JP2004104176A - Frequency synthesis circuit and communication apparatus - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To realize reduction in the size and weight of a frequency synthesis circuit for synthesizing two frequencies and a communication apparatus by suppressing unwanted waves. <P>SOLUTION: A buffer 15 buffers the output signal of a UHF oscillator 11 and inputs the buffered signal into an HPF 16 and an LPF 17. An amplifier 18 buffers the output signal from the HPF 16. An amplifier 19 buffers the output signal from the LPF 17. A transmission offset oscillator 12 generates an offset signal. A mixer circuit 20 mixes the offset signal with each of and the outputs signals from the amplifiers 18, 19. A gain of a path from the buffer 15 to the amplifier 18 through the HPF 16 is suppressed in a frequency range equal to or more than a frequency in which the gains of the HPF 16 and 17 become mutually equal. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は周波数合成回路および通信装置に関し、特に、通信装置において二つの周波数を合成するための周波数合成回路および当該周波数合成回路を備えた通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電波を利用した無線通信では、送信周波数と受信周波数が割り当てられており、送信周波数は、発振器（ＶＣＯ）の周波数を用いて周波数を合成して出力している。
【０００３】
アナログ方式、ディジタル方式など種々のシステムが存在し、各々のシステムに対してＵＨＦ帯を中心に周波数バンドが割り当てられている。これらの周波数バンドは、送信周波数と受信周波数がそれぞれ異なり、さらに、その周波数間隔は、システムにより定められている。また、各送信もしくは受信バンドは、それぞれの通信装置で使用する周波数バンドで分割され、同時に複数の通信装置が使用できるようになっている。
【０００４】
従来の通信装置では、一定周波数範囲の受信バンドの受信信号を受信ミキサ回路にてＵＨＦ帯等の高周波信号と掛け合わせることで、受信中間周波ＩＦ信号に変換している（例えば、特許文献１参照。）。
【０００５】
ＩＦ信号に変換された信号は通常、受信発振器からの信号でべースバンド信号に変換され、音声信号に変換されることになる。一方、送信系においては、送信オフセット発振器からの信号と高周波発振器からの信号をミキサ回路にて掛け合わせて送信用高周波信号を生成する。
【０００６】
受信信号の受信バンドの周波数範囲ｒｘｆと送信信号の送信バンドの周波数範囲ｔｘｆはシステムにより決定される。例えばＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅｌｌａｒｐｈｏｎｅ）システムと呼ばれる標準デジタル携帯電話システムの場合には、ｔｘｆは９４０〜９５８ＭＨｚであり、ｒｘｆは８１０〜８２８ＭＨｚである。
【０００７】
ここで、本明細書において、周波数を表わす参照符号にｉを含ませて中間周波信号の周波数を表わすものとすると、ｒｘｉｆには１３０．０５ＭＨｚが使用され、高周波発振器の発信周波数には６７９．９５〜６９７．９５ＭＨｚのＵＨＦ周波数が使用される。送信時にこのＵＨＦ周波数と送信中間周波信号ｔｘｉｆである２６０．０５ＭＨｚの周波数を掛け合わせることで、送信用高周波信号が生成される。ｔｘｉｆは送信オフセット発振器の発振周波数５２０．１０ＭＨｚをｎ分周（ｎ＝２）して生成される。送信オフセット発振器には、ＬＣを用いた共振器を用いている。
【０００８】
このｔｘｆを生成する場合に、発振周波数５２０．１０ＭＨｚをｎ分周（ｎ＝２）した後に、２つの位相シフト回路のいずれかを経てそれぞれ９０度位相が異なる信号を生成する。次に、送信オフセット発振器により２６０．０５ＭＨｚのＮ倍波（Ｎは２以上の整数）を発振させ、２分周または４分周することで９０度位相が異なる２６０．０５ＭＨｚのｔｘｉｆを生成する。このそれぞれ９０度位相が異なる信号をそれぞれ掛け合せることで、ｕｈｆ＋２６０．０５ＭＨｚもしくはｕｈｆ−２６０．０５ＭＨｚの周波数を生成する。
