JP2003273676A - High frequency power control circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は主に，無線通信装置
及び有線通信装置に使用されている高周波電力制御回路
に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention mainly relates to a high frequency power control circuit used in a wireless communication device and a wire communication device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より，外部の信号源から入力される
信号を所定の利得で増幅する増幅回路に設けられ，該増
幅回路より出力される出力電力をフィードバックするこ
とにより，出力電力を一定に制御する高周波電力制御回
路がある。このような高周波電力制御回路の一例として
は，特開平１１−１８６８６３号公報で開示された技術
であって，図８に示すＡＬＣ回路Ｂがある。上記ＡＬＣ
回路Ｂにおいては，外部の信号源１００から供給された
入力電力は，可変減衰器２１０で所定の値だけ減衰さ
れ，複数段（図中では一例として２段とする）設けられ
たバイポーラトランジスタ２２１を含む増幅回路Ｘに供
給される。上記増幅回路Ｘで所定の出力電力レベルまで
増幅され出力される出力電力は，分波器２３０により２
つの出力電力に一定の比率で分けられ，一方の出力電力
が外部の負荷３００に供給される。また，上記分波器２
３０の他方の出力電力は，検波器２４０で整流され，そ
の入力電力に応じた検波電圧となる。上記検波器２４０
からの検波電圧は，ループフィルタ２５０に入力され，
該ループフィルタ２５０内部に予め設定され，目標出力
電力に応じた所定の目標検波電圧Ｖ１との比較が行われ
る。その比較結果に基づいて，検波電圧の方が低い場合
には上記可変減衰器２１０の損失を減らすような制御電
圧が出力され，逆に検波電圧が高い場合には上記可変減
衰器２１０の損失を増やすような制御電圧が出力され
る。即ち，上記負荷３００に供給される出力電力が多い
ときは上記可変減衰器２１０の減衰量が増えるので供給
される電力が減り，逆に少ないときは上記可変減衰器２
１０の減衰量が減って供給される電力が増える。このよ
うな負帰還回路を構成することにより，上記増幅回路Ｘ
より出力される出力電力を常に目標出力電力に常に一致
するように制御することができる。2. Description of the Related Art Conventionally, an output circuit is provided in an amplifier circuit for amplifying a signal input from an external signal source with a predetermined gain, and the output power output from the amplifier circuit is fed back to make the output power constant. There is a high frequency power control circuit to control. An example of such a high frequency power control circuit is the ALC circuit B shown in FIG. 8, which is the technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 11-186863. ALC above
In the circuit B, the input power supplied from the external signal source 100 is attenuated by the variable attenuator 210 by a predetermined value, and the bipolar transistors 221 provided in a plurality of stages (two stages in the figure as an example) are provided. It is supplied to the amplifying circuit X including. The output power amplified and output by the amplifier circuit X to a predetermined output power level is output by the duplexer 230 to 2
One output power is divided into a certain ratio, and one output power is supplied to the external load 300. In addition, the duplexer 2
The other output power of 30 is rectified by the detector 240 and becomes a detection voltage according to the input power. The wave detector 240
The detection voltage from is input to the loop filter 250,
It is preset in the loop filter 250 and compared with a predetermined target detection voltage V1 corresponding to the target output power. Based on the comparison result, when the detected voltage is lower, a control voltage that reduces the loss of the variable attenuator 210 is output, and conversely, when the detected voltage is higher, the loss of the variable attenuator 210 is reduced. A control voltage that increases is output. That is, when the output power supplied to the load 300 is large, the amount of attenuation of the variable attenuator 210 increases, so the supplied power decreases, and conversely, when the output power is small, the variable attenuator 2 increases.
The attenuation of 10 decreases and the supplied power increases. By constructing such a negative feedback circuit, the amplifier circuit X
It is possible to control the output power that is more output so as to always match the target output power.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】ここで，上述説明した
通り，従来公知の高周波電力制御回路は，上記可変減衰
器２１０，上記分波器２３０，上記検波器２４０，或い
は上記ループフィルタ２５０といった多数の構成要素を
用いて実現されるものである。上記各構成要素は，ＰＩ
Ｎダイオード，コンデンサ，負荷抵抗等の多数の回路素
子を含むものであって，その回路構成が複雑であるた
め，それによる製造コストの押し上げ，或いは調整の手
間の増大という欠点を有する。また，上記構成要素のう
ち，特に上記可変減衰器２１０及び上記分波器２３０は
その構成上，電力損失が大きくならざるを得ず，それに
よる上記増幅回路Ｘの利得の低下を避けることができな
い。更にまた，上記増幅回路Ｘで取り扱われる周波数が
マイクロ波から準ミリ波以上の周波数となった場合に
は，上記各構成要素に設けられる上記回路素子が高価と
なることに加え，回路設計上の困難性を伴う。その結
果，上記増幅回路Ｘで取り扱われる周波数に比例して，
高周波電力制御回路の製造コスト，或いは設計コストが
上昇する。そこで，本発明は上記課題に鑑みてなされる
ものであり，その目的とするところは，簡略な構成によ
り実現可能であって，更にはマイクロ波から準ミリ波以
上の周波数にも適用可能な高周波電力制御回路を提供す
ることにある。As described above, the conventionally known high frequency power control circuit includes a large number of the variable attenuator 210, the demultiplexer 230, the wave detector 240, or the loop filter 250. It is realized by using the components of. Each of the above components is a PI
