JP2004087339A

JP2004087339A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2004087339A
Application number: JP2002247821A
Authority: JP
Inventors: Toshiaki Nakamura; 中村　俊朗
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2002-08-27
Filing date: 2002-08-27
Publication date: 2004-03-18

Abstract

【課題】定常点灯時の効率等の特性を良好に保ち、且つＤＣ／ＤＣ変換回路を電流連続モードで動作させる場合にスイッチング周波数の安定化を図った簡易な構成の放電灯点灯装置を提供する。
【解決手段】スイッチング素子２２がオンすると、トランス２１の１次巻線２１ａに１次電流Ｉ１が流れ始め、ノコギリ波発振器７１１が発生するノコギリ波電圧がＰＷＭ指令値Ｓｏｐに達すると、スイッチング素子２２がオフし、トランス２１の２次巻線２１ｂに２次電流Ｉ２が流れる。そして、２次電流Ｉ２は徐々に低下していき、２次電流Ｉ２がゼロになると、リセット用コンパレータ７１３の出力はＨレベルとなり、ＡＮＤ素子７１５の出力はＨレベルとなり、ノコギリ波発振器７１１にはリセット信号Ｓｒが入力されて、スイッチング素子２２を強制的に再オンさせている。
【選択図】　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源から放電灯を定常点灯させるために必要な電力を出力させる電力変換回路を備える放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２２は、直流電源装置やバッテリー等の直流電源１を電源として、放電灯５を点灯させる従来の放電灯点灯装置の構成例であり、直流電源１と、直流電源１を入力として放電灯５を点灯させるために必要な出力電圧に変換して、出力電流を安定化させるＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を数百Ｈｚ〜数ｋＨｚの低周波の矩形波に変換する低周波インバータ回路３と、放電灯５が点灯する前に起動させるための高電圧を発生する始動回路４と、始動回路４を介して低周波インバータ回路３から低周波矩形波の点灯電力を供給される放電灯５と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧及び出力電流を検出した出力電圧信号Ｖｏｕｔ及び出力電流信号Ｉｏｕｔに応じてＰＷＭ指令値Ｓｏｐを出力する出力制御回路６’と、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐに応じて、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の動作を制御するＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを出力するＰＷＭ信号発生器７’とから構成される。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、直流電源１に並列接続したトランス２１の１次巻線２１ａとスイッチング素子２２との直列回路と、トランス２１の２次巻線２１ｂの一端に接続した半波整流用のダイオード２３と、ダイオード２３を介して２次巻線２１ｂの出力端間に接続したコンデンサ２４とを備え、スイッチング素子２２がオン・オフすることによって所望の電圧をコンデンサ２４の両端間に発生させて、放電灯５を安定に点灯させるための出力調整を行っている。
【０００４】
インバータ回路３は、ＦＥＴＱ１，Ｑ２及びＦＥＴＱ３，Ｑ４の各直列回路を並列接続して、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４をオン・オフさせるドライブ回路３１を備えており、ＦＥＴＱ１，Ｑ４と、ＦＥＴＱ２，Ｑ３とを交互にオン・オフ駆動することで、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を矩形波交番電力に変換して、放電灯５に供給する。
【０００５】
出力制御回路６’は、電力指令値発生回路６０１と、電流指令値演算部６０２と、誤差増幅器６０３と、アンプ６０４，６０５とを備えており、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電流を検出した出力電流信号Ｉｏｕｔ及び出力電圧を検出した出力電圧信号Ｖｏｕｔをアンプ６０４，６０５で各々増幅した後、アンプ６０４が出力する電流検出値は誤差増幅器６０３に入力され、アンプ６０５が出力する電圧検出値は電流指令値演算部６０２に入力される。電流指令値演算部６０２は、電力指令値発生回路６０１から出力された放電灯５に供給すべき電力指令値と電圧検出値とから放電灯５に供給すべき出力電流指令値を演算する。誤差増幅器６０３では、出力電流指令値と電流検出値との差を比例積分処理したＰＷＭ指令値Ｓｏｐを出力する。
【０００６】
ＰＷＭ信号発生回路７’は、ノコギリ波電圧を発生するノコギリ波発信器７０１と、ＰＷＭコンパレータ７０２とを備えており、ＰＷＭコンパレータ７０２は反転入力端子に入力したＰＷＭ指令値Ｓｏｐと非反転入力端子に入力したノコギリ波電圧とを比較する三角波比較方式を用いて、スイッチング素子２２のオン・オフを制御するＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを出力する。このＰＷＭ信号Ｓｐｗｍは、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐによってそのデューティが可変され、デューティを可変することによってＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を調整する。上記動作によって、放電灯５に点灯するために必要な電力を供給し、安定点灯させている。
【０００７】
次に、図２３は、ＤＣ／ＤＣ変換回路として降圧コンバータを用いた従来の放電灯点灯装置の構成例であり、直流電源（図示なし）を入力される降圧コンバータは、直流電源の高圧側に直列接続されるスイッチング素子２００とインダクタ２０１との直列回路と、スイッチング素子２００を介して入力端間に接続されるダイオード２０２と、インダクタ２０１を介してダイオード２０２に並列接続されるコンデンサ２０３とから構成され、コンデンサ２０３の両端電圧が出力となる。この降圧コンバータの出力はインバータ回路３、始動回路４を介して放電灯５に供給される。スイッチング素子２００は制御回路１３によって定常点灯時には自己発振モードで動作するが、最大オフ時間と最小オフ時間とを限定しているものである。
【０００８】
例えば放電灯５としてＨＩＤランプを用いる場合、ランプが冷えている状態ではランプ電圧が低く、そのためスイッチング素子２００のオフ期間にインダクタ２０１を流れるインダクタ電流の傾きが緩やかになるため、インダクタ２０１に蓄えられたエネルギーを負荷側に放出するための時間が長くなり、スイッチング周波数が大幅に低下することになる。このスイッチング周波数の低下はランプ電流のピーク電流の増大や、可聴周波数領域でのスイッチング動作等の問題が発生するため、最大オフ時間を限定しているのである。
【０００９】
一方、放電灯５が点灯していないときは、放電灯５は無負荷開放状態と同じ状態となり、降圧コンバータの出力電圧（コンデンサ２０３の両端電圧）は高くなるので、スイッチング素子２００のオフ期間にインダクタ２０１に蓄えられたエネルギーを負荷側に放出するための時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなる。これは、スイッチング素子２００のスイッチング能力の限界もあり、スイッチング周波数の過度の増加は問題となるので、最小オフ時間を限定しているのである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
一般にＤＣ／ＤＣ変換回路は、自励発振制御によって、トランスやインダクタ等のインダクタンス素子電流がゼロになった時点で、スイッチング素子をオフからオンさせる（再オンさせる）制御を行うほうがインダクタンス素子の利用率や効率向上の面から考えてよい。一方、図２３に示す従来例では、定常時以外の特異条件下におけるスイッチング素子２００のオフ時間を制限することでスイッチング周波数の過度の上昇、低下を抑えている。
【００１１】
ところで、ＨＩＤランプは、ランプ温度が低い条件ではランプ電圧が低く、スイッチングのオフ時間制限が動作している場合、インダクタンス素子電流が常に流れている状態でスイッチング素子がオン・オフする電流連続モードで動作している。この場合、スイッチング周波数は定常時に比べて低下しているため、オン時のスイッチング素子電流は定常時より大きくなり、インダクタンス素子の設計においては、電流値が大きいという条件下で磁気飽和しないように設計する必要がある。
【００１２】
しかし、ランプ電圧は、ランプ温度、寿命、バラツキ等の要因で大きく変動し、さらに電源が電池等の場合、入力電圧が変動するので、これらの入出力条件の変動によって、前述の電流連続モード時のスイッチング周波数が変動し、その変動に伴ってオン時のスイッチング素子電流のピーク電流が変動するため、設計ポイントの決定が難しく、インダクタンス素子の設計も困難になる。また、スイッチング素子のオフ時間の最大、最小を制限するためには時間を測定する回路が必要となり、回路規模の増大を招いてしまう。
【００１３】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、定常点灯時の効率等の特性を良好に保ち、且つＤＣ／ＤＣ変換回路を電流連続モードで動作させる場合にスイッチング周波数の安定化を図った簡易な構成の放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、放電灯と、
前記放電灯を点灯させるための電力を供給する直流電源と、
オン・オフすることで前記直流電源からの入力を導通・遮断するスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオンすることで前記直流電源から供給されるエネルギーを蓄え、前記スイッチング素子がオフすることで蓄えたエネルギーを出力側へ放出するインダクタンス素子とを少なくとも有して、前記直流電源からの入力を放電灯が必要としている電力に変換して出力するＤＣ／ＤＣ変換回路と、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力を放電灯の点灯電力に変換して放電灯を点灯させる点灯回路と、
