JP2003274656A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JP2003274656A JP2003274656A JP2002072418A JP2002072418A JP2003274656A JP 2003274656 A JP2003274656 A JP 2003274656A JP 2002072418 A JP2002072418 A JP 2002072418A JP 2002072418 A JP2002072418 A JP 2002072418A JP 2003274656 A JP2003274656 A JP 2003274656A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- power supply
- switching
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】極めて簡易な回路構成を実現し、装置全体の小
型コンパクト化及びコストダウンを図るとともに、無用
な電力消費を回避して、電源効率及び省エネルギ性を高
める。 【解決手段】交流入力電圧Ｖｉを直流電圧に変換する第
一直流電源回路２と、この直流電圧をスイッチングして
交流出力トランスＴに付与するスイッチング回路３と、
この交流出力トランスＴから出力する交流電圧を直流出
力電圧Ｅｏに変換する第二直流電源回路４を備える電源
装置１ａ（１ｂ，１ｃ，１ｄ）を構成するに際して、第
一直流電源回路２における交流電圧成分ｅを直流遮断コ
ンデンサ５（５ｓ）を介して取出し、取出した交流電圧
成分ｅをスイッチング回路３のスイッチング周波数ｆｃ
を変更する電圧成分に付加する周波数分散回路６を備え
る。
型コンパクト化及びコストダウンを図るとともに、無用
な電力消費を回避して、電源効率及び省エネルギ性を高
める。 【解決手段】交流入力電圧Ｖｉを直流電圧に変換する第
一直流電源回路２と、この直流電圧をスイッチングして
交流出力トランスＴに付与するスイッチング回路３と、
この交流出力トランスＴから出力する交流電圧を直流出
力電圧Ｅｏに変換する第二直流電源回路４を備える電源
装置１ａ（１ｂ，１ｃ，１ｄ）を構成するに際して、第
一直流電源回路２における交流電圧成分ｅを直流遮断コ
ンデンサ５（５ｓ）を介して取出し、取出した交流電圧
成分ｅをスイッチング回路３のスイッチング周波数ｆｃ
を変更する電圧成分に付加する周波数分散回路６を備え
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、伝導ノイズや放射
ノイズ等のノイズのピークレベルを低減する周波数分散
回路を備える電源装置に関する。
ノイズ等のノイズのピークレベルを低減する周波数分散
回路を備える電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、交流入力電圧を直流電圧に変換
する第一直流電源回路と、この直流中間電圧をスイッチ
ングして交流出力トランスに付与するスイッチング回路
と、この交流出力トランスから出力する交流電圧を直流
出力電圧に変換する第二直流電源回路を備えるスイッチ
ング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）は、各種知られ
ている。
する第一直流電源回路と、この直流中間電圧をスイッチ
ングして交流出力トランスに付与するスイッチング回路
と、この交流出力トランスから出力する交流電圧を直流
出力電圧に変換する第二直流電源回路を備えるスイッチ
ング電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）は、各種知られ
ている。
【０００３】ところで、この種のスイッチング電源装置
は、通常、ＰＷＭ変調回路から付与される制御パルス
（高周波）によりスイッチング素子をスイッチングする
スイッチング回路を備えているため、伝導ノイズや放射
ノイズ等のノイズが発生し、このノイズレベルは、スイ
ッチング周波数（基準周波数）においてピークになる。
図３に仮想線で示す符号Ｐｏ…が、７０〔ｋＨｚ〕のス
イッチング周波数ｆｃ（基準周波数）によりスイッチン
グした場合におけるノイズ分のスペクトラムである。
は、通常、ＰＷＭ変調回路から付与される制御パルス
（高周波）によりスイッチング素子をスイッチングする
スイッチング回路を備えているため、伝導ノイズや放射
ノイズ等のノイズが発生し、このノイズレベルは、スイ
ッチング周波数（基準周波数）においてピークになる。
図３に仮想線で示す符号Ｐｏ…が、７０〔ｋＨｚ〕のス
イッチング周波数ｆｃ（基準周波数）によりスイッチン
グした場合におけるノイズ分のスペクトラムである。
【０００４】一方、このようなノイズレベル（アベレー
ジ，ＱＰ）のピークレベルが大きいと、騒音発生や誤作
動等の原因になるため、ノイズレベルのピークレベルは
できるだけ抑制することが望ましい。従来、このような
ピークレベルを抑制（低減）する方法としては、ノイズ
を除去するフィルタ回路を用いる方法が広く知られてい
るが、より簡易化された回路、即ち、スイッチング周波
数ｆｃを所定の幅で分散させるようにした周波数分散回
路を用いる方法も提案されている。周波数分散回路を用
いたスイッチング電源装置としては、特開平７−２６４
８４９号公報で開示されスイッチングレギュレータが公
知である。
ジ，ＱＰ）のピークレベルが大きいと、騒音発生や誤作
動等の原因になるため、ノイズレベルのピークレベルは
できるだけ抑制することが望ましい。従来、このような
ピークレベルを抑制（低減）する方法としては、ノイズ
を除去するフィルタ回路を用いる方法が広く知られてい
るが、より簡易化された回路、即ち、スイッチング周波
数ｆｃを所定の幅で分散させるようにした周波数分散回
路を用いる方法も提案されている。周波数分散回路を用
いたスイッチング電源装置としては、特開平７−２６４
８４９号公報で開示されスイッチングレギュレータが公
知である。
【０００５】このスイッチングレギュレータは、回路に
発生する伝導ノイズ及び放射ノイズのピークレベルを低
減するために、三角波信号の最大値を検出し、そのタイ
ミングでランダム信号をサンプリングして、三角波信号
発生回路の周波数変調用の制御信号と成すものであり、
三角波信号は、中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲
でランダムに変調されるとともに、この三角波信号は、
比較回路で出力電圧を分圧した電圧と比較されることに
より、入力電圧をスイッチングするスイッチング素子を
駆動するためのＰＷＭ制御されたスイッチング信号が得
られる。
発生する伝導ノイズ及び放射ノイズのピークレベルを低
減するために、三角波信号の最大値を検出し、そのタイ
ミングでランダム信号をサンプリングして、三角波信号
発生回路の周波数変調用の制御信号と成すものであり、
三角波信号は、中心周波数の略０．８〜１．２倍の範囲
でランダムに変調されるとともに、この三角波信号は、
