JP2003273753A

JP2003273753A - 非線形性を低減するための方法及びシステム

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Publication number: JP2003273753A
Application number: JP2003046999A
Authority: JP
Inventors: Richard Neil Braithwaite; リチャード・ニール・ブレスウェイト
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 2002-02-26
Filing date: 2003-02-25
Publication date: 2003-09-26
Also published as: US6566948B1; EP1345319A3; EP1345319A2

Abstract

(57)【要約】【課題】超線形測定コンポーネントを必要とせずに、
信号発生回路の線形性を向上させる。【解決手段】直列配置した変調器（１０２）と電力増
幅器（１０４）を通常備えている信号発生回路（２０
１）の非線形性は、測定回路（２０３）を信号発生回路
（２０１）の出力と、信号発生回路（２０１）の信号路
に沿う別の点とに接続することによって減少される。プ
レディストーションされた信号は、信号発生回路（２０
１）の入力に供給される。プレディストーションされ
た入力信号は、定成分と時変成分を含み、それによっ
て、信号発生回路（２０１）の非線形モードを誘起させ
る。測定回路（２０３）は、それ自身を通り抜けるプレ
ディストーション入力信号の部分が時変成分を含まない
で、それ自身の非線形性を誘起させないようにバランス
される。プレディストーション入力信号は、信号発生回
路（２０１）の非線形性を低減するために調整される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、一般に、信号発生
の分野に関するものであり、とりわけ、制限するわけで
はないが、例えば、信号発生回路における非線形性の低
減に関するものである。本発明の主たる目的は、信号発
生回路における非線形性の低減にある。

【０００２】

【従来の技術】直列に組み合わせた変調器と電力増幅器
（ＰＡ）の線形性を向上させる試みには、（ａ）より線
形性の高いコンポーネントを選択することと、（ｂ）例
えば、フィードバック、フィードフォワード、及び、プ
レディストーションといった線形化技法を利用すること
が含まれている。フィードバックは、一般に、ほぼリア
ルタイムで信号を補正するため、信号の少なくとも一部
を遅延バージョンの信号にフィードバックすることを表
している。フィードフォワードは、一般に、後続の信号
が補正されるように、あらかじめ信号に補正を施すこと
を表している。高い線形性を示すコンポーネントは、低
い線形性を示すコンポーネントよりも高価な場合が多い
ので、線形性の低いコンポーネントの非線形性を補正す
る線形化技法が追及されてきた。

【０００３】フィードバック線形化には、一般に、２つ
の形式、すなわち、１）極座標形式と２）デカルト座標
形式がある。線形化は、ベースバンド信号、ＩＦ（中間
周波数）信号（もし存在するなら）、及び、無線周波数
（ＲＦ）信号のいずれかに施すことが可能である。一般
に、フィードバック・ループ遅延には、利用可能な信号
帯域幅を制限する傾向があり、帯域幅の制限を超える
と、不安定性が生じる可能性がある。

【０００４】フィードフォワード線形化は、非線形性に
よる歪みを測定し、主信号を遅延させ、測定された歪み
を利用して、主信号から歪みを取り除くことによって行
われる。フィードフォワード線形化は、例えば、ＰＡの
ようなＲＦコンポーネントにおける非線形性の影響を低
減するために用いられることが多い。変調器のエラー
は、一般に、フィードフォワード線形化を用いて補正さ
れることはない。フィードフォワード線形化の実施は、
一般に、測定された歪みを増幅するために利用される第
２の基準増幅器の質によって制限される。フィードフォ
ワード補償の利用に関する欠点には、高価であること
と、許容し得る性能を得るのに、基準経路と信号経路と
の間で正確なバランスが必要になるという点がある。

【０００５】プレディストーション線形化には、信号経
路に非線形性を導入することが必要になる。次に、その
非線形性を利用して、例えば、変調器及びＰＡのような
もとのコンポーネントに存在する非線形性が相殺され
る。プレディストーションの目的は、信号の時変（例え
ば、振幅変調（ＡＭ））成分による信号パワー・レベル
の瞬時変動にもかかわらず、直列に組み合わせられたプ
レディストータ（ＰＤ）、変調器、及び、ＰＡの利得を
一定に保つことにある。プレディストーション線形化
は、信号経路に沿った任意の場所において施すことが可
能であるが、用途によっては、ベースバンド信号または
ＲＦ信号のプレディストーション線形化が望ましい場合
もあり得る。