It includes a large number of circuit elements such as N-diodes, capacitors, load resistors, etc., and its circuit configuration is complicated, so that it has the drawback of increasing the manufacturing cost or increasing the labor of adjustment. In addition, among the constituent elements, the variable attenuator 210 and the demultiplexer 230, in particular, have a large power loss due to their configurations, and the reduction in the gain of the amplifier circuit X due to the power loss cannot be avoided. . Furthermore, when the frequency handled by the amplifier circuit X is from microwave to quasi-millimeter wave or higher, the circuit element provided in each of the constituent elements becomes expensive, and in addition to the circuit design. With difficulty. As a result, in proportion to the frequency handled by the amplifier circuit X,
The manufacturing cost or design cost of the high frequency power control circuit increases. Therefore, the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is a high frequency that can be realized by a simple configuration and can be applied to frequencies from microwave to quasi-millimeter wave or higher. It is to provide a power control circuit.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は，複数段設けられたバイポーラトランジスタ
を含んで構成され，初段のバイポーラトランジスタから
入力される入力信号を順次増幅して出力する増幅器に設
けられ，該増幅器より出力される出力電力を一定に制御
するための高周波制御回路において，上記バイポーラト
ランジスタが，コレクタ電流と出力電力，及びコレクタ
電流と順方向伝達利得との間に線形性を有するものであ
り，上記バイポーラトランジスタのうち，最後段の上記
バイポーラトランジスタのコレクタ電流に基づいて検出
される該増幅器の出力電力と，該増幅器が出力すべき所
定の出力電力とを比較し，その比較結果に基づいて，上
記初段のバイポーラトランジスタのベース電流を調整す
る調整手段を具備してなることを特徴とする高周波電力
制御回路として構成される。このように構成することに
よって，従来公知の高周波電力制御回路に設けられ，電
力損失の原因となっていた検波器や可変減衰器を設ける
ことなく，出力電力を一定に制御することとが可能であ
ることに加え，部品点数を減少させた簡略な回路構成に
よって実現可能であるため，生産コスト或いは設計コス
トを削減することができる。In order to achieve the above object, the present invention comprises a plurality of stages of bipolar transistors, and sequentially amplifies and outputs an input signal input from a first stage bipolar transistor. In a high-frequency control circuit provided in an amplifier for controlling the output power output from the amplifier to be constant, the bipolar transistor has linearity between collector current and output power, and collector current and forward transfer gain. And comparing the output power of the amplifier detected based on the collector current of the last-stage bipolar transistor of the bipolar transistors with a predetermined output power to be output by the amplifier, Equipped with adjusting means for adjusting the base current of the first-stage bipolar transistor based on the comparison result. Be Te configured as a high-frequency power control circuit according to claim. With this configuration, it is possible to control the output power to a constant value without providing a detector or a variable attenuator, which is provided in a conventionally known high-frequency power control circuit and causes power loss. In addition to that, since it can be realized by a simple circuit configuration in which the number of parts is reduced, it is possible to reduce the production cost or the design cost.
【０００５】ここで，上記高周波電力制御回路が，上記
最後段のバイポーラトランジスタの温度変化に対する出
力変動を補償するための温度補償手段を具備したものも
考えられる。その結果として，上記最後段のバイポーラ
トランジスタのコレクタ電流が，温度変化によって変動
した場合にも，上記増幅回路から出力される出力電力を
一定に制御することが可能となり，周囲環境の温度等に
拘わらず運転可能な高周波電力制御回路を実現できる。Here, it is also possible that the high frequency power control circuit is provided with a temperature compensating means for compensating an output fluctuation with respect to a temperature change of the last-stage bipolar transistor. As a result, even if the collector current of the last-stage bipolar transistor fluctuates due to temperature changes, it becomes possible to control the output power output from the amplifier circuit to a constant level, and the output power output from the amplifying circuit can be kept constant. It is possible to realize a high-frequency power control circuit that can be operated without operation.
【０００６】また，上記バイポーラトランジスタに設け
られるバイアス回路にストリップラインにより構成され
た平面回路が挿入された形態，或いはチョークコイルが
挿入された形態も考えうる。これにより，特定の周波数
での上記バイポーラトランジスタから見たインピーダン
スを十分大きくすることが可能となり，該バイポーラト
ランジスタへの入力信号，或いはトランジスタからの出
力信号がバイアス回路側で浪費されることを避けること
が可能となり，特定の周波数における上記増幅回路の利
得を増す事が出来る。Further, a mode in which a plane circuit constituted by a strip line is inserted in the bias circuit provided in the bipolar transistor or a mode in which a choke coil is inserted can be considered. As a result, the impedance seen from the bipolar transistor at a specific frequency can be made sufficiently large, and the input signal to the bipolar transistor or the output signal from the transistor can be prevented from being wasted on the bias circuit side. It is possible to increase the gain of the amplifier circuit at a specific frequency.