比較回路で出力電圧を分圧した電圧と比較されることに
より、入力電圧をスイッチングするスイッチング素子を
駆動するためのＰＷＭ制御されたスイッチング信号が得
られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した周波
数分散回路を備える従来のスイッチングレギュレータ
（スイッチング電源装置）は、次のような問題点があっ
た。
数分散回路を備える従来のスイッチングレギュレータ
（スイッチング電源装置）は、次のような問題点があっ
た。
【０００７】第一に、ランダム信号発生回路，サンプル
ホールド回路及び最大値検出回路等の別途の回路を必要
とするため、回路構成が複雑になり、装置全体の大型化
及びコストアップを招く。
ホールド回路及び最大値検出回路等の別途の回路を必要
とするため、回路構成が複雑になり、装置全体の大型化
及びコストアップを招く。
【０００８】第二に、無用な電力消費（電源損失）が大
きくなるため、電源としての効率の低下を招くととも
に、省エネルギ性に劣る。
きくなるため、電源としての効率の低下を招くととも
に、省エネルギ性に劣る。
【０００９】本発明は、このような従来の技術に存在す
る課題を解決したものであり、極めて簡易な回路構成を
実現し、もって、装置全体の小型コンパクト化及びコス
トダウンを図れるとともに、無用な電力消費を回避し
て、電源効率及び省エネルギ性を高めることができる電
源装置の提供を目的とする。
る課題を解決したものであり、極めて簡易な回路構成を
実現し、もって、装置全体の小型コンパクト化及びコス
トダウンを図れるとともに、無用な電力消費を回避し
て、電源効率及び省エネルギ性を高めることができる電
源装置の提供を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段及び実施の形態】本発明
は、交流入力電圧Ｖｉを直流電圧に変換する第一直流電
源回路２と、この直流電圧をスイッチングして交流出力
トランスＴに付与するスイッチング回路３と、この交流
出力トランスＴから出力する交流電圧を直流出力電圧Ｅ
ｏに変換する第二直流電源回路４を備える電源装置１ａ
（１ｂ，１ｃ，１ｄ）を構成するに際して、第一直流電
源回路２における交流電圧成分ｅを直流遮断コンデンサ
５（５ｓ）を介して取出し、取出した交流電圧成分ｅを
スイッチング回路３のスイッチング周波数ｆｃを変更す
る電圧成分に付加する周波数分散回路６を備えることを
特徴とする。
は、交流入力電圧Ｖｉを直流電圧に変換する第一直流電
源回路２と、この直流電圧をスイッチングして交流出力
トランスＴに付与するスイッチング回路３と、この交流
出力トランスＴから出力する交流電圧を直流出力電圧Ｅ
ｏに変換する第二直流電源回路４を備える電源装置１ａ
（１ｂ，１ｃ，１ｄ）を構成するに際して、第一直流電
源回路２における交流電圧成分ｅを直流遮断コンデンサ
５（５ｓ）を介して取出し、取出した交流電圧成分ｅを
スイッチング回路３のスイッチング周波数ｆｃを変更す
る電圧成分に付加する周波数分散回路６を備えることを
特徴とする。
【００１１】この場合、スイッチング回路３は、時定数
回路１１で設定されるスイッチング周波数ｆｃを有する
制御パルスＰｃを、スイッチングを行うスイッチング素
子１２に付与するとともに、入力する制御電圧Ｅｃの大
きさに応じて制御パルスＰｃの時比率を可変するＰＷＭ
変調回路１３を備えて構成できる。また、時定数回路１
１と第一直流電源回路２における整流回路１４の出力側
１４ｏの間に、直流遮断コンデンサ５（５ｓ）を接続す
る構成であってもよいし、時定数回路１１と第一直流電
源回路２における整流回路１４の入力側１４ｉ…の間
に、整流回路１５を介して直流遮断コンデンサ５を接続
する構成であってもよい。さらに、ＰＷＭ変調回路１３
の電源ラインＬｃと時定数回路１１に接続した直流遮断
コンデンサ５の出力側５ｏの間に、直流遮断コンデンサ
５（５ｓ）側から電源ラインＬｃ側に順方向となる保護
ダイオード１６を接続することができる。なお、時定数
回路１１を構成するコンデンサ１１ｃの静電容量に対し
て、直流遮断コンデンサ５の静電容量は、１／１０以下
に設定することが望ましい。
回路１１で設定されるスイッチング周波数ｆｃを有する
制御パルスＰｃを、スイッチングを行うスイッチング素
子１２に付与するとともに、入力する制御電圧Ｅｃの大
きさに応じて制御パルスＰｃの時比率を可変するＰＷＭ
変調回路１３を備えて構成できる。また、時定数回路１
１と第一直流電源回路２における整流回路１４の出力側
１４ｏの間に、直流遮断コンデンサ５（５ｓ）を接続す
る構成であってもよいし、時定数回路１１と第一直流電
源回路２における整流回路１４の入力側１４ｉ…の間
に、整流回路１５を介して直流遮断コンデンサ５を接続
する構成であってもよい。さらに、ＰＷＭ変調回路１３
の電源ラインＬｃと時定数回路１１に接続した直流遮断
コンデンサ５の出力側５ｏの間に、直流遮断コンデンサ
５（５ｓ）側から電源ラインＬｃ側に順方向となる保護
ダイオード１６を接続することができる。なお、時定数
回路１１を構成するコンデンサ１１ｃの静電容量に対し
て、直流遮断コンデンサ５の静電容量は、１／１０以下
に設定することが望ましい。
【００１２】本発明に係る電源装置１ａ…によれば、第
一直流電源回路２における整流回路１４の出力側１４ｏ
に含まれるリプル分（脈流分）或いは整流回路１４の入
力側１４ｉ…に含まれる脈流分が、直流分を遮断する直
流遮断コンデンサ５を介して取出される。これにより、
直流遮断コンデンサ５からは交流電圧成分ｅのみが取出
され、さらに、この取出された交流電圧成分ｅは、スイ
ッチング回路３のスイッチング周波数ｆｃを変更する電
圧成分に付加されるため、交流電圧成分ｅの電圧の変化
幅に対応してスイッチング周波数ｆｃ（基準周波数）が
上下の所定の幅で分散せしめられる。
一直流電源回路２における整流回路１４の出力側１４ｏ
に含まれるリプル分（脈流分）或いは整流回路１４の入
力側１４ｉ…に含まれる脈流分が、直流分を遮断する直
流遮断コンデンサ５を介して取出される。これにより、
直流遮断コンデンサ５からは交流電圧成分ｅのみが取出
され、さらに、この取出された交流電圧成分ｅは、スイ
ッチング回路３のスイッチング周波数ｆｃを変更する電
圧成分に付加されるため、交流電圧成分ｅの電圧の変化
幅に対応してスイッチング周波数ｆｃ（基準周波数）が
上下の所定の幅で分散せしめられる。
【００１３】
【実施例】次に、本発明に係る好適な実施例を挙げ、図
面に基づき詳細に説明する。
面に基づき詳細に説明する。
【００１４】まず、本発明の第一実施例に係る電源装置
１ａの構成について、図１を参照して説明する。
１ａの構成について、図１を参照して説明する。
【００１５】電源装置１ａは、大別して、交流入力電圧
Ｖｉを直流電圧に変換する第一直流電源回路２と、この
直流電圧をスイッチングして交流出力トランスＴに付与
するスイッチング回路３と、この交流出力トランスＴか
ら出力する交流電圧を直流出力電圧Ｅｏに変換する第二
