JP2003273753A - 非線形性を低減するための方法及びシステム - Google Patents
非線形性を低減するための方法及びシステムInfo
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Abstract
信号発生回路の線形性を向上させる。 【解決手段】 直列配置した変調器(102)と電力増
幅器(104)を通常備えている信号発生回路(20
1)の非線形性は、測定回路(203)を信号発生回路
(201)の出力と、信号発生回路(201)の信号路
に沿う別の点とに接続することによって減少される。プ
レディストーションされた信号は、信号発生回路(20
1)の 入力に供給される。プレディストーションされ
た入力信号は、定成分と時変成分を含み、それによっ
て、信号発生回路(201)の非線形モードを誘起させ
る。測定回路(203)は、それ自身を通り抜けるプレ
ディストーション入力信号の部分が時変成分を含まない
で、それ自身の非線形性を誘起させないようにバランス
される。プレディストーション入力信号は、信号発生回
路(201)の非線形性を低減するために調整される。
Description
の分野に関するものであり、とりわけ、制限するわけで
はないが、例えば、信号発生回路における非線形性の低
減に関するものである。本発明の主たる目的は、信号発
生回路における非線形性の低減にある。
(PA)の線形性を向上させる試みには、(a)より線
形性の高いコンポーネントを選択することと、(b)例
えば、フィードバック、フィードフォワード、及び、プ
レディストーションといった線形化技法を利用すること
が含まれている。フィードバックは、一般に、ほぼリア
ルタイムで信号を補正するため、信号の少なくとも一部
を遅延バージョンの信号にフィードバックすることを表
している。フィードフォワードは、一般に、後続の信号
が補正されるように、あらかじめ信号に補正を施すこと
を表している。高い線形性を示すコンポーネントは、低
い線形性を示すコンポーネントよりも高価な場合が多い
ので、線形性の低いコンポーネントの非線形性を補正す
る線形化技法が追及されてきた。
の形式、すなわち、1)極座標形式と2)デカルト座標
形式がある。線形化は、ベースバンド信号、IF(中間
周波数)信号(もし存在するなら)、及び、無線周波数
(RF)信号のいずれかに施すことが可能である。一般
に、フィードバック・ループ遅延には、利用可能な信号
帯域幅を制限する傾向があり、帯域幅の制限を超える
と、不安定性が生じる可能性がある。
よる歪みを測定し、主信号を遅延させ、測定された歪み
を利用して、主信号から歪みを取り除くことによって行
われる。フィードフォワード線形化は、例えば、PAの
ようなRFコンポーネントにおける非線形性の影響を低
減するために用いられることが多い。変調器のエラー
は、一般に、フィードフォワード線形化を用いて補正さ
れることはない。フィードフォワード線形化の実施は、
一般に、測定された歪みを増幅するために利用される第
2の基準増幅器の質によって制限される。フィードフォ
ワード補償の利用に関する欠点には、高価であること
と、許容し得る性能を得るのに、基準経路と信号経路と
の間で正確なバランスが必要になるという点がある。
路に非線形性を導入することが必要になる。次に、その
非線形性を利用して、例えば、変調器及びPAのような
もとのコンポーネントに存在する非線形性が相殺され
る。プレディストーションの目的は、信号の時変(例え
ば、振幅変調(AM))成分による信号パワー・レベル
の瞬時変動にもかかわらず、直列に組み合わせられたプ
レディストータ(PD)、変調器、及び、PAの利得を
一定に保つことにある。プレディストーション線形化
は、信号経路に沿った任意の場所において施すことが可
能であるが、用途によっては、ベースバンド信号または
RF信号のプレディストーション線形化が望ましい場合
もあり得る。
に、システムの非線形利得の時変逆数(time-varying i
nverse)をパラメトリック関数としてモデル化すること
によって、変調器及びPAの非線形性を補償する。通常
は、出力歪みを最小限に抑えるプレディストーション・
パラメータも推定される。プレディストーションが完全
であれば、逆非線形利得のパラメータは、出力歪みを最
小限に抑えるものと同じである。利得は時間の経過につ
れてドリフトする可能性があるので、プレディストーシ
ョン・パラメータの適応推定が望ましい。
動を正確に測定することが必要になる。利得変動の測定
が不正確であれば、パラメータの推定が偏ることにな
り、その結果、プレディストーション線形化の機能が損
なわれることになる。
題は、線形化されるシステムが、例えば、信号経路内の
変調器またはPAの非線形性によって誘発された歪み
と、信号経路内における非線形性の測定に用いられる測