【０００７】更にまた，上記初段のバイポーラトランジ
スタが，該初段のバイポーラトランジスタのコレクタ出
力をフィードバックして発振する発振回路を構成する形
態も考えられよう。このような形態によると，上記増幅
器は，上記初段のバイポーラトランジスタを含んで構成
される発振回路から所定の周波数の出力信号（発振信
号）を出力し，その出力信号（発振信号）を後段のバイ
ポーラトランジスタにより所定の利得で増幅する発振器
を構成することとなる。即ち，本発明に係る上記高周波
電力制御回路は，所定の周波数の出力信号（発振信号）
を出力するための発振器に対しても適用することができ
る。Furthermore, it is conceivable that the first-stage bipolar transistor constitutes an oscillation circuit which oscillates by feeding back the collector output of the first-stage bipolar transistor. According to this mode, the amplifier outputs an output signal (oscillation signal) of a predetermined frequency from the oscillation circuit including the first-stage bipolar transistor, and outputs the output signal (oscillation signal) to the latter-stage bipolar transistor. The transistor constitutes an oscillator that amplifies with a predetermined gain. That is, the high frequency power control circuit according to the present invention is an output signal (oscillation signal) of a predetermined frequency.
Can also be applied to an oscillator for outputting
【０００８】ここで，上記増幅器で取り扱われる信号の
周波数が，マイクロ波から準ミリ波以上であることが考
えられる。Here, it is conceivable that the frequency of the signal handled by the amplifier is from the microwave to the quasi-millimeter wave or higher.
【０００９】[0009]
【発明の実施の形態】以下添付図面を参照しながら，本
発明の実施の形態及び実施例について説明し，本発明の
理解に供する。尚，以下の実施の形態及び実施例は，本
発明を具現化した一例であって，本発明の技術的範囲を
限定する性格のものではない。ここに，図１は本発明の
第１の実施形態に係る高周波電力制御回路の概略構成を
示すブロック図，図２は本発明の第２の実施形態に係る
高周波電力制御回路の概略構成を示すブロック図，図３
はマイクロ波回路を含むエミッタ接地増幅器の構成を示
すブロック図，図４はチョークコイルを含むエミッタ接
地増幅器の構成を示すブロック図，図５は本発明のその
他の実施形態に係る高周波電力制御回路の概略構成を示
すブロック図，図６はトランジスタの入力電力とコレク
タ電流の関係を示すグラフ，図７はトランジスタのコレ
クタ電流と利得の関係を示すグラフ，図８は従来の技術
による高周波電力制御回路の構成を示すブロック図であ
る。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments and examples of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings to provide an understanding of the present invention. It should be noted that the following embodiments and examples are examples embodying the present invention and do not limit the technical scope of the present invention. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a high frequency power control circuit according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a schematic diagram of a high frequency power control circuit according to a second embodiment of the present invention. Block diagram, Figure 3
Is a block diagram showing a configuration of a grounded-emitter amplifier including a microwave circuit, FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a grounded-emitter amplifier including a choke coil, and FIG. 5 is a high-frequency power control circuit according to another embodiment of the present invention. FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration, FIG. 6 is a graph showing a relationship between a transistor input power and a collector current, FIG. 7 is a graph showing a relationship between a transistor collector current and a gain, and FIG. 8 is a conventional high frequency power control circuit. It is a block diagram which shows a structure.
【００１０】本発明に係る高周波電力制御回路は，図１
に示すように高周波電力制御回路Ａ１として具体化され
るものである。ここでは，先ず，該高周波電力制御回路
Ａ１によって出力制御される増幅回路Ｘについて説明す
る。上記増幅回路Ｘは，２段に設けられたバイポーラト
ランジスタ（以下略してトランジスタと称す）２２３，
及びトランジスタ２３３を具備して概略構成される。こ
こで，上記トランジスタ２２３のコレクタには負荷抵抗
２２１ａを介して電源電圧が加えられ，ベースにはバイ
アス抵抗２２２ａの値で決まる所定の電流がコレクタか
ら供給されている。このような自己バイアス回路によ
り，該トランジスタ２２３には所定のバイアス電流が供
給されている。また，上記トランジスタ２３３も，上記
トランジスタ２２３と同様な構成により，所定のバイア
ス電流が供給されている。このような構成は，一般的な
エミッタ接地型の増幅回路の構成であるため，ここでは
詳細な説明は省略する。更に，該増幅回路Ｘにおいて
は，外部の信号源１００から供給された入力電力は，コ
ンデンサ２２４ａを介して初段の上記トランジスタ２２
３のベースに供給される。上記トランジスタ２２３に供
給された入力電力は，該トランジスタ２２３で増幅さ
れ，コンデンサ２２４ｂを介して後段の上記トランジス
タ２３３のベースに供給される。そして，上記トランジ
スタ２３３に供給された入力電力は，該トランジスタ２
３３で更に増幅されて，コンデンサ２２４ｃを介して外
部の負荷３００へ出力される。このように，該増幅回路
Ｘから出力される出力電力は，上記トランジスタ２２
３，２３３により所定の利得で順次増幅されたものとな
る。しかしながら，該増幅回路Ｘから出力される出力信
号の出力電力レベルは，上記信号源１００から供給され
る入力電力の変動，或いは上記負荷３００の負荷容量の
変動その他種々の要因によって変動するものである。そ
のため，出力信号の変動に応じて該増幅回路Ｘにおける
利得を調節することにより，該増幅回路Ｘから出力され
る出力信号の出力電力レベルを一定に制御する必要があ
る。The high frequency power control circuit according to the present invention is shown in FIG.
As shown in, the high frequency power control circuit A1 is embodied. Here, first, the amplifier circuit X whose output is controlled by the high frequency power control circuit A1 will be described. The amplifier circuit X includes bipolar transistors (hereinafter abbreviated as transistors) 223 provided in two stages.
