JP2004023881A

JP2004023881A - Resonance inverter

Info

Publication number: JP2004023881A
Application number: JP2002174843A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Furukawa; 古川　勝彦
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2002-06-14
Filing date: 2002-06-14
Publication date: 2004-01-22
Anticipated expiration: 2022-06-14
Also published as: JP4097998B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonance inverter which can be reduced in weight and size of a weight and a volume. <P>SOLUTION: When IGBTs Q8, Q11 of an auxiliary circuit 2B are turned on, IGBTs Q7, Q12 are turned off in the state of a steady-state mode in which a main circuit 2A is (U, b, V, W)=(1, 0, 0), an energy of current ILr is stored in a resonance inductance Lr and IBGTs Q1, Q6 are turned off, a capacitor charged in a positive direction starts discharging in the resonance capacitor C1, and a capacitor starts charging in a negative direction. The capacitor starts charging in the positive direction continued to the discharging of the capacitor charged in the negative direction by the current ILr in the resonance capacitor C3. Then, a ZVS of a state in which voltages V1 and V6 across both ends of the IBGTs Q1 and Q6 are zero is realized. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ等の負荷を駆動するための共振形インバータに関し、特にソフトスイッチングを行うための共振回路を備えた共振形インバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、モータ等の負荷を駆動するためのインバータ回路にあっては、米国特許第５７１０６９８号公報、米国特許第５６４２２７３号公報、米国特許第５０４７９１３号公報等に記載の技術がある。これらによると、例えば、図７に示すように、従来例のソフトスイッチングインバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続された、例えばＩＧＢＴ（　Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）Ｑ１〜Ｑ６をスイッチング素子として用いたインバータ部から構成される。
【０００３】
インバータ部は、例えば電圧Ｅｉの直流電源３の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオード（ＦＷＤ：Ｆｒｅｅ　Ｗｈｅｅｌｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ　）Ｄ１〜Ｄ６が接続される。また、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、ＩＧＢＴのターンＯＮ時やターンＯＦＦ時に、ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間に印加されるサージ電圧を吸収すると共に、後述するインダクタンスと共振回路を構成する共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６も接続される。
【０００４】
更に、インバータ部には、直流電源３に平滑コンデンサＣ９が接続され、この平滑コンデンサＣ９の両端に直列に接続された中点電圧保持のための中点電圧保持用コンデンサＣ７とＣ８の接続点に対して、Ｕ相の共振用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の共振用コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の共振用コンデンサＣ５とＣ６の接続点のそれぞれから、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ１、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ２、共振用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ３のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向スイッチユニットＳＵ１〜ＳＵ３が接続される。
【０００５】
上述のような構成は一般に補助共振転流アームリンク式スナバインバータとも称されるものであり、このような構成のソフトスイッチングインバータでは、例えばＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ２をターンＯＮしたい時の、共振用コンデンサＣ１の充電電流と共振用コンデンサＣ２の放電電流は、インダクタンスＬ１を通して中点電圧保持用コンデンサＣ７、Ｃ８へ流し、同時に、ＩＧＢＴＱ４とＱ６がターンＯＦＦし、少し遅れてＩＧＢＴＱ３とＱ５をターンＯＮしたい時の、共振用コンデンサＣ４とＣ６の充電電流と共振用コンデンサＣ３とＣ５の放電電流は、インダクタンスＬ２、Ｌ３を通して中点電圧保持用コンデンサＣ７、Ｃ８から供給する。
【０００６】
従って、このように共振用コンデンサとインダクタンスとの共振電流によって、共振用コンデンサを充放電することで、ＩＧＢＴがターンＯＦＦし、共振用コンデンサが充電する場合、共振用コンデンサが与える時定数によるＩＧＢＴに印加される電圧の上昇の遅れから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ゼロ電圧スイッチング）が実現し、逆にＩＧＢＴがターンＯＮする前に、共振用コンデンサを放電する場合、転流ダイオードが導通することによりＩＧＢＴへ加えられる電圧、電流が”ゼロ”となることから、ＩＧＢＴのＺＶＳ（Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ゼロ電圧スイッチング）、及びＺＣＳ（Ｚｅｒｏ　ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：ゼロ電流スイッチング）が実現するため、スイッチング素子のターンＯＦＦ、またはターンＯＮ時に発生する損失を少なくすることができる。
【０００７】
また、図８も、従来例のソフトスイッチングインバータであって、補助共振ＡＣリンク式スナバインバータとも称されるものであり、図７の補助共振転流アームリンク式スナバインバータと同様に、直流電源３の両端に、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６と共振用コンデンサＣ１〜Ｃ６とが接続されたＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したインバータ部と、インバータ部のＵ相の共振用コンデンサＣ１とＣ２の接続点、Ｖ相の共振用コンデンサＣ３とＣ４の接続点、Ｗ相の共振用コンデンサＣ５とＣ６の接続点のそれぞれの間に、共振用コンデンサＣ１、Ｃ２と共振するインダクタンスＬ４、共振用コンデンサＣ３、Ｃ４と共振するインダクタンスＬ５、共振用コンデンサＣ５、Ｃ６と共振するインダクタンスＬ６のそれぞれと、インダクタンスを介して共振電流を流すための双方向スイッチユニットＳＵ４〜ＳＵ６が接続された構成からなる。
図８の補助共振ＡＣリンク式スナバインバータと図７の補助共振転流アームリンク式スナバインバータとの動作の違いは、共振用コンデンサを充放電させる電流の経路が違うだけで、各スイッチング素子であるＩＧＢＴがＺＶＳ、ＺＣＳに至る原理は同じである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
上述のような従来例のソフトスイッチングインバータにおいては、インバータ部を形成するスイッチング素子に並列に設けられた共振用コンデンサと、インバータ部のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対応して設けられた３個のインダクタンスによる共振回路を形成することは、スイッチング素子に流れる電流を印加される電圧を制御できるため、スイッチング素子において発生するターンＯＮ、またはターンＯＦＦ時の損失を少なくするために有効である。
しかし、インダクタンスに要求されるコア容積が、導通ピーク電流により決定されるため、制御する負荷電流が増大するに伴い、インダクタンスの重量、及び容積が増大し、特に負荷電流と同等以上の電流を流すインダクタンスを３個必要とする従来例のソフトスイッチングインバータでは、インダクタンスによる重量と容積の増加により、軽量化、及び小型化ができないという問題があった。
また、３相ブリッジ構造に接続された６個の各スイッチング素子に対して、それぞれ並列に共振用コンデンサを設ける必要があるため、コンデンサによる容積の増加により、小型化ができないという問題があった。
【０００９】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたもので、重量、及び容積において軽量化、及び小型化が可能な共振形インバータを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１の発明に係る共振形インバータは、３相ブリッジ接続された６個の主スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６）と、スイッチング制御により導通または遮断される前記主スイッチング素子の２端子間にそれぞれ並列に接続された６個の転流ダイオード（例えば実施の形態の転流ダイオードＤ１〜Ｄ６）とを備え、３相ブリッジの各相を構成すると共に、電源の両端に２個ずつ直列に接続された３組の前記主スイッチング素子同士の各接続点を、負荷（例えば実施の形態のモータ１）を接続するための３相出力端子とする共振形インバータにおいて、単一方向に電流を通過させる６個の補助スイッチング素子（例えば実施の形態のＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２）が３相ブリッジ接続されると共に、３組の前記補助スイッチング素子同士の各接続点が前記３相出力端子にそれぞれ接続されたブリッジ回路と、前記ブリッジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の接続点の反対側に接続された共振用のインダクタンス（例えば実施の形態の共振用インダクタンスＬｒ）と、前記３相出力端子の各端子間に接続された３個の共振用コンデンサ（例えば実施の形態の共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３）とを設け、前記共振用コンデンサと前記インダクタンスとが共振回路を形成することを特徴とする。
【００１１】
以上の構成を備えた共振形インバータは、３相出力端子に接続された３個の共振用コンデンサの充放電を、該共振用コンデンサと共振回路を形成する１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリッジ回路とで制御することにより、従来各スイッチング素子に並列に６個必要であった共振用コンデンサを３個に削減すると共に、各相に１個、全体で３個必要であったインダクタンスを１個に削減した状態で、６個の主スイッチング素子からなる共振形インバータのスイッチングにおける損失の発生を押さえたソフトスイッチングを行い、効率的に共振形インバータを動作させることを可能とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本発明の一実施の形態の共振形インバータを示す回路図である。
図１において、本実施の形態の共振形インバータは、負荷として３相の誘導電動機や直流ブラシレスモータ等からなるモータ１が接続された、例えばＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を主スイッチング素子として用いたインバータ部を構成する主回路２Ａと、例えばＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２を単方向スイッチング素子として用いた補助スイッチング素子と共振用インダクタンスＬｒからなる共振部を構成する補助回路２Ｂとから構成される。なお、スイッチング素子としてＱ１〜Ｑ１２に用いる素子は、ＩＧＢＴに限らず、逆阻止サイリスタ、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ　Ｔｕｒｎ　Ｏｆｆ　ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ　）、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等を用いても良い。
【００１３】
また、主回路２Ａは、直流電源３に並列接続された平滑コンデンサＣ９の両端に、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６をＵ相、Ｖ相、Ｗ相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子間には、モータ１等の誘導性の負荷が発生する回生エネルギーや誘導性の負荷に蓄えられた電流エネルギーを循環させる目的で、転流ダイオードＤ１〜Ｄ６が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と転流ダイオードのアノード端子、ＩＧＢＴのエミッタ端子と転流ダイオードのカソード端子がそれぞれ接続される形で接続される。
