JP2004040916A

JP2004040916A - Pulse power source

Info

Publication number: JP2004040916A
Application number: JP2002195342A
Authority: JP
Inventors: Hitoshi Mori; 森　均; Keizo Kitamoto; 北本　圭造
Original assignee: Nichicon Corp
Current assignee: Nichicon Corp
Priority date: 2002-07-04
Filing date: 2002-07-04
Publication date: 2004-02-05
Anticipated expiration: 2022-07-04
Also published as: JP4047645B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a pulse power source in the shape of rectangular wave excellent in flatness by using it jointly with a DC power source without merely relying upon capacitor charge, regarding a current control method after the start of a pulse current. <P>SOLUTION: This pulse power source is equipped with a semiconductor switch for start interposed between a capacitor and load, a current detector connected to the load, and a control unit connected to the semiconductor unit for start and the current detector. Here a waveform shaping circuit is composed of a semiconductor switch for DC, a simulated load circuit, and a DC power source, and is connected between the control unit and the current detector. This pulse power source supplies a load by a flat current by the ON/OFF control of the semiconductor switch for DC interposed between the the DC power source and the load, a simulated load circuit performing switching is connected in parallel with the DC power source, and the simulated load circuit has the same factor as the impedance at the flat current that the load has. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は立上がりの早い矩形波状のパルス電流を発生するパルス電源について、主に平坦性を形成する波形成形方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電子ビームや陽子ビームを扱う加速器は物理学の研究や医療研究などの分野に広く利用されている。このようなビームは電磁石や静電気によってビームを加速したり、軌道を曲げたり、戻したり、切り取ったりと緻密な制御がなされる。このような電磁石にはマイクロ秒から数十ミリ秒の短時間で、しかも、電流では〜数十ｋＡにも達する大電流のパルス電源が用いられる。このようなパルス電流を発生させるには、初期充電されたコンデンサからスタート用半導体スイッチを介してパルス電流を発生させる方法がとられる。この種のパルス電源の従来例を図４に示す。
【０００３】
図４において、予め初期充電されたコンデンサ１とスタート用半導体スイッチ２、および電磁石などの負荷３を構成するインダクタ４と抵抗５および放電電流を計測する電流検出器６が閉回路に接続されてパルス回路を形成する。そしてインダクタ４と抵抗５と電流検出器６の直列回路と並列にクローバ用半導体スイッチ７を接続する。スタート用半導体スイッチ２とクローバ用半導体スイッチ７のゲート端子は制御ユニット８に接続する。また、電流検出器６は上記制御ユニット８に接続して測定値のデータを送信する。なお、クローバ用半導体スイッチ７の極性はスタート用半導体スイッチ２がオン動作した時に電流が流入するのを阻止する方向に設ける。