直流電源回路４と、第一直流電源回路２から得る交流電
圧成分ｅをスイッチング回路３に付加する周波数分散回
路６を備える。
Ｖｉを直流電圧に変換する第一直流電源回路２と、この
直流電圧をスイッチングして交流出力トランスＴに付与
するスイッチング回路３と、この交流出力トランスＴか
ら出力する交流電圧を直流出力電圧Ｅｏに変換する第二
直流電源回路４と、第一直流電源回路２から得る交流電
圧成分ｅをスイッチング回路３に付加する周波数分散回
路６を備える。
【００１６】第一直流電源回路２は、四つの整流ダイオ
ード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄをブリッジ接続し
たブリッジ整流回路１４と平滑コンデンサ２１を備え、
ブリッジ整流回路１４における一対の交流入力部は、単
相の商用交流電源（ＡＣ１００〔Ｖ〕）２０に接続する
とともに、ブリッジ整流回路１４における一対の整流出
力部間には、平滑コンデンサ２１を接続する。また、交
流出力トランスＴは、一次巻線Ｔｆ，二次巻線Ｔｓ及び
補助巻線Ｔｃを備え、一次巻線Ｔｆは、平滑コンデンサ
２１に対して並列に接続する。一方、第二直流電源回路
４は、整流ダイオード２２及び平滑コンデンサ２３を備
え、この第二直流電源回路４から得る直流出力電圧Ｅｏ
は負荷２４に付与される。
ード１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄをブリッジ接続し
たブリッジ整流回路１４と平滑コンデンサ２１を備え、
ブリッジ整流回路１４における一対の交流入力部は、単
相の商用交流電源（ＡＣ１００〔Ｖ〕）２０に接続する
とともに、ブリッジ整流回路１４における一対の整流出
力部間には、平滑コンデンサ２１を接続する。また、交
流出力トランスＴは、一次巻線Ｔｆ，二次巻線Ｔｓ及び
補助巻線Ｔｃを備え、一次巻線Ｔｆは、平滑コンデンサ
２１に対して並列に接続する。一方、第二直流電源回路
４は、整流ダイオード２２及び平滑コンデンサ２３を備
え、この第二直流電源回路４から得る直流出力電圧Ｅｏ
は負荷２４に付与される。
【００１７】他方、スイッチング回路３は、交流出力ト
ランスＴの一次巻線Ｔｆに対して直列に接続したスイッ
チング用ＦＥＴ等を用いたスイッチング素子１２，ＰＷ
Ｍ変調回路１３及び補助電源部２５を備える。ＰＷＭ変
調回路１３は、抵抗１１ｒ及びコンデンサ１１ｃを用い
た時定数回路１１を備える。これにより、ＰＷＭ変調回
路１３では、スイッチング周波数ｆｃ（基準周波数）
が、抵抗１１ｒ及びコンデンサ１１ｃの大きさにより設
定され、設定されたスイッチング周波数ｆｃ（例えば、
７０〔ｋＨｚ〕）を有する制御パルスＰｃがスイッチン
グ素子１２に付与される。また、ＰＷＭ変調回路１３に
は、第二直流電源回路４の直流出力電圧Ｅｏに比例した
制御電圧Ｅｃが付与され、この制御電圧Ｅｃの大きさに
応じて制御パルスＰｃの時比率（デューティ比）が変化
する。したがって、例えば、直流出力電圧Ｅｏが低下し
た場合には、制御パルスＰｃの時比率が大きくなる。こ
の結果、スイッチング素子１２のオン期間が長くなって
直流出力電圧Ｅｏが上昇する定電圧制御が行われる。
ランスＴの一次巻線Ｔｆに対して直列に接続したスイッ
チング用ＦＥＴ等を用いたスイッチング素子１２，ＰＷ
Ｍ変調回路１３及び補助電源部２５を備える。ＰＷＭ変
調回路１３は、抵抗１１ｒ及びコンデンサ１１ｃを用い
た時定数回路１１を備える。これにより、ＰＷＭ変調回
路１３では、スイッチング周波数ｆｃ（基準周波数）
が、抵抗１１ｒ及びコンデンサ１１ｃの大きさにより設
定され、設定されたスイッチング周波数ｆｃ（例えば、
７０〔ｋＨｚ〕）を有する制御パルスＰｃがスイッチン
グ素子１２に付与される。また、ＰＷＭ変調回路１３に
は、第二直流電源回路４の直流出力電圧Ｅｏに比例した
制御電圧Ｅｃが付与され、この制御電圧Ｅｃの大きさに
応じて制御パルスＰｃの時比率（デューティ比）が変化
する。したがって、例えば、直流出力電圧Ｅｏが低下し
た場合には、制御パルスＰｃの時比率が大きくなる。こ
の結果、スイッチング素子１２のオン期間が長くなって
直流出力電圧Ｅｏが上昇する定電圧制御が行われる。
【００１８】さらに、補助電源部２５は、整流ダイオー
ド２６及び平滑コンデンサ２７を備え、この補助電源部
２５から出力する整流平滑された駆動電圧は、ＰＷＭ変
調回路１３の電源ポート１３ｐに付与される。この電源
ポート１３ｐは、開閉スイッチ２８と抵抗（高抵抗）２
９を直列接続した起動回路３０を介して平滑コンデンサ
２１の正側端子に接続する。
ド２６及び平滑コンデンサ２７を備え、この補助電源部
２５から出力する整流平滑された駆動電圧は、ＰＷＭ変
調回路１３の電源ポート１３ｐに付与される。この電源
ポート１３ｐは、開閉スイッチ２８と抵抗（高抵抗）２
９を直列接続した起動回路３０を介して平滑コンデンサ
２１の正側端子に接続する。
【００１９】また、周波数分散回路６は、直流遮断コン
デンサ５を備える。直流遮断コンデンサ５は、ブリッジ
整流回路１４の出力側１４ｏ（整流出力部）と時定数回
路１１を構成するコンデンサ１１ｃの抵抗接続部間に接
続する。この場合、周波数分散回路６を構成する部品
は、実質的に直流遮断コンデンサ５のみとなる。直流遮
断コンデンサ５は、ブリッジ整流回路１４の出力側１４
ｏにおける電圧に対して直流分を遮断し、この直流分に
重畳されているリプル分、即ち、交流電圧成分ｅのみを
取出すためのものであり、この直流遮断コンデンサ５の
静電容量の大きさを選定することにより、コンデンサ１
１ｃの抵抗接続部に付加される交流電圧成分ｅの大きさ
が設定される。したがって、直流遮断コンデンサ５の静
電容量は小さい値でよく、上述した時定数回路１１を構
成するコンデンサ１１ｃの静電容量に対し、１／１０以
下に選定できる。具体的には、１〔ｐＦ〕程度でも可能
である。さらに、ＰＷＭ変調回路１３の電源ラインＬｃ
（電源ポート１３ｐ）と時定数回路１１に接続した直流
遮断コンデンサ５の出力側５ｏの間には、この直流遮断
コンデンサ５側から電源ラインＬｃ側に順方向となる保
護ダイオード１６を接続する。
デンサ５を備える。直流遮断コンデンサ５は、ブリッジ
整流回路１４の出力側１４ｏ（整流出力部）と時定数回
路１１を構成するコンデンサ１１ｃの抵抗接続部間に接
続する。この場合、周波数分散回路６を構成する部品
は、実質的に直流遮断コンデンサ５のみとなる。直流遮
断コンデンサ５は、ブリッジ整流回路１４の出力側１４
ｏにおける電圧に対して直流分を遮断し、この直流分に
重畳されているリプル分、即ち、交流電圧成分ｅのみを
取出すためのものであり、この直流遮断コンデンサ５の
静電容量の大きさを選定することにより、コンデンサ１
１ｃの抵抗接続部に付加される交流電圧成分ｅの大きさ
が設定される。したがって、直流遮断コンデンサ５の静
電容量は小さい値でよく、上述した時定数回路１１を構
成するコンデンサ１１ｃの静電容量に対し、１／１０以
下に選定できる。具体的には、１〔ｐＦ〕程度でも可能
である。さらに、ＰＷＭ変調回路１３の電源ラインＬｃ
（電源ポート１３ｐ）と時定数回路１１に接続した直流
