JP2004013230A - Reference voltage generating circuit - Google Patents

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JP2004013230A
JP2004013230A JP2002162073A JP2002162073A JP2004013230A JP 2004013230 A JP2004013230 A JP 2004013230A JP 2002162073 A JP2002162073 A JP 2002162073A JP 2002162073 A JP2002162073 A JP 2002162073A JP 2004013230 A JP2004013230 A JP 2004013230A
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transistor
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reference voltage
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Inventor
Takayuki Karaushi
唐牛　孝之
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Toshiba Corp
Toshiba Electronic Device Solutions Corp
Original Assignee
Toshiba Corp
Toshiba Microelectronics Corp
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a reference voltage generating circuit for suppressing reference voltage fluctuation and providing stable output voltage even under the influence of noises, such as electromagnetic interference. <P>SOLUTION: The reference voltage generating circuit has a second transistor Q2 for allowing electric currents to flow at a specified ratio to the currents running through a first transistor Q1 driven by output currents of a current amplifier 1 and with base and collector terminals short-circuited, a feedback capacitor C1 connected between the base terminal of the first transistor Q1 and an emitter terminal, a current ratio setting resistor R3 connected to the emitter terminal of the second transistor Q2, and an attenuation resistor R4 connected between a connecting point of the emitter terminal of the first transistor Q1 with the current ratio setting resistor R3 and a low level power supply VSS, the connecting point on the collector terminal side of the first and second transistor Q1, Q2 being an output terminal 10. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源から電源供給を受けて動作し、各種電子回路を動作させるのに必要な基準電圧を発生する基準電圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の基準電圧発生回路として図３に示すようなカレントミラー回路１０２を用いたものが知られている。カレントミラー回路１０２を用いた基準電圧発生回路は、温度依存性がなく、常時安定した基準電圧を発生することができるため、使用環境が大きく変化する自動車用の電子制御装置や携帯用の電子装置等に広く採用されている。
【０００３】
図３に示す基準電圧発生回路は、電源ＶＤＤとグランドＧＮＤ間、及び出力端子１１０に電流増幅器１０１が接続され、この電流増幅器１０１にカレントミラー回路１０２が接続されている。
【０００４】
更に、カレントミラー回路１０２は、抵抗Ｒ１０１を介して出力端子１１０に接続されたコレクタ端子及びベース端子、グランドＧＮＤに接続したエミッタ端子を有するｎｐｎ型トランジスタＱ１０１と、抵抗Ｒ１０２を介して出力端子１１０に接続したコレクタ端子、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のコレクタ端子及びベース端子に接続したベース端子、抵抗Ｒ１０１を介してグランドＧＮＤに接続したエミッタ端子を有するｎｐｎ型トランジスタＱ１０２と、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のベース・グランドＧＮＤ間に接続された容量Ｃ１０１とにより構成されている。
【０００５】
