【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号を扱う電子機器の回路基板等に配設されるデジタル信号伝送線路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パーソナルコンピュータに代表されるデジタル機器では多くの印刷配線基板が使用され、その表面には多数のＬＳＩが実装され、ＬＳＩ間には銅などによる多数の配線が張り巡らされている。図９は従来の印刷配線基板の伝送線路構造の概略を示す斜視図である。図９において、１は誘電体材料により形成された基板、２は導体材料により形成された信号の伝送線路となる配線、３はグランドプレーンである。配線２の端部にはＬＳＩが接続され（図示せず）、略矩形波のデジタル信号が伝送される。
【０００３】
近年、デジタル信号伝送線路を通るデジタル信号のクロック周波数は、デジタル機器の処理能力向上のため、上昇の一途をたどっており、パーソナルコンピュータのマザーボードでは数百ＭＨｚに到達し、高周波の領域に入りつつある。
【０００４】
デジタル信号のクロック周波数が１ＧＨｚを越えるような値に高周波化すると、電磁波としての特性が顕著となり、配線端のＬＳＩ等との接続部におけるインピーダンスの不整合により反射が発生し、リンギングによる波形劣化が生じる。
【０００５】
こうした反射による波形劣化に対しては、デジタル信号配線を高周波伝送線路として設計することで線路のインピーダンスを明確にし、終端抵抗等によりインピーダンス整合をとる方法が有効である。図９に示す従来構造では、高周波の伝送特性に優れるマイクロストリップライン構造を形成しており、高周波伝送特性に優れる構造となっている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来構造では周波数特性がフラットであるため、グランドバウンス、クロストーク等の現象により混入するノイズ成分やドライバ側ＬＳＩの出力性能の特性により発生する不要成分など、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分以外もすべて伝送されてしまうことになる。不要な周波数成分の伝播は波形劣化を生じ、デジタル機器の誤動作につながる恐れがある。
【０００７】
従って、本発明の目的は、上記問題を解決することにあって、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分を選択的に通過させることにより、波形の劣化が少なく、高周波化が可能なデジタル信号伝送線路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。
【０００９】
本発明の第１態様によれば、誘電体基板と、
上記誘電体基板に配設された少なくとも１本の導体配線と、
一端が上記導体配線との間に間隙が生じるように配設することで上記導体配線と容量結合され、かつ、他端が接地され、長さが伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４である少なくとも１つの共振器と、
を備えているデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１０】
本発明の第２態様によれば、上記共振器は、上記導体配線の１本あたり複数個配設された互いに長さが異なる共振器である第１の態様に記載のデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１１】
本発明の第３態様によれば、上記共振器は平面導体パターンである第１又は２の態様に記載のデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
以下に、本発明にかかる実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００１３】
図１は本発明の第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図１において、１は誘電体材料により形成された基板、２は導体材料により形成された信号を伝送するための配線、３はグランドプレーンである。配線２およびグランドプレーン３は基板１の対向面に配設されており、マイクロストリップラインを形成している。
【００１４】
上記基板１は、ガラスエポキシ、紙フェノール、アルミナ、ＭｇＯ、又は、絶縁性フィルムなどの誘電体材料より構成する（以下の実施形態でも同様。）。また、上記配線２の上記導体材料は、銅、金、又は、アルミニウムである（以下の実施形態でも同様。）。
【００１５】
ここで、第１実施形態の特徴は、一端が配線２との間に間隙１０が生じるように配設することで配線２と容量結合され、かつ、他端がビア５によってグランドプレーン３に接地され、長さが、伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長λｇの略１／４である略長方形の導体パターンの共振器４が配設されている点である。共振器４の材料は、通常の配線に使われる導体であって、銅、金、又は、アルミニウムであり（以下の実施形態でも同様。）、上記配線２と異なっていてもよい。
【００１６】
このように共振器４を設けたことによる効果を説明するために、まず、この第１実施形態の伝送線路による信号伝送の動作について説明する。
【００１７】
例えば、配線２の一端にＥＣＬのドライバＬＳＩが、他端にＥＣＬのレシーバＬＳＩが接続されている場合、例えば、動作電圧を３．３ＶとするとＨＩＧＨ状態で約２．３Ｖの略矩形波のデジタル信号が配線２によりドライバＬＳＩからレシーバＬＳＩに伝送される。デジタル信号の波形としては、図２のような理想的な矩形波が望ましく、こうした理想的な矩形波は、以下のような数式のように奇数倍周波数成分のみから構成される。
【００１８】
【数１】
【００１９】
ただし、Ｖはある時間における矩形波の信号電圧、ｔは時間、ωは矩形波の角周波数、Ｖａｍｐは矩形波の振幅、Ｖｏｆｆはオフセット量である。
【００２０】
しかしながら、現実には、様々なノイズやドライバＬＳＩのドライブ能力などの要因により、例えば、図３のように劣化した波形となってしまう。こうした波形は奇数倍周波数成分だけでなく不要な周波数成分を含んでいる。こうした不要な周波数成分は反射や不要輻射の問題を複雑にし、デジタル信号の高速化の障害になる。
【００２１】