遮断コンデンサ５の出力側５ｏの間には、この直流遮断
コンデンサ５側から電源ラインＬｃ側に順方向となる保
護ダイオード１６を接続する。
【００２０】次に、第一実施例に係る電源装置１ａの動
作について、図１〜図３を参照して説明する。
作について、図１〜図３を参照して説明する。
【００２１】まず、不図示の電源スイッチがオンするこ
とにより、商用交流電源２０から供給される周波数５０
又は６０〔Ｈｚ〕の交流電圧１００〔Ｖ〕は、ブリッジ
整流回路１４の一対の交流入力部に付与される。これに
より、交流電圧１００〔Ｖ〕は、ブリッジ整流回路１４
により全波整流され、得られた脈流電圧は、平滑コンデ
ンサ２１により平滑される。したがって、交流入力電圧
Ｖｉは、第一直流電源回路２により直流電圧に変換され
る。この際、開閉スイッチ２８は、オンしており、変換
された直流電圧は、抵抗２９を介してＰＷＭ変調回路１
３の電源ポート１３ｐに付与されることによりＰＷＭ変
調回路１３が起動せしめられる。なお、開閉スイッチ２
８は、ＰＷＭ変調回路１３の起動によりオフになり、他
方、不図示の電源スイッチがオフすることによりオンに
なる。
とにより、商用交流電源２０から供給される周波数５０
又は６０〔Ｈｚ〕の交流電圧１００〔Ｖ〕は、ブリッジ
整流回路１４の一対の交流入力部に付与される。これに
より、交流電圧１００〔Ｖ〕は、ブリッジ整流回路１４
により全波整流され、得られた脈流電圧は、平滑コンデ
ンサ２１により平滑される。したがって、交流入力電圧
Ｖｉは、第一直流電源回路２により直流電圧に変換され
る。この際、開閉スイッチ２８は、オンしており、変換
された直流電圧は、抵抗２９を介してＰＷＭ変調回路１
３の電源ポート１３ｐに付与されることによりＰＷＭ変
調回路１３が起動せしめられる。なお、開閉スイッチ２
８は、ＰＷＭ変調回路１３の起動によりオフになり、他
方、不図示の電源スイッチがオフすることによりオンに
なる。
【００２２】ＰＷＭ変調回路１３の起動により、このＰ
ＷＭ変調回路１３からは、抵抗１１ｒ及びコンデンサ１
１ｃの時定数により設定されるスイッチング周波数ｆｃ
（実施例は７０〔ｋＨｚ〕）を有する制御パルスＰｃが
出力し、スイッチング素子１２（ＦＥＴのゲート等）に
付与される。これにより、スイッチング素子１２は、ス
イッチング周波数ｆｃによりオン−オフ制御され、交流
出力トランスＴの一次巻線Ｔｆには、高周波電圧が付与
される。そして、二次巻線Ｔｓ及び補助巻線Ｔｃには、
当該高周波電圧に対応する交流電圧が誘起される。これ
により、二次巻線Ｔｓに誘起された交流電圧は、整流ダ
イオード２２及び平滑コンデンサ２３により整流平滑さ
れ、得られた直流出力電圧Ｅｏは負荷２４に付与され
る。したがって、交流出力トランスＴから出力する交流
電圧は、第二直流電源回路４により直流出力電圧Ｅｏに
変換される。一方、補助巻線Ｔｃに誘起された交流電圧
は、整流ダイオード２６及び平滑コンデンサ２７により
整流平滑され、ＰＷＭ変調回路１３の電源ポート１３ｐ
に付与される。
ＷＭ変調回路１３からは、抵抗１１ｒ及びコンデンサ１
１ｃの時定数により設定されるスイッチング周波数ｆｃ
（実施例は７０〔ｋＨｚ〕）を有する制御パルスＰｃが
出力し、スイッチング素子１２（ＦＥＴのゲート等）に
付与される。これにより、スイッチング素子１２は、ス
イッチング周波数ｆｃによりオン−オフ制御され、交流
出力トランスＴの一次巻線Ｔｆには、高周波電圧が付与
される。そして、二次巻線Ｔｓ及び補助巻線Ｔｃには、
当該高周波電圧に対応する交流電圧が誘起される。これ
により、二次巻線Ｔｓに誘起された交流電圧は、整流ダ
イオード２２及び平滑コンデンサ２３により整流平滑さ
れ、得られた直流出力電圧Ｅｏは負荷２４に付与され
る。したがって、交流出力トランスＴから出力する交流
電圧は、第二直流電源回路４により直流出力電圧Ｅｏに
変換される。一方、補助巻線Ｔｃに誘起された交流電圧
は、整流ダイオード２６及び平滑コンデンサ２７により
整流平滑され、ＰＷＭ変調回路１３の電源ポート１３ｐ
に付与される。
【００２３】また、ＰＷＭ変調回路１３には、第二直流
電源回路４の直流出力電圧Ｅｏに比例（分圧）した制御
電圧Ｅｃが付与される。これにより、制御パルスＰｃの
時比率が制御電圧Ｅｃの大きさに応じて変化し、直流出
力電圧Ｅｏを定電圧に維持する定電圧制御が行われる。
即ち、直流出力電圧Ｅｏが低下（上昇）した場合は、制
御パルスＰｃの時比率が大きく（小さく）なるため、ス
イッチング素子１２のオン期間が長く（短く）なり、出
力電圧Ｅｏを上昇（低下）させる制御が行われる。
電源回路４の直流出力電圧Ｅｏに比例（分圧）した制御
電圧Ｅｃが付与される。これにより、制御パルスＰｃの
時比率が制御電圧Ｅｃの大きさに応じて変化し、直流出
力電圧Ｅｏを定電圧に維持する定電圧制御が行われる。
即ち、直流出力電圧Ｅｏが低下（上昇）した場合は、制
御パルスＰｃの時比率が大きく（小さく）なるため、ス
イッチング素子１２のオン期間が長く（短く）なり、出
力電圧Ｅｏを上昇（低下）させる制御が行われる。
【００２４】他方、本発明に従って設けられる周波数分
散回路６は、次のように機能（動作）する。まず、ブリ
ッジ整流回路１４の出力側１４ｏには、平滑コンデンサ
２１が接続されているため、この出力側１４ｏの電圧Ｅ
ｉは、図２（ａ）に示すように、直流分に交流電圧成分
ｅであるリプル電圧が重畳した波形となる。直流遮断コ
ンデンサ５は、電圧Ｅｉに対して、直流分を阻止し、交
流電圧成分ｅのみを取出すため、直流遮断コンデンサ５
の出力側５ｏに接続される時定数回路１１のコンデンサ
１１ｃの抵抗接続部には、図２（ｂ）に示す交流電圧成
分ｅのみが付加される。この結果、コンデンサ１１ｃの
両端電圧は、正規の電圧に交流電圧成分ｅが重畳された
電圧となり、交流電圧成分ｅの電圧の変化幅に対応して
スイッチング周波数ｆｃ（基準周波数）も上下の所定の
幅で分散せしめられる。
散回路６は、次のように機能（動作）する。まず、ブリ
ッジ整流回路１４の出力側１４ｏには、平滑コンデンサ
２１が接続されているため、この出力側１４ｏの電圧Ｅ
ｉは、図２（ａ）に示すように、直流分に交流電圧成分
ｅであるリプル電圧が重畳した波形となる。直流遮断コ
ンデンサ５は、電圧Ｅｉに対して、直流分を阻止し、交
流電圧成分ｅのみを取出すため、直流遮断コンデンサ５
の出力側５ｏに接続される時定数回路１１のコンデンサ
１１ｃの抵抗接続部には、図２（ｂ）に示す交流電圧成
分ｅのみが付加される。この結果、コンデンサ１１ｃの
両端電圧は、正規の電圧に交流電圧成分ｅが重畳された
電圧となり、交流電圧成分ｅの電圧の変化幅に対応して
スイッチング周波数ｆｃ（基準周波数）も上下の所定の
幅で分散せしめられる。
【００２５】なお、保護ダイオード１６は次のように機
能する。通常、ＰＷＭ変調回路１３は、１チップのＩＣ
により製作されるが、本実施例に係る回路構成を採用し
た場合、このＩＣの電源ポート１３ｐに対して起動回路
３０から起動電圧が付与される前に、直流遮断コンデン
サ５を介して交流電圧成分ｅが付与されることになる。
このため、ＩＣに対して逆電圧が印加され、ＩＣを破壊