【０００６】プレディストーション線形化では、一般
に、システムの非線形利得の時変逆数（time-varying i
nverse）をパラメトリック関数としてモデル化すること
によって、変調器及びＰＡの非線形性を補償する。通常
は、出力歪みを最小限に抑えるプレディストーション・
パラメータも推定される。プレディストーションが完全
であれば、逆非線形利得のパラメータは、出力歪みを最
小限に抑えるものと同じである。利得は時間の経過につ
れてドリフトする可能性があるので、プレディストーシ
ョン・パラメータの適応推定が望ましい。

【０００７】適応パラメータ推定では、一般に、利得変
動を正確に測定することが必要になる。利得変動の測定
が不正確であれば、パラメータの推定が偏ることにな
り、その結果、プレディストーション線形化の機能が損
なわれることになる。

【０００８】線形化に対する適応アプローチに固有の問
題は、線形化されるシステムが、例えば、信号経路内の
変調器またはＰＡの非線形性によって誘発された歪み
と、信号経路内における非線形性の測定に用いられる測
定コンポーネントによって生じた非線形性による歪みを
見分けることができないということである。結果とし
て、現在知られている多くの適応プレディストーション
線形化アプローチは、超線形測定コンポーネントを必要
とする。これらの超線形測定は、法外に高くつく場合が
多い。

【０００９】以上から明らかなように、信号発生回路の
非線形性によって、超線形測定コンポーネントが必要に
なったが、これは、法外に高くつく場合が多い。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は、超線形測定コンポーネントを必要とせずに、信号発
生回路の線形性を向上させる、信号発生回路における非
線形性を低減する方法及びシステムを提供することにあ
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、超線形
である必要のない、従って、他のアプローチより低コス
トの測定回路を用いて、信号発生回路のような回路の線
形性を向上させるための方法及びシステムが得られる。
回路の非線形性を起こさせるため、ＡＭ成分を含む時変
信号が該回路に入力される。測定回路は、ＡＭ成分を除
去するように調整されるので、結果生じる信号によっ
て、測定回路の非線形性が誘起されることはない。測定
回路のこうした非線形性は、回路を通過する信号の一部
を抽出することによって最小限に抑えられる。抽出部分
は、時変成分（time-varying component）をあまり含ん
でいない。従って、測定回路の非線形性は誘起されない
が、回路の非線形性は誘起されることになり、従って、
測定して、後で補正することが可能になる。

【００１２】本発明の実施態様の１つでは、回路の非線
形性を低減する方法には、入力信号を発生して、プレデ
ィストーションを施すステップが含まれる。入力信号に
は、定成分と、時変成分が含まれている。プレディスト
ーションを施された入力信号は、回路に入力され、回路
から出力信号が得られる。出力信号から搬送波信号を取
り除くと、エラー信号が得られる。エラー信号の包絡線
が求められ、入力信号に関連した復調信号を利用して復
調される。プレディストーションを施された入力信号の
パラメータは、復調された変換エラー信号に関して調整
され、その結果、エラー信号の包絡線の振幅が定値に近
づくことになる。

【００１３】本発明のもう１つの実施態様では、非線形
性を低減するためのシステムに、入力信号発生回路と、
搬送波信号発生回路が含まれている。信号発生回路は、
定成分と、時変成分を含む入力信号を発生するようにな
っている。搬送波信号発生回路は、搬送波信号を発生す
るようになっている。回路には、入力信号発生回路に接
続されて、入力信号を受信するようになっている入力
と、搬送波信号発生回路に接続されて、搬送波信号と共
に入力信号を変調するようになっている変調器が含まれ
ている。回路には、変調器に接続されて、被変調入力信
号を増幅するようになっている増幅器も含まれている。
出力は、増幅器に接続されており、増幅された被変調入
力信号を送り出すようになっている。システムには、信
号パラメータを調整するようになったプレディストータ
（pre-distorter）が含まれている。このプレディスト
ータが前記回路に接続されている。搬送波信号発生回路
及び前記出力に接続された測定回路も存在する。測定回
路は、エラー信号の包絡線を生じるようになっている。
包絡線は、測定回路の不均衡の関数を構成する。プレデ
ィストーション・パラメータ調整を利用して、エラー信
号の包絡線の振幅を定値に近づけることによって、回路
の非線形性を低減させる。