【０００４】
次に、動作を説明する。制御ユニット８から動作指令を受けたスタート用半導体スイッチ２がオン動作をし、コンデンサ１から負荷３にパルス電流を供給する。電流検出器６で計測したパルス電流が制御ユニット８に送信され、所定のパルス電流値、例えば最大電流に達すると、制御ユニット８からクローバ用半導体スイッチ７に動作オン指令を送信する。
【０００５】
図５に負荷３を流れるパルス電流波形を示し、動作を説明する。縦軸がパルス電流Ｉ、横軸が時間ｔである。このようにインダクタ４にはパルス電流Ｉが所定のパルス電流値に達する立上げ時間ｔ_１以降は、インダクタ４と抵抗５とクローバ用半導体スイッチ７とからなる閉回路のインダクタンスＬと抵抗Ｒとで決まる減衰時定数τ＝Ｌ／Ｒによって緩やかに減衰する。この回路定数に関しては、インダクタンスＬ分はインダクタ４が、抵抗Ｒ分は抵抗５が支配的である。次に、所定のパルス幅ｔ_１〜ｔ_２に達すると、制御ユニット８はクローバ用半導体スイッチ７に動作オフ指令を送信し放電を停止する。その結果、パルス電流はコンデンサ１とスタート用半導体スイッチ２を含む閉回路に転流してパルス電流Ｉは急激に減衰を続け、コンデンサ１は当初の充電電圧と逆の極性に充電されはじめる。その後、パルス電流Ｉが零になる時間ｔ_３に達すると、スタート用半導体スイッチ２はコンデンサ１の逆電圧を受けて動作を停止する。このパルス電流Ｉの立下げ時間ｔ_２〜ｔ_３は立上げ時間ｔ_１の放電周期と同じ時間となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
加速器は非常に緻密な制御を必要とすることから図５に示す減衰状のパルス波形ではビーム制御が巧く行かず、電流波形の立上げ・下げ時間が速く、その間は長時間にわたり安定度の高い平坦性を有するような矩形波状のパルス電流が欲しいとの要求に応じることができなかった。本発明は上記の背景を鑑みて、パルス電流立上げ後の電流制御方法を、単にコンデンサ放電に頼ることなく、直流電源と併用することによって、平坦性の良い矩形波状のパルス電源を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
すなわち、本発明は、コンデンサ１と負荷３との間に介在するスタート用半導体スイッチ２と、負荷３に接続される電流検出器２と、スタート用半導体スイッチ２および電流検出器６に接続される制御ユニット８とを備え、上記制御ユニット８と電流検出器６との間に、直流用半導体スイッチ１２と模擬負荷回路１１と直流電源１０とからなる波形成形回路９を接続し、該直流電源１０と負荷３との間に介在する直流用半導体スイッチ１２のオン／オフ制御で平坦電流を負荷３に供給するパルス電源であって、
上記波形成形回路が、直流電源１０と負荷３とを接続する直流用半導体スイッチ１２と、直流電源１０と並列にスイッチング作用を有する模擬負荷回路１１を接続してなり、
該直流電源１０から負荷３が有する平坦電流時のインピーダンスと同一要素を持たせた模擬負荷回路１１をオン、直流用半導体スイッチ１２をオフさせて予め所定の平坦電流に相当する電流を波形成形回路９内に流し、
電流の立上げ時は上記スタート用半導体スイッチ２をオンさせてコンデンサ１からエネルギーを負荷３に供給し、
平坦電流時は上記模擬負荷回路１１をオフ、直流用半導体スイッチ１２をオンさせて直流電流を負荷３に転流させ、
立下げ時は上記模擬負荷回路１１をオン、直流用半導体スイッチ１２をオフさせて、負荷３が有するエネルギーをコンデンサ１に回生するように制御ユニット８で制御することを特徴とするパルス電源である。
【０００８】
また、上記スタート用半導体スイッチ２が複数の半導体素子２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄのタスキがけ回路で構成され、負荷３からのエネルギーを上記タスキがけ回路を介して、上記コンデンサ１に初期の充電電圧極性と同一極性で回生することを特徴とするパルス電源である。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について説明する。図１は本発明の実施例である。図４と同一回路を構成する素子には同一記号を付記したのでその説明を省略する。この回路は急速放電が容易なコンデンサを用いたパルス回路と一定の電流を安定に流すことができる直流回路の特徴を互いに組み合わせて構成した新しい波形成形方法である。
【００１０】