する虞れがある。したがって、保護ダイオード１６を接
続し、電源ポート１３ｐに起動回路３０から起動電圧が
付与される前に、交流電圧成分ｅをコンデンサ１１ｃに
対する付与と同時に電源ポート１３ｐに対しても付与す
るようにしたものであり、この結果、起動時に、ＩＣ
（ＰＷＭ変調回路１３）に対して逆電圧が印加される不
具合が回避される。
能する。通常、ＰＷＭ変調回路１３は、１チップのＩＣ
により製作されるが、本実施例に係る回路構成を採用し
た場合、このＩＣの電源ポート１３ｐに対して起動回路
３０から起動電圧が付与される前に、直流遮断コンデン
サ５を介して交流電圧成分ｅが付与されることになる。
このため、ＩＣに対して逆電圧が印加され、ＩＣを破壊
する虞れがある。したがって、保護ダイオード１６を接
続し、電源ポート１３ｐに起動回路３０から起動電圧が
付与される前に、交流電圧成分ｅをコンデンサ１１ｃに
対する付与と同時に電源ポート１３ｐに対しても付与す
るようにしたものであり、この結果、起動時に、ＩＣ
（ＰＷＭ変調回路１３）に対して逆電圧が印加される不
具合が回避される。
【００２６】よって、本実施例に係る電源装置１ａによ
れば、図３に実線で示す符号Ｐ…のように、伝導ノイズ
や放射ノイズ等のノイズの周波数が上下の所定の幅で変
動し、ノイズ成分のスペクトラムが分散されることによ
り、ノイズのピークレベルが低減される。しかも、実質
的には、単一のコンデンサ５のみで足りるなど、極めて
簡易な回路構成で実施できるため、装置全体の小型コン
パクト化及びコストダウンを図れるとともに、さらに、
コンデンサ５のみで実現できることは、無効電流を利用
することを意味し、これに伴う消費電力は発生しない。
したがって、無用な電力消費を回避して、電源効率及び
省エネルギ性を高めることができる。
れば、図３に実線で示す符号Ｐ…のように、伝導ノイズ
や放射ノイズ等のノイズの周波数が上下の所定の幅で変
動し、ノイズ成分のスペクトラムが分散されることによ
り、ノイズのピークレベルが低減される。しかも、実質
的には、単一のコンデンサ５のみで足りるなど、極めて
簡易な回路構成で実施できるため、装置全体の小型コン
パクト化及びコストダウンを図れるとともに、さらに、
コンデンサ５のみで実現できることは、無効電流を利用
することを意味し、これに伴う消費電力は発生しない。
したがって、無用な電力消費を回避して、電源効率及び
省エネルギ性を高めることができる。
【００２７】また、負荷２４（負荷電力）が大きくなっ
た場合、発生するノイズも大きくなるが、図２（ａ）に
仮想線Ｅｉｓで示す出力側１４ｏの電圧のように、同時
に、リプル分も大きくなるため、交流電圧成分ｅも、図
２（ｂ）に仮想線ｅｓで示すように大きくなる。この結
果、変動する周波数幅も大きくなり、ノイズのピークレ
ベルに対する低減効果が大きくなる。よって、負荷２４
（負荷電力）が大きくなり、発生するノイズも大きくな
る不具合は回避される。
た場合、発生するノイズも大きくなるが、図２（ａ）に
仮想線Ｅｉｓで示す出力側１４ｏの電圧のように、同時
に、リプル分も大きくなるため、交流電圧成分ｅも、図
２（ｂ）に仮想線ｅｓで示すように大きくなる。この結
果、変動する周波数幅も大きくなり、ノイズのピークレ
ベルに対する低減効果が大きくなる。よって、負荷２４
（負荷電力）が大きくなり、発生するノイズも大きくな
る不具合は回避される。
【００２８】次に、本発明に係る第二実施例〜第四実施
例に係る電源装置１ｂ，１ｃ，１ｄについて、図４〜図
６を参照して説明する。なお、図４〜図６において、図
１と同一部分或いは各図の相互間で同一部分について
は、共通の符号を付して、その構成を明確にするととも
に、その詳細な説明は省略する。したがって、図４〜図
６の変更実施例については、主に、図１に示した第一実
施例との相違点について説明する。
例に係る電源装置１ｂ，１ｃ，１ｄについて、図４〜図
６を参照して説明する。なお、図４〜図６において、図
１と同一部分或いは各図の相互間で同一部分について
は、共通の符号を付して、その構成を明確にするととも
に、その詳細な説明は省略する。したがって、図４〜図
６の変更実施例については、主に、図１に示した第一実
施例との相違点について説明する。
【００２９】まず、図４に示す第二実施例について説明
する。第二実施例は、第一実施例の回路に対して昇圧チ
ョッパ部４１（又は降圧チョッパ回路）を挿入して構成
したいわゆるツーステージタイプコンバータに適用した
電源装置１ｂを示す。第一実施例との相違点は、図１の
回路におけるブリッジ整流回路１４と平滑コンデンサ２
１間に、チョークコイル４２と整流ダイオード４３の直
列回路を挿入接続するとともに、チョークコイル４２の
出力側４２ｏとアースライン（コモンライン）Ｌｎ間に
スイッチング素子４４を接続したものである。この場
合、スイッチング素子４４は、ＰＷＭ変調回路１３から
付与される制御パルスＰｃｓにより、スイッチング素子
１２と同様にスイッチング制御される。この際、スイッ
チング素子４４と１２の同期は不要である。したがっ
て、スイッチング周波数ｆｃも必ずしも一致させる必要
はない。そして、直流遮断コンデンサ５は、チョークコ
イル４２の入力側４２ｉに接続する。第二実施例の場合
には、平滑前の電圧、即ち、脈流電圧が利用され、この
脈流電圧に基づく交流電圧成分ｅが直流遮断コンデンサ
５を介して時定数回路１１のコンデンサ１１ｃに付与さ
れる。
する。第二実施例は、第一実施例の回路に対して昇圧チ
ョッパ部４１（又は降圧チョッパ回路）を挿入して構成
したいわゆるツーステージタイプコンバータに適用した
電源装置１ｂを示す。第一実施例との相違点は、図１の
回路におけるブリッジ整流回路１４と平滑コンデンサ２
１間に、チョークコイル４２と整流ダイオード４３の直
列回路を挿入接続するとともに、チョークコイル４２の
出力側４２ｏとアースライン（コモンライン）Ｌｎ間に
スイッチング素子４４を接続したものである。この場
合、スイッチング素子４４は、ＰＷＭ変調回路１３から
付与される制御パルスＰｃｓにより、スイッチング素子
１２と同様にスイッチング制御される。この際、スイッ
チング素子４４と１２の同期は不要である。したがっ
て、スイッチング周波数ｆｃも必ずしも一致させる必要
はない。そして、直流遮断コンデンサ５は、チョークコ
イル４２の入力側４２ｉに接続する。第二実施例の場合
には、平滑前の電圧、即ち、脈流電圧が利用され、この
脈流電圧に基づく交流電圧成分ｅが直流遮断コンデンサ
５を介して時定数回路１１のコンデンサ１１ｃに付与さ
れる。
【００３０】次に、図５に示す第三実施例について説明
する。第三実施例は、第一実施例のか回路に対して力率
改善回路５１を付加したワンステージタイプコンバータ
（ＰＦＣコンバータ）に適用した電源装置１ｃを示す。
力率改善回路５１は、回路の力率改善を行うもので、交
流出力トランスＴに、一次副巻線Ｔｆｓと二次副巻線Ｔ
ｓｓを設け、一次副巻線Ｔｆｓの一方の端子は、ブリッ
ジ整流回路１４の出力側１４ｏに接続するとともに、一
次副巻線Ｔｆｓの他方の端子は、スイッチング素子５２