前記スイッチング素子のデューティを指示するデューティ指令信号を出力するデューティ指令手段と、所定の発振周期且つ前記デューティ指令信号が指示するデューティで前記スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発振手段と、前記スイッチング素子が前記デューティに対応した期間オンしてからオフに移行した後、前記デューティに対応した期間オフしていなくても、前記インダクタンス素子を流れる電流が略ゼロになったときに前記ＰＷＭ発振手段にリセット信号を出力し、前記ＰＷＭ発振手段が出力するＰＷＭ信号を前記スイッチング素子がオン状態に移行する状態に遷移させるリセット動作を行うリセット手段とを有して、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力を制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１５】
請求項２の発明は、請求項１において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路のインダクタンス素子は、少なくとも１次巻線と２次巻線とを有するトランス構造であることを特徴とする。
【００１６】
請求項３の発明は、請求項１において、放電灯のランプ電圧あるいは前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧が所定値を超えた場合、前記制御回路のリセット手段のリセット信号出力を禁止する手段を備えることを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１において、放電灯が消灯していることを検出した場合、前記制御回路のリセット手段のリセット信号出力を禁止する手段を備えることを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、請求項１において、前記制御回路のリセット手段は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子がオンした直後からオフした後所定の時間が経過するまでの間、所定の電圧を前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に加極する電圧源と、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を所定値と比較するリセット用コンパレータとを備え、前記加極電圧値が所定値以下に低下した場合、前記ＰＷＭ発振手段へリセット信号を出力することを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、請求項５において、前記電圧源は、コンデンサと、前記スイッチング素子がオン状態のときは前記コンデンサを前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に対して加極性に充電し、前記スイッチング素子がオフ状態のときは前記コンデンサを所定の時定数で放電させる手段とを備えることを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、請求項１において、前記ＰＷＭ発振手段は、
コンデンサと、前記コンデンサを充電する充電手段と、前記コンデンサの充電電圧と所定値とを比較する発振用コンパレータと、前記発振用コンパレータによって前記コンデンサの充電電圧が所定値を超えたことが検出されるとオンして前記コンデンサの電荷を放電させる放電用スイッチとを有して、前記コンデンサの両端に所定の周期でノコギリ波形の電圧を発生させるノコギリ波発生回路と、
デューティ指令信号とノコギリ波形の電圧とを比較した結果をＰＷＭ信号として前記スイッチング素子へ出力するＰＷＭ用コンパレータとで構成され、
前記リセット手段はリセット信号を出力することで前記放電用スイッチをオンすることを特徴とする。
【００２１】
請求項８の発明は、請求項１において、前記制御回路は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値を所定値にクランプするクランプ回路と、前記スイッチング素子がオンした直後からオフした後所定の時間が経過するまでの間、所定の電圧を前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に加極する電圧源と、コンデンサと、前記コンデンサを充電する充電手段と、前記コンデンサの電荷を放電させる放電用スイッチと、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を前記コンデンサの両端電圧と比較する発振・リセット用コンパレータと、デューティ指令信号と前記コンデンサの両端電圧とを比較した結果をＰＷＭ信号として前記スイッチング素子へ出力するＰＷＭ用コンパレータとを備えて、前記コンデンサの充電電圧が前記加極電圧値を超えると前記発振・リセット用コンパレータの出力によって前記放電用スイッチをオンして前記コンデンサを放電させることで、前記コンデンサの両端に所定の周期でノコギリ波形の電圧を発生させると共に、前記ＰＷＭ発振手段のリセット動作を行うことを特徴とする。
【００２２】
請求項９の発明は、請求項８において、前記発振・リセット用コンパレータと放電用スイッチとは、ＰＮＰ型の第１のトランジスタと、第１のトランジスタのベースをコレクタに接続し、第１のトランジスタのコレクタをベースに接続したＮＰＮ型の第２のトランジスタとからなるサイリスタ構成の２つのトランジスタで構成され、前記コンデンサの充電電圧を第１のトランジスタのエミッタに接続し、前記スイッチング素子の両端電圧に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を第２のトランジスタのコレクタに接続し、第１のトランジスタが加極電圧値を前記コンデンサの充電電圧と比較して、第１，第２のトランジスタがオンして前記コンデンサを放電させることを特徴とする。
【００２３】
請求項１０の発明は、請求項７乃至９いずれかにおいて、前記充電手段は、前記コンデンサの充電速度を、前記直流電源の電圧が高い場合に早くし、低い場合に遅くすることを特徴とする。
【００２４】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０いずれかにおいて、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電流の検出値に少なくとも所定ゲインを乗じた補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、前記デューティ指令手段は、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力をフィードバックすることで前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力値を指示する出力指令値を生成する出力指令手段と、出力指令値に補正信号を加えた信号をデューティ指令信号とする加算手段とを有することを特徴とする。
【００２５】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１いずれかにおいて、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧を分圧する２つ以上の抵抗の直列回路と、前記抵抗の接続中点にエミッタを接続し、所定電圧にベースを接続したクランプ用トランジスタとを備えて、前記抵抗の接続中点の電圧が所定範囲を超えた場合には前記クランプ用トランジスタのベース−エミッタ間のダイオード特性を利用してエミッタ電圧を前記所定電圧にクランプすることで分圧した電圧値をクランプすると共に、前記クランプ用トランジスタのコレクタから得られる信号を前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧の電圧判定信号として用い、前記デューティ指令手段は分圧した電圧値に応じてデューティ指令信号を出力することを特徴とする。
【００２６】
請求項１３の発明は、請求項１２において、前記クランプ用トランジスタのコレクタから得られる電圧判定信号は、放電灯が点灯しているか否かを判別する点灯判別信号であることを特徴とする。
【００２７】
請求項１４の発明は、請求項１乃至１３いずれかにおいて、直流電源からの入力に直列接続した第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子を介した直流電源からの入力より制御電圧を生成する制御電圧生成手段と、制御電圧にカソードを接続したツェナダイオードと、前記ツェナダイオードのアノードに直列接続した第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子を介した前記ツェナダイオードのアノードの電圧によって第１のスイッチング素子のデューティを可変するデューティ可変手段とを有する制御電源部を備え、第１のスイッチング素子がオンしているときのみ第２のスイッチング素子をオンすることを特徴とする。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００２９】
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置は、図１に示すように、直流電源装置やバッテリー等の直流電源１を電源として、放電灯５を点灯させるものであり、放電灯５を点灯させるための電力を供給する直流電源１と、直流電源１を入力として放電灯５を点灯させるために必要な出力電圧に変換して、出力電流を安定化させるＤＣ／ＤＣ変換回路２と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を数百Ｈｚ〜数ｋＨｚの低周波の矩形波に変換して放電灯５を点灯させる点灯回路たるインバータ回路３と、放電灯５が点灯する前に起動させるための高電圧を発生する始動回路４と、始動回路４を介してインバータ回路３から低周波矩形波の点灯電力を供給される放電灯５と、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧及び出力電流を検出した出力電圧信号Ｖｏｕｔ及び出力電流信号Ｉｏｕｔをフィードバックすることで出力値を指示するＰＷＭ指令値Ｓｏｐ、及びリセット機能許可信号Ｓａを出力する出力制御回路６と、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐ及びリセット機能許可信号Ｓａに応じて、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の動作を制御するＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを出力するＰＷＭ信号発生器７とから構成される。
【００３０】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２は、直流電源１に並列接続したトランス２１の１次巻線２１ａとスイッチング素子２２との直列回路と、トランス２１の２次巻線２１ｂの一端に接続した半波整流用のダイオード２３と、ダイオード２３を介して２次巻線２１ｂの出力端間に接続したコンデンサ２４とを備えたフライバック回路方式を用いており、スイッチング素子２２がオン・オフして、直流電源１からの１次巻線２１ａへの入力電流Ｉ１を導通・遮断することで、２次巻線２１ｂに電圧が誘起する。このとき、トランス２１はスイッチング素子２２がオンすることで直流電源１から供給されるエネルギーを蓄え、スイッチング素子２２がオフすることで蓄えたエネルギーを出力側へ放出するインダクタンス素子として動作する。２次巻線２１ｂに誘起した電圧は、ダイオード２３で半波整流され、コンデンサ２４で平滑された所望の電圧で出力されており、スイッチング素子２２のオン・オフを調整することで放電灯５を安定に点灯させるための出力調整を行っている。
【００３１】
出力制御回路６は、出力電圧信号Ｖｏｕｔ及び出力電流信号Ｉｏｕｔに応じてスイッチング素子のデューティを指示するＰＷＭ指令値Ｓｏｐ（デューティ指令信号）を出力すると共に、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１を接続し、反転入力端子に出力電圧信号Ｖｏｕｔを接続した出力電圧監視コンパレータ６１を備えて、出力電圧信号Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１以下になったときはリセット機能許可信号Ｓａを出力する。
【００３２】
ＰＷＭ信号発生回路７は、ノコギリ波を発生するノコギリ波発振器７１１と、出力制御回路６が出力するＰＷＭ指令値Ｓｏｐとノコギリ波発振器７１１が発生するノコギリ波とを比較し、その比較結果に対応したＰＷＭ信号を出力することで、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐが指示するデューティでスイッチング素子２２を駆動させるＰＷＭ用コンパレータ７１２と、ＰＷＭ用コンパレータ７１２の出力を反転させるＮＯＴ素子７１４と、反転入力端子に２次巻線２１ｂを流れる２次電流Ｉ２に対応した電圧が入力され、非反転入力端子にＧＮＤレベルを接続したリセット用コンパレータ７１３と、ＮＯＴ素子７１４とリセット用コンパレータ７１３との各出力の論理積演算を行うＡＮＤ素子７１５と、ＡＮＤ素子７１５の出力と出力制御回路６が出力するリセット機能許可信号Ｓａとの論理積演算を行うＡＮＤ素子７１６とを備えて、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍは、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐのレベルによってそのデューティが調整され、スイッチング素子２２の動作を制御することで、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力制御を行っている。
【００３３】
上記構成を備えた放電灯点灯装置では、コンパレータ６１の非反転入力端子に接続された基準電圧Ｖｒｅｆ１は、放電灯５が点灯状態であるときのランプ電圧、すなわちＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧を検出した出力電圧信号Ｖｏｕｔより大きく、コンパレータ６１の出力は放電灯５が点灯状態ではＨレベル出力となる。放電灯５が消灯した無負荷状態であるときのＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧は点灯時の電圧より上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるとコンパレータ６１の出力はＬレベル出力となる。基準電圧Ｖｒｅｆ１の値は上記動作を行うように決められている。
【００３４】
ノコギリ波発振器７１１は、所定の周波数で最低電圧Ｖｓｌから最大電圧Ｖｓｐまで所定の傾きで上昇した後、急速に最低電圧Ｖｓｌまで低下し、再び最大電圧Ｖｓｐまで上昇に転じるノコギリ波を発生する発振器である、さらに、リセット入力を備えており、入力されたリセット信号Ｓｒの立ち上がりで、発生するノコギリ波が最大電圧Ｖｓｐまで立ち上がる途中であっても、初期状態、すなわち最低電圧Ｖｓｌに戻り、再び最大電圧Ｖｓｐに向かって上昇を開始する動作を行う。
【００３５】
ＰＷＭ用コンパレータ７１２は、ノコギリ波発振回路７１１が発生するノコギリ波と出力制御回路６が出力するＰＷＭ指令値Ｓｏｐとを比較することにより、ノコギリ波電圧＜ＰＷＭ指令値Ｓｏｐである場合は、Ｈレベルの信号を出力してスイッチング素子２２をオンし、ノコギリ波電圧＞ＰＷＭ指令値Ｓｏｐである場合は、Ｌレベルの信号を出力してスイッチング素子２２をオフするようになっている。また、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐはノコギリ波の最大電圧Ｖｓｐより小さい値とする必要がある。
【００３６】
ここで図２に放電灯５が定常状態にあるときの各部の動作波形を示す。ノコギリ波が最低電圧Ｖｓｌから上昇を開始する時点では、スイッチング素子２２はオンし、トランス２１の１次巻線２１ａに１次電流Ｉ１が流れ始める。このときのＮＯＴ素子７１４の出力はＬレベルであり、ＡＮＤ素子７１５の出力はリセット用コンパレータ７１３の出力に関わらずＬレベルである。ノコギリ波電圧がＰＷＭ指令値Ｓｏｐに達すると、スイッチング素子２２がオフし、トランス２１の２次巻線２１ｂに２次電流Ｉ２が流れる。このときのＮＯＴ素子７１４の出力はＨレベルであり、ＡＮＤ素子７１５の出力はリセット用コンパレータ７１３の出力に依る。そして、２次電流Ｉ２は徐々に低下していき、２次電流Ｉ２がゼロになると、リセット用コンパレータ７１３の出力はＨレベルとなり、ＡＮＤ素子７１５の出力はＨレベルとなる。そして、放電灯５は点灯状態であるので、前述の通り、出力電圧監視コンパレータ６１の出力はＨレベルとなっており、ＡＮＤ素子７１６の出力はＨレベルとなり、ノコギリ波発振器７１１にはリセット信号Ｓｒが入力されて、出力電圧は最低電圧Ｖｓｌに戻り、ＰＷＭ用コンパレータ７１２の出力はＨレベルとなってスイッチング素子２２を強制的に再オンさせている。
【００３７】
ＡＮＤ素子７１５は、スイッチング素子２２のオン時には２次電流Ｉ２がゼロであるために、スイッチング素子２２のオン時、すなわちＮＯＴ素子７１４の出力がＬレベル時にはノコギリ波発振器７１１へリセット信号Ｓｒを伝達しないために設けてある。
【００３８】
このように放電灯５が定常状態にあるときは、トランス２１の２次電流Ｉ２がゼロになった時点で、スイッチング素子２２をオフからオンさせる（再オンさせる）制御を行って、電流境界モードで動作する。
【００３９】
次に、放電灯５が初始動状態の場合について説明する、放電灯５が初始動状態で温度が低い場合は、ランプ電圧が低く、スイッチング素子２２がオフしているときのトランス２１の２次電流Ｉ２の傾きが小さくなる。このときの各部の動作波形を図３に示す。まず、ノコギリ波発振器７１１の出力がＰＷＭ指令値Ｓｏｐに達するとスイッチング素子２２はオフする。すると、２次電流Ｉ２が流れると共にノコギリ波発振器７１１の出力はさらに上昇を続ける。２次電流Ｉ２がゼロになる前にノコギリ波電圧が最大電圧Ｖｓｐに達すると、最低電圧Ｖｓｌに戻り、スイッチング素子２２は再オンされる。
【００４０】
このように放電灯５が初始動状態で温度が低い場合は、トランス２１の２次電流Ｉ２がゼロにならない電流連続モードで動作する。このときは、ノコギリ波発振器７１１によって決められた発振周波数によって動作することになり、出力条件等に依らず、一義的にスイッチング周波数は決められ、トランス２１等の設計が容易となる。
【００４１】
また、放電灯５が消灯状態で無負荷開放状態となり、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧が高くなると、スイッチング素子２２がオフ時の２次電流Ｉ２の傾きが大きくなるため、スイッチング周波数が過度に高くなる可能性がある。この場合の各部の動作波形を図４に示す。このため、出力電圧監視コンパレータ６１によってＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧（コンデンサ２４の両端電圧）を監視し、出力電圧が放電灯５の点灯状態ではあり得ないほど高い値に上昇した場合、コンパレータ６１の出力がＬレベルになることで、ＡＮＤ素子７１６の出力がＡＮＤ素子７１５の出力に依らずＬレベルとなるので、リセット信号Ｓｒはノコギリ波発振器７１１には入力されない。
【００４２】
このように、放電灯５が消灯状態で無負荷開放状態となった場合は、ノコギリ波発振器７１１が発生するノコギリ波の周波数にてスイッチング動作を行い、過度のスイッチング周波数の上昇を容易に防止できる。
【００４３】
なお、本実施形態においては、ＤＣ／ＤＣ変換回路２にフライバックコンバータを用いた構成について述べたが、チョッパ回路等、スイッチング素子のオン時にインダクタンス素子にエネルギーを蓄積し、スイッチング素子のオフ時に蓄積されたエネルギーを負荷側の閉回路に放出するようなＤＣ／ＤＣ変換回路であれば適用することができる。
【００４４】
また、ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧の監視用として、コンパレータ６１を設けているが、出力電流のゼロ監視、光センサによる消灯監視等によって、無負荷状態、消灯状態を監視する回路をコンパレータ６１の代わりに設けてもよい。
【００４５】
さらに、図２〜４では、ノコギリ波発振器７１１が発生するのこぎり波の最低電圧Ｖｓｌは略ゼロであるが、ゼロ以外の値であってもよい。
【００４６】
（実施形態２）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図５に示す。実施形態１では、トランス２１の２次巻線２１ｂを流れる２次電流Ｉ２を直接測定し、２次電流Ｉ２のゼロ点検出を行っていたが、図５に示す本実施形態は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の１次側のスイッチング素子２２の両端電圧を検出して２次電流Ｉ２のゼロ点検出を行うものである。これは、スイッチング素子２２がオンからオフに切り換わると、スイッチング素子２２の両端には、Ｖ１＋Ｖ２／ｎ（Ｖ１：直流電源１の電源電圧、Ｖ２：ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧、ｎ：トランス２１の巻数比）の電圧が印加され、２次電流Ｉ２がゼロになると両端電圧は低下するので、この電圧低下を検出することで発振器７１１のリセット信号Ｓｒを出力するものである。しかし、スイッチング素子２２の両端電圧を検出するため、検出した電圧波形にも漏れインダクタンス等によるリンギングがスイッチング直後に発生する。このリンギングが大きいと、例えばスイッチング素子２２がオフした直後、すぐに再オンしてしまう恐れがある。
【００４７】
そこで、図５に示す回路構成では、スイッチング素子２２の両端電圧の検出値に電圧源７３２の電圧を重畳させた信号が所定値より低下したことをリセット用コンパレータ７１３で検出することで、２次電流Ｉ２が略ゼロになったことを検出している。リセット用コンパレータ７１３は、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ３を接続し、反転入力端子にはスイッチング素子２２の両端電圧の検出値に電圧源７３２の電圧を重畳させた信号を接続しており、反転入力端子に接続された回路は、基準電圧Ｖｒｅｆ２から反転入力端子に逆方向に接続したダイオード７３３と、ダイオード７３３に並列接続した抵抗７３１ｂと電圧源７３２との直列回路と、検出したスイッチング素子２２の両端電圧から抵抗７３１ｂと電圧源７３２との接続中点に逆方向に接続したダイオード７３１ａとから構成され、ダイオード７３１ａと抵抗７３１ｂとは電圧制限回路７３１を成している。
【００４８】
ここで図６に各部の動作波形を示す。電圧源７３２は、スイッチング素子２２がオンした後、基準電圧Ｖｒｅｆ３以上のＨレベルに上昇し、スイッチング素子２２がオフした後、遅延時間Ｔｒ後に基準電圧Ｖｒｅｆ３未満のＬレベルに低下する信号である。遅延時間Ｔｒはスイッチング素子２２がオフしたときに、電圧制限回路７３１の出力に発生するスイッチング素子２２の両端電圧のリンギングが抑えられる時間に設定されている。この電圧源７３２の波形はピーク電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ２を超える矩形波状であるが、リセット用コンパレータ７１３の反転入力端子への入力は、ダイオード７３３によって基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプされるため、スイッチング素子２２がオンして電圧源７３２の出力がＨレベルである間は基準電圧Ｖｒｅｆ２に保たれ、スイッチング素子２２がオフして遅延時間Ｔｒが経過した後、電圧源７３２の出力がＬレベル（ゼロ）になると、スイッチング素子２２の両端電圧が入力される。但し、このときも基準電圧Ｖｒｅｆ２以上の電圧は基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプされる。
【００４９】
そして２次電流Ｉ２が略ゼロになり、スイッチング素子２２の両端電圧が低下して基準電圧Ｖｒｅｆ３以下になると、リセット用コンパレータ７１３の出力はＨレベルとなり、出力制御回路６からのリセット機能許可信号ＳａがＨレベルでＡＮＤ素子７１６に入力されていれば、ＡＮＤ素子７１６はリセット信号Ｓｒをノコギリ波発振器７１１に出力する。
【００５０】
本実施形態のノコギリ波発振器７１１は、電流源７２１と、電流源７２１によって充電されるコンデンサ７２２と、コンデンサ７２２に並列接続されてコンデンサ７２２の電荷を放電する放電用スイッチ７２３と、コンデンサ７２２の両端電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ４と比較する発振用コンパレータ７２５と、発振用コンパレータ７２５とＡＮＤ素子７１６との各出力の論理和演算を行い、出力がＨレベル時に放電用スイッチ７２３をオン（短絡）させるＯＲ素子７２４とから構成されている。このノコギリ波発振器７１１は、コンデンサ７２２の両端にノコギリ波を発生させてＰＷＭ用コンパレータ７１２の反転入力端子に入力するもので、コンデンサ７２２の両端電圧は０Ｖから基準電圧Ｖｒｅｆ４まで電流源７２１とコンデンサ７２２との時定数で上昇した後、発振用コンパレータ７２５の出力がＨレベルとなり、ＯＲ素子７２４の出力もＨレベルとなって放電用スイッチ７２３がオンしてコンデンサ７２２の電荷を放電することで、コンデンサ７２２の両端電圧は急速に０Ｖまで低下し、放電用スイッチ７２３がオフとなって再び基準電圧Ｖｒｅｆ４まで上昇に転じる。ここで、基準電圧Ｖｒｅｆ４が最大電圧Ｖｓｐとなり、０Ｖが最低電圧Ｖｌｐとなる。
【００５１】
そして、スイッチング素子２２の両端電圧が低下して、すなわち２次電流Ｉ２が略ゼロとなってＡＮＤ素子７１６からのリセット信号ＳｒがＯＲ素子７２４に入力されると、放電用スイッチ７２３はオンしてコンデンサ７２２の電荷は放電されて、発生するノコギリ波が最大電圧Ｖｓｐまで立ち上がる途中であっても、初期状態、すなわち最低電圧Ｖｓｌに戻り、再び最大電圧Ｖｓｐに向かって上昇を開始する動作を行う。ノコギリ波発振器７１１が発生するノコギリ波が最低電圧Ｖｓｌにリセットされると、ＰＷＭ用コンパレータ７１２の出力はＨレベルとなってスイッチング素子２２を強制的に再オンさせる。
【００５２】
このように、トランス２１の２次電流Ｉ２がゼロになった時点で、スイッチング素子２２をオフからオンさせる（再オンさせる）制御を行って、電流境界モードで動作させている。
【００５３】
また、スイッチング素子２２の両端電圧は、通常、制御信号に比べて高くなるため、ダイオード７３１ａ、抵抗７３１ｂとからなる電圧制限回路７３１を設けて、ＰＷＭ信号発生回路７に入力される電圧値を制限している。
【００５４】
（実施形態３）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図７に示す。実施形態２では、スイッチング素子２２の電圧低下を検出するリセット用コンパレータ７１３と、ノコギリ波発振器７１１において最大電圧Ｖｓｐを規定するための発振用コンパレータ７２５との２つのコンパレータを用いているが、本実施形態はこの２つのコンパレータを１つの発振・リセット用コンパレータ７１３’で兼用したものである。実施形態２の図６の動作波形よりリセット用コンパレータ７１３の入力は、電圧源７３２の波形が適切であれば２次電流Ｉ２がスイッチング素子２２がオフした後ゼロになる点以外では基準電圧Ｖｒｅｆ２にクランプされている。そこで本実施形態では、発振・リセット用コンパレータ７１３’の反転入力端子に、スイッチング素子２２の両端電圧の検出値に電圧源７３２の電圧を重畳させた信号を接続し、非反転入力端子にノコギリ波を発生するコンデンサ７２２の両端電圧を接続し、その比較結果の出力で放電用スイッチ７２３を開閉したものであり、ノコギリ波発振器７１１が発生するノコギリ波の最大電圧Ｖｓｐを基準電圧Ｖｒｅｆ２とすることでコンパレータの兼用化を図っている。
【００５５】
さらに、出力制御回路６は、非反転入力端子に出力電圧信号Ｖｏｕｔを接続し、反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１を接続したコンパレータ６１を備えており、出力電圧信号Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１以下になったときはＬレベルのリセット機能許可信号Ｓａを出力する。ＰＷＭ信号発生回路７の電圧制限回路７３１は、ダイオード７３１ａにスイッチ７３４を直列接続しており、スイッチ７３４はリセット機能許可信号Ｓａによってオン・オフされる。そして、出力電圧信号Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上になりリセット許可が禁止となって、出力制御回路６がＨレベルのリセット機能許可信号Ｓａを出力した場合は、スイッチ７３４がオフ（開放）されることで、スイッチング素子２２の両端電圧の信号をＰＷＭ信号発生回路７から切り離している。
【００５６】
次に、図８は他の実施例の構成を示しており、図７のＰＷＭ信号発生回路７の電圧源７３２の代わりにコンデンサ７３５と、コンデンサ７３５の電荷を放電するスイッチ７３７とを備え、電流源７２１の代わりに基準電圧Ｖｒｅｆ５に一端を接続した抵抗７２６を備えている。
【００５７】
ここで図９に各部の動作波形を示す。スイッチング素子２２のオン時は、コンデンサ７３５は基準電圧Ｖｒｅｆ２から抵抗７３６を介して充電される。このときコンデンサ７３５と抵抗７３６との直列回路の時定数は、ノコギリ波発振器７１１の所定の発振周期内で、電流連続モード時においてはコンデンサ７３５の両端電圧がコンデンサ７２２両端のノコギリ波電圧よりも常に高くなるように設定される。より良いのは、ノコギリ波の１周期時には、コンデンサ７３５の充電電圧はほぼ飽和しているように時定数を設定することである。このように設定することで、電流連続モード時に、ノコギリ波発振器７１１の発振周期でスイッチング素子２２をオン・オフさせることができる。
【００５８】
スイッチング素子２２のオフ時は、コンデンサ７３５の電荷はダイオード７３３と抵抗７３１ｂとを介して放電される。このとき、電圧制限回路７３１を介したスイッチング素子２２の両端電圧と、コンデンサ７３５の両端電圧とは重畳される。実際には、ダイオード７３３によってクランプされるため、基準電圧Ｖｒｅｆ２以上の電圧は発振・リセット用コンパレータ７１３’には入力されない。
【００５９】
スイッチング素子２２がオフした直後は、コンデンサ７３５の電圧は高いため、スイッチング素子２２の両端電圧にリンギングが発生しても、発振・リセット用コンパレータ７１３’の反転入力端子には大きく表れず、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐ以下にまで低下しなければ誤スイッチングは発生しない。
【００６０】
コンデンサ７３５の放電時の時定数は、スイッチング素子２２がオフしてからリンギングが収まるまでの期間においてはコンデンサ７３５の電圧がＰＷＭ指令値Ｓｏｐの最大値以上となる最小の時定数であることが望ましい。
【００６１】
また、ノコギリ波発振器７１１のコンデンサ７２２の充電は、抵抗７２６を直列接続したＣＲ充電回路で構成しているが、他の回路構成であってもよい。
【００６２】
さらに、リセット機能許可信号Ｓａは、スイッチ７３７のオン・オフを制御しており、出力電圧信号Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｒｅｆ１以上になりリセット許可が禁止となって、出力制御回路６がＨレベルのリセット機能許可信号Ｓａを出力した場合は、スイッチ７３７はオンして、スイッチング素子２２の両端電圧の変化をＰＷＭ信号発生回路７に伝達せずにＧＮＤレベル一定にしておくようにしている。
【００６３】
次に、図１０は、図８の発振・リセット用コンパレータ７１３’と放電用スイッチ７２３との代わりにＰＮＰ型トランジスタ７２７と、ＮＰＮ型トランジスタ７２８と、ＮＰＮ型トランジスタ７２９と、抵抗７２０とを備え、さらにスイッチング素子２２としてＦＥＴ２２１を備えて、ＰＷＭ用コンパレータ７１２の出力にＦＥＴ２２１を駆動するためのドライブ回路７９０を設けたもので、トランジスタ７２７のベースをトランジスタ７２８のコレクタに接続し、トランジスタ７２７のコレクタをトランジスタ７２８のベースに接続したサイリスタ構成としており、トランジスタ７２７がコンパレータの機能を有して、エミッタ電圧とベース電圧との比較をし、エミッタ電圧＞ベース電圧となると、トランジスタ７２７，７２８で構成されるサイリスタ回路がオンし、トランジスタ７２７，７２８を介してコンデンサ７２２を放電する。放電が終わると、サイリスタ回路はオフし、コンデンサ７２２は再び充電されてノコギリ波を発生する。
【００６４】
トランジスタ７２９は、抵抗７２０を介してベースをドライブ回路７９０の出力に接続し、エミッタをトランジスタ７２８のベースに接続し、コレクタをＧＮＤレベルに接続しており、抵抗７２６の値が小さくてもトランジスタ７２７，７２８のサイリスタ回路を確実にオフするために、ＦＥＴ２２１の駆動信号がオン（Ｈレベル）になった場合に、トランジスタ７２８のベース電流をゼロにするためのものである。
【００６５】
（実施形態４）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図１１に示す。図１１のＰＷＭ信号発生回路７は、図１０のＰＷＭ用コンパレータ７１２をトランジスタ回路７７０で構成しており、トランジスタ回路７７０は、ベースをコンデンサ７２２が発生するノコギリ波に接続し、エミッタを基準電源Ｖｒｅｆ５に接続したＰＮＰ型トランジスタ７７１と、トランジスタ７７１のコレクタに接続した抵抗７７５と、エミッタを基準電圧Ｖｒｅｆ５に接続したＰＮＰ型のトランジスタ７７２と、トランジスタ７７２のコレクタに接続した抵抗７７６と、ベースをトランジスタ７７１のコレクタに接続し、エミッタをＧＮＤレベルに接続したＮＰＮ型トランジスタ７７３と、ベースをトランジスタ７７２のコレクタに接続し、エミッタをＧＮＤレベルに接続したＮＰＮ型トランジスタ７７４とから構成される。トランジスタ７７２のベースにはＰＷＭ指令値Ｓｏｐ（出力制御回路６から出力された出力指令値Ｓｂが抵抗７７７を介した信号）が入力され、トランジスタ７７４のベースには抵抗７７６を介して出力制御回路６から発振停止信号Ｓｃが入力されており、トランジスタ７７３のコレクタが正論理出力ａ、トランジスタ７７４のコレクタが負論理出力ｂとなっている。
【００６６】
ドライブ回路７９０は、電流増幅段を構成するＮＰＮ型トランジスタ７９１とＰＮＰ型トランジスタ７９２とを直列接続したトーテムポール回路と、コレクタをトランジスタ７９１，７９２の各ベースに接続したＰＮＰ型トランジスタ７９４、トランジスタ７９４のエミッタと制御電源Ｖｃｃとの間に接続した抵抗７９５、トランジスタ７９４のベースと制御電源Ｖｃｃと間に接続した抵抗７９６、トランジスタ７９４のベースとトランジスタ回路７７０の正論理出力ａとの間に接続した抵抗７９７から構成されるベース電流供給量切替回路７９３とからなり、トランジスタ７９２のベースはトランジスタ回路７７０の負倫理出力ｂにも接続される。トランジスタ７９１とトランジスタ７９２との接続中点（トランジスタ７９１，７９２のエミッタ）はドライブ回路７９０の出力としてＦＥＴ２２１のゲートに接続される。
【００６７】
すなわち、トランジスタ回路７７０の正論理出力ａはドライブ回路７９０のベース電流をオン・オフし、負論理出力ｂはベース電流供給量切替回路７９３のいわゆる制御端子に接続されているものである。負論理出力ｂがＬレベルのとき、トランジスタ７９１，７９２の各ベースには所定のベース電流が供給され、負論理出力ｂがハイインピーダンスのときは、トランジスタ７９１，７９２の各ベース電流を略ゼロに抑えることで、ドライブ回路７９０の消費電流を抑制することができる。
【００６８】
また、出力制御回路６からのリセット機能禁止信号Ｓａによって、ＦＥＴ２２１の両端電圧の変化をＰＷＭ信号発生回路７に伝達せずにＧＮＤレベル一定にしておくＮＰＮ型トランジスタからなるスイッチ７３７は、リセット機能禁止信号Ｓａ以外にドライブ回路７９０の出力によっても制御されている。これは、ＦＥＴ２２１がオンしているとき、スイッチ７３７もオンにすることによって、電圧制限回路７３１を構成するダイオード７３１ａの順方向電圧を除いて、コンデンサ７３５の充電電圧を増加させて、ＦＥＴ２２１のオフ時に両端電圧に発生するリンギングの抑止能力の増大を図っている。ここで、スイッチ７３７のベースへの制御信号は、リセット機能禁止信号Ｓａとドライブ回路７９０の出力とのワイヤードＯＲ回路を形成しており、リセット機能禁止信号Ｓａは抵抗７４２を介して、ドライブ回路７９０の出力は抵抗７４３を介してスイッチ７３７のベースに各々接続され、スイッチ７３７のベースは抵抗７４１を介してＧＮＤレベルに接続されている。また、電圧制限回路７３１の抵抗７３１ｂにダイオード７４６が並列接続されている。
【００６９】
そして、出力制御回路６からの発振停止信号Ｓｃは通常、Ｌレベルであるが、Ｈレベル出力になるとトランジスタ回路７７０の正論理出力ａをＬレベルに維持し、ＦＥＴ２２１へのドライブ出力を停止させる。さらに同じ発振停止信号Ｓｃによってトランジスタ７２９をオンすることで、ノコギリ波を発生するコンデンサ７２２がゼロ電圧にまで放電できないようにしている。
【００７０】
出力電圧信号Ｖｏｕｔを入力された過電圧制御回路７８０は、消灯時等の無負荷状態ではＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧が過度に上昇しないように、所定電圧以上ではＰＷＭ指令値Ｓｏｐを低減させるもので、ＮＰＮ型トランジスタ７８５，７８６と、トランジスタ７８６のベースと出力電圧信号Ｖｏｕｔとの間に接続された抵抗７８１と、トランジスタ７８６のベース−コレクタ間に接続された抵抗７８２と、トランジスタ７８５，７８６の各エミッタとＧＮＤレベルとの間に接続された抵抗７８７と、トランジスタ７８５のベースと基準電圧Ｖｒｅｆ６との間に接続された抵抗７８３と、トランジスタ７８５のベースとＧＮＤレベルとの間に接続された抵抗７８４とからなり、基準電圧Ｖｒｅｆ６はトランジスタ７８６のエミッタに接続され、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐはトランジスタ７８５のエミッタに接続されている。
【００７１】
なお、本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２は、コンデンサ２４を１次巻線２１ａと２次巻線２１ｂとの各一端の間に設け、半波整流用のダイオード２３の方向をＧＮＤレベルが高電圧側となるようにしているが、この構成に限るものではない。
【００７２】
（実施形態５）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図１２に示す。本実施形態では、ノコギリ波発振器７１１において、ノコギリ波の上昇傾きを直流電源１の電源電圧Ｖｉｎに応じて可変するものであり、ノコギリ波を生成するコンデンサ７２２への平均充電電流Ｉｃを電源電圧Ｖｉｎに応じて可変する充電電流調整回路７３０を備えている。
【００７３】
充電電流調整回路７３０の回路構成例としては、図１３（ａ）に示すように、電源電圧Ｖｉｎに一端を接続された抵抗７４１と、基準電圧Ｖｒｅｆ５と抵抗７４１の他端との間に接続された抵抗７４２とから構成され、抵抗７４１，７４２の各他端をコンデンサ７２２に接続して、平均充電電流Ｉｃを出力する。そして、図１３（ｂ）に示すように電源電圧Ｖｉｎが高いほど平均充電電流Ｉｃを増加させることで、電源電圧Ｖｉｎが高いときには電流連続モードにおけるＦＥＴ２２１の発振周波数を上げ、オン時間を短くしてトランス２１の１次電流Ｉ１のピーク値を抑えることができる。さらには、電源電圧Ｖｉｎの変動に対して、出力変動を抑えることもできる。
【００７４】
また、充電電流調整回路７３０の別の回路構成例としては、図１４（ａ）に示すように、抵抗７４１に直列に抵抗７４５とダイオード７４６とを接続し、抵抗７４１と抵抗７４５との接続中点とＧＮＤレベルとの間にツェナダイオード７４８を接続して、さらに抵抗７４２に直列にダイオード７４７を接続することで、図１４（ｂ）に示すように、平均充電電流Ｉｃの上限、下限を規定するとともに、電源電圧Ｖｉｎの変動域での平均充電電流Ｉｃの可変量を増加させることができ、電源電圧Ｖｉｎの変動に対して出力変動をより強力に抑えることができる。
【００７５】
（実施形態６）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図１５に示す。本実施形態では、出力電流信号Ｉｏｕｔにゲイン−Ｋを乗じて、さらにオフセットαを加えた補正信号を生成する補正信号生成部８０を備えている。
【００７６】
また、出力制御回路６は、出力指令部６２と、加算部６３とを備えており、出力指令部６２は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧及び出力電流を検出した出力電圧信号Ｖｏｕｔ及び出力電流信号Ｉｏｕｔをフィードバックすることで出力値を指示する出力指令値Ｓｂ、及びリセット機能許可信号Ｓａを出力し、加算部６３は、補正信号と出力指令値Ｓｂとを加算して、ＰＷＭ指令値Ｓｏｐとして前述のＰＷＭ信号発生回路７のＰＷＭ信号発振器７１１に出力する。ゲインＫの極性はＰＷＭ指令値Ｓｏｐが増加するほどＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力が増加する場合には、本実施形態のように負に設定される。
【００７７】
図１６は、出力電流信号Ｉｏｕｔを検出して、補正信号を生成する補正信号生成回路８、及び補正信号と出力指令値Ｓｂとを加算する加算部６３の具体的な構成を示している。補正信号生成回路８は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２とインバータ回路３とを接続する低圧側の配線に挿入された抵抗８１と、抵抗８１の一端と加算部６との間に接続されたＮＰＮ型トランジスタ８２とＰＮＰ型トランジスタ８４との直列回路と、抵抗８１の他端とＧＮＤレベルとの間に接続された抵抗８６とＮＰＮ型トランジスタ８３とＰＮＰ方トランジスタ８５とコンデンサ８９との直列回路と、トランジスタ８４，８５の各エミッタ間に接続された抵抗８７，８８の直列回路とから構成され、トランジスタ８２，８５の各エミッタ−ベース間は短絡され、トランジスタ８２，８３及びトランジスタ８４，８５の各ベース間も短絡されており、抵抗８７，８８の接続中点は基準電圧Ｖｒｅｆ７に接続されている。
【００７８】
出力電流信号Ｉｏｕｔは、トランジスタ８５のエミッタから出力されて、オフセットαは基準電圧Ｖｒｅｆ７の値を有しており、負荷電流が増加するほど出力電流信号Ｉｏｕｔは減少する構成となっている。
【００７９】
加算部６３は、一端を互いに接続した抵抗６４，６５とからなり、抵抗６４の他端にはトランジスタ８４のエミッタが接続され、抵抗６５の他端には出力指令値Ｓｂが入力されており、抵抗６４，６５の各他端は同様の出力特性となっており、抵抗６４，６５の接続中点から補正信号と出力指令値Ｓｂとを加算したＰＷＭ指令値Ｓｏｐを出力する。
【００８０】
（実施形態７）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図１７に示す。本実施形態では、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧を抵抗分圧して、出力電圧信号Ｖｏｕｔを検出し、出力制御回路６に入力する出力電圧検出回路１０について説明する。
【００８１】
出力電圧検出回路１０は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力と基準電圧Ｖｒｅｆ８との間に接続された抵抗１０１，１０２，１０３の直列回路と、エミッタを抵抗１０１，１０２の接続中点に接続し、ベースをＧＮＤレベルに接続したトランジスタ１０６と、トランジスタ１０６のコレクタを一端に接続した抵抗１０５と、抵抗１０５の他端と基準電圧Ｖｒｅｆ８との間に接続された抵抗１０４とからなる。
【００８２】
ここで、本実施形態のＤＣ／ＤＣ変換回路２は、コンデンサ２４を１次巻線２１ａと２次巻線２１ｂとの各一端の間に設け、半波整流用のダイオード２３の方向をＧＮＤレベルが高電圧側となるようにしているため、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力はＧＮＤレベルに対して負側の出力となる。そのため、抵抗１０１，１０２の接続中点から出力される出力電圧信号Ｖｏｕｔは、基準電圧Ｖｒｅｆ８を加えた正電圧で検出している。
【００８３】
ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を制御する範囲は通常、放電灯５が点灯している出力電圧の範囲内であるから、消灯時における出力電圧が高い範囲での検出の必要性はない。そこで、所定電圧以上は検出範囲外とし、抵抗１０１，１０２，１０３の抵抗分圧比を下げることで検出値のダイナミックレンジを広くして、制御精度やノイズ耐量を上げることができる。本実施形態では、検出電圧が必要範囲外にまで上昇したときにトランジスタ１０６のベース−エミッタ間のダイオード特性によって、検出電圧をクランプし、必要以上の電圧が出力電圧信号Ｖｏｕｔとして出力制御回路６に入力されないようにしている。
【００８４】
さらに、トランジスタ１０６のコレクタを抵抗１０５を介して出力制御回路６に接続することで、出力制御回路６に放電灯５の点灯判別信号Ｓｄを出力することができる。これは、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力電圧が負側に高くなり、トランジスタ１０６のエミッタ電圧が負になると、ベース電流が流れ、エミッタ電圧が略ＧＮＤレベルにクランプされるとともに、トランジスタ１０６のコレクタがエミッタ電圧、すなわち略ＧＮＤレベルに低下する２値出力を点灯判別信号Ｓｄとして用いることができるからである。
【００８５】
図１８は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力が正電圧である場合の出力電圧検出回路１０´の構成を示しており、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力とＧＮＤレベルとの間に接続された抵抗１０１´，１０２´，１０３´の直列回路と、エミッタを抵抗１０１´，１０２´の接続中点に接続し、ベースを基準電圧Ｖｒｅｆ８に接続したトランジスタ１０６´と、トランジスタ１０６´のコレクタを一端に接続した抵抗１０５´と、抵抗１０５´の他端とＧＮＤレベルとの間に接続された抵抗１０４´とからなり、この場合は、図１７に示す回路とは点灯判別信号Ｓｄは、ＨレベルとＬレベルとが逆になる。
【００８６】
（実施形態８）
本実施形態の放電灯点灯装置の構成を図１９に示す。本実施形態では、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の直流出力を低周波の交番電力に変換するインバータ回路３について説明する。インバータ回路３は、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力端間に接続したＦＥＴＱ１，Ｑ２の直列回路及びＦＥＴＱ３，Ｑ４の直列回路のフルブリッジインバータ回路と、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４を駆動するドライブ回路３０とからなり、ＦＥＴＱ１，Ｑ４がオン、且つＦＥＴＱ２，Ｑ３がオフ、あるいはＦＥＴＱ１，Ｑ４がオフ、且つＦＥＴＱ２，Ｑ３がオンの状態を交互に繰り返すことによって矩形波出力を得る。そのため、図２０に示すようにＦＥＴＱ１，Ｑ４には同一の駆動信号Ｓ１、ＦＥＴＱ２，Ｑ３には同一の駆動信号Ｓ２が入力され、駆動信号Ｓ１，Ｓ２は互いに逆相となっている。しかし、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４のスイッチングの遅れを考慮して、すべてのＦＥＴＱ１〜Ｑ４がオフする期間であるデッドタイムＴｄを設けている。
【００８７】
このような駆動信号Ｓ１，Ｓ２は、回路的に遅延させて生成することができるが、マイコン等によってソフトウェア的に遅延させてデッドタイムＴｄを有する互いに逆相の駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成することこともできる。しかし、マイコンで制御する場合には構成は簡単になるが、マイコンが暴走等を起こして、すべてのＦＥＴＱ１〜Ｑ４をオンする駆動信号を出力すると、ＤＣ／ＤＣ変換回路２の出力を短絡してしまうという不具合が生じる。
【００８８】
そこで、本実施形態では、信号変換回路１１を備えている。信号変換回路１１は、コレクタをＦＥＴＱ１，Ｑ４の駆動回路に接続し、エミッタをＧＮＤレベルに接続した信号変換用のＮＰＮ型トランジスタ１１１と、コレクタをＦＥＴＱ２，Ｑ３の駆動回路に接続し、エミッタをＧＮＤレベルに接続した信号変換用のＮＰＮ型トランジスタ１１２と、制御回路１２の駆動信号Ｓ１出力とトランジスタ１１１のベースとの間に接続された抵抗１１８と、トランジスタ１１１のベースと制御電源Ｖｃｃとの間に接続された抵抗１１３，１１５の直列回路と、トランジスタ１１１のコレクタと制御電源Ｖｃｃとの間に接続された抵抗１１４と、トランジスタ１１１のベース−エミッタ間に接続された抵抗１１６と、制御回路１２の駆動信号Ｓ２出力とトランジスタ１１２のベースとの間に接続された抵抗１１９と、トランジスタ１１２のベース−エミッタ間に接続された抵抗１１７とからなり、トランジスタ１１２のコレクタは抵抗１１３，１１５の接続中点に接続したいる。
【００８９】
トランジスタ１１２がオン信号を出力しているとき、トランジスタ１１１はオフ信号を必ず出力するように、トランジスタ１１２の出力を抵抗１１３を介してトランジスタ１１１のベースへ入力するものであり、このとき、各抵抗の値は、ドライブ回路３０の入力仕様のＨレベル下限Ｖｈｌ、トランジスタの最小ベース電流Ｉｂｍｎとすると、Ｖｃｃ×抵抗１１３／（抵抗１１３＋抵抗１１５）＞Ｖｈｌ、Ｖｃｃ／（抵抗１１３＋抵抗１１５）＞Ｉｂｍｎを満足する必要がある。
【００９０】
（実施形態９）
本実施形態では、実施形態１〜８においてスイッチング素子を駆動するための電源や、制御電源Ｖｃｃとして利用できる小容量のスイッチング電源の構成例について図２１を用いて説明する。スイッチング電源は、ＰＮＰ型トランジスタ１３１、インダクタ１３６、ダイオード１３８の直列回路と、トランジスタ１３１のベース−エミッタ間に接続された抵抗１３０と、トランジスタ１３１のコレクタとＧＮＤレベルとの間に接続されたダイオード１３２及び抵抗１３４，１３５の直列回路と、抵抗１３４に並列接続されたダイオード１３３と、インダクタ１３６を介して抵抗１３４，１３５の直列回路に並列に接続されて、ベースを抵抗１３４，１３５の接続中点に接続されたＮＰＮ型トランジスタ１３７と、ダイオード１３８を介して出力端間に接続されたツェナダイオード１３９、ＮＰＮ型トランジスタ１４７、抵抗１４１の直列回路と、出力端に接続された平滑用のコンデンサ１４８と、トランジスタ１３１のベースとトランジスタ１４７のエミッタとの間に接続されたＮＰＮ型トランジスタ１４０と、トランジスタ１４０，１４７の各ベース間に接続されたＣＲ直列回路１４４、抵抗１４５の直列回路と、トランジスタ１４０のベースとＧＮＤレベルとの間に接続されたダイオード１４２，抵抗１４３と、ＣＲ直列回路１４４と抵抗１４５との接続中点に出力する矩形波発振器１４６とからなり、トランジスタ１３１のエミッタに直流電源１の電源電圧Ｖｉｎを入力し、コンデンサ１４８の両端に制御電源Ｖｃｃを発生させるものである。ＣＲ直列回路１４４は抵抗１４４ａとコンデンサ１４４ｂとの直列回路で構成されている。
【００９１】
以下、本実施形態のスイッチング電源の動作について説明する。まずトランジスタ１３１がオンすると、そのコレクタから抵抗１３４で制限されたベース電流がトランジスタ１３７のベースに入力されて、トランジスタ１３７はオンする。トランジスタ１３１，１３７がオンしたことにより、電源電圧Ｖｉｎ（直流電源１）からインダクタ１３６に電流が流れ、エネルギーを蓄積する。そしてトランジスタ１３１をオフするとトランジスタ１３７もオフし、インダクタ１３６に蓄積されたエネルギーは平滑コンデンサ１４８を充電する。
【００９２】
トランジスタ１３１の駆動信号は、矩形波発振器１４６が発生する矩形波電圧をＣＲ直列回路１４４によってノコギリ波状に変換したノコギリ波電圧と、ツェナダイオード１３９によって得られる電圧とをトランジスタ１４０で比較することによって、出力フィードバックを兼ねたノコギリ波（三角波）比較を行ってトランジスタ１３１のベース電流のデューティ調整を行い、出力制御をしている。
【００９３】
ここで、トランジスタ１４０のエミッタ抵抗１４１は、トランジスタ１３１のベース電流を確保するためにあまり大きくできない。一方、出力フィードバックに用いられるツェナダイオード１３９はエミッタ抵抗１４１を小さくすると消費電力が大きくなり、素子が大型化してしまう。
【００９４】
そこで、矩形波発振器１４６の矩形波出力でトランジスタ１４７をオン・オフすることで、ツェナダイオード１３９の出力からエミッタ抵抗１４１への経路を断続させている。すなわち、トランジスタ１４０がオンする条件で、ツェナダイオード１３９によって得られる電圧とノコギリ波との比較を行えばよいので、トランジスタ１４０，１４７を同時刻にオンさせれば（すなわちトランジスタ１３１，１４７を同時刻にオンさせることになる）、出力フィードバックによる出力制御を行いつつ、ツェナダイオード１３９の消費電力を削減することができる。
【００９５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、放電灯と、
前記放電灯を点灯させるための電力を供給する直流電源と、
オン・オフすることで前記直流電源からの入力を導通・遮断するスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオンすることで前記直流電源から供給されるエネルギーを蓄え、前記スイッチング素子がオフすることで蓄えたエネルギーを出力側へ放出するインダクタンス素子とを少なくとも有して、前記直流電源からの入力を放電灯が必要としている電力に変換して出力するＤＣ／ＤＣ変換回路と、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力を放電灯の点灯電力に変換して放電灯を点灯させる点灯回路と、
前記スイッチング素子のデューティを指示するデューティ指令信号を出力するデューティ指令手段と、所定の発振周期且つ前記デューティ指令信号が指示するデューティで前記スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発振手段と、前記スイッチング素子が前記デューティに対応した期間オンしてからオフに移行した後、前記デューティに対応した期間オフしていなくても、前記インダクタンス素子を流れる電流が略ゼロになったときに前記ＰＷＭ発振手段にリセット信号を出力し、前記ＰＷＭ発振手段が出力するＰＷＭ信号を前記スイッチング素子がオン状態に移行する状態に遷移させるリセット動作を行うリセット手段とを有して、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力を制御する制御回路とを備えるので、定常点灯時には電流境界モードで動作して効率等の特性を良好に保つことができ、電流連続モード時にはＤＣ／ＤＣ変換回路のスイッチング素子のスイッチング周波数が一義的に決まるため、スイッチング周波数の安定化を図ることができるとともにインダクタンス素子の設計が容易となるという効果がある。さらに、スイッチング素子のオン・オフ時間を規定するためのタイマ機能を多く備える必要がないため、ＰＷＭ発振手段の構成の簡易化を図ることができる。
【００９６】
請求項２の発明は、請求項１において、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路のインダクタンス素子は、少なくとも１次巻線と２次巻線とを有するトランス構造であるので、トランスを用いたＤＣ／ＤＣ変換回路においても請求項１と同様の効果を奏する。
【００９７】
請求項３の発明は、請求項１において、放電灯のランプ電圧あるいは前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧が所定値を超えた場合、前記制御回路のリセット手段のリセット信号出力を禁止する手段を備えるので、過度のスイッチング周波数の上昇を防止できるという効果がある。
【００９８】
請求項４の発明は、請求項１において、放電灯が消灯していることを検出した場合、前記制御回路のリセット手段のリセット信号出力を禁止する手段を備えるので、請求項３と同様の効果を奏する。
【００９９】
請求項５の発明は、請求項１において、前記制御回路のリセット手段は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子がオンした直後からオフした後所定の時間が経過するまでの間、所定の電圧を前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に加極する電圧源と、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を所定値と比較するリセット用コンパレータとを備え、前記加極電圧値が所定値以下に低下した場合、前記ＰＷＭ発振手段へリセット信号を出力するので、スイッチング素子の両端電圧のリンギングの影響を検出値に及ぼすことがないという効果がある。
【０１００】
請求項６の発明は、請求項５において、前記電圧源は、コンデンサと、前記スイッチング素子がオン状態のときは前記コンデンサを前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に対して加極性に充電し、前記スイッチング素子がオフ状態のときは前記コンデンサを所定の時定数で放電させる手段とを備えるので、請求項５と同様の効果を奏する。
【０１０１】
請求項７の発明は、請求項１において、前記ＰＷＭ発振手段は、
コンデンサと、前記コンデンサを充電する充電手段と、前記コンデンサの充電電圧と所定値とを比較する発振用コンパレータと、前記発振用コンパレータによって前記コンデンサの充電電圧が所定値を超えたことが検出されるとオンして前記コンデンサの電荷を放電させる放電用スイッチとを有して、前記コンデンサの両端に所定の周期でノコギリ波形の電圧を発生させるノコギリ波発生回路と、
デューティ指令信号とノコギリ波形の電圧とを比較した結果をＰＷＭ信号として前記スイッチング素子へ出力するＰＷＭ用コンパレータとで構成され、
前記リセット手段はリセット信号を出力することで前記放電用スイッチをオンするので、リセット手段を有するＰＷＭ発振手段を構成することができるという効果がある。
【０１０２】
請求項８の発明は、請求項１において、前記制御回路は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値を所定値にクランプするクランプ回路と、前記スイッチング素子がオンした直後からオフした後所定の時間が経過するまでの間、所定の電圧を前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に加極する電圧源と、コンデンサと、前記コンデンサを充電する充電手段と、前記コンデンサの電荷を放電させる放電用スイッチと、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を前記コンデンサの両端電圧と比較する発振・リセット用コンパレータと、デューティ指令信号と前記コンデンサの両端電圧とを比較した結果をＰＷＭ信号として前記スイッチング素子へ出力するＰＷＭ用コンパレータとを備えて、前記コンデンサの充電電圧が前記加極電圧値を超えると前記発振・リセット用コンパレータの出力によって前記放電用スイッチをオンして前記コンデンサを放電させることで、前記コンデンサの両端に所定の周期でノコギリ波形の電圧を発生させると共に、前記ＰＷＭ発振手段のリセット動作を行うので、ＰＷＭ発振手段とリセット手段とで１つのコンパレータを兼用することで、回路構成の簡易化を図ることができるという効果がある。
【０１０３】
請求項９の発明は、請求項８において、前記発振・リセット用コンパレータと放電用スイッチとは、ＰＮＰ型の第１のトランジスタと、第１のトランジスタのベースをコレクタに接続し、第１のトランジスタのコレクタをベースに接続したＮＰＮ型の第２のトランジスタとからなるサイリスタ構成の２つのトランジスタで構成され、前記コンデンサの充電電圧を第１のトランジスタのエミッタに接続し、前記スイッチング素子の両端電圧に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を第２のトランジスタのコレクタに接続し、第１のトランジスタが加極電圧値を前記コンデンサの充電電圧と比較して、第１，第２のトランジスタがオンして前記コンデンサを放電させるので、トランジスタ回路を用いてコンパレータと放電用スイッチを構成することができるという効果がある。
【０１０４】
請求項１０の発明は、請求項７乃至９いずれかにおいて、前記充電手段は、前記コンデンサの充電速度を、前記直流電源の電圧が高い場合に早くし、低い場合に遅くするので、直流電源の電源電圧が高いときにスイッチング素子のスイッチング周波数を上げ、オン時間を短くすることで、スイッチング電流のピークを抑えることができるという効果がある。また、電源電圧の変動による出力変動も抑制することができる。
【０１０５】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０いずれかにおいて、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電流の検出値に少なくとも所定ゲインを乗じた補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、前記デューティ指令手段は、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力をフィードバックすることで前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力値を指示する出力指令値を生成する出力指令手段と、出力指令値に補正信号を加えた信号をデューティ指令信号とする加算手段とを有するので、出力電流の変動に対する応答性を向上させることができるという効果がある。
【０１０６】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１いずれかにおいて、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧を分圧する２つ以上の抵抗の直列回路と、前記抵抗の接続中点にエミッタを接続し、所定電圧にベースを接続したクランプ用トランジスタとを備えて、前記抵抗の接続中点の電圧が所定範囲を超えた場合には前記クランプ用トランジスタのベース−エミッタ間のダイオード特性を利用してエミッタ電圧を前記所定電圧にクランプすることで分圧した電圧値をクランプすると共に、前記クランプ用トランジスタのコレクタから得られる信号を前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧の電圧判定信号として用い、前記デューティ指令手段は分圧した電圧値に応じてデューティ指令信号を出力するので、抵抗分圧比を下げて、出力電圧検出値のダイナミックレンジを広く取ることで、制御精度やノイズ耐量を上げることができるという効果がある。
【０１０７】
請求項１３の発明は、請求項１２において、前記クランプ用トランジスタのコレクタから得られる電圧判定信号は、放電灯が点灯しているか否かを判別する点灯判別信号であるので、同一の回路で出力電圧を検出するとともに、放電灯の点灯、消灯を判別することもできるという効果がある。
【０１０８】
請求項１４の発明は、請求項１乃至１３いずれかにおいて、直流電源からの入力に直列接続した第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子を介した直流電源からの入力より制御電圧を生成する制御電圧生成手段と、制御電圧にカソードを接続したツェナダイオードと、前記ツェナダイオードのアノードに直列接続した第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子を介した前記ツェナダイオードのアノードの電圧によって第１のスイッチング素子のデューティを可変するデューティ可変手段とを有する制御電源部を備え、第１のスイッチング素子がオンしているときのみ第２のスイッチング素子をオンするので、ツェナダイオードの消費電力を低減させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図２】同上の定常状態での動作波形を示す図である。
【図３】同上の初始動状態での動作波形を示す図である。
【図４】同上の消灯状態での動作波形を示す図である。
【図５】本発明の実施形態２の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図６】同上の定常状態での動作波形を示す図である。
【図７】本発明の実施形態３の放電灯点灯装置の第１の構成を示す図である。
【図８】同上の第２の構成を示す図である。
【図９】同上の定常状態での動作波形を示す図である。
【図１０】同上の第３の構成を示す図である。
【図１１】本発明の実施形態４の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図１２】本発明の実施形態５の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図１３】（ａ）同上の充電電流調整回路の第１の構成を示す図である。（ｂ）同上の充電電流調整回路の特性を示す図である。
【図１４】（ａ）同上の充電電流調整回路の第２の構成を示す図である。（ｂ）同上の充電電流調整回路の特性を示す図である。
【図１５】本発明の実施形態６の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図１６】同上の補正信号生成回路の構成を示す図である。
【図１７】本発明の実施形態７の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図１８】同上の出力電圧検出回路の構成を示す図である。
【図１９】本発明の実施形態８の放電灯点灯装置の構成を示す図である。
【図２０】同上の駆動信号の波形を示す図である。
【図２１】本発明の実施形態９の放電点灯装置のスイッチング電源の構成を示す図である。
【図２２】従来の放電灯点灯装置の第１の構成を示す図である。
【図２３】従来の放電灯点灯装置の第２の構成を示す図である。
【符号の説明】
１　直流電源
２　ＤＣ／ＤＣ変換回路
３　インバータ回路
４　始動回路
５　放電灯
６　出力制御回路
７　ＰＷＭ信号発生回路
２１　トランス
２２　スイッチング素子

Claims

放電灯と、
前記放電灯を点灯させるための電力を供給する直流電源と、
オン・オフすることで前記直流電源からの入力を導通・遮断するスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオンすることで前記直流電源から供給されるエネルギーを蓄え、前記スイッチング素子がオフすることで蓄えたエネルギーを出力側へ放出するインダクタンス素子とを少なくとも有して、前記直流電源からの入力を放電灯が必要としている電力に変換して出力するＤＣ／ＤＣ変換回路と、
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力を放電灯の点灯電力に変換して放電灯を点灯させる点灯回路と、
前記スイッチング素子のデューティを指示するデューティ指令信号を出力するデューティ指令手段と、所定の発振周期且つ前記デューティ指令信号が指示するデューティで前記スイッチング素子を駆動するＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発振手段と、前記スイッチング素子が前記デューティに対応した期間オンしてからオフに移行した後、前記デューティに対応した期間オフしていなくても、前記インダクタンス素子を流れる電流が略ゼロになったときに前記ＰＷＭ発振手段にリセット信号を出力し、前記ＰＷＭ発振手段が出力するＰＷＭ信号を前記スイッチング素子がオン状態に移行する状態に遷移させるリセット動作を行うリセット手段とを有して、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力を制御する制御回路とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路のインダクタンス素子は、少なくとも１次巻線と２次巻線とを有するトランス構造であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
放電灯のランプ電圧あるいは前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧が所定値を超えた場合、前記制御回路のリセット手段のリセット信号出力を禁止する手段を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
放電灯が消灯していることを検出した場合、前記制御回路のリセット手段のリセット信号出力を禁止する手段を備えることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
前記制御回路のリセット手段は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子がオンした直後からオフした後所定の時間が経過するまでの間、所定の電圧を前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に加極する電圧源と、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を所定値と比較するリセット用コンパレータとを備え、前記加極電圧値が所定値以下に低下した場合、前記ＰＷＭ発振手段へリセット信号を出力することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
前記電圧源は、コンデンサと、前記スイッチング素子がオン状態のときは前記コンデンサを前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に対して加極性に充電し、前記スイッチング素子がオフ状態のときは前記コンデンサを所定の時定数で放電させる手段とを備えることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
前記ＰＷＭ発振手段は、
コンデンサと、前記コンデンサを充電する充電手段と、前記コンデンサの充電電圧と所定値とを比較する発振用コンパレータと、前記発振用コンパレータによって前記コンデンサの充電電圧が所定値を超えたことが検出されるとオンして前記コンデンサの電荷を放電させる放電用スイッチとを有して、前記コンデンサの両端に所定の周期でノコギリ波形の電圧を発生させるノコギリ波発生回路と、
デューティ指令信号とノコギリ波形の電圧とを比較した結果をＰＷＭ信号として前記スイッチング素子へ出力するＰＷＭ用コンパレータとで構成され、
前記リセット手段はリセット信号を出力することで前記放電用スイッチをオンすることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
前記制御回路は、前記スイッチング素子の両端電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値を所定値にクランプするクランプ回路と、前記スイッチング素子がオンした直後からオフした後所定の時間が経過するまでの間、所定の電圧を前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に加極する電圧源と、コンデンサと、前記コンデンサを充電する充電手段と、前記コンデンサの電荷を放電させる放電用スイッチと、前記スイッチング素子の両端電圧の検出値に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を前記コンデンサの両端電圧と比較する発振・リセット用コンパレータと、デューティ指令信号と前記コンデンサの両端電圧とを比較した結果をＰＷＭ信号として前記スイッチング素子へ出力するＰＷＭ用コンパレータとを備えて、前記コンデンサの充電電圧が前記加極電圧値を超えると前記発振・リセット用コンパレータの出力によって前記放電用スイッチをオンして前記コンデンサを放電させることで、前記コンデンサの両端に所定の周期でノコギリ波形の電圧を発生させると共に、前記ＰＷＭ発振手段のリセット動作を行うことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
前記発振・リセット用コンパレータと放電用スイッチとは、ＰＮＰ型の第１のトランジスタと、第１のトランジスタのベースをコレクタに接続し、第１のトランジスタのコレクタをベースに接続したＮＰＮ型の第２のトランジスタとからなるサイリスタ構成の２つのトランジスタで構成され、前記コンデンサの充電電圧を第１のトランジスタのエミッタに接続し、前記スイッチング素子の両端電圧に前記電圧源の発生電圧を加極した加極電圧値を第２のトランジスタのコレクタに接続し、第１のトランジスタが加極電圧値を前記コンデンサの充電電圧と比較して、第１，第２のトランジスタがオンして前記コンデンサを放電させることを特徴とする請求項８記載の放電灯点灯装置。
前記充電手段は、前記コンデンサの充電速度を、前記直流電源の電圧が高い場合に早くし、低い場合に遅くすることを特徴とする請求項７乃至９いずれか記載の放電灯点灯装置。
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記出力電流の検出値に少なくとも所定ゲインを乗じた補正信号を生成する補正信号生成手段とを備え、前記デューティ指令手段は、前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力をフィードバックすることで前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力値を指示する出力指令値を生成する出力指令手段と、出力指令値に補正信号を加えた信号をデューティ指令信号とする加算手段とを有することを特徴とする請求項１乃至１０いずれか記載の放電灯点灯装置。
前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧を分圧する２つ以上の抵抗の直列回路と、前記抵抗の接続中点にエミッタを接続し、所定電圧にベースを接続したクランプ用トランジスタとを備えて、前記抵抗の接続中点の電圧が所定範囲を超えた場合には前記クランプ用トランジスタのベース−エミッタ間のダイオード特性を利用してエミッタ電圧を前記所定電圧にクランプすることで分圧した電圧値をクランプすると共に、前記クランプ用トランジスタのコレクタから得られる信号を前記ＤＣ／ＤＣ変換回路の出力電圧の電圧判定信号として用い、前記デューティ指令手段は分圧した電圧値に応じてデューティ指令信号を出力することを特徴とする請求項１乃至１１いずれか記載の放電灯点灯装置。
前記クランプ用トランジスタのコレクタから得られる電圧判定信号は、放電灯が点灯しているか否かを判別する点灯判別信号であることを特徴とする請求項１２記載の放電灯点灯装置。
直流電源からの入力に直列接続した第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子を介した直流電源からの入力より制御電圧を生成する制御電圧生成手段と、制御電圧にカソードを接続したツェナダイオードと、前記ツェナダイオードのアノードに直列接続した第２のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子を介した前記ツェナダイオードのアノードの電圧によって第１のスイッチング素子のデューティを可変するデューティ可変手段とを有する制御電源部を備え、第１のスイッチング素子がオンしているときのみ第２のスイッチング素子をオンすることを特徴とする請求項１乃至１３いずれか記載の放電灯点灯装置。