【０００９】
９０度位相が異なるＵＨＦ信号をｕｈｆ（ｉ），ｕｈｆ（ｑ）とし、９０度位相が異なる送信中間周波信号をｔｘｉｆ（ｉ），ｔｘｉｆ（ｑ）とすると、ｔｘｆは下記の式（５）で表わすことができる。ここでは、互いに９０度位相が異なる信号は、位相シフト回路で９０度から位相ずれがなく、また、振幅も同一となっている場合を示す。（１）〜（４）式の第一項が基本波、第二項以降が高調波である。
ｕｈｆ（ｉ）＝α×ｃｏｓ（ｗ１×ｔ）＋α２×ｃｏｓ（２×ｗ１×ｔ）＋…　　（１）
ｕｈｆ（ｑ）＝α×ｓｉｎ（ｗ１×ｔ）＋α２×ｓｉｎ（２×ｗ１×ｔ）＋…　　（２）
ｔｘｉｆ（ｉ）＝β×ｃｏｓ（ｗ２×ｔ）＋β２×ｃｏｓ（２×ｗ２×ｔ）＋…　　（３）
ｔｘｉｆ（ｑ）＝β×ｓｉｎ（ｗ２×ｔ）＋β２×ｓｉｎ（２×ｗ２×ｔ）＋…　　（４）
ｕｈｆ（ｉ）×ｔｘｉｆ（ｉ）−ｕｈｆ（ｑ）×ｔｘｉｆ（ｑ）
＝α×β×（ｃｏｓ（ｗ１×ｔ）ｃｏｓ（ｗ２×ｔ）−ｓｉｎ（ｗ１×ｔ）ｓｉｎ（ｗ２×ｔ））＋…
＝α×β×ｃｏｓ（（ｗ１＋ｗ２）×ｔ）＋…　　　　　　　　　　（５）
（５）式において第一項は基本波であり、第二項以降が高調波を掛け合わせた結果であり、ｎ×ｕｈｆ＋ｍ×ｔｘｉｆで表せる周波数となる。
【００１０】
【特許文献１】
特開平１０−１０７６７６号公報（第８頁左欄段落［００７６］、図４）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、位相シフト回路はローパスフィルタとハイパスフィルタを用いて形成されるため、ＵＨＦ帯の高調波や、周波数合成回路内部のオフセットや線形性に依存する高調波が発生してハイパスフィルタを経由した場合、図６に示すように、使用する周波数ｆｃよりも高い周波数までゲインを持つことで、増幅された高調波がミキサ回路内に入力されることになる。図６において、６１はローパスフィルタの帯域通過特性、６２はハイローパスフィルタの帯域通過特性を示している。
【００１２】
発生したこれらの不要な高調波がハイパスフィルタを通過した場合に、これらの不要高調波は使用する周波数ｆｃよりも増幅されることになる。不要高調波をｆａとすると、図７に示すように、周波数ｆｃの信号と不要高調波ｆａ＝ｎ×ｕｈｆの振幅差Ｖｄｉｆｆは、ハイパスフィルタ通過時には高周波数の方のゲインが大きいことからＶｄｉｆｆが小さくなり、不要高調波が使用する周波数ｆｃの信号に比べて増加してしまうことになる。
【００１３】
このミキサ回路に入力された信号ｆａはｔｘｉｆの高調波と混成され、ｎ，ｍを整数とすると、ｎ×ｕｈｆ＋ｍ×ｔｘｉｆにより決まる周波数が不要波として生成されることになる。特に、ｎとｍの組み合わせによって送信オフセット発振器の周波数に近い周波数の不要波が生成された場合には、送信オフセット発振器の共振周波数に近い周波数が回り込むことで不要波の周波数でも共振が生じ、この結果、不要波が増幅されて生成されてしまうことになる。
【００１４】
例えば、ｕｈｆ＝６９３．４７５ＭＨｚ，ｔｘｉｆ＝２６０．０５のとき、ｎ＝６，ｍ＝１８の組み合わせならば、６×６９３．４７５ＭＨｚ−１８×２６０．０５ＭＨｚ＝５２０．０５ＭＨｚとなり、送信オフセット発振器の周波数５２０．１０ＭＨｚに近い不要波が生成される。
【００１５】
そこで、この周波数の回り込みを防ぐために、送信オフセット発振器をシールドケースで囲んだり、ミキサ回路から離した位置に配置する等の回り込み防止対策を実施する必要があった。しかし、これら離した配置やシールドケースを設けた場合には、通信装置が大型化し、軽量化が困難であるという課題があった。
【００１６】
そこで本発明の目的は、送信バンドと受信バンドの周波数間隔が互いに異なる通信方式の通信装置に使用する周波数合成回路において、不要波生成の抑圧と装置の小型軽量化を両立可能な周波数合成回路および当該周波数合成回路を備えた通信装置を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明の一態様では、第１の発振器の出力信号をバッファリングしてハイパスフィルタおよびローパスフィルタに入力する第１のバッファ手段と、前記ハイパスフィルタからの出力信号をバッファリングする第２のバッファ手段と、前記ローパスフィルタからの出力信号をバッファリングする第３のバッファ手段と、発振オフセット信号を生成する第２の発振器と、該発振オフセット信号と前記第２および第３のバッファ手段からの各出力信号を混合するミキサ手段とを備えた周波数合成回路であって、前記ハイパスフィルタのゲインと前記ローパスフィルタのゲインが同一値になる周波数以上の周波数領域において、前記第１のバッファ手段から前記ハイパスフィルタを経て前記第２のバッファ手段へ至る経路のゲインを抑圧する手段を備えた形態の周波数合成回路を実施した。
【００１８】
また、本発明の他の態様では、上記形態とされた周波数合成回路と、該周波数合成回路が備える第１の発振器の出力信号と受信信号を掛け合せて受信中間周波信号を生成する第１の混合手段と、受信発振器手段からの発振信号と前記受信中間周波信号を掛け合せてベースバンドを生成する第２の混合手段とを備えた形態のる通信装置を実施した。