【００１４】
また、主回路２ＡにおけるＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子、ＩＧＢＴＱ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子、ＩＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端子のそれぞれの接続点は、本実施の形態の共振形インバータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相出力端子であって、モータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各端子がそれぞれ接続されると共に、３相出力端子の各端子間には、それぞれ共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３が接続される。
【００１５】
ここで、共振用コンデンサは、Ｕ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ２のコレクタ端子との接続点）と、Ｖ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ３のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ４のコレクタ端子との接続点）との間に共振用コンデンサＣ１が、Ｖ相の出力端子と、Ｗ相の出力端子（ＩＧＢＴＱ５のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ６のコレクタ端子との接続点）との間に共振用コンデンサＣ２が、Ｕ相の出力端子と、Ｗ相の出力端子との間に共振用コンデンサＣ３が、それぞれ接続される。
【００１６】
更に、主回路２Ａの３相出力端子には、補助回路２Ｂが接続される。補助回路２Ｂは、３相出力端子に接続された共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３と共振回路を形成するための共振用インダクタンスＬｒの両端に、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２をＵ’相、Ｖ’相、Ｗ’相からなる３相ブリッジ構造に接続したものであって、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１のコレクタ端子側には、保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１が、ＩＧＢＴのコレクタ端子と保護ダイオードのアノード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。同様に、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２のエミッタ端子側には、保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がＩＧＢＴのエミッタ端子と保護ダイオードのカソード端子とが接続される形でそれぞれ直列に接続される。なお、ここでは、単方向スイッチング素子と保護ダイオードとの直列回路を補助スイッチング素子と定義する。
【００１７】
また、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１がコレクタ端子側に接続され、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２は保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２がエミッタ端子側に接続されると説明したが、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１１が保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１１をエミッタ端子側に接続し、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１２が保護ダイオードＤ８、Ｄ１０、Ｄ１２をコレクタ端子側に接続しても良い。また、ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２の全てのＩＧＢＴがコレクタ端子側に保護ダイオードを接続しても良いし、逆に全てのＩＧＢＴがエミッタ端子側に保護ダイオードを接続しても良く、保護ダイオードによりＩＧＢＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧からＩＧＢＴが保護されれば良い。
【００１８】
更に、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いたような場合も同様で、ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子に保護ダイオードのアノード端子、またはＭＯＳＦＥＴのソース端子に保護ダイオードのカソード端子を接続するどちらかの直列接続により、保護ダイオードによりＭＯＳＦＥＴを含む補助スイッチング素子にかかる電圧からＭＯＳＦＥＴが保護されれば良い。また、単方向スイッチング素子に逆阻止サイリスタを用いた場合、補助スイッチング素子に保護ダイオードは必要ない。
【００１９】
また、主回路２Ａの３相出力端子と補助回路２Ｂとの接続は、３相出力端子のＵ相の端子と、補助回路２ＢのＵ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ７を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ８を含む補助スイッチング素子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子のＶ相の端子と、補助回路２ＢのＶ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ９を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１０を含む補助スイッチング素子の接続点、更に３相出力端子のＷ相の端子と、補助回路２ＢのＷ’相の接続点となるＩＧＢＴＱ１１を含む補助スイッチング素子とＩＧＢＴＱ１２を含む補助スイッチング素子の接続点とを、それぞれ接続する。
【００２０】
具体的には、図１の回路構成では、３相出力端子のＵ相の端子と、ＩＧＢＴＱ７のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ８のコレクタ端子の接続点とを接続し、同様に、３相出力端子のＶ相の端子と、ＩＧＢＴＱ９のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ１０のコレクタ端子の接続点、更に３相出力端子のＷ相の端子と、ＩＧＢＴＱ１１のエミッタ端子とＩＧＢＴＱ１２のコレクタ端子の接続点とを、それぞれ接続する。なお、前述のように補助スイッチング素子を構成するＩＧＢＴと保護ダイオードの接続が入れ替わる時には、適宜接続される端子名を読み替えるものとする。また、図１の回路の動作説明を簡単化するために、直流電源３の負極端子は接地されているものとする。
【００２１】
次に、図面を用いて本実施の形態の共振形インバータの動作を説明する。回路の動作を説明するにあたっては、図１の回路図における各部分の電圧や電流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記を先に定義する。まず、各部分の電圧や電流について、
（１）ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１の並列回路の両端に加わるＱ１のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ１、また、ＩＧＢＴＱ１、転流ダイオードＤ１の並列回路から負荷（モータ１）へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ１
同様に、
（２）ＩＧＢＴＱ３、転流ダイオードＤ３の並列回路の両端に加わるＩＧＢＴＱ３のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ３、また、ＩＧＢＴＱ３、転流ダイオードＤ３の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ３
（３）ＩＧＢＴＱ５、転流ダイオードＤ５の並列回路の両端に加わるＱ５のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ５、また、ＩＧＢＴＱ５、転流ダイオードＤ５の並列回路から負荷へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ５
と定義する。
【００２２】
また、上記（１）〜（３）とは電流の正負の方向定義が逆となる各部分の電圧や電流について、
（４）ＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２の並列回路の両端に加わるＱ２のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ２、また、負荷からＩＧＢＴＱ２、転流ダイオードＤ２の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ２
同様に、
（５）ＩＧＢＴＱ４、転流ダイオードＤ４の並列回路の両端に加わるＱ４のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ４、また、負荷からＩＧＢＴＱ４、転流ダイオードＤ４の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ４
（６）ＩＧＢＴＱ６、転流ダイオードＤ６の並列回路の両端に加わるＱ６のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ６、また、負荷からＩＧＢＴＱ６、転流ダイオードＤ６の並列回路へ向かう方向を正方向とする電流をＩｓ６
と定義する。
【００２３】
更に、負荷のみに流れる３相の電流を、負荷へ流れ込む方向を正方向として、それぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗと定義する。
また、共振用コンデンサＣ１の両端に加わるＵ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＡＡ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ１、共振用コンデンサＣ２の両端に加わるＶ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＢＢ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ２、共振用コンデンサＣ３の両端に加わるＷ相の出力端子（説明の簡単化のため以降ＣＣ点とする）側を正方向とする電圧をＶＣ３と定義する。
【００２４】
また、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ１２のＯＮ／ＯＦＦの定義については、主回路２ＡのＵ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ相の上段側のＩＧＢＴＱ１がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ２がＯＮの状態を”０”と表し、同様にＶ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ相の上段側のＩＧＢＴＱ３がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ４がＯＮの状態を”０”とする。Ｗ相も上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯＦＦの状態を”１”、Ｗ相の上段側のＩＧＢＴＱ５がＯＦＦで下段側のＩＧＢＴＱ６がＯＮの状態を”０”とする。
【００２５】
また、補助回路２ＢのＵ’相の上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ８がＯＦＦの状態を”１”、Ｕ’相の下段側のＩＧＢＴＱ８がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ７がＯＦＦの状態を”０”と表し、同様にＶ’相は上段側のＩＧＢＴＱ９がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＦＦの状態を”１”、Ｖ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１０がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。Ｗ’相も上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＮで下段側のＩＧＢＴＱ１２のＯＦＦの状態を”１”、Ｗ’相の下段側のＩＧＢＴＱ１２がＯＮで上段側のＩＧＢＴＱ１１がＯＦＦの状態を”０”とする。
従って、例えば（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）と表した場合、ＩＧＢＴＱ１がＯＮ、ＩＧＢＴＱ２がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ３がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ４がＯＮ、ＩＧＢＴＱ５がＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ６がＯＮの状態を示す。
【００２６】
なお、図１の部品配置において、上側に配置されるＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１を”Ｈ”側のスイッチング素子、下側に配置されるＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ６、Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２を”Ｌ”側のスイッチング素子とする。