カレントミラー回路１０２は、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１及びｎｐｎ型トランジスタＱ１０２のベース（換言すればｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のコレクタ）と、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０２のコレクタ端子を出力とし、温度依存性のない極めて安定した電圧であるベース・エミッタ間電圧を電流増幅器１０１に出力する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図３に示す基準電圧出力回路は、グランドに対する基準電圧を出力しているため、グランドレベルに電磁界ノイズ等の高周波ノイズが重畳した場合に、出力電圧が変動し、安定した電圧が維持されないという問題があった。
【０００７】
例えば、グランドレベルに、図４（ａ）に示すようなノイズが時刻Ｔ１において重畳されたとする。ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のエミッタ端子の電圧は、容量Ｃ１０１により帰還されるため、図４（ｂ）に示すように、ノイズ電圧がそのまま印加される。また、ｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のベース端子にはｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のエミッタ端子の電圧に対して位相がずれた図４（ｃ）に示すような電圧が印加される。つまり、ベース端子及びエミッタ端子間には、図４（ｄ）に示すような電圧が印加され、出力電圧は、図４（ｅ）に示すように、ノイズの影響を受ける。ノイズがトランジスタの追従できない高周波であれば出力電圧は基準電圧よりΔＶだけ降下しまう。
【０００８】
本発明の目的は、電磁障害等のノイズの影響を受けても、基準電圧の変動を抑制し、安定した出力電圧を供給することが可能な基準電圧発生回路を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の特徴は、電流増幅器と、電流増幅器の出力電流で駆動されるベース・コレクタ端子間を短絡した第１のトランジスタと、第１のトランジスタ中を流れる電流と一定の比率の電流を流すように第１のトランジスタのベース端子に接続されたベース端子を有する第２のトランジスタと、第１のトランジスタのベース端子と、エミッタ端子の間に接続した帰還容量と、第２のトランジスタのエミッタ端子に接続した電流比設定抵抗と、第１のトランジスタのエミッタ端子と電流比設定抵抗との接続点と低位電源間に接続された減衰抵抗とを備え、第１及び第２のトランジスタのコレクタ端子側の接続点を出力端子とする基準電圧発生回路である。
【００１０】
本発明の特徴によれば、電磁障害等のノイズの影響を受けても、基準電圧の変動を抑制し、安定した出力電圧を供給することが可能な基準電圧発生回路を得る。
【００１１】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一または類似の部分には同一または類似の符号を付している。
【００１２】
本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路は、図１に示すように、電流増幅器１と、電流増幅器１の出力電流で駆動されるベース・コレクタ端子間を短絡した第１のトランジスタＱ１と、第１のトランジスタＱ１中を流れる電流と一定の比率の電流を流すように第１のトランジスタＱ１のベース端子に接続されたベース端子を有する第２のトランジスタＱ２と、第１のトランジスタＱ１のベース端子と、エミッタ端子の間に接続した帰還容量Ｃ１と、第２のトランジスタＱ２のエミッタ端子に接続した電流比設定抵抗Ｒ３と、第１のトランジスタＱ１のエミッタ端子と電流比設定抵抗Ｒ３との接続点と低位電源ＶＳＳ間に接続された減衰抵抗Ｒ４とを備え、第１のトランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子側の接続点を出力端子とするカレントミラー回路とを備える。
【００１３】
電流増幅器１は、一端を高位電源ＶＤＤに接続された電流源３と、電流源３の他端に接続されたベース端子、高位電源ＶＤＤに接続されたコレクタ端子、及び出力電流を供給するエミッタ端子を有する出力トランジスタＱ３と、電流源３の他端に接続された電流調整回路５と、電流源３の他端に接続された差動増幅器４とを備える。
【００１４】
差動増幅器４は、ベース端子、電流源３の他端に接続されたエミッタ端子、及びベース端子に接続されたコレクタ端子を有する第１の増幅トランジスタＱ４と、電流源３の他端及び第１の増幅トランジスタＱ４のエミッタ端子に接続されたエミッタ端子、第１の増幅トランジスタＱ４のベース端子及びコレクタ端子に接続されたベース端子、及び容量Ｃ２の他端及び第１の電流調整トランジスタＱ８のベース端子に接続されたコレクタ端子を有する第２の増幅トランジスタＱ５と、エミッタ端子、第１の増幅トランジスタＱ４のベース端子及びコレクタ端子に接続されたコレクタ端子、及び第２のトランジスタＱ２のコレクタ端子に接続されたベース端子とを有する第３の増幅トランジスタＱ６と、エミッタ端子、第２の増幅トランジスタＱ５のコレクタ端子に接続されたコレクタ端子、ならびに第１のトランジスタＱ１のベース端子及びコレクタ端子に接続されたベース端子を有する第４の増幅トランジスタＱ７と、一端を第３の増幅トランジスタＱ６及び第４の増幅トランジスタＱ７のエミッタ端子に接続し、他端を低位電源ＶＳＳに接続した抵抗Ｒ５とを備える。
【００１５】
