JP2004014368A

JP2004014368A - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP2004014368A
Application number: JP2002167826A
Authority: JP
Inventors: Toshiya Kanja; 神舎　敏也; Naokage Kishimoto; 岸本　直景; Hiroyuki Asano; 浅野　寛之; Yoshikazu Sumi; 角　佳和; Kiyoshi Ogasawara; 小笠原　潔
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 2002-06-07
Filing date: 2002-06-07
Publication date: 2004-01-15
Anticipated expiration: 2022-06-07
Also published as: JP4069687B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce an excessive transient voltage generated between filament pins from the detection of filament disconnection to the oscillation stop of an inverter at a low cost and with a circuit structure having less number of components. <P>SOLUTION: This discharge lamp lighting device is equipped with: an inverter circuit for feeding high-frequency power to a discharge lamp load 1a by converting D.C. power E into a high frequency; and a control means for turning on/off switching elements Q1 and Q2 constituting the inverter circuit by separately-excited control, and provided with a resonance load circuit comprising the discharge lamp load 1a, a current-limiting inductor L1 and a resonating capacitor C1. In the discharge lamp lighting device, a current flowing through the capacitor C1 is used for a preheating current for filaments A and B of the load 1a. Capacitors C2 and C3 for varying a resonance frequency of the resonance load circuit in filament disconnection are connected in parallel with the filaments A and B of the load 1a. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
直流電源を高周波に変換し、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、放電灯負荷のフィラメントの予熱電流を、共振負荷回路のコンデンサに流れる電流より確保するコンデンサ予熱方式が広く用いられている。
（従来例１）
第１の従来例を図１２に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅは交流電源を整流平滑したものであり、この直流電源Ｅにはインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は駆動回路２により交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流カット用コンデンサＣ０と共振用（限流用）のインダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡ，Ｂの各一端が接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡとインダクタＬ１の接続点は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの正極に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢとスイッチング素子Ｑ２の接続点は直流電源Ｅの負極に接続されており、直流電源Ｅの負極は接地されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの負極の間には、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１の両端には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５からなる直流電流ループは無負荷検出回路を構成している。コンデンサＣ４に得られる検出電圧Ｖｋは、コンパレータＣＰに入力されて基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータＣＰの出力は制御回路１に入力されている。制御回路１は駆動回路２に他励制御信号を入力する。
【０００３】
インバータ回路は他励式であり、駆動回路２からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与えられる駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。このように他励式で且つ共振用コンデンサＣ１によりフィラメント予熱を行うコンデンサ予熱方式のインバータ回路では、フィラメントを予熱するための特別な予熱回路を必要としないので、部品点数の削減が可能な回路方式である。
【０００４】
本回路には、無負荷検出回路が構成されており、インバータ回路の起動前には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５からなる直流電流ループに直流電流が流れて、コンデンサＣ４の電位Ｖｋにより、フィラメントＡが装着されているかどうかを判断している。フィラメントＡが装着されている場合は、コンデンサＣ４の電位Ｖｋは、ＲＣの時定数で所定の分圧比で決まる電圧まで上昇し、それがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを上回ることで、インバータ回路が動作開始する。フィラメントＡが装着されていない場合は、フィラメントＡがオープンとなっているため、直流電源ＥからコンデンサＣ４への充電が遮断され、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが上昇しない。これにより、コンデンサＣ４の電位ＶｋがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを下回ることでインバータ回路は停止する。また、放電灯ｌａの点灯中に、フィラメントＡが断線した場合には、コンデンサＣ４の電位ＶｋがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、インバータ回路は発振停止する。
【０００５】
この従来例１では、フィラメントＡが断線し、インバータ回路が発振停止するまでに、図１４のように、コンデンサＣ４の電位ＶｋがコンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒｅｆを下回るまでに遅れ時間Ｔｄが発生する。遅れ時間Ｔｄの間はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が発振しているため、フィラメントＡが断線した直後には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振により過渡的に高電圧が短時間ではあるものの断線したフィラメント両端に印加されてしまう。この時のインバータ回路は、図１３に示すように、所定の点灯時の動作周波数ｆｉｎｖで動作していることから、瞬間的にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１の無負荷共振曲線に沿った高い電圧まで上昇する。
【０００６】
このようにフィラメント断線時にピン間に高電圧が発生すると、ピン間が絶縁破壊し、絶縁破壊箇所をフィラメントの代わりとして電流が流れることによりフィラメント断線検知回路が誤検知し、インバータ回路は発振を継続する。この結果、管端部の絶縁破壊箇所が異常加熱する問題があった。
【０００７】
この従来例１のように、他励式で且つ共振用コンデンサＣ１によりフィラメント予熱を行うコンデンサ予熱方式のインバータ回路では、フィラメント断線時に即時にインバータ回路が停止しないため、フィラメント極間に過大な電圧が発生し、管端部が異常加熱する問題があった。
【０００８】
（従来例２）
第２の従来例を図１５に示す。この従来例は、上述の第１の従来例において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動をインダクタＬ１の２次巻線電圧により行う自励駆動式としたものである。放電灯ｌａのフィラメントの予熱は、従来例１と同様に、コンデンサ予熱方式としている。インバータの動作は従来例１と同じであり、違いはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を自励で駆動しているところだけが異なる。本従来例では、フィラメントが断線した場合には、共振用コンデンサＣ１が回路上外れるため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動電圧も即座に無くなるので、インバータ回路はフィラメント断線と同時に停止するため、フィラメントピン間に過渡的に過大な電圧が印加されることなく停止する。このように、自励駆動式で且つコンデンサ予熱方式の場合には、従来例１に示すような、管端部の異常加熱の問題は生じない。つまり、従来例１に示すような、他励駆動式で且つコンデンサ予熱方式の場合に、管端部の異常加熱の問題が生じるものである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、放電灯負荷を高周波で点灯させる放電灯点灯装置で、コンデンサ予熱方式で且つ他励制御を有するものにおいて、フィラメント断線時にフィラメントの断線検出が働きインバータが発振停止するまでにフィラメントピン間に発生する過大な過渡電圧を比較的安価で部品点数の少ない回路構成にて低減できる手段を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明によれば、上記の課題を解決するために、図８または図９に示すように、交流電源を直流電源Ｅに変換する直流電源回路と、前記直流電源Ｅを高周波に変換して放電灯負荷ｌａに高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷ｌａと限流用インダクタＬ１および共振用コンデンサＣ１からなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサＣ１に流れる電流を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路で発生する電圧を減衰させるインピーダンス要素を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂと並列に接続したことを特徴とするものである。
【００１１】
請求項２の発明によれば、同じ課題を解決するために、図１に示すように、交流電源を直流電源Ｅに変換する直流電源回路と、前記直流電源Ｅを高周波に変換して放電灯負荷ｌａに高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷ｌａと限流用インダクタＬ１および共振用コンデンサＣ１からなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサＣ１に流れる電流を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を変化させるインピーダンス要素を放電灯負荷ｌａのフィラメントＡ，Ｂと並列に接続したことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項３の発明によれば、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数よりも高い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする。
請求項４の発明によれば、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、インバータ回路の動作周波数の２倍より大きくかつスイッチング電流の位相が遅相モードとなる周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする。