また、Ｈ側とＬ側の両方のＩＧＢＴがＯＦＦしている状態は、”０”、”１”では表せないので、図６の波形図では、”０”と”１”の中点を記載し、注釈として”Ｈ、Ｌ同時ＯＦＦ”と記載する。
【００２７】
更に、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作は、本実施の形態の共振形インバータの制御モードを説明する一例として、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を、それぞれ、
（ａ）モード１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定常モード
（ｂ）モード２：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード
（ｃ）モード３：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で共振モード
（ｄ）モード４：（１、０、０）から（０、０、１）への過渡状態で回生モード
（ｅ）モード５：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定常モード
（ｆ）モード６：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード（その１）
（ｇ）モード７：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振初期電流蓄積モード（その２）
（ｈ）モード８：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で共振モード
（ｉ）モード９：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で回生モード（その１）
（ｊ）モード１０：（０、０、１）から（１、１、０）への過渡状態で回生モード（その２）
（ｋ）モード１１：（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の定常モード
のように定義して説明する。
【００２８】
なお、上記以外の制御の場合も、回路の動作は同様である。なお、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの各モードの動作図は、図１に示す回路図に対応して、その動作が重要な素子のみを記述して説明している。
また、図６の波形図では、最下段に示したモード番号が上記モード１からモード１１のモード番号に対応し、それぞれの波形は、上記の各モードに対応した信号波形を示す。
【００２９】
次に、上記で定義した各部分の電圧と電流、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの表記に基づいて、図２から図６の図面を参照して本実施の形態の共振形インバータの動作を説明する。
まず、（ａ）モード１では、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、０、０）の定常状態であるから、直流電源３からＩＧＢＴＱ１を経てモータ１のＵ相端子に向けて流れた電流は、モータ１のＶ相端子とＷ相端子から、それぞれＩＧＢＴＱ４とＱ６を流れて直流電源３へ戻る。また、モード１の定常状態では、補助回路２ＢのＨ側スイッチング素子のＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２がＯＮ状態で、Ｌ側スイッチング素子のＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１がＯＦＦ状態であるが、保護ダイオードＤ７、Ｄ１０、Ｄ１２により電流導通経路が阻止されるため、共振用インダクタンスＬｒには電流は流れない。
【００３０】
次に、モード１の状態において、補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ７、Ｑ１２をターンＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ８、Ｑ１１をターンＯＮして、（ｂ）モード２の共振初期電流蓄積モードへ移行すると、ＩＧＢＴＱ１からモータ１のＵ相端子へ流れる電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ４とＱ６を介して直流電源３へ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００３１】
この時、共振用コンデンサＣ１には、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４が導通しているため、電源電圧Ｅｉ（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］）が印加されている。また、共振用コンデンサＣ２には、ＩＧＢＴＱ４、Ｑ６が導通しているため、電圧は印加されていない。また、共振用コンデンサＣ３には、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ４が導通しているため、電源電圧Ｅｉが逆方向（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］）に印加されている。
【００３２】
電流ＩＬｒが十分蓄積され、電流ＩＬｒが、モータ１に流れる負荷電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかと同程度の電流量（電流は流れる方向により正負の区別があるので、絶対値で比較する）になったら、ここでＩＧＢＴＱ１、Ｑ６をターンＯＦＦして、（ｃ）モード３の共振モードへ移行する。
この時、共振用コンデンサＣ１では、ＩＧＢＴＱ１がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が直流電源３の正極端子と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して正方向に充電されたコンデンサの放電が始まり、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から電位０［Ｖ］へ変化する。
【００３３】
また、共振用コンデンサＣ２では、ＩＧＢＴＱ６がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ１１を介してＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの負方向の充電が始まる。
また、共振用コンデンサＣ３では、ＩＧＢＴＱ６がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して負方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ１１を介してＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの正方向の充電が始まる。
【００３４】
しかし、ＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１とＶ６は、コンデンサＣ１〜Ｃ３が与える時定数のため急速には上昇できず、ＩＧＢＴＱ１とＱ６は、ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の状態、すなわちＩＧＢＴＱ１とＱ６の両端電圧Ｖ１とＶ６が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとなる。
図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶対値が電流ＩＬｒと同程度になるあたりで、主回路のスイッチ状態が変化している（電流ＩＬｒの点線は、絶対値を負荷電流Ｉｖ、Ｉｗと比較していることを表す）。また、ＩＧＢＴＱ１とＱ６のＺＶＳをＡ点とＢ点で示す。
【００３５】
このように、モード３の共振モードでは、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する。
更に、この共振モードを続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更に共振電流が流れて、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧が、それぞれ共振開始前（モード１の定常状態）と正負の方向が逆方向で電圧の絶対値が同一の状態（ＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の状態）になると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流ダイオードＤ２とＤ５を介して流れるようになる。
【００３６】
ここで、転流ダイオードＤ２とＤ５に並列に接続されたＩＧＢＴＱ２とＱ５をターンＯＮして（ｄ）モード４の回生モードへ移行する。この時、ＩＧＢＴＱ２とＱ５は、ＩＧＢＴＱ２とＱ５の両端電圧Ｖ２とＶ５が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとなり、また転流ダイオードＤ２とＤ５へ全ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ２とＱ５には電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとなる。
図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ２とＱ５のＺＶＳ、ＺＣＳをＣ点とＤ点で示す。
【００３７】
また、モード４の回生モードでは、モータ１の回生エネルギーと共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーとで、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を介して直流電源３のプラス側へ流れる回生電流と、モータ１のＶ相端子からＩＧＢＴＱ４を介して直流電源３のマイナス側へ流れる回生電流、ＩＧＢＴＱ２を流れてモータ１のＵ相端子へ流れる回生電流、更にはＩＧＢＴＱ８、共振用インダクタンスＬｒ、ＩＧＢＴＱ１１と流れる電流が発生する。
しかし、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源電圧Ｅｉが逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると保護ダイオードＤ８、Ｄ１１により直流電源３の電源電圧ＥｉによるＩＧＢＴＱ８とＱ１１へのエミッタ側に流れようとする電流は阻止され、（ｅ）モード５の定常モードへ移行する。
【００３８】
モード５は（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（０、０、１）の定常モードであって、次に、ここから（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝（１、１、０）の定常モードへ移行する場合を説明する。
まず、モード５の定常モードにおいて、補助回路２ＢのＩＧＢＴＱ８、Ｑ１０、Ｑ１１をターンＯＦＦ、ＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２をターンＯＮして、（ｆ）モード６の共振初期電流蓄積モード（その１）の状態へ移行すると、モータ１のＷ相端子からＩＧＢＴＱ５を流れていたモータ１の回生電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介してモータ１、あるいは直流電源３へ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００３９】
この状態で、電流ＩＬｒが、負荷電流Ｉｕ、またはＩｗを越える電流量になると、（ｇ）モード７の共振初期電流蓄積モード（その２）へ移行し、転流ダイオードＤ２、Ｄ５を流れていた電流がなくなり、ＩＧＢＴＱ２とＱ５に正方向の電流が流れるようになる。ここで、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５をターンＯＦＦすると、（ｈ）モード８の共振モードへ移行する。
この時、共振用コンデンサＣ１では、ＩＧＢＴＱ２がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が接地点と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ４がターンＯＦＦされて、ＢＢ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ７とＱ９を介して、ＡＡ点もＢＢ点も電位Ｅｉ［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサＣ１の充放電は発生しない。
【００４０】
また、共振用コンデンサＣ２では、ＩＧＢＴＱ４がターンＯＦＦされて、ＢＢ点が接地点と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ５がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が直流電源３の正極端子と切り離されるので、ＩＧＢＴＱ１２を介して負方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ９を介してＢＢ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの正方向の充電が始まる。また、共振用コンデンサＣ３では、ＩＧＢＴＱ５がターンＯＦＦされて、ＣＣ点が直流電源３の正極端子と切り離されると共に、ＩＧＢＴＱ２がターンＯＦＦされて、ＡＡ点が接地点と切り離されるので、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーと共振用インダクタンスＬｒを流れる電流ＩＬｒとにより、ＩＧＢＴＱ８を介して正方向に充電されたコンデンサの放電が始まると共に、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］から変化して電位０［Ｖ］へ達すると、ＩＧＢＴＱ７を介してＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の電圧が印加され、コンデンサの負方向の充電が始まる。