こうした問題に対して、この第１実施形態では、一端が配線２との間に間隙１０が生じるように略長方形の導体パターンの共振器４を配設することで、共振器４と配線２とが容量結合され、かつ、共振器４の他端がビア５によってグランドプレーンに接地され、共振器４の長さが伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長λｇの略１／４であるようにしたことで、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器４の接地端からの反射波と逆位相となって打ち消し合うため伝播できなくなる。一方、デジタル信号を構成する奇数倍成分は伝播できるので、デジタル信号を構成するのに不要な周波数成分のみを除去可能である。
【００２２】
なお、上記間隙１０は、その大きさによって減衰極の帯域幅を変化させることができ、例えば、必要とされる周波数特性に応じて、０．０５ｍｍ〜１．０ｍｍの範囲から選択する（例えば０．１ｍｍ）ことが好ましい。
【００２３】
図４は、この第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路のモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性を計算した結果である。図４の計算では、配線２の線幅を０．７ｍｍ、配線長を５５ｍｍ、共振器４の形状を０．７ｍｍ×３８ｍｍの長方形、配線２と共振器４間の間隙１０を０．１ｍｍ、基板１の厚みを０．４ｍｍ、誘電率を５とした場合の結果である。図４を見ればわかるように、通過特性が２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ近傍に減衰極を有することから、１ＧＨｚのデジタル信号に対して構成成分である１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，７ＧＨｚ成分は通過し、不要成分である２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ成分は除去されることが分かる。
【００２４】
このように、この第１実施形態のデジタル信号伝送線路では、共振器４を設けることにより、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器４の接地端からの反射波と逆位相となって打ち消し合うため伝播できなくなり、不要成分を除去できる。この結果、矩形波を構成する周波数成分すなわち上記周波数の奇数倍の周波数成分のみを通すことになるため、ノイズに強く、高速化対応可能なデジタル信号伝送が可能となる。
【００２５】
（第２実施形態）
図５は本発明の第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図５に示すように、この第２実施形態のデジタル信号伝送線路は長さの異なる２つの共振器４１および４２が配設された構造となっている。２つの共振器４１および４２の長さを異ならせることにより、減衰極の帯域幅を変化させることができる。なお、共振器４１および４２の材料は同一でもよいし、互いに異ならせるようにしてもよい。また、共振器４１および４２は配線２に対して、図５に示すように、その一方の側に配置するものに限らず、図１０に示すように、配線２の両側に配置するようにしてもよい。
【００２６】
この第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、共振器が２つである点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図５においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００２７】
図６はこの第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路のモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性を計算した結果である。図６の計算では、配線２の線幅を０．７ｍｍ、配線長を５５ｍｍ、共振器４１の形状を０．７ｍｍ×４０ｍｍの長方形、共振器４２の形状を０．７ｍｍ×３６ｍｍの長方形、共振器４１と共振器４２の配置間隔を３９ｍｍ、配線２と共振器４１間および配線２と共振器４２間の間隙１０をともに０．１ｍｍ、基板１の厚みを０．４ｍｍ、誘電率を５とした場合の結果である。図６を見ればわかるように、通過特性が２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ近傍において、それぞれ２つの減衰極が近接して現れ、減衰領域が広帯域化している。
【００２８】
このように、この第２実施形態のデジタル信号伝送線路では、第１実施形態の作用効果に加えて、長さの異なる２つの共振器４１を設けることにより、不要成分を除去する帯域を広帯域化でき、さらにノイズに強く、高速化対応可能なデジタル信号伝送が可能となる。
【００２９】
（第３実施形態）
図７は本発明の第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図７に示すように、この第３実施形態のデジタル信号伝送線路は下側グランドプレーン３１と上側グランドプレーン３２の上下両面のグランドプレーンが配設されストリップライン構造となっている。なお、ビア５は、下側グランドプレーン３１、又は、上側グランドプレーン３２、又は、下側グランドプレーン３１及び上側グランドプレーン３２に接触させるようにしている。
【００３０】
この第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、ストリップライン構造である点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図７においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。また、構造をわかりやすくするため、上側グランドプレーン３２と基板１を透明に描いている。
【００３１】
図８はこの第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路のモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性を計算した結果である。図８の計算では、配線２の線幅を０．７ｍｍ、配線長を５５ｍｍ、共振器４の形状を０．７ｍｍ×３４ｍｍの長方形、配線２と共振器４間の間隙１０を０．１ｍｍ、基板１の厚みを０．４ｍｍ、誘電率を５とした場合の結果である。図８にあるように、通過特性が２ＧＨｚ，４ＧＨｚ，６ＧＨｚ近傍に減衰極を有し、ストリップライン構造でも同様の効果が発揮されることが分かる。