を介してアースライン（コモンライン）Ｌｎに接続す
る。また、二次副巻線Ｔｓｓの一方の端子は、整流ダイ
オード５４を介して二次巻線Ｔｓの一端に接続した整流
ダイオード２２の出力側２２ｏに接続するとともに、二
次副巻線Ｔｓｓの他方の端子は、二次巻線Ｔｓの他端に
接続する。さらに、ブリッジ整流回路１４の出力側１４
ｏは、整流ダイオード５３を介して平滑コンデンサ２１
に接続し、この出力側１４ｏと時定数回路１１における
コンデンサ１１ｃ間に、第二直流遮断コンデンサ５ｓを
接続する。第三実施例の場合には、リプル分が第一実施
例と同様に直流遮断コンデンサ５を介してコンデンサ１
１ｃに付与されるとともに、脈流電圧に基づく脈流分が
第二直流遮断コンデンサ５ｓを介してコンデンサ１１ｃ
に付与されるため、コンデンサ１１ｃには、リプル分と
脈流分が重畳した交流電圧成分ｅが付与される。したが
って、それぞれ単独で付与される場合に比べて、交流電
圧成分ｅをよりランダム化することができ、ノイズ低減
効果を高めることができる。なお、この場合、リプル分
と脈流分のいずれか一方のみを利用してもよいし、スイ
ッチ等により切換えることにより、負荷の大きさ等の条
件に対応して選択的に利用してもよい。
する。第三実施例は、第一実施例のか回路に対して力率
改善回路５１を付加したワンステージタイプコンバータ
（ＰＦＣコンバータ）に適用した電源装置１ｃを示す。
力率改善回路５１は、回路の力率改善を行うもので、交
流出力トランスＴに、一次副巻線Ｔｆｓと二次副巻線Ｔ
ｓｓを設け、一次副巻線Ｔｆｓの一方の端子は、ブリッ
ジ整流回路１４の出力側１４ｏに接続するとともに、一
次副巻線Ｔｆｓの他方の端子は、スイッチング素子５２
を介してアースライン（コモンライン）Ｌｎに接続す
る。また、二次副巻線Ｔｓｓの一方の端子は、整流ダイ
オード５４を介して二次巻線Ｔｓの一端に接続した整流
ダイオード２２の出力側２２ｏに接続するとともに、二
次副巻線Ｔｓｓの他方の端子は、二次巻線Ｔｓの他端に
接続する。さらに、ブリッジ整流回路１４の出力側１４
ｏは、整流ダイオード５３を介して平滑コンデンサ２１
に接続し、この出力側１４ｏと時定数回路１１における
コンデンサ１１ｃ間に、第二直流遮断コンデンサ５ｓを
接続する。第三実施例の場合には、リプル分が第一実施
例と同様に直流遮断コンデンサ５を介してコンデンサ１
１ｃに付与されるとともに、脈流電圧に基づく脈流分が
第二直流遮断コンデンサ５ｓを介してコンデンサ１１ｃ
に付与されるため、コンデンサ１１ｃには、リプル分と
脈流分が重畳した交流電圧成分ｅが付与される。したが
って、それぞれ単独で付与される場合に比べて、交流電
圧成分ｅをよりランダム化することができ、ノイズ低減
効果を高めることができる。なお、この場合、リプル分
と脈流分のいずれか一方のみを利用してもよいし、スイ
ッチ等により切換えることにより、負荷の大きさ等の条
件に対応して選択的に利用してもよい。
【００３１】次に、図６に示す第四実施例について説明
する。第四実施例は、ブリッジ整流回路１４の入力側１
４ｉ，１４ｉにおける交流電圧成分を利用したものであ
り、各入力側１４ｉ，１４ｉにそれぞれ整流ダイオード
６１，６２（整流回路１５）を接続し、この整流ダイオ
ード６１，６２の出力側６１ｏ，６２ｏを共通接続する
とともに、この出力側６１ｏ…と時定数回路１１におけ
るコンデンサ１１ｃ間に直流遮断コンデンサ５を接続す
る。第四実施例の場合は、ブリッジ整流回路１４の入力
側１４ｉ…の脈流電圧を利用する点を除いて、基本的に
は図４に示した第二実施例と同じである。なお、図６に
示す時定数回路１１は、コンデンサ１１ｃと抵抗１１ｒ
を可変式にした場合を示す。この場合、バリキャップダ
イオードや可変抵抗器を利用することができ、時定数を
変更することにより、ノイズ低減効果を最適化すること
ができる。
する。第四実施例は、ブリッジ整流回路１４の入力側１
４ｉ，１４ｉにおける交流電圧成分を利用したものであ
り、各入力側１４ｉ，１４ｉにそれぞれ整流ダイオード
６１，６２（整流回路１５）を接続し、この整流ダイオ
ード６１，６２の出力側６１ｏ，６２ｏを共通接続する
とともに、この出力側６１ｏ…と時定数回路１１におけ
るコンデンサ１１ｃ間に直流遮断コンデンサ５を接続す
る。第四実施例の場合は、ブリッジ整流回路１４の入力
側１４ｉ…の脈流電圧を利用する点を除いて、基本的に
は図４に示した第二実施例と同じである。なお、図６に
示す時定数回路１１は、コンデンサ１１ｃと抵抗１１ｒ
を可変式にした場合を示す。この場合、バリキャップダ
イオードや可変抵抗器を利用することができ、時定数を
変更することにより、ノイズ低減効果を最適化すること
ができる。
【００３２】以上、各実施例について詳細に説明した
が、本発明はこのような実施例に限定されるものではな
く、細部の回路構成，部品，手法等において本発明の要
旨を逸脱しない範囲で任意に変更，追加，削除すること
ができる。例えば、交流電圧成分ｅは時定数回路１１を
構成するコンデンサ１１ｃに付加した場合を示したが、
ＰＷＭ変調回路１３におけるスイッチング周波数ｆｃを
変更する電圧成分であれば、他の回路（部品）に付与す
ることもできる。また、保護ダイオード１６は、第二実
施例〜第四実施例の場合には、脈流電圧に基づく比較的
電圧の大きい交流電圧成分ｅを利用するため、接続する
ことが望ましいが、第一実施例の場合には、リプル分に
基づく比較的電圧の小さい交流電圧成分ｅを利用するた
め、必ずしも接続することを要しない。なお、本発明に
おける直流とは、半波及び全波整流波形や脈流等を含む
概念である。
が、本発明はこのような実施例に限定されるものではな
く、細部の回路構成，部品，手法等において本発明の要
旨を逸脱しない範囲で任意に変更，追加，削除すること
ができる。例えば、交流電圧成分ｅは時定数回路１１を
構成するコンデンサ１１ｃに付加した場合を示したが、
ＰＷＭ変調回路１３におけるスイッチング周波数ｆｃを
変更する電圧成分であれば、他の回路（部品）に付与す
ることもできる。また、保護ダイオード１６は、第二実
施例〜第四実施例の場合には、脈流電圧に基づく比較的
電圧の大きい交流電圧成分ｅを利用するため、接続する
ことが望ましいが、第一実施例の場合には、リプル分に
基づく比較的電圧の小さい交流電圧成分ｅを利用するた
め、必ずしも接続することを要しない。なお、本発明に
おける直流とは、半波及び全波整流波形や脈流等を含む
概念である。
【００３３】
【発明の効果】このように、本発明に係る電源装置は、
第一直流電源回路における交流電圧成分を直流遮断コン
デンサを介して取出し、取出した交流電圧成分をスイッ
チング回路のスイッチング周波数を変更する電圧成分に
付加する周波数分散回路を備えるため、次のような顕著
な効果を奏する。
第一直流電源回路における交流電圧成分を直流遮断コン
デンサを介して取出し、取出した交流電圧成分をスイッ
チング回路のスイッチング周波数を変更する電圧成分に
付加する周波数分散回路を備えるため、次のような顕著
な効果を奏する。
【００３４】（１） ノイズ成分のスペクトラムが分散