電流調整回路５は、一端を電流源３の他端に接続した容量Ｃ２と、エミッタ端子、電流源３の他端及び容量Ｃ２の一端に接続されたコレクタ端子、容量Ｃ２の他端及び第２の増幅トランジスタＱ５のエミッタ端子に接続されたベース端子とを有する第１の電流調整トランジスタＱ８と、一端を第１の電流調整トランジスタＱ８のコレクタ端子、電流源３の他端、及び容量Ｃ２の一端にそれぞれ接続した抵抗Ｒ６と、コレクタ端子、抵抗Ｒ６の他端に接続されたコレクタ端子、第１の電流調整トランジスタＱ８のエミッタ端子に接続されたベース端子とを有する第２の電流調整トランジスタＱ９と、第２の電流調整トランジスタＱ９のエミッタ端子及び低位電源ＶＳＳ間に接続された抵抗Ｒ７とを備える。
【００１６】
本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路は、上記のように構成され、電流増幅器１は、出力トランジスタＱ３のベース端子に電流源３を介して一定の電流を供給し、出力トランジスタＱ３のコレクタ端子から一定の電流を出力する。
【００１７】
さらに、カレントミラー回路２は、電流増幅器１の出力電流をもとに低位電源ＶＳＳに対する基準電圧を生成するバンドギャップ回路として動作し、出力端子１０から基準電圧である出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００１８】
差動増幅器４は、カレントミラー回路２の第１のトランジスタＱ１のベース電圧及び第２のトランジスタＱ２のコレクタ電圧を、第３の増幅トランジスタＱ６のベース端子及び第４の増幅トランジスタＱ７のベース端子に差動入力している。第１のトランジスタＱ１のベース電圧に対し、第２のトランジスタＱ２のコレクタ電圧が上昇すると、第１の増幅トランジスタＱ４及び第２の増幅トランジスタＱ５のコレクタ電流は増加し、第１の電流調整トランジスタＱ８のベース端子に流れる電流量は増加する。
【００１９】
電流調整回路５は、電流源３から出力トランジスタＱ３のベース端子に供給される電流量を調整する。容量Ｃ２は、電流源３の出力電流の位相と第１の電流調整トランジスタＱ８のベース端子に供給される電流の位相が一致するように補償をしている。
【００２０】
ここで、図１に示す基準電圧発生回路の低位電源ＶＳＳに、図２（ａ）に示すように、時刻Ｔ１においてノイズが重畳すると、図３に示した従来の基準電圧発生回路のｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のエミッタ端子には直接ノイズが印加されていたのに対し、第１のトランジスタＱ１のエミッタ電圧には、図２（ｂ）に示すように、ノイズ電圧を減衰抵抗Ｒ４により減衰した電圧が印加される。
【００２１】
一方、ノイズ重畳時の第１のトランジスタＱ１のベース電圧は、第１のトランジスタＱ１のエミッタ端子に帰還容量Ｃ１を介し接続しているため、図２（ｃ）に示すように、第１のトランジスタＱ１のエミッタ電圧に対し位相が進んだ波形を示す。したがって、第１のトランジスタＱ１のベース・エミッタ間の電圧は、図４（ｄ）で示したｎｐｎ型トランジスタＱ１０１のベース・エミッタ間の電圧に対し、図２（ｄ）に示すようなノイズ成分を減衰させた波形となる。すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔは、図２（ｅ）に示すように、図４（ｅ）で示した波形に比べ、ノイズ変動の少ない波形となる。
【００２２】
また、帰還ノイズレベルを減衰抵抗Ｒ４により減衰させるだけでなく、図３に示した従来の基準電圧発生回路では、第１のトランジスタＱ１のベース、及びグランドＧＮＤ間に抵抗成分が存在し、グランドＧＮＤ側から見て容量Ｃ１０１とローパスフィルタを形成している。しかし、第１のトランジスタＱ１のベース、及びグランドＧＮＤ間に抵抗成分が微量であるため、ノイズ成分を除去できる周波数はＧＨｚ帯となる。例えば、第１のトランジスタＱ１のベース及び低位電源ＶＳＳ間の抵抗成分の値を１Ω、容量Ｃ１０１の値を１０ｐＦとする。容量Ｃ１０１と第１のトランジスタＱ１のベース及び低位電源ＶＳＳ間の抵抗成分からなるローパスフィルタのカットオフ周波数ｆｃは、ｆｃ＝１／（２π（ＲＣ）１／２）の式で求めることができる。それぞれに数値を代入しカットオフ周波数ｆｃを求めると、ｆｃ＝１．５９１ＧＨｚとなる。第１のトランジスタＱ１及び第２のトランジスタＱ２は、このような高周波ノイズには追従できず、結果として出力端子１０に出力される出力電圧レベルは下がる。
【００２３】
これに対し、図１で示した本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路では、帰還容量Ｃ１及び減衰抵抗Ｒ４は低位電源ＶＳＳ側から見てローパスフィルタを形成している。例えば、Ｒ４＝４．９５８Ω、帰還容量Ｃ１＝１０ｐＦとすると、カットオフ周波数ｆｃ＝３．２ＭＨｚとなる。すなわち、トランジスタが追従できる範囲の周波数を設定することで、第１のトランジスタＱ１のベース・エミッタ間の電圧を補償し、低位電源ＶＳＳレベルに重畳されるノイズの影響を低減させることが可能となる。結果として、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するのを抑制することが可能となる。また、Ｃ２の定数を変更することにより、フィルタのカットオフ周波数ｆｃを調節することもできる。
【００２４】
本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路によれば、電磁障害等のノイズの影響を受けても、基準電圧の変動を抑制し、安定した出力電圧を供給することが可能となる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明により、電磁障害等のノイズの影響を受けても、基準電圧の変動を抑制し、安定した出力電圧を供給することが可能な基準電圧発生回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路を説明した図である。
【図２】本発明の実施の形態に係る基準電圧発生回路のタイミングチャートを説明した図である。
【図３】従来の基準電圧発生回路について説明した図である。
【図４】従来の基準電圧発生回路タイミングチャートを説明した図である。
【符号の説明】
１，１０１・・・電流増幅器
２，１０２・・・カレントミラー回路
３・・・電流源
４・・・電流調整回路
５・・・差動増幅器
１０，１１０・・・出力端子
Ｑ１・・・第１のトランジスタ
Ｑ２・・・第２のトランジスタ
Ｑ３・・・出力トランジスタ
Ｑ４・・・第１の増幅トランジスタ
Ｑ５・・・第２の増幅トランジスタ
Ｑ６・・・第３の増幅トランジスタ
Ｑ７・・・第４の増幅トランジスタ
Ｑ８・・・第１の電流調整トランジスタ
Ｑ９・・・第２の電流調整トランジスタ
Ｑ１０・・・保護トランジスタ
Ｒ１・・・第１の抵抗
Ｒ２・・・第２の抵抗
Ｒ３・・・電流設定抵抗
Ｒ４・・・減衰抵抗[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a reference voltage generation circuit that operates by receiving power supply from a DC power supply and generates a reference voltage necessary for operating various electronic circuits.
[0002]
[Prior art]
A conventional reference voltage generating circuit using a current mirror circuit 102 as shown in FIG. 3 is known. The reference voltage generation circuit using the current mirror circuit 102 has no temperature dependency and can always generate a stable reference voltage. Therefore, an electronic control device for a vehicle or a portable electronic device whose use environment greatly changes. Etc. are widely used.
[0003]
In the reference voltage generation circuit shown in FIG. 3, a current amplifier 101 is connected between a power supply VDD and a ground GND, and an output terminal 110, and a current mirror circuit 102 is connected to the current amplifier 101.
[0004]
Further, the current mirror circuit 102 includes an npn-type transistor Q101 having a collector terminal and a base terminal connected to the output terminal 110 via the resistor R101, and an emitter terminal connected to the ground GND, and the output terminal 110 via the resistor R102. An npn transistor Q102 having a connected collector terminal, a base terminal connected to the collector terminal and base terminal of the npn transistor Q101, an emitter terminal connected to ground GND via a resistor R101, and a base ground GND of the npn transistor Q101. And a capacitor C101 connected therebetween.
[0005]
The current mirror circuit 102 outputs the npn-type transistor Q101 and the base of the npn-type transistor Q102 (in other words, the collector of the npn-type transistor Q101) and the collector terminal of the npn-type transistor Q102, and has an extremely stable voltage without temperature dependence. Is output to the current amplifier 101.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the reference voltage output circuit shown in FIG. 3 outputs a reference voltage with respect to the ground, when high-frequency noise such as electromagnetic field noise is superimposed on the ground level, the output voltage fluctuates and a stable voltage is maintained. There was a problem that would not be.
[0007]
For example, it is assumed that noise as shown in FIG. 4A is superimposed on the ground level at time T1. Since the voltage at the emitter terminal of the npn transistor Q101 is fed back by the capacitor C101, the noise voltage is applied as it is, as shown in FIG. Further, a voltage as shown in FIG. 4C, which is out of phase with respect to the voltage of the emitter terminal of the npn transistor Q101, is applied to the base terminal of the npn transistor Q101. That is, a voltage as shown in FIG. 4D is applied between the base terminal and the emitter terminal, and the output voltage is affected by noise as shown in FIG. 4E. If the noise is a high frequency that cannot be followed by the transistor, the output voltage drops by ΔV from the reference voltage.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a reference voltage generation circuit capable of suppressing fluctuations in a reference voltage and supplying a stable output voltage even when affected by noise such as electromagnetic interference.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a feature of the present invention is that a current amplifier, a first transistor short-circuited between a base and a collector terminal driven by an output current of the current amplifier, and a current flowing through the first transistor are provided. A second transistor having a base terminal connected to the base terminal of the first transistor so as to flow a constant ratio of current, a feedback capacitor connected between the base terminal of the first transistor, and the emitter terminal; A current ratio setting resistor connected to the emitter terminal of the second transistor; a damping resistor connected between a connection point between the emitter terminal of the first transistor and the current ratio setting resistor; This is a reference voltage generation circuit having a connection point on the collector terminal side of the second transistor as an output terminal.
[0010]
According to the features of the present invention, a reference voltage generation circuit capable of suppressing fluctuations of a reference voltage and supplying a stable output voltage even when affected by noise such as an electromagnetic interference is obtained.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description of the drawings, the same or similar parts are denoted by the same or similar reference numerals.
[0012]
As shown in FIG. 1, the reference voltage generation circuit according to the embodiment of the present invention includes a current amplifier 1 and a first transistor Q1 having a short-circuited base and collector terminal driven by the output current of the current amplifier 1. A second transistor Q2 having a base terminal connected to the base terminal of the first transistor Q1 so as to flow a current at a fixed rate to a current flowing in the first transistor Q1, and a base of the first transistor Q1. Terminal, a feedback capacitor C1 connected between the emitter terminals, a current ratio setting resistor R3 connected to the emitter terminal of the second transistor Q2, and a connection between the emitter terminal of the first transistor Q1 and the current ratio setting resistor R3. And a damping resistor R4 connected between the low-potential power supply VSS and the collector terminal side of the first transistor Q1 and the second transistor Q2. And a current mirror circuit to force terminal.
[0013]
The current amplifier 1 includes a current source 3 having one end connected to the high power supply VDD, a base terminal connected to the other end of the current source 3, a collector terminal connected to the high power supply VDD, and an emitter terminal for supplying an output current. And a current adjustment circuit 5 connected to the other end of the current source 3, and a differential amplifier 4 connected to the other end of the current source 3.
[0014]
The differential amplifier 4 includes a first amplification transistor Q4 having a base terminal, an emitter terminal connected to the other end of the current source 3, and a collector terminal connected to the base terminal; , An emitter terminal connected to the emitter terminal of the amplification transistor Q4, a base terminal connected to the base terminal and the collector terminal of the first amplification transistor Q4, and the other end of the capacitor C2 and a base terminal of the first current adjustment transistor Q8. And a second amplifying transistor Q5 having a collector terminal connected to the first and second terminals, an emitter terminal, a collector terminal connected to the base and collector terminals of the first amplifying transistor Q4, and a collector terminal of the second transistor Q2. A third amplifying transistor Q6 having a base terminal, an emitter terminal and a second amplifying transistor Q And a fourth amplification transistor Q7 having a collector terminal connected to the collector terminal of the first transistor Q1, a base terminal of the first transistor Q1 and a base terminal connected to the collector terminal, and one end connected to the third amplification transistor Q6 and the fourth amplification transistor Q6. A resistor R5 connected to the emitter terminal of the amplification transistor Q7 and the other end connected to the lower power supply VSS.
[0015]
The current adjusting circuit 5 includes a capacitor C2 having one end connected to the other end of the current source 3, an emitter terminal, a collector terminal connected to the other end of the current source 3 and one end of the capacitor C2, a second end of the capacitor C2, and a second end. A current adjusting transistor Q8 having a base terminal connected to the emitter terminal of the amplifying transistor Q5, one end of which is connected to the collector terminal of the first current adjusting transistor Q8, the other end of the current source 3, and one end of the capacitor C2. And a second current adjustment transistor Q9 having a collector terminal, a collector terminal connected to the other end of the resistor R6, and a base terminal connected to the emitter terminal of the first current adjustment transistor Q8. , A resistor R7 connected between the emitter terminal of the second current adjusting transistor Q9 and the lower power supply VSS.