【００４１】
しかし、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５は、コンデンサＣ１〜Ｃ３が与える時定数のため急速には上昇できず、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５は、ＡＡ点が電位０［Ｖ］、ＢＢ点が電位０［Ｖ］、ＣＣ点が電位Ｅｉ［Ｖ］の状態、すなわちＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５の両端電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ５が”ゼロ”の状態でターンＯＦＦされるＺＶＳとなる。
図６の波形図では、負荷電流Ｉｕ、またはＩｖの絶対値が電流ＩＬｒと同程度になるあたりで、主回路のスイッチ状態が変化している。また、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ４、Ｑ５のＺＶＳをそれぞれＥ点とＦ点とＧ点で示す。
【００４２】
このように、モード８の共振モードでも、モード３の共振モードと同様に、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流は、共振電流として共振用インダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する。
更に、この共振モードを続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更に共振電流が流れて、共振用コンデンサＣ１〜Ｃ３の両端電圧が、それぞれ共振開始前（モード５の定常状態）と正負の方向が逆方向で電圧の絶対値が同一の状態（ＡＡ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＢＢ点が電位Ｅｉ［Ｖ］、ＣＣ点が電位０［Ｖ］の状態）になると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６を介して流れるようになる。
【００４３】
ここで、転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６に並列に接続されたＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６をターンＯＮして（ｉ）モード９の回生モード（その１）へ移行する。この時、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６は、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６の両端電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ６が”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＶＳとなり、また転流ダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ６へ全ての電流が流れていて、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６には電流が流れていないため、電流”ゼロ”の状態でターンＯＮされるＺＣＳとなる。
図６の波形図では、ＩＧＢＴＱ１、Ｑ３、Ｑ６のＺＶＳ、ＺＣＳをＨ点とＩ点とＪ点で示す。
【００４４】
また、この状態を続けると、共振用インダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより流れていた転流ダイオードＤ１とＤ６の電流が流れなくなり、ＩＧＢＴＱ１とＱ６に正方向にモータ１の回生電流が流れる（ｊ）モード１０の回生モード（その２）へ移行する。
更に、共振用インダクタンスＬｒには直流電源３の電源電圧が逆電圧として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼロになると、直流電源３の電源電圧によるＩＧＢＴＱ７、Ｑ９、Ｑ１２のエミッタ側へ流れようとする電流は保護ダイオードＤ７、Ｄ９、Ｄ１２により阻止され、（ｋ）モード１１の定常モードへ移行する。
【００４５】
以上、本実施の形態の共振形インバータにおいて、図２から図５に示した（ａ）モード１から（ｋ）モード１１までの、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合を説明したが、共振形インバータに空間ベクトルＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うにあたり、他の制御ベクトル間の遷移における共振形インバータの動作も、上述の（Ｕ、Ｖ、Ｗ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）−＞（１、１、０）と制御する場合と同様であるので、ここでは説明を省略する。
なお、定常モードのように、補助回路２Ｂにおいて共振電流が流れていない場合の補助スイッチング素子ＩＧＢＴＱ７〜Ｑ１２はいずれもオフとしても動作可能である。
【００４６】
【発明の効果】
以上の如く、請求項１に記載の共振形インバータによれば、３相出力端子に接続された３個の共振用コンデンサの充放電を、該共振用コンデンサと共振回路を形成する１個のインダクタンスに流れる共振電流と、インダクタンスに接続された６個の補助スイッチング回路によるブリッジ回路とで制御することにより、従来各スイッチング素子に並列に６個必要であった共振用コンデンサを３個に削減すると共に、各相に１個、全体で３個必要であったインダクタンスを１個に削減し、重量、及び容積における軽量化、及び小型化と、共振形インバータの損失の発生を押さえたソフトスイッチングが可能な共振形のインバータ回路を実現できるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の共振形インバータを示す回路図である。
【図２】同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図３】同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図４】同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図５】同実施の形態の共振形インバータの各モード毎の動作を示す図である。
【図６】同実施の形態の共振形インバータのモード毎に変化する各部分の波形を示す波形図である。
【図７】従来例の共振形インバータを示す回路図である。
【図８】従来例の共振形インバータを示す回路図である。
【符号の説明】
１　　モータ
２Ａ　　主回路
２Ｂ　　補助回路
３　　直流電源（Ｅｉ）
Ｑ１〜Ｑ６　ＩＧＢＴ
Ｄ１〜Ｄ６　転流ダイオード
Ｃ１〜Ｃ３　共振用コンデンサ
Ｃ９　　平滑コンデンサ
Ｑ７〜Ｑ１２　ＩＧＢＴ
Ｄ７〜Ｄ１２　保護ダイオード
Ｌｒ　　共振用インダクタンス[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a resonance type inverter for driving a load such as a motor, and more particularly to a resonance type inverter provided with a resonance circuit for performing soft switching.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as an inverter circuit for driving a load such as a motor, there are techniques described in US Pat. No. 5,710,698, US Pat. No. 5,642,273, US Pat. No. 5,047,913 and the like. According to these, for example, as shown in FIG. 7, a conventional soft switching inverter is connected to a motor 1 composed of a three-phase induction motor, a DC brushless motor, or the like as a load. For example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor: It is composed of an inverter unit using insulated gate bipolar transistors) Q1 to Q6 as switching elements.
[0003]
The inverter unit has, for example, IGBTs Q1 to Q6 connected at both ends of a DC power supply 3 having a voltage Ei in a three-phase bridge structure composed of a U-phase, a V-phase, and a W-phase, between the collector terminal and the emitter terminal of each IGBT. Are connected to commutation diodes (FWD: Free Wheeling Diodes) D1 to D6 for the purpose of circulating regenerative energy generated by an inductive load such as the motor 1 or current energy stored in the inductive load. . Further, between the collector terminal and the emitter terminal of each IGBT, a surge voltage applied between the collector terminal and the emitter terminal of the IGBT is absorbed when the IGBT is turned on or off, and an inductance and a resonance circuit described later are connected. The constituent resonance capacitors C1 to C6 are also connected.
[0004]
Further, a smoothing capacitor C9 is connected to the DC power supply 3 in the inverter section, and a connection point between the midpoint voltage holding capacitors C7 and C8 for holding the midpoint voltage connected in series at both ends of the smoothing capacitor C9. On the other hand, from the connection point between the U-phase resonance capacitors C1 and C2, the connection point between the V-phase resonance capacitors C3 and C4, and the connection point between the W-phase resonance capacitors C5 and C6, the resonance capacitors C1, An inductance L1 that resonates with C2, an inductance L2 that resonates with the resonance capacitors C3 and C4, an inductance L3 that resonates with the resonance capacitors C5 and C6, and bidirectional switch units SU1 through SU1 for flowing a resonance current through the inductance. SU3 is connected.
[0005]
The above-described configuration is generally called an auxiliary resonance commutation arm link type snubber inverter. In the soft switching inverter having such a configuration, for example, when the IGBT Q1 is turned off and the IGBT Q2 is to be turned on with a slight delay. The charge current of the resonance capacitor C1 and the discharge current of the resonance capacitor C2 flow through the inductance L1 to the midpoint voltage holding capacitors C7 and C8, and at the same time, the IGBTs Q4 and Q6 are turned off, and the IGBTs Q3 and Q5 are slightly delayed. Are turned on, the charging current of the resonance capacitors C4 and C6 and the discharging current of the resonance capacitors C3 and C5 are supplied from the midpoint voltage holding capacitors C7 and C8 through the inductances L2 and L3.