図１において、図４に示したクローバ用半導体スイッチ７の代わりに波形成形回路９の出力端子を接続する。波形成形回路９は直流電源１０とスイッチング作用を備えた模擬負荷回路１１とを閉回路に接続し、該模擬負荷回路１１の一端は直流用半導体スイッチ１２を介してスタート用半導体スイッチ２の出力端子に接続され、他端は直接出力端子の他の一端に接続される。直流用半導体スイッチ１２の極性はスタート用半導体スイッチ２が動作した時に電流を阻止する方向とする。また、模擬負荷回路１１の極性は直流電源１０から供給される直流電流を直流用半導体スイッチ１２に転流できる方向とする。制御ユニット８はスタート用半導体スイッチ２、電流検出器６、模擬負荷回路１１、直流用半導体スイッチ１２に接続され、各半導体にゲート信号を送信したり、放電電流の確認をして、全体的な運転制御をする。
【００１１】
図２に負荷３を流れるパルス電流波形と負荷電圧Ｖの波形を示す。縦軸に負荷電圧Ｖを示し、他は図５と同じであるので説明を省略する。まず負荷３にどのような矩形波状のパルス電流を流すかを決める。パルス電流Ｉの立上げ時間０〜ｔ_１および立下げ時間ｔ_２〜ｔ_３はコンデンサ１の容量と負荷３の共振周波数によって、所定の平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}は直流電源１０によって決めることになる。一方、平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}の時間帯は電流に変化がないため負荷３の電圧は抵抗５が支配的となり、その負荷電圧Ｖ_{ｔ１〜ｔ２}＝（平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}）×（抵抗５の抵抗値）によって決まる値となる。
【００１２】
ここで、模擬負荷回路１１は抵抗５と模擬的に同一特性を有することが望ましい。
すなわち、前記負荷電圧Ｖ_{ｔ１〜ｔ２}に合わせた等価回路構成にする。従って、ＦＥＴなどの半導体スイッチを用いてスイッチング作用を兼ねた電流抑制制御を行っても良いし、抵抗５と同等抵抗値の抵抗を挿入して半導体スイッチでオン／オフ制御してもよい。
【００１３】
次に、動作を説明する。制御ユニット８は模擬負荷回路１１に動作オン指令を送信し、直流電源１０から直流を供給する。模擬負荷回路１１を流れる電流は所定の平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}に達すると、その電圧は負荷電圧Ｖ_{ｔ１〜ｔ２}と等価となり、その状態を維持する。次に、制御ユニット８はスタート用半導体スイッチ２に動作オン指令を送信し、所定の電圧に充電されたコンデンサ１は負荷３に向けて放電を開始する。負荷３のパルス電流Ｉは立上げ時間ｔ_１で平坦電流Ｉ_ｔ _１〜ｔ２、負荷電圧Ｖ_{ｔ１〜ｔ２}に達する。この段階で制御ユニット８は直流用半導体スイッチ１２に動作オン指令を送信し、オン動作をさせると同時に模擬負荷回路１１に動作オフ指令を出し、通電を停止させる。その結果、コンデンサ１から与えた電圧はなお電圧降下を続けようとするが、直流電源１０からこれを補うように電力の供給を始めることにより、電圧は負荷電圧Ｖ_{ｔ１〜ｔ２}を、電流は平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}を維持し、エネルギーの供給源がコンデンサ１から直流電源１０に転流したことになる。
【００１４】
その後、所定のパルス幅の時間を経過して時間ｔ_２に達すると、制御ユニット８は模擬負荷回路１１に動作オン指令を送信し、通電させると同時に直流用半導体スイッチ１２に動作オフ指令を送信して通電を停止する。その結果、負荷３のパルス電流Ｉは立上げ時と同じ共振周波数で減少しやがて０に達し、負荷電圧Ｖも同じ時間変化で極性を反転しながらコンデンサ１を逆極性に充電し、やがて最大の逆電圧に達する。その後も共振現象で電流は反転して放電を続けようとするが、スタート用半導体スイッチ２にコンデンサ１の逆電圧が印加され、通電を停止する。
【００１５】
以上の動作で１サイクルの放電が終了する。このようにパルス電流Ｉの立上げ時間ｔ_１、立下げ時間ｔ_２〜ｔ_３にはコンデンサ１を、そして平坦性の必要な時間ｔ_１〜ｔ_２は直流電源１０から電力を供給する方法を採用することは、電流的にも、パルス幅にも、そして最も大事な平坦性にも自由度が大きく、加速器の安定精度の向上に有効である。
【００１６】
さて、上記の実施例ではパルス放電を１サイクルで終了する動作を説明をしたが、実際の加速器では１秒間に数十回から数千回の放電を繰り返すことになる。このような放電では前記コンデンサ１の逆極性に充電されたエネルギーを捨てることは発熱を伴うと共にエネルギーの利用効率を悪くする欠点がある。図３に本発明の他の実施例を示す。
【００１７】