And a transistor 233. Here, a power supply voltage is applied to the collector of the transistor 223 via a load resistor 221a, and a predetermined current determined by the value of the bias resistor 222a is supplied to the base from the collector. A predetermined bias current is supplied to the transistor 223 by such a self-bias circuit. The transistor 233 is also supplied with a predetermined bias current by the same structure as the transistor 223. Since such a configuration is a configuration of a common grounded-emitter type amplifier circuit, detailed description thereof is omitted here. Further, in the amplifier circuit X, the input power supplied from the external signal source 100 passes through the capacitor 224a and the transistor 22 of the first stage.
3 bases are supplied. The input power supplied to the transistor 223 is amplified by the transistor 223 and supplied to the base of the transistor 233 in the subsequent stage via the capacitor 224b. The input power supplied to the transistor 233 is
It is further amplified by 33 and output to the external load 300 via the capacitor 224c. Thus, the output power output from the amplifier circuit X is
3, 233, the signals are sequentially amplified with a predetermined gain. However, the output power level of the output signal output from the amplifier circuit X varies depending on various factors such as variations in the input power supplied from the signal source 100, variations in the load capacity of the load 300, and the like. . Therefore, it is necessary to control the output power level of the output signal output from the amplifier circuit X to be constant by adjusting the gain in the amplifier circuit X according to the fluctuation of the output signal.
【００１１】ここで，上記増幅回路Ｘから出力される出
力信号を一定に制御するためには，該増幅回路Ｘから出
力される出力電力を検出する必要がある。そこで，先
ず，該増幅回路Ｘから出力される出力電力を検出する構
成について考える。本実施形態においては，最後段の上
記トランジスタ２３３のコレクタ電流と，該トランジス
タ２３３の出力電力との関係に着目する。ここで，本実
施形態に係る上記高周波電力制御回路Ａ１が制御すべき
上記増幅回路Ｘで取り扱う周波数が，マイクロ波から準
ミリ波以上の周波数である場合，該増幅回路Ｘに適用す
べきトランジスタの中には，コレクタ電流と出力電力と
の間に線形性を有するものが存在する。その一例が，Ｎ
ＥＣ（日本電気株式会社）より製造販売されているトラ
ンジスタ（２ＳＣ５７６１）である。ここで，当該トラ
ンジスタの入力電力の変化に対する，コレクタ電流およ
び出力電力の変化を表すグラフを図６に示す。図６に示
すグラフは，入力電力の周波数が２ＧＨｚである場合の
当該トランジスタの特性曲線であり，グラフより，入力
電力が−２０ｄＢｍから＋５ｄＢｍへと増加するに伴っ
て，コレクタ電流が７ｍＡから３５ｍＡへと徐々に増加
し，それと同時に出力電力も０ｄＢｍから＋１４ｄＢｍ
へと徐々に増加していることが読み取れる。従って，当
該トランジスタにおいては，コレクタ電流を検出するこ
とにより，入力電力及び出力電力を特定することでき
る。即ち，このような性質を有するトランジスタが適用
された上記増幅回路Ｘにおける出力電力の検出には，従
来公知の高周波電力制御回路の如く検波器２４０を設け
る必要はなく，コレクタ電流を検出することにより代用
できる。Here, in order to control the output signal output from the amplifier circuit X to be constant, it is necessary to detect the output power output from the amplifier circuit X. Therefore, first, a configuration for detecting the output power output from the amplifier circuit X will be considered. In this embodiment, attention is paid to the relationship between the collector current of the transistor 233 in the last stage and the output power of the transistor 233. Here, when the frequency handled by the amplifier circuit X to be controlled by the high frequency power control circuit A1 according to the present embodiment is a frequency from the microwave to the quasi-millimeter wave or more, the transistor to be applied to the amplifier circuit X is Some have linearity between collector current and output power. One example is N
It is a transistor (2SC5761) manufactured and sold by EC (NEC). Here, a graph showing changes in collector current and output power with respect to changes in input power of the transistor is shown in FIG. The graph shown in FIG. 6 is a characteristic curve of the transistor when the frequency of the input power is 2 GHz. From the graph, the collector current changes from 7 mA to 35 mA as the input power increases from -20 dBm to +5 dBm. And the output power increases from 0 dBm to +14 dBm at the same time.
It can be read that it is gradually increasing. Therefore, in the transistor, the input power and the output power can be specified by detecting the collector current. That is, in detecting the output power in the amplifier circuit X to which the transistor having such a property is applied, it is not necessary to provide the detector 240 as in the conventionally known high frequency power control circuit, and the collector current is detected. It can be substituted.