請求項５の発明によれば、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数およびインバータ回路の動作周波数よりも低い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする。
【００１３】
請求項６の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はコンデンサであることを特徴とする。
請求項７の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素は少なくともインダクタを含むことを特徴とする。
請求項８の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素のインピーダンスは、フィラメントのインピーダンスの１００倍以上の大きさであることを特徴とする。
請求項９の発明によれば、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はサージ吸収素子であることを特徴とする。
請求項１０の発明によれば、放電灯負荷に並列にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする。
請求項１１の発明によれば、フィラメント断線時に放電灯負荷が消灯することを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本発明の第１の実施形態を図１に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅは交流電源を整流平滑したものであり、この直流電源Ｅにはインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は駆動回路２により交互にオン・オフ駆動される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点には、直流カット用コンデンサＣ０と共振用（限流用）のインダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの一端が接続されており、このフィラメントＡの一端は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの正極に接続されている。
【００１５】
放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの負極の間には、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１の両端には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ３の並列回路が接続されている。直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３にいたる直流電流ループは第１の無負荷検出回路を構成している。コンデンサＣ４に得られる検出電圧Ｖｋは、コンパレータＣＰに入力されて基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータＣＰの出力は制御回路１に入力されている。制御回路１は駆動回路２に他励制御信号を入力する。
【００１６】
放電灯ｌａのフィラメントＡ，ＢにはそれぞれコンデンサＣ２，Ｃ３が並列接続されている。また、フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には共振用のコンデンサＣ１が並列接続されている。フィラメントＢの一端は直流電源Ｅの負極に接続されて接地されている。また、フィラメントＢの他端（非電源側端子）は、抵抗Ｒ４を介して直流電源Ｅの正極に接続されると共に、抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路を介して直流電源Ｅの負極に接続されている。抵抗Ｒ６の両端にはコンデンサＣ５が並列接続されている。抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５の両端に生じる電圧はトランジスタＱ３のベース・エミッタ間に印加されている。トランジスタＱ３のコレクタは抵抗Ｒ７を介してコンパレータＣＰの−入力端子に接続されている。抵抗Ｒ４〜Ｒ７とコンデンサＣ５およびトランジスタＱ３は第２の無負荷検出回路を構成している。
【００１７】
インバータ回路は他励式であり、駆動回路２からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与えられる駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン・オフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。このように他励式で且つ共振用コンデンサＣ１によりフィラメント予熱を行うコンデンサ予熱方式のインバータ回路では、フィラメントを予熱するための特別な予熱回路を必要としないので、部品点数の削減が可能な回路方式である。
【００１８】
本回路には、第１および第２の無負荷検出回路が構成されており、インバータの起動前には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ３の経路でコンデンサＣ４に直流電圧が印加され、コンパレータＣＰには基準電圧Ｖｒｅｆより高い検出電圧Ｖｋが印加され、フィラメントＡが接続されていると判断している。また、フィラメントＡが外れた場合には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２を介する直流バイアスが遮断されるため、コンデンサＣ４の電位である検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、コンパレータＣＰの出力が反転し、制御回路１の信号を停止させ、インバータ回路を停止させる。
【００１９】
一方、抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６、コンデンサＣ５、トランジスタＱ３からなる第２の無負荷検出回路では、フィラメントＢが接続されている状態においては、直流電源Ｅから抵抗Ｒ４を介して抵抗Ｒ５、Ｒ６に印加される電圧は極めて低く、トランジスタＱ３はオフしている。これは抵抗Ｒ５，Ｒ６の直列回路と並列にフィラメントＢが接続されているからであり、フィラメント抵抗は一般的には数Ω〜数十Ωと非常に小さいため、直流電源Ｅからの直流電圧成分はほとんど抵抗Ｒ４に印加されるからである。また、フィラメントＢが外れると、直流電源Ｅより抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６の分圧比で決まるバイアスがトランジスタＱ３のべース・エミッタ間に印加されるため、トランジスタＱ３がオンする。そうすると、検出電圧Ｖｋは小抵抗Ｒ７を介してトランジスタＱ３に引抜かれるため、検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、コンパレータＣＰの出力が反転し、制御回路１の信号を停止させ、インバータ回路を停止させる。
【００２０】
以上のように、フィラメントＡ，Ｂには共にフィラメントの有無を判別する回路が接続されている。しかし、何れの検出回路においても、コンパレータＣＰの出力信号が反転し、インバータ回路が発振停止するまでには遅れ時間が発生する。例えばフィラメントＡが外れた場合は、コンデンサＣ４の電荷を抵抗Ｒ３で消費し、検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回るまでの時間と、コンパレータＣＰの反転信号を受けてインバータ回路が停止するまでの制御回路１の応答時間が遅れ時間となる。フィラメントＢが外れた場合は、トランジスタＱ３がオンするまでのコンデンサＣ５の充電時間と、トランジスタＱ３がオンして検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回るまでのコンデンサＣ４の電荷の放出時間と、コンパレータＣＰの反転信号を受けてインバータ回路が停止するまでの制御回路１の応答時間が遅れ時間となる。
【００２１】
本実施形態においては、フィラメントＡ，Ｂには並列にコンデンサＣ２，Ｃ３が接続されており、フィラメントＡもしくはＢが断線した場合には、共振負荷回路の共振特性は、コンデンサＣ２もしくはコンデンサＣ３とコンデンサＣ１およびインダクタＬ１から決定される共振特性に変化する。具体的には負荷が無い場合の共振周波数ｆ０はｆ０＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ１））となるが、本実施形態ではフィラメントＡが断線した場合には、共振回路のインダクタＬ１とコンデンサＣ１にコンデンサＣ２が追加されるため、共振周波数ｆ０’はｆ０’＝１／（２π√（Ｌ１・Ｃ１・Ｃ２／（Ｃ１＋Ｃ２））となり、図２に示すように、断線時共振特性の共振周波数ｆ０’は、無負荷共振特性の共振周波数ｆ０よりも高い周波数に変化する。フィラメントＢが断線した場合にも、同様に共振回路にコンデンサＣ３が追加されるため、共振周波数は高い周波数に変化する。
【００２２】
そうすると、所定の点灯時動作周波数ｆｉｎｖでオン・オフを繰り返す他励式のインバータ回路を用いた本実施形態においては、フィラメント断線後に無負荷検出が働き、インバータ回路が停止するまでの遅れ時間の間に共振カーブが図２に示すように高い共振周波数ｆ０’を有する断線時共振特性に変化するため、インバータ回路の動作周波数ｆｉｎｖで発生する共振電圧が大幅に減衰し、フィラメント断線直後にフィラメントＡ，Ｂ間に発生する電圧を大幅に低減することができる。
【００２３】
コンデンサＣ２，Ｃ３の容量は、フィラメントＡ，Ｂのインピーダンスに対して例えば１００倍以上となるような容量に選定すれば、通常動作時にはコンデンサＣ２，Ｃ３への予熱電流の回り込みもほとんど無視できるため、フィラメント正常時は共振回路には特性的な影響は与えない。
【００２４】
本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメントが断線してインバータ回路が停止するまでの間にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数が共振周波数から遠くに離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。
【００２５】
（実施形態２）
本発明の第２の実施形態を図３および図４に示す。回路構成は第１の実施形態と同じである。本実施形態は、第１の実施形態の構成において、フィラメントＡもしくはＢが断線し、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の共振系にコンデンサＣ２もしくはＣ３が入った場合の共振周波数ｆ０’をインバータの動作周波数ｆｉｎｖの２倍超となるようにコンデンサＣ２，Ｃ３の容量を設定したものである。この場合、フィラメントが断線し、インバータ回路が停止するまでのインバータに流れる共振電流は、図３のように３倍共振の遅相で動作することになる。図３において、Ｉｄ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｖｇｓ（Ｑ２）はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間の駆動電圧である。
【００２６】
本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果が得られるほか、さらに、フィラメント断線時のインバータ回路を流れる電流位相が３倍共振の遅れ位相で動作するので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来るという効果がある。
【００２７】
（実施形態３）
本発明の第３の実施形態を図５に示す。本実施形態は、インバータ回路のフィラメントＡ，Ｂと並列にインダクタＬ２，Ｌ３を接続した例である。フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１にインダクタＬ２もしくはＬ３が加わるため、通常の無負荷共振周波数ｆ０に対してインダクタＬ２（もしくはＬ３）が加わることにより、図６に示すように、共振周波数はｆ０’に変化し、ｆ０より低い周波数に変化するため、断線時に共振回路で発生する電圧は低下する。また、断線時にフィラメントＡ，Ｂ間に発生する過大な電圧を抑制することができる。
【００２８】
本実施形態では、フィラメントＡ，Ｂと並列にインダクタＬ２，Ｌ３が接続されているため、第１の実施形態のように直流電流ループの有無によりフィラメントＡ，Ｂの有無を判断する回路では、無負荷検出ができない。その理由は、フィラメントＡ，Ｂが断線したり外れていてもインダクタＬ２，Ｌ３の直流インピーダンスがほぼ０だからである。しかしながら、本実施形態ではフィラメント断線時には共振回路にインダクタＬ２もしくはＬ３が入り、共振周波数が低くなり、遅相領域で且つ共振周波数より大きく離れたところに移動するため、回路ストレスも小さくなる。したがって、フィラメント断線時にインバータ回路が動作してもフィラメント極間に過大な電圧は印加されない。
【００２９】