図３において、図１と異なるのは波形成形回路９を一括して示したこととスタート用半導体スイッチ２の回路構成である。前者の構成は図１と同じであるので後者について説明する。スタート用半導体スイッチ２は半導体素子２_ａ〜２_ｄによって構成され、コンデンサ１の一端と負荷３との間に第１の半導体素子２_ａを順方向接続し、上記負荷３の他端とコンデンサ１の他端との間に第２の半導体素子２_ｂを順方向接続し、第１の半導体素子２_ａのカソードと第２の半導体素子２_ｂのカソードとの間に第３の半導体素子２_ｃを逆方向接続し、第１の半導体素子２_ａのアノードと第２の半導体素子２_ｂのアノードとの間に第４の半導体素子２_ｄを逆方向接続してなる。上記の方法による半導体素子２_ａ〜２_ｄの接続回路を「タスキがけ回路」と呼ぶ。また、それぞれのゲート端子は制御ユニット８に接続される。
【００１８】
次に、スタート用半導体スイッチ２の動作について説明する。その他の回路および動作については図１と同じである。まず、コンデンサ１の放電時には制御ユニット８より第１の半導体素子２_ａと第２の半導体素子２_ｂに動作オン指令を送信し放電が開始する。そして所定の平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}に達すると波形成形回路９を動作オンさせ、時間ｔ_２まで運転させる。その後、波形成形回路９を動作オフさせると共に第１の半導体素子２_ａと第２の半導体素子２_ｂを動作オフさせて、第３の半導体素子２_ｃと第４の半導体素子２_ｄを動作オンさせることによって、パルス電流Ｉの流れを負荷３の低圧側から第４の半導体素子２_ｄ、コンデンサ１、第３の半導体素子２_ｃ、負荷３の高圧側を結ぶ閉回路に転流させることになる。この結果コンデンサ１は初期の極性に再充電されることになり、当初負荷３に供給した電荷の一部が同じ極性でコンデンサ１に回生されたことになる。そして、当初の充電電圧に比較して不足した電圧は、図示しない直流発生器より電荷の供給を受けて再度、次の放電サイクルに移り、繰返し運転を行う。このように放電した電荷の一部、すなわち、エネルギーが回生されることは高頻度繰返し運転にはエネルギーの有効利用に役立ち、かつ、エネルギー供給源の小型化にも有益である。
【００１９】
さて、このような半導体スイッチまたは素子には、例えばＩＧＢＴ、ＦＥＴ、ＧＴＯなどの自己消弧型素子やサイリスタなどが使用される。また、扱う電流が大きく、電圧も高い場合は前記半導体素子を直列または並列に接続して使用する。
【００２０】
また、他の実施例として平坦電流Ｉ_{ｔ１〜ｔ２}を時間ｔ_１〜ｔ_２の間に時間ｔ_２に向けて徐々に上昇させたり、降下させたりすることも可能性として有している。これは直流電源に短時間で電流変化ができる機能を持たせればよいが、あまり短時間での応答は難しい。
【００２１】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明は、従来、時定数τ＝Ｌ／Ｒによって減衰状のパルス幅を決めていた欠点を除去し、速い放電が容易なコンデンサを用いてパルス電流の立上げ／立下げ時間をインダクタ４との共振周波数によって決め、そして矩形波の平坦電流は模擬負荷回路１１からの転流により直流電源から直接供給する方法を、半導体スイッチのスイッチング作用により実現した。このことにより、パルス電流立上げ後の電流制御方法を、コンデンサ放電に頼ることなく直流電源と併用することで、平担性の良い矩形波状のパルス電源を得ることができる。
上記構成により、コンデンサ、直流電源、半導体の長所を巧く利用することができ、かつ、エネルギー回生を含む効率のよい繰返し運転も可能にした。
このように、本発明はビーム制御用電磁石電源として加速器の性能向上に優れた貢献をし工業的価値大なるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるパルス電源の実施例を示す回路図である。
【図２】本発明によるパルス電源の電流波形および負荷電圧波形である。
【図３】本発明によるパルス電源の他の実施例である。
【図４】従来例によるパルス電源を示す回路図である
【図５】従来例によるパルス電源の電流波形である。
【符号の説明】
１　コンデンサ
２　スタート用半導体スイッチ
２_ａ　第１の半導体素子
２_ｂ　第２の半導体素子
２_ｃ　第３の半導体素子
２_ｄ　第４の半導体素子
３　負荷
４　インダクタ
５　抵抗
６　電流検出器
７　クローバ用半導体スイッチ
８　制御ユニット
９　波形成形回路
１０　直流電源
１１　模擬負荷回路
１２　直流用半導体スイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a waveform shaping method that mainly forms flatness for a pulse power source that generates a rectangular-wave-like pulse current that rises quickly.