【００１２】また，上記増幅回路Ｘから出力される出力
信号を一定に制御するためには，該増幅回路Ｘの利得を
任意に調整する必要がある。そこで，次に，該増幅回路
Ｘの利得を任意に調整する構成について考える。本実施
形態においては，初段の上記トランジスタ２２３のコレ
クタ電流と，該トランジスタ２２３の順方向伝達利得と
の関係に着目する。ここで，上述同様，本実施形態に係
る上記高周波電力制御回路Ａ１が制御すべき上記増幅回
路Ｘで取り扱う周波数が，マイクロ波から準ミリ波以上
の周波数である場合，上記増幅回路Ｘに適用すべきトラ
ンジスタの中には，コレクタ電流と順方向伝達利得との
関係に線形性を有するものが存在する。その一例が，Ｎ
ＥＣより製造販売されるトランジスタ（２ＳＣ５７６
１）である。ここで，当該トランジスタのコレクタ電流
の変化に対する，順方向伝達利得の変化を表すグラフを
図７に示す。図７に示すグラフは，入力電力の周波数が
２ＧＨｚである場合の当該トランジスタの特性曲線であ
り，グラフより，コレクタ電流が１ｍＡから２０ｍＡに
増加するに伴って，順方向伝達利得｜Ｓ２１e｜2が８ｄ
Ｂから１８ｄＢへと徐々に増加していることが読み取れ
る。従って，当該トランジスタにおいては，コレクタ電
流を任意に調整することにより，順方向伝達利得を任意
に調整できる。即ち，このような性質を有するトランジ
スタが適用された上記増幅回路Ｘにおける順方向伝達利
得（出力電力）の調整には，従来公知の高周波電力制御
回路の如く可変減衰器２１０を設ける必要はなく，コレ
クタ電流を調整することにより代用できる。Further, in order to control the output signal output from the amplifier circuit X to be constant, it is necessary to arbitrarily adjust the gain of the amplifier circuit X. Therefore, next, consider a configuration in which the gain of the amplifier circuit X is arbitrarily adjusted. In this embodiment, attention is paid to the relationship between the collector current of the transistor 223 in the first stage and the forward transfer gain of the transistor 223. Here, similarly to the above, when the frequency handled by the amplifier circuit X to be controlled by the high frequency power control circuit A1 according to the present embodiment is a frequency from microwave to quasi-millimeter wave or more, it is applied to the amplifier circuit X. Some power transistors have a linear relationship between the collector current and the forward transfer gain. One example is N
Transistor manufactured and sold by EC (2SC576
1). Here, FIG. 7 is a graph showing changes in the forward transfer gain with respect to changes in the collector current of the transistor. The graph shown in FIG. 7 is a characteristic curve of the transistor when the input power frequency is 2 GHz. From the graph, as the collector current increases from 1 mA to 20 mA, the forward transfer gain | S21 e | 2 Is 8d
It can be read that it gradually increases from B to 18 dB. Therefore, in the transistor, the forward transfer gain can be arbitrarily adjusted by arbitrarily adjusting the collector current. That is, for adjusting the forward transfer gain (output power) in the amplifier circuit X to which the transistor having such a property is applied, it is not necessary to provide the variable attenuator 210 as in the conventionally known high frequency power control circuit. It can be substituted by adjusting the collector current.
【００１３】上に説明したトランジスタの特性に基づ
き，本実施形態に係る高周波電力制御回路Ａ１は，最後
段の上記トランジスタ２３３のコレクタ電流に基づいて
検出される上記増幅回路Ｘの出力電力と，該増幅回路Ｘ
が出力すべき所望の出力電力とを比較し，その比較結果
より取得される制御信号に基づいて，初段の上記トラン
ジスタ２２３のベース電流を調整することにより，該ト
ランジスタ２２３のコレクタ電流を調整するループフィ
ルタ２５０（比較手段の一例に該当）を具備して構成さ
れる。これにより，従来公知の高周波電力制御回路に較
べて，部品点数の少ない簡略な構成によって上記増幅回
路Ｘから出力される出力電力の出力レベルを一定に制御
することが可能となる。上記ループフィルタ２５０は，
図１に示すように，２段のオペアンプにより構成される
ものである。ここで，上記トランジスタ２３３のコレク
タ電流は，負荷抵抗２２１ｂを通るのでコレクタ電流に
比例した電圧が該負荷抵抗２２１の両端に発生し，この
電圧が，負荷抵抗２２５ａ及び負荷抵抗２５３ａを介し
て初段のオペアンプ２５１の反転入力端子に入力され
る。他方，非反転入力端子には負荷抵抗２５４を介して
不図示の基準電圧発生器からの上記増幅回路Ｘが出力す
べき出力電力に応じた基準電力Ｖ１が入力される。即
ち，上記オペアンプ２５１は，上記トランジスタ２３３
のコレクタ電流に比例した電圧と上記基準電圧Ｖ１とを
差動増幅することによって得られる誤差信号を後段のオ
ペアンプ２５２に出力する。また，上記オペアンプ２５
２の反転入力端子には負荷抵抗２５３を介して上記オペ
アンプ２５１からの誤差信号が入力され，非反転入力端
子は接地されている。即ち，上記オペアンプ２５２は，
上記オペアンプ２５１から入力される誤差信号を逆相増
幅することによって得られる制御電圧を負荷抵抗２２５
ｂを介して上記トランジスタ２２３に出力する。これに
より，上記ループフィルタ２５０は，該ループフィルタ
２５０に入力される上記トランジスタ２３３のコレクタ
電流に比例した電圧が，上記基準電力Ｖ１より大きいと
きは制御電圧を下げ，小さいときは制御電圧を上げる論
理演算を行う。この論理演算により得られる制御電圧
は，負荷抵抗２２５ｂを介して上記トランジスタ２２３
のベースに入力されているため，該制御電圧の増減に応
じて該トランジスタ２２３のベースに流れ込む電流を増
減させることができる。ここで，上記トランジスタ２２
３のベース電流Ｉｂと，コレクタ電流Ｉｃとの間には下
式１に示すような関係が有る。
Ｉｃ＝Ｉｂ×β （式１）
但し，βはトランジスタの電流増幅率である。この関係
によって，上記ループフィルタ２５０からの制御電圧が
増減に応じて該トランジスタ２２３のコレクタ電流を増
減させることが可能となり，ひいては，順方向伝達利得
を増減させる事ができる。このように，本発明の実施の
形態に係る上記高周波電力制御回路Ａ１では，電力損失
を招いていた検波器や可変減衰器を設けることなく，出
力電力を一定に制御することが可能であると共に，部品
点数を減少させることが可能となり，生産コスト或いは
設計コストの削減する効果を奏する。Based on the characteristics of the transistor described above, the high frequency power control circuit A1 according to the present embodiment detects the output power of the amplifier circuit X detected based on the collector current of the transistor 233 in the last stage, and Amplifier circuit X
Loop for adjusting the collector current of the transistor 223 by comparing the collector current of the transistor 223 with the desired output power to be output, and adjusting the base current of the transistor 223 in the first stage based on the control signal obtained from the comparison result. A filter 250 (corresponding to an example of a comparison unit) is provided and configured. As a result, it becomes possible to control the output level of the output power output from the amplifier circuit X to a constant level with a simple configuration having a smaller number of parts than the conventionally known high frequency power control circuit. The loop filter 250 is
As shown in FIG. 1, it is composed of a two-stage operational amplifier. Here, since the collector current of the transistor 233 passes through the load resistor 221b, a voltage proportional to the collector current is generated at both ends of the load resistor 221, and this voltage passes through the load resistor 225a and the load resistor 253a. It is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 251. On the other hand, the reference power V1 corresponding to the output power to be output from the amplification circuit X from the reference voltage generator (not shown) is input to the non-inverting input terminal via the load resistor 254. That is, the operational amplifier 251 includes the transistor 233.