【００１９】
上記形態とされた本発明に係る周波数合成回路および通信装置によれば、第１のバッファ手段に入った高調波成分も、回路内部で生成された高調波成分も高調波帯域におけるゲインが小さくなるために不要波の生成が抑圧され、ｕｈｆ×ｎ＋ｔｘｉｆ×ｍにおけるｕｈｆ×ｎを小さくすることで、不要波発生が抑圧される作用がある。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る実施の形態を詳細に説明する。
本発明に係る周波数合成回路の一実施形態は、送信部と受信部を備える通信装置の送信部に用いることができる（図２参照）。本実施形態における周波数合成回路１００は、図１に示すように、ＵＨＦ周波数を生成するＵＨＦ発振器（ＶＣＯ）１１，ＵＨＦ発振器１１の発振出力を入力とするバッファ１５、バッファ１５の出力信号から互いに位相が９０度異なる信号を生成するローパスフィルタ１７とハイパスフィルタ１６、両フィルタによりフィルタリングされたそれぞれの信号を増幅する増幅器１８，１９を備え、さらに、送信オフセット発振器１２，送信オフセット発振器１２からの発振信号を入力とするバッファ１３、バッファ出力を分周して互いに位相が９０度異なる２つの信号を生成する２分周器１４、および、２分周器１４からの信号と増幅器１８，１９からのの信号を合成するミキサ回路２０を備えて構成されている。
【００２１】
図１に示した周波数合成回路を試用することで、例えば図２に概略的な構成を示すような送信部（周波数合成回路）１００と受信部２００を持った形態の本発明に係る通信装置を実施することができる。
【００２２】
図２の受信部２００において、アンテナ（図示せず）から受信した受信信号ｒｘｆを帯域フィルタ，ローノイズ増幅器，および帯域フィルタ（各々図示せず）を通して受信ミキサ回路２１に入力し、ここでＵＨＦ発振器１１（図１参照）からのＵＨＦ信号と掛け合わせることで、受信中間周波数ｒｘｉｆに変換している。
【００２３】
受信中間周波数ｒｘｉｆに変換された信号は、帯域フィルタ（図示せず）を通して受信ミキサ回路２３において受信発振器２４からの発振信号と掛け合わせることによってベースバンド信号に変換され、ベースバンド音声信号に変換される。
【００２４】
図１に戻って説明すると、ハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７には、図３に示すように抵抗Ｒ１，Ｒ２とキャパシタＣ１，Ｃ２を組み合わせた構成を用いることができる。ＵＨＦ信号は使用する周波数が比較的低いために、分周器によってＵＨＦ信号を分周して９０度位相の異なる信号を生成するよりも、ハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７を組み合わせた図３の構成を採用したほうが回路の消費電流を少なくできる利点がある。
【００２５】
ハイパスフィルタ１６とローパスフィルタ１７に後段の増幅器１８，１９までを組み合わせたゲインについての周波数特性は図６に示す通りになる。ここで、ローパスフィルタ１６とハイパスフィルタ１７のゲインが同一になる周波数ｆｃが通過周波数となるように抵抗Ｒ１，Ｒ２，キャパシタＣ１，Ｃ２の値を調整する。この周波数ｆｃにおいて、信号振幅は、増幅器１８，１９を通過した時に同程度となる。増幅器１８，１９は、ミキサ回路２０に入力する場合に、ある一定以上の大きな振幅まで増幅するとともにバッファ機能を持たせるためのもので、増幅器１８，１９からの両信号に振幅差が生じた場合にも、振幅に影響しないようにミキサ回路２０に入力される。
【００２６】
この９０度位相の異なる２つの信号を掛け合わせることで、増幅器１８，１９からの信号をｕｈｆ（ｉ）、ｕｈｆ（ｑ）とし、２分周器１４からの９０度位相の異なる信号をｔｘｉｆ（ｉ），ｔｘｉｆ（ｑ）とすると、ｔｘｆは下記の式（５）で表わすことができる。（１）〜（４）式の第一項は基本波、第二項以降が高調波を表わす。
ｕｈｆ（ｉ）＝α×ｃｏｓ（ｗ１×ｔ）＋α２×ｃｏｓ（２×ｗ１×ｔ）＋…　　（１）
ｕｈｆ（ｑ）＝α×ｓｉｎ（ｗ１×ｔ）＋α２×ｓｉｎ（２×ｗ１×ｔ）＋…　　（２）
ｔｘｉｆ（ｉ）＝β×ｃｏｓ（ｗ２×ｔ）＋β２×ｃｏｓ（２×ｗ２×ｔ）＋…　　（３）
ｔｘｉｆ（ｑ）＝β×ｓｉｎ（ｗ２×ｔ）＋β２×ｓｉｎ（２×ｗ２×ｔ）＋…　　（４）
ｕｈｆ（ｉ）×ｔｘｉｆ（ｉ）−ｕｈｆ（ｑ）×ｔｘｉｆ（ｑ）
＝α×β×（ｃｏｓ（ｗ１×ｔ）ｃｏｓ（ｗ２×ｔ）−ｓｉｎ（ｗ１×ｔ）ｓｉｎ（ｗ２×ｔ））＋…
＝α×β×ｃｏｓ（（ｗ１＋ｗ２）×ｔ）＋…　　　　　　　　　　（５）
（５）式において第一項は基本波であり、第二項以降が高調波を掛け合わせた結果であり、ｎ×ｕｈｆ＋ｍ×ｔｘｉｆで表せる周波数となる。
【００２７】
