JP2004112414A

JP2004112414A - Audio compressor

Info

Publication number: JP2004112414A
Application number: JP2002272887A
Authority: JP
Inventors: Toshifumi Kunimoto; 国本　利文
Original assignee: Yamaha Corp
Current assignee: Yamaha Corp
Priority date: 2002-09-19
Filing date: 2002-09-19
Publication date: 2004-04-08

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an audio compressor that produces a quality sound and renders the "boldness" of a sound. <P>SOLUTION: According to the gain regulation data (GR) corresponding to the amplitude level of an input audio signal, the amplitude level of the audio signal is regulated (compressed or expanded) by a multiplier (15). Filter regulation data (XF1 and XF2) are produced in response to the gain regulation data (GR). The filter regulation data regulate a filter (13) that regulates the frequency component of the input audio signal. The larger the amplitude level of the input audio signal is, the larger the set amplitude compression quantity is. For example, as the amplitude compression quantity increases larger in this way, the regulation to attenuate the high-pass component of the input audio signal relatively accentuates the low-pass component to render the "boldness" of the sound. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はオーディオコンプレッサに関し、振幅コンプレッシングに関連づけて周波数成分の制御を行なうようにしたことに関する。
【０００２】
【従来の技術】
オーディオコンプレッサは、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルに応じて、該オリジナル振幅レベルが大きければ振幅圧縮（コンプレッション）するように、また、該オリジナル振幅レベルが小さければ振幅増強（エキスパンド）するように、該入力オーディオ信号の振幅レベルを調整することで、入力オーディオ信号の振幅レベルが平準化されるようにするものである。従来のコンプレッサでは、オリジナル振幅レベルに応じてそのような振幅コンプレッシング制御が行なわれるだけであった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
この発明は、質の良いサウンドを作り出すことのできるオーディオコンプレッサを提供しようとするものである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るオーディオコンプレッサは、入力オーディオ信号の振幅レベルに応じたゲイン調整データに従って該入力オーディオ信号の振幅レベルを調整するオーディオコンプレッサにおいて、前記入力オーディオ信号の周波数成分を制御するフィルタ手段と、前記ゲイン調整データに応じて前記フィルタ手段を制御する手段とを具え、ゲイン調整に関連づけて前記入力オーディオ信号の周波数成分を制御することを特徴とする。これにより、振幅コンプレッション（又はエキスパンド）に関連づけて周波数成分の制御を行なうことができる。例えば、振幅コンプレッションに関連づけて高域成分を減衰させ、相対的に低域成分を強調することで、音の太さを演出することができる。従って、質の良いサウンドを作り出すことのできるオーディオコンプレッサを提供することができる。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１はこの発明の一実施例に係るデジタルオーディオコンプレッサの機能的ブロック図である。このデジタルオーディオコンプレッサは、図１に示す各種処理機能を実現するように組まれたマイクロプログラムをＤＳＰ（デジタル信号処理装置）で実行することにより実現される。
【０００６】
まず、入力デジタルオーディオ信号を処理するメインパスについて説明する。入力端子ＩＮＰＵＴから与えられるデジタルの入力オーディオ信号に対して、ハイ・シェルフ１０及びハイ・エンド・シェルフ１１の各フィルタでイコライザ処理が施され、次にハイパスフィルタ１２で所定の超低域（例えば０．４Ｈｚ程度以下の超低域）がカットされる。