【００３２】
この第３実施形態でも、第１実施形態と同様に、共振器４を設けることにより、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器４の接地端からの反射波と逆位相となり打ち消し合うため伝播できなくなり不要成分を除去できる。この結果、矩形波を構成する周波数成分すなわち上記周波数の奇数倍の周波数成分を通すことから、ノイズに強く、高速化対応可能なデジタル信号伝送が可能となる。
【００３３】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その他種々の態様で実施できる。
【００３４】
例えば、第１〜第３実施形態においては、周波数１ＧＨｚのデジタル信号を例に採っているが、他の周波数であっても共振器４の形状を調節することにより、同様の効果を発揮することができる。
【００３５】
また、第１〜第３実施形態においては、共振器４の導体パターン形状を長方形としているが、これに限られるわけではなく、例えば配線２の幅方向の距離を小さくして小型化を図るため、Ｌ字型形状の導体パターン（図１１参照）の共振器４３であっても、共振器４と同様の効果を発揮することができる。すなわち、共振器４は、容量的結合が可能であれば、直線に限定されず、曲線や折れ曲がった形状でもよい。この場合、共振器４の導体全体の長さを、伝送するデジタル信号の周波数と同じ周波数の正弦波の管内波長λｇの略１／４とする。
【００３６】
また、先の実施形態では、共振器４は、配線２に対して直交するように配置したが、これに限られるものではない。
【００３７】
さらに、複数の共振器が配置されているとき、幅を異ならせたり、又は、共振器下部の誘電体の誘電率を変えることにより、減衰極の帯域幅を変化させることができる。例えば、図１２に示すように、一方の共振器４１の下面に、基板１とは異なる材料の誘電体層５０を備えるとともに、他方の共振器４２の下面は基板１に直接接触させることにより、共振器下部の誘電体の誘電率を変えることができる。これは、特に、高密度なデジタル回路基板に対して有効である。
【００３８】
本発明は、周波数は２００ＭＨｚ以上のデジタル信号伝送線路に好適であり、そのようなデジタル信号伝送線路を有する回路基板（例えば、パーソナルコンピータ用などの回路基板）で有効である。
【００３９】
なお、上記様々な実施形態のうちの任意の実施形態を適宜組み合わせることにより、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明のデジタル信号伝送線路によれば、導体配線にデジタル信号と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４の長さの共振器を設けることで、デジタル信号の周波数の偶数倍の周波数成分は共振器の接地端からの反射波と逆位相となって打ち消し合うため伝播できなくなり、不要成分を除去することができ、デジタル信号の矩形波を形成するために必要な周波数成分を選択的に通過させることができる。よって、波形劣化の少ない、ノイズに強い、高速なデジタル回路基板を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図２】理想的なデジタル信号の波形を示すグラフである。
【図３】実際のデジタル信号の波形を示すグラフである。
【図４】本発明の第１実施形態におけるデジタル信号伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図６】本発明の第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路を概略的にかつ透視的に示す斜視図である。
【図８】本発明の第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】従来のデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１０】本発明の第２実施形態の変形例におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１１】本発明の第１実施形態における、Ｌ字型形状の導体パターンのデジタル信号伝送線路を概略的に示す平面図である。
【図１２】本発明の上記第１実施形態の変形例におけるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【符号の説明】
１…基板、２…配線、３…グランドプレーン、４…共振器、５…ビア、１０…間隙、２１…配線の不連続部、２２…配線の不連続部、４１…共振器、４２…共振器、４３…共振器、５０…誘電体層。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a digital signal transmission line disposed on a circuit board or the like of an electronic device that handles digital signals.
[0002]
[Prior art]
Digital devices typified by personal computers use a large number of printed wiring boards, a large number of LSIs are mounted on the surface thereof, and a large number of wirings made of copper or the like are laid between the LSIs. FIG. 9 is a perspective view schematically showing a transmission line structure of a conventional printed wiring board. In FIG. 9, 1 is a substrate formed of a dielectric material, 2 is a wiring serving as a signal transmission line formed of a conductive material, and 3 is a ground plane. An LSI (not shown) is connected to an end of the wiring 2, and a substantially rectangular wave digital signal is transmitted.
[0003]
In recent years, the clock frequency of a digital signal passing through a digital signal transmission line has been steadily increasing in order to improve the processing capability of digital devices. is there.
[0004]
If the clock frequency of the digital signal is increased to a value exceeding 1 GHz, the characteristics as an electromagnetic wave become remarkable, reflection occurs due to impedance mismatch at the connection portion with the LSI or the like at the wiring end, and waveform deterioration due to ringing is caused. Occurs.
[0005]
With respect to such waveform deterioration due to reflection, it is effective to design the digital signal wiring as a high-frequency transmission line to clarify the impedance of the line and to perform impedance matching using a terminating resistor or the like. In the conventional structure shown in FIG. 9, a microstrip line structure having excellent high-frequency transmission characteristics is formed, and the structure has excellent high-frequency transmission characteristics.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional structure, since the frequency characteristics are flat, a rectangular wave of a digital signal such as a noise component mixed due to a phenomenon such as ground bounce or crosstalk or an unnecessary component generated due to the output performance characteristics of the driver side LSI is formed. Therefore, all the components other than the frequency components necessary for the transmission are transmitted. Propagation of unnecessary frequency components may cause waveform deterioration and lead to malfunction of digital equipment.
[0007]
Accordingly, an object of the present invention is to solve the above-mentioned problem, and by selectively passing a frequency component necessary for forming a rectangular wave of a digital signal, the waveform is less deteriorated and the frequency is increased. It is to provide a possible digital signal transmission line.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.
[0009]
According to a first aspect of the present invention, a dielectric substrate;
At least one conductor wiring disposed on the dielectric substrate;
A sine wave having the same frequency as the frequency of the digital signal to be transmitted, the one end of which is capacitively coupled to the conductor wiring by disposing such that a gap is formed between the conductor wiring and the other end is grounded. At least one resonator that is approximately の of the guide wavelength of
A digital signal transmission line comprising:
[0010]
According to a second aspect of the present invention, there is provided the digital signal transmission line according to the first aspect, wherein the resonator is a plurality of resonators provided for each of the conductor wirings and having different lengths. I do.
[0011]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the digital signal transmission line according to the first or second aspect, wherein the resonator is a planar conductor pattern.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(1st Embodiment)
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0013]
FIG. 1 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is a substrate formed of a dielectric material, 2 is a wiring for transmitting a signal formed of a conductive material, and 3 is a ground plane. The wiring 2 and the ground plane 3 are arranged on the opposing surface of the substrate 1 and form a microstrip line.
[0014]
The substrate 1 is made of a dielectric material such as glass epoxy, paper phenol, alumina, MgO, or an insulating film (the same applies to the following embodiments). The conductor material of the wiring 2 is copper, gold, or aluminum (the same applies to the following embodiments).
[0015]
Here, the feature of the first embodiment is that one end is disposed so as to form a gap 10 between itself and the wiring 2 so as to be capacitively coupled to the wiring 2, and the other end is grounded to the ground plane 3 by the via 5. The point is that the resonator 4 having a substantially rectangular conductor pattern whose length is substantially １ ／ of the guide wavelength λg of the sine wave having the same frequency as the frequency of the digital signal to be transmitted is provided. The material of the resonator 4 is a conductor used for ordinary wiring, and is copper, gold, or aluminum (the same applies to the following embodiments), and may be different from the wiring 2 described above.
[0016]
In order to explain the effect of providing the resonator 4 as described above, first, the operation of signal transmission by the transmission line of the first embodiment will be described.
[0017]
For example, when an ECL driver LSI is connected to one end of the wiring 2 and an ECL receiver LSI is connected to the other end, for example, when the operating voltage is 3.3 V, a substantially rectangular wave digital of about 2.3 V in a HIGH state is provided. A signal is transmitted from the driver LSI to the receiver LSI via the wiring 2. As a waveform of the digital signal, an ideal rectangular wave as shown in FIG. 2 is desirable, and such an ideal rectangular wave is composed of only odd multiple frequency components as in the following mathematical formula.
[0018]
(Equation 1)
[0019]
Here, V is the signal voltage of the rectangular wave at a certain time, t is time, ω is the angular frequency of the rectangular wave, V amp is the amplitude of the rectangular wave, and V off is the offset amount.
[0020]
However, in reality, the waveform becomes deteriorated as shown in FIG. 3, for example, due to various noises and the driving capability of the driver LSI. Such a waveform contains not only odd-numbered frequency components but also unnecessary frequency components. Such unnecessary frequency components complicate the problem of reflection and unnecessary radiation and hinder the speeding up of digital signals.
[0021]
In order to solve such a problem, in the first embodiment, the resonator 4 having a substantially rectangular conductor pattern is disposed so that a gap 10 is formed between the resonator 4 and the wiring 2 at one end. Are coupled capacitively, and the other end of the resonator 4 is grounded to a ground plane by a via 5, and the length of the resonator 4 is approximately 1/1 of the guide wavelength λg of a sine wave having the same frequency as the frequency of the transmitted digital signal. As a result, the frequency component of an even-numbered multiple of the frequency of the digital signal has a phase opposite to that of the reflected wave from the ground end of the resonator 4 and cancels out. On the other hand, since odd-numbered components constituting a digital signal can be propagated, only frequency components unnecessary for constituting a digital signal can be removed.
[0022]
The gap 10 can change the bandwidth of the attenuation pole depending on its size. For example, the gap 10 is selected from a range of 0.05 mm to 1.0 mm (for example, 0 mm) according to required frequency characteristics. .1 mm).
[0023]
FIG. 4 shows the result of calculating the frequency characteristics of an actual planar circuit by using a 2.5-dimensional electromagnetic field simulator based on the moment method of the digital signal transmission line in the first embodiment. In the calculation of FIG. 4, the line width of the wiring 2 is 0.7 mm, the wiring length is 55 mm, the shape of the resonator 4 is a rectangle of 0.7 mm × 38 mm, the gap 10 between the wiring 2 and the resonator 4 is 0.1 mm, This is a result when the thickness of the substrate 1 is 0.4 mm and the dielectric constant is 5. As can be seen from FIG. 4, since the pass characteristic has an attenuation pole near 2 GHz, 4 GHz, and 6 GHz, the 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz, and 7 GHz components, which are components of a 1 GHz digital signal, pass therethrough and are unnecessary. It can be seen that the components of 2 GHz, 4 GHz and 6 GHz are removed.