[0006]
Therefore, when the resonance capacitor is charged and discharged by the resonance current between the resonance capacitor and the inductance, the IGBT is turned off and the resonance capacitor is charged, the IGBT is given by the time constant given by the resonance capacitor. When the applied voltage is delayed, ZVS (Zero Voltage Switching) of the IGBT is realized. Conversely, when the resonance capacitor is discharged before the IGBT is turned on, the commutation diode becomes conductive. As a result, the voltage and current applied to the IGBT become “zero”, thereby realizing ZVS (Zero Voltage Switching) and ZCS (Zero current Switching) of the IGBT. Because, it is possible to reduce the turn-OFF or generated losses during turn ON, the switching element.
[0007]
FIG. 8 also shows a conventional soft switching inverter, which is also called an auxiliary resonance AC link type snubber inverter. As in the auxiliary resonance commutation arm link type snubber inverter of FIG. IGBTs Q1 to Q6 connected to commutation diodes D1 to D6 and resonance capacitors C1 to C6 at both ends of the IGBTs Q1 to Q6 are connected to a three-phase bridge structure composed of a U-phase, a V-phase, and a W-phase. Between the connection point between the U-phase resonance capacitors C1 and C2, the connection point between the V-phase resonance capacitors C3 and C4, and the connection point between the W-phase resonance capacitors C5 and C6. An inductance L4 that resonates with C2, an inductance L5 that resonates with the resonance capacitors C3 and C4, and an inductor that resonates with the resonance capacitors C5 and C6. Respectively of the scan L6, consisting configuration bidirectional switch unit SU4~SU6 for supplying a resonant current through an inductance is connected.
The difference between the operation of the auxiliary resonance AC link type snubber inverter of FIG. 8 and the operation of the auxiliary resonance commutation arm link type snubber inverter of FIG. 7 is that only the current path for charging / discharging the resonance capacitor is different, and each switching element is different. The principle that the IGBT reaches ZVS and ZCS is the same.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional soft switching inverter as described above, a resonance capacitor provided in parallel with a switching element forming an inverter unit, and a resonance capacitor provided corresponding to each of the U, V, and W phases of the inverter unit. Forming a resonance circuit with the three inductances can control the voltage applied to the current flowing through the switching element, and is effective in reducing the loss at the time of turning ON or OFF occurring in the switching element. It is.
However, since the core volume required for the inductance is determined by the conduction peak current, as the load current to be controlled increases, the weight and volume of the inductance increase, and a current equal to or more than the load current flows. The conventional soft switching inverter requiring three inductances has a problem that the weight and the volume increase due to the inductance cannot reduce the weight and size.
In addition, since it is necessary to provide a resonance capacitor in parallel for each of the six switching elements connected in the three-phase bridge structure, there is a problem that the size cannot be reduced due to an increase in the volume of the capacitors.
[0009]
The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to provide a resonant inverter that can be reduced in weight and volume and can be reduced in size.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, a resonant inverter according to the first aspect of the present invention includes a three-phase bridge-connected six main switching elements (for example, the IGBTs Q1 to Q6 of the embodiment), which are turned on or off by switching control. And six commutation diodes (for example, commutation diodes D1 to D6 of the embodiment) respectively connected in parallel between two terminals of the main switching element to constitute each phase of a three-phase bridge. A resonance type in which each connection point of three sets of the main switching elements connected in series to two ends of a power supply is a three-phase output terminal for connecting a load (for example, the motor 1 of the embodiment). In the inverter, when six auxiliary switching elements (e.g., IGBTs Q7 to Q12 of the embodiment) that pass current in a single direction are connected in a three-phase bridge, A bridge circuit in which each connection point of the three sets of auxiliary switching elements is connected to the three-phase output terminal; and a resonance circuit connected to the opposite side of the connection point of the three sets of auxiliary switching elements in the bridge circuit. (For example, the resonance inductance Lr of the embodiment) and three resonance capacitors (for example, the resonance capacitors C1 to C3 of the embodiment) connected between the three-phase output terminals. Wherein the resonance capacitor and the inductance form a resonance circuit.
[0011]
The resonance-type inverter having the above-described configuration performs charging / discharging of three resonance capacitors connected to the three-phase output terminal, a resonance current flowing through one inductance forming a resonance circuit with the resonance capacitor, and By controlling with a bridge circuit of six auxiliary switching circuits connected to the inductance, the number of resonance capacitors conventionally required in parallel with each switching element is reduced to three and one for each phase. In a state where the inductance required for the entire three is reduced to one, soft switching is performed while suppressing the occurrence of loss in switching of the resonant inverter including the six main switching elements, and the resonant inverter is efficiently performed. Can be operated.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a resonant inverter according to one embodiment of the present invention.
In FIG. 1, the resonance type inverter according to the present embodiment has an inverter unit to which a motor 1 such as a three-phase induction motor or a DC brushless motor is connected as a load, for example, using IGBTs Q1 to Q6 as main switching elements. Main circuit 2A, and an auxiliary circuit 2B that forms a resonance section composed of an auxiliary switching element using IGBTs Q7 to Q12 as unidirectional switching elements and a resonance inductance Lr, for example. The elements used for the switching elements Q1 to Q12 are not limited to IGBTs, but may be reverse blocking thyristors, GTOs (Gate Turn Off thyristors), bipolar transistors, MOSFETs, or the like.
[0013]
The main circuit 2A has IGBTs Q1 to Q6 connected at both ends of a smoothing capacitor C9 connected in parallel to the DC power supply 3 in a three-phase bridge structure including a U-phase, a V-phase, and a W-phase. The commutation diodes D1 to D6 are provided between the collector terminal and the emitter terminal of the IGBT for the purpose of circulating regenerative energy generated by an inductive load such as the motor 1 or current energy stored in the inductive load. The collector terminal is connected to the anode terminal of the commutation diode, and the emitter terminal of the IGBT is connected to the cathode terminal of the commutation diode.
[0014]
The connection points of the emitter terminal of the IGBT Q1 and the collector terminal of the IGBT Q2, the emitter terminal of the IGBT Q3 and the collector terminal of the IGBT Q4, the emitter terminal of the IGBT Q5 and the collector terminal of the IGBT Q6 in the main circuit 2A are the resonance type inverters of the present embodiment. U-phase, V-phase, and W-phase three-phase output terminals of the motor 1. The U-phase, V-phase, and W-phase terminals of the motor 1 are connected to each other. Resonant capacitors C1 to C3 are connected respectively.
[0015]
Here, the resonance capacitor includes a U-phase output terminal (a connection point between the emitter terminal of the IGBT Q1 and the collector terminal of the IGBT Q2) and a V-phase output terminal (a connection point between the emitter terminal of the IGBT Q3 and the collector terminal of the IGBT Q4). Between the V-phase output terminal and the W-phase output terminal (the connection point between the emitter terminal of the IGBT Q5 and the collector terminal of the IGBT Q6), and the resonance capacitor C2 is connected between the U-phase output terminal and the W-phase output terminal. A resonance capacitor C3 is connected between the output terminal and the W-phase output terminal.
[0016]
Further, an auxiliary circuit 2B is connected to a three-phase output terminal of the main circuit 2A. The auxiliary circuit 2B includes IGBTs Q7 to Q12 connected to the U 'phase, V' phase, and W 'phase at both ends of the resonance capacitors C1 to C3 connected to the three-phase output terminals and the resonance inductance Lr for forming a resonance circuit. IGBTs Q7, Q9, and Q11 are connected to the collector terminals of the protection diodes D7, D9, and D11, respectively. The collector terminals of the IGBTs and the anode terminals of the protection diodes are connected to the IGBTs Q7, Q9, and Q11. Are connected in series. Similarly, protection diodes D8, D10, and D12 are connected in series to emitter terminals of the IGBTs Q8, Q10, and Q12, respectively, such that the emitter terminal of the IGBT and the cathode terminal of the protection diode are connected. Here, a series circuit of the unidirectional switching element and the protection diode is defined as an auxiliary switching element.
[0017]
Also, it has been described that the IGBTs Q7, Q9, and Q11 have the protection diodes D7, D9, and D11 connected to the collector terminal side, and the IGBTs Q8, Q10, and Q12 have the protection diodes D8, D10, and D12 connected to the emitter terminal side. , Q9, Q11 may connect the protection diodes D7, D9, D11 to the emitter terminal side, and the IGBTs Q8, Q10, Q12 may connect the protection diodes D8, D10, D12 to the collector terminal side. In addition, all of the IGBTs Q7 to Q12 may have protection diodes connected to the collector terminals, or all of the IGBTs may have protection diodes connected to the emitter terminals. It is sufficient that the IGBT is protected from the voltage applied to the switching element.