The error signal obtained by differentially amplifying the voltage proportional to the collector current of the above and the reference voltage V1 is output to the operational amplifier 252 in the subsequent stage. In addition, the operational amplifier 25
The error signal from the operational amplifier 251 is input to the inverting input terminal of No. 2 via the load resistor 253, and the non-inverting input terminal is grounded. That is, the operational amplifier 252 is
The load resistor 225 supplies the control voltage obtained by subjecting the error signal input from the operational amplifier 251 to anti-phase amplification.
It is output to the transistor 223 via b. Accordingly, the loop filter 250 lowers the control voltage when the voltage proportional to the collector current of the transistor 233 input to the loop filter 250 is higher than the reference power V1, and raises the control voltage when it is lower. Calculate. The control voltage obtained by this logical operation is applied to the transistor 223 via the load resistor 225b.
Since it is input to the base of the transistor 223, the current flowing into the base of the transistor 223 can be increased or decreased according to the increase or decrease of the control voltage. Here, the transistor 22
The base current Ib of No. 3 and the collector current Ic have a relationship as shown in the following Expression 1. Ic = Ib × β (Equation 1) where β is the current amplification factor of the transistor. Due to this relationship, the collector current of the transistor 223 can be increased or decreased according to the increase or decrease of the control voltage from the loop filter 250, and the forward transfer gain can be increased or decreased. As described above, in the high frequency power control circuit A1 according to the embodiment of the present invention, the output power can be controlled to be constant without providing the detector or the variable attenuator that causes the power loss. It is possible to reduce the number of parts, which has an effect of reducing the production cost or the design cost.
【００１４】ところで，上式１におけるトランジスタの
電流増幅率βは温度によって変化するものであるため，
同じバイアス条件で動作させた場合にもトランジスタの
コレクタ電流は温度によって変動する。そのため，上記
実施形態では，温度変化により上記トランジスタ２３３
のコレクタ電流が変動した場合，そのコレクタ電流に基
づいて検出される出力電力が正確性を欠く問題が有る。
そこで，温度が変化した場合にも上記増幅回路Ｘから出
力される出力電力を一定に保つための温度補償用トラン
ジスタ２４３（温度補償手段の一例に該当）を付加した
実施形態について，図２を用いて説明する。図２におい
ては，ループフィルタ２５０に，上記温度補償用トラン
ジスタ２４３からの電圧が負荷抵抗２２５ｃを介して供
給されている。ここで，上記温度補償用トランジスタ２
４３は，上記トランジスタ２３３と熱的に結合されると
共に，ベースをコンデンサ２２６で高周波的には接地さ
れたものである。更に，上記トランジスタ２３３と上記
温度補償用トランジスタ２４３とは，上記信号源からの
入力信号が無い場合には同じコレクタ電流が流れるよう
に調整されている。このため，該温度補償用トランジス
タ２４３のコレクタ電流は，温度にのみ依存する所定の
電流値であって，更には，その電流値の温度変化に対す
る変動量は，上記トランジスタ２３３のコレクタ電流の
温度変化に対する変動量と同じ値となる。従って，本実
施形態においては，上記温度補償用トランジスタ２４３
のコレクタ電流に応じた電圧を負荷抵抗２５５を介して
上記オペアンプ２５１の非反転入力端子に入力すること
により，温度変化により生じた上記トランジスタ２３３
のコレクタ電流の変動量だけ，上記増幅回路Ｘが出力す
べき出力電力に応じた基準電力Ｖ１に対して補正するこ
とが可能となる。これにより，トランジスタ２３３のコ
レクタ電流が，温度変化によって変動した場合にも，該
増幅回路Ｘから出力される出力電力を一定に制御するこ
とが可能となり，周囲環境の温度等に拘わらず上記増幅
回路Ｘの出力電力を高精度に制御可能な高周波電力制御
回路Ａ２となる。By the way, since the current amplification factor β of the transistor in the above equation 1 changes with temperature,
Even when operated under the same bias condition, the collector current of the transistor varies with temperature. Therefore, in the above embodiment, the transistor 233 changes due to temperature change.