メインパスにおいて、ハイパスフィルタ１２から出力されるオーディオ信号は、ローパスフィルタ１３を通る経路と通らない経路の２経路に分配され、両経路の信号がクロスフェード合成部１４でクロスフェード合成される。ローパスフィルタ１３は、例えば１５ｋＨｚ程度以上の高域をカットするよう所定のカットオフ周波数が固定的に設定される。クロスフェード合成部１４は、ローパスフィルタ１３を通らない経路の信号に第１のクロスフェード係数ＸＦ１を乗算する乗算器１４ａと、ローパスフィルタ１３を通した経路の信号に第２のクロスフェード係数ＸＦ２を乗算する乗算器１４ｂと、両乗算器１４ａ，１４ｂの出力を加算する加算器１４ｃと含む。第１及び第２のクロスフェード係数ＸＦ１，ＸＦ２の値を相関させて制御することにより、ローパスフィルタ１３を通した信号と通さない信号との合成比率を可変制御し、もって、オーディオ信号に対するローパスフィルタ１３のかかり具合を可変制御する。
【０００７】
クロスフェード合成部１４からの出力信号は、振幅コンプレッション（又はエキスパンド）用の乗算器１５に入力される。乗算器１５の乗算係数として、追って説明するようにゲイン調整データＧＲが入力され、該ゲイン調整データＧＲに応じて入力オーディオ信号の振幅レベルが制御され、これにより本デジタルコンプレッサの主たる役目である振幅コンプレッションが行なわれる。乗算器１５の出力信号に対してサチレーション回路１６でサチレーション処理を施した後、出力端子ＯＵＴＰＵＴへ出力する。サチレーション回路１６は、従前のアナログコンプレッサで得られる独特の音の歪み感を、デジタルコンプレッサにおいてシミュレートするために設けられている。例えば、サチレーション回路１６においては、予め用意されている複数の非線形的飽和関数のうち任意の非線形的飽和関数を選択可能とし、入力オーディオ信号の波形を該選択された非線形的飽和関数特性で歪ませる。これにより、従前のアナログコンプレッサで得られるような独特の音の歪み感をデジタルコンプレッサでも出すことができ、質の良いサウンドを作り出すことができる。
【０００８】
次に、入力デジタルオーディオ信号の振幅レベル検出に基づきゲイン調整データＧＲを生成するサイドチェーンについて説明する。メインパスのハイパスフィルタ１２から出力されたオーディオ信号が、サイドチェーンに分岐され、乗算器２０で適宜の係数を掛けた後、ハイパスフィルタ２１に入力される。ハイパスフィルタ２１では所定の超低域又は低域成分をカットする。次に、全波整流部２２で入力デジタルオーディオ信号をデジタル的に全波整流する。例えば、負の振幅値を正の振幅値に符号変換すればよい。全波整流された信号は、２段にカスケード接続された振幅検出部２３，２４に入力され、振幅レベル検出すなわちエンベロープ検出が行なわれる。振幅検出部２３，２４は、振幅エンベロープのアタック（立上り）とレリース（立下り）に関して、異なる応答特性で振幅レベル検出を行なうように、アタック用時定数とレリース用時定数とを調整可能に別々に有する時定数回路からなっている。
【０００９】
図２は、振幅検出部２３，２４の一例を示す機能的ブロック図である。前段の振幅検出部２３について説明すると、検出した振幅レベルデータを一時保存するために出力側に遅延回路（Ｄ）３１が設けられ、この遅延回路３１の出力データが入力側の加算器３２のマイナス入力に与えられる。加算器３２のプラス入力には、全波整流された入力オーディオ信号のデジタルデータが全波整流部２２から与えられる。従って、加算器３２では、入力オーディオ信号の現在の振幅レベルデータと遅延回路３１に保存された振幅レベル検出データとの差を求める。入力オーディオ信号の振幅レベルが漸次増加するとき、つまり振幅エンベロープのアタック（立上り）では、加算器３２の出力は正の値を取り、レベル増加変化量を示す。入力オーディオ信号の振幅レベルが漸次減少するとき、つまり振幅エンベロープのレリース（立下り）では、加算器３２の出力は負の値を取り、レベル減少変化量を示す。正ゲート（Ｐ）３３は、加算器３２の出力データが正の値のとき、これを通過し、アタック用時定数に相当する係数ＡＴを乗算するための乗算器３４に入力する。乗算器３４の出力データは正の値であり、これが加算器３７に与えられる。該加算器３７の出力が、振幅レベル検出データとして出力されると共に、遅延回路３１に一時保存される。遅延回路３１の出力は加算器３７に入力される。一方、負ゲート（Ｎ）３５は、加算器３２の出力データが負の値のとき、これを通過し、レリース用時定数に相当する係数ＲＴを乗算するための乗算器３６に入力する。乗算器３６の出力は負の値であり、これが加算器３７に与えられる。なお、係数ＲＴは正の値で与えられるとする。係数ＲＴは負の値で与えてもよく、その場合は、負ゲート（Ｎ）３５は、負の値を正の値に変換（整流）して出力すればよい。
【００１０】
従って、振幅エンベロープのアタック（立上り）では、加算器３２の出力は振幅レベル増加変化量に相当する正の値を取ることにより、該振幅レベル増加変化量に乗算器３４でアタック用時定数に相当する係数ＡＴが掛けられ、加算器３７で前回の振幅レベル検出データに加算される。こうして、振幅エンベロープのアタック（立上り）においては、アタック用時定数に従う応答特性で、振幅レベルが検出される。
一方、振幅エンベロープのレリース（立下り）では、加算器３２の出力は振幅レベル減少値に相当する負の値を取ることにより、該振幅レベル減少変化量に乗算器３６でレリース用時定数に相当する係数ＲＴが掛けられ、加算器３７で前回の振幅レベル検出データから減算される。こうして、振幅エンベロープのレリース（立下り）においては、レリース用時定数に従う応答特性で、振幅レベルが検出される。
後段の振幅検出部２４も、前段の振幅検出部２３と同様の構成からなる。
【００１１】
図１に戻り、後段の振幅検出部２４から出力される振幅レベル検出データは、ゲインコンバータ２５に入力される。ゲインコンバータ２５は、所定のコンプレッション特性関数に従って振幅レベル検出データをゲイン調整データＧＲに変換するもので、関数発生器又はテーブル等で構成される公知のものであってよい。複数のコンプレッション特性関数が用意されており、コンプレッション・レシオ選択データに応じて、１つのコンプレッション特性関数が選択され、該選択されたコンプレッション特性関数に従って振幅レベル検出データがゲイン調整データＧＲに変換される。公知のように、コンプレッション特性関数は、一般的には、入力オーディオ信号の振幅レベルが大きいほど振幅減衰量を大きくする（振幅ゲインを小さくする）ように、逆に言えば、入力オーディオ信号の振幅レベルが小さいほど振幅ゲインを大きくするように、ゲイン調整データＧＲを発生する。例えば、ゲイン調整データＧＲは最大値１と最小値０の範囲の小数値からなるものとされ（つまりゲイン・リダクション量を示す）、入力オーディオ信号の振幅レベルが大きいほどその値が小さくされ、入力オーディオ信号の振幅レベルが小さいほどその値が大きくされる。また、概ね、コンプレッション・レシオ選択データにより、コンプレッション特性関数の傾きが選択される。ゲインコンバータ２５で発生されたゲイン調整データＧＲは、振幅コンプレッション用の乗算器１５に入力され、該ゲイン調整データＧＲに応じて入力オーディオ信号の振幅レベルが制御され、振幅コンプレッションが行なわれる。
【００１２】
更に、ゲインコンバータ２５で発生されたゲイン調整データＧＲはフィルタ制御用コンバータ２６に入力され、該ゲイン調整データＧＲに応じたフィルタ制御データが該フィルタ制御用コンバータ２６から発生される。一例として、このフィルタ制御用コンバータ２６は、入力したゲイン調整データＧＲの平方根√（ＧＲ）　を、該ゲイン調整データＧＲに応じたフィルタ制御データとして出力する演算器またはテーブルからなる。このフィルタ制御用コンバータ２６から出力されるフィルタ制御データは、前述の第１のクロスフェード係数ＸＦ１として、クロスフェード合成部１４の乗算器１４ａに入力される。また、このフィルタ制御データ（ＸＦ１）は引算器２７に入力され、「１−ＸＦ１＝ＸＦ２」の演算が行なわれ、該ＸＦ１の「１」の補数として、前述の第２のクロスフェード係数ＸＦ２が求められる。この第２のクロスフェード係数ＸＦ２は、クロスフェード合成部１４の乗算器１４ｂに入力される。
【００１３】
なお、この実施例では、ゲイン調整データＧＲは最大値１と最小値０の範囲の小数値からなるものとしており、したがって、フィルタ制御用コンバータ２６から出力されるフィルタ制御データ（第１のクロスフェード係数ＸＦ１）も最大値１と最小値０の範囲の小数値からなるものであり、第１のクロスフェード係数ＸＦ１と第２のクロスフェード係数ＸＦ２の合計値が１になるように、つまり、「ＸＦ１＋ＸＦ２＝１」となるように該第２のクロスフェード係数ＸＦ２が算出される。前述の通り、クロスフェード合成部１４では、ローパスフィルタ１３を通らない経路の信号に対して乗算器１４ａで第１のクロスフェード係数ＸＦ１を乗算し、ローパスフィルタ１３を通した経路の信号に対して乗算器１４ｂで第２のクロスフェード係数ＸＦ２を乗算し、両者を加算器１４ｃで加算して出力する。
【００１４】
よって、ゲイン調整データＧＲの値が大きいほど、つまり、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルが小さいほど、ＸＦ１の値が大きくなり、ローパスフィルタ１３を通らない経路の信号がより大きな比率で含まれる信号がクロスフェード合成部１４から出力される。つまり、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルが小さいほど、ローパスフィルタ１３による高域成分（例えば１５ｋＨｚ以上）の減衰割合が少なくされる。
一方、ゲイン調整データＧＲの値が小さいほど、つまり、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルが大きいほど、ＸＦ２の値が大きくなり、ローパスフィルタ１３を通した経路の信号がより大きな比率で含まれる信号がクロスフェード合成部１４から出力される。つまり、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルが大きいほど、ローパスフィルタ１３による高域成分（例えば１５ｋＨｚ以上）の減衰割合が多くされる。入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルが大きいほど、高域成分（例えば１５ｋＨｚ以上）のレベルが目立って延びているため、そのままでは、ゲイン・リダクションつまり振幅コンブレッションだけでは、高域成分の目立った印象を解消できない。そこで、この実施例に示すように、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルが大きいほど、ローパスフィルタ１３による高域成分（例えば１５ｋＨｚ以上）の減衰割合が多くなるようにする、つまり、高域成分（例えば１５ｋＨｚ以上）を明瞭にカットすることにより、低域成分を強調することができ、もって、音の太さを演出することができる。
【００１５】
なお、上記実施例では、フィルタ制御用コンバータ２６によるゲイン調整データＧＲの変換特性を、該ゲイン調整データＧＲの平方根に相当するものとしたが、これに限らず、適切なフィルタ制御を行なうことができるものであれば、どのような変換特性でもよい。例えば、コンバータ２６に対して任意の指数データｄを選択的に入力し、該指数データｄに応じてＧＲのｄ乗の演算を行うようにしてよい。その場合、ｄ＝１／２のときがＧＲの平方根を演算することになる。なお、この実施例のようにゲイン調整データＧＲの平方根に相当する特性で変換したものをフィルタ制御データ（ＸＦ１，ＸＦ２）として使用すると、その非線形性により、入力オーディオ信号のオリジナル振幅レベルの比較的小さい部分で細かなフィルタ制御が行なわれ、比較的良い特性が得られることが確認された。しかし、これに限らず、例えば、他の指数（又は対数）特性でゲイン調整データＧＲを変換するようにしてもよいし、あるいは、ゲイン調整データＧＲに対してリニアな特性でフィルタ制御データ（第１のクロスフェード係数ＸＦ１）を発生してもよい。
また、上記実施例では、フィルタ制御の仕方として、クロスフェード合成部１４を用いてローパスフィルタ１３を通した経路の信号と通さない経路の信号とをクロスフェード合成しているが、これに限らず、どのようなフィルタ制御法を採用してもよい。例えば、ゲイン調整データＧＲの値に応じてフィルタ係数を可変制御するようにしてもよい。また、ゲイン調整データＧＲに応じて入力オーディオ信号の周波数成分を制御するためのフィルタ手段としては、上記実施例のようなローパスフィルタ１３に限らず、その他のタイプのものであってもよい。
さらに、入力オーディオ信号の振幅レベルを検出するための振幅検出部は、本例では図２に示すような２段構成の振幅検出部２３，２４で構成しているが、これに限らず、３段以上の多段構成としてもよい。
【００１６】
上記実施例では、この発明に係るデジタルオーディオコンプレッサを、ＤＳＰ（デジタル信号処理装置）と該デジタルオーディオコンプレッサの機能を該ＤＳＰにて実現するマイクロプログラムとの組合せによって実行するようにしている。従って、この発明に関連するローパスフィルタ１３やクロスフェード合成部１４、あるいはフィルタ制御用コンバータ２６等の各手段は、ＤＳＰプログラムからなっている。しかし、これに限らず、この発明に係るデジタルオーディオコンプレッサを、専用の個別ハードウエア回路で構成してもよい。その場合は、この発明に関連するローパスフィルタ１３やクロスフェード合成部１４、あるいはフィルタ制御用コンバータ２６等の各手段は、それぞれの機能を実現する個別ハードウエア回路からなる。さらには、この発明に係るデジタルオーディオコンプレッサを、ＣＰＵで実行されるソフトウェアプログラムで構成してもよい。
さらに、この発明はアナログオーディオコンプレッサにも適用可能である。
【００１７】
【発明の効果】
以上の通りこの発明によれば、振幅コンプレッション（又はエキスパンド）に関連づけて周波数成分の制御を行なうことができ、質の良いサウンドを作り出すことのできるオーディオコンプレッサを提供することができる。例えば、振幅コンプレッションに関連づけて高域成分を減衰させ、相対的に低域成分を強調することで、音の太さを演出することができ、オーディオコンプレッサの制御性能を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一実施例に係るデジタルオーディオコンプレッサの一例を示す機能的ブロック図。
【図２】図１における振幅検出部の一例を示す機能的ブロック図。
【符号の説明】
１３　ローパスフィルタ
１４　クロスフェード合成部
１５　乗算器
２３，２４　振幅検出部
２５　ゲインコンバータ
２６　フィルタ制御用コンバータ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an audio compressor, and more particularly, to controlling a frequency component in association with amplitude compression.
[0002]
[Prior art]
According to the original amplitude level of the input audio signal, the audio compressor performs an amplitude compression (compression) if the original amplitude level is large, and an amplitude expansion (expansion) if the original amplitude level is small. By adjusting the amplitude level of the input audio signal, the amplitude level of the input audio signal is leveled. In a conventional compressor, only such amplitude compression control is performed according to the original amplitude level.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide an audio compressor capable of producing high-quality sound.
[0004]
[Means for Solving the Problems]
An audio compressor according to the present invention is an audio compressor that adjusts an amplitude level of an input audio signal according to gain adjustment data corresponding to an amplitude level of an input audio signal, wherein the filter means controls a frequency component of the input audio signal; Means for controlling the filter means in accordance with gain adjustment data, wherein the frequency component of the input audio signal is controlled in association with gain adjustment. Thereby, it is possible to control the frequency component in relation to the amplitude compression (or expansion). For example, by attenuating high-frequency components in association with amplitude compression and emphasizing relatively low-frequency components, it is possible to produce a sound thickness. Therefore, it is possible to provide an audio compressor that can produce high-quality sound.
[0005]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
FIG. 1 is a functional block diagram of a digital audio compressor according to one embodiment of the present invention. This digital audio compressor is realized by executing a microprogram configured to realize various processing functions shown in FIG. 1 by a DSP (digital signal processing device).
[0006]
First, a main path for processing an input digital audio signal will be described. The digital input audio signal supplied from the input terminal INPUT is subjected to equalizer processing by the filters of the high shelf 10 and the high end shelf 11, and then by the high-pass filter 12 to a predetermined ultra-low band (for example, 0 (Ultra low frequency of about 4 Hz or less) is cut.
In the main path, the audio signal output from the high-pass filter 12 is divided into two paths, a path that passes through the low-pass filter 13 and a path that does not pass. The signals on both paths are cross-fade synthesized by the cross-fade synthesis unit 14. The low-pass filter 13 has a fixed cut-off frequency fixed so as to cut, for example, a high band of about 15 kHz or more. The crossfade synthesizing unit 14 multiplies the signal on the path not passing through the low-pass filter 13 by the first crossfade coefficient XF1 and the second crossfade coefficient XF2 on the signal on the path passed through the low-pass filter 13. It includes a multiplier 14b for multiplying and an adder 14c for adding the outputs of both multipliers 14a and 14b. By correlating and controlling the values of the first and second cross-fade coefficients XF1 and XF2, the synthesis ratio of the signal that has passed through the low-pass filter 13 and the signal that has not passed can be variably controlled. 13 is variably controlled.
[0007]
An output signal from the crossfade synthesizing unit 14 is input to a multiplier 15 for amplitude compression (or expansion). As described later, gain adjustment data GR is input as a multiplication coefficient of the multiplier 15, and the amplitude level of the input audio signal is controlled in accordance with the gain adjustment data GR. Compression is performed. The output signal of the multiplier 15 is subjected to saturation processing by the saturation circuit 16 and then output to the output terminal OUTPUT. The saturation circuit 16 is provided in order to simulate, in the digital compressor, the unique feeling of distortion of sound obtained by the conventional analog compressor. For example, in the saturation circuit 16, an arbitrary nonlinear saturation function can be selected from a plurality of nonlinear saturation functions prepared in advance, and the waveform of the input audio signal is distorted by the selected nonlinear saturation function characteristic. . This makes it possible to produce a unique sound distortion feeling that can be obtained with a conventional analog compressor, even with a digital compressor, and to produce high-quality sound.
[0008]
Next, a side chain for generating the gain adjustment data GR based on the detection of the amplitude level of the input digital audio signal will be described. The audio signal output from the main-pass high-pass filter 12 is branched to a side chain, multiplied by an appropriate coefficient by a multiplier 20, and then input to a high-pass filter 21. The high-pass filter 21 cuts a predetermined ultra-low or low-frequency component. Next, the input digital audio signal is digitally full-wave rectified by the full-wave rectifier 22. For example, a negative amplitude value may be sign-converted into a positive amplitude value. The signal subjected to full-wave rectification is input to amplitude detectors 23 and 24 cascaded in two stages, and amplitude level detection, that is, envelope detection is performed. The amplitude detectors 23 and 24 adjustably separate the attack time constant and the release time constant so that the amplitude level is detected with different response characteristics for the attack (rise) and release (fall) of the amplitude envelope. In the time constant circuit.
[0009]
FIG. 2 is a functional block diagram showing an example of the amplitude detectors 23 and 24. The amplitude detector 23 in the preceding stage will be described. A delay circuit (D) 31 is provided on the output side to temporarily store the detected amplitude level data, and the output data of the delay circuit 31 is subtracted from the input of the adder 32 on the input side. Given to the input. Digital data of a full-wave rectified input audio signal is supplied from the full-wave rectifier 22 to a plus input of the adder 32. Accordingly, the adder 32 obtains a difference between the current amplitude level data of the input audio signal and the amplitude level detection data stored in the delay circuit 31. When the amplitude level of the input audio signal gradually increases, that is, during the attack (rising) of the amplitude envelope, the output of the adder 32 takes a positive value, indicating the level increase change amount. When the amplitude level of the input audio signal gradually decreases, that is, when the amplitude envelope is released (falls), the output of the adder 32 takes a negative value, indicating a level decrease change amount. When the output data of the adder 32 has a positive value, the positive gate (P) 33 passes the data and inputs the data to a multiplier 34 for multiplying by a coefficient AT corresponding to an attack time constant. The output data of the multiplier 34 is a positive value, which is provided to the adder 37. The output of the adder 37 is output as amplitude level detection data and is temporarily stored in the delay circuit 31. The output of the delay circuit 31 is input to the adder 37. On the other hand, when the output data of the adder 32 has a negative value, the negative gate (N) 35 passes the output data and inputs the data to a multiplier 36 for multiplying by a coefficient RT corresponding to a time constant for release. The output of the multiplier 36 is a negative value, which is provided to the adder 37. It is assumed that the coefficient RT is given as a positive value. The coefficient RT may be given as a negative value. In that case, the negative gate (N) 35 may convert (rectify) the negative value to a positive value and output the converted value.
[0010]
Accordingly, in the attack (rising) of the amplitude envelope, the output of the adder 32 takes a positive value corresponding to the amplitude level increase change amount, and the multiplier 34 adds the amplitude level increase change amount to the attack time constant. Then, the adder 37 multiplies the amplitude AT by the coefficient AT. Thus, in the attack (rising) of the amplitude envelope, the amplitude level is detected with the response characteristic according to the attack time constant.
On the other hand, in the release (falling) of the amplitude envelope, the output of the adder 32 takes a negative value corresponding to the amplitude level decrease value, so that the amplitude level decrease change corresponds to the release time constant in the multiplier 36. Then, the adder 37 subtracts the value from the previous amplitude level detection data. Thus, at the time of the release (fall) of the amplitude envelope, the amplitude level is detected with the response characteristic according to the time constant for release.
The succeeding-stage amplitude detector 24 has the same configuration as the preceding-stage amplitude detector 23.
[0011]
Returning to FIG. 1, the amplitude level detection data output from the amplitude detector 24 at the subsequent stage is input to the gain converter 25. The gain converter 25 converts the amplitude level detection data into the gain adjustment data GR according to a predetermined compression characteristic function, and may be a well-known one including a function generator or a table. A plurality of compression characteristic functions are prepared, one compression characteristic function is selected according to the compression ratio selection data, and the amplitude level detection data is converted into gain adjustment data GR according to the selected compression characteristic function. . As is well known, the compression characteristic function is generally such that the larger the amplitude level of the input audio signal is, the larger the amplitude attenuation amount (the smaller the amplitude gain) is, in other words, the amplitude of the input audio signal. The gain adjustment data GR is generated so that the amplitude gain increases as the level decreases. For example, the gain adjustment data GR is composed of decimal values in a range between a maximum value 1 and a minimum value 0 (that is, indicates the amount of gain reduction), and the larger the amplitude level of the input audio signal is, the smaller the value is. The value increases as the amplitude level of the audio signal decreases. In general, the slope of the compression characteristic function is selected based on the compression ratio selection data. The gain adjustment data GR generated by the gain converter 25 is input to the multiplier 15 for amplitude compression, and the amplitude level of the input audio signal is controlled according to the gain adjustment data GR to perform amplitude compression.
[0012]
Further, the gain adjustment data GR generated by the gain converter 25 is input to the filter control converter 26, and the filter control data corresponding to the gain adjustment data GR is generated from the filter control converter 26. As an example, the filter control converter 26 includes an arithmetic unit or a table that outputs the square root √ (GR) of the input gain adjustment data GR as filter control data corresponding to the gain adjustment data GR. The filter control data output from the filter control converter 26 is input to the multiplier 14a of the crossfade synthesizing unit 14 as the above-described first crossfade coefficient XF1. Further, the filter control data (XF1) is input to the subtracter 27, where an operation of “1-XF1 = XF2” is performed, and the above-mentioned second cross-fade coefficient XF2 is calculated as a complement of “1” of XF1. Is required. The second crossfade coefficient XF2 is input to the multiplier 14b of the crossfade synthesis unit 14.
[0013]
In this embodiment, the gain adjustment data GR is composed of decimal values in the range between the maximum value 1 and the minimum value 0. Therefore, the filter control data (first crossfade) output from the filter control converter 26 is used. The coefficient XF1) is also composed of decimal values in the range of the maximum value 1 and the minimum value 0, and the sum of the first crossfade coefficient XF1 and the second crossfade coefficient XF2 becomes 1, that is, “ The second crossfade coefficient XF2 is calculated so that "XF1 + XF2 = 1". As described above, the cross-fade synthesizing unit 14 multiplies the signal on the path not passing through the low-pass filter 13 by the first cross-fade coefficient XF1 by the multiplier 14a, and The second crossfade coefficient XF2 is multiplied by the multiplier 14b, and both are added by the adder 14c and output.
[0014]
Therefore, as the value of the gain adjustment data GR is larger, that is, as the original amplitude level of the input audio signal is smaller, the value of XF1 is larger, and a signal including a signal in a path that does not pass through the low-pass filter 13 at a larger ratio is included. It is output from the crossfade synthesizing unit 14. That is, as the original amplitude level of the input audio signal is smaller, the attenuation ratio of the high-frequency component (for example, 15 kHz or more) by the low-pass filter 13 is reduced.
On the other hand, the smaller the value of the gain adjustment data GR, that is, the larger the original amplitude level of the input audio signal, the larger the value of XF2, and the larger the ratio of the signal including the signal of the path passing through the low-pass filter 13 is. It is output from the crossfade synthesizing unit 14. That is, as the original amplitude level of the input audio signal increases, the attenuation ratio of the high-frequency component (for example, 15 kHz or more) by the low-pass filter 13 increases. The higher the original amplitude level of the input audio signal, the more prominently the level of the high-frequency component (for example, 15 kHz or more) extends. Therefore, the gain reduction, that is, the amplitude convergence alone gives a prominent impression of the high-frequency component. It cannot be resolved. Therefore, as shown in this embodiment, as the original amplitude level of the input audio signal increases, the attenuation ratio of the high-frequency component (for example, 15 kHz or more) by the low-pass filter 13 is increased, that is, the high-frequency component (for example, (15 kHz or more) is clearly cut, thereby emphasizing low-frequency components, thereby producing a sound thickness.