されるため、ノイズのピークレベルを低減させることが
できるとともに、実質的には、単一のコンデンサのみで
足りるなど、極めて簡易な回路構成で実施できるため、
装置全体の小型コンパクト化及びコストダウンを図るこ
とができる。
されるため、ノイズのピークレベルを低減させることが
できるとともに、実質的には、単一のコンデンサのみで
足りるなど、極めて簡易な回路構成で実施できるため、
装置全体の小型コンパクト化及びコストダウンを図るこ
とができる。
【００３５】（２） 無効電流を利用するため、無用な
電力消費を回避して、電源効率及び省エネルギ性を高め
ることができる。
電力消費を回避して、電源効率及び省エネルギ性を高め
ることができる。
【００３６】（３） 負荷の大きさに対応して交流電圧
成分が変化するため、負荷が大きくなり、発生するノイ
ズも大きくなる不具合を回避することができる。
成分が変化するため、負荷が大きくなり、発生するノイ
ズも大きくなる不具合を回避することができる。
【００３７】（４） 好適な実施の形態により、リプル
分に基づく交流電圧成分と脈流電圧に基づく交流電圧成
分を重畳して用いれば、交流電圧成分をよりランダム化
することができ、ノイズ低減効果を高めることができ
る。
分に基づく交流電圧成分と脈流電圧に基づく交流電圧成
分を重畳して用いれば、交流電圧成分をよりランダム化
することができ、ノイズ低減効果を高めることができ
る。
【００３８】（５） 好適な実施の形態により、スイッ
チング回路に備えるＰＷＭ変調回路の電源ラインと時定
数回路に接続した直流遮断コンデンサの出力側の間に、
直流遮断コンデンサ側から電源ライン側に順方向となる
保護ダイオードを接続すれば、逆電圧の印加によりＰＷ
Ｍ変調回路が破壊されてしまうなどの不具合を回避する
ことができる。
チング回路に備えるＰＷＭ変調回路の電源ラインと時定
数回路に接続した直流遮断コンデンサの出力側の間に、
直流遮断コンデンサ側から電源ライン側に順方向となる
保護ダイオードを接続すれば、逆電圧の印加によりＰＷ
Ｍ変調回路が破壊されてしまうなどの不具合を回避する
ことができる。
【図１】本発明の第一実施例に係る電源装置の電気回路
図、
図、
【図２】同電源装置におけるリプル分（交流電圧成分）
を含む入力電圧及び交流電圧成分の電圧波形図、
を含む入力電圧及び交流電圧成分の電圧波形図、
【図３】同電源装置におけるノイズレベルのスペクトル
図、
図、
【図４】本発明の第二実施例に係る電源装置の電気回路
図、
図、
【図５】本発明の第三実施例に係る電源装置の電気回路
図、
図、
【図６】本発明の第四実施例に係る電源装置の電気回路
図、
図、
１ａ 電源装置
１ｂ 電源装置
１ｃ 電源装置
１ｄ 電源装置
２ 第一直流電源回路
３ スイッチング回路
４ 第二直流電源回路
５ 直流遮断コンデンサ
５ｓ 直流遮断コンデンサ
５ｏ 直流遮断コンデンサの出力側
６ 周波数分散回路
１１ 時定数回路
１１ｃ コンデンサ
１２ スイッチング素子
１３ ＰＷＭ変調回路
１４ 整流回路
１４ｏ 整流回路の出力側
１４ｉ 整流回路の入力側
１５ 整流回路
１６ 保護ダイオード
Ｖｉ 交流入力電圧
Ｔ 交流出力トランス
Ｅｏ 直流出力電圧
Ｅｃ 制御電圧
ｅ 交流電圧成分
ｆｃ スイッチング周波数
Ｐｃ 制御パルス
Ｌｃ 電源ライン
Claims (6)
- 【請求項１】 交流入力電圧を直流電圧に変換する第一
直流電源回路と、この直流電圧をスイッチングして交流
出力トランスに付与するスイッチング回路と、この交流
出力トランスから出力する交流電圧を直流出力電圧に変
換する第二直流電源回路を備える電源装置において、前
記第一直流電源回路における交流電圧成分を直流遮断コ
ンデンサを介して取出し、取出した交流電圧成分を前記
スイッチング回路のスイッチング周波数を変更する電圧
成分に付加する周波数分散回路を備えることを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項２】 前記スイッチング回路は、時定数回路で
設定されるスイッチング周波数を有する制御パルスを、
スイッチングを行うスイッチング素子に付与するととも
に、入力する制御電圧の大きさに応じて前記制御パルス
の時比率を可変するＰＷＭ変調回路を備えることを特徴
とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記時定数回路と前記第一直流電源回路
における整流回路の出力側の間に、前記直流遮断コンデ
ンサを接続することを特徴とする請求項２記載の電源装
置。 - 【請求項４】 前記時定数回路と前記第一直流電源回路
における整流回路の入力側の間に、整流回路を介して前
記直流遮断コンデンサを接続することを特徴とする請求
項２記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記ＰＷＭ変調回路の電源ラインと前記
時定数回路に接続した前記直流遮断コンデンサの出力側
の間に、前記直流遮断コンデンサ側から前記電源ライン
側に順方向となる保護ダイオードを接続することを特徴
とする請求項２記載の電源装置。 - 【請求項６】 前記時定数回路を構成するコンデンサの
静電容量に対して、前記直流遮断コンデンサの静電容量
を、１／１０以下に設定することを特徴とする請求項２
記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002072418A JP2003274656A (ja) | 2002-03-15 | 2002-03-15 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002072418A JP2003274656A (ja) | 2002-03-15 | 2002-03-15 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003274656A true JP2003274656A (ja) | 2003-09-26 |
Family
ID=29202419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002072418A Pending JP2003274656A (ja) | 2002-03-15 | 2002-03-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003274656A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7285939B2 (en) | 2004-03-17 | 2007-10-23 | Denso Corporation | DC-DC converter for boosting input voltage at variable frequency |
| US7919950B2 (en) | 2007-07-09 | 2011-04-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