[0002]
[Prior art]
Accelerators that handle electron beams and proton beams are widely used in fields such as physics research and medical research. Such a beam is precisely controlled by accelerating the beam by an electromagnet or static electricity, bending the trajectory, returning it, or cutting it. For such an electromagnet, a high-current pulse power source is used in a short time of microseconds to several tens of milliseconds and a current of up to several tens of kA. In order to generate such a pulse current, a method of generating a pulse current from an initially charged capacitor via a start semiconductor switch is employed. A conventional example of this type of pulse power supply is shown in FIG.
[0003]
In FIG. 4, a capacitor 1 that has been initially charged, a start semiconductor switch 2, an inductor 4 that constitutes a load 3 such as an electromagnet, a resistor 5, and a current detector 6 that measures a discharge current are connected in a closed circuit and pulsed. Form a circuit. A crowbar semiconductor switch 7 is connected in parallel with the series circuit of the inductor 4, the resistor 5, and the current detector 6. The gate terminals of the start semiconductor switch 2 and the crowbar semiconductor switch 7 are connected to the control unit 8. In addition, the current detector 6 is connected to the control unit 8 and transmits measured value data. The polarity of the crowbar semiconductor switch 7 is set in such a direction as to prevent the current from flowing when the start semiconductor switch 2 is turned on.
[0004]
Next, the operation will be described. In response to the operation command from the control unit 8, the start semiconductor switch 2 is turned on to supply a pulse current from the capacitor 1 to the load 3. When the pulse current measured by the current detector 6 is transmitted to the control unit 8 and reaches a predetermined pulse current value, for example, the maximum current, an operation-on command is transmitted from the control unit 8 to the crowbar semiconductor switch 7.
[0005]
FIG. 5 shows a pulse current waveform flowing through the load 3, and the operation will be described. The vertical axis represents the pulse current I, and the horizontal axis represents the time t. Thus, after the rise time t ₁ when the pulse current I reaches the predetermined pulse current value, the inductor 4 has a closed circuit inductance L and resistance R including the inductor 4, the resistor 5, and the crowbar semiconductor switch 7. Attenuation is slowly attenuated by a determined decay time constant τ = L / R. Regarding this circuit constant, the inductor 4 is dominant for the inductance L, and the resistor 5 is dominant for the resistance R. Next, when the predetermined pulse width t _{1 to} t ₂ is reached, the control unit 8 transmits an operation off command to the crowbar semiconductor switch 7 to stop discharging. As a result, the pulse current commutates to the closed circuit including the capacitor 1 and the start semiconductor switch 2, the pulse current I continues to decay rapidly, and the capacitor 1 starts to be charged with a polarity opposite to the original charging voltage. Thereafter, when the time t ₃ when the pulse current I becomes zero is reached, the start semiconductor switch 2 receives the reverse voltage of the capacitor 1 and stops its operation. The fall time t ₂ ~t ₃ of the pulse current I is the same time as the start-up discharge period of time t _1.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
Since the accelerator requires very precise control, the beam control cannot be performed well with the attenuated pulse waveform shown in FIG. 5, and the rise and fall times of the current waveform are fast, and during that time the stability of the waveform is stable. It was not possible to meet the demand for a rectangular wave-shaped pulse current having high flatness. In view of the above-mentioned background, the present invention provides a rectangular wave pulse power source with good flatness by using a current control method after starting a pulse current in combination with a DC power source without relying on capacitor discharge. It is.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
That is, the present invention is connected to the start semiconductor switch 2 interposed between the capacitor 1 and the load 3, the current detector 2 connected to the load 3, the start semiconductor switch 2 and the current detector 6. A control unit 8, and a waveform shaping circuit 9 including a DC semiconductor switch 12, a simulated load circuit 11, and a DC power source 10 is connected between the control unit 8 and the current detector 6. And a pulse power supply for supplying a flat current to the load 3 by on / off control of the DC semiconductor switch 12 interposed between the load 3 and the load 3.
The waveform shaping circuit comprises a DC semiconductor switch 12 for connecting the DC power supply 10 and the load 3 and a simulated load circuit 11 having a switching action in parallel with the DC power supply 10.
A waveform shaping circuit that turns on a simulated load circuit 11 having the same element as the impedance at the time of a flat current of the load 3 from the DC power source 10 and turns off the DC semiconductor switch 12 to generate a current corresponding to a predetermined flat current in advance. 9
When starting up the current, the start semiconductor switch 2 is turned on to supply energy from the capacitor 1 to the load 3,
At the time of flat current, the simulated load circuit 11 is turned off, the DC semiconductor switch 12 is turned on, and DC current is commutated to the load 3.
The pulse power supply is characterized in that the control unit 8 controls so that the energy of the load 3 is regenerated in the capacitor 1 by turning on the simulated load circuit 11 and turning off the DC semiconductor switch 12 at the time of falling. .
[0008]
The start semiconductor switch 2 is composed of a task circuit of a plurality of semiconductor elements 2a, 2b, 2c, and 2d, and the initial charging voltage is supplied to the capacitor 1 from the load 3 via the task circuit. It is a pulse power supply characterized by regenerating with the same polarity as the polarity.
[0009]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. The elements constituting the same circuit as in FIG. This circuit is a new waveform shaping method configured by combining the features of a pulse circuit using a capacitor that is easy to discharge quickly and a DC circuit that allows a constant current to flow stably.
[0010]
In FIG. 1, the output terminal of the waveform shaping circuit 9 is connected instead of the crowbar semiconductor switch 7 shown in FIG. The waveform shaping circuit 9 connects a DC power source 10 and a simulated load circuit 11 having a switching action to a closed circuit, and one end of the simulated load circuit 11 is connected to an output terminal of the start semiconductor switch 2 via a DC semiconductor switch 12. The other end is directly connected to the other end of the output terminal. The polarity of the DC semiconductor switch 12 is set so as to block the current when the start semiconductor switch 2 is operated. The polarity of the simulated load circuit 11 is set so that a direct current supplied from the direct current power supply 10 can be commutated to the direct current semiconductor switch 12. The control unit 8 is connected to the start semiconductor switch 2, the current detector 6, the simulated load circuit 11, and the direct current semiconductor switch 12. The control unit 8 transmits a gate signal to each semiconductor and confirms the discharge current to Control the operation.
[0011]
FIG. 2 shows the waveform of the pulse current flowing through the load 3 and the waveform of the load voltage V. Since the load voltage V is shown on the vertical axis and the others are the same as those in FIG. First, it is determined what rectangular wave-shaped pulse current is to flow through the load 3. The rising time 0 to t ₁ and the falling time t _{2 to} t ₃ of the pulse current I are determined by the capacity of the capacitor 1 and the resonance frequency of the load 3, and the predetermined flat current I _{t1 to} t ₂ is determined by the DC power supply 10. . On the other hand, since the current does not change during the time period of the flat current I _{t1 to t2,} the resistance 5 is dominant in the voltage of the load 3, and the load voltage V _{t1 to t2} = (flat current I _{t1 to t2} ) × (resistance 5 Value determined by the resistance value).
[0012]
Here, it is desirable that the simulated load circuit 11 has the same characteristics as the resistor 5 in a simulated manner.
That is, an equivalent circuit configuration that matches the load voltages V _t1 to _t2 is _adopted . Therefore, a current suppression control that also serves as a switching function may be performed using a semiconductor switch such as an FET, or a resistor having a resistance value equivalent to that of the resistor 5 may be inserted, and on / off control may be performed using the semiconductor switch.
[0013]
Next, the operation will be described. The control unit 8 transmits an operation on command to the simulated load circuit 11 and supplies direct current from the direct current power source 10. When the current flowing through the simulated load circuit 11 reaches a predetermined flat current _It1 to _t2 , the voltage becomes equivalent to the load voltage _Vt1 to _t2, and the state is maintained. Next, the control unit 8 transmits an operation-on command to the start semiconductor switch 2, and the capacitor 1 charged to a predetermined voltage starts discharging toward the load 3. Load 3 of the pulse current I is starting up time _{t 1} the flat current _{_I t} _1~t2, reaches the load voltage _{V t1 to t2.} At this stage, the control unit 8 transmits an operation on command to the DC semiconductor switch 12 to turn it on, and simultaneously issues an operation off command to the simulated load circuit 11 to stop energization. As a result, the voltage applied from the capacitor 1 still continues to drop, but by starting to supply power from the DC power supply 10 to compensate for this, the voltage becomes the load voltage V _t1 to _t2 and the current is flat. The currents _It1 to _t2 are maintained, and the energy supply source is commutated from the capacitor 1 to the DC power source 10.
