JP2003333898A - Synchronous motor and controller for induction motor - Google Patents

Synchronous motor and controller for induction motor

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JP2003333898A
JP2003333898A JP2002138086A JP2002138086A JP2003333898A JP 2003333898 A JP2003333898 A JP 2003333898A JP 2002138086 A JP2002138086 A JP 2002138086A JP 2002138086 A JP2002138086 A JP 2002138086A JP 2003333898 A JP2003333898 A JP 2003333898A
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JP
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motor
armature
current
synchronous motor
power converter
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JP2002138086A
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Inventor
Hideyuki Nishida
英幸 西田
Hiroshi Osawa
博 大沢
Masahide Koshiba
昌英 小柴
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Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
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  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain large brake torque by setting regenerative power to zero and to use a diode converter as a power converter. <P>SOLUTION: When brake torque is generated by a small facility which almost does not have the absorbtion capability of regenerative power at the braking time of a motor 2 like an electric propulsion unit of a ship, a section of single- dotted chain line is added to a conventional vector controller, a switch 10i is closed when a braking time is decided by a motor deciding unit 10h, an armature-magnetizing current component iM and a field current component if are increased via a ramp function 10j, an amplifier 10k or the like, and the total value of losses of the motor, power converter and cable is increased, and the regenerative power is set to zero. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、半導体電力変換
装置を用いて同期電動機および誘導電動機を可変速制御
する制御装置、特に船舶の電気推進などを対象とする推
進用の同期電動機および誘導電動機で制動トルクの増大
を図る制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for variable speed control of a synchronous motor and an induction motor using a semiconductor power converter, and more particularly to a synchronous motor and an induction motor for propulsion intended for electric propulsion of ships. The present invention relates to a control device that increases braking torque.

【０００２】[0002]

【従来の技術】同期電動機の高性能可変速制御としてベ
クトル制御が知られており、その原理は、例えば、「富
士時報」第５３巻，第９号，ｐ．６４０〜６４８（１９
８０）"交流機のトランスベクトル制御"等を始めとする
多くの文献で紹介されている。この制御によれば、同期
電動機のトルクを高応答かつ高精度に制御できる。ま
た、同期電動機の力率を１に制御できるので、同期電動
機や電力変換装置を高効率かつ小形にすることができ
る。2. Description of the Related Art Vector control is known as high-performance variable speed control of a synchronous motor, and the principle thereof is described, for example, in "Fuji Jikki", Vol. 53, No. 9, p. 640-648 (19
80) It has been introduced in many documents including "Transformer Vector Control of AC Machines". According to this control, the torque of the synchronous motor can be controlled with high response and high accuracy. Moreover, since the power factor of the synchronous motor can be controlled to 1, the synchronous motor and the power converter can be made highly efficient and compact.

【０００３】図４に同期電動機のベクトル図を示す。な
お、特にベクトル量を意識するときは符号にドット
「・」を付すこととし、以下同様とする。同図におい
て、ψ（・）は電機子鎖交磁束であり、これは界磁電流
ｉf（・）によって生じる鎖交磁束ψf（・）と、電機子
電流ｉ（・）によって生じる電機子反作用鎖交磁束ψa
（・）とを合成して作られる。ｖ（・）は電機子電圧で
あり、電機子抵抗を無視すれば電機子鎖交磁束ψ（・）
に直交する。同期電動機のベクトル制御では、電機子電
流ｉ（・）を電機子鎖交磁束ψ（・）に平行する成分ｉ
M（・）と、同じく直交する成分ｉT（・）とに分解し、
各成分を独立に制御する点が特徴である。ｉM（・）は
電機子鎖交磁束に直接影響する電流成分であるので電機
子磁化電流と呼ばれ、トルクはψ（・）の大きさとｉT
（・）の大きさとの積に比例するので、ｉT（・）はト
ルク電流と呼ばれている。電機子磁化電流ｉM（・）を
ゼロに制御すれば、図５に示すベクトル図のように、電
機子電圧ｖ（・）と電機子電流ｉ（・）のベクトルの方
向が一致し、同期電動機の力率を１にできる。なお、ｄ
軸とベクトルψ（・）との交角δは負荷角と呼ばれてい
る。FIG. 4 shows a vector diagram of the synchronous motor. When the vector amount is particularly taken into consideration, a dot "." Is added to the code, and the same applies hereinafter. Armature in FIG, [psi (·) is the armature flux linkage, this is the flux linkage ψ f (·) generated by the field current i f (·), caused by the armature current i (·) Reaction interlinkage magnetic flux ψ a
It is made by combining (・) and. v (•) is the armature voltage, and if the armature resistance is ignored, the armature flux linkage ψ (•)
Orthogonal to. In vector control of a synchronous motor, the armature current i (•) is a component i parallel to the armature flux linkage ψ (•).
Decompose into M (・) and the same orthogonal component i T (・),
The feature is that each component is controlled independently. Since i M (•) is a current component that directly affects the armature flux linkage, it is called the armature magnetizing current, and the torque is the magnitude of ψ (•) and i T
I T (•) is called torque current because it is proportional to the product of (•) and its magnitude. If the armature magnetizing current i M (•) is controlled to zero, the vector directions of the armature voltage v (•) and the armature current i (•) match and the synchronization is achieved, as shown in the vector diagram of FIG. The power factor of the electric motor can be set to 1. Note that d
The angle of intersection δ between the axis and the vector ψ (·) is called the load angle.

【０００４】図６は同期電動機のベクトル制御装置の従
来例を示す構成図で、電力変換器にサイクロコンバータ
1を用いた例である。サイクロコンバータは一般的に、
交流電源から直接可変電圧，可変周波数の交流電源を得
る電力変換器で、ここでは、同期電動機２（ＳＭ）に電
力を供給するとともに、減速時などでは同期電動機から
電源系統に電力を回生する。３は同期電動機の界磁用の
整流器、４は同期電動機の磁極位置を検出する位置検出
器である。サイクロコンバータの入力と界磁用の整流器
の入力は同一の電源につながれているが、一般に界磁電
圧は電機子電圧に比べて低いので、変圧器５で電圧を降
圧するようにしている。FIG. 6 is a block diagram showing a conventional example of a vector controller for a synchronous motor, in which a cycloconverter is used as a power converter.
This is an example using 1. Cycloconverters are generally
This is a power converter that directly obtains a variable voltage and variable frequency AC power source from an AC power source. Here, power is supplied to the synchronous motor 2 (SM), and power is regenerated from the synchronous motor to the power supply system during deceleration. Reference numeral 3 is a rectifier for the field of the synchronous motor, and 4 is a position detector for detecting the magnetic pole position of the synchronous motor. The input of the cycloconverter and the input of the field rectifier are connected to the same power supply, but since the field voltage is generally lower than the armature voltage, the voltage is reduced by the transformer 5.