| WO2013136755A1 (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-19 | パナソニック株式会社 | 非接触充電装置の給電装置 |
| WO2013136753A1 (ja) * | 2012-03-15 | 2013-09-19 | パナソニック株式会社 | 非接触充電装置の給電装置 |
-
2002
- 2002-03-15 JP JP2002072418A patent/JP2003274656A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7285939B2 (en) | 2004-03-17 | 2007-10-23 | Denso Corporation | DC-DC converter for boosting input voltage at variable frequency |
| US7919950B2 (en) | 2007-07-09 | 2011-04-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power factor correction converter |
| WO2013136753A1 (ja) * | 2012-03-15 | 2013-09-19 | パナソニック株式会社 | 非接触充電装置の給電装置 |
| JPWO2013136753A1 (ja) * | 2012-03-15 | 2015-08-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 非接触充電装置の給電装置 |
| US9755500B2 (en) | 2012-03-15 | 2017-09-05 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power feed device of inductive charging device |
| WO2013136755A1 (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-19 | パナソニック株式会社 | 非接触充電装置の給電装置 |
| JPWO2013136755A1 (ja) * | 2012-03-16 | 2015-08-03 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 非接触充電装置の給電装置 |
| US9660514B2 (en) | 2012-03-16 | 2017-05-23 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Power feed device of inductive charging device |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6344986B1 (en) | Topology and control method for power factor correction | |
| US7272021B2 (en) | Power converter with isolated and regulated stages | |
| US5894412A (en) | System with open-loop DC-DC converter stage | |
| US7009852B2 (en) | DC-DC converter circuits and method for reducing DC bus capacitor current | |
| EP1776752A2 (en) | Low switching frequency power factor correction circuit | |
| JP2004282826A (ja) | エンジン駆動式発電機 | |
| JPH07177745A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| Li et al. | A low-cost adaptive multi-mode digital control solution maximizing AC/DC power supply efficiency | |
| WO2005074113A1 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2009247132A (ja) | スナバ回路 | |
| US7050309B2 (en) | Power converter with output inductance | |
| JP4359026B2 (ja) | 交流電圧から低電力整流低電圧を発生させる電気回路装置 | |
| JP2001186768A (ja) | 直流電源装置 | |
| JP4764980B2 (ja) | 直流−直流変換装置 | |
| JP2011024306A (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP2003274656A (ja) | 電源装置 | |
| JP3038304B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| KR100590785B1 (ko) | Ｐｄｐ용 전원장치 | |
| JP2008099348A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH0974741A (ja) | コンバータ | |
| KR20160101808A (ko) | 풀브리지 dc-dc 컨버터 | |
| JP3456803B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| KR100268563B1 (ko) | 단상/３상 겸용 소프트 스위칭 방식 정류 장치 | |
| JPH10309078A (ja) | スイッチング型直流電源装置 | |
| KR100638477B1 (ko) | 전원회로 장치 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Effective date: 20041201 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Effective date: 20080104 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080123 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20080604 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |