JP2003514643A - 磁気共鳴装置 - Google Patents
磁気共鳴装置Info
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
- G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
- G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
- G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer
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Abstract
(57)【要約】
ＭＲＩ装置内にパルス状の傾斜磁界を発生する傾斜電流パルスは、互いに直接連続する傾斜パルスサンプルで構成することができ、これらの傾斜パルスサンプルは電力増幅器（５１）により発生される。この電力増幅器は離散値のみを示す入力信号（４７）により制御される。この入力信号はディジタルＰＷＭコンバータ（４５）により発生される。一般に、離散化は離散傾斜パルスサンプルと離散化値との間に差を導入するが、この差は既知である。本発明では、この差を次の傾斜パルスサンプルが形成されるまで記憶する。次の傾斜パルスサンプルの値を記憶した差を用いて補正し、このように計算された値を上述の如く離散化する。このようにすると、所望値からの小さな偏差が傾斜パルスサンプルに発生するが、この偏差は傾斜電流パルスの全持続時間に亘って平均すると無視し得るほど小さものとなる。
Description
【０００１】
(技術分野)
本発明は、
各々一連の連続する傾斜パルスサンプルからなる傾斜電流パルスによって装置
のイメージング領域内に傾斜磁界を発生する傾斜コイルを有する傾斜磁界装置と
、 前記傾斜コイルに接続された制御装置とを含み、 前記制御装置が、傾斜パルスサンプルを発生するために、コンバータとプロセ
ッサ手段を含み、 前記コンバータが受信する離散信号により指定される値を有するアナログ信号
を発生し、そのアナログ信号を電力増幅器に供給して傾斜パルスサンプルを発生
し、 前記プロセッサ手段が、 第１傾斜パルスサンプルの所望値、 第１傾斜パルスサンプルの所望値に近似する第１離散値、 同一の傾斜電流パルスと関連する第１傾斜パルスサンプルに続く第２傾斜パル
スサンプルの所望値、 第２傾斜パルスサンプルの所望値に近似する第２離散値、 を計算し、連続する離散値が前記コンバータが受信する離散信号を構成すること
を特徴とする磁気共鳴装置に関するものである。
のイメージング領域内に傾斜磁界を発生する傾斜コイルを有する傾斜磁界装置と
、 前記傾斜コイルに接続された制御装置とを含み、 前記制御装置が、傾斜パルスサンプルを発生するために、コンバータとプロセ
ッサ手段を含み、 前記コンバータが受信する離散信号により指定される値を有するアナログ信号
を発生し、そのアナログ信号を電力増幅器に供給して傾斜パルスサンプルを発生
し、 前記プロセッサ手段が、 第１傾斜パルスサンプルの所望値、 第１傾斜パルスサンプルの所望値に近似する第１離散値、 同一の傾斜電流パルスと関連する第１傾斜パルスサンプルに続く第２傾斜パル
スサンプルの所望値、 第２傾斜パルスサンプルの所望値に近似する第２離散値、 を計算し、連続する離散値が前記コンバータが受信する離散信号を構成すること
を特徴とする磁気共鳴装置に関するものである。
【０００２】
(背景技術)
この種の装置はドイツ国特許出願公開第１９７２９４３１号から既知である。
医療用ＭＲＩ（磁気共鳴イメージング）装置は、均一な定常磁界（所謂主磁界
）が存在するイメージング領域内に位置する検査すべき物体を画像化するのに使
用される。位置の関数として（通常線形に）変化する傾斜磁界を主磁界に重畳し
て、所定の瞬時における画像化すべき領域内の画像化すべき点(x,y,z)を指示す
る。この場合、画像化すべき領域内の各点(x,y,z)がｘ傾斜磁界，ｙ傾斜磁界及
びｚ傾斜磁界の瞬時値により指示される。これらの磁界の時間依存変化はパルス
として形成され、即ち多くの場合台形の形状を有し、１ms程度の持続時間を有す
る所謂傾斜パルスとして形成される。これらの傾斜磁界は複数対のコイル(すな
わちｘ，ｙ及びｚ座標の各々につき１対)により発生され、各対のコイルには関
連する傾斜電流パルスが流される。
）が存在するイメージング領域内に位置する検査すべき物体を画像化するのに使
用される。位置の関数として（通常線形に）変化する傾斜磁界を主磁界に重畳し
て、所定の瞬時における画像化すべき領域内の画像化すべき点(x,y,z)を指示す
る。この場合、画像化すべき領域内の各点(x,y,z)がｘ傾斜磁界，ｙ傾斜磁界及
びｚ傾斜磁界の瞬時値により指示される。これらの磁界の時間依存変化はパルス
として形成され、即ち多くの場合台形の形状を有し、１ms程度の持続時間を有す
る所謂傾斜パルスとして形成される。これらの傾斜磁界は複数対のコイル(すな
わちｘ，ｙ及びｚ座標の各々につき１対)により発生され、各対のコイルには関
連する傾斜電流パルスが流される。
【０００３】
ＭＲＩ装置において傾斜パルスの形成をディジタル制御する場合には、パルス
状傾斜磁界を発生する傾斜電流パルスは以後傾斜パルスサンプルという直接連続
するサブパルスで構成され、これらの傾斜パルスサンプルは所謂スイッチトモー
ドＨ形ブリッジとして構成し得る電力増幅器により発生される。このような電力
増幅器はＨ形に配置された４つの出力トランジスタを含み、各トランジスタは離
散値のみを示す入力信号で制御される。このような入力信号はプロセッサの出力
に接続されたコンバータ、例えばパルス幅コンバータ（ＰＷＭコンバータ）によ
り発生させることができる。前記ドイツ国特許出願から既知のＭＲＩ装置内のプ
ロセッサは傾斜パルスサンプルの所望値を計算し、次にこの所望値を離散値でで
きるだけ近似する。この処理が発生すべき傾斜電流パルスを構成するすべての連
続傾斜パルスサンプルに対し行なわれる。