【０００５】図６で破線により囲んだ１０は制御装置で
あり、以下のように構成される。速度調節器１０ａは、
速度指令ω*と速度（検出値）ωとの偏差を増幅して、
速度のフィードバック制御を行なう。速度調節器１０ａ
の出力はトルク指令Ｔ*となり、これを電機子鎖交磁束
指令ψ*で割って、トルク電流指令ｉT *とする。一方、
磁化電流指令ｉM *は同期電動機の力率を１に制御するた
めゼロに設定する。磁束演算器１０ｂはｉTとｉMの指令
であるｉT *，ｉM *およびｉf *から電機子鎖交磁束の大き
さψと負荷角δを演算する。ｉT *とｉM *は、座標変換器
１０ｃにより図７に示すように、座標軸を磁極位置θと
δとの和だけ回転させて、電機子座標系の電流指令ｉα
*，ｉβ*に変換される。さらに、ｉα*，ｉβ*は2相／
３相変換器１０ｄにより３相の電流指令ｉa *，ｉb *，ｉ
c *に変換され、電流調節器１０ｅで指令した３相電流が
得られるようにフィードバック制御される。その結果、
指令したｉT *，ｉM *に一致したｉT，ｉMが流れるよう
に、電機子電流が制御される。また、ψ*とψとの偏差
を磁束調節器１０ｆで増幅し、その出力をｃｏｓδで割
って、界磁電流指令ｉf *が演算される。さらに、ｉfと
ｉf *との偏差を界磁電流調節器１０ｇで増幅して、界磁
電流ｉfをｉf *に一致させるように制御する。In FIG. 6, reference numeral 10 surrounded by a broken line is a control device, which is constructed as follows. The speed controller 10a is
Amplify the deviation between the speed command ω * and the speed (detection value) ω,
Performs feedback control of speed. Speed controller 10a
The output of the torque command T * becomes, which is divided by the armature flux linkage command [psi *, and the torque current command i T *. on the other hand,
The magnetizing current command i M * is set to zero in order to control the power factor of the synchronous motor to 1. The magnetic flux calculator 10b calculates the magnitude ψ of the armature interlinkage magnetic flux and the load angle δ from i T * , i M * and if * which are the commands of i T and i M. As shown in FIG. 7, the coordinate converter 10c rotates i T * and i M * by rotating the coordinate axis by the sum of the magnetic pole positions θ and δ to obtain the current command iα in the armature coordinate system.
* , Iβ * . Furthermore, iα * and iβ * are two phases /
The three-phase converter 10d causes the three-phase current commands i a * , i b * , i
It is converted into c * and feedback-controlled so that the three-phase current commanded by the current regulator 10e can be obtained. as a result,
The armature current is controlled so that i T and i M that match the commanded i T * and i M * flow. Further, the deviation between ψ * and ψ is amplified by the magnetic flux adjuster 10f, and its output is divided by cos δ to calculate the field current command if * . Further, by amplifying the difference between the i f and i f * by the field current controller 10 g, controls to match the field current i f to i f *.

【０００６】一方、誘導電動機の高性能可変速制御とし
てベクトル制御は、同期電動機のベクトル制御に対して
界磁巻線がなくなったものとみなして良い。すなわち、
ベクトル図は図８のようになる。つまり、同期電動機の
場合と同じく、電機子電流ｉ（・）を電機子鎖交磁束ψ
（・）に平行する成分ｉM（・）と、同じく直交する成
分ｉT（・）とに分解し各成分を独立に制御するが、界
磁巻線がないため電機子鎖交磁束ψ（・）は電機子磁化
電流ｉMのみから作られる。このため、誘導電動機の力
率は１とはならない。On the other hand, the vector control as the high-performance variable speed control of the induction motor can be regarded as the elimination of the field winding as compared with the vector control of the synchronous motor. That is,
The vector diagram is shown in FIG. That is, as in the case of the synchronous motor, the armature current i (.)
The component i M (•) parallel to (•) and the component i T (•) that is also orthogonal are decomposed to control each component independently, but since there is no field winding, the armature flux linkage ψ ( ) Is made only from the armature magnetizing current i M. Therefore, the power factor of the induction motor does not become 1.

【０００７】図９は誘導電動機のベクトル制御装置の従
来例を示す構成図で、電力変換器にＰＷＭコンバータ１
ｃとインバータ１ｂを用いた例である。ＰＷＭコンバー
タ１ｃで直流中間電圧を作り、インバータ１ｂで直流を
交流に変換して誘導電動機２ａに給電する。４は誘導電
動機２ａの磁極位置を検出する位置検出器である。図９
に破線で囲んだ部分１０は制御装置であり、以下のよう
に構成される。速度調節器１０ａは、速度指令ω*と速
度検出値ωとの偏差を増幅して、速度のフィードバック
制御を行なう。速度調節器１０ａの出力はトルク指令Ｔ
*となり、これを電機子鎖交磁束指令ψ*で割ってトルク
電流指令ｉT *とする。一方、磁化電流指令ｉM *は、電機
子鎖交磁束指令ψ*から磁化電流演算器１０ｍで演算さ
れる。ｉT *とｉM *はそれぞれ、電流検出値を２相／３相
変換器１０ｄ２および座標変換器１０ｃ２により変換し
たｉTとｉMを用いて、電流調節器１０ｅ１，１０ｅ２で
フィードバック制御が行なわれる。これにより、電流検
出値ｉT，ｉMがそれぞれ指令値ｉT *，ｉM *に一致するよ
う、電機子電流が制御される。電流調節器１０ｅ１，１
０ｅ２の出力は、座標変換器１０ｃ１および２相／３相
変換器１０ｄ１で電機子座標系の電圧指令ｖa *，ｖb *，
ｖc *に変換される。FIG. 9 is a block diagram showing a conventional example of a vector controller for an induction motor, in which a PWM converter 1 is used as a power converter.
This is an example using c and the inverter 1b. The PWM converter 1c produces a DC intermediate voltage, the inverter 1b converts the DC into an AC, and the induction motor 2a is supplied with power. A position detector 4 detects the magnetic pole position of the induction motor 2a. Figure 9
A portion 10 surrounded by a broken line is a control device and is configured as follows. The speed adjuster 10a amplifies the deviation between the speed command ω * and the speed detection value ω to perform speed feedback control. The output of the speed controller 10a is the torque command T
* , Which is divided by the armature flux linkage command ψ * to obtain the torque current command i T * . On the other hand, the magnetizing current command i M * is calculated by the magnetizing current calculator 10 m from the armature interlinkage magnetic flux command ψ * . For i T * and i M * , feedback control is performed by the current regulators 10e1 and 10e2 using i T and i M obtained by converting the detected current value by the 2-phase / 3-phase converter 10d2 and the coordinate converter 10c2, respectively. Be done. As a result, the armature current is controlled so that the detected current values i T and i M match the command values i T * and i M * , respectively. Current regulator 10e1,1
The output of 0e2 is the voltage command v a * , v b * of the armature coordinate system in the coordinate converter 10c1 and the 2-phase / 3-phase converter 10d1.
converted to v c * .

【０００８】[0008]

【発明が解決しようとする課題】サイクロコンバータ
は、通常は同期電動機に電力を供給するが、同期電動機
を減速させるような場合には、回転方向とは逆方向のト
ルク、すなわち制動トルクを出力する。このとき、サイ
クロコンバータは電動機やそれに接続された機械の慣性
に蓄えられた運動エネルギーを電気エネルギーに変換し
て電源に電力を回生する。しかし、商用電源につながれ
ていない電源から給電するときには、回生できる電力量
に制限が生じることがある。例えば、船舶の電気推進装
置では、電源は一般にディーゼルエンジンと発電機とか
ら構成される。The cycloconverter normally supplies electric power to the synchronous motor, but when decelerating the synchronous motor, it outputs a torque in the direction opposite to the rotation direction, that is, a braking torque. . At this time, the cycloconverter converts the kinetic energy stored in the inertia of the electric motor or the machine connected thereto into electric energy to regenerate electric power in the power supply. However, when power is supplied from a power supply that is not connected to a commercial power supply, the amount of power that can be regenerated may be limited. For example, in an electric propulsion device for a ship, the power source is generally composed of a diesel engine and a generator.

【０００９】ところが、ディーゼルエンジンにはエネル
ギーを吸収する能力はほとんどない。無理に電源に電力
を回生すると、エンジンの回転速度が上昇するなど機器
の故障につながる事態を招いたり、エンジンの寿命が低
下したりするなどの問題が生じるので、回生電力を制限
する必要がある。このため、従来の制御方式では電源に
回生できる電力が非常に小さくなり、制動トルクはほぼ
ゼロに制限されて電動機の減速時間が非常に長くなる場
合があり、船体の運行に支障をきたすという問題が生じ
ている。抵抗と開閉用のスイッチを電源に接続して制動
トルクを出力する場合には、上記開閉用スイッチを閉じ
て、抵抗で回生電力を消費すれば制動トルクを大きくで
きるが、抵抗や開閉用スイッチの分だけ装置が大型化す
るという問題もある。However, the diesel engine has almost no ability to absorb energy. Forcibly regenerating electric power to the power supply causes problems such as equipment failure such as engine speed increase and engine life shortening, so it is necessary to limit regenerative power. . For this reason, in the conventional control method, the electric power that can be regenerated to the power source becomes very small, the braking torque is limited to almost zero, and the deceleration time of the electric motor may become very long, which hinders the operation of the hull. Is occurring. When the resistance and the switch for opening and closing are connected to the power source to output the braking torque, the braking torque can be increased by closing the switch for opening and closing and consuming the regenerative electric power by the resistance. There is also a problem that the device becomes large in size.

【００１０】上記の問題に対し、出願人は特開２０００
−３３３４９８号公報に示すような提案をしている（単
に、提案装置とも言う）。これは、同期電動機が制動ト
ルクを発生させるときのみ、磁化電流を電機子鎖交磁束
を低減する極性に流すとともに、界磁電流を増加させて
同期電動機の力率を低減させ、電機子と界磁の損失を増
加させるもので、その結果、電源に回生される回生電力
が低減またはゼロに制御される。このとき、上記提案装
置では、同期電動機の制動トルク時の軸出力を界磁でも
消費させているため、サイクロコンバータなどの回生可
能な電力変換器が必要である。To address the above-mentioned problems, the applicant of the present invention discloses Japanese Patent Laid-Open No. 2000
The proposal is made as disclosed in Japanese Patent No. 333498 (simply referred to as a proposed device). This is because the magnetizing current flows in a polarity that reduces the armature flux linkage and the field current is increased to reduce the power factor of the synchronous motor only when the synchronous motor generates braking torque. It increases the loss of magnetism, and as a result, the regenerative power regenerated by the power supply is reduced or controlled to zero. At this time, in the above-mentioned proposed device, the shaft output at the time of braking torque of the synchronous motor is consumed even in the field, so that a regenerative power converter such as a cycloconverter is required.

【００１１】さて、電力回生が可能なサイクロコンバー
タは、同期電動機の速度が低いと力率が低下する。この
ため、同期電動機の軸出力に対し大きな電流が必要とな
り、駆動時の損失の増大に伴う効率の低下や発電機の大
型化などの問題が発生する。また、電力回生が可能なＰ
ＷＭコンバータとＰＷＭインバータの組み合わせではサ
イクロコンバータに比べ電力変換器が大きくなる。機器
の収納スペースが限られた船舶等ではこれらの機器の大
きさはできるだけ小さくすることが望ましい。以上、同
期電動機を運転する場合で説明したが、上記の問題は誘
導電動機の場合にも当てはまる。したがって、この発明
の課題は小型の電力変換器を用い、かつ抵抗などの付帯
機器を増加することなく回生電力をゼロにして、同期電
動機および誘導電動機に大きな制動トルクを得られるよ
うにすることにある。In the cycloconverter capable of regenerating electric power, the power factor decreases when the speed of the synchronous motor is low. Therefore, a large current is required for the shaft output of the synchronous motor, which causes problems such as a decrease in efficiency and an increase in size of the generator due to an increase in loss during driving. In addition, P that can regenerate electric power
The combination of the WM converter and the PWM inverter requires a larger power converter than the cycloconverter. It is desirable to reduce the size of these devices as much as possible in a ship or the like where the storage space for the devices is limited. Although the case where the synchronous motor is operated has been described above, the above-described problems also apply to the case of the induction motor. Therefore, an object of the present invention is to use a small-sized power converter and reduce regenerative power to zero without increasing ancillary equipment such as resistors so that a large braking torque can be obtained in a synchronous motor and an induction motor. is there.

【００１２】[0012]

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、同期電動機の電流および
磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交
磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２
の電流成分とに分解し、それぞれの電流成分を独立して
制御する電力変換器を備えた同期電動機の制御装置にお
いて、前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制
動トルク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を
電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流
を増加させ、同期電動機，電力変換器およびケーブルに
おける損失の合計値がほぼ最大となるように電動機の力
率を低減させる力率低減手段と、同期電動機が制動トル
クを出力するときのみ、同期電動機の軸出力の上限を同
期電動機，電力変換器およびケーブルにおける損失の合
計値に関連付けて設定する設定手段と、その設定値にも
とづき電動機トルクを制限する制限手段とを設けたこと
を特徴とする。この請求項１の発明においては、前記電
力変換器はダイオードコンバータとインバータとから構
成することができる（請求項２の発明）。In order to solve such a problem, in the invention of claim 1, the current and the magnetic flux of the synchronous motor are regarded as a vector, and the armature current is parallel to the armature interlinkage magnetic flux vector. Second orthogonal to the current component of 1
In a control device for a synchronous motor equipped with a power converter for separately controlling each current component, when the synchronous motor outputs torque (braking torque) in the opposite direction to the rotation direction. Only, the first current component is caused to flow in a polarity that demagnetizes the armature flux linkage, and the field current is increased, so that the total value of losses in the synchronous motor, the power converter and the cable becomes approximately maximum. And a setting for setting the upper limit of the shaft output of the synchronous motor in association with the total value of the loss in the synchronous motor, the power converter and the cable only when the synchronous motor outputs the braking torque. Means and limiting means for limiting the electric motor torque based on the set value are provided. In the invention of claim 1, the power converter can be composed of a diode converter and an inverter (invention of claim 2).

【００１３】すなわち、従来のベクトル制御では同期電
動機の力率は１に制御されるので、電動機およびサイク
ロコンバータの損失はきわめて小さい。また、提案装置
では、同期電動機の力率を低下させ電機子と界磁の損失
を増加させて制動時に発生する回生電力を低減させてい
る。一方、この発明では同期電動機，電力変換器および
ケーブルにおける損失の合計値がほぼ最大となるように
同期電動機の力率を低減させ、さらに制動時に発生する
軸出力の損失以下になるようにして、電力変換器での電
力回生を不要とするものである。これにより、この発明
では電力回生が不可能なダイオードコンバータとインバ
ータからなる電力変換器を用いることが可能となり、サ
イクロコンバータやＰＷＭコンバータとＰＷＭインバー
タからなる電力変換器を用いるものに比べて機器サイズ
を小さくすることができる。That is, since the power factor of the synchronous motor is controlled to 1 in the conventional vector control, the loss of the motor and the cycloconverter is extremely small. Further, in the proposed device, the power factor of the synchronous motor is reduced, the loss of the armature and the field is increased, and the regenerative power generated during braking is reduced. On the other hand, in the present invention, the power factor of the synchronous motor is reduced so that the total value of the losses in the synchronous motor, the power converter, and the cable is almost maximum, and further, the loss of the shaft output generated during braking is made equal to or less than that. This eliminates the need for power regeneration in the power converter. As a result, according to the present invention, it is possible to use a power converter including a diode converter and an inverter that cannot regenerate power, and to reduce the device size as compared with a cycloconverter or a power converter including a PWM converter and a PWM inverter. Can be made smaller.

【００１４】また、請求項３の発明では、誘導電動機の
電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を
電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直
交する第２の電流成分とに分解し、それぞれの電流成分
を独立して制御する電力変換器を備えた誘導電動機の制
御装置において、前記誘導電動機が回転方向と逆方向の
トルク（制動トルク）を出力するときのみ、前記第１の
電流成分を電機子鎖交磁束を減磁または増磁する極性に
流し、その極性に応じて誘導電動機，電力変換器および
ケーブルにおける損失の合計値がほぼ最大となるように
電動機の力率を変化させる力率可変手段と、誘導電動機
が制動トルクを出力するときのみ、誘導電動機の軸出力
の上限を誘導電動機，電力変換器およびケーブルにおけ
る損失の合計値に関連付けて設定する設定手段と、その
設定値にもとづき電動機トルクを制限する制限手段とを
設けたことを特徴とする。この請求項３の発明において
は、前記電力変換器をダイオードコンバータとインバー
タとから構成することができる（請求項４の発明）。Further, in the invention of claim 3, the current and the magnetic flux of the induction motor are regarded as a vector, and the armature current is divided into a first current component parallel to the armature flux linkage vector and a second current component orthogonal to the first current component. In a control device for an induction motor including a power converter for independently controlling each current component, the induction motor outputs torque (braking torque) in the opposite direction to the rotation direction, The current factor of 1 is applied to the polarity that demagnetizes or increases the armature flux linkage, and the power factor of the motor is set so that the total value of the losses in the induction motor, the power converter, and the cable becomes almost maximum depending on the polarity. And the upper limit of the shaft output of the induction motor to the total value of the losses in the induction motor, the power converter and the cable only when the power factor varying means for changing the And setting means for setting with communication, characterized by comprising a limiting means for limiting the motor torque based on the set value. In the invention of claim 3, the power converter can be composed of a diode converter and an inverter (invention of claim 4).

【００１５】[0015]

【発明の実施の形態】図１はこの発明の第1の実施の形
態を示す構成図である。これは、図６に示す従来構成の
ものに、一点斜線で囲む部分を付加して構成される。な
お、電力変換器は電源への回生をサイクロコンバータで
はなく、電源への回生が不可能なダイオードコンバータ
１ａとインバータ１ｂで構成する。いま、速度とトルク
の極性が一致していれば、同期電動機は駆動トルクを出
力しており、上記極性が不一致ならば制動トルクを出力
している。このため、モード判別器１０ｈは、速度ωと
トルク指令Ｔ*の極性の一致，不一致を判別し、極性が
不一致の場合に同期電動機は制動トルクを出力している
と判断する。そして、制動トルクを出力していると判断
したらスイッチ１０ｉを図示と逆方向に閉じ、電流の急
変を防止するためにランプ関数（発生器）１０ｊを介し
て電機子磁化電流指令に負極性の所定値ｉM0 *を設定す
る。これにより、ｉMが負の極性に増加し、その分だけ
電機子電流が増加する。1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. This is configured by adding a portion surrounded by a dot-dash line to the conventional configuration shown in FIG. The power converter is not composed of a cycloconverter for regeneration to the power source, but is composed of a diode converter 1a and an inverter 1b which cannot be regenerated to the power source. Now, if the polarities of the speed and the torque match, the synchronous motor outputs the driving torque, and if the polarities do not match, it outputs the braking torque. Therefore, the mode discriminator 10h determines whether the polarities of the speed ω and the torque command T * are the same or not, and when the polarities are not the same, determines that the synchronous motor is outputting the braking torque. When it is determined that the braking torque is being output, the switch 10i is closed in the direction opposite to that shown in the figure, and a predetermined negative polarity is given to the armature magnetizing current command via the ramp function (generator) 10j in order to prevent a sudden change in current. Set the value i M0 * . As a result, i M increases to a negative polarity, and the armature current increases accordingly.

【００１６】このｉM0 *の値は、同期電動機と電力変換
器が許す電機子最大電流ｉMaXより少しだけ小さな値と
する。具体的には（ｉM0 *2＋ｉT 2）＜ｉMaX 2となるよう
に設定する。ここで、ｉTは同期電動機の制動時の最大
トルク電流であり、この発明の制動時にはそんなに大き
な値とはならない。したがって、制動トルク時の電機子
電流はほぼｉM0 *となり、同期電動機と電力変換器が許
す電機子最大電流ｉMaXより少しだけ小さな値となる。
この結果、同期電動機，電力変換器およびケーブルの損
失をほぼ最大にすることができる。また、このとき電機
子電流がほぼ一定となるため、この損失もほぼ一定とな
る。この損失は演算でも求められるが、この発明ではこ
の損失がほぼ一定となることに着目して、この値ＰLを
設定するようにする。そして、ＰLをωで割ってトルク
指令の制限値ＴLIMとし、トルク制限器１０ｌでトルク
指令を制限する。このことにより、軸出力は同期電動
機，電力変換器およびケーブルの損失以下となり、電源
に電力を回生することが回避されることになる。The value of i M0 * is slightly smaller than the maximum armature current i MaX allowed by the synchronous motor and the power converter. Specifically, the setting is (i M0 * 2 + i T 2 ) <i MaX 2 . Here, i T is the maximum torque current during braking of the synchronous motor, and does not have such a large value during braking according to the present invention. Therefore, the armature current during braking torque is approximately i M0 * , which is a little smaller than the maximum armature current i MaX allowed by the synchronous motor and the power converter.
As a result, the losses of the synchronous motor, the power converter and the cable can be maximized. Further, at this time, the armature current is substantially constant, and thus the loss is also substantially constant. This loss can be obtained by calculation, but in the present invention, this value P L is set in consideration of the fact that this loss is substantially constant. Then, P L is divided by ω to obtain a torque command limit value T LIM , and the torque limiter 10l limits the torque command. As a result, the shaft output becomes less than or equal to the loss of the synchronous motor, the power converter, and the cable, and regeneration of power to the power source is avoided.

【００１７】一方、磁束調節器１０ｆの出力ｉμ*に電
流指令ｉμ0 *を加えて、界磁電流を増加させる。このｉ
μ0 *はアンプ１０ｋにより、ｉM0 *に負極性の係数ｋを
乗じた値とすることにより、ｉM0 *の如何に関わらず電
機子鎖交磁束は一定に保たれる。なお、磁束調節器１０
ｆの作用により、上記ｉμ0 *がゼロでも定常状態では電
機子鎖交磁束が一定になるように界磁電流が制御される
が、ｉμ0 *を加えることによって磁束制御の応答性が改
良される。このように、モード判別器１０ｈ，スイッチ
１０ｉ，ランプ関数１０ｊ，アンプ１０ｋ、トルク制限
器１０ｌおよびｉM0 *の設定器等からなる力率低減手段
を設けることで、同期電動機の制動トルクを変えずに電
機子電流を、ほぼ同期電動機と電力変換器が許す電機子
最大電流まで増加できる。その結果同期電動機，電力変
換器およびケーブルの損失がほぼ最大となるようにで
き、制動トルク時に電源に回生する回生電力をゼロにす
ることができる。On the other hand, the current command iμ 0 * is added to the output iμ * of the magnetic flux adjuster 10f to increase the field current. This i
mu 0 * by amplifier 10k, by a value obtained by multiplying a negative coefficient of k to i M0 *, an armature flux linkage irrespective of i M0 * is kept constant. The magnetic flux controller 10
by the action of f, but the iμ 0 * field current is controlled so that the armature flux linkage is constant in the steady state at zero, the response of the flux control can be improved by adding iμ 0 * It As described above, by providing the power factor reducing means including the mode discriminator 10h, the switch 10i, the ramp function 10j, the amplifier 10k, the torque limiter 10l, and the setter of i M0 * , the braking torque of the synchronous motor is not changed. Moreover, the armature current can be increased to almost the maximum armature current allowed by the synchronous motor and the power converter. As a result, the loss of the synchronous motor, the power converter, and the cable can be made to be almost maximum, and the regenerative power regenerated to the power supply at the time of braking torque can be made zero.

【００１８】図１の動作原理について、図２を参照して
説明する。なお、先の図４，図５は駆動トルクを出力し
ている場合のベクトル図である。図２は同期電動機が制
動トルクを出力している場合のベクトル図で、図２
（ａ）は図６のような従来の制御を行なった場合のベク
トル図であり、制動トルクを出力する場合には力率が−
１になる。図２（ｂ）はこの発明の場合のベクトル図で
あり、電機子磁化電流ｉM（・）を磁束ψ（・）と逆方
向に流して、故意に力率を低下させた場合の例である。
図２（ａ），（ｂ）の両場合とも、電機子鎖交磁束ψ
（・）の大きさと、これと直交する電機子電流成分、す
なわちトルク電流ｉT（・）は同一であるので、トルク
は同一となる。ただし、図２（ｂ）は図２（ａ）に比べ
て電機子電流が増加しており、同期電動機，電力変換器
およびケーブルの損失が増加する。その損失が増加した
分だけ制動トルクを増加できるわけである。The operating principle of FIG. 1 will be described with reference to FIG. Note that FIGS. 4 and 5 are vector diagrams when the driving torque is being output. FIG. 2 is a vector diagram when the synchronous motor outputs braking torque.
FIG. 6A is a vector diagram when the conventional control as shown in FIG. 6 is performed, and the power factor is − when the braking torque is output.
Becomes 1. FIG. 2B is a vector diagram in the case of the present invention, which is an example in which the armature magnetizing current i M (•) is caused to flow in the direction opposite to the magnetic flux ψ (•) to intentionally reduce the power factor. is there.
In both cases of FIGS. 2A and 2B, the armature flux linkage ψ
Since the magnitude of (•) is the same as the armature current component orthogonal to this, that is, the torque current i T (•), the torque is the same. However, in FIG. 2B, the armature current is increased as compared with FIG. 2A, and the loss of the synchronous motor, the power converter, and the cable is increased. The braking torque can be increased in proportion to the increase in the loss.

【００１９】図３はこの発明の第２の実施の形態を示す
構成図である。これは、図９に示す従来例の変形例を示
すもので、電力変換器を電源への回生が可能なＰＷＭコ
ンバータ，インバータから構成するのではなく、電源へ
の回生が不可能なダイオードコンバータ１ａ，インバー
タ（ＰＷＭインバータ）１ｂから構成する。このような
構成で、速度とトルクの極性が一致していれば、誘導電
動機は駆動トルクを出力しており、上記極性が不一致な
らば制動トルクを出力するのは同期電動機の場合と同様
である。このため、図１の場合と同様に、モード判別器
１０ｈを用いて制動トルクを出力しているかどうかを判
断し、制動トルクが出力されていればスイッチ１０ｉを
図示と逆方向に閉じ、ランプ関数（発生器）１０ｊを介
して電機子磁化電流指令に正極性の所定値ｉM0 *を設定
する。これにより、駆動トルクを出力しているときに比
べてｉMを増加させ、その分だけ電機子電流を増加させ
る。なお、スイッチ１０ｉ１はスイッチ１０ｉとは逆の
スイッチング動作をし、制動時に設定値ｉM0 *を有効に
し、駆動時に磁化電流演算器１０ｍの出力を有効にす
る。FIG. 3 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. This shows a modification of the conventional example shown in FIG. 9, in which the power converter is not composed of a PWM converter and an inverter capable of regenerating to a power source, but a diode converter 1a incapable of regenerating to a power source. , An inverter (PWM inverter) 1b. With such a configuration, if the polarities of the speed and the torque match, the induction motor outputs the driving torque, and if the polarities do not match, the braking torque is output, as in the case of the synchronous motor. . Therefore, as in the case of FIG. 1, the mode discriminator 10h is used to determine whether or not the braking torque is being output. If the braking torque is being output, the switch 10i is closed in the opposite direction to that shown in the figure, and the ramp function A predetermined positive polarity value i M0 * is set in the armature magnetizing current command via the (generator) 10 j. As a result, i M is increased as compared to when the drive torque is being output, and the armature current is increased accordingly. The switch 10i1 performs a switching operation opposite to that of the switch 10i, validates the set value i M0 * during braking, and validates the output of the magnetizing current calculator 10m during driving.

【００２０】上記ｉM0 *の値は、誘導電動機と電力変換
器が許す電機子最大電流ｉMaXより少しだけ小さな値と
する。具体的には（ｉM0 *2＋ｉT 2）＜ｉMaX 2となるよう
に設定する。ここで、ｉTは誘導電動機の制動時の最大
トルク電流であり、この発明の制動時にはそんなに大き
な値とはならない。したがって、制動トルク時の電機子
電流はほぼｉM0 *となり、誘導電動機と電力変換器が許
す電機子最大電流ｉMaXより少しだけ小さな値となる。
この結果、誘導電動機，電力変換器およびケーブルの損
失をほぼ最大にすることができる。また、このとき電機
子電流がほぼ一定となるため、この損失もほぼ一定とな
る。この損失は演算でも求められるが、この発明ではこ
の損失がほぼ一定となることに着目して、この値ＰLを
設定するようにする。そして、ＰLをωで割ってトルク
指令の制限値ＴLIMとし、トルク制限器１０ｌでトルク
指令を制限する。このことにより、軸出力は誘導電動
機，電力変換器およびケーブルの損失以下となり、電源
に電力を回生することが回避される。一方、誘導電動機
では、上記の制動トルク出力時にはｉMを増加させるた
め、界磁強めとなる。このため、電機子鎖交磁束が大き
くなるが、電機子鎖交磁束は或る程度で飽和してしま
う。この特性を考慮して磁束演算器１０ｂにより任意の
ｉMに対する鎖交磁束ψを求め、このψを使ってトルク
指令Ｔ*からトルク電流指令ｉT *を求める。The value of i M0 * is slightly smaller than the maximum armature current i MaX allowed by the induction motor and the power converter. Specifically, the setting is (i M0 * 2 + i T 2 ) <i MaX 2 . Here, i T is the maximum torque current during braking of the induction motor, and does not have such a large value during braking according to the present invention. Therefore, the armature current during braking torque is approximately i M0 * , which is a little smaller than the maximum armature current i MaX allowed by the induction motor and the power converter.
As a result, the losses of the induction motor, the power converter and the cable can be almost maximized. Further, at this time, the armature current is substantially constant, and thus the loss is also substantially constant. This loss can be obtained by calculation, but in the present invention, this value P L is set in consideration of the fact that this loss is substantially constant. Then, P L is divided by ω to obtain a torque command limit value T LIM , and the torque limiter 10l limits the torque command. As a result, the shaft output becomes less than the loss of the induction motor, the power converter and the cable, and regeneration of power to the power supply is avoided. On the other hand, in the induction motor, i M is increased when the above braking torque is output, so the field becomes stronger. Therefore, the armature flux linkage is increased, but the armature flux linkage is saturated to some extent. In consideration of this characteristic, the magnetic flux calculator 10b obtains the interlinkage magnetic flux ψ with respect to an arbitrary i M, and the torque current command i T * is obtained from the torque command T * using this ψ.

【００２１】また、図３の構成で、誘導電動機の制動時
に設定するｉM0 *を上記とは逆に下記のように、小さく
することもできる。すなわち、ｉMの値を誘導電動機駆
動時と比べて小さくし、電機子鎖交磁束を小さくする
（界磁弱め）。この結果、トルク指令Ｔ*を電機子鎖交
磁束ψで割って得られるトルク電流指令ｉT *は大きくな
る。このトルク指令Ｔ*が、誘導電動機と電力変換器が
許す電機子最大電流ｉMaXより少しだけ小さな値となる
ように、ｉM0 *を設定する。具体的には、必要な制動ト
ルクに対してψ＝Ｔ／（ａ＊ｉMaX）となるようなｉMを
ｉM0 *とする。ここで、ａは０．８程度の係数である。
なお、このときは上記とは異なり、力率は低減しない
（改善または増大される）ことが特徴である。このよう
に、モード判別器１０ｈ，スイッチ１０ｉ，ランプ関数
１０ｊ，トルク制限器１０ｌおよびｉM0 *の設定器等か
らなる力率可変手段（力率変化手段）を設けることで、
誘導電動機の制動トルクを変えることなく、電機子電流
をほぼ誘導電動機と電力変換器が許す電機子最大電流ま
で増加できる。その結果、誘導電動機，電力変換器およ
びケーブルの損失がほぼ最大となるようにでき、制動ト
ルク時に電源に回生できる回生電力をゼロにすることが
できる。Further, in the configuration of FIG. 3, i M0 * set at the time of braking the induction motor can be made smaller as described below contrary to the above. That is, the value of i M is made smaller than that when the induction motor is driven, and the armature interlinkage magnetic flux is made smaller (field weakening). As a result, the torque current command i T * obtained by dividing the torque command T * by the armature flux linkage ψ becomes large. I M0 * is set so that this torque command T * is a value slightly smaller than the maximum armature current i MaX allowed by the induction motor and the power converter. Specifically, i M0 * is i M such that ψ = T / (a * i MaX ) for the required braking torque. Here, a is a coefficient of about 0.8.
At this time, unlike the above, the power factor is not reduced (improved or increased). In this way, by providing the power factor changing means (power factor changing means) including the mode discriminator 10h, the switch 10i, the ramp function 10j, the torque limiter 10l, and the setting unit of i M0 * ,
The armature current can be increased to almost the maximum armature current allowed by the induction motor and the power converter without changing the braking torque of the induction motor. As a result, the loss of the induction motor, the power converter, and the cable can be made to be almost maximum, and the regenerative power that can be regenerated to the power supply at the time of braking torque can be made zero.

【００２２】[0022]

【発明の効果】この発明によれば、同期電動機が駆動ト
ルクを出力している場合は、同期電動機の力率が１に制
御されるので、同期電動機や電力変換器を高効率かつ小
形にできる。一方、同期電動機が制動トルクを出力して
いる場合は、減磁方向に力率が低下するので、電機子電
流が増加して同期電動機，電力変換器およびケーブルの
損失が増加し、これによって電源に電力を回生せずに大
きな制動トルクを得ることができる。電源に電力を回生
できない用途、例えばディーゼルエンジンを動力源とす
る船舶電気推進装置において、安定した運行，エンジン
の異常な速度上昇による故障の回避，エンジンの長寿命
化などに効果的である。また、電源回生が不要となるた
め、電源回生が不可能なダイオードコンバータとＰＷＭ
インバータを電力変換器として使うことができる。な
お、上記の効果は誘導電動機を運転する場合についても
同様である。According to the present invention, when the synchronous motor is outputting the driving torque, the power factor of the synchronous motor is controlled to 1. Therefore, the synchronous motor and the power converter can be made highly efficient and compact. . On the other hand, when the synchronous motor is outputting the braking torque, the power factor decreases in the demagnetizing direction, so that the armature current increases and the loss of the synchronous motor, the power converter, and the cable increases, which causes the power supply. A large braking torque can be obtained without regenerating electric power. This is effective for stable operation, avoidance of failure due to abnormal speed increase of the engine, prolongation of engine life, etc. in applications where electric power cannot be regenerated to the power source, for example, in a ship electric propulsion device powered by a diesel engine. In addition, since power regeneration is not required, diode converters and PWM that cannot perform power regeneration
The inverter can be used as a power converter. The above effects are the same when the induction motor is operated.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の第1の実施の形態を示す構成図であ
る。FIG. 1 is a configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.

【図２】図１の動作発明の原理を説明するためのベクト
ル図である。FIG. 2 is a vector diagram for explaining the principle of the operation invention of FIG.

【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図であ
る。FIG. 3 is a configuration diagram showing a second embodiment of the present invention.

【図４】一般的な同期電動機駆動時の力率≠１の場合の
ベクトル図である。FIG. 4 is a vector diagram in the case of power factor ≠ 1 when a general synchronous motor is driven.

【図５】一般的な同期電動機駆動時の力率＝１の場合の
ベクトル図である。FIG. 5 is a vector diagram in the case of power factor = 1 when driving a general synchronous motor.

【図６】同期電動機の制御装置の従来例を示すブロック
図である。FIG. 6 is a block diagram showing a conventional example of a control device for a synchronous motor.

【図７】座標軸の関係説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of a relationship between coordinate axes.

【図８】誘導電動機のベクトル図である。FIG. 8 is a vector diagram of an induction motor.

【図９】誘導電動機のベクトル制御装置の従来例を示す
ブロック図である。FIG. 9 is a block diagram showing a conventional example of a vector control device for an induction motor.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ａ…ダイオードコンバータ、１ｂ…インバータ（ＰＷ
Ｍインバータ）、１ｃ…ＰＷＭコンバータ、２…同期電
動機（ＳＭ）、２ａ…誘導電動機（ＩＭ）、３…整流
器、４…位置検出器、５…変圧器、１０…制御装置、１
０ａ…速度調節器、１０ｂ…磁束演算器、１０ｃ…座標
変換器、１０ｄ…2相／３相変換器、１０ｅ…電流調節
器、１０ｆ…磁束調節器、１０ｇ…界磁電流調節器、１
０ｈ…モード判別器、１０ｉ…スイッチ、１０ｊ…ラン
プ関数（発生器）、１０ｋ…アンプ、１０ｌ…トルク制
限器、１０ｍ…磁化電流演算器。1a ... Diode converter, 1b ... Inverter (PW
M inverter), 1c ... PWM converter, 2 ... Synchronous motor (SM), 2a ... Induction motor (IM), 3 ... Rectifier, 4 ... Position detector, 5 ... Transformer, 10 ... Control device, 1
0a ... Speed controller, 10b ... Flux calculator, 10c ... Coordinate converter, 10d ... Two-phase / 3-phase converter, 10e ... Current controller, 10f ... Flux controller, 10g ... Field current controller, 1
0h ... mode discriminator, 10i ... switch, 10j ... ramp function (generator), 10k ... amplifier, 10l ... torque limiter, 10m ... magnetizing current calculator.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小柴 昌英 神奈川県川崎市川崎区田辺新田１番１号 富士電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H576 AA20 BB01 CC06 DD04 DD05 EE01 EE09 EE30 FF04 GG02 GG04 HA04 HB02 HB10 LL01 LL38 LL41    ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continued front page    (72) Inventor Masahide Koshiba             1-1 Tanabe Nitta, Kawasaki-ku, Kawasaki-shi, Kanagawa             Within Fuji Electric Co., Ltd. F-term (reference) 5H576 AA20 BB01 CC06 DD04 DD05                       EE01 EE09 EE30 FF04 GG02                       GG04 HA04 HB02 HB10 LL01                       LL38 LL41

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 同期電動機の電流および磁束をベクトル
としてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに
平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに
分解し、それぞれの電流成分を独立して制御する電力変
換器を備えた同期電動機の制御装置において、 前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トル
ク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を電機子
鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加
させ、同期電動機，電力変換器およびケーブルにおける
損失の合計値がほぼ最大となるように電動機の力率を低
減させる力率低減手段と、 同期電動機が制動トルクを出力するときのみ、同期電動
機の軸出力の上限を同期電動機，電力変換器およびケー
ブルにおける損失の合計値に関連付けて設定する設定手
段と、 その設定値にもとづき電動機トルクを制限する制限手段
とを設けたことを特徴とする同期電動機の制御装置。1. A current and a magnetic flux of a synchronous motor are regarded as a vector, and an armature current is decomposed into a first current component parallel to an armature interlinkage magnetic flux vector and a second current component orthogonal to the armature interlinkage magnetic flux vector. In a control device for a synchronous motor including a power converter that controls components independently, the first current component is applied to the armature only when the synchronous motor outputs torque (braking torque) in a direction opposite to a rotation direction. A power factor reducing means for reducing the power factor of the electric motor so that the interlinking magnetic flux is passed in a demagnetizing polarity and the field current is increased so that the total value of losses in the synchronous motor, the power converter and the cable becomes almost maximum. , A setting procedure that sets the upper limit of the shaft output of the synchronous motor only when the synchronous motor outputs the braking torque by associating it with the total loss of the synchronous motor, the power converter and the cable. When the control system for a synchronous motor, characterized in that a and limiting means for limiting the motor torque based on the set value. 【請求項２】 前記電力変換器はダイオードコンバータ
とインバータとからなることを特徴とする請求項１に記
載の同期電動機の制御装置。2. The control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein the power converter includes a diode converter and an inverter. 【請求項３】 誘導電動機の電流および磁束をベクトル
としてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに
平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに
分解し、それぞれの電流成分を独立して制御する電力変
換器を備えた誘導電動機の制御装置において、 前記誘導電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トル
ク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を電機子
鎖交磁束を減磁または増磁する極性に流し、その極性に
応じて誘導電動機，電力変換器およびケーブルにおける
損失の合計値がほぼ最大となるように電動機の力率を変
化させる力率可変手段と、 誘導電動機が制動トルクを出力するときのみ、誘導電動
機の軸出力の上限を誘導電動機，電力変換器およびケー
ブルにおける損失の合計値に関連付けて設定する設定手
段と、 その設定値にもとづき電動機トルクを制限する制限手段
とを設けたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。3. The current and magnetic flux of the induction motor are regarded as vectors, and the armature current is decomposed into a first current component parallel to the armature interlinkage magnetic flux vector and a second current component orthogonal to the armature interlinkage magnetic flux vector. In an induction motor control device including an electric power converter that controls components independently, the first current component is applied to the armature only when the induction motor outputs torque (braking torque) in a direction opposite to a rotation direction. A power factor varying means for causing the interlinkage magnetic flux to flow in a demagnetizing or increasing magnetic polarity and changing the power factor of the electric motor according to the polarity so that the total value of losses in the induction motor, the power converter and the cable becomes almost maximum. And a setting procedure for setting the upper limit of the shaft output of the induction motor only when the induction motor outputs the braking torque, in association with the total loss of the induction motor, the power converter and the cable. When the control device for an induction motor is characterized by providing a limiting means for limiting the motor torque based on the set value. 【請求項４】 前記電力変換器はダイオードコンバータ
とインバータとからなることを特徴とする請求項３に記
載の誘導電動機の制御装置。4. The control device for an induction motor according to claim 3, wherein the power converter includes a diode converter and an inverter.
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006033993A (en) * 2004-07-15 2006-02-02 Mitsubishi Electric Corp Computation method for zero offset in rotational position detector for motor and motor controller using this computation method
JP2008022660A (en) * 2006-07-14 2008-01-31 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp Control apparatus for electric propulsion ship
CN102457182A (en) * 2010-10-20 2012-05-16 无锡爱光电气科技有限公司 Method for controlling bidirectional boost-buck type inverter device
CN107634694A (en) * 2017-08-22 2018-01-26 武汉港迪电气有限公司 A kind of method for controlling number of revolution of rotating mechanism

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006033993A (en) * 2004-07-15 2006-02-02 Mitsubishi Electric Corp Computation method for zero offset in rotational position detector for motor and motor controller using this computation method
FR2874466A1 (en) * 2004-07-15 2006-02-24 Mitsubishi Electric Corp METHOD OF ORIGIN CALCULATION CALCULATION OF ELECTRIC MOTOR ROTATION POSITION DETECTING DEVICE AND MOTOR CONTROL DEVICE USING THE CALCULATION METHOD
JP4502734B2 (en) * 2004-07-15 2010-07-14 三菱電機株式会社 Origin offset amount calculation method for motor rotational position detection device and motor control device using this calculation method
JP2008022660A (en) * 2006-07-14 2008-01-31 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp Control apparatus for electric propulsion ship
CN102457182A (en) * 2010-10-20 2012-05-16 无锡爱光电气科技有限公司 Method for controlling bidirectional boost-buck type inverter device
CN107634694A (en) * 2017-08-22 2018-01-26 武汉港迪电气有限公司 A kind of method for controlling number of revolution of rotating mechanism
CN107634694B (en) * 2017-08-22 2020-04-10 武汉港迪电气有限公司 Rotating speed control method of rotating mechanism

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