本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。その結果、フィラメント極間の絶縁破壊を未然に防止することができ、管端部の異常加熱は発生しない。
また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数と共振周波数とが離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。
【００３０】
さらに、フィラメント断線時においてインバータ回路に流れる電流位相が遅れ位相となるように動作するので、スイッチング素子へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来る。
また、フィラメント断線時の共振電圧は点灯時の電圧以下になるように、インダクタＬ２，Ｌ３の値を設定すれば、より効果が大きい。
【００３１】
（実施形態４）
本発明の第４の実施形態を図７に示す。本実施形態は、実施形態３のインバータ回路のフィラメントＡと並列にインダクタＬ２とコンデンサＣ２の直列回路を接続し、フィラメントＢと並列にインダクタＬ３とコンデンサＣ３の直列回路を接続したものである。
【００３２】
フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１にインダクタＬ２とコンデンサＣ２もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３が加わるため、通常の無負荷共振周波数ｆ０に対してインダクタＬ２とコンデンサＣ２（もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３）が加わることにより、断線時共振周波数はｆ０’に変化する。この時、断線時共振周波数ｆ０’が通常の無負荷共振周波数ｆ０より遥に高いところもしくは低いところに変化するように、インダクタＬ２とコンデンサＣ２（もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３）を設定する。これにより、フィラメント断線時に共振回路で発生する電圧は低下する。つまり、断線時に発生するフィラメント極間に発生する過大な電圧を抑制することができる。
【００３３】
本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。その結果、フィラメント極間の絶縁破壊を未然に防止することができ、管端部の異常加熱は発生しない。
【００３４】
また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数が共振周波数から離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。
また、フィラメント断線時の共振電圧は点灯時の電圧以下になるようにインダクタＬ２とコンデンサＣ２（もしくはインダクタＬ３とコンデンサＣ３）の値を設定すれば、より効果が大きい。
【００３５】
（実施形態５）
本発明の第５の実施形態を図８に示す。本実施形態は、第３の実施形態のインバータ回路において、フィラメントＡ，Ｂと並列にサージアブソーバＺＮＲ１，ＺＮＲ２を接続したものである。フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１にサージアブソーバＺＮＲ１もしくはＺＮＲ２が加わるため、無負荷共振周波数ｆ０は変化せず、過渡的に高い共振電圧が発生する。しかしながら、断線したフィラメントの極間に発生する過大な電圧はサージアブソーバＺＮＲ１もしくはＺＮＲ２で吸収することができるため、断線したフィラメントの極間の絶縁破壊を防止することができる。
【００３６】
このように、本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。
【００３７】
（実施形態６）
本発明の第６の実施形態を図９に示す。本実施形態は、第３の実施形態のインバータ回路において、フィラメントＡ，Ｂと並列に抵抗Ｒ１，Ｒ２を接続したものである。フィラメントＡもしくはＢが断線すると、共振回路はインダクタＬ１とコンデンサＣ１に抵抗Ｒ１もしくはＲ２が加わるため、無負荷共振周波数ｆ０は変化しない。しかしながら、共振回路に抵抗Ｒ１もしくはＲ２が加わるため、無負荷共振周波数ｆ０が同じであっても抵抗Ｒ１もしくはＲ２で電力消費が発生し、共振回路で発生する電圧を大幅に抑えることが可能になる。その結果、断線したフィラメント極間に発生する電圧は低く抑えることができるため、断線したフィラメント極間の絶縁破壊を防止することができる。
【００３８】
このように、本実施形態によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメント断線時にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。
【００３９】
（実施形態７）
第７の実施形態を図１０に示す。商用電源を高周波に変換し、放電灯負荷を点灯させる放電灯点灯装置において、広範囲の商用電源に対しても、ほぼ安定した放電灯の出力と、入力電流歪みの改善性能を確保できる回路方式として、昇圧型チョッパー回路３とインバータ回路４を組み合わせた回路方式が用いられている。
【００４０】
ここで、本実施形態の前提となる回路構成を図１６に示し説明する。商用電源Ｖｉｎには、雑音防止用コンデンサＣ１、コモンモードフィルタＴ１、ノーマルモードフィルタＬ１、コモンモード雑音防止用コンデンサＣ３，Ｃ４を介して、整流回路ＤＢの交流入力端子が接続されている。コモンモード雑音防止用コンデンサＣ３，Ｃ４の接続点は、コンデンサＣ９を介して放電灯点灯装置の外郭５に接続されている。放電灯点灯装置の外郭５は接地されている。整流回路ＤＢの直流出力端子には、高周波フィルタコンデンサＣ２が接続されると共に、チョッパーチョークＬ２とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１はチョッパー制御回路ＩＣ１（モトローラ社製ＭＣ３３２６２）の出力により高周波でオン・オフ駆動される。整流回路ＤＢの直流出力端子の負極側は接地されている。チョッパーチョークＬ２とスイッチング素子Ｑ１の接続点と整流回路ＤＢの直流出力端子の負極側との間には、ダイオードＤ１を介して平滑用コンデンサＣ５が接続されている。整流回路ＤＢの直流出力電圧は、抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧されて、チョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。チョッパーチョークＬ２には２次巻線が設けられている。この２次巻線の一端は接地されており、他端は抵抗Ｒ３を介してチョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。チョッパー用のスイッチング素子Ｑ１に流れる電流は抵抗Ｒ４により検出されて、チョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。平滑用コンデンサＣ５に得られるチョッパー出力電圧は、抵抗Ｒ５，Ｒ６により分圧されてチョッパー制御回路ＩＣ１に入力されている。
【００４１】
平滑用コンデンサＣ５に得られるチョッパー出力電圧は、インバータ回路４に入力されて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路に印加されている。一方のスイッチング素子Ｑ３の両端には、直流カット用コンデンサＣ６と共振用（限流用）のインダクタＬ３を介して、共振用のコンデンサＣ７と放電灯負荷ｌａの並列回路が接続されている。
【００４２】
図１６の回路では、スイッチング素子Ｑ１のオン・オフにより、交流電源Ｖｉｎを整流回路ＤＢにより整流した出力よりも高い直流電圧を平滑用コンデンサＣ５に得ることができる。チョッパー制御回路ＩＣ１として、モトローラ杜製ＭＣ３３２６２を用いており、チョッパーの電流制御は図１８および図１９に示すように、チョッパーチョークＬ２からの平滑用コンデンサＣ５への充電電流が０になるまでスイッチング素子Ｑ１はオンしない制御（電流不連続制御）をする。図中、Ｉｉｎは商用電源からの入力電流、ＩｃｈはチョッパーチョークＬ２に流れるチョッパー電流、Ｖｇｓ（Ｑ１）はスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間駆動電圧、ＶｚはチョッパーチョークＬ２の２次巻線電圧の検出値である。このような制御を行なう場合、電源電圧が高くなるほどスイッチング素子Ｑ１のオン幅は減少し、オフ幅は広くなる。スイッチング素子Ｑ１の動作周波数はオン時間とオフ時間より決まる。この周波数の変化の一例を以下に説明する。
【００４３】
スイッチング素子Ｑ１のオン時に、チョッパーチョークＬ２の電流Ｉｃｈは０から流れはじめて、所定の時間を経過した後、スイッチング素子Ｑ１がオフする。このとき、スイッチング素子Ｑ１のオン時間をＴｏｎ、整流回路ＤＢの出力電圧をＶ_ＤＢとすると、Ｖ_ＤＢ＝Ｌ２×Ｉｃｈ／Ｔｏｎで表現することができ、Ｔｏｎ＝Ｌ２×Ｉｃｈ／Ｖ_ＤＢとなる。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ２の電流は平滑用コンデンサＣ５を充電する。このときは、Ｔｏｆｆ＝Ｌ２×Ｉｃｈ／（Ｖ_Ｃ５−Ｖ_ＤＢ）となる。昇圧型チョッパーの動作周波数は１／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）となり、上述の式を代入すると、ｆ＝Ｖ_ＤＢ・（Ｖ_Ｃ５−Ｖ_ＤＢ）／（Ｌ２×Ｉｃｈ×Ｖ_Ｃ５）となる。
【００４４】
ここで、Ｖｉｎが１００Ｖ時の周波数ｆ_１００と２００Ｖ時の周波数ｆ_２００の変化率を算出すると、２００ＶではＶ_ＤＢが２倍、チョッパー電流Ｉｃｈは１／２になるので、ｆ_１００＝Ｖ_ＤＢ×（Ｖ_Ｃ５−Ｖ_ＤＢ）／（Ｌ２×Ｉｃｈ×Ｖ_Ｃ５）、ｆ_２００＝２×Ｖ_ＤＢ×（Ｖ_Ｃ５−２×Ｖ_ＤＢ）／（Ｌ２×０．５×Ｉｃｈ×Ｖ_Ｃ５）となり、変化率はｋ＝ｆ_２００／ｆ_１００＝４×（Ｖ_Ｃ５−２Ｖ_ＤＢ）／（Ｖ_Ｃ５−Ｖ_ＤＢ）となる。
【００４５】
１００Ｖ時のＶ_ＤＢは１００Ｖ×√２、２００Ｖ時の２×Ｖ_ＤＢは２００Ｖ×√２であるから、Ｖ_Ｃ５の値により周波数の変化率ｋが異なり、Ｖ_Ｃ５＝３００Ｖのときにはｋ＝０．４５倍、Ｖ_Ｃ５＝３５０Ｖのときにはｋ＝１．３０倍、Ｖ_Ｃ５＝４００Ｖのときにはｋ＝１．８２倍となる。このように、Ｖ_Ｃ５の電圧を幾らに設定するかでチョッパー回路の周波数の変化率が大きく変わる。
【００４６】
また、電源電圧が１００Ｖの場合と１１０Ｖの場合とでチョッパー回路の周波数の変化率ｋを算出すると、１１０ＶではＶ_ＤＢが１．１倍、チョッパー電流は０．９倍になり、Ｖ_Ｃ５＝４００Ｖのときにｋ＝１．０４倍となる。
【００４７】
このように、図１６のような回路方式においては、特定の電源電圧に対応することを考えると、チョッパー回路の周波数に大きな変化は無いが、広範囲にわたる電源電圧に対応させる設計とする場合には、チョッパー回路の動作周波数が電源電圧によって大きく変化してしまう。したがって、装置より発生するノイズの特性も電源電圧の大きさによって変化する。
【００４８】
ここで、装置より発生するノイズについて説明する。図１６の回路では、ノイズ発生源はチョッパー回路のスイッチングによるノイズとインバータ回路で発生するノイズの２つが大きなノイズ発生源である。
【００４９】
これを等価的に表した回路図は図１７であり、Ｖｎｃｐはチョッパー回路のノイズ源を表しており、Ｃｆ１とＣｆ２は、ノイズ源とアース間に発生する浮遊容量を表している。Ｖｎｉｎｖはインバータ回路のノイズ源を表しており、Ｃｆ３とＣｆ４は、ノイズ源とアース間に発生する浮遊容量を表している。
【００５０】
図１６の回路では、雑音防止用のフィルタ部の共振周波数ｆｎは１／２π√（Ｌ０・Ｃｆ）で表され、その周波数はチョッパー回路の周波数やインバータ回路の周波数より高いところとなるように設定している。つまり、チョッパー回路の周波数の上限をｆｃｐ（ｍａｘ）、インバータ回路の周波数の上限をｆｉｎｖ（ｍａｘ）とすると、ｆｎ＞ｆｃｐ（ｍａｘ）、ｆｎ＞ｆｉｎｖ（ｍａｘ）となるように回路定数を設定している。こうすることで、チョッパー回路の周波数ｆｃｐやインバータ回路の周波数ｆｉｎｖに対してフィルタ部の交流インピーダンスを確保することが出来るため、ノイズの低減が可能となる。
【００５１】
ところが、図１６の回路では、フィルタ部で決まる共振周波数ｆｎをインバータ回路の動作周波数ｆｉｎｖやチョッパー回路の動作周波数ｆｃｐと重ならないように設計しても、放電灯負荷回路の入る照明器具の形状や負荷の配線長によりアースと装置の間の浮遊容量が変化し、フィルタ部のコンデンサに並列的に付加される浮遊容量が増加し、共振周波数を決めるコンデンサを等価的に増大させたことになって、フィルタ部の共振周波数ｆｎが低下し、フィルタ部の共振周波数ｆｎとインバータやチョッパーの動作周波数ｆｉｎｖ，ｆｃｐが重なり、フィルタ部の交流インピーダンスが極端に低下して、ノイズレベルが高くなる問題があった。
【００５２】
そこで、本実施形態では、商用電源の変化や負荷の変動等による放電灯点灯装置の周波数変化や、装置を囲む器具の形状や負荷の配線などによる装置とアース間に発生する浮遊容量の変化（増加）の影響を受けずに、点灯装置より発生するノイズを安定して低レベルに抑えることができる手段を提供する。
【００５３】
本実施形態に係る図１０の回路は、商用電源１００Ｖ〜２００Ｖに対応可能な放電灯点灯装置の回路例である。回路構成は、図１６とほぼ同様であり、昇圧型チョッパー回路３とインバータ回路４を組み合わせたものである。コモンモード雑音防止用コンデンサはＣ３，Ｃ４の直列回路より構成している。図１１に本実施形態でのノイズ発生についての等価回路を示す。
【００５４】
本実施形態では、コモンモード雑音防止用コンデンサＣ３，Ｃ４とコモンモードフィルタＴ１（インダクタＬ０）で決定される共振周波数をｆｎとし、ｆｎは次式で表現できる。
ｆｎ＝１／２π√（Ｌ０・Ｃｆ）
ここで、ｆｎはチョッパー回路の周波数ｆｃｐより低く、かつ、インバータ回路の周波数ｆｉｎｖより低くなるように設定している。
ｆｎ＜ｆｃｐ，ｆｎ＜ｆｉｎｖ
【００５５】
本実施形態においては、装置を囲む外郭５の形状や放電灯負荷ｌａの配線長の影響等によるアースとノイズ発生源との間に発生する浮遊容量の大きさによるノイズレベルの悪影響を回避することが出来る。その理由は、浮遊容量は上式で表されるｆｎにおけるＣｆに並列的に存在し、ノイズフィルタの容量成分に加算されるため、ｆｎは浮遊容量が大きくなるほど低くなり、ｆｃｐやｆｉｎｖからより離れるからである。これによりノイズ源のｆｃｐやｆｉｎｖとフィルタ部の交流インピーダンスが０となるｆｎが重なることはないので、装置の設定環境に影響されずに安定してノイズの低減が可能となる。
【００５６】
【発明の効果】
本発明によれば、他励式のインバータ回路で且つコンデンサ予熱方式の放電灯点灯装置において、フィラメントが断線してインバータ回路が停止するまでの間にフィラメント極間に印加される過大な電圧の発生を抑えることが可能となる。また、フィラメント断線時においてインバータ回路の動作周波数が共振周波数から遠くに離れるので、共振回路に発生する電圧も抑制することが可能となり、部品へのストレスも軽減することが可能になる。また特に、請求項４の発明によれば、フィラメント断線時のインバータ回路を流れる電流位相が３倍共振の遅れ位相で動作するので、スイッチング素子へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来るという効果がある。さらに、請求項７の発明によれば、フィラメント断線時においてインバータ回路に流れる電流位相が遅れ位相となるように動作するので、スイッチング素子へのストレスも進相モード時に比べて軽減することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態の共振特性を示す周波数特性図である。
【図３】本発明の第２の実施形態の動作説明のための波形図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の共振特性を示す周波数特性図である。
【図５】本発明の第３の実施形態の回路図である。
【図６】本発明の第３の実施形態の共振特性を示す周波数特性図である。
【図７】本発明の第４の実施形態の回路図である。
【図８】本発明の第５の実施形態の回路図である。
【図９】本発明の第６の実施形態の回路図である。
【図１０】本発明の第７の実施形態の回路図である。
【図１１】本発明の第７の実施形態の高周波的な等価回路図である。
【図１２】第１の従来例の回路図である。
【図１３】第１の従来例の共振特性を示す周波数特性図である。
【図１４】第１の従来例の動作波形図である。
【図１５】第２の従来例の回路図である。
【図１６】第３の従来例の回路図である。
【図１７】第３の従来例の高周波的な等価回路図である。
【図１８】第３の従来例の入力電流とチョッパー電流の波形図である。
【図１９】第３の従来例のチョッパー動作を示す波形図である。
【符号の説明】
Ａ　　フィラメント
Ｂ　　フィラメント
Ｃ２　コンデンサ
Ｃ３　コンデンサ
ｌａ　放電灯
Ｅ　　直流電源
１　　制御回路
２　　駆動回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp at a high frequency.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In a discharge lamp lighting device that converts a DC power supply to a high frequency and turns on a discharge lamp load, a capacitor preheating method for securing a preheating current of a filament of the discharge lamp load from a current flowing through a capacitor of a resonance load circuit is widely used. .
(Conventional example 1)
FIG. 12 shows a first conventional example. Hereinafter, the circuit configuration will be described. The DC power supply E is obtained by rectifying and smoothing an AC power supply. The DC power supply E is connected to a series circuit of switching elements Q1 and Q2 of an inverter. The switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off by the drive circuit 2. One end of each of the filaments A and B of the discharge lamp la is connected to both ends of the switching element Q2 via a DC cut capacitor C0 and a resonance (current limiting) inductor L1. A resonance capacitor C1 is connected in parallel between the non-power supply terminals of the filaments A and B of the discharge lamp la. The connection point between the filament A of the discharge lamp la and the inductor L1 is connected to the positive electrode of the DC power supply E via the resistor R1. The connection point between the filament B of the discharge lamp la and the switching element Q2 is connected to the negative electrode of the DC power supply E, and the negative electrode of the DC power supply E is grounded. A series circuit of a resistor R2 and a Zener diode ZD1 is connected between the non-power supply terminal of the filament A of the discharge lamp la and the negative electrode of the DC power supply E. A parallel circuit of a capacitor C4 and a resistor R5 is connected to both ends of the Zener diode ZD1 via a diode D1. A DC current loop including the DC power supply E, the resistor R1, the filament A of the discharge lamp la, the resistor R2, the Zener diode ZD1, the diode D1, the capacitor C4, and the resistor R5 constitutes a no-load detection circuit. The detection voltage Vk obtained at the capacitor C4 is input to the comparator CP and is compared with the reference voltage Vref. The output of the comparator CP is input to the control circuit 1. The control circuit 1 inputs a separately excited control signal to the drive circuit 2.
[0003]
The inverter circuit is a separately-excited type, and the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off by a drive signal supplied from the drive circuit 2 to the switching elements Q1 and Q2, and a resonance including the inductor L1, the capacitor C1, and the discharge lamp la is performed. A high frequency voltage having a rectangular waveform is applied to the load circuit, and the discharge lamp la is lit at a high frequency having a sinusoidal waveform. In this way, the inverter circuit of the separately-excited type and the capacitor preheating type in which the filament is preheated by the resonance capacitor C1 does not require a special preheating circuit for preheating the filament, so that the number of parts can be reduced. is there.
[0004]
In this circuit, a no-load detection circuit is configured, and before starting the inverter circuit, a DC current is supplied from the DC power supply E to a DC current loop including the resistor R1, the filament A, the resistor R2, the capacitor C4, and the resistor R5. Then, it is determined whether or not the filament A is mounted on the basis of the potential Vk of the capacitor C4. When the filament A is mounted, the potential Vk of the capacitor C4 rises to a voltage determined by a predetermined voltage dividing ratio by the RC time constant, and exceeds the reference voltage Vref of the comparator CP. Start. When the filament A is not mounted, since the filament A is open, charging from the DC power supply E to the capacitor C4 is cut off, and the potential Vk of the capacitor C4 does not increase. As a result, the inverter circuit stops when the potential Vk of the capacitor C4 falls below the reference voltage Vref of the comparator CP. If the filament A is broken while the discharge lamp la is lit, the potential Vk of the capacitor C4 falls below the reference voltage Vref of the comparator CP, and the inverter circuit stops oscillating.
[0005]
In the first conventional example, a delay time Td occurs until the potential Vk of the capacitor C4 falls below the reference voltage Vref of the comparator CP until the filament A is disconnected and the oscillation of the inverter circuit stops, as shown in FIG. Since the switching elements Q1 and Q2 are oscillating during the delay time Td, immediately after the filament A is disconnected, both ends of the disconnected filament have a transiently high voltage due to the resonance between the inductor L1 and the capacitor C1, although the voltage is short. To be applied. Since the inverter circuit at this time operates at the predetermined operating frequency finv at the time of lighting as shown in FIG. 13, the inverter circuit instantaneously changes to a high voltage along the no-load resonance curve of the inductor L1 and the capacitor C1. To rise.
[0006]
When a high voltage is generated between the pins when the filament is broken, the insulation between the pins is broken, and the current flows instead of the filament at the breakdown point, causing the filament break detection circuit to erroneously detect and the inverter circuit to continue oscillating. I do. As a result, there has been a problem that the insulation breakdown at the end of the tube is abnormally heated.
[0007]
In the capacitor preheating type inverter circuit of the separately-excited type and in which the filament is preheated by the resonance capacitor C1 as in the conventional example 1, since the inverter circuit does not stop immediately when the filament is disconnected, an excessive voltage is generated between the filament poles. However, there was a problem that the pipe end portion was abnormally heated.
[0008]
(Conventional example 2)
FIG. 15 shows a second conventional example. This conventional example is a self-excited drive type in which the switching elements Q1 and Q2 are driven by the secondary winding voltage of the inductor L1 in the first conventional example. The preheating of the filament of the discharge lamp la is performed by a capacitor preheating method as in the first conventional example. The operation of the inverter is the same as that of the conventional example 1, except that the switching elements Q1 and Q2 are driven by self-excitation. In this conventional example, when the filament is disconnected, the resonance capacitor C1 is disconnected from the circuit, so that the driving voltage of the switching elements Q1 and Q2 is immediately lost. Therefore, the inverter circuit is stopped at the same time as the filament disconnection. The operation stops without an excessively high voltage being applied during the operation. As described above, in the case of the self-excited drive type and the capacitor preheating type, the problem of abnormal heating of the tube end as shown in the conventional example 1 does not occur. That is, in the case of the separately-excited drive type and the capacitor preheating type as shown in the conventional example 1, a problem of abnormal heating of the tube end occurs.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made in view of such a point, and a purpose thereof is to provide a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp load at a high frequency, in a capacitor preheating method and having a separate excitation control, It is an object of the present invention to provide means capable of reducing an excessive transient voltage generated between filament pins until the inverter stops oscillating when a filament disconnection is detected by a filament disconnection with a relatively inexpensive circuit configuration having a small number of components.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, in order to solve the above problems, as shown in FIG. 8 or FIG. 9, a DC power supply circuit for converting an AC power supply to a DC power supply E, and a DC power supply circuit for converting the DC power supply E to a high frequency An inverter circuit for supplying high-frequency power to the discharge lamp load la, and control means for turning on and off the switching elements Q1 and Q2 constituting the inverter circuit by separately-excited control. a discharge lamp lighting device comprising a resonance load circuit comprising a current limiting inductor L1, a current limiting inductor L1 and a resonance capacitor C1, wherein a current flowing through the resonance capacitor C1 is a preheating current of the filaments A and B of the discharge lamp load la. An impedance element for attenuating the voltage generated in the resonant load circuit at times is connected in parallel with the filaments A and B of the discharge lamp load la. It is characterized in that the connection was.
[0011]
According to the invention of claim 2, in order to solve the same problem, as shown in FIG. 1, a DC power supply circuit for converting an AC power supply to a DC power supply E, and a discharge lamp for converting the DC power supply E to a high frequency An inverter circuit for supplying high-frequency power to the load la; and control means for turning on and off the switching elements Q1 and Q2 constituting the inverter circuit by separately-excited control. In a discharge lamp lighting device provided with a resonance load circuit comprising an inductor L1 and a resonance capacitor C1, wherein a current flowing through the resonance capacitor C1 is a preheating current of the filaments A and B of the discharge lamp load la, the resonance load circuit That the impedance element for changing the resonance frequency of the filament is connected in parallel with the filaments A and B of the discharge lamp load la. It is an butterfly.
[0012]
According to the third aspect of the present invention, the impedance element is selected so as to change the resonance frequency of the resonance load circuit to a frequency higher than the no-load resonance frequency determined by the current limiting inductor and the resonance capacitor when the filament is disconnected. It is characterized by having been done.
According to the fourth aspect of the present invention, the impedance element changes the resonance frequency of the resonance load circuit to a frequency larger than twice the operating frequency of the inverter circuit and the phase of the switching current in the slow mode when the filament is disconnected. It is characterized by being selected as follows.
According to the fifth aspect of the present invention, the impedance element changes the resonance frequency of the resonance load circuit when the filament is disconnected by a frequency lower than the no-load resonance frequency determined by the current limiting inductor and the resonance capacitor and the operating frequency of the inverter circuit. It is characterized in that it is selected to change to
[0013]
According to the invention of claim 6, the impedance element connected in parallel to the filament is a capacitor.
According to the invention of claim 7, the impedance element connected in parallel to the filament includes at least an inductor.
According to the invention of claim 8, the impedance of the impedance element connected in parallel to the filament is at least 100 times the impedance of the filament.
According to the ninth aspect of the present invention, the impedance element connected in parallel to the filament is a surge absorbing element.
According to the tenth aspect, an impedance element is connected in parallel to the discharge lamp load.
According to the eleventh aspect, the discharge lamp load is turned off when the filament is disconnected.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. Hereinafter, the circuit configuration will be described. The DC power supply E is obtained by rectifying and smoothing an AC power supply. The DC power supply E is connected to a series circuit of switching elements Q1 and Q2 of an inverter. The switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off by the drive circuit 2. One end of a filament A of the discharge lamp la is connected to a connection point of the switching elements Q1 and Q2 via a DC cut capacitor C0 and a resonance (current limiting) inductor L1. It is connected to the positive electrode of the DC power supply E via R1.
[0015]
A series circuit of a resistor R2 and a Zener diode ZD1 is connected between the non-power supply terminal of the filament A of the discharge lamp la and the negative electrode of the DC power supply E. A parallel circuit of a capacitor C4 and a resistor R3 is connected to both ends of the Zener diode ZD1 via a diode D1. A DC current loop from the DC power supply E to the resistor R1, the filament A of the discharge lamp la, the Zener diode ZD1, the diode D1, the capacitor C4, and the resistor R3 constitutes a first no-load detection circuit. The detection voltage Vk obtained at the capacitor C4 is input to the comparator CP and is compared with the reference voltage Vref. The output of the comparator CP is input to the control circuit 1. The control circuit 1 inputs a separately excited control signal to the drive circuit 2.
[0016]
Capacitors C2 and C3 are connected in parallel to the filaments A and B of the discharge lamp la, respectively. A capacitor C1 for resonance is connected in parallel between the non-power supply terminals of the filaments A and B. One end of the filament B is connected to the negative electrode of the DC power supply E and is grounded. The other end (non-power-supply-side terminal) of the filament B is connected to the positive electrode of the DC power supply E via a resistor R4 and to the negative electrode of the DC power supply E via a series circuit of resistors R5 and R6. I have. A capacitor C5 is connected in parallel to both ends of the resistor R6. The voltage generated across the resistor R5 and the capacitor C5 is applied between the base and the emitter of the transistor Q3. The collector of the transistor Q3 is connected to the negative input terminal of the comparator CP via the resistor R7. The resistors R4 to R7, the capacitor C5, and the transistor Q3 constitute a second no-load detection circuit.
[0017]
The inverter circuit is a separately-excited type, and the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on and off by a drive signal supplied from the drive circuit 2 to the switching elements Q1 and Q2, and a resonance including the inductor L1, the capacitor C1, and the discharge lamp la is performed. A high frequency voltage having a rectangular waveform is applied to the load circuit, and the discharge lamp la is lit at a high frequency having a sinusoidal waveform. In this way, the inverter circuit of the separately-excited type and the capacitor preheating type in which the filament is preheated by the resonance capacitor C1 does not require a special preheating circuit for preheating the filament, so that the number of parts can be reduced. is there.
[0018]
The circuit includes first and second no-load detection circuits. Before starting the inverter, the DC power supply E supplies a resistor R1, a filament A, a resistor R2, a Zener diode ZD1, a diode D1, a capacitor C4. The DC voltage is applied to the capacitor C4 through the path of the resistor R3, the detection voltage Vk higher than the reference voltage Vref is applied to the comparator CP, and it is determined that the filament A is connected. Further, when the filament A comes off, the DC bias from the DC power supply E via the resistor R1, the filament A, and the resistor R2 is cut off, so that the detection voltage Vk, which is the potential of the capacitor C4, falls below the reference voltage Vref. The output of the CP is inverted, the signal of the control circuit 1 is stopped, and the inverter circuit is stopped.