[0016]
The reference voltage generating circuit according to the embodiment of the present invention is configured as described above, and the current amplifier 1 supplies a constant current to the base terminal of the output transistor Q3 via the current source 3 and outputs the current of the output transistor Q3. Outputs a constant current from the collector terminal.
[0017]
Further, the current mirror circuit 2 operates as a band gap circuit that generates a reference voltage for the low power supply VSS based on the output current of the current amplifier 1, and outputs an output voltage Vout as a reference voltage from the output terminal 10.
[0018]
The differential amplifier 4 transfers the base voltage of the first transistor Q1 and the collector voltage of the second transistor Q2 of the current mirror circuit 2 to the base terminal of the third amplification transistor Q6 and the base terminal of the fourth amplification transistor Q7. Differential input. When the collector voltage of the second transistor Q2 increases with respect to the base voltage of the first transistor Q1, the collector currents of the first amplification transistor Q4 and the second amplification transistor Q5 increase, and the first current adjustment transistor Q8 The amount of current flowing to the base terminal of the first transistor increases.
[0019]
The current adjustment circuit 5 adjusts the amount of current supplied from the current source 3 to the base terminal of the output transistor Q3. The capacitor C2 performs compensation so that the phase of the output current of the current source 3 matches the phase of the current supplied to the base terminal of the first current adjustment transistor Q8.
[0020]
Here, as shown in FIG. 2A, when noise is superimposed on the lower power supply VSS of the reference voltage generating circuit shown in FIG. 1 at time T1, the npn-type transistor of the conventional reference voltage generating circuit shown in FIG. While noise was directly applied to the emitter terminal of Q101, a voltage obtained by attenuating the noise voltage by the attenuation resistor R4 was applied to the emitter voltage of the first transistor Q1 as shown in FIG. 2B. Is done.
[0021]
On the other hand, since the base voltage of the first transistor Q1 at the time of noise superposition is connected to the emitter terminal of the first transistor Q1 via the feedback capacitor C1, as shown in FIG. The waveform shows a waveform advanced in phase with respect to the emitter voltage of Q1. Therefore, the voltage between the base and the emitter of the first transistor Q1 is different from the voltage between the base and the emitter of the npn-type transistor Q101 shown in FIG. The waveform becomes an attenuated waveform. That is, as shown in FIG. 2E, the output voltage Vout has a waveform with less noise fluctuation than the waveform shown in FIG. 4E.
[0022]
Further, not only the feedback noise level is attenuated by the attenuation resistor R4, but also in the conventional reference voltage generating circuit shown in FIG. 3, a resistance component exists between the base of the first transistor Q1 and the ground GND. When viewed from the side, the capacitor C101 and the low-pass filter are formed. However, since the resistance component is very small between the base of the first transistor Q1 and the ground GND, the frequency at which the noise component can be removed is in the GHz band. For example, the value of the resistance component between the base of the first transistor Q1 and the lower power supply VSS is 1Ω, and the value of the capacitor C101 is 10 pF. The cut-off frequency fc of the low-pass filter including the resistance component between the capacitor C101 and the base of the first transistor Q1 and the lower power supply VSS can be obtained by the equation of fc = 1 / (2π (RC) 1/2). When the cutoff frequency fc is obtained by substituting numerical values for each, fc = 1.59 GHz. The first transistor Q1 and the second transistor Q2 cannot follow such high-frequency noise, and as a result, the output voltage level output to the output terminal 10 decreases.
[0023]
On the other hand, in the reference voltage generating circuit according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 1, the feedback capacitor C1 and the attenuation resistor R4 form a low-pass filter when viewed from the lower power supply VSS side. For example, if R4 = 4.958Ω and the feedback capacitance C1 = 10 pF, the cutoff frequency fc becomes 3.2 MHz. That is, by setting a frequency within a range that the transistor can follow, it is possible to compensate for the voltage between the base and the emitter of the first transistor Q1 and reduce the influence of noise superimposed on the lower power supply VSS level. . As a result, it is possible to suppress a decrease in the output voltage Vout. Further, the cutoff frequency fc of the filter can be adjusted by changing the constant of C2.