[0024]
As described above, in the digital signal transmission line of the first embodiment, by providing the resonator 4, the frequency component of an even multiple of the frequency of the digital signal has an opposite phase to the reflected wave from the ground end of the resonator 4. Therefore, propagation cannot be performed and unnecessary components can be removed. As a result, only the frequency component constituting the rectangular wave, that is, the frequency component that is an odd multiple of the above-mentioned frequency is passed, so that digital signal transmission that is resistant to noise and that can cope with high speed can be performed.
[0025]
(2nd Embodiment)
FIG. 5 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 5, the digital signal transmission line according to the second embodiment has a structure in which two resonators 41 and 42 having different lengths are provided. By making the two resonators 41 and 42 have different lengths, the bandwidth of the attenuation pole can be changed. The materials of the resonators 41 and 42 may be the same or different from each other. Further, the resonators 41 and 42 are not limited to those arranged on one side of the wiring 2 as shown in FIG. 5, but may be arranged on both sides of the wiring 2 as shown in FIG. Is also good.
[0026]
The structure of the digital signal transmission line according to the second embodiment is the same as the structure of the digital signal transmission line according to the first embodiment shown in FIG. 1 except that the number of resonators is two. In FIG. 5, members having the same functions as in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG.
[0027]
FIG. 6 shows the result of calculating the frequency characteristics of an actual plane circuit by using a 2.5-dimensional electromagnetic field simulator based on the moment method of the digital signal transmission line in the second embodiment. In the calculation of FIG. 6, the line width of the wiring 2 is 0.7 mm, the wiring length is 55 mm, the shape of the resonator 41 is a rectangle of 0.7 mm × 40 mm, the shape of the resonator 42 is a rectangle of 0.7 mm × 36 mm, The spacing between the resonator 41 and the resonator 42 is 39 mm, the gaps 10 between the wiring 2 and the resonator 41 and between the wiring 2 and the resonator 42 are both 0.1 mm, the thickness of the substrate 1 is 0.4 mm, and the dielectric constant is 5. This is the result of the case. As can be seen from FIG. 6, two attenuation poles appear close to each other when the transmission characteristic is around 2 GHz, 4 GHz, and 6 GHz, and the attenuation region is broadened.
[0028]
As described above, in the digital signal transmission line of the second embodiment, in addition to the operation and effect of the first embodiment, by providing two resonators 41 having different lengths, the band for removing unnecessary components can be widened. It is possible to transmit digital signals that are resistant to noise and that can cope with high speed.
[0029]
(Third embodiment)
FIG. 7 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 7, the digital signal transmission line according to the third embodiment has a stripline structure in which ground planes on both upper and lower sides of a lower ground plane 31 and an upper ground plane 32 are arranged. The via 5 is configured to be in contact with the lower ground plane 31, the upper ground plane 32, or the lower ground plane 31 and the upper ground plane 32.
[0030]
The structure of the digital signal transmission line according to the third embodiment is the same as the structure of the digital signal transmission line according to the first embodiment shown in FIG. In FIG. 7, members having the same functions as in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. In addition, the upper ground plane 32 and the substrate 1 are drawn transparent for easy understanding of the structure.
[0031]
FIG. 8 shows the result of calculating the frequency characteristics of an actual plane circuit by a 2.5-dimensional electromagnetic field simulator based on the moment method of the digital signal transmission line in the third embodiment. 8, the line width of the wiring 2 is 0.7 mm, the wiring length is 55 mm, the shape of the resonator 4 is a rectangle of 0.7 mm × 34 mm, the gap 10 between the wiring 2 and the resonator 4 is 0.1 mm, This is a result when the thickness of the substrate 1 is 0.4 mm and the dielectric constant is 5. As shown in FIG. 8, it can be seen that the pass characteristic has an attenuation pole near 2 GHz, 4 GHz, and 6 GHz, and the same effect is exerted even in a strip line structure.