上記高調波を抑圧する回路の構成例を図４に示す。図４では、差動増幅器をトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２および負荷抵抗ＲＬ１，ＲＬ２で構成し、両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のコレクタから出力を取り出している。両トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のベース抵抗Ｒ３，Ｒ４は、この増幅器の周波数特性を劣化させるために挿入されている。
【００２８】
このように周波数特性を劣化されることで高調波抑圧作用を持たせた増幅器は、バッファ１５に用いてもよいし、増幅器１８と１９の両方に用いることもできる。
【００２９】
出力Ｖｏｕｔと入力Ｖｉｎの比は、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の等価ベース抵抗ｒｂｂ’とｇｍ，トランジスタ内部のエミッタおよびコレクタ寄生容量Ｃｊｅ，Ｃｊｃから、下式で表わすことができる。
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝−ｇｍ×ＲＬ／（１＋ｊω×ｒｂｂ’×（Ｃｊｅ＋（１＋ｇｍ×ＲＬ）×Ｃｊｃ））
【００３０】
上式から明らかなように、高周波におけるゲインは、次式で表わされる等価ベース抵抗ｒｂｂ’が大きくなることにより、高周波になるほど周波数特性が劣化することになる。
ｒｂｂ’＝ｒｂｂ＋Ｒ１（またはＲ２）
（ただし、ｒｂｂはトランジスタの内部ベース抵抗である）
【００３１】
また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の挿入により、これら抵抗の寄生容量と抵抗値により等価的にローパスフィルタが形成されることとなり、このバッファ回路とハイパスフィルタ１６の組み合わせによりバンドパスフィルタと同様の帯域通過特性を持つことになるため、ＵＨＦ周波数のｎ倍波を抑圧することが可能となる。
【００３２】
このハイパスフィルタ１６を経由したゲインは図５中で参照符号５２を付してその帯域通過特性を示したように、従来と比べて（図６参照）抑圧することができるので、使用する周波数ｆｃの信号に比べて高調波が増加することがない。このため、バッファ１５からハイパスフィルタ１６を経て増幅器１８へ至る経路の近くに送信オフセット発振器１２を配置しても回り込みが発生することがない。したがって、装置の小型化が可能であり、さらに、シールドケースを設ける必要がないことから装置の軽量化を図ることができる。
【００３３】
本実施形態では、送信オフセット発振器１２は２倍の周波数で発振させ、２分周器１４によって２分周して使用すると同時に、９０度位相が異なる信号を生成している。なお、分周比は４分周でもよい。または、ＵＨＦ信号の場合と同様に、ローパスフィルタとハイパスフィルタを組み合わせることで、９０度位相が異なる２つの信号を生成する構成とすることもできる。
【００３４】
【発明の効果】
以上述べたように本発明に係る周波数合成回路および通信装置によれば、不要波の生成が抑圧され、ｕｈｆ×ｎ＋ｔｘｉｆ×ｍにおけるｕｈｆ×ｎが小さくなることで、不用波を抑圧可能なことから、シールド等を実施しなくとも送信オフセット発振器を集積化でき、本発明に係る周波数合成回路を用いて小型軽量の通信装置を実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る周波数合成回路の一実施形態の回路図である。
【図２】本発明に係る通信装置の一実施形態の概略的な回路図である。
【図３】本発明に係る周波数合成回路の一実施形態におけるハイパスフィルタおよびローパスフィルタの構成例を示す回路図である。
【図４】本発明に係る周波数合成回路の一実施形態において高調波を抑圧するための増幅回路の構成例を示す回路図である。
【図５】本発明に係る周波数合成回路の一実施形態における高調波抑圧作用を示す特性図である。
【図６】従来技術の課題を説明するための動作特性図である。
【図７】従来技術の課題を説明するための動作特性図である。
【符号の説明】
１１　ＵＨＦ発振器（ＶＣＯ）
１２　送信オフセット発振器
１３，１５　バッファ
１４　２分周器
１６　ハイパスフィルタ
１７　ローパスフィルタ
１８，１９　増幅器
２０　ミキサ回路
Ｃｊｃ　コレクタ寄生容量
Ｃｊｅ　エミッタ寄生容量
Ｒ３，Ｒ４　ベース抵抗
ＲＬ１，ＲＬ２　負荷抵抗
Ｔｒ１，Ｔｒ２　トランジスタ
Ｖｄｉｆｆ　振幅差
Ｖｉｎ　入力
Ｖｏｕｔ　出力
ｆａ　不要な高調波
ｆｃ　使用する周波数
ｒｘｆ　受信バンド周波数
ｒｘｉｆ　受信中間周波数
ｔｘｆ　送信バンド周波数[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency synthesis circuit and a communication device, and more particularly to a frequency synthesis circuit for synthesizing two frequencies in a communication device and a communication device including the frequency synthesis circuit.