[0024]
According to the reference voltage generation circuit according to the embodiment of the present invention, it is possible to suppress the fluctuation of the reference voltage and supply a stable output voltage even when affected by noise such as electromagnetic interference.
[0025]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to provide a reference voltage generation circuit capable of suppressing fluctuations of a reference voltage and supplying a stable output voltage even when affected by noise such as electromagnetic interference.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating a reference voltage generation circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a timing chart of the reference voltage generation circuit according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a conventional reference voltage generation circuit.
FIG. 4 is a diagram illustrating a conventional reference voltage generation circuit timing chart.
[Explanation of symbols]
1, 101 current amplifier 2, 102 current mirror circuit 3 current source 4 current adjustment circuit 5 differential amplifier 10, 110 output terminal Q1 1 transistor Q2 2nd transistor Q3 output transistor Q4 1st amplification transistor Q5 2nd amplification transistor Q6 3rd amplification transistor Q7 4th Amplifying transistor Q8 first current adjusting transistor Q9 second current adjusting transistor Q10 protection transistor R1 first resistor R2 second resistor R3 current Set resistance R4: Decay resistance

Claims (2)

電流増幅器と、
該電流増幅器の出力電流で駆動されるベース・コレクタ端子間を短絡した第１のトランジスタと、
前記第１のトランジスタ中を流れる電流と一定の比率の電流を流すように前記第１のトランジスタのベース端子に接続されたベース端子を有する第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのベース端子と、エミッタ端子の間に接続した帰還容量と、
前記第２のトランジスタのエミッタ端子に接続した電流比設定抵抗と、
前記第１のトランジスタのエミッタ端子と前記電流比設定抵抗との接続点と低位電源間に接続された減衰抵抗とを備え、前記第１及び第２のトランジスタのコレクタ端子側の接続点を出力端子とすることを特徴とする基準電圧発生回路。A current amplifier;
A first transistor short-circuited between a base and a collector terminal driven by an output current of the current amplifier;
A second transistor having a base terminal connected to the base terminal of the first transistor so as to flow a current at a fixed ratio to a current flowing in the first transistor;
A feedback capacitor connected between a base terminal and an emitter terminal of the first transistor;
A current ratio setting resistor connected to the emitter terminal of the second transistor;
A connection point between the emitter terminal of the first transistor and the current ratio setting resistor and a damping resistor connected between a low power supply; and a connection point on the collector terminal side of the first and second transistors connected to an output terminal. A reference voltage generating circuit, characterized in that: 前記電流増幅器は、一端を高位電源に接続された電流源と、該電流源の他端に接続されたベース端子、高位電源に接続されたコレクタ端子、及び前記出力電流を供給するエミッタ端子を有する出力トランジスタと、
前記電流源の他端に接続された電流調整回路と、前記電流源の他端に接続された差動増幅器とを備えることを特徴とする請求項１記載の基準電圧発生回路。The current amplifier has a current source having one end connected to a higher power supply, a base terminal connected to the other end of the current source, a collector terminal connected to the higher power supply, and an emitter terminal for supplying the output current. An output transistor;
2. The reference voltage generation circuit according to claim 1, further comprising a current adjustment circuit connected to the other end of the current source, and a differential amplifier connected to the other end of the current source.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2005253091A (en) * 2004-03-05 2005-09-15 Samsung Electronics Co Ltd Amplifier circuit
JP2012212311A (en) * 2011-03-31 2012-11-01 New Japan Radio Co Ltd Constant current circuit
CN109104180A (en) * 2018-08-08 2018-12-28 义乌工商职业技术学院 electronic information data processing system

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005253091A (en) * 2004-03-05 2005-09-15 Samsung Electronics Co Ltd Amplifier circuit
JP2012212311A (en) * 2011-03-31 2012-11-01 New Japan Radio Co Ltd Constant current circuit
CN109104180A (en) * 2018-08-08 2018-12-28 义乌工商职业技术学院 electronic information data processing system
CN109104180B (en) * 2018-08-08 2022-03-08 义乌工商职业技术学院 Electronic information data processing system

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