【００１４】本発明の上述の特徴及び他の特徴について
は、添付の図面に示す例証となる例に関連して、詳細に
後述される。通常の当業者には明らかなように、解説の
実施態様は、例証のため、理解が得られるように提示さ
れたものであり、本特許明細書では、さまざまな同等の
実施態様も企図されている。さらに、本発明によれば、
上述のもの以外に、あるいは、それらの代わりに、他の
特徴及び利点を備えた実施態様も得られる。これらの特
徴及び利点の多くは、添付の図面に関連して後述する下
記の説明から明らかになる。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下の詳細な説明では、本発明の
実施態様に関する完全な理解が得られるように、特定の
詳細が明らかにされる。しかし、通常の当業者には明ら
かなように、本発明は、これらの特定の詳細から逸脱す
る他の実施態様において実施することも可能である。他
の例では、不要な詳細によって本発明の実施態様に関す
る説明が分りにくくならないようにするため、周知の方
法、装置、論理コード（例えば、ハードウェア、ソフト
ウェア、ファームウェア）等の詳細な説明は省略されて
いる。本発明の望ましい実施態様及びその利点について
は、同様の番号がそれぞれの図面の同様の部分及び対応
する部分に用いられている、図面の１〜６を参照するこ
とによって最もよく理解される。

【００１６】

【外１】

【００１７】変調器１０２及びＰＡ１０４の非線形性を
補償するため、信号経路に沿った任意の場所で、プレデ
ィストーションを施すことが可能である。プレディスト
ーションは、例えば、変調器１０２の前、変調器１０２
とＰＡ１０４との間のＲＦ信号経路上、または、ＰＡ１
０４の後といったように、信号経路に沿った任意の場所
で施すことが可能であるが、実施が容易であるため、ベ
ースバンド入力ｘ（ｔ）のプレディストーションが望ま
しい場合が多い。

【００１８】プレディストータ（ＰＤ）１０８によっ
て、ｘ（ｔ）に歪みが加えられ、次に、プレディストー
ションを施した信号がディジタル・アナログ変換器（Ｄ
ＡＣ）１１０に供給され、ＤＡＣ１１０から変調器１０
２に対して出力される。コントローラ１１４を介して、
ＰＤ１０８にプレディストーションの設定１１２を施す
ことが可能である。プレディストーションの設定１１２
によって、線形化回路１００の線形性を向上させるよう
に、ＰＤ１０８のパラメータを調整することが可能にな
る。

【００１９】変調器１０２の出力信号が、ＰＡ１０４に
入力される。コントローラ１１４は、アナログ・ディジ
タル変換器／係数計算器（ＡＤＣ／係数計算器）ブロッ
ク１１６、利得調整ブロック１１８、及び、位相調整ブ
ロック１２０の任意の１つに調整を施すため、これらの
ブロック１１６、１１８、及び、１２０にも結合されて
いる。

【００２０】

【外２】

【００２１】結合器１２２は、線形化回路１００の利得
調整された出力からＬＯ１０６の位相調整された出力を
取り除く。結合器１２２の出力は、ダイオード１２４に
送られ、結合器１２２の出力の包絡線信号が生じる。ダ
イオード１２４の出力は、ＡＤＣ／係数計算器１１６に
送られ、線形化回路１００の線形性を向上させるため、
ＰＤ設定１１２に調整が加えられる。

【００２２】プレディストーションの３つの主たる複雑
さレベルを実現することが可能である。最低の複雑さを
実現する場合には、ＰＤ１０８のプレディストーション
設定１１２が手動で調整される。プレディストーション
設定１１２は、一般に、１回の手順で調整される。より
複雑なプレディストーションには、プレディストーショ
ン設定１１２の自動調整が必要になる。プレディストー
ション設定１１２の自動調整は、２つの一般的なクラ
ス、すなわち、１）オフ・ライン較正と、２）オン・ラ
イン適応に分類することが可能である。オフ・ライン較
正では、既知の入力信号を用いて、プレディストーショ
ン設定１１２に対する調整が決定される。オフ・ライン
較正では、線形化回路１００の利用が中断される。これ
に対し、オン・ライン適応では、線形化回路１００が用
いられ、入力信号ｘ（ｔ）が利用されている間に、プレ
ディストーション設定１１２の調整が行われる。

【００２３】

【外３】

【００２４】本発明の教示によれば、プレディストーシ
ョンを利用して、変調器１０２及びＰＡ１０４を含む信
号経路上にある線形化回路１００の非線形性が低減され
る。ＤＡＣ１１０によるディジタルからアナログへの信
号変換前に、信号経路に対してプレディストーションが
施される。しかし、他の実施態様には、信号経路に沿っ
た任意の場所で、プレディストーションを施すことが可
能なものもある。プレディストーション関数のパラメー
タは、入力信号ｘ（ｔ）を利用する較性手順によって推
定（estimate）されるのが望ましい。これによって、推
定パラメータが設定され、入力信号ｘ（ｔ）と同様の平
均パワーを備えた任意の信号に関連する利得変動を補償
するために用いられる。

