with respect to the low frequency signal shown in FIG.
[0073]
As shown in FIG. 9, the gain of the optical amplifier 21 with respect to the low-frequency signal has a so-called saturated state in which when the value of the input light exceeds a predetermined value, the value of the output light becomes substantially constant. ing.
[0074]
Therefore, when the output optical signal from the optical branch 9 is input, the optical amplifier 21 can constantly compress the fluctuation of the output optical signal according to the relationship of the saturation state.
[0075]
For example, as shown in FIG. 5, in the first embodiment, the output optical signal output from the MZ type optical modulator 2 can stabilize by canceling the fluctuation at the 0 level, but can stabilize the output optical signal at the 1 level. The amplitude is made twice as large as that of the conventional method without canceling the fluctuation. The optical amplifier 21 can compress this one-level fluctuation and output it.
[0076]
(B-3) Effects of the Second Embodiment As described above, according to the present embodiment, by providing the optical amplifier 21 having the predetermined input / output characteristics, the output optical signal waveform fluctuates according to the input / output characteristics. Can be compressed.
[0077]
Further, according to the present embodiment, when the light intensity of only one side level is stabilized as in the first embodiment, the fluctuation of the opposite side level can be compressed to a constant level. As a result, it is possible to obtain an optical modulation waveform of an output optical signal having small fluctuations at both levels.
[0078]
(C) Other Embodiments In the above-described first and second embodiments, as shown in FIG. 5 (C), the fluctuation of the waveform of the drive signal on the 0 level side is canceled and stabilized. The fluctuation on the one level side may be canceled. Further, since it is sufficient to prevent the deterioration of the extinction ratio, the invention is not limited to canceling the one-sided waveform of the drive signal, and the waveforms on both sides of the drive signal may be adjusted so as to improve the extinction ratio. . Therefore, the adjustment may be performed so that the upper limit waveform and the lower limit waveform of the drive signal are asymmetric in a broad sense.
[0079]
In the first and second embodiments, the drive voltage is supplied via the bias tee 7, but if the waveform of the drive signal modulated at a low frequency can be adjusted, the capacitor 6 and the bias tee 7 are provided. It may not be necessary.
[0080]
In the second embodiment, the fluctuation of the output light is compressed by using the saturation characteristic of the optical amplifier 21. However, the optical amplifier 21 has a time constant that is sufficiently faster than the period (1 / f0) of the low-frequency signal, and The same effect can be obtained by performing the constant output control.
[0081]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a driving device that provides an adjusted drive signal to an optical modulator that optically modulates a light source light based on a drive voltage corresponding to an input drive signal, a low-frequency oscillator that oscillates a low-frequency signal Oscillating means, superimposing means for superimposing a low-frequency signal on the electrical input signal, low-frequency components included in the optical signal output from the optical modulator, and the position of the original low-frequency signal oscillated by the low-frequency oscillating means. Based on the synthesizing means for synthesizing the low-frequency signal with the bias signal according to the phase difference, the superimposed signal superimposed by the superimposing means, and the synthesized signal synthesized by the adding means, And a driving means for applying a driving voltage to the optical modulator to provide an asymmetrical driving voltage, thereby stabilizing the operating point of the optical modulator, reducing the fluctuation of the optical waveform, and reducing the extinction ratio. The light modulator It can be controlled so as to output.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of an optical modulator according to a first embodiment.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional optical modulator.
FIG. 3 is a diagram showing an output optical signal waveform according to a conventional low-frequency superposition method.
FIG. 4 is a diagram illustrating a waveform of an electric signal input to the MZ-type optical modulator according to the first embodiment.
FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a driving voltage based on a driving signal and a light intensity of an output optical signal when an operating point drift does not occur in the MZ optical modulator according to the first embodiment.
FIG. 6 is a diagram illustrating an output optical signal waveform when the operating point drift of the first embodiment occurs in the positive direction.
FIG. 7 is a diagram illustrating an output optical signal waveform when the operating point drift occurs in the negative direction according to the first embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a configuration of an optical modulator according to a second embodiment.
FIG. 9 is a diagram showing a relationship between input and output characteristics of an optical amplifier with respect to a low-frequency signal according to the second embodiment.
[Explanation of symbols]
2 Mach-Zehnder (MZ) optical modulator 3 Electric signal (modulated electric signal)
4 low frequency oscillator, 5 amplifier, 7 bias tee,
10: photodiode, 11: band-pass filter (BPF),
12 amplifier, 13 multiplier, 14 low-pass filter (LPF)
15: differential amplifier, 17: adder, 18: amplifier, 19: voltage dividing resistor,
20: reversing switch, 21: optical amplifier.

Claims

入力した駆動信号に応じた駆動電圧に基づいて光源光を光変調する光変調器に対し、調整した上記駆動信号を与える駆動装置において、
低周波信号を発振する低周波発振手段と、
電気入力信号に上記低周波信号を重畳する重畳手段と、
上記光変調器からの出力光信号に含まれる低周波成分と、上記低周波発振手段により発振された元の低周波信号との位相差に応じたバイアス信号に、上記低周波信号を合成する合成手段と、
上記重畳手段により重畳された重畳信号と、上記加算手段により合成された合成信号とに基づいて、上限の波形と下限の波形とが非対称となる駆動電圧を上記光変調器に与える駆動手段と
を備えることを特徴とする駆動装置。For a light modulator that optically modulates light source light based on a drive voltage according to an input drive signal, a drive device that provides the adjusted drive signal,
Low frequency oscillation means for oscillating a low frequency signal;
Superimposing means for superimposing the low-frequency signal on the electric input signal;
Combining the low-frequency signal with a bias signal corresponding to the phase difference between the low-frequency component included in the output optical signal from the optical modulator and the original low-frequency signal oscillated by the low-frequency oscillator. Means,
A driving unit that supplies a drive voltage to the optical modulator, in which an upper limit waveform and a lower limit waveform are asymmetric based on the superimposed signal superimposed by the superimposing unit and the synthesized signal synthesized by the adding unit. A driving device, comprising:

上記光変調器からの出力光信号の光強度幅を圧縮する光増幅手段を有することを特徴とする請求項１に記載の駆動装置。2. The driving device according to claim 1, further comprising an optical amplifying unit for compressing an optical intensity width of an output optical signal from the optical modulator.