[0019]
On the other hand, in the second no-load detection circuit including the resistors R4, R5, R6, the capacitor C5, and the transistor Q3, when the filament B is connected, the DC power supply E supplies the resistors R5, R6 via the resistor R4. The applied voltage is extremely low, and transistor Q3 is off. This is because the filament B is connected in parallel with the series circuit of the resistors R5 and R6, and the filament resistance is generally very small, several Ω to several tens Ω. Is almost applied to the resistor R4. When the filament B comes off, the bias determined by the DC power supply E, which is determined by the voltage division ratio of the resistors R4, R5, and R6, is applied between the base and the emitter of the transistor Q3, so that the transistor Q3 is turned on. Then, since the detection voltage Vk is pulled out to the transistor Q3 via the small resistor R7, the detection voltage Vk falls below the reference voltage Vref, the output of the comparator CP is inverted, the signal of the control circuit 1 is stopped, and the inverter circuit is stopped. Let it.
[0020]
As described above, both the filaments A and B are connected to the circuit for determining the presence or absence of the filament. However, in any of the detection circuits, a delay time occurs until the output signal of the comparator CP is inverted and the oscillation of the inverter circuit stops. For example, when the filament A comes off, the charge of the capacitor C4 is consumed by the resistor R3, the time until the detection voltage Vk falls below the reference voltage Vref and the control until the inverter circuit stops after receiving the inverted signal of the comparator CP. The response time of the circuit 1 is a delay time. When the filament B comes off, the charging time of the capacitor C5 until the transistor Q3 turns on, the charge discharging time of the capacitor C4 until the transistor Q3 turns on and the detection voltage Vk falls below the reference voltage Vref, and the comparator CP The response time of the control circuit 1 until the inverter circuit stops after receiving the inversion signal becomes a delay time.
[0021]
In the present embodiment, the capacitors C2 and C3 are connected in parallel to the filaments A and B. When the filament A or B is disconnected, the resonance characteristics of the resonance load circuit are determined by the capacitor C2 or the capacitor C3 and the capacitor C3. It changes to a resonance characteristic determined from C1 and inductor L1. Specifically, the resonance frequency f0 when there is no load is f0 = 1 / (2π√ (L1 · C1)). In this embodiment, when the filament A is disconnected, the inductor L1 and the capacitor of the resonance circuit are disconnected. Since the capacitor C2 is added to the capacitor C1, the resonance frequency f0 'becomes f0' = 1 / (2π√ (L1 · C1 · C2 / (C1 + C2)), and as shown in FIG. f0 ′ changes to a frequency higher than the resonance frequency f0 of the no-load resonance characteristic.When the filament B is disconnected, the capacitor C3 is similarly added to the resonance circuit, so that the resonance frequency changes to a higher frequency. .
[0022]
Then, in the present embodiment using the separately-excited inverter circuit that repeats on / off at a predetermined lighting operation frequency finv, no-load detection operates after the filament is broken, and the delay time until the inverter circuit stops is operated. Since the resonance curve changes to the resonance characteristic at the time of disconnection having a high resonance frequency f0 'as shown in FIG. 2, the resonance voltage generated at the operating frequency finv of the inverter circuit is greatly attenuated, and the filaments A and B immediately after the filament disconnection. The voltage generated therebetween can be greatly reduced.
[0023]
If the capacity of the capacitors C2 and C3 is selected to be, for example, 100 times or more the impedance of the filaments A and B, the sneak of the preheating current into the capacitors C2 and C3 during normal operation can be almost ignored. When the filament is normal, there is no characteristic influence on the resonance circuit.
[0024]
According to the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the separately-excited inverter circuit and the capacitor preheating type, the generation of an excessive voltage applied between the filament electrodes until the filament is disconnected and the inverter circuit is stopped. Can be suppressed. In addition, since the operating frequency of the inverter circuit is far away from the resonance frequency when the filament is broken, the voltage generated in the resonance circuit can be suppressed, and the stress on the components can be reduced.
[0025]
(Embodiment 2)
A second embodiment of the present invention is shown in FIGS. The circuit configuration is the same as in the first embodiment. In the present embodiment, in the configuration of the first embodiment, the resonance frequency f0 ′ when the filament A or B is disconnected and the capacitor C2 or C3 enters the resonance system of the inductor L1 and the capacitor C1 is set to the operating frequency finv of the inverter. The capacitances of the capacitors C2 and C3 are set so as to be more than twice as large. In this case, the resonance current flowing through the inverter until the filament circuit breaks and the inverter circuit stops operating at a three-fold resonance late phase as shown in FIG. In FIG. 3, Id (Q2) is a drain current of the switching element Q2, and Vgs (Q2) is a drive voltage between the gate and the source of the switching element Q2.
[0026]
In the present embodiment, the same effects as those of the first embodiment can be obtained. Furthermore, since the current phase flowing through the inverter circuit when the filament is disconnected operates with a three-fold resonance delay phase, the switching elements Q1 and Q2 This has an effect that the stress of the first embodiment can be reduced as compared with the case of the early phase mode.
[0027]
(Embodiment 3)
FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention. This embodiment is an example in which inductors L2 and L3 are connected in parallel with filaments A and B of the inverter circuit. When the filament A or B is disconnected, the resonance circuit adds the inductor L2 or L3 to the inductor L1 and the capacitor C1, and the inductor L2 (or L3) is added to the normal no-load resonance frequency f0, as shown in FIG. As described above, since the resonance frequency changes to f0 'and changes to a frequency lower than f0, the voltage generated in the resonance circuit at the time of disconnection decreases. Further, an excessive voltage generated between the filaments A and B at the time of disconnection can be suppressed.
[0028]
In this embodiment, since the inductors L2 and L3 are connected in parallel with the filaments A and B, the circuit for determining the presence or absence of the filaments A and B based on the presence or absence of the DC current loop as in the first embodiment has no circuit. Load cannot be detected. The reason is that the DC impedance of the inductors L2 and L3 is almost zero even if the filaments A and B are disconnected or disconnected. However, in the present embodiment, when the filament is broken, the inductor L2 or L3 enters the resonance circuit, the resonance frequency decreases, and the resonance circuit moves to a slower region and farther away from the resonance frequency, thereby reducing the circuit stress. Therefore, no excessive voltage is applied between the filament electrodes even if the inverter circuit operates when the filament is broken.
[0029]
According to the present embodiment, in a discharge lamp lighting device of a separately-excited inverter circuit and a capacitor preheating method, it is possible to suppress the generation of an excessive voltage applied between the filament electrodes when the filament is broken. As a result, dielectric breakdown between the filament electrodes can be prevented beforehand, and abnormal heating of the tube end does not occur.
In addition, since the operating frequency and the resonance frequency of the inverter circuit are separated from each other when the filament is broken, it is possible to suppress the voltage generated in the resonance circuit and reduce the stress on the components.
[0030]
Furthermore, since the operation is performed so that the phase of the current flowing through the inverter circuit becomes a lagging phase when the filament is broken, the stress on the switching element can be reduced as compared with the case of the phase advance mode.
Further, if the values of the inductors L2 and L3 are set so that the resonance voltage at the time of filament disconnection becomes equal to or lower than the voltage at the time of lighting, the effect is greater.
[0031]
(Embodiment 4)
FIG. 7 shows a fourth embodiment of the present invention. In the present embodiment, a series circuit of an inductor L2 and a capacitor C2 is connected in parallel with the filament A of the inverter circuit of the third embodiment, and a series circuit of an inductor L3 and a capacitor C3 is connected in parallel with the filament B.
[0032]
When the filament A or B breaks, the resonance circuit adds the inductor L2 and the capacitor C2 or the inductor L3 and the capacitor C3 to the inductor L1 and the capacitor C1, so that the inductor L2 and the capacitor C2 (or the inductor With the addition of L3 and capacitor C3), the resonance frequency at the time of disconnection changes to f0 '. At this time, the inductor L2 and the capacitor C2 (or the inductor L3 and the capacitor C3) are set such that the disconnection resonance frequency f0 'changes to a place much higher or lower than the normal no-load resonance frequency f0. As a result, the voltage generated in the resonance circuit when the filament is broken is reduced. That is, it is possible to suppress an excessive voltage generated between the filament electrodes generated at the time of disconnection.
[0033]
According to the present embodiment, in a discharge lamp lighting device of a separately-excited inverter circuit and a capacitor preheating method, it is possible to suppress the generation of an excessive voltage applied between the filament electrodes when the filament is broken. As a result, dielectric breakdown between the filament electrodes can be prevented beforehand, and abnormal heating of the tube end does not occur.
[0034]
In addition, since the operating frequency of the inverter circuit deviates from the resonance frequency when the filament is broken, it is possible to suppress the voltage generated in the resonance circuit and reduce the stress on the components.
Further, if the values of the inductor L2 and the capacitor C2 (or the inductor L3 and the capacitor C3) are set so that the resonance voltage at the time of filament disconnection becomes equal to or lower than the voltage at the time of lighting, the effect is greater.