[0002]
[Prior art]
In wireless communication using radio waves, a transmission frequency and a reception frequency are assigned, and the transmission frequency is output by synthesizing frequencies using the frequency of an oscillator (VCO).
[0003]
There are various systems such as an analog system and a digital system, and each system is assigned a frequency band centering on a UHF band. These frequency bands have different transmission frequencies and reception frequencies, and the frequency intervals are determined by the system. Each transmission or reception band is divided by a frequency band used by each communication device, so that a plurality of communication devices can be used at the same time.
[0004]
In a conventional communication apparatus, a reception signal in a reception band in a certain frequency range is converted into a reception intermediate frequency IF signal by multiplying the reception signal by a reception mixer circuit with a high-frequency signal in a UHF band or the like (for example, see Patent Document 1). .).
[0005]
The signal converted into an IF signal is usually converted into a baseband signal by a signal from a receiving oscillator, and then converted into an audio signal. On the other hand, in the transmission system, a signal from the transmission offset oscillator and a signal from the high-frequency oscillator are multiplied by a mixer circuit to generate a high-frequency signal for transmission.
[0006]
The frequency range rxf of the reception band of the reception signal and the frequency range txf of the transmission band of the transmission signal are determined by the system. For example, in the case of a standard digital cellular phone system called a PDC (Personal Digital Cellarphone) system, txf is 940-958 MHz, and rxf is 810-828 MHz.
[0007]
Here, in this specification, assuming that the reference numeral representing the frequency includes i to represent the frequency of the intermediate frequency signal, 130.05 MHz is used for rxif, and the transmission frequency of the high frequency oscillator is 679.95. A UHF frequency of ~ 697.95 MHz is used. By multiplying the UHF frequency by a frequency of 260.05 MHz, which is the transmission intermediate frequency signal txif, at the time of transmission, a transmission high-frequency signal is generated. txif is generated by dividing the oscillation frequency 520.10 MHz of the transmission offset oscillator by n (n = 2). A resonator using LC is used for the transmission offset oscillator.
[0008]
When generating the txf, after dividing the oscillation frequency 520.10 MHz by n (n = 2), a signal having a phase difference of 90 degrees is generated through one of the two phase shift circuits. Next, a 260.05 MHz N-times harmonic (N is an integer of 2 or more) is oscillated by the transmission offset oscillator, and a 260.05 MHz txif having a phase difference of 90 degrees is generated by dividing the frequency by two or four. By multiplying the signals having different phases by 90 degrees, a frequency of uhf + 260.05 MHz or uhf-260.05 MHz is generated.
[0009]
Assuming that UHF signals whose phases differ by 90 degrees are uhf (i) and uhf (q), and transmission intermediate frequency signals whose phases differ by 90 degrees are txif (i) and txif (q), txf is given by the following equation (5). Can be represented. Here, a case is shown in which signals having phases different from each other by 90 degrees have no phase shift from 90 degrees in the phase shift circuit and have the same amplitude. The first term of the equations (1) to (4) is a fundamental wave, and the second and subsequent terms are harmonics.
uhf (i) = α × cos (w1 × t) + α2 × cos (2 × w1 × t) + (1)
uhf (q) = α × sin (w1 × t) + α2 × sin (2 × w1 × t) +... (2)
txif (i) = β × cos (w2 × t) + β2 × cos (2 × w2 × t) +... (3)
txif (q) = β × sin (w2 × t) + β2 × sin (2 × w2 × t) +... (4)
uhf (i) × txif (i) −uhf (q) × txif (q)
= Α × β × (cos (w1 × t) cos (w2 × t) −sin (w1 × t) sin (w2 × t)) + ...
= Α × β × cos ((w1 + w2) × t) + (5)
In the equation (5), the first term is a fundamental wave, and the second and subsequent terms are the result of multiplication by harmonics, and have a frequency represented by n × uhf + m × txif.
[0010]
[Patent Document 1]
JP-A-10-107676 (page 8, left column, paragraph [0076], FIG. 4)
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
Here, since the phase shift circuit is formed using a low-pass filter and a high-pass filter, harmonics in the UHF band and harmonics dependent on the offset and linearity inside the frequency synthesis circuit are generated and passed through the high-pass filter. In this case, as shown in FIG. 6, by having a gain up to a frequency higher than the frequency fc to be used, the amplified harmonic is input into the mixer circuit. In FIG. 6, reference numeral 61 denotes a band-pass characteristic of a low-pass filter, and 62 denotes a band-pass characteristic of a high-low pass filter.
[0012]
When these generated unnecessary harmonics pass through the high-pass filter, these unnecessary harmonics are amplified more than the frequency fc to be used. Assuming that the unnecessary harmonic is fa, as shown in FIG. 7, the amplitude difference Vdiff between the signal of the frequency fc and the unnecessary harmonic fa = n × uhf is Vdiff because the gain of the higher frequency is larger when passing through the high-pass filter. Therefore, the unnecessary harmonics increase as compared with the signal of the used frequency fc.
[0013]
The signal fa input to the mixer circuit is mixed with a harmonic of txif. If n and m are integers, a frequency determined by n × uhf + m × txif is generated as an unnecessary wave. In particular, when an unnecessary wave having a frequency close to the frequency of the transmission offset oscillator is generated by a combination of n and m, resonance occurs at the frequency of the unnecessary wave because a frequency close to the resonance frequency of the transmission offset oscillator goes around. As a result, unnecessary waves are amplified and generated.
[0014]
For example, when uhf = 693.475 MHz and txif = 260.05, if the combination of n = 6 and m = 18, then 6 × 693.475 MHz−18 × 260.05 MHz = 520.05 MHz, and the frequency of the transmission offset oscillator An unnecessary wave near 520.10 MHz is generated.
[0015]
Therefore, in order to prevent the sneaking of the frequency, it is necessary to take measures to prevent the sneaking, such as surrounding the transmission offset oscillator with a shield case or disposing the transmission offset oscillator at a position away from the mixer circuit. However, when these separated arrangements and shield cases are provided, there is a problem that the communication device becomes large and it is difficult to reduce the weight.
[0016]
Accordingly, an object of the present invention is to provide a frequency synthesizer used for a communication device of a communication system in which the frequency intervals of a transmission band and a reception band are different from each other, and a frequency synthesis circuit capable of suppressing unnecessary wave generation and reducing the size and weight of the device. An object of the present invention is to provide a communication device including the frequency synthesis circuit.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to one embodiment of the present invention, first buffer means for buffering an output signal of a first oscillator and inputting the output signal to a high-pass filter and a low-pass filter, and an output signal from the high-pass filter A second buffer means for buffering; a third buffer means for buffering an output signal from the low-pass filter; a second oscillator for generating an oscillation offset signal; A mixer means for mixing each output signal from the buffer means of the third and third buffer means, wherein in the frequency region equal to or higher than the frequency where the gain of the high-pass filter and the gain of the low-pass filter become the same value, Path from the first buffer means to the second buffer means via the high-pass filter The frequency synthesis circuit of the embodiment having means for suppressing gain was performed.
[0018]
According to another aspect of the present invention, there is provided a frequency synthesizer configured as described above, and a first mixer configured to multiply an output signal of a first oscillator included in the frequency synthesizer and a received signal to generate a received intermediate frequency signal. And a second mixing means for generating a baseband by multiplying the oscillation signal from the reception oscillator means and the reception intermediate frequency signal.
[0019]
According to the frequency synthesizing circuit and the communication device according to the present invention having the above-described configuration, the gain in the harmonic band is reduced for both the harmonic component entering the first buffer means and the harmonic component generated inside the circuit. Therefore, generation of unnecessary waves is suppressed, and by reducing uhf × n in uhf × n + txif × m, there is an effect of suppressing generation of unnecessary waves.
[0020]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail.
One embodiment of the frequency synthesis circuit according to the present invention can be used for a transmission unit of a communication device including a transmission unit and a reception unit (see FIG. 2). As shown in FIG. 1, the frequency synthesizing circuit 100 according to the present embodiment includes a UHF oscillator (VCO) 11 for generating a UHF frequency, a buffer 15 having an oscillation output of the UHF oscillator 11 as an input, and an output signal from the buffer 15. Comprises a low-pass filter 17 and a high-pass filter 16 for generating signals that differ by 90 degrees, amplifiers 18 and 19 for amplifying the respective signals filtered by the two filters, and further includes a transmission offset oscillator 12, and an oscillation signal from the transmission offset oscillator 12. 13, a frequency divider 14 which divides the buffer output to generate two signals having phases different from each other by 90 degrees, and a signal from the frequency divider 2 and a signal from the amplifiers 18 and 19. It is provided with a mixer circuit 20 for synthesizing signals.
[0021]
By using the frequency synthesizing circuit shown in FIG. 1, for example, a communication apparatus according to the present invention having a transmitting unit (frequency synthesizing circuit) 100 and a receiving unit 200 as schematically shown in FIG. Can be implemented.
[0022]
2, a reception signal rxf received from an antenna (not shown) is input to a reception mixer circuit 21 through a band filter, a low noise amplifier, and a band filter (each not shown). By multiplying with the UHF signal from FIG. 1 (see FIG. 1), it is converted into the reception intermediate frequency rxif.
[0023]
The signal converted to the reception intermediate frequency rxif is converted to a baseband signal by being multiplied by an oscillation signal from a reception oscillator 24 in a reception mixer circuit 23 through a bandpass filter (not shown), and converted to a baseband audio signal. You.
[0024]
Referring back to FIG. 1, the high-pass filter 16 and the low-pass filter 17 may have a configuration in which resistors R1 and R2 and capacitors C1 and C2 are combined as shown in FIG. Since the UHF signal uses a relatively low frequency, the configuration of FIG. 3 in which the high-pass filter 16 and the low-pass filter 17 are combined rather than dividing the UHF signal by a frequency divider to generate a signal having a phase difference of 90 degrees. Adopting the method has an advantage that the current consumption of the circuit can be reduced.
[0025]
The frequency characteristics of the gain obtained by combining the high-pass filter 16 and the low-pass filter 17 with the subsequent amplifiers 18 and 19 are as shown in FIG. Here, the values of the resistors R1 and R2 and the capacitors C1 and C2 are adjusted such that the frequency fc at which the gains of the low-pass filter 16 and the high-pass filter 17 become the same becomes the passing frequency. At this frequency fc, the signal amplitude is almost the same when passing through the amplifiers 18 and 19. The amplifiers 18 and 19 are for amplifying to a certain amplitude or more and having a buffer function when inputting to the mixer circuit 20, and for providing an amplitude difference between the two signals from the amplifiers 18 and 19. Is input to the mixer circuit 20 so as not to affect the amplitude.
[0026]
The signals from the amplifiers 18 and 19 are changed to uhf (i) and uhf (q) by multiplying the two signals having different phases by 90 degrees from each other, and the signals having different phases by 90 degrees from the 2 frequency divider 14 are txif ( i) and txif (q), txf can be represented by the following equation (5). The first term of the equations (1) to (4) represents a fundamental wave, and the second and subsequent terms represent harmonics.
uhf (i) = α × cos (w1 × t) + α2 × cos (2 × w1 × t) + (1)
uhf (q) = α × sin (w1 × t) + α2 × sin (2 × w1 × t) +... (2)
txif (i) = β × cos (w2 × t) + β2 × cos (2 × w2 × t) +... (3)
txif (q) = β × sin (w2 × t) + β2 × sin (2 × w2 × t) +... (4)
uhf (i) × txif (i) −uhf (q) × txif (q)
= Α × β × (cos (w1 × t) cos (w2 × t) −sin (w1 × t) sin (w2 × t)) + ...
= Α × β × cos ((w1 + w2) × t) + (5)
In the equation (5), the first term is a fundamental wave, and the second and subsequent terms are the result of multiplication by harmonics, and have a frequency represented by n × uhf + m × txif.
[0027]
FIG. 4 shows a configuration example of a circuit for suppressing the above harmonics. In FIG. 4, the differential amplifier is composed of transistors Tr1 and Tr2 and load resistors RL1 and RL2, and outputs are taken out from the collectors of both transistors Tr1 and Tr2. The base resistors R3 and R4 of both transistors Tr1 and Tr2 are inserted to deteriorate the frequency characteristics of the amplifier.
[0028]
An amplifier having a harmonic suppression effect by deteriorating the frequency characteristic may be used for the buffer 15 or for both the amplifiers 18 and 19.
[0029]
The ratio between the output Vout and the input Vin can be expressed by the following equation based on the equivalent base resistances rbb ′ and gm of the transistors Tr1 and Tr2, and the emitter and collector parasitic capacitances Cje and Cjc inside the transistors.
Vout / Vin = −gm × RL / (1 + jω × rbb ′ × (Cje + (1 + gm × RL) × Cjc))
[0030]
As is apparent from the above equation, the gain at high frequencies is such that the higher the higher the equivalent base resistance rbb 'expressed by the following equation, the more the frequency characteristics deteriorate.
rbb '= rbb + R1 (or R2)
(However, rbb is the internal base resistance of the transistor)
[0031]
Also, by inserting the resistors R3 and R4, a low-pass filter is equivalently formed by the parasitic capacitance and the resistance value of these resistors, and the combination of this buffer circuit and the high-pass filter 16 causes the same band-pass characteristics as the band-pass filter. Therefore, it is possible to suppress the n-th harmonic of the UHF frequency.
[0032]
The gain passed through the high-pass filter 16 can be suppressed as compared with the conventional one (see FIG. 6) as shown by the reference numeral 52 in FIG. The harmonics do not increase as compared with the signal of FIG. Therefore, even if the transmission offset oscillator 12 is arranged near the path from the buffer 15 to the amplifier 18 via the high-pass filter 16, no sneaking occurs. Therefore, the size of the device can be reduced, and the weight of the device can be reduced since there is no need to provide a shield case.
[0033]
In the present embodiment, the transmission offset oscillator 12 oscillates at twice the frequency, uses the frequency divided by two by the two-frequency divider 14, and generates a signal having a phase difference of 90 degrees. Note that the frequency division ratio may be four. Alternatively, as in the case of the UHF signal, a combination of a low-pass filter and a high-pass filter may be used to generate two signals having a phase difference of 90 degrees.