状傾斜磁界を発生する傾斜電流パルスは以後傾斜パルスサンプルという直接連続
するサブパルスで構成され、これらの傾斜パルスサンプルは所謂スイッチトモー
ドＨ形ブリッジとして構成し得る電力増幅器により発生される。このような電力
増幅器はＨ形に配置された４つの出力トランジスタを含み、各トランジスタは離
散値のみを示す入力信号で制御される。このような入力信号はプロセッサの出力
に接続されたコンバータ、例えばパルス幅コンバータ（ＰＷＭコンバータ）によ
り発生させることができる。前記ドイツ国特許出願から既知のＭＲＩ装置内のプ
ロセッサは傾斜パルスサンプルの所望値を計算し、次にこの所望値を離散値でで
きるだけ近似する。この処理が発生すべき傾斜電流パルスを構成するすべての連
続傾斜パルスサンプルに対し行なわれる。
【０００４】
傾斜パルスサンプルのこのようなディジタル形成は、最新のプロセッサが満足
し得ない、又は殆ど満足し得ないような高い時間分解能がプロセッサに要求され
る問題を生じ、この問題は以下の数値例により証明される。傾斜パルスサンプル
のディジタル形成を実行する最大クロック周波数は２５ｋＨz程度であり、この
値はこれ以上高く選択することはできない。その理由は、使用する電力トランジ
スタ（ＩＧＢＴ）はこのような高いスイッチング速度に追従できないためである
。従って、ＰＷＭコンバータからの傾斜パルスサンプルは４０μｓ以上の周期に
なる。傾斜パルスの時間積分は傾斜パルスの形成に重要であり、即ちその偏差（
「面積誤差」を１０μＡs以下にすることができる。このようなパルスの面積は
代表的には１０Ａｓであり、１０-6の分解能を意味する。（傾斜コイルを流れる
電流の所望の分解能は１０００Ａの再大電流に対し１ｍＡであり、これも１０-6 の分解能を意味する）。従って、この分解能を傾斜パルスサンプルの時間離散構
成で達成するためには、１０-6×４０μｓ＝４０×１０-12ｓの最小時間単位が
必要とされる。この時間分解能は２５ＧＨzのプロセッサの最小クロック周波数
に対応し、この周波数は市販の標準プロセッサにより達成することはできない。
し得ない、又は殆ど満足し得ないような高い時間分解能がプロセッサに要求され
る問題を生じ、この問題は以下の数値例により証明される。傾斜パルスサンプル
のディジタル形成を実行する最大クロック周波数は２５ｋＨz程度であり、この
値はこれ以上高く選択することはできない。その理由は、使用する電力トランジ
スタ（ＩＧＢＴ）はこのような高いスイッチング速度に追従できないためである
。従って、ＰＷＭコンバータからの傾斜パルスサンプルは４０μｓ以上の周期に
なる。傾斜パルスの時間積分は傾斜パルスの形成に重要であり、即ちその偏差（
「面積誤差」を１０μＡs以下にすることができる。このようなパルスの面積は
代表的には１０Ａｓであり、１０-6の分解能を意味する。（傾斜コイルを流れる
電流の所望の分解能は１０００Ａの再大電流に対し１ｍＡであり、これも１０-6 の分解能を意味する）。従って、この分解能を傾斜パルスサンプルの時間離散構
成で達成するためには、１０-6×４０μｓ＝４０×１０-12ｓの最小時間単位が
必要とされる。この時間分解能は２５ＧＨzのプロセッサの最小クロック周波数
に対応し、この周波数は市販の標準プロセッサにより達成することはできない。
【０００５】
既知のＭＲＩ装置のディジタル制御は、傾斜パルスサンプルにＰＷＭパルスの
形状を与え、そのＰＷＭパルスを２つのＰＷＭパルス部分の和として形成するこ
とによって上述した問題を解決することを目的としている。第1パルス部分はデ
ィジタル傾斜パルスサンプルを構成する２２ビットのうちの上位の９ビットで構
成し、これらの上位９ビットを１つのデータワードとしてパルス整形器に供給し
、この整形器が前記９ビットデータワードの値に対応する持続時間を有するパル
スを形成する。残りの下位の１３ビットが第２パルス部分を形成するデータワー
ドを構成する。第２パルス部分の持続時間が第１パルス部分に加えられる。この
ように構成されるＰＷＭパルスは所望の正確なパルス持続時間を有する傾斜パル
スサンプルを構成する。
形状を与え、そのＰＷＭパルスを２つのＰＷＭパルス部分の和として形成するこ
とによって上述した問題を解決することを目的としている。第1パルス部分はデ
ィジタル傾斜パルスサンプルを構成する２２ビットのうちの上位の９ビットで構
成し、これらの上位９ビットを１つのデータワードとしてパルス整形器に供給し
、この整形器が前記９ビットデータワードの値に対応する持続時間を有するパル
スを形成する。残りの下位の１３ビットが第２パルス部分を形成するデータワー
ドを構成する。第２パルス部分の持続時間が第１パルス部分に加えられる。この
ように構成されるＰＷＭパルスは所望の正確なパルス持続時間を有する傾斜パル
スサンプルを構成する。
【０００６】
所望の正確なパルス持続時間を有する傾斜パルスサンプルを形成するこの既知
の方法は、極めて精密な構成要素の使用を必要とする欠点を有する。これは、第
１パルス部分の時間精度を第２パルス部分の最小時間単位（上述の数値例では４
０×１０-12ｓ程度）以下にし得ないためである。この要件を実際に満足させる
ことは極めて困難であり、不可能でもある。
の方法は、極めて精密な構成要素の使用を必要とする欠点を有する。これは、第
１パルス部分の時間精度を第２パルス部分の最小時間単位（上述の数値例では４
０×１０-12ｓ程度）以下にし得ないためである。この要件を実際に満足させる
ことは極めて困難であり、不可能でもある。
【０００７】
(発明の開示)
本発明の目的は傾斜電流パルスを所望の精度で発生し得る頭書に記載した種類
のＭＲＩ装置を提供することにある。この目的のために、本発明のＭＲＩ装置は
、前記プロセッサ手段が、更に、 前記第１傾斜パルスサンプルの所望値と前記離散値との差を計算するとともに
、前記差を記憶し、 前記第２傾斜パルスサンプルの値をその計算中に前記差を用いて補正するよう
構成されていることを特徴とする。
のＭＲＩ装置を提供することにある。この目的のために、本発明のＭＲＩ装置は
、前記プロセッサ手段が、更に、 前記第１傾斜パルスサンプルの所望値と前記離散値との差を計算するとともに
、前記差を記憶し、 前記第２傾斜パルスサンプルの値をその計算中に前記差を用いて補正するよう
構成されていることを特徴とする。
【０００８】
本発明によれば、傾斜パルスサンプルの所望値の離散化に対し、所望の分解能
に対応するビット数より（はるかに）少ないビット数が許容される。その結果と
して、一般に、離散化された傾斜パルスサンプルの値は所望値からはずれるが、
この所望値も離散化された値も既知であるから、この偏差は既知である。この既
知の偏差(差)を次の傾斜パルスサンプルが形成されるまで保存する。このとき所
望値が再び計算される。このとき前傾斜パルスサンプルの形成中に計算された前
記差をこの所望値に又はから（前記差の符号に応じて）加算又は減算し、こうし
て計算された値を次に再び上述したように離散化する。このようにすると所望値
からの小さな偏差が各傾斜パルスサンプルに対し発生するが、全傾斜電流パルス
の持続時間に亘るこの偏差の平均値は無視し得るほど小さくなることが確かめら
れた。
に対応するビット数より（はるかに）少ないビット数が許容される。その結果と
して、一般に、離散化された傾斜パルスサンプルの値は所望値からはずれるが、
この所望値も離散化された値も既知であるから、この偏差は既知である。この既
知の偏差(差)を次の傾斜パルスサンプルが形成されるまで保存する。このとき所
望値が再び計算される。このとき前傾斜パルスサンプルの形成中に計算された前
記差をこの所望値に又はから（前記差の符号に応じて）加算又は減算し、こうし
て計算された値を次に再び上述したように離散化する。このようにすると所望値
からの小さな偏差が各傾斜パルスサンプルに対し発生するが、全傾斜電流パルス
の持続時間に亘るこの偏差の平均値は無視し得るほど小さくなることが確かめら
れた。
【０００９】
本発明の好適実施例では、前記アナログ信号を発生するコンバータはディジタ
ル制御パルス幅変調コンバータで構成する。この実施例はＭＲＩ装置と組み合せ
ると、このようなコンバータから発生する信号はそのスペクトルのＲＦ部分を除
去し、所望の傾斜パルスサンプルを得るために簡単な低域通過フィルタでフィル
タ処理するだけでよいという利点を提供する。
ル制御パルス幅変調コンバータで構成する。この実施例はＭＲＩ装置と組み合せ
ると、このようなコンバータから発生する信号はそのスペクトルのＲＦ部分を除
去し、所望の傾斜パルスサンプルを得るために簡単な低域通過フィルタでフィル
タ処理するだけでよいという利点を提供する。
【００１０】
本発明の他の実施例では、ディジタル制御パルスはバッファ変調コンバータは
適切にプログラムされたマイクロプロセッサで構成する。この実施例は、ＰＷＭ
機能のパラメータをマイクロプロセッサのプログラムの通常の小変更によって容
易に変化させることができる利点を提供する。このような変化は、例えばパルス
周期の変化又はタイムラスタの細かさ、即ちコンバータの離散化ステップの時間
の大きさの変化に関係する。
適切にプログラムされたマイクロプロセッサで構成する。この実施例は、ＰＷＭ
機能のパラメータをマイクロプロセッサのプログラムの通常の小変更によって容
易に変化させることができる利点を提供する。このような変化は、例えばパルス
周期の変化又はタイムラスタの細かさ、即ちコンバータの離散化ステップの時間
の大きさの変化に関係する。
【００１１】
(発明を実施するための最良の形態)
本発明を図面を参照して以下に詳細に説明する。
図１に線図的に示す磁気共鳴装置は、定常（静）磁界Ｂを発生する第１磁石シ
ステム１と、傾斜磁界を発生する第２磁石システム３（傾斜コイルシステム）と
、第１磁石システム１の電源５とを含む。ＲＦコイル９はＲＦ交番磁界を発生し
、この目的のために、このコイルはＲＦ源１１を含むＲＦ送信装置に接続される
。ＲＦコイル９は検査すべき物体（図示せず）内にＲＦ送信磁界により発生され
たスピン共鳴信号を検出するためにも使用され、この目的のために、このＲＦコ
イルは信号増幅器１３を含むＲＦ受信装置に接続される。信号増幅器１３の出力
は検出回路１５に接続され、検出回路１５は中央制御装置１７に制御される。中
央制御装置１７はＲＦ源１１に対する変調器１９、電力増幅器７及び画像表示用
モニタ２１も制御する。ＲＦ発振器２３は変調器１９を制御するとともに信号測
定処理する検出器１５も制御する。冷却ダクト２７を有する冷却装置２５が第１
磁石システム１の磁気コイルの冷却用に設けられる。磁石システム１及び３内に
配置されたＲＦコイル９は医療診断測定装置内の検査すべき患者又は患者の一部
分、例えば頭部又は頚部を収容するのに十分な大きさの測定空間２９を囲む。従
って、定常磁界Ｂ、物体断面選択用傾斜磁界及び空間的に均一なＲＦ交番磁界を
測定空間２９内に発生させることができる。ＲＦコイル９は送信コイルと測定コ
イルの２つの機能を兼ね、この場合には送信信号と戻り信号のトラヒックを分離
する分離回路１４が設けられる。両機能のために異なるコイルを使用することも
でき、例えば測定コイルとして作用するサーフェースコイルを使用することもで
きる。必要に応じ、コイル９はＲＦ磁気シールド用ファラデーケージ３１により
包囲することができる。
ステム１と、傾斜磁界を発生する第２磁石システム３（傾斜コイルシステム）と
、第１磁石システム１の電源５とを含む。ＲＦコイル９はＲＦ交番磁界を発生し
、この目的のために、このコイルはＲＦ源１１を含むＲＦ送信装置に接続される
。ＲＦコイル９は検査すべき物体（図示せず）内にＲＦ送信磁界により発生され
たスピン共鳴信号を検出するためにも使用され、この目的のために、このＲＦコ
イルは信号増幅器１３を含むＲＦ受信装置に接続される。信号増幅器１３の出力
は検出回路１５に接続され、検出回路１５は中央制御装置１７に制御される。中
央制御装置１７はＲＦ源１１に対する変調器１９、電力増幅器７及び画像表示用
モニタ２１も制御する。ＲＦ発振器２３は変調器１９を制御するとともに信号測
定処理する検出器１５も制御する。冷却ダクト２７を有する冷却装置２５が第１
磁石システム１の磁気コイルの冷却用に設けられる。磁石システム１及び３内に
配置されたＲＦコイル９は医療診断測定装置内の検査すべき患者又は患者の一部
分、例えば頭部又は頚部を収容するのに十分な大きさの測定空間２９を囲む。従
って、定常磁界Ｂ、物体断面選択用傾斜磁界及び空間的に均一なＲＦ交番磁界を
測定空間２９内に発生させることができる。ＲＦコイル９は送信コイルと測定コ
イルの２つの機能を兼ね、この場合には送信信号と戻り信号のトラヒックを分離
する分離回路１４が設けられる。両機能のために異なるコイルを使用することも
でき、例えば測定コイルとして作用するサーフェースコイルを使用することもで
きる。必要に応じ、コイル９はＲＦ磁気シールド用ファラデーケージ３１により
包囲することができる。
【００１２】
図２は、傾斜磁界を発生する傾斜パルスサンプルからなる傾斜電流パルスを発
生する制御装置の詳細図である。本発明ＭＲＩ装置のユーザが所定のイメージン
グモードを選択し、この選択がコンピュータ３３により受信される。選択された
イメージングモードに応じて、コンピュータは当該イメージングモードと関連す
る傾斜電流パルスの形状及びその他のパラメータを決定する。この点に関し、一
例として、傾斜電流パルスは台形形状を有するとともに１msのパルス持続時間、
各々０．１msの上昇時間及び下降時間及び６００Ｖの振幅のようなパラメータを
有するものとする。このデータに基づいて、コンピュータは関連する傾斜パルス
のサンプルの数及び大きさを計算する。図２はコンピュータを単一機能ブロック
として示すが、実際の応用では上述の機能は中央制御装置１７(図１)と専用のプ
ロセッサの組合せで実施することができる。この場合、中央制御装置は波形に関
するコードと前記パラメータの値のみを出力し、専用プロセッサが関連する傾斜
パルスサンプルの大きさを計算する。
生する制御装置の詳細図である。本発明ＭＲＩ装置のユーザが所定のイメージン
グモードを選択し、この選択がコンピュータ３３により受信される。選択された
イメージングモードに応じて、コンピュータは当該イメージングモードと関連す
る傾斜電流パルスの形状及びその他のパラメータを決定する。この点に関し、一
例として、傾斜電流パルスは台形形状を有するとともに１msのパルス持続時間、
各々０．１msの上昇時間及び下降時間及び６００Ｖの振幅のようなパラメータを
有するものとする。このデータに基づいて、コンピュータは関連する傾斜パルス
のサンプルの数及び大きさを計算する。図２はコンピュータを単一機能ブロック
として示すが、実際の応用では上述の機能は中央制御装置１７(図１)と専用のプ
ロセッサの組合せで実施することができる。この場合、中央制御装置は波形に関
するコードと前記パラメータの値のみを出力し、専用プロセッサが関連する傾斜
パルスサンプルの大きさを計算する。
【００１３】
このようにして決定された傾斜パルスサンプルはディジタル形式で、マルチデ
ータライン３５を経てアナログ−ディジタル変換器３７に転送され、この変換器
がディジタル入力値に等しいアナログ値を有する出力信号を発生する。このアナ
ログ出力信号は差形成装置３９の正入力端子に供給される。傾斜コイル３を流れ
る電流の瞬時値の測定値である帰還信号が差形成装置３９の負入力端子に供給さ
れる。差形成装置３９の出力信号を構成する差信号はアナログ−ディジタル変換
器４１に供給され、この変換器が前記差信号をディジタル形式で、マルチデータ
ライン４３を経て、パルス幅変調コンバータ（ＰＷＭコンバータ）として作用す
るプロセッサ４５に供給する。既知のように、このようなＰＷＭコンバータは固
定の周期Ｔを有するとともにＰＷＭコンバータに供給された入力信号に比例する
パルス幅を有するパルス状信号を発生する。
ータライン３５を経てアナログ−ディジタル変換器３７に転送され、この変換器
がディジタル入力値に等しいアナログ値を有する出力信号を発生する。このアナ
ログ出力信号は差形成装置３９の正入力端子に供給される。傾斜コイル３を流れ
る電流の瞬時値の測定値である帰還信号が差形成装置３９の負入力端子に供給さ
れる。差形成装置３９の出力信号を構成する差信号はアナログ−ディジタル変換
器４１に供給され、この変換器が前記差信号をディジタル形式で、マルチデータ
ライン４３を経て、パルス幅変調コンバータ（ＰＷＭコンバータ）として作用す
るプロセッサ４５に供給する。既知のように、このようなＰＷＭコンバータは固
定の周期Ｔを有するとともにＰＷＭコンバータに供給された入力信号に比例する
パルス幅を有するパルス状信号を発生する。
【００１４】
プロセッサ４５の出力信号は電力増幅器５１の制御入力端子に供給される。こ
の電力増幅器は所謂Ｈ形ブリッジとして構成され、即ちこの増幅器は２つの方向
に電流を出力することができる。この増幅器の負荷の各端には２つの電流方向の
各々に対し各別の出力トランジスタが設けられるため、この増幅器はＨ形に配置
された全部で４つの出力トランジスタを含む。これらのトランジスタの各々は、
プロセッサ４５の出力４７のそれぞれの出力導体４７-1、４７-2、４７-3又は４
７-4により制御される。各出力導体４７-iには関連するバッファ増幅器４９-iが
設けられる。２つの出力導体５３-1及び５３-2からなる出力５３は、プロセッサ
４５の出力４７の電圧により決定される時間とともに変化する電流を流す。つま
り、出力４７の対応する出力導体にパルスが存在するかしないかに応じて、電力
増幅器５１の出力トランジスタの一方の対が導通状態に駆動されると、他方の対
が非導通になり、またその逆となる。
の電力増幅器は所謂Ｈ形ブリッジとして構成され、即ちこの増幅器は２つの方向
に電流を出力することができる。この増幅器の負荷の各端には２つの電流方向の
各々に対し各別の出力トランジスタが設けられるため、この増幅器はＨ形に配置
された全部で４つの出力トランジスタを含む。これらのトランジスタの各々は、
プロセッサ４５の出力４７のそれぞれの出力導体４７-1、４７-2、４７-3又は４
７-4により制御される。各出力導体４７-iには関連するバッファ増幅器４９-iが
設けられる。２つの出力導体５３-1及び５３-2からなる出力５３は、プロセッサ
４５の出力４７の電圧により決定される時間とともに変化する電流を流す。つま
り、出力４７の対応する出力導体にパルスが存在するかしないかに応じて、電力
増幅器５１の出力トランジスタの一方の対が導通状態に駆動されると、他方の対
が非導通になり、またその逆となる。
【００１５】
電力増幅器５１により供給される電流はフィルタ装置５５を通過し、このフィ
ルタがＲＦレンジ内及びそれ以上の周波数を抑圧する。２つの出力導体５３-1及
び５３-2の各々には専用の低域通過フィルタが設けられ、このフィルタの最も簡
単な例はこの導体と直列のインダクタンスと、このインダクタンスの下流側で接
地されたキャパシタとからなり、フィルタ装置５５は２つの低域通過フィルタか
らなる。フィルタ装置５５によりフィルタ処理された電流はユーザにより所望さ
れたイメージングモードと関連する所望の傾斜電流パルスを構成する。これらの
傾斜電流パルスは増幅器５１の入力に供給されるＰＷＭ信号の離散値を構成する
一連の連続傾斜パルスサンプルから形成される。既知のように、ＰＷＭコンバー
タにおけるこれらの傾斜パルスサンプルの大きさは増幅器５１の入力に供給され
るＰＷＭ信号の低周波数信号成分に比例する。（ＲＦ信号成分はフィルタ装置５
５により除去される）。傾斜コイル３を流れる電流は電流センサ５７も流れ、こ
のセンサが傾斜コイルを流れる電流の測定値である信号を発生する。この信号は
差形成装置３９の負入力端子に帰還され、計算された傾斜パルスサンプルの大き
さを表わすアナログ信号から差し引かれる。
ルタがＲＦレンジ内及びそれ以上の周波数を抑圧する。２つの出力導体５３-1及
び５３-2の各々には専用の低域通過フィルタが設けられ、このフィルタの最も簡
単な例はこの導体と直列のインダクタンスと、このインダクタンスの下流側で接
地されたキャパシタとからなり、フィルタ装置５５は２つの低域通過フィルタか
らなる。フィルタ装置５５によりフィルタ処理された電流はユーザにより所望さ
れたイメージングモードと関連する所望の傾斜電流パルスを構成する。これらの
傾斜電流パルスは増幅器５１の入力に供給されるＰＷＭ信号の離散値を構成する
一連の連続傾斜パルスサンプルから形成される。既知のように、ＰＷＭコンバー
タにおけるこれらの傾斜パルスサンプルの大きさは増幅器５１の入力に供給され
るＰＷＭ信号の低周波数信号成分に比例する。（ＲＦ信号成分はフィルタ装置５
５により除去される）。傾斜コイル３を流れる電流は電流センサ５７も流れ、こ
のセンサが傾斜コイルを流れる電流の測定値である信号を発生する。この信号は
差形成装置３９の負入力端子に帰還され、計算された傾斜パルスサンプルの大き
さを表わすアナログ信号から差し引かれる。
【００１６】
本発明を説明するために、出力４７の出力導体の任意の１つに発生し得るいく
つかの信号（仮想またはそうでない）を図３にグラフ的に示す。パルスはディジ
タルプロセッサによりＰＷＭモードに従って形成されるため、プロセッサ４５に
より当該出力に発生されるＰＷＭパルス５９のパルス長は時間単位で離散化され
る。このパルス状信号の周期はＴで示す。パルス持続時間の数は実際の例ではも
っと多い（例えば２10＝１０２４）が、明瞭のために、パルス持続時間は５つの
値（０、０．２５Ｔ，０．５Ｔ，０．７５Ｔ，Ｔ）のみであるものとする。
つかの信号（仮想またはそうでない）を図３にグラフ的に示す。パルスはディジ
タルプロセッサによりＰＷＭモードに従って形成されるため、プロセッサ４５に
より当該出力に発生されるＰＷＭパルス５９のパルス長は時間単位で離散化され
る。このパルス状信号の周期はＴで示す。パルス持続時間の数は実際の例ではも
っと多い（例えば２10＝１０２４）が、明瞭のために、パルス持続時間は５つの
値（０、０．２５Ｔ，０．５Ｔ，０．７５Ｔ，Ｔ）のみであるものとする。
【００１７】
このシステムに含まれるプロセッサの一つ、例えばコンピュータ３３又はプロ
セッサ４５又は任意の他のプロセッサは図２に示すシステムにより形成すべき傾
斜パルスサンプル、例えば第ｉ番傾斜パルスサンプルの所望値を計算する。この
所望値は図３に破線６１で示すパルス持続時間、例えば０．５６Ｔに対応する。
この値はプロセッサ４５の可能性に属するため、このプロセッサ内でＰＷＭパル
スを生成するために使用するプログラムはこの所望値０．５６Ｔをこの傾斜パル
スサンプルの所望値の最良の近似である離散値０．５Ｔに丸める。従って、この
値と所望値との差は０．０６Ｔにのぼり、これが図３にΔ1で示されている。こ
の差はプロセッサ４５のメモリに記憶される。プロセッサ４５の当該出力にはこ
のとき破線６３で示すような０．５Ｔに等しいパルス持続時間を有するパルスが
発生される。
セッサ４５又は任意の他のプロセッサは図２に示すシステムにより形成すべき傾
斜パルスサンプル、例えば第ｉ番傾斜パルスサンプルの所望値を計算する。この
所望値は図３に破線６１で示すパルス持続時間、例えば０．５６Ｔに対応する。
この値はプロセッサ４５の可能性に属するため、このプロセッサ内でＰＷＭパル
スを生成するために使用するプログラムはこの所望値０．５６Ｔをこの傾斜パル
スサンプルの所望値の最良の近似である離散値０．５Ｔに丸める。従って、この
値と所望値との差は０．０６Ｔにのぼり、これが図３にΔ1で示されている。こ
の差はプロセッサ４５のメモリに記憶される。プロセッサ４５の当該出力にはこ
のとき破線６３で示すような０．５Ｔに等しいパルス持続時間を有するパルスが
発生される。
【００１８】
次に、形成すべき次の傾斜パルスサンプル、即ち第(i+1)番傾斜パルスサンプ
ルの所望値が計算される。図３では、この所望値は破線６５で示すパルス持続時
間、例えば０．６１Ｔに対応する。この所望値をその最良の近似である離散値に
丸めれば、破線６３で示すように０．５Ｔのパルス持続時間が再び得られる。し
かし、本発明では、前傾斜パルスサンプルに対し考慮されなかった量(即ち、記
憶された０．０６Ｔにのぼる差)を現周期内に形成すべき傾斜パルスサンプルの
持続時間に加える。従って、第(i+1)番傾斜パルスサンプルの所望値は図３に破
線６７で示すように０．６１Ｔ＋０．０６Ｔ＝０．６７Ｔの値になる。この値は
この所望値に最も近い離散値、即ち実線６９で示すような０．７５Ｔのパルス持
続時間に丸められる。この離散化により生ずる偏差(図３にΔ2で示されている)
を再びプロセッサ４５のメモリに記憶して第(i+2)番の傾斜パルスサンプルの所
望値の補正に使用する。過大なパルス持続時間が第(i+1)番の傾斜パルスサンプ
ルの離散化中に形成されるため、このとき記憶された値を第(i+2)番の傾斜パル
スサンプルの計算所望値から差し引く必要がある。
ルの所望値が計算される。図３では、この所望値は破線６５で示すパルス持続時
間、例えば０．６１Ｔに対応する。この所望値をその最良の近似である離散値に
丸めれば、破線６３で示すように０．５Ｔのパルス持続時間が再び得られる。し
かし、本発明では、前傾斜パルスサンプルに対し考慮されなかった量(即ち、記
憶された０．０６Ｔにのぼる差)を現周期内に形成すべき傾斜パルスサンプルの
持続時間に加える。従って、第(i+1)番傾斜パルスサンプルの所望値は図３に破
線６７で示すように０．６１Ｔ＋０．０６Ｔ＝０．６７Ｔの値になる。この値は
この所望値に最も近い離散値、即ち実線６９で示すような０．７５Ｔのパルス持
続時間に丸められる。この離散化により生ずる偏差(図３にΔ2で示されている)
を再びプロセッサ４５のメモリに記憶して第(i+2)番の傾斜パルスサンプルの所
望値の補正に使用する。過大なパルス持続時間が第(i+1)番の傾斜パルスサンプ
ルの離散化中に形成されるため、このとき記憶された値を第(i+2)番の傾斜パル
スサンプルの計算所望値から差し引く必要がある。
【００１９】
上述した処理の繰返しは、電流パルスの所望の電流が零になっても続く。差形
成装置３９と電流センサ５７(図２)との間に位置する制御回路の区分は出力電流
を、差形成回路３９の誤差信号の振幅が最小になるように制御する。２つの離散
値（上述の例では０．５Ｔ及び０．７５Ｔ）の間に位置する傾斜パルスサンプル
の所望値(上述の例では０．５６Ｔ)に対し誤差信号の振幅が最小になる状態が生
起すれば、プロセッサ４５は、その前の傾斜パルスサンプルから補正要素が残存
しない場合には、この所望値を０．５Ｔに丸め、従って傾斜パルスサンプルに０
．０６Ｔに対応する誤差を生ずる。プロセッサ４５は０．５０Ｔ又は０．７５Ｔ
のデューティサイクルに対応する傾斜パルスサンプルを実現し得るのみであるた
め、実際には全ての場合に電流誤差が生ずる。補正要素が前傾斜パルスサンプル
から残存する場合には、傾斜パルスサンプルは０．５Ｔ又は０．７５Ｔの状態に
なるため、ＰＷＭコンバータにより離散化された傾斜パルスサンプルの平均値は
所望値（非離散化値）、即ち本例では０．５６Ｔに対応する。
成装置３９と電流センサ５７(図２)との間に位置する制御回路の区分は出力電流
を、差形成回路３９の誤差信号の振幅が最小になるように制御する。２つの離散
値（上述の例では０．５Ｔ及び０．７５Ｔ）の間に位置する傾斜パルスサンプル
の所望値(上述の例では０．５６Ｔ)に対し誤差信号の振幅が最小になる状態が生
起すれば、プロセッサ４５は、その前の傾斜パルスサンプルから補正要素が残存
しない場合には、この所望値を０．５Ｔに丸め、従って傾斜パルスサンプルに０
．０６Ｔに対応する誤差を生ずる。プロセッサ４５は０．５０Ｔ又は０．７５Ｔ
のデューティサイクルに対応する傾斜パルスサンプルを実現し得るのみであるた
め、実際には全ての場合に電流誤差が生ずる。補正要素が前傾斜パルスサンプル
から残存する場合には、傾斜パルスサンプルは０．５Ｔ又は０．７５Ｔの状態に
なるため、ＰＷＭコンバータにより離散化された傾斜パルスサンプルの平均値は
所望値（非離散化値）、即ち本例では０．５６Ｔに対応する。
【００２０】
制御ループにおける種々の積分効果のために(特に傾斜コイルの誘導性のため
に)、このループはＰＷＭコンバータの周期より（はるかに）長い時定数を示す
。従って、この制御ループは離散値に応答しないで、離散化された傾斜パルスサ
ンプルの平均値に応答する。これにより傾斜電流に大きな時間積分偏差(面積誤
差)が発生することが阻止され、ＭＲＩイメージング中における位置指示プロセ
スが著しく妨害されることがなくなる。
に)、このループはＰＷＭコンバータの周期より（はるかに）長い時定数を示す
。従って、この制御ループは離散値に応答しないで、離散化された傾斜パルスサ
ンプルの平均値に応答する。これにより傾斜電流に大きな時間積分偏差(面積誤
差)が発生することが阻止され、ＭＲＩイメージング中における位置指示プロセ
スが著しく妨害されることがなくなる。
【００２１】
上述の方法は下記の表１に基づいて説明される。この表はＰＷＭコンバータの
１５周期中のプロセスを示し、第１欄は周期の連続番号(No)を示す。後続の欄は
ＰＷＭコンバータの関連するデューティサイクルの値を示す。即ち、第２欄は当
該傾斜パルスサンプルの所望値Ｕdesを示し、第３欄は前周期から発生した補正
が与えられた当該傾斜パルスサンプルの所望値Ｕdes′を示し、第４欄は当該傾
斜パルスサンプルの関連する離散値Ｕdiscを示し、第５欄は第３欄の値と第４欄
の値との差を示し、従ってこの差が次の周期に与えるべき補正Ｕcorrを構成する
。
１５周期中のプロセスを示し、第１欄は周期の連続番号(No)を示す。後続の欄は
ＰＷＭコンバータの関連するデューティサイクルの値を示す。即ち、第２欄は当
該傾斜パルスサンプルの所望値Ｕdesを示し、第３欄は前周期から発生した補正
が与えられた当該傾斜パルスサンプルの所望値Ｕdes′を示し、第４欄は当該傾
斜パルスサンプルの関連する離散値Ｕdiscを示し、第５欄は第３欄の値と第４欄
の値との差を示し、従ってこの差が次の周期に与えるべき補正Ｕcorrを構成する
。
【００２２】
【表１】
【００２３】
上記の表１に示す数値は、当該傾斜パルスサンプルの一定の所望値Ｕdesに対
し傾斜パルスサンプルの離散値Ｕdiscの平均値がこの所望値に近似することを示
している。
し傾斜パルスサンプルの離散値Ｕdiscの平均値がこの所望値に近似することを示
している。
【図１】 通常の磁気共鳴装置の全体構造を線図的に示す図である。
【図２】 傾斜パルスサンプルを発生する制御装置の構成図を示す。
【図３】 図２に示す制御装置内のＰＷＭコンバータの出力信号の変化をグラフ
的に示す図である。
的に示す図である。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ウィルヘルムス デー ハー ファン フ
ロニンゲン
オランダ国 5656 アーアー アインドー
フェン プロフ ホルストラーン ６
(72)発明者 ロッベルト イェー ファン ヴェッセン
ベーク
オランダ国 5656 アーアー アインドー
フェン プロフ ホルストラーン ６
(72)発明者 ポーラス ペー イェー ファン デン
ボス
オランダ国 5656 アーアー アインドー
フェン プロフ ホルストラーン ６
Ｆターム(参考） 4C096 AB33 AD07 AD09 BB02 CB10
CB12
Claims (4)
- 【請求項１】 各々一連の連続傾斜パルスサンプルからなる傾斜電流パルスによ
って装置のイメージング領域内に傾斜磁界を発生する傾斜コイルを有する傾斜磁
界装置と、 前記傾斜コイルに接続された制御装置とを含み、 前記制御装置が、傾斜パルスサンプルを発生するために、コンバータとプロセ
ッサ手段を含み、 前記コンバータが受信する離散信号によって指定される値を有するアナログ信
号を発生し、そのアナログ信号を電力増幅器に供給して傾斜パルスサンプルを発
生し、 前記プロセッサ手段が、 第１傾斜パルスサンプルの所望値、 第１傾斜パルスサンプルの所望値に近似する第１離散値、 同一の傾斜電流パルスと関連する第１傾斜パルスサンプルに続く第２傾斜パル
スサンプルの所望値、 第２傾斜パルスサンプルの所望値に近似する第２離散値、 を計算し、連続する離散値が前記コンバータが受信する離散信号を構成すること
を特徴とする磁気共鳴装置において、 前記プロセッサ手段が、更に、 前記第１傾斜パルスサンプルの所望値と前記離散値との差を計算するとともに
、前記差を記憶し、 前記第２傾斜パルスサンプルの値をその計算中に前記差を用いて補正するよう
構成されていることを特徴とする磁気共鳴装置。 - 【請求項２】 前記アナログ信号を発生するコンバータはディジタル制御パルス
幅変調コンバータからなることを特徴とする請求項１記載の磁気共鳴装置。 - 【請求項３】 前記ディジタル制御パルス幅変調コンバータは適切にプログラム
されたマイクロプロセッサからなることを特徴とする請求項２記載の磁気共鳴装
置。 - 【請求項４】 請求項１-３の何れかに記載された磁気共鳴装置内の傾斜電流パ
ルスを形成するための傾斜パルスサンプル発生用制御装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99203871.1 | 1999-11-19 | ||
| EP99203871 | 1999-11-19 | ||
| PCT/EP2000/010735 WO2001038894A1 (en) | 1999-11-19 | 2000-10-30 | Mri apparatus with digital control and correction of the gradient current pulses |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003514643A true JP2003514643A (ja) | 2003-04-22 |
Family
ID=8240881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001540391A Withdrawn JP2003514643A (ja) | 1999-11-19 | 2000-10-30 | 磁気共鳴装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6400158B1 (ja) |
| EP (1) | EP1159631A1 (ja) |
| JP (1) | JP2003514643A (ja) |
| WO (1) | WO2001038894A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102890254A (zh) * | 2011-07-20 | 2013-01-23 | 西门子公司 | 在考虑电感性耦合的情况下控制梯度线圈 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7136763B2 (en) * | 2003-06-17 | 2006-11-14 | General Motors Corporation | Increasing current and voltage sensor accuracy and resolution in electric and hybrid electric vehicles |
| DE10353965A1 (de) * | 2003-11-19 | 2005-06-09 | Siemens Ag | Verstärker mit endstufen-gesteuerter Regelung |
| DE102004029413B4 (de) * | 2004-06-18 | 2015-11-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Elektrischer Verstärker und Verfahren zu dessen Steuerung |
| RU2562935C2 (ru) * | 2010-06-17 | 2015-09-10 | Конинклейке Филипс Электроникс Н.В. | Источник питания градиентной катушки и система магнитно-резонансной визуализации |
| US9541618B2 (en) * | 2010-12-20 | 2017-01-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | State space feedback controller in the digital domain for an MRI gradient coil power supply |
| US10024937B2 (en) * | 2011-09-27 | 2018-07-17 | Koninklijke Philips N.V. | Gradient amplifier with compensation for dead time and forward voltage |
| EP4152038A1 (de) * | 2021-09-15 | 2023-03-22 | Siemens Healthcare GmbH | Verfahren, vorrichtungen und system zur korrektur einer wirkung eines störeffekts auf ein gradientensystem |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4713615A (en) * | 1985-08-30 | 1987-12-15 | Resonex, Inc. | Quantization error reduction method for phase encode gradient in NMR imaging |
| EP0250718A1 (de) * | 1986-06-30 | 1988-01-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Stromversorgung für einen induktiven Verbraucher, insbesondere eine Gradientenspule, mit Steuer- und Regeleinrichtung |
| NL9100138A (nl) * | 1991-01-28 | 1992-08-17 | Philips Nv | Magnetische resonantie werkwijze en inrichting ter reductie van beeldfouten in een magnetisch resonantiebeeld. |
| US5227728A (en) * | 1991-11-01 | 1993-07-13 | The Regents Of The University Of California | Gradient driver control in magnetic resonance imaging |
| US5442290A (en) * | 1992-08-04 | 1995-08-15 | The Regents Of The University Of California | MRI gradient drive current control using all digital controller |
| DE19706756C2 (de) * | 1997-02-20 | 2001-08-09 | Siemens Ag | Gradientenverstärker für einen Kernspintomographen und Kernspintomograph |
| DE19729431C2 (de) | 1997-07-09 | 2000-05-31 | Siemens Ag | Ansteuereinrichtung, Schaltverstärker und Ansteuerverfahren |
-
2000
- 2000-10-30 EP EP00977450A patent/EP1159631A1/en not_active Withdrawn
- 2000-10-30 WO PCT/EP2000/010735 patent/WO2001038894A1/en active Application Filing
- 2000-10-30 JP JP2001540391A patent/JP2003514643A/ja not_active Withdrawn
- 2000-11-20 US US09/716,906 patent/US6400158B1/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102890254A (zh) * | 2011-07-20 | 2013-01-23 | 西门子公司 | 在考虑电感性耦合的情况下控制梯度线圈 |
| US9176209B2 (en) | 2011-07-20 | 2015-11-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Controlling gradient coils taking the inductive coupling into account |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2001038894A1 (en) | 2001-05-31 |
| EP1159631A1 (en) | 2001-12-05 |
| US6400158B1 (en) | 2002-06-04 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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|
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