定コンポーネントによって生じた非線形性による歪みを
見分けることができないということである。結果とし
て、現在知られている多くの適応プレディストーション
線形化アプローチは、超線形測定コンポーネントを必要
とする。これらの超線形測定は、法外に高くつく場合が
多い。
非線形性によって、超線形測定コンポーネントが必要に
なったが、これは、法外に高くつく場合が多い。
は、超線形測定コンポーネントを必要とせずに、信号発
生回路の線形性を向上させる、信号発生回路における非
線形性を低減する方法及びシステムを提供することにあ
る。
である必要のない、従って、他のアプローチより低コス
トの測定回路を用いて、信号発生回路のような回路の線
形性を向上させるための方法及びシステムが得られる。
回路の非線形性を起こさせるため、AM成分を含む時変
信号が該回路に入力される。測定回路は、AM成分を除
去するように調整されるので、結果生じる信号によっ
て、測定回路の非線形性が誘起されることはない。測定
回路のこうした非線形性は、回路を通過する信号の一部
を抽出することによって最小限に抑えられる。抽出部分
は、時変成分(time-varying component)をあまり含ん
でいない。従って、測定回路の非線形性は誘起されない
が、回路の非線形性は誘起されることになり、従って、
測定して、後で補正することが可能になる。
形性を低減する方法には、入力信号を発生して、プレデ
ィストーションを施すステップが含まれる。入力信号に
は、定成分と、時変成分が含まれている。プレディスト
ーションを施された入力信号は、回路に入力され、回路
から出力信号が得られる。出力信号から搬送波信号を取
り除くと、エラー信号が得られる。エラー信号の包絡線
が求められ、入力信号に関連した復調信号を利用して復
調される。プレディストーションを施された入力信号の
パラメータは、復調された変換エラー信号に関して調整
され、その結果、エラー信号の包絡線の振幅が定値に近
づくことになる。
性を低減するためのシステムに、入力信号発生回路と、
搬送波信号発生回路が含まれている。信号発生回路は、
定成分と、時変成分を含む入力信号を発生するようにな
っている。搬送波信号発生回路は、搬送波信号を発生す
るようになっている。回路には、入力信号発生回路に接
続されて、入力信号を受信するようになっている入力
と、搬送波信号発生回路に接続されて、搬送波信号と共
に入力信号を変調するようになっている変調器が含まれ
ている。回路には、変調器に接続されて、被変調入力信
号を増幅するようになっている増幅器も含まれている。
出力は、増幅器に接続されており、増幅された被変調入
力信号を送り出すようになっている。システムには、信
号パラメータを調整するようになったプレディストータ
(pre-distorter)が含まれている。このプレディスト
ータが前記回路に接続されている。搬送波信号発生回路
及び前記出力に接続された測定回路も存在する。測定回
路は、エラー信号の包絡線を生じるようになっている。
包絡線は、測定回路の不均衡の関数を構成する。プレデ
ィストーション・パラメータ調整を利用して、エラー信
号の包絡線の振幅を定値に近づけることによって、回路
の非線形性を低減させる。
は、添付の図面に示す例証となる例に関連して、詳細に
後述される。通常の当業者には明らかなように、解説の
実施態様は、例証のため、理解が得られるように提示さ
れたものであり、本特許明細書では、さまざまな同等の
実施態様も企図されている。さらに、本発明によれば、
上述のもの以外に、あるいは、それらの代わりに、他の
特徴及び利点を備えた実施態様も得られる。これらの特
徴及び利点の多くは、添付の図面に関連して後述する下
記の説明から明らかになる。
実施態様に関する完全な理解が得られるように、特定の
詳細が明らかにされる。しかし、通常の当業者には明ら
かなように、本発明は、これらの特定の詳細から逸脱す
る他の実施態様において実施することも可能である。他
の例では、不要な詳細によって本発明の実施態様に関す
る説明が分りにくくならないようにするため、周知の方
法、装置、論理コード(例えば、ハードウェア、ソフト
ウェア、ファームウェア)等の詳細な説明は省略されて
いる。本発明の望ましい実施態様及びその利点について
は、同様の番号がそれぞれの図面の同様の部分及び対応
する部分に用いられている、図面の1〜6を参照するこ
とによって最もよく理解される。
補償するため、信号経路に沿った任意の場所で、プレデ
ィストーションを施すことが可能である。プレディスト
ーションは、例えば、変調器102の前、変調器102
とPA104との間のRF信号経路上、または、PA1
04の後といったように、信号経路に沿った任意の場所
で施すことが可能であるが、実施が容易であるため、ベ
ースバンド入力x(t)のプレディストーションが望ま
しい場合が多い。
て、x(t)に歪みが加えられ、次に、プレディストー
ションを施した信号がディジタル・アナログ変換器(D
AC)110に供給され、DAC110から変調器10
2に対して出力される。コントローラ114を介して、
PD108にプレディストーションの設定112を施す
ことが可能である。プレディストーションの設定112
によって、線形化回路100の線形性を向上させるよう
に、PD108のパラメータを調整することが可能にな
る。
入力される。コントローラ114は、アナログ・ディジ
タル変換器/係数計算器(ADC/係数計算器)ブロッ
ク116、利得調整ブロック118、及び、位相調整ブ
ロック120の任意の1つに調整を施すため、これらの
ブロック116、118、及び、120にも結合されて
いる。
調整された出力からLO106の位相調整された出力を
取り除く。結合器122の出力は、ダイオード124に
送られ、結合器122の出力の包絡線信号が生じる。ダ
イオード124の出力は、ADC/係数計算器116に
送られ、線形化回路100の線形性を向上させるため、
PD設定112に調整が加えられる。
さレベルを実現することが可能である。最低の複雑さを
実現する場合には、PD108のプレディストーション
設定112が手動で調整される。プレディストーション
設定112は、一般に、1回の手順で調整される。より
複雑なプレディストーションには、プレディストーショ
ン設定112の自動調整が必要になる。プレディストー
ション設定112の自動調整は、2つの一般的なクラ
ス、すなわち、1)オフ・ライン較正と、2)オン・ラ
イン適応に分類することが可能である。オフ・ライン較
正では、既知の入力信号を用いて、プレディストーショ
ン設定112に対する調整が決定される。オフ・ライン
較正では、線形化回路100の利用が中断される。これ
に対し、オン・ライン適応では、線形化回路100が用
いられ、入力信号x(t)が利用されている間に、プレ
ディストーション設定112の調整が行われる。
ョンを利用して、変調器102及びPA104を含む信
号経路上にある線形化回路100の非線形性が低減され
る。DAC110によるディジタルからアナログへの信
号変換前に、信号経路に対してプレディストーションが
施される。しかし、他の実施態様には、信号経路に沿っ
た任意の場所で、プレディストーションを施すことが可
能なものもある。プレディストーション関数のパラメー
タは、入力信号x(t)を利用する較性手順によって推
定(estimate)されるのが望ましい。これによって、推
定パラメータが設定され、入力信号x(t)と同様の平
均パワーを備えた任意の信号に関連する利得変動を補償
するために用いられる。
を用いて、ベースバンド信号をRFに変換する装置の線
形性を向上させることが可能である。さらに、本発明の
実施態様によれば、所望の利得と実利得とのオフセット
が解消される。従って、例えば、変調器102及びPA
104によってその後導入される非線形性を補償するた
め、PD108によって、線形化回路100の信号経路
に非線形性を導入することが可能である。PD108
は、変調器102に信号x(t)を入力し(プレディス
トーション後)、エラー信号を測定することによって調
整される。プレディストーションによって、利得のオフ
セットが減少し、線形化回路100の線形性が向上する
と、エラー信号は、定値に向かって収束する。
に、定(すなわち、DC)成分と、時変(例えば、複素
指数(complex exponential))成分が含まれている。
プローブ信号(probing signal)とも呼ばれる入力信号
x(t)は、定成分だけ原点からオフセットした同相直
交平面内の円によって表すことが可能である。入力信号
x(t)の複素指数成分によって、時変(例えば、A
M)信号成分が導入される。
00の詳細ブロック図である。線形化回路200には、
信号発生回路201、入力信号発生回路202、及び、
測定回路203が含まれている。入力信号発生回路20
2は、図2に表された実施態様の場合、下記のように、
Iチャネルの定オフセットに重み付き外乱(weighteddi
sturbance)を加えたものが含まれている入力信号x
i(t)を発生する:
る。信号smod(t)は、2つの主機能を実施する:
(1)smod(t)は、入力信号xi(t)の振幅を変化
させることによって、変調器102とPA104の非線
形モードを誘発する;(2)smod(t)は、PD10
8の最適設定を求めることができるように、測定ブリッ
ジ回路と呼ぶことも可能な測定回路203の瞬時バラン
スを崩壊させる。
て表すことが可能である:
は、それぞれの複素ベースバンド信号である。
て出力される信号218の共役を利用して、復調素子2
14によって復調される。信号218は、DCオフセッ
トを含んでいないという点を除いて、xi(t)の共役
に関連している。入力信号発生回路202によって出力
される信号218は、φmによって表されるように、位
相が調整されており、信号218とγdetは、両方と
も、互いに同相をなす。信号218の位相調整後、結果
生じる位相調整信号220は、復調素子214に入力さ
れる。復調素子214によって出力される復調信号22
2は、低域フィルタ216によって低域フィルタリング
が施され、その結果、複素測定値Γが出力されるが、こ
の測定値は、測定回路203の不均衡の関数であり、プ
レディストーション設定112に対する調整を計算する
ディジタル信号処理回路要素(不図示)に入力するのが
望ましい。
うに、PD108の係数を調整するために用いられる勾
配を推定するには、欠陥(impairment)及びPD108
を含む信号発生回路201のモデルが必要になる。図4
に示すように、直列に接続されたPD108、変調器1
02、及び、電力増幅器104(総称してDMPAと呼
ぶ)の一般モデルは、次の通りである:
式(7)によって、定オフセット(a-1)、IQ欠陥
(a0、b0)、高次無記憶(higher-order memoryles
s)非線形性(ak、ここでk>0)、及び、スルー(sl
ew)欠陥(rk)が得られる。方程式(7)には多くの
係数があるが、一般に、PD108にはわずかな自由度
しかない。
る単純なPD108は、次のように表すことが可能であ
る:
が導入される。勾配情報は、DMPAの線形性を向上さ
せるc0及びc2に対する調整を表示する、測定回路20
3から得ることが可能である。PDには4自由度が得ら
れる:Re{c0}、Im{co}、Re{c2}、及
び、Im{c2}。
によって、主としてa0及びa2の影響が補償されるの
で、変調器102及びPA104における他の全ての係
数(a k、bk、及び、rk)は0であると想定すること
が可能である。DMPAの単純化モデルは、従って、次
の通りである:
るためには、下記を実現するのが有効である:
合、a2及びc2の高次項(|a2|2,|c2|2,a
2c2,...)は無視することが可能であり、下記の近
似を利用することが可能である:
方程式(13)及び方程式(14)を利用して、c0及
びc2に対する調整を計算することが可能になる。方程
式(13)及び方程式(14)から更新項δc0及びδ
c2を直接計算することが可能であるが、a0及びa2の
値が必要になる。一般に、a0及びa2は未知である。し
かし、|c2|<<|c0|であり、PD108の初期設
定が十分に正確であるため、方程式(11)及び方程式
(12)が適正な近似であるものと仮定すると、下記の
近似を利用することが可能になる:
配である。
る場合の、典型的な信号x(t)及び搬送波信号x
LO(t)のグラフである:
空間内のx(t)及びxLO(t)の軌跡が示されてい
る。xLO(t)は、(xI、xQ)=(1,0)の点であ
り、x(t)は、原点からI=1だけオフセットした半
径λの円である。変調器102及びPA104の双方が
線形性であるために、x(t)の円形軌跡がPA104
の出力信号yORF(t)に位置するように見える場合、
DMPAの利得によってxLO(t)に対するy
ORF(t)の円形軌跡の位置が決まる。yORF(t)を表
す円及びxLO(t)を表す点によって包囲される領域の
中心が一致する場合、利得は、平均的な意味でバランス
がとれている。さらに、εRF(t)は定振幅を示すこと
になる。結果として、ダイオード212の非理想的応答
は、それほど重要ではない。x(t)及びxLO(t)の
軌跡は交差しないが、これは、バランスをとる際、λ=
0でない限り、測定回路の瞬時バランスが得られないこ
とを表している。
の中心及びドットは、図4Aに示すように離隔してい
る。円の中心とドットとの離隔は、測定回路203のバ
ランスがとれておらず、DMPAの平均利得を変更しな
ければならないということを表している。不均衡のた
め、γdetは、T1=2π/ωpsの周期に応じて変動する
ことになる。γdetの周波数成分振幅及び位相は、IQ
空間における利得オフセットのサイズ及び方向を表して
いる。
エラー測定値である。この第1と第2のエラー測定値に
よって、DMPA利得オフセット及び非線形性に関する
有用な情報が得られる。
ー測定値Γθは、
ットと非線形性の両方の関数であり、一方、Γ2θは、
非線形性だけの関数である。
して、PD108のプレディストーション設定112の
実及び虚係数の測定値を求めることが可能である。すな
わち、方程式(15)において、PD108の設定11
2を更新するために用いられる値は、下記によって示さ
れる:
いものと仮定されているので、
detを一定にして、DMPAのバランスがとれ、線形に
なるようにする所望の特性を備えたあるクラスのプロー
ブ信号を発生することが可能である。以下では、3つの
典型的なプローブ/復調信号対が提示されるが、各信号
対は、それぞれ、図3に示す円形軌跡に基づくものであ
る。
号が例示されている。プローブ信号500が軌跡を描い
て移動する速度は、図3に示すものから変更される。信
号500に用いられる復調信号sdemod(t)は、時変
重みを用いて、円の中心を最適なバランス・ポイントと
して保つ。
描いて移動する速度は、時間が経つにつれて変動する。
速度変化は、時間軸を歪めることによって得られる。復
調信号sdemod(t)は、測定値の偏りをなくすため、
速度に比例した重み付けが施される。信号500は、下
記によって表すことが可能である:
間軸を歪めると、信号500のスルー・レート及び周波
数内容が変化し、DMPA内における記憶効果が浮き彫
りになる。復調信号sdemod(t)は、さらに、速度変
動を考慮して修正しなければならない。第1のエラー測
定値は、次のようになる:
て、Γθの偏りが解消され、従って、円の中心が線形バ
ランス・ポイントとして保たれる。
θの偏りは、次の通りである:
わたって方程式(31)が0に等しくなるようにする重
みw(t)を見つけ出さなければならない。観測間隔
[0,T]の端点が、
じ位置で始まり、終わることになる。ht(t)が単調
の場合、Γθの偏りをなくすのに適した重みは、次の通
りである。
跡内の各ポイント(個別円弧)毎に、バランス・ポイン
トを決定する際の等しい重みが与えられる。
ンプリング関数に置き換えられた、代替復調信号を利用
することが可能である。サンプル間の間隔は、h
t(t)に関連した時間的歪みを補償するように調整さ
れる。あらかじめ歪められたサンプル・レートが、均一
で、プローブ信号周波数の整倍数(N)である場合、サ
ンプル・ポイントは、図5に示すように、軌跡上のNの
位置に制限される。従って、
ンプリング間隔である。軌跡に対するサンプリング・ポ
イントの位置は、同じであるが、サンプルの時間的間隔
は、一般に、もはや均一ではない。
PAの検出エラー信号の軌跡が例示されている。サンプ
ル値復調信号を一般化して、任意の時間に移動方向を反
転させ、その一方で、なおかつ、円の中心をバランス・
ポイントとして維持することが可能である。結果とし
て、その移動が円の弧に対し分離されるものを含む、新
しいクラスのプローブ信号が得られることになる。復調
信号はサンプル値形式を備えている。
して、方向を反転可能にする前に、γdetの分散を最小
限に抑える、線形利得オフセットの推定を再検討するこ
とが必要になる。次に、この推定値と第1のエラー測定
値Γθが比較される。一般に、推定値と第1のエラー測
定値Γθは等しくなく、その差は、Γbiasで表される測
定の偏りである。
t(t)が単調であるように強制されないという点で、
図5の信号とは異なっている。図5の場合、それぞれ、
重み付けと非均一サンプリングを利用して、円の各部分
が利得オフセットの推定値に等しい影響を及ぼすことが
保証される。結果として、重みw(t)(またはサンプ
リング密度)が、円の欠けた部分において無限にならな
ければならないので、円弧の軌跡の利用は禁じられる。
本アプローチによれば、円弧の利得オフセットの計算が
可能であるが、ノイズが存在する場合、安定性を確保す
るには、追加フィルタリングが必要になる。
利得オフセットを生じる線形DMPAについて考察する
ことにする。γdetの軌跡は、極座標形式で表される
が、この場合、瞬時半径rはγdetに等しい。γdetの軌
跡の位相は、利得オフセットが0の場合を除くと、プロ
ーブ信号の位相に等しくない。δθによって表される位
相差は、わずかであると仮定される。
分散を最小限に抑えることが必要になる。サンプル値信
号の場合、下記の費用関数が最小限に抑えられる:
れるサンプル)、w(n)はサンプルnに割り当てられ
た重み、r(n)=γdet(n)、R0=E{γde t}、
さらに、
る)と仮定すると、
値と関連させることが可能である:
トを計算することが可能である。
る。こうした1組の信号は、軌跡に沿った2πの回転毎
にその周波数が変更される(反転されさえする)正弦波
である。すなわち、周波数の変化または反転(reversa
l)が、軌跡の単一位置において可能になる。
トの重み付き平均が0であることを必要とする。すなわ
ち、サンプル間において、プローブ信号は制約されな
い。しかし、一般には、ダイオード212の応答内にお
いて記憶効果を誘発するのを回避するため、サンプル・
ポイントにおいて、及び、サンプル・ポイント間におい
て、検出器のエラー信号γdetを一定に保つのが望まし
い。利得オフセットを推定する代替アプローチまたはよ
り一般的なアプローチは、Γbiasを推定して、第1のエ
ラー測定値Γθから取り除くことである。方程式(4
3)では、R0の推定を行うように指示される。R0の推
定に関して、方向の反転は、軌跡上の単一位置に制限さ
れない。結果として、部分軌跡(すなわち、円弧)でさ
え、プローブ信号として利用可能になる。
に例示され、上記説明において明らかにされたが、もち
ろん、本発明は、開示の実施態様に制限されるものでは
なく、付属の請求項に記載され、定義される本発明の範
囲を逸脱することなく、さまざまな再構成、修正、及
び、置換を施すことが可能である。
ある。
ある。
発振器信号のグラフである。
信号発生回路の出力信号のグラフである。
回路の出力信号のグラフである。
れたエラー信号の軌跡に関するグラフである。
Claims (10)
- 【請求項1】 回路の非線形性を低減する方法であっ
て、 定成分と時変成分を含む入力信号を発生するステップ
と、 前記入力信号にプレディストーションを施すステップ
と、 前記プレディストーションを施された入力信号を前記回
路に入力するステップと、 前記回路から出力信号を得るステップと、 前記出力信号から搬送波信号を取り除くことによって、
エラー信号が得られるようにするステップと、 前記エラー信号の包絡線を求めるステップと、 前記入力信号に関連した復調信号を用いて、前記エラー
信号の包絡線を復調するステップと、 前記復調された変換エラー信号に関して、前記プレディ
ストーションを施された入力信号のパラメータを調整す
ることによって、前記エラー信号の前記包絡線の振幅が
定値に近づくようにするステップと、を含む、方法。 - 【請求項2】 前記復調ステップに、前記エラー信号の
前記包絡線にディジタル・フーリエ変換を施すステップ
が含まれることを特徴とする、請求項1に記載の方法。 - 【請求項3】 前記エラー信号の前記包絡線を求めるス
テップが、ダイオードによって実施されることを特徴と
する、請求項1に記載の方法。 - 【請求項4】前記エラー信号の前記包絡線に、 定成分と、 基音と、 第二高調波音と、が含まれることを特徴とする、請求項
2に記載の方法。 - 【請求項5】 前記定値がゼロであることを特徴とす
る、請求項1に記載の方法。 - 【請求項6】 非線形性を低減させるためのシステムで
あって、 定成分と時変成分を備える入力信号を発生するようにな
っている入力信号発生回路と、 搬送波信号を発生するようになっている搬送波信号発生
回路と、 前記入力信号発生回路に接続されて、前記入力信号を受
信するようになっている入力、 前記搬送波信号発生回路に接続されて、前記入力信号を
前記搬送波信号で変調するようになっている変調器、 前記変調器に接続されて、前記被変調入力信号を増幅す
るようになっている増幅器、及び、 前記増幅器に接続されて、前記増幅された被変調入力信
号を送り出すようになっている出力、を含む、 信号発生回路と、 前記信号発生回路に接続されて、信号パラメータを調整
するようになっているプレディストータと、 前記搬送波信号発生回路及び前記出力に接続されて、エ
ラー信号の包絡線を得るようになっている測定回路と、
を備え、前記包絡線が前記測定回路の不均衡の関数を構
成し、 プレディストータによるパラメータ調整によって、前記
エラー信号の前記包絡線の振幅が定値に近づけて、前記
信号発生回路の非線形性を低減することを特徴とする、
システム。 - 【請求項7】 前記測定回路にダイオードが含まれるこ
とを特徴とする、請求項6に記載のシステム。 - 【請求項8】 前記ダイオードによって、前記エラー信
号の前記包絡線が得られることを特徴とする、請求項7
に記載のシステム。 - 【請求項9】 前記搬送波信号及び前記出力信号が、利
得と、位相及び時間の少なくとも一方に関して調整され
ることを特徴とする、請求項6に記載のシステム。 - 【請求項10】 前記定値がゼロであることを特徴とす
る、請求項6に記載のシステム。
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009543433A (ja) * | 2006-06-27 | 2009-12-03 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | スイッチモード電力増幅 |
Families Citing this family (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1528779A1 (en) * | 2003-10-29 | 2005-05-04 | Nuovotel Properties A.V.V. | System and method for frequency modulation in a modem |
US7856105B2 (en) * | 2006-03-09 | 2010-12-21 | Andrew Llc | Apparatus and method for processing of amplifier linearization signals |
US7755425B2 (en) * | 2006-04-10 | 2010-07-13 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method and apparatus for reducing frequency memory effects in RF power amplifiers |
US8344808B2 (en) * | 2008-03-31 | 2013-01-01 | Javelin Semiconductor, Inc. | Non-linear capacitance compensation |
US8787850B2 (en) | 2008-03-31 | 2014-07-22 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Compensating for non-linear capacitance effects in a power amplifier |
US8219049B2 (en) * | 2008-03-31 | 2012-07-10 | Javelin Semiconductor, Inc. | Generating a process and temperature tracking bias voltage |
US7872528B2 (en) * | 2008-04-10 | 2011-01-18 | Javelin Semiconductor, Inc. | Providing pre-distortion to an input signal |
KR101571566B1 (ko) | 2008-08-11 | 2015-11-25 | 엘지전자 주식회사 | 무선 통신 시스템에서 제어신호 전송 방법 |
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KR101603338B1 (ko) | 2008-08-11 | 2016-03-15 | 엘지전자 주식회사 | 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치 |
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WO2010056078A2 (ko) | 2008-11-14 | 2010-05-20 | 엘지전자주식회사 | 무선 통신 시스템에서 정보 전송 방법 및 장치 |
KR20100091876A (ko) | 2009-02-11 | 2010-08-19 | 엘지전자 주식회사 | 다중안테나 전송을 위한 단말 동작 |
WO2010136114A1 (en) * | 2009-05-29 | 2010-12-02 | University College Dublin - National University Of Ireland, Dublin | Digital predistorter for rf power amplifiers |
US8354884B2 (en) * | 2009-11-25 | 2013-01-15 | Powerwave Technologies, Inc. | Measurement and correction of residual nonlinearities in a digitally predistorted power amplifier |
CN102143107B (zh) * | 2011-02-25 | 2013-10-09 | 华为技术有限公司 | 一种实现数字基带预失真的方法及装置 |
US8779851B2 (en) * | 2012-05-15 | 2014-07-15 | Integrated Device Technology, Inc. | Linearizing a power amplifier |
US9001928B2 (en) * | 2013-03-28 | 2015-04-07 | Texas Instruments Incorporated | Transmitter first/second digital predistortion and first/second adaption circuitry with feedback |
US9819412B1 (en) * | 2016-05-04 | 2017-11-14 | Inphi Corporation | Transmitter gain imbalance and skew optimization for coherent transmitters |
US9998216B2 (en) * | 2016-05-09 | 2018-06-12 | Fujitsu Limited | Skew measurement in an optical coherent transponder |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5049832A (en) | 1990-04-20 | 1991-09-17 | Simon Fraser University | Amplifier linearization by adaptive predistortion |
US5420536A (en) | 1993-03-16 | 1995-05-30 | Victoria University Of Technology | Linearized power amplifier |
US5650758A (en) | 1995-11-28 | 1997-07-22 | Radio Frequency Systems, Inc. | Pipelined digital predistorter for a wideband amplifier |
US5742201A (en) | 1996-01-30 | 1998-04-21 | Spectrian | Polar envelope correction mechanism for enhancing linearity of RF/microwave power amplifier |
JPH1022844A (ja) * | 1996-07-05 | 1998-01-23 | Fujitsu Ltd | 送信機の非線形歪み検出回路および非線形歪み補償回路 |
US6232835B1 (en) * | 1998-02-13 | 2001-05-15 | Nortel Networks Limited | System and method of linearizing the gain error of a power amplifier |
US6236837B1 (en) * | 1998-07-30 | 2001-05-22 | Motorola, Inc. | Polynomial Predistortion linearizing device, method, phone and base station |
ES2228541T3 (es) * | 1999-06-22 | 2005-04-16 | Consejo Superior De Investigaciones Cientificas | Expresion regulada de genes clonados usando un ciclo genetico en cascada. |
EP1245077B1 (en) * | 2000-01-07 | 2011-08-24 | Powerwave Technologies, Inc. | Carrier blanking mechanism for sweeping detector used to measure and correct RF power amplifier distortion |
-
2002
- 2002-02-26 US US10/084,702 patent/US6566948B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-10-15 EP EP02023149A patent/EP1345319A3/en not_active Withdrawn
-
2003
- 2003-02-25 JP JP2003046999A patent/JP2003273753A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009543433A (ja) * | 2006-06-27 | 2009-12-03 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | スイッチモード電力増幅 |
JP4960449B2 (ja) * | 2006-06-27 | 2012-06-27 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | スイッチモード電力増幅 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6566948B1 (en) | 2003-05-20 |
EP1345319A3 (en) | 2005-07-06 |
EP1345319A2 (en) | 2003-09-17 |
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