[0015]
In the above embodiment, the conversion characteristic of the gain adjustment data GR by the filter control converter 26 corresponds to the square root of the gain adjustment data GR. However, the present invention is not limited to this. Any conversion characteristic may be used as long as it can be performed. For example, arbitrary exponent data d may be selectively input to the converter 26, and the calculation of the power of GR raised to the power d may be performed according to the exponent data d. In this case, when d = 1/2, the square root of GR is calculated. When the data converted with the characteristic corresponding to the square root of the gain adjustment data GR as in this embodiment is used as the filter control data (XF1, XF2), the non-linearity causes the relative difference of the original amplitude level of the input audio signal to be relatively small. It was confirmed that fine filter control was performed in a small portion, and relatively good characteristics were obtained. However, the present invention is not limited to this. For example, the gain adjustment data GR may be converted with another exponential (or logarithmic) characteristic, or the filter control data (the second value) may be converted with a linear characteristic with respect to the gain adjustment data GR. One crossfade coefficient XF1) may be generated.
Further, in the above-described embodiment, as a method of filter control, the signal of the path passing through the low-pass filter 13 and the signal of the path not passing are cross-fade synthesized using the cross-fade synthesizing unit 14. However, the present invention is not limited to this. Any filter control method may be adopted. For example, the filter coefficient may be variably controlled according to the value of the gain adjustment data GR. Further, the filter means for controlling the frequency component of the input audio signal in accordance with the gain adjustment data GR is not limited to the low-pass filter 13 as in the above embodiment, but may be another type.
Further, in this example, the amplitude detector for detecting the amplitude level of the input audio signal is composed of two-stage amplitude detectors 23 and 24 as shown in FIG. 2, but is not limited to this. A multi-stage configuration of more than stages may be used.
[0016]
In the above embodiment, the digital audio compressor according to the present invention is executed by a combination of a DSP (digital signal processing device) and a microprogram that realizes the function of the digital audio compressor by the DSP. Therefore, each unit such as the low-pass filter 13, the cross-fade synthesizing unit 14, and the filter control converter 26 related to the present invention is composed of a DSP program. However, the present invention is not limited to this, and the digital audio compressor according to the present invention may be configured by a dedicated individual hardware circuit. In this case, each unit such as the low-pass filter 13, the cross-fade synthesizing unit 14, or the filter control converter 26 related to the present invention is composed of an individual hardware circuit for realizing each function. Further, the digital audio compressor according to the present invention may be constituted by a software program executed by a CPU.
Further, the present invention is applicable to an analog audio compressor.
[0017]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide an audio compressor capable of controlling a frequency component in association with amplitude compression (or expansion) and producing a high-quality sound. For example, by attenuating high-frequency components in relation to amplitude compression and emphasizing relatively low-frequency components, it is possible to produce a sound thickness and improve the control performance of the audio compressor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram showing an example of a digital audio compressor according to one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a functional block diagram showing an example of an amplitude detector in FIG.
[Explanation of symbols]
13 Low-pass filter 14 Cross-fade synthesizer 15 Multipliers 23, 24 Amplitude detector 25 Gain converter 26 Filter control converter

Claims

入力オーディオ信号の振幅レベルに応じたゲイン調整データに従って該入力オーディオ信号の振幅レベルを調整するオーディオコンプレッサにおいて、
前記入力オーディオ信号の周波数成分を制御するフィルタ手段と、
前記ゲイン調整データに応じて前記フィルタ手段を制御する手段と
を具え、ゲイン調整に関連づけて前記入力オーディオ信号の周波数成分を制御することを特徴とするオーディオコンプレッサ。An audio compressor for adjusting the amplitude level of the input audio signal according to gain adjustment data corresponding to the amplitude level of the input audio signal,
Filter means for controlling a frequency component of the input audio signal;
Means for controlling the filter means in accordance with the gain adjustment data, wherein the frequency component of the input audio signal is controlled in association with the gain adjustment.