If the collector current fluctuates, the output power detected based on the collector current is inaccurate.
Therefore, FIG. 2 is used for an embodiment in which a temperature compensating transistor 243 (corresponding to an example of temperature compensating means) for keeping the output power output from the amplifier circuit X constant even when the temperature changes is used. Explain. In FIG. 2, the voltage from the temperature compensating transistor 243 is supplied to the loop filter 250 via the load resistor 225c. Here, the temperature compensating transistor 2
Reference numeral 43 denotes a transistor which is thermally coupled to the transistor 233 and whose base is grounded by a capacitor 226 in terms of high frequency. Further, the transistor 233 and the temperature compensating transistor 243 are adjusted so that the same collector current flows when there is no input signal from the signal source. Therefore, the collector current of the temperature compensating transistor 243 has a predetermined current value that depends only on the temperature, and further, the variation amount of the current value with respect to the temperature change depends on the temperature change of the collector current of the transistor 233. It becomes the same value as the fluctuation amount for. Therefore, in this embodiment, the temperature compensating transistor 243 is used.
The voltage corresponding to the collector current of the transistor 233 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 251 via the load resistor 255, so that the transistor 233 caused by the temperature change is generated.
It is possible to correct the reference electric power V1 corresponding to the output electric power to be output by the amplifier circuit X by the variation amount of the collector current. As a result, even when the collector current of the transistor 233 fluctuates due to temperature change, the output power output from the amplifier circuit X can be controlled to be constant, and the amplifier circuit can be operated regardless of the temperature of the surrounding environment. The high frequency power control circuit A2 is capable of controlling the output power of X with high accuracy.
【００１５】ここで，一般的な増幅回路Ｘを利用する状
況において，上記信号源１００から供給される入力電力
の周波数は既知であって，更には，当該増幅回路Ｘで増
幅すべき入力電力の周波数は特定されている場合が多
い。その場合には，上記トランジスタ２２３，２２４の
ベース・コレクタとバイアス回路の間にマイクロ波回路
やチョークコイルを挿入することにより，特定の周波数
での利得を増加させることが可能となる。図３は，入力
される入力電力の波長（λ）に対して１／４の線路長を
有するストリップラインを用いた平面回路２２９をトラ
ンジスタのベースおよびコレクタへのバイアス回路に挿
入した実施例を示している。このような平面回路２２９
を挿入することにより，特定の周波数において，トラン
ジスタ２２３から見たインピーダンスを十分大きくする
ことが可能となり，トランジスタへの入力信号の殆どを
ベース側に入力することができると共に，トランジスタ
の出力信号の殆どを負荷側に供給することができ，入力
信号がバイアス回路側で浪費されることを避けることが
可能となり，当該増幅回路Ｘの利得を増すことができ
る。図４は，チョークコイル２２９を用いた場合の実施
例を示している。ここで，上記チョークコイル２２９の
インピーダンスは高い周波数では極めて大きくなるの
で，このようなチョークコイル２２９を挿入することに
より，高周波信号において，トランジスタ２２３から見
たインピーダンスを極めて大きくすることが可能とな
り，上述した平面回路の場合と同様に，特定の周波数に
おいて，当該増幅回路Ｘの利得を増すことができる。Here, in the situation where a general amplifier circuit X is used, the frequency of the input power supplied from the signal source 100 is known, and further, the frequency of the input power to be amplified by the amplifier circuit X is known. Frequencies are often specified. In that case, by inserting a microwave circuit or a choke coil between the base and collector of the transistors 223 and 224 and the bias circuit, the gain at a specific frequency can be increased. FIG. 3 shows an embodiment in which a plane circuit 229 using a strip line having a line length of 1/4 with respect to the wavelength (λ) of the input power input is inserted in a bias circuit for the base and collector of the transistor. ing. Such a planar circuit 229
By inserting, the impedance seen from the transistor 223 can be made sufficiently large at a specific frequency, most of the input signal to the transistor can be input to the base side, and most of the output signal of the transistor can be input. Can be supplied to the load side, the input signal can be prevented from being wasted on the bias circuit side, and the gain of the amplifier circuit X can be increased. FIG. 4 shows an embodiment in which the choke coil 229 is used. Here, since the impedance of the choke coil 229 becomes extremely large at a high frequency, by inserting such a choke coil 229, the impedance seen from the transistor 223 in a high frequency signal can be made extremely large. As in the case of the planar circuit described above, the gain of the amplifier circuit X can be increased at a specific frequency.