[0032]
Also in the third embodiment, as in the first embodiment, by providing the resonator 4, a frequency component of an even-numbered multiple of the frequency of the digital signal is in an opposite phase to the reflected wave from the ground end of the resonator 4 and cancels out. Therefore, it cannot be propagated and unnecessary components can be removed. As a result, a frequency component constituting a rectangular wave, that is, a frequency component that is an odd multiple of the above frequency is passed, so that digital signal transmission that is resistant to noise and that can cope with high speed can be performed.
[0033]
Note that the present invention is not limited to the above embodiment, and can be implemented in other various modes.
[0034]
For example, in the first to third embodiments, a digital signal having a frequency of 1 GHz is taken as an example, but the same effect can be exerted by adjusting the shape of the resonator 4 even at other frequencies. Can be.
[0035]
Further, in the first to third embodiments, the conductor pattern shape of the resonator 4 is rectangular. However, the present invention is not limited to this. For example, in order to reduce the width of the wiring 2 in the width direction to achieve miniaturization. Also, the resonator 43 having the L-shaped conductor pattern (see FIG. 11) can exhibit the same effect as the resonator 4. That is, the resonator 4 is not limited to a straight line as long as capacitive coupling is possible, and may have a curved or bent shape. In this case, the entire length of the conductor of the resonator 4 is set to approximately １ ／ of the guide wavelength λg of the sine wave having the same frequency as the frequency of the digital signal to be transmitted.
[0036]
Further, in the above embodiment, the resonator 4 is arranged so as to be orthogonal to the wiring 2, but is not limited to this.
[0037]
Further, when a plurality of resonators are arranged, the bandwidth of the attenuation pole can be changed by changing the width or changing the dielectric constant of the dielectric below the resonators. For example, as shown in FIG. 12, by providing a dielectric layer 50 made of a material different from that of the substrate 1 on the lower surface of one resonator 41 and making the lower surface of the other resonator 42 directly contact the substrate 1, The dielectric constant of the dielectric below the resonator can be changed. This is particularly effective for high-density digital circuit boards.
[0038]
The present invention is suitable for a digital signal transmission line having a frequency of 200 MHz or more, and is effective for a circuit board having such a digital signal transmission line (for example, a circuit board for a personal computer).
[0039]
Note that by appropriately combining any of the various embodiments described above, the effects of the respective embodiments can be achieved.
[0040]
【The invention's effect】
According to the digital signal transmission line of the present invention, by providing a resonator having a length of approximately 1/4 of the guide wavelength of a sine wave having the same frequency as the digital signal on the conductor wiring, the frequency of the digital signal is an even multiple of the frequency. The component is out of phase with the reflected wave from the grounded end of the resonator and cancels out, so it cannot be propagated, so unnecessary components can be removed and the frequency components necessary to form a digital signal rectangular wave can be selectively selected. Can be passed through. Therefore, it is possible to provide a high-speed digital circuit board with less waveform deterioration, resistance to noise, and the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a graph showing a waveform of an ideal digital signal.
FIG. 3 is a graph showing a waveform of an actual digital signal.
FIG. 4 is a diagram illustrating a simulation result of frequency characteristics of the digital signal transmission line according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating a simulation result of frequency characteristics of a digital signal transmission line according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a perspective view schematically and transparently showing a digital signal transmission line according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result of frequency characteristics of a digital signal transmission line according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a perspective view schematically showing a conventional digital signal transmission line.
FIG. 10 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to a modification of the second embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a plan view schematically showing a digital signal transmission line having an L-shaped conductor pattern in the first embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line according to a modification of the first embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Substrate, 2 ... wiring, 3 ... Ground plane, 4 ... Resonator, 5 ... Via, 10 ... Gap, 21 ... Discontinuous part of wiring, 22 ... Discontinuous part of wiring, 41 ... Resonator, 42 ... Resonance Device, 43: resonator, 50: dielectric layer.