[0018]
The same applies to the case where a MOSFET is used instead of the IGBT. The protection is achieved by connecting either the anode terminal of the protection diode to the drain terminal of the MOSFET or the cathode terminal of the protection diode to the source terminal of the MOSFET. What is necessary is that the MOSFET is protected from the voltage applied to the auxiliary switching element including the MOSFET by the diode. When a reverse blocking thyristor is used for the unidirectional switching element, no protection diode is required for the auxiliary switching element.
[0019]
The connection between the three-phase output terminal of the main circuit 2A and the auxiliary circuit 2B is performed by connecting the auxiliary switching element including the U-phase terminal of the three-phase output terminal, the IGBT Q7 serving as the connection point of the U 'phase of the auxiliary circuit 2B, and the IGBT Q8. And the auxiliary switching element including the IGBT Q10 and the auxiliary switching element including the IGBT Q9 serving as the V 'phase connection point of the three-phase output terminal and the V' phase of the auxiliary circuit 2B. The connection point of the switching element, the W-phase terminal of the three-phase output terminal, and the connection point of the auxiliary switching element including the IGBTQ11 and the auxiliary switching element including the IGBTQ12, which are the connection points of the W ′ phase of the auxiliary circuit 2B, respectively Connecting.
[0020]
Specifically, in the circuit configuration of FIG. 1, the U-phase terminal of the three-phase output terminal is connected to the connection point between the emitter terminal of the IGBT Q7 and the collector terminal of the IGBT Q8, and similarly, the V-phase of the three-phase output terminal is connected. Are connected to the connection point between the emitter terminal of the IGBT Q9 and the collector terminal of the IGBT Q10, the W-phase terminal of the three-phase output terminal, and the connection point between the emitter terminal of the IGBT Q11 and the collector terminal of the IGBT Q12. As described above, when the connection between the IGBT and the protection diode constituting the auxiliary switching element is switched, the names of the terminals to be connected are appropriately read. In order to simplify the description of the operation of the circuit in FIG. 1, the negative terminal of the DC power supply 3 is assumed to be grounded.
[0021]
Next, the operation of the resonant inverter according to the present embodiment will be described with reference to the drawings. In describing the operation of the circuit, the notation of the voltage and current of each part and ON / OFF of each switching element in the circuit diagram of FIG. 1 is defined first. First, about the voltage and current of each part,
(1) The voltage V1 applied to both ends of the parallel circuit of the IGBT Q1 and the commutation diode D1 with the collector side of Q1 being the positive direction is V1, and the voltage from the parallel circuit of the IGBT Q1 and the commutation diode D1 toward the load (motor 1) is The current in the positive direction is Is1
Similarly,
(2) A voltage applied to both ends of the parallel circuit of the IGBT Q3 and the commutation diode D3 with the collector side of the IGBT Q3 in the positive direction is V3, and the direction from the parallel circuit of the IGBT Q3 and the commutation diode D3 to the load is the positive direction. The current is Is3
(3) V5 is the voltage applied to the collector of Q5 applied to both ends of the parallel circuit of IGBT Q5 and commutation diode D5, and V5 is the voltage from the parallel circuit of IGBT Q5 and commutation diode D5 toward the load. The current is Is5
Is defined.
[0022]
In addition, with respect to the voltages and currents of the respective parts in which the definitions of the positive and negative directions of the current are opposite to the above (1) to (3),
(4) A voltage applied to both ends of the parallel circuit of the IGBT Q2 and the commutation diode D2 with the collector side of the Q2 being in the positive direction is V2, and a voltage from the load toward the parallel circuit of the IGBT Q2 and the commutation diode D2 is in the positive direction. The current is Is2
Similarly,
(5) A voltage applied to the collector of Q4 applied to both ends of the parallel circuit of the IGBT Q4 and the commutation diode D4 in the positive direction is V4, and the direction from the load toward the parallel circuit of the IGBT Q4 and the commutation diode D4 is the positive direction. The current is Is4
(6) V6 is a voltage applied to both ends of the parallel circuit of the IGBT Q6 and the commutation diode D6 with the collector side of the Q6 being in the positive direction, and the voltage from the load toward the parallel circuit of the IGBT Q6 and the commutation diode D6 is in the positive direction. The current is Is6
Is defined.
[0023]
Further, three-phase currents flowing only through the load are defined as Iu, Iv, and Iw, respectively, with the direction flowing into the load as the positive direction.
Further, a voltage having a positive direction on the side of a U-phase output terminal (hereinafter referred to as an AA point for simplicity of description) applied to both ends of the resonance capacitor C1 is VC1, and a V-phase output applied to both ends of the resonance capacitor C2. VC2 is a voltage having the terminal (hereinafter referred to as a point BB for simplicity) in a positive direction, and a W-phase output terminal applied to both ends of a resonance capacitor C3 (hereinafter referred to as a point CC for simplicity). The voltage having the positive side is defined as VC3.
[0024]
Further, the definition of ON / OFF of the IGBTs Q1 to Q12 is “1” when the U-phase upper IGBT Q1 of the main circuit 2A is ON and the lower IGBT Q2 is OFF, and the U-phase upper IGBT Q1 is OFF. The state where the lower IGBT Q2 is ON is expressed as "0", the state where the upper IGBT Q3 of the V phase is ON and the lower IGBT Q4 is OFF is "1", and the upper IGBT Q3 of the V phase is OFF. To set the state in which the lower IGBT Q4 is ON to "0". For the W phase, the state where the upper IGBT Q5 is ON and the lower IGBT Q6 is OFF is “1”, and the state where the upper IGBT Q5 of the W phase is OFF and the lower IGBT Q6 is ON is “0”.
[0025]
Also, the state where the upper IGBT Q7 of the U ′ phase of the auxiliary circuit 2B is ON and the lower IGBT Q8 of the lower stage is OFF is “1”, and the state where the lower IGBT Q8 of the U ′ phase is ON and the upper IGBT Q7 is OFF. Similarly, the V 'phase is "1" when the upper IGBT Q9 is ON and the lower IGBT Q10 is OFF, and the V' phase is "1" when the lower IGBT Q10 is ON and the upper IGBT Q11 is OFF. The state is set to “0”. For the W 'phase, the upper IGBT Q11 is ON and the lower IGBT Q12 is OFF, and the lower IGBT Q12 is "1". The lower IGBT Q12 of the W' phase is ON and the upper IGBT Q11 is OFF, "0".
Therefore, for example, when (U, V, W) = (1, 0, 0), the IGBT Q1 is ON, the IGBT Q2 is OFF, the IGBT Q3 is OFF, the IGBT Q4 is ON, the IGBT Q5 is OFF, and the IGBT Q6 is ON. .
[0026]
In the component arrangement of FIG. 1, IGBTs Q1, Q3, Q5, Q7, Q9, and Q11 arranged on the upper side are switched to "H" side switching elements, and IGBTs Q2, Q4, Q6, Q8, and Q10 arranged on the lower side. Q12 is the “L” side switching element.
Further, the state where both the H-side and the L-side IGBTs are OFF cannot be represented by “0” or “1”. Therefore, in the waveform diagram of FIG. 6, the middle point between “0” and “1” is described. Then, "H, L simultaneous OFF" is described as an annotation.
[0027]
Further, the operation of each mode from (a) mode 1 to (k) mode 11 shown in FIG. 2 to FIG. 5 is described as (U, V) as an example for explaining the control mode of the resonant inverter of the present embodiment. , W) are controlled as (1, 0, 0)-> (0, 0, 1)-> (1, 1, 0), respectively.
(A) Mode 1: steady mode of (U, V, W) = (1, 0, 0)
(B) Mode 2: resonance initial current accumulation mode in a transition state from (1, 0, 0) to (0, 0, 1)
(C) Mode 3: Resonant mode in a transient state from (1, 0, 0) to (0, 0, 1)
(D) Mode 4: regeneration mode in a transition state from (1, 0, 0) to (0, 0, 1)
(E) Mode 5: (U, V, W) = (0, 0, 1) steady mode
(F) Mode 6: Resonant initial current accumulation mode in transition from (0, 0, 1) to (1, 1, 0) (part 1)
(G) Mode 7: Resonant initial current accumulation mode in the transition from (0, 0, 1) to (1, 1, 0) (part 2)
(H) Mode 8: resonance mode in a transition state from (0, 0, 1) to (1, 1, 0)
(I) Mode 9: Regenerative mode (1) in the transition state from (0, 0, 1) to (1, 1, 0)
(J) Mode 10: regeneration mode (2) in a transition state from (0, 0, 1) to (1, 1, 0)
(K) Mode 11: (U, V, W) = (1, 1, 0) steady mode
It is defined as follows.
[0028]
In the case of control other than the above, the operation of the circuit is the same. The operation diagrams of each mode from (a) mode 1 to (k) mode 11 shown in FIGS. 2 to 5 correspond to the circuit diagram shown in FIG. 1 and describe only elements whose operation is important. Has been explained.
In the waveform diagram of FIG. 6, the mode numbers shown at the bottom correspond to the mode numbers of mode 1 to mode 11, and each waveform shows a signal waveform corresponding to each of the above modes.
[0029]
Next, the operation of the resonant inverter according to the present embodiment will be described with reference to the drawings of FIGS. 2 to 6 based on the notation of the voltage and current of each part defined above and ON / OFF of each switching element. I do.
First, in (a) mode 1, since the steady state is (U, V, W) = (1, 0, 0), the current flowing from the DC power supply 3 to the U-phase terminal of the motor 1 via the IGBT Q1 Flows from the V-phase terminal and the W-phase terminal of the motor 1 through the IGBTs Q4 and Q6, respectively, and returns to the DC power supply 3. In the steady state of mode 1, the IGBTs Q7, Q9, and Q12 of the H-side switching element of the auxiliary circuit 2B are in the ON state, and the IGBTs Q8, Q10, and Q11 of the L-side switching element are in the OFF state. , D12 block the current conduction path, so that no current flows through the resonance inductance Lr.
[0030]
Next, in the state of the mode 1, the IGBTs Q7 and Q12 of the auxiliary circuit 2B are turned off, the IGBTs Q8 and Q11 are turned on, and (b) the mode shifts to the resonance initial current accumulation mode of the mode 2. Part of the current flowing to the phase terminal flows through the resonance inductance Lr, returns to the DC power supply 3 via the IGBTs Q4 and Q6, and stores energy having the current ILr as an initial current in the resonance inductance Lr.
[0031]
At this time, since the IGBTs Q1 and Q4 are conducting, the power supply voltage Ei (potential Ei [V] at point AA and potential 0 [V] at point BB) is applied to the resonance capacitor C1. Since the IGBTs Q4 and Q6 are conducting, no voltage is applied to the resonance capacitor C2. In addition, since the IGBTs Q1 and Q4 are conducting to the resonance capacitor C3, the power supply voltage Ei is applied in the reverse direction (the point AA is at the potential Ei [V], and the point CC is at the potential 0 [V]).
[0032]
The current ILr is sufficiently accumulated, and the current ILr is reduced to a current amount substantially equal to any one of the load currents Iu, Iv, and Iw flowing through the motor 1 (the current has a positive / negative direction depending on the flowing direction, and is compared with an absolute value). Then, the IGBTs Q1 and Q6 are turned off, and the mode shifts to the resonance mode (c) mode 3.
At this time, in the resonance capacitor C1, the IGBT Q1 is turned off and the point AA is disconnected from the positive terminal of the DC power supply 3, so that the energy accumulated in the resonance inductance Lr and the current ILr flowing through the resonance inductance Lr. , The discharging of the capacitor charged in the positive direction via the IGBT Q8 starts, and the point AA changes from the potential Ei [V] to the potential 0 [V].
[0033]
Further, in the resonance capacitor C2, the IGBT Q6 is turned off and the CC point is separated from the ground point, so that the energy accumulated in the resonance inductance Lr and the current ILr flowing through the resonance inductance Lr via the IGBT Q11. A voltage of potential 0 [V] is applied to the point BB, and a voltage of potential Ei [V] is applied to the point CC, and charging of the capacitor in the negative direction starts.
Further, in the resonance capacitor C3, the IGBT Q6 is turned off and the CC point is separated from the ground point, so that the energy accumulated in the resonance inductance Lr and the current ILr flowing through the resonance inductance Lr via the IGBT Q8. When the discharging of the capacitor charged in the negative direction starts and the point AA changes from the potential Ei [V] to reach the potential 0 [V], the potential of the AA becomes 0 [V] via the IGBT Q11 and the potential of the CC point becomes The voltage of the potential Ei [V] is applied, and charging of the capacitor in the positive direction starts.
[0034]
However, the voltages V1 and V6 across the IGBTs Q1 and Q6 cannot rise rapidly due to the time constants provided by the capacitors C1 to C3, and the IGBTs Q1 and Q6 have the potential Ei [V] at the AA point and 0 potential at the BB point. V] and the CC point are in the state of potential 0 [V], that is, ZVS which is turned off in the state where the voltages V1 and V6 across the IGBTs Q1 and Q6 are "zero".
In the waveform diagram of FIG. 6, the switch state of the main circuit changes when the absolute value of the load current Iu or Iv becomes substantially equal to the current ILr (the dotted line of the current ILr indicates the absolute value of the load current Iv). , Iw). The ZVS of IGBTs Q1 and Q6 are indicated by points A and B.
[0035]
As described above, in the resonance mode of mode 3, the charge / discharge current of the capacitors for resonance C1 to C3 flows through the resonance inductance Lr as a resonance current and circulates in the circuit.
Further, when the resonance mode is continued, a further resonance current flows due to the energy stored in the resonance inductance Lr, and the voltage between both ends of the resonance capacitors C1 to C3 becomes positive and negative before the start of resonance (the steady state in mode 1), respectively. Are in the opposite directions and the absolute values of the voltages are the same (point AA at potential 0 [V], point BB at potential 0 [V], point CC at potential Ei [V]). The energy stored in Lr flows through commutation diodes D2 and D5.
[0036]
Here, the IGBTs Q2 and Q5 connected in parallel with the commutating diodes D2 and D5 are turned on, and the mode shifts to the (d) mode 4 regeneration mode. At this time, the IGBTs Q2 and Q5 become ZVS which is turned on when the voltages V2 and V5 across the IGBTs Q2 and Q5 are "zero", and all the currents flow through the commutation diodes D2 and D5. Since no current is flowing through the ZCS, the ZCS is turned ON in the state of the current “zero”.
In the waveform diagram of FIG. 6, ZVS and ZCS of IGBTs Q2 and Q5 are indicated by points C and D.
[0037]
In the regenerative mode of mode 4, the regenerative energy of the motor 1 and the energy stored in the resonance inductance Lr allow the regenerative current flowing from the W-phase terminal of the motor 1 to the plus side of the DC power supply 3 via the IGBT Q5; A regenerative current flowing from the V-phase terminal of the motor 1 to the minus side of the DC power supply 3 via the IGBT Q4, a regenerative current flowing through the IGBT Q2 to the U-phase terminal of the motor 1, and a current flowing through the IGBT Q8, the resonance inductance Lr, and the IGBT Q11 Occurs.
However, since the power supply voltage Ei of the DC power supply 3 is applied to the resonance inductance Lr as a reverse voltage in a direction to reduce the current ILr, the current ILr gradually decreases to zero. When the current ILr becomes zero, the protection diodes D8 and D11 prevent the current from flowing to the emitters of the IGBTs Q8 and Q11 due to the power supply voltage Ei of the DC power supply 3, and shift to the (e) mode 5 steady mode.
[0038]
Mode 5 is a steady mode of (U, V, W) = (0, 0, 1), and then shifts to a steady mode of (U, V, W) = (1, 1, 0). Will be described.
First, in the steady mode of mode 5, the IGBTs Q8, Q10, and Q11 of the auxiliary circuit 2B are turned off, and the IGBTs Q7, Q9, and Q12 are turned on, and (f) the state of the resonance initial current accumulation mode of mode 6 (part 1) Then, a part of the regenerative current of the motor 1 flowing from the W-phase terminal of the motor 1 through the IGBT Q5 flows through the resonance inductance Lr, and returns to the motor 1 or the DC power supply 3 via the IGBTs Q7 and Q9, and The energy with the current ILr as the initial current is stored in the inductance Lr.
[0039]
In this state, when the current ILr exceeds the load current Iu or Iw, the mode shifts to the (g) resonance initial current accumulation mode (mode 2) of the mode 7, and the current flows through the commutation diodes D2 and D5. There is no current, and a positive current flows through IGBTs Q2 and Q5. Here, when the IGBTs Q2, Q4 and Q5 are turned off, the mode shifts to the (h) mode 8 resonance mode.
At this time, in the resonance capacitor C1, the IGBT Q2 is turned off, the point AA is separated from the ground point, and the IGBT Q4 is turned off, and the point BB is separated from the ground point. The voltage of the potential Ei [V] is applied to both the AA point and the BB point via the IGBTs Q7 and Q9 by the energy and the current ILr flowing through the resonance inductance Lr, and the charging and discharging of the capacitor C1 does not occur.
[0040]
In the resonance capacitor C2, the IGBT Q4 is turned off, the BB point is disconnected from the ground point, and the IGBT Q5 is turned off, and the CC point is disconnected from the positive terminal of the DC power supply 3. When the discharging of the capacitor charged in the negative direction starts and the CC point changes from the potential Ei [V] to reach the potential 0 [V], the BB point becomes the potential Ei [V] via the IGBT Q9, and the CC point becomes A voltage of potential 0 [V] is applied, and charging of the capacitor in the positive direction starts. In the resonance capacitor C3, the IGBT Q5 is turned off, the CC point is disconnected from the positive terminal of the DC power supply 3, and the IGBT Q2 is turned off, and the AA point is disconnected from the ground point. The energy accumulated in the capacitor and the current ILr flowing through the resonance inductance Lr start discharging the capacitor charged in the positive direction via the IGBT Q8, and the CC point changes from the potential Ei [V] to the potential 0 [V]. ], A voltage having a potential of Ei [V] at point AA and a potential of 0 [V] at point CC is applied via IGBT Q7, and charging of the capacitor in the negative direction starts.
[0041]
However, the voltages V2, V4, and V5 across the IGBTs Q2, Q4, and Q5 cannot rise rapidly because of the time constant provided by the capacitors C1 to C3, and the IGBTs Q2, Q4, and Q5 have potentials of 0 [V] at the AA point. The ZVS is turned off in a state where the point BB is at the potential 0 [V] and the point CC is at the potential Ei [V], that is, when the voltages V2, V4, V5 across the IGBTs Q2, Q4, Q5 are "zero".
In the waveform diagram of FIG. 6, the switch state of the main circuit changes when the absolute value of the load current Iu or Iv becomes almost equal to the current ILr. The ZVSs of the IGBTs Q2, Q4, and Q5 are indicated by points E, F, and G, respectively.
[0042]
Thus, in the resonance mode of the mode 8, similarly to the resonance mode of the mode 3, the charge / discharge currents of the resonance capacitors C1 to C3 flow through the resonance inductance Lr as the resonance current and circulate in the circuit.
Further, when the resonance mode is continued, a further resonance current flows due to the energy stored in the resonance inductance Lr, and the voltage between both ends of the resonance capacitors C1 to C3 becomes positive and negative before the start of resonance (the steady state in mode 5), respectively. Are in the opposite direction and the absolute value of the voltage is the same (point AA is at potential Ei [V], point BB is at potential Ei [V], and point CC is at potential 0 [V]). The energy stored in Lr flows through the commutation diodes D1, D3, D6.
[0043]
Here, the IGBTs Q1, Q3, and Q6 connected in parallel with the commutation diodes D1, D3, and D6 are turned on, and the mode shifts to the (i) mode 9 regeneration mode (1). At this time, the IGBTs Q1, Q3, and Q6 become ZVSs that are turned on when the voltages V1, V3, and V6 across the IGBTs Q1, Q3, and Q6 are "zero", and all currents flow to the commutation diodes D1, D3, and D6. Flows, and no current flows through the IGBTs Q1, Q3, and Q6. Therefore, the ZCS is turned on with the current “zero”.
In the waveform diagram of FIG. 6, ZVS and ZCS of IGBTs Q1, Q3 and Q6 are indicated by H point, I point and J point.
[0044]
Further, if this state is continued, the current of the commutation diodes D1 and D6, which has flowed by the energy stored in the resonance inductance Lr, stops flowing, and the regenerative current of the motor 1 flows in the IGBTs Q1 and Q6 in the positive direction (j). The mode shifts to the regeneration mode (mode 2) of mode 10.
Furthermore, since the power supply voltage of the DC power supply 3 is applied to the resonance inductance Lr as a reverse voltage in a direction to decrease the current ILr, the current ILr gradually decreases to zero. When the current ILr becomes zero, the current that tends to flow to the emitters of the IGBTs Q7, Q9, and Q12 due to the power supply voltage of the DC power supply 3 is blocked by the protection diodes D7, D9, and D12, and the mode shifts to the (k) mode 11 steady mode. I do.
[0045]
As described above, in the resonant inverter according to the present embodiment, (U, V, W) in (a) mode 1 to (k) mode 11 shown in FIGS. >(0,0,1)-> (1,1,0) has been described, but in performing space vector PWM (Pulse Width Modulation) control on the resonant inverter, transition between other control vectors is performed. The operation of the resonance-type inverter in is also the same as the case where the above (U, V, W) is controlled to be (1, 0, 0)-> (0, 0, 1)-> (1, 1, 0). Therefore, the description is omitted here.
Note that, as in the steady mode, when the resonance current does not flow in the auxiliary circuit 2B, the auxiliary switching elements IGBTQ7 to Q12 can operate even when all of them are off.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the resonance type inverter of the first aspect, charging and discharging of the three resonance capacitors connected to the three-phase output terminal are performed by one inductance forming the resonance circuit with the resonance capacitors. And a bridge circuit composed of six auxiliary switching circuits connected to the inductance, thereby reducing the number of resonance capacitors required in parallel to six for each switching element to three. , Reducing the inductance required from one for each phase and three in total to one, enabling weight and volume reduction and downsizing, and soft switching that suppresses the loss of the resonant inverter. The effect of realizing a resonance type inverter circuit can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a resonant inverter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing an operation in each mode of the resonant inverter of the embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing an operation in each mode of the resonant inverter of the embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing an operation in each mode of the resonant inverter of the embodiment.
FIG. 5 is a diagram showing an operation in each mode of the resonant inverter of the embodiment.
FIG. 6 is a waveform chart showing waveforms of respective portions that change for each mode of the resonant inverter according to the embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a conventional resonant inverter.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a conventional resonant inverter.
[Explanation of symbols]
1 motor
2A main circuit
2B auxiliary circuit
3 DC power supply (Ei)
Q1-Q6 IGBT
D1 to D6 commutation diode
C1-C3 Resonance capacitor
C9 Smoothing capacitor
Q7-Q12 IGBT
D7-D12 Protection diode
Lr resonance inductance

Claims

３相ブリッジ接続された６個の主スイッチング素子と、スイッチング制御により導通または遮断される前記主スイッチング素子の２端子間にそれぞれ並列に接続された６個の転流ダイオードとを備え、３相ブリッジの各相を構成すると共に、電源の両端に２個ずつ直列に接続された３組の前記主スイッチング素子同士の各接続点を、負荷を接続するための３相出力端子とする共振形インバータにおいて、
単一方向に電流を通過させる６個の補助スイッチング素子が３相ブリッジ接続されると共に、３組の前記補助スイッチング素子同士の各接続点が前記３相出力端子にそれぞれ接続されたブリッジ回路と、
前記ブリッジ回路の３組の補助スイッチング素子同士の接続点の反対側に接続された共振用のインダクタンスと、
前記３相出力端子の各端子間に接続された３個の共振用コンデンサと
を設け、
前記共振用コンデンサと前記インダクタンスとが共振回路を形成する
ことを特徴とする共振形インバータ。A three-phase bridge, comprising: six main switching elements connected in a three-phase bridge; and six commutation diodes connected in parallel between two terminals of the main switching elements, which are turned on or off by switching control. And a three-phase output terminal for connecting a load to each of the three sets of main switching elements connected in series at both ends of a power supply. ,
A bridge circuit in which six auxiliary switching elements that pass current in a single direction are connected in a three-phase bridge, and connection points of three sets of the auxiliary switching elements are connected to the three-phase output terminals, respectively;
A resonance inductance connected to the opposite side of a connection point between the three sets of auxiliary switching elements of the bridge circuit;
Three resonance capacitors connected between each of the three-phase output terminals;
A resonance-type inverter, wherein the resonance capacitor and the inductance form a resonance circuit.