[0014]
Then transmission, when the time reaches t ₂ after the lapse of time of a predetermined pulse width, the control unit 8 sends an operation ON command to the simulated load circuit 11, the operation off command to DC for the semiconductor switch 12 simultaneously with the energization To stop energization. As a result, the pulse current I of the load 3 decreases at the same resonance frequency as that at the time of start-up, and eventually reaches 0. The load voltage V also reverses the polarity with the same time change and charges the capacitor 1 with the opposite polarity. Reversal voltage is reached. After that, the current is inverted due to the resonance phenomenon to continue discharging, but the reverse voltage of the capacitor 1 is applied to the start semiconductor switch 2 to stop energization.
[0015]
With the above operation, one cycle of discharge is completed. In this way, the capacitor 1 is supplied at the rising time t ₁ and the falling times t _{2 to} t ₃ of the pulse current I, and the DC power supply 10 is supplied at the time t _{1 to} t _{2 where} flatness is required. Adopting a large degree of freedom in terms of current, pulse width, and most important flatness is effective in improving the stability accuracy of the accelerator.
[0016]
In the above embodiment, the operation of ending the pulse discharge in one cycle has been described. However, in an actual accelerator, the discharge is repeated several tens to several thousand times per second. In such a discharge, throwing away the energy charged in the reverse polarity of the capacitor 1 has the disadvantages of generating heat and reducing the efficiency of energy use. FIG. 3 shows another embodiment of the present invention.
[0017]
3 differs from FIG. 1 in that the waveform shaping circuit 9 is shown in a lump and the circuit configuration of the start semiconductor switch 2. Since the former configuration is the same as in FIG. 1, the latter will be described. The start semiconductor switch 2 is composed of semiconductor elements 2 _a to 2 _d . The first semiconductor element 2 _a is connected in _a forward direction between one end of the capacitor 1 and the load 3, and the other end of the load 3 and the capacitor 1 are connected. the second semiconductor element 2 _b connected in the forward direction, the third semiconductor element 2 _c between the cathode of the cathode of the first semiconductor element 2 _a second semiconductor element 2 _b between the other end of a reverse connected, formed by a reverse connection of the fourth semiconductor element 2 _d between the anode of the anode of the first semiconductor element 2 _a second semiconductor element 2 _b. A connection circuit of the semiconductor elements 2 _a to 2 _d by the above method is referred to as a “task circuit”. Each gate terminal is connected to the control unit 8.
[0018]
Next, the operation of the start semiconductor switch 2 will be described. Other circuits and operations are the same as those in FIG. First, at the time of discharging the capacitor 1 transmits to discharge the operation ON command to start in the first semiconductor element 2 _a and the second semiconductor element 2 _b from the control unit 8. When reaching the predetermined flat current I _{t1 to t2} is operated on a waveform shaping circuit 9, it is operated to the time t _2. Thereafter, the waveform shaping circuit 9 is turned off, the first semiconductor element _2a and the second semiconductor element _2b are turned off, and the third semiconductor element _2c and the fourth semiconductor element _2d are turned on. As a result, the flow of the pulse current I is commutated from the low voltage side of the load 3 to the closed circuit connecting the fourth semiconductor element 2 _d , the capacitor 1, the third semiconductor element 2 _c , and the high voltage side of the load 3. Become. As a result, the capacitor 1 is recharged to the initial polarity, and a part of the charge initially supplied to the load 3 is regenerated to the capacitor 1 with the same polarity. Then, the voltage that is insufficient compared to the initial charging voltage is supplied with electric charge from a DC generator (not shown) and moves again to the next discharge cycle to perform repeated operation. Regeneration of a part of the discharged electric charge, that is, energy, is useful for effective use of energy for high-frequency repetitive operation, and is also beneficial for downsizing of the energy supply source.
[0019]
As such a semiconductor switch or element, a self-extinguishing element such as an IGBT, FET, or GTO, a thyristor, or the like is used. Further, when the current handled is large and the voltage is high, the semiconductor elements are connected in series or in parallel.
[0020]
Also it has or gradually increased toward the time t ₂ between _the flat current I _{t1 to t2} time t ₁ ~t ₂ As another example, a possibility that the or lowered. This can be achieved by providing a direct current power supply with a function of changing the current in a short time, but it is difficult to respond in a very short time.
[0021]
【The invention's effect】
As described above, the present invention eliminates the drawback that the attenuation pulse width is conventionally determined by the time constant τ = L / R, and uses a capacitor that is easy to discharge quickly to raise / lower the pulse current. Is determined by the resonance frequency with the inductor 4, and a method of directly supplying a rectangular wave flat current from a DC power source by commutation from the simulated load circuit 11 is realized by a switching action of a semiconductor switch. As a result, a rectangular wave pulse power source with good flatness can be obtained by using the current control method after the rise of the pulse current together with the DC power source without depending on the capacitor discharge.
With the above configuration, the advantages of the capacitor, the DC power supply, and the semiconductor can be skillfully used, and efficient repeated operation including energy regeneration is also possible.
As described above, the present invention makes an excellent contribution to improving the performance of an accelerator as a beam control electromagnet power source and has a great industrial value.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a pulse power supply according to the present invention.
FIG. 2 shows a current waveform and a load voltage waveform of a pulse power supply according to the present invention.
FIG. 3 shows another embodiment of the pulse power source according to the present invention.
4 is a circuit diagram showing a pulse power supply according to a conventional example. FIG. 5 is a current waveform of a pulse power supply according to a conventional example.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Capacitor 2 Start semiconductor switch 2 _a 1st semiconductor element 2 _b 2nd semiconductor element 2 _c 3rd semiconductor element 2 _d 4th semiconductor element 3 Load 4 Inductor 5 Resistance 6 Current detector 7 Clover semiconductor switch 8 Control Unit 9 Waveform Shaping Circuit 10 DC Power Supply 11 Simulated Load Circuit 12 DC Semiconductor Switch

Claims

コンデンサと負荷との間に介在するスタート用半導体スイッチと、負荷に接続される電流検出器と、スタート用半導体スイッチおよび電流検出器に接続される制御ユニットとを備え、上記制御ユニットと電流検出器との間に、直流用半導体スイッチと模擬負荷回路と直流電源とからなる波形成形回路を接続し、該直流用半導体スイッチのオン／オフ制御で平坦電流を負荷に供給するパルス電源であって、
上記波形成形回路が、直流電源と負荷とを接続する直流用半導体スイッチと、直流電源と並列にスイッチング作用を有する模擬負荷回路を接続してなり、
該直流電源から負荷が有する平坦電流時のインピーダンスと同一要素を持たせた模擬負荷回路をオン、直流用半導体スイッチをオフさせて予め所定の平坦電流に相当する電流を波形成形回路内に流し、
電流の立上げ時は上記スタート用半導体スイッチをオンさせ、
平坦電流時は上記模擬負荷回路をオフ、直流用半導体スイッチをオンさせ、
立下げ時は上記模擬負荷回路をオン、直流用半導体スイッチをオフさせるように制御ユニットで制御することを特徴とするパルス電源。A start semiconductor switch interposed between the capacitor and the load, a current detector connected to the load, and a control unit connected to the start semiconductor switch and the current detector, the control unit and the current detector A pulse power supply that connects a waveform shaping circuit composed of a DC semiconductor switch, a simulated load circuit, and a DC power supply, and supplies a flat current to the load by on / off control of the DC semiconductor switch,
The waveform shaping circuit is formed by connecting a DC semiconductor switch for connecting a DC power supply and a load, and a simulated load circuit having a switching action in parallel with the DC power supply,
Turn on the simulated load circuit having the same element as the impedance at the time of the flat current of the load from the DC power supply, turn off the DC semiconductor switch, and flow a current corresponding to a predetermined flat current in the waveform shaping circuit in advance.
When starting up the current, turn on the start semiconductor switch,
At the time of flat current, the simulated load circuit is turned off, the DC semiconductor switch is turned on,
A pulse power supply characterized by being controlled by a control unit so that the simulated load circuit is turned on and the DC semiconductor switch is turned off at the time of falling.

上記スタート用半導体スイッチが複数の半導体素子のタスキがけ回路で構成され、負荷からのエネルギーを上記タスキがけ回路を介して、上記コンデンサに初期の充電電圧極性と同一極性で回生することを特徴とする請求項１記載のパルス電源。The start semiconductor switch is composed of a plurality of semiconductor element task circuits, and energy from a load is regenerated to the capacitor with the same polarity as the initial charge voltage polarity through the task circuit. The pulse power supply according to claim 1.