【００２５】本発明の教示によれば、変調器及び増幅器
を用いて、ベースバンド信号をＲＦに変換する装置の線
形性を向上させることが可能である。さらに、本発明の
実施態様によれば、所望の利得と実利得とのオフセット
が解消される。従って、例えば、変調器１０２及びＰＡ
１０４によってその後導入される非線形性を補償するた
め、ＰＤ１０８によって、線形化回路１００の信号経路
に非線形性を導入することが可能である。ＰＤ１０８
は、変調器１０２に信号ｘ（ｔ）を入力し（プレディス
トーション後）、エラー信号を測定することによって調
整される。プレディストーションによって、利得のオフ
セットが減少し、線形化回路１００の線形性が向上する
と、エラー信号は、定値に向かって収束する。

【００２６】

【外４】

【００２７】本発明の実施態様では、入力信号ｘ（ｔ）
に、定（すなわち、ＤＣ）成分と、時変（例えば、複素
指数（complex exponential））成分が含まれている。
プローブ信号（probing signal）とも呼ばれる入力信号
ｘ（ｔ）は、定成分だけ原点からオフセットした同相直
交平面内の円によって表すことが可能である。入力信号
ｘ（ｔ）の複素指数成分によって、時変（例えば、Ａ
Ｍ）信号成分が導入される。

【００２８】図２は、本発明の教示による線形化回路２
００の詳細ブロック図である。線形化回路２００には、
信号発生回路２０１、入力信号発生回路２０２、及び、
測定回路２０３が含まれている。入力信号発生回路２０
２は、図２に表された実施態様の場合、下記のように、
Ｉチャネルの定オフセットに重み付き外乱（weighteddi
sturbance）を加えたものが含まれている入力信号ｘ
_i（ｔ）を発生する：

【数１】ここで、ｓ_mod（ｔ）は時変信号、λは変調指数であ
る。信号ｓ_mod（ｔ）は、２つの主機能を実施する：
（１）ｓ_mod（ｔ）は、入力信号ｘ_i（ｔ）の振幅を変化
させることによって、変調器１０２とＰＡ１０４の非線
形モードを誘発する；（２）ｓ_mod（ｔ）は、ＰＤ１０
８の最適設定を求めることができるように、測定ブリッ
ジ回路と呼ぶことも可能な測定回路２０３の瞬時バラン
スを崩壊させる。

【００２９】回路２０１のＲＦ出力信号は、下記によっ
て表すことが可能である：

【数２】

【外５】

【数３】であり、ｘ_LO（ｔ）、ｘ_mpd（ｔ）、及び、ε_RF（ｔ）
は、それぞれの複素ベースバンド信号である。

【００３０】

【外６】

【００３１】

【外７】

【００３２】

【外８】

【００３３】

【外９】

【００３４】γ_detは、入力信号発生回路２０２によっ
て出力される信号２１８の共役を利用して、復調素子２
１４によって復調される。信号２１８は、ＤＣオフセッ
トを含んでいないという点を除いて、ｘ_i（ｔ）の共役
に関連している。入力信号発生回路２０２によって出力
される信号２１８は、φ_mによって表されるように、位
相が調整されており、信号２１８とγ_detは、両方と
も、互いに同相をなす。信号２１８の位相調整後、結果
生じる位相調整信号２２０は、復調素子２１４に入力さ
れる。復調素子２１４によって出力される復調信号２２
２は、低域フィルタ２１６によって低域フィルタリング
が施され、その結果、複素測定値Γが出力されるが、こ
の測定値は、測定回路２０３の不均衡の関数であり、プ
レディストーション設定１１２に対する調整を計算する
ディジタル信号処理回路要素（不図示）に入力するのが
望ましい。

【００３５】

【外１０】

【００３６】

【外１１】

【００３７】

【外１２】

【００３８】

【外１３】

【００３９】

【外１４】

【００４０】信号発生回路２０１の線形性が向上するよ
うに、ＰＤ１０８の係数を調整するために用いられる勾
配を推定するには、欠陥（impairment）及びＰＤ１０８
を含む信号発生回路２０１のモデルが必要になる。図４
に示すように、直列に接続されたＰＤ１０８、変調器１
０２、及び、電力増幅器１０４（総称してＤＭＰＡと呼
ぶ）の一般モデルは、次の通りである：

【数４】ここで、Ｇ_pd（ｘ）は、ＰＤ１０８の利得である。方程
式（７）によって、定オフセット（ａ_-1）、ＩＱ欠陥
（ａ₀、ｂ₀）、高次無記憶（higher-order memoryles
s）非線形性（ａ_k、ここでｋ＞０）、及び、スルー（sl
ew）欠陥（ｒ_k）が得られる。方程式（７）には多くの
係数があるが、一般に、ＰＤ１０８にはわずかな自由度
しかない。

【００４１】利得オフセット及び電力に関連した項のあ
る単純なＰＤ１０８は、次のように表すことが可能であ
る：

【数５】ＰＤ１０８によって、線形成分と、無記憶三次非線形性
が導入される。勾配情報は、ＤＭＰＡの線形性を向上さ
せるｃ₀及びｃ₂に対する調整を表示する、測定回路２０
３から得ることが可能である。ＰＤには４自由度が得ら
れる：Ｒｅ｛ｃ₀｝、Ｉｍ｛ｃ_o｝、Ｒｅ｛ｃ₂｝、及
び、Ｉｍ｛ｃ₂｝。

【００４２】ＰＤ１０８に利用可能な制限された自由度
によって、主としてａ₀及びａ₂の影響が補償されるの
で、変調器１０２及びＰＡ１０４における他の全ての係
数（ａ _k、ｂ_k、及び、ｒ_k）は０であると想定すること
が可能である。ＤＭＰＡの単純化モデルは、従って、次
の通りである：

【数６】

【００４３】ＰＤ１０８がＤＭＰＡの線形性を向上させ
るためには、下記を実現するのが有効である：

【数７】

【００４４】信号発生回路２０１の非線形性が最小の場
合、ａ₂及びｃ₂の高次項（｜ａ₂｜²，｜ｃ₂｜²，ａ
₂ｃ₂，．．．）は無視することが可能であり、下記の近
似を利用することが可能である：

【数８】

【００４５】（ａ₀、ａ₂）に対する勾配が得られると、
方程式（１３）及び方程式（１４）を利用して、ｃ₀及
びｃ₂に対する調整を計算することが可能になる。方程
式（１３）及び方程式（１４）から更新項δｃ₀及びδ
ｃ₂を直接計算することが可能であるが、ａ₀及びａ₂の
値が必要になる。一般に、ａ₀及びａ₂は未知である。し
かし、｜ｃ₂｜＜＜｜ｃ₀｜であり、ＰＤ１０８の初期設
定が十分に正確であるため、方程式（１１）及び方程式
（１２）が適正な近似であるものと仮定すると、下記の
近似を利用することが可能になる：

【数９】ここで、（δａ₀、δａ₂）は、ＤＭＰＡの利得係数の勾
配である。

【００４６】図３は、ｓ_mod（ｔ）が複素指数信号であ
る場合の、典型的な信号ｘ（ｔ）及び搬送波信号ｘ
_LO（ｔ）のグラフである：

【数１０】

【００４７】λは、実数で、正である。図３には、ＩＱ
空間内のｘ（ｔ）及びｘ_LO（ｔ）の軌跡が示されてい
る。ｘ_LO（ｔ）は、（ｘ_I、ｘ_Q）＝（１，０）の点であ
り、ｘ（ｔ）は、原点からＩ＝１だけオフセットした半
径λの円である。変調器１０２及びＰＡ１０４の双方が
線形性であるために、ｘ（ｔ）の円形軌跡がＰＡ１０４
の出力信号ｙ_ORF（ｔ）に位置するように見える場合、
ＤＭＰＡの利得によってｘ_LO（ｔ）に対するｙ
_ORF（ｔ）の円形軌跡の位置が決まる。ｙ_ORF（ｔ）を表
す円及びｘ_LO（ｔ）を表す点によって包囲される領域の
中心が一致する場合、利得は、平均的な意味でバランス
がとれている。さらに、ε_RF（ｔ）は定振幅を示すこと
になる。結果として、ダイオード２１２の非理想的応答
は、それほど重要ではない。ｘ（ｔ）及びｘ_LO（ｔ）の
軌跡は交差しないが、これは、バランスをとる際、λ＝
０でない限り、測定回路の瞬時バランスが得られないこ
とを表している。

【００４８】ＤＭＰＡに利得オフセットがある場合、円
の中心及びドットは、図４Ａに示すように離隔してい
る。円の中心とドットとの離隔は、測定回路２０３のバ
ランスがとれておらず、ＤＭＰＡの平均利得を変更しな
ければならないということを表している。不均衡のた
め、γ_detは、Ｔ₁＝２π／ω_psの周期に応じて変動する
ことになる。γ_detの周波数成分振幅及び位相は、ＩＱ
空間における利得オフセットのサイズ及び方向を表して
いる。

【００４９】

【外１５】

【数１１】ここで、Γθ及びΓ₂θは、それぞれ、第１及び第２の
エラー測定値である。この第１と第２のエラー測定値に
よって、ＤＭＰＡ利得オフセット及び非線形性に関する
有用な情報が得られる。

【００５０】ＤＭＰＡモデル係数に関して、第１のエラ
ー測定値Γθは、

【数１２】第２のエラー測定値Γ₂θは、

【数１３】｜ａ₀−１｜が小さい場合、

【数１４】 Γθ及びΓ₂θは、複素値である。Γθは、利得オフセ
ットと非線形性の両方の関数であり、一方、Γ₂θは、
非線形性だけの関数である。

【００５１】Γθ及びΓ₂θの実数及び虚数成分を利用
して、ＰＤ１０８のプレディストーション設定１１２の
実及び虚係数の測定値を求めることが可能である。すな
わち、方程式（１５）において、ＰＤ１０８の設定１１
２を更新するために用いられる値は、下記によって示さ
れる：

【数１５】方程式（２３）及び（２４）では、｜ａ₀−１｜が小さ
いものと仮定されているので、

【数１６】

【００５２】複素指数信号に対する変動を利用して、γ
_detを一定にして、ＤＭＰＡのバランスがとれ、線形に
なるようにする所望の特性を備えたあるクラスのプロー
ブ信号を発生することが可能である。以下では、３つの
典型的なプローブ／復調信号対が提示されるが、各信号
対は、それぞれ、図３に示す円形軌跡に基づくものであ
る。

【００５３】図５には、もう１つの典型的なプローブ信
号が例示されている。プローブ信号５００が軌跡を描い
て移動する速度は、図３に示すものから変更される。信
号５００に用いられる復調信号ｓ_demod（ｔ）は、時変
重みを用いて、円の中心を最適なバランス・ポイントと
して保つ。

【００５４】信号５００及び対応する復調信号が軌跡を
描いて移動する速度は、時間が経つにつれて変動する。
速度変化は、時間軸を歪めることによって得られる。復
調信号ｓ_demod（ｔ）は、測定値の偏りをなくすため、
速度に比例した重み付けが施される。信号５００は、下
記によって表すことが可能である：

【数１７】ここで、ｈ_t（ｔ）は、時間軸を歪める関数である。時
間軸を歪めると、信号５００のスルー・レート及び周波
数内容が変化し、ＤＭＰＡ内における記憶効果が浮き彫
りになる。復調信号ｓ_demod（ｔ）は、さらに、速度変
動を考慮して修正しなければならない。第１のエラー測
定値は、次のようになる：

【数１８】ここで、復調信号は

【数１９】であり、ｗ（ｔ）は時変重みである。項ｗ（ｔ）によっ
て、Γθの偏りが解消され、従って、円の中心が線形バ
ランス・ポイントとして保たれる。

【００５５】ＤＭＰＡが線形性で、ｃ₀＝１の場合、Γ
θの偏りは、次の通りである：

【数２０】

【００５６】偏りをなくすには、観測間隔［０、Ｔ］に
わたって方程式（３１）が０に等しくなるようにする重
みｗ（ｔ）を見つけ出さなければならない。観測間隔
［０，Ｔ］の端点が、

【数２１】になるように選択されると、観測間隔は、円形軌跡の同
じ位置で始まり、終わることになる。ｈ_t（ｔ）が単調
の場合、Γθの偏りをなくすのに適した重みは、次の通
りである。

【数２２】方程式（３３）を方程式（３０）に代入すると、円形軌
跡内の各ポイント（個別円弧）毎に、バランス・ポイン
トを決定する際の等しい重みが与えられる。

【００５７】重みｗ（ｔ）が一連のデルタ関数を含むサ
ンプリング関数に置き換えられた、代替復調信号を利用
することが可能である。サンプル間の間隔は、ｈ
_t（ｔ）に関連した時間的歪みを補償するように調整さ
れる。あらかじめ歪められたサンプル・レートが、均一
で、プローブ信号周波数の整倍数（Ｎ）である場合、サ
ンプル・ポイントは、図５に示すように、軌跡上のＮの
位置に制限される。従って、

【数２３】ここで、Ｔは、２πＮ／ω_psのあらかじめ歪められたサ
ンプリング間隔である。軌跡に対するサンプリング・ポ
イントの位置は、同じであるが、サンプルの時間的間隔
は、一般に、もはや均一ではない。

【００５８】図６には、利得オフセットのある線形ＤＭ
ＰＡの検出エラー信号の軌跡が例示されている。サンプ
ル値復調信号を一般化して、任意の時間に移動方向を反
転させ、その一方で、なおかつ、円の中心をバランス・
ポイントとして維持することが可能である。結果とし
て、その移動が円の弧に対し分離されるものを含む、新
しいクラスのプローブ信号が得られることになる。復調
信号はサンプル値形式を備えている。

【００５９】信号６００及び対応する復調信号を一般化
して、方向を反転可能にする前に、γ_detの分散を最小
限に抑える、線形利得オフセットの推定を再検討するこ
とが必要になる。次に、この推定値と第１のエラー測定
値Γθが比較される。一般に、推定値と第１のエラー測
定値Γθは等しくなく、その差は、Γ_biasで表される測
定の偏りである。

【００６０】偏りを推定し、取り除くアプローチは、ｈ
_t（ｔ）が単調であるように強制されないという点で、
図５の信号とは異なっている。図５の場合、それぞれ、
重み付けと非均一サンプリングを利用して、円の各部分
が利得オフセットの推定値に等しい影響を及ぼすことが
保証される。結果として、重みｗ（ｔ）（またはサンプ
リング密度）が、円の欠けた部分において無限にならな
ければならないので、円弧の軌跡の利用は禁じられる。
本アプローチによれば、円弧の利得オフセットの計算が
可能であるが、ノイズが存在する場合、安定性を確保す
るには、追加フィルタリングが必要になる。

【００６１】△ｘ_c及び△ｙ_cで表される座標軸に沿って
利得オフセットを生じる線形ＤＭＰＡについて考察する
ことにする。γ_detの軌跡は、極座標形式で表される
が、この場合、瞬時半径ｒはγ_detに等しい。γ_detの軌
跡の位相は、利得オフセットが０の場合を除くと、プロ
ーブ信号の位相に等しくない。δθによって表される位
相差は、わずかであると仮定される。

【００６２】△ｘ_c及び△ｙ_cの推定には、ｒ＝γ_detの
分散を最小限に抑えることが必要になる。サンプル値信
号の場合、下記の費用関数が最小限に抑えられる：

【数２４】ここで、ｎはサンプル指標（時間ｔ＝ｎＴにおいて得ら
れるサンプル）、ｗ（ｎ）はサンプルｎに割り当てられ
た重み、ｒ（ｎ）＝γ_det（ｎ）、Ｒ₀＝Ｅ｛γ_de _t｝、
さらに、

【数２５】 δθが小さい（すなわち、△ｘ_c及び△ｙ_cがほぼ０であ
る）と仮定すると、

【数２６】方程式（４０）及び方程式（４１）を第１のエラー測定
値と関連させることが可能である：

【数２７】ここで

【数２８】 Γ_biasが０の場合、Ｒ₀を知らなくても、利得オフセッ
トを計算することが可能である。

【００６３】Γ_bias＝０のプローブ信号が多く存在す
る。こうした１組の信号は、軌跡に沿った２πの回転毎
にその周波数が変更される（反転されさえする）正弦波
である。すなわち、周波数の変化または反転（reversa
l）が、軌跡の単一位置において可能になる。

【００６４】方程式（４３）だけが、サンプル・ポイン
トの重み付き平均が０であることを必要とする。すなわ
ち、サンプル間において、プローブ信号は制約されな
い。しかし、一般には、ダイオード２１２の応答内にお
いて記憶効果を誘発するのを回避するため、サンプル・
ポイントにおいて、及び、サンプル・ポイント間におい
て、検出器のエラー信号γ_detを一定に保つのが望まし
い。利得オフセットを推定する代替アプローチまたはよ
り一般的なアプローチは、Γ_biasを推定して、第１のエ
ラー測定値Γθから取り除くことである。方程式（４
３）では、Ｒ₀の推定を行うように指示される。Ｒ₀の推
定に関して、方向の反転は、軌跡上の単一位置に制限さ
れない。結果として、部分軌跡（すなわち、円弧）でさ
え、プローブ信号として利用可能になる。

【００６５】本発明の望ましい実施態様が、添付の図面
に例示され、上記説明において明らかにされたが、もち
ろん、本発明は、開示の実施態様に制限されるものでは
なく、付属の請求項に記載され、定義される本発明の範
囲を逸脱することなく、さまざまな再構成、修正、及
び、置換を施すことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の教示による線形化回路のブロック図で
ある。

【図２】本発明の教示による線形化回路のブロック図で
ある。

【図３】本発明の教示による指数プローブ信号及び局部
発振器信号のグラフである。

【図４Ａ】局部発振器信号及び利得オフセットを生じる
信号発生回路の出力信号のグラフである。

【図４Ｂ】局部発振器信号及び非線形性である信号発生
回路の出力信号のグラフである。

【図５】典型的なプローブ信号のグラフである。

【図６】利得オフセットを生じる線形ＤＭＰＡの検出さ
れたエラー信号の軌跡に関するグラフである。

【符号の説明】

１０２変調器１０４増幅器１０６搬送波信号発生回路１０８プレディストータ１２４ダイオード２０１信号発生回路２０２入力信号発生回路２０３測定回路１２４，２１２ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者リチャード・ニール・ブレスウェイトアメリカ合衆国カリフォルニア州94070, サン・カルロス，マッキュー・アベニュー 984 Ｆターム(参考） 5J002 AA01 BB01 BB04 BB11 BB12 BB18 CC01 FF11 5J500 AA01 AA41 AC13 AC21 AF17 AH19 AK15 AK23 AK26 AK32 AK34 AK53 AK55 AM11 AT01 AT02 NG03 NG06 5K060 BB07 CC04 HH01 HH06 HH22 JJ06 KK06 PP05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回路の非線形性を低減する方法であっ
て、定成分と時変成分を含む入力信号を発生するステップ
と、前記入力信号にプレディストーションを施すステップ
と、前記プレディストーションを施された入力信号を前記回
路に入力するステップと、前記回路から出力信号を得るステップと、前記出力信号から搬送波信号を取り除くことによって、
エラー信号が得られるようにするステップと、前記エラー信号の包絡線を求めるステップと、前記入力信号に関連した復調信号を用いて、前記エラー
信号の包絡線を復調するステップと、前記復調された変換エラー信号に関して、前記プレディ
ストーションを施された入力信号のパラメータを調整す
ることによって、前記エラー信号の前記包絡線の振幅が
定値に近づくようにするステップと、を含む、方法。
【請求項２】前記復調ステップに、前記エラー信号の
前記包絡線にディジタル・フーリエ変換を施すステップ
が含まれることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】前記エラー信号の前記包絡線を求めるス
テップが、ダイオードによって実施されることを特徴と
する、請求項１に記載の方法。
【請求項４】前記エラー信号の前記包絡線に、定成分と、基音と、第二高調波音と、が含まれることを特徴とする、請求項
２に記載の方法。
【請求項５】前記定値がゼロであることを特徴とす
る、請求項１に記載の方法。
【請求項６】非線形性を低減させるためのシステムで
あって、定成分と時変成分を備える入力信号を発生するようにな
っている入力信号発生回路と、搬送波信号を発生するようになっている搬送波信号発生
回路と、前記入力信号発生回路に接続されて、前記入力信号を受
信するようになっている入力、前記搬送波信号発生回路に接続されて、前記入力信号を
前記搬送波信号で変調するようになっている変調器、前記変調器に接続されて、前記被変調入力信号を増幅す
るようになっている増幅器、及び、前記増幅器に接続されて、前記増幅された被変調入力信
号を送り出すようになっている出力、を含む、信号発生回路と、前記信号発生回路に接続されて、信号パラメータを調整
するようになっているプレディストータと、前記搬送波信号発生回路及び前記出力に接続されて、エ
ラー信号の包絡線を得るようになっている測定回路と、
を備え、前記包絡線が前記測定回路の不均衡の関数を構
成し、プレディストータによるパラメータ調整によって、前記
エラー信号の前記包絡線の振幅が定値に近づけて、前記
信号発生回路の非線形性を低減することを特徴とする、
システム。
【請求項７】前記測定回路にダイオードが含まれるこ
とを特徴とする、請求項６に記載のシステム。
【請求項８】前記ダイオードによって、前記エラー信
号の前記包絡線が得られることを特徴とする、請求項７
に記載のシステム。
【請求項９】前記搬送波信号及び前記出力信号が、利
得と、位相及び時間の少なくとも一方に関して調整され
ることを特徴とする、請求項６に記載のシステム。
【請求項１０】前記定値がゼロであることを特徴とす
る、請求項６に記載のシステム。