[0035]
(Embodiment 5)
FIG. 8 shows a fifth embodiment of the present invention. In the present embodiment, surge absorbers ZNR1 and ZNR2 are connected in parallel with the filaments A and B in the inverter circuit of the third embodiment. When the filament A or B is disconnected, the resonance circuit adds the surge absorber ZNR1 or ZNR2 to the inductor L1 and the capacitor C1, so that the no-load resonance frequency f0 does not change and a transiently high resonance voltage is generated. However, since an excessive voltage generated between the broken filaments can be absorbed by the surge absorber ZNR1 or ZNR2, dielectric breakdown between the broken filaments can be prevented.
[0036]
As described above, according to the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the separately-excited inverter circuit and the capacitor preheating type, it is possible to suppress the generation of an excessive voltage applied between the filament electrodes when the filament is broken. .
[0037]
(Embodiment 6)
FIG. 9 shows a sixth embodiment of the present invention. In this embodiment, the resistors R1 and R2 are connected in parallel with the filaments A and B in the inverter circuit of the third embodiment. When the filament A or B breaks, the no-load resonance frequency f0 does not change in the resonance circuit because the resistor R1 or R2 is added to the inductor L1 and the capacitor C1. However, since the resistor R1 or R2 is added to the resonance circuit, even if the no-load resonance frequency f0 is the same, power consumption occurs in the resistor R1 or R2, and the voltage generated in the resonance circuit can be largely suppressed. . As a result, the voltage generated between the broken filament electrodes can be suppressed to a low level, so that dielectric breakdown between the broken filament electrodes can be prevented.
[0038]
As described above, according to the present embodiment, in the discharge lamp lighting device of the separately-excited inverter circuit and the capacitor preheating type, it is possible to suppress the generation of an excessive voltage applied between the filament electrodes when the filament is broken. .
[0039]
(Embodiment 7)
FIG. 10 shows a seventh embodiment. In a discharge lamp lighting device that converts a commercial power supply to a high frequency to light a discharge lamp load, a circuit method that can secure almost stable discharge lamp output and improvement performance of input current distortion even for a wide range of commercial power supplies In addition, a circuit system in which a step-up chopper circuit 3 and an inverter circuit 4 are combined is used.
[0040]
Here, a circuit configuration which is a premise of the present embodiment will be described with reference to FIG. The AC input terminal of the rectifier circuit DB is connected to the commercial power source Vin via the noise prevention capacitor C1, the common mode filter T1, the normal mode filter L1, and the common mode noise prevention capacitors C3 and C4. The connection point of the common mode noise preventing capacitors C3 and C4 is connected to the outer shell 5 of the discharge lamp lighting device via the capacitor C9. The outer shell 5 of the discharge lamp lighting device is grounded. A high-frequency filter capacitor C2 is connected to a DC output terminal of the rectifier circuit DB, and a series circuit of a chopper choke L2 and a switching element Q1 is connected. The switching element Q1 is turned on / off at a high frequency by the output of the chopper control circuit IC1 (MC33262 manufactured by Motorola). The negative side of the DC output terminal of the rectifier circuit DB is grounded. A smoothing capacitor C5 is connected via a diode D1 between a connection point between the chopper choke L2 and the switching element Q1 and the negative side of the DC output terminal of the rectifier circuit DB. The DC output voltage of the rectifier circuit DB is divided by the resistors R1 and R2 and input to the chopper control circuit IC1. The chopper choke L2 is provided with a secondary winding. One end of the secondary winding is grounded, and the other end is input to the chopper control circuit IC1 via the resistor R3. The current flowing through the chopper switching element Q1 is detected by the resistor R4 and input to the chopper control circuit IC1. The chopper output voltage obtained by the smoothing capacitor C5 is divided by the resistors R5 and R6 and input to the chopper control circuit IC1.
[0041]
The chopper output voltage obtained at the smoothing capacitor C5 is input to the inverter circuit 4 and applied to a series circuit of the switching elements Q2 and Q3. A parallel circuit of a resonance capacitor C7 and a discharge lamp load la is connected to both ends of one switching element Q3 via a DC cut capacitor C6 and a resonance (current limiting) inductor L3.
[0042]
In the circuit of FIG. 16, a DC voltage higher than the output obtained by rectifying the AC power supply Vin by the rectifier circuit DB can be obtained in the smoothing capacitor C5 by turning on / off the switching element Q1. As the chopper control circuit IC1, Motorola Mori no MC33262 is used. As shown in FIGS. 18 and 19, the current control of the chopper is performed by the switching element until the charging current from the chopper choke L2 to the smoothing capacitor C5 becomes zero. Q1 performs control not to turn on (discontinuous current control). In the figure, Iin is the input current from the commercial power supply, Ich is the chopper current flowing through the chopper choke L2, Vgs (Q1) is the gate-source drive voltage of the switching element Q1, and Vz is the secondary winding voltage of the chopper choke L2. It is a detection value. When such control is performed, the ON width of the switching element Q1 decreases and the OFF width increases as the power supply voltage increases. The operating frequency of the switching element Q1 is determined by the ON time and the OFF time. An example of this change in frequency will be described below.
[0043]
When the switching element Q1 is turned on, the current Ich of the chopper choke L2 starts to flow from 0, and after a lapse of a predetermined time, the switching element Q1 is turned off. At this time, the on time of the switching element Q1 is Ton, and the output voltage of the rectifier circuit DB is V _DB Then V _DB = L2 × Ich / Ton, and Ton = L2 × Ich / V _DB It becomes. When the switching element Q1 is turned off, the current in the inductor L2 charges the smoothing capacitor C5. At this time, Toff = L2 × Ich / (V _C5 -V _DB ). The operating frequency of the boost chopper is 1 / (Ton + Toff). _DB ・ (V _C5 -V _DB ) / (L2 × Ich × V _C5 ).
[0044]
Here, the frequency f when Vin is 100 V ₁₀₀ And the frequency f at 200V ₂₀₀ Calculate the rate of change of _DB Is twice, and the chopper current Ich is １／, so that f ₁₀₀ = V _DB × (V _C5 -V _DB ) / (L2 × Ich × V _C5 ), F ₂₀₀ = 2 × V _DB × (V _C5 -2 x V _DB ) / (L2 × 0.5 × Ich × V _C5 ), And the rate of change is k = f ₂₀₀ / F ₁₀₀ = 4 × (V _C5 -2V _DB ) / (V _C5 -V _DB ).
[0045]
V at 100V _DB Is 2 × V at 100V × √2, 200V _DB Is 200V × √2, so V _C5 , The rate of change k of the frequency varies depending on the value of _C5 = 300V, k = 0.45 times, V _C5 = 350V, k = 1.30 times, V _C5 When k = 400 V, k = 1.82 times. Thus, V _C5 The rate of change of the frequency of the chopper circuit greatly changes depending on how much the voltage is set.
[0046]
When the rate of change k of the frequency of the chopper circuit is calculated when the power supply voltage is 100 V and when the power supply voltage is 110 V, V is _DB Is 1.1 times, the chopper current is 0.9 times, and V _C5 When k = 400V, k = 1.04 times.
[0047]
As described above, in the circuit system as shown in FIG. 16, considering that it corresponds to a specific power supply voltage, there is no significant change in the frequency of the chopper circuit. In addition, the operating frequency of the chopper circuit greatly changes depending on the power supply voltage. Therefore, the characteristics of the noise generated by the device also change according to the magnitude of the power supply voltage.
[0048]
Here, the noise generated from the device will be described. In the circuit of FIG. 16, two large noise sources are a noise generated by switching of the chopper circuit and a noise generated by the inverter circuit.
[0049]
FIG. 17 is a circuit diagram equivalently showing this, Vncp represents a noise source of the chopper circuit, and Cf1 and Cf2 represent stray capacitance generated between the noise source and the ground. Vninv represents a noise source of the inverter circuit, and Cf3 and Cf4 represent stray capacitance generated between the noise source and the ground.
[0050]
In the circuit of FIG. 16, the resonance frequency fn of the noise prevention filter is expressed by 1 / 2π√ (L0 · Cf), and the frequency is set to be higher than the frequency of the chopper circuit or the frequency of the inverter circuit. are doing. That is, if the upper limit of the frequency of the chopper circuit is fcp (max) and the upper limit of the frequency of the inverter circuit is finv (max), the circuit constants are set so that fn> fcp (max) and fn> finv (max). ing. By doing so, the AC impedance of the filter unit can be secured with respect to the frequency fcp of the chopper circuit and the frequency finv of the inverter circuit, so that noise can be reduced.
[0051]
However, in the circuit of FIG. 16, even if the resonance frequency fn determined by the filter unit is designed not to overlap with the operating frequency finv of the inverter circuit or the operating frequency fcp of the chopper circuit, the shape of the lighting fixture into which the discharge lamp load circuit enters, or the like. The stray capacitance between the ground and the device changes due to the load wiring length, the stray capacitance added in parallel to the filter capacitor increases, and the capacitor that determines the resonance frequency is equivalently increased. In addition, the resonance frequency fn of the filter unit decreases, the resonance frequency fn of the filter unit overlaps the operating frequencies finv and fcp of the inverter and the chopper, and the AC impedance of the filter unit extremely decreases, thereby increasing the noise level. Was.
[0052]
Therefore, in the present embodiment, a change in the frequency of the discharge lamp lighting device due to a change in the commercial power supply, a change in the load, and the like, and a change in the stray capacitance generated between the device and the ground due to the shape of the appliance surrounding the device, the wiring of the load, and the like ( The present invention provides a means for stably suppressing the noise generated from the lighting device to a low level without being affected by the increase.
[0053]
The circuit of FIG. 10 according to the present embodiment is a circuit example of a discharge lamp lighting device that can support a commercial power supply of 100 V to 200 V. The circuit configuration is almost the same as that of FIG. 16, and is a combination of the step-up chopper circuit 3 and the inverter circuit 4. The common mode noise preventing capacitor is constituted by a series circuit of C3 and C4. FIG. 11 shows an equivalent circuit for noise generation in the present embodiment.
[0054]
In the present embodiment, the resonance frequency determined by the common mode noise preventing capacitors C3 and C4 and the common mode filter T1 (inductor L0) is fn, and fn can be expressed by the following equation.
fn = 1 / 2π√ (L0 · Cf)
Here, fn is set to be lower than the frequency fcp of the chopper circuit and lower than the frequency finv of the inverter circuit.
fn <fcp, fn <finv
[0055]
In the present embodiment, the adverse effect of the noise level due to the magnitude of the stray capacitance generated between the ground and the noise source due to the influence of the shape of the shell 5 surrounding the device and the wiring length of the discharge lamp load la is avoided. Can be done. The reason is that the stray capacitance exists in parallel with Cf in fn represented by the above equation and is added to the capacitance component of the noise filter. Therefore, fn becomes lower as the stray capacitance becomes larger, and becomes farther from fcp and finv. Because. As a result, the noise source fcp or finv does not overlap the fn at which the AC impedance of the filter unit becomes 0, so that noise can be stably reduced without being affected by the setting environment of the device.
[0056]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a discharge lamp lighting device of a separately-excited inverter circuit and a capacitor preheating type, generation of an excessive voltage applied between filament filaments until the filament is disconnected and the inverter circuit is stopped. It can be suppressed. In addition, since the operating frequency of the inverter circuit is far away from the resonance frequency when the filament is broken, the voltage generated in the resonance circuit can be suppressed, and the stress on the components can be reduced. In particular, according to the invention of claim 4, the current phase flowing through the inverter circuit when the filament is broken operates with a three-fold resonance delay phase, so that the stress on the switching element can be reduced as compared with the phase advance mode. There is an effect that can be done. Furthermore, according to the invention of claim 7, since the operation is performed so that the phase of the current flowing through the inverter circuit becomes a lagging phase when the filament is broken, the stress on the switching element can be reduced as compared with the phase advance mode.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a frequency characteristic diagram showing a resonance characteristic of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform chart for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a frequency characteristic diagram showing a resonance characteristic of the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a frequency characteristic diagram showing a resonance characteristic of the third embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit diagram of a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit diagram according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a high-frequency equivalent circuit diagram of a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a circuit diagram of a first conventional example.
FIG. 13 is a frequency characteristic diagram showing resonance characteristics of the first conventional example.
FIG. 14 is an operation waveform diagram of the first conventional example.
FIG. 15 is a circuit diagram of a second conventional example.
FIG. 16 is a circuit diagram of a third conventional example.
FIG. 17 is a high-frequency equivalent circuit diagram of a third conventional example.
FIG. 18 is a waveform diagram of an input current and a chopper current according to a third conventional example.
FIG. 19 is a waveform diagram showing a chopper operation of the third conventional example.
[Explanation of symbols]
A filament
B filament
C2 capacitor
C3 capacitor
la discharge lamp
E DC power supply
1 control circuit
2 Drive circuit

Claims

交流電源を直流電源に変換する直流電源回路と、前記直流電源を高周波に変換して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷と限流用インダクタおよび共振用コンデンサからなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサに流れる電流を放電灯負荷のフィラメントの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路で発生する電圧を減衰させるインピーダンス要素を放電灯負荷のフィラメントと並列に接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。A DC power supply circuit for converting an AC power supply to a DC power supply, an inverter circuit for converting the DC power supply to a high frequency and supplying a high frequency power to a discharge lamp load, and a switching element constituting the inverter circuit being turned on and off by another excitation control The inverter circuit includes a resonance load circuit including at least a discharge lamp load, a current limiting inductor and a resonance capacitor, and a current flowing through the resonance capacitor is a preheating current of a filament of the discharge lamp load. In a discharge lamp lighting device, an impedance element for attenuating a voltage generated in a resonance load circuit when a filament is disconnected is connected in parallel with a filament of a discharge lamp load.

交流電源を直流電源に変換する直流電源回路と、前記直流電源を高周波に変換して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、インバータ回路を構成するスイッチング素子を他励制御によりオン・オフさせる制御手段とを備え、前記インバータ回路は、少なくとも放電灯負荷と限流用インダクタおよび共振用コンデンサからなる共振負荷回路を備え、前記共振用コンデンサに流れる電流を放電灯負荷のフィラメントの予熱電流とした放電灯点灯装置において、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を変化させるインピーダンス要素を放電灯負荷のフィラメントと並列に接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。A DC power supply circuit for converting an AC power supply to a DC power supply, an inverter circuit for converting the DC power supply to a high frequency and supplying a high frequency power to a discharge lamp load, and a switching element constituting the inverter circuit being turned on and off by another excitation control The inverter circuit includes a resonance load circuit including at least a discharge lamp load, a current limiting inductor and a resonance capacitor, and a current flowing through the resonance capacitor is a preheating current of a filament of the discharge lamp load. In a discharge lamp lighting device, an impedance element for changing a resonance frequency of a resonance load circuit when a filament is disconnected is connected in parallel with a filament of a discharge lamp load.

請求項２において、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数よりも高い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。In Claim 2, the impedance element is selected so as to change the resonance frequency of the resonance load circuit to a frequency higher than the no-load resonance frequency determined by the current limiting inductor and the resonance capacitor when the filament is disconnected. Discharge lamp lighting device characterized by the above-mentioned.

請求項２において、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、インバータ回路の動作周波数の２倍より大きくかつスイッチング電流の位相が遅相モードとなる周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。3. The impedance element according to claim 2, wherein the impedance element is selected so as to change the resonance frequency of the resonance load circuit to a frequency larger than twice the operation frequency of the inverter circuit and a phase of the switching current to be in the slow mode when the filament is disconnected. A discharge lamp lighting device, comprising:

請求項２において、前記インピーダンス要素は、フィラメント断線時に共振負荷回路の共振周波数を、限流用インダクタと共振用コンデンサにより決定される無負荷共振周波数およびインバータ回路の動作周波数よりも低い周波数に変化させるように選定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。In claim 2, the impedance element changes the resonance frequency of the resonance load circuit to a lower frequency than the no-load resonance frequency determined by the current limiting inductor and the resonance capacitor and the operating frequency of the inverter circuit when the filament is disconnected. A discharge lamp lighting device characterized in that it is selected for:

請求項２において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はコンデンサであることを特徴とする放電灯点灯装置。3. The discharge lamp lighting device according to claim 2, wherein the impedance element connected in parallel to the filament is a capacitor.

請求項５において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素は少なくともインダクタを含むことを特徴とする放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to claim 5, wherein the impedance element connected in parallel to the filament includes at least an inductor.

請求項６または７において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素のインピーダンスは、フィラメントのインピーダンスの１００倍以上の大きさであることを特徴とする放電灯点灯装置。8. The discharge lamp lighting device according to claim 6, wherein the impedance of the impedance element connected in parallel to the filament is at least 100 times the impedance of the filament.

請求項１において、フィラメントに並列接続されるインピーダンス要素はサージ吸収素子であることを特徴とする放電灯点灯装置。2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the impedance element connected in parallel to the filament is a surge absorbing element.

請求項１において、放電灯負荷に並列にインピーダンス素子を接続したことを特徴とする放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein an impedance element is connected in parallel with the discharge lamp load.

請求項１〜８または１０のいずれかにおいて、フィラメント断線時に放電灯負荷が消灯することを特徴とする放電灯点灯装置。The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the discharge lamp load is turned off when the filament is disconnected.

異なる２つ以上の交流電源電圧に対して所定の直流電源を確保可能な昇圧型チョッパー回路と、直流電源を高周波に変換して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路を備える放電灯点灯装置であって、交流電源入力部にコモンモードのノイズ防止用ラインフィルタが接続され、回路と装置の外郭間にノイズパス用コンデンサが接続されており、前記ラインフィルタとノイズパス用コンデンサより決定されるフィルタの共振周波数は、昇圧型チョッパー回路の動作周波数ならびにインバータ回路の動作周波数よりも低く設定されていることを特徴とする放電灯点灯装置。A discharge lamp lighting device including a step-up chopper circuit capable of securing a predetermined DC power supply for two or more different AC power supply voltages, and an inverter circuit for converting the DC power supply to a high frequency and supplying a high frequency power to a discharge lamp load. A common mode noise prevention line filter is connected to the AC power input unit, a noise path capacitor is connected between the circuit and the outer periphery of the device, and a filter determined by the line filter and the noise path capacitor. A discharge lamp lighting device, wherein the resonance frequency is set lower than the operating frequency of the step-up chopper circuit and the operating frequency of the inverter circuit.