[0034]
【The invention's effect】
As described above, according to the frequency synthesizing circuit and the communication device of the present invention, generation of unnecessary waves is suppressed, and uhf × n in uhf × n + txif × m is reduced, so that unnecessary waves can be suppressed. In addition, the transmission offset oscillator can be integrated without using a shield or the like, and a small and lightweight communication device can be realized using the frequency synthesis circuit according to the present invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of a frequency synthesis circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a schematic circuit diagram of an embodiment of a communication device according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a high-pass filter and a low-pass filter in one embodiment of the frequency synthesis circuit according to the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of an amplifier circuit for suppressing harmonics in one embodiment of the frequency synthesis circuit according to the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram showing a harmonic suppression operation in one embodiment of the frequency synthesis circuit according to the present invention.
FIG. 6 is an operation characteristic diagram for explaining a problem of the related art.
FIG. 7 is an operation characteristic diagram for explaining a problem of the related art.
[Explanation of symbols]
11 UHF oscillator (VCO)
12 Transmission offset oscillator 13, 15 Buffer 14 Divider 2 16 High pass filter 17 Low pass filter 18, 19 Amplifier 20 Mixer circuit Cjc Collector parasitic capacitance Cje Emitter parasitic capacitance R3, R4 Base resistance RL1, RL2 Load resistance Tr1, Tr2 Transistor Vdiff Amplitude Difference Vin Input Vout Output fa Unwanted harmonic fc Frequency used rxf Reception band frequency rxif Reception intermediate frequency txf Transmission band frequency

Claims (6)

第１の発振器の出力信号をバッファリングしてハイパスフィルタおよびローパスフィルタに入力する第１のバッファ手段と、
前記ハイパスフィルタからの出力信号をバッファリングする第２のバッファ手段と、
前記ローパスフィルタからの出力信号をバッファリングする第３のバッファ手段と、
発振オフセット信号を生成する第２の発振器と、
該発振オフセット信号と前記第２および第３のバッファ手段からの各出力信号を混合するミキサ手段とを備えた周波数合成回路であって、
前記ハイパスフィルタのゲインと前記ローパスフィルタのゲインが同一値になる周波数以上の周波数領域において、前記第１のバッファ手段から前記ハイパスフィルタを経て前記第２のバッファ手段へ至る経路のゲインを抑圧する手段を備えたことを特徴とする周波数合成回路。First buffer means for buffering an output signal of the first oscillator and inputting the output signal to a high-pass filter and a low-pass filter;
Second buffer means for buffering an output signal from the high-pass filter;
Third buffer means for buffering an output signal from the low-pass filter;
A second oscillator for generating an oscillation offset signal;
A frequency synthesizing circuit comprising: a mixer means for mixing the oscillation offset signal and each output signal from the second and third buffer means;
Means for suppressing the gain of a path from the first buffer means to the second buffer means via the high-pass filter in a frequency range above a frequency at which the gain of the high-pass filter and the gain of the low-pass filter become the same value. A frequency synthesis circuit comprising: 前記第１の発振器は第１の抵抗を介して前記第１のバッファ手段に接続されることを特徴とする請求項１に記載の周波数合成回路。2. The frequency synthesizer according to claim 1, wherein said first oscillator is connected to said first buffer means via a first resistor. 前記第１のバッファ手段の入力端子は、バイポーラトランジスタのべースであることを特徴とする請求項２に記載の周波数合成回路。3. The frequency synthesizing circuit according to claim 2, wherein an input terminal of said first buffer means is a base of a bipolar transistor. 前記ハイパスフィルタは第２の抵抗を介して前記第２のバッファ手段に接続され、前記ローパスフィルタは第３の抵抗を介して前記第３のバッファ手段に接続されることを特徴とする請求項１に記載の周波数合成回路。The high-pass filter is connected to the second buffer means via a second resistor, and the low-pass filter is connected to the third buffer means via a third resistor. The frequency synthesis circuit according to 1. 前記第２および第３のバッファ手段の入力端子は、バイポーラトランジスタのべースであることを特徴とする請求項４に記載の周波数合成回路。5. The frequency synthesizing circuit according to claim 4, wherein the input terminals of said second and third buffer means are bases of bipolar transistors. 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の周波数合成回路と、
該周波数合成回路が備える第１の発振器の出力信号と受信信号を掛け合せて受信中間周波信号を生成する第１の混合手段と、
受信発振器手段からの発振信号と前記受信中間周波信号を掛け合せてベースバンドを生成する第２の混合手段と
を備えたことを特徴とする通信装置。A frequency synthesis circuit according to any one of claims 1 to 5,
First mixing means for multiplying an output signal of a first oscillator included in the frequency synthesis circuit and a reception signal to generate a reception intermediate frequency signal;
A communication device comprising: a second mixing unit that generates a baseband by multiplying an oscillation signal from a reception oscillator unit and the reception intermediate frequency signal.

Images