【００１６】[0016]
【実施例】上記説明した実施形態では，上記高周波電力
制御回路Ａにより上記増幅回路Ｘの出力電力を一定制御
する場合について説明したが，初段の上記トランジスタ
２２３が，該トランジスタ２２３の出力信号をフィード
バックして入力信号とすることにより発振する発振回路
を構成し，後段の上記トランジスタ２３３が，上記トラ
ンジスタからの発振信号を増幅するためのバッファ増幅
器として機能している発振回路の出力電力（発振信号）
を一定制御する場合にも同様の効果を奏する。本発明の
実施の形態に係る上記高周波電力制御回路Ａ３を，発振
回路Ｙに適用した場合の一実施例を図５に示す。先ず，
上記発振回路Ｙの概略構成について説明する。該発振回
路Ｙにおいては，上記トランジスタ２２３のコレクタ出
力の一部が，コンデンサ２２４を介して，例えば，ＬＣ
共振器とコンデンサとを具備して構成される共振器４０
０に送られる。ここで，上記共振器４００は，その設定
に応じて特定の周波数ｆの信号は殆ど減衰せずに通し，
それ以外の周波数は大幅に減衰すさせるものであるた
め，特定の周波数ｆの信号のみを選択し，コンデンサ２
２４を介してトランジスタ２２３にフィードバックする
ことができる。このような構成により，上記発振回路Ｙ
では，上記トランジスタ２２３と上記共振器４００とに
より構成されるフィードバックループの一巡利得数に応
じて発振信号を増幅した後に，その発振信号を上記トラ
ンジスタ２３３により所定の利得で更に増幅して出力す
るものである。このような構成は，一般的な発振回路で
あるため，ここでは詳細な説明は省略する。このような
発振回路Ｙの出力電力（発振信号）を一定に制御するた
めに，上記高周波電力制御回路Ａ３を適用することが可
能である。即ち，上記説明した増幅回路Ｘに適用した場
合と同様に，出力電力（発振信号）に応じた電圧が，該
発振回路Ｙが発振すべき目標の出力電力（発振信号）に
応じた基準電圧Ｖ２より小さいときは上記ループフィル
タ２５０の出力を増加させ，負荷抵抗２２５を介して上
記トランジスタ２２３に供給されるベース電流を増加さ
せることにより，上記トランジスタ２２３の順方向伝達
利得を増加させることができる。これにより，上記トラ
ンジスタ２２３と上記共振器４００で構成されるループ
の一巡利得が増すので，出力電力（発振信号）の出力電
力レベル（発振振幅）を増加させることが可能となる。
逆に，出力電力（発振信号）に応じた電圧が，目標の出
力電力（発振信号）に応じた基準電圧Ｖ２より大きいと
きは上記ループフィルタ２５０の出力を減少させ，負荷
抵抗２２５を介してトランジスタ２２３に供給されるベ
ース電流を減少させることにより，上記トランジスタ２
２３の順方向伝達利得を減少させることができる。これ
により，上記トランジスタ２２３と上記共振器４００で
構成されるループの一巡利得が減るので，出力電力（発
振信号）の出力電力レベル（発振振幅）を減少させるこ
とが可能となる。このようにして，上記トランジスタ２
３３で構成されるバッファ増幅器の出力電力（発振信
号）の出力電力レベル（発振振幅）を，該発振回路Ｙが
発振すべき所定の出力電力（発振信号）に応じた基準電
圧との比較結果に応じて，上記トランジスタ２２３と上
記共振器４００で構成されるループの一巡利得を制御す
ることにより，上記発振回路Ｙから出力される出力電力
（発振信号）を一定に制御することができる。[Embodiment] In the embodiment described above, the case where the output power of the amplifier circuit X is controlled by the high frequency power control circuit A to a constant value has been described. However, the transistor 223 at the first stage feeds back the output signal of the transistor 223. Output power (oscillation signal) of the oscillation circuit that constitutes an oscillation circuit that oscillates by using the input signal as an input signal, and the transistor 233 in the subsequent stage functions as a buffer amplifier for amplifying the oscillation signal from the transistor.
The same effect can be obtained when constant control is performed. FIG. 5 shows an example in which the high frequency power control circuit A3 according to the embodiment of the present invention is applied to the oscillator circuit Y. First,
A schematic configuration of the oscillator circuit Y will be described. In the oscillator circuit Y, a part of the collector output of the transistor 223 is passed through the capacitor 224 to, for example, LC
Resonator 40 comprising a resonator and a capacitor
Sent to 0. Here, according to the setting, the resonator 400 passes a signal of a specific frequency f with almost no attenuation,
Since other frequencies are greatly attenuated, only the signal of the specific frequency f is selected and the capacitor 2
It is possible to feed back to the transistor 223 via 24. With such a configuration, the oscillation circuit Y
Then, after amplifying an oscillation signal according to the number of loop gains of a feedback loop constituted by the transistor 223 and the resonator 400, the oscillation signal is further amplified by the transistor 233 with a predetermined gain and output. Is. Since such a configuration is a general oscillation circuit, detailed description thereof is omitted here. In order to control the output power (oscillation signal) of the oscillator circuit Y to be constant, the high frequency power control circuit A3 can be applied. That is, as in the case of applying to the amplifier circuit X described above, the voltage corresponding to the output power (oscillation signal) is the reference voltage V2 corresponding to the target output power (oscillation signal) to be oscillated by the oscillation circuit Y. When it is smaller, the output of the loop filter 250 is increased and the base current supplied to the transistor 223 through the load resistor 225 is increased, so that the forward transfer gain of the transistor 223 can be increased. This increases the loop gain of the loop formed by the transistor 223 and the resonator 400, so that the output power level (oscillation amplitude) of the output power (oscillation signal) can be increased.
On the contrary, when the voltage according to the output power (oscillation signal) is larger than the reference voltage V2 according to the target output power (oscillation signal), the output of the loop filter 250 is decreased, and the load resistor 225 causes the transistor to pass through. By reducing the base current supplied to 223, the transistor 2
The forward transfer gain of 23 can be reduced. This reduces the loop gain of the loop formed by the transistor 223 and the resonator 400, so that the output power level (oscillation amplitude) of the output power (oscillation signal) can be reduced. In this way, the transistor 2
The output power level (oscillation amplitude) of the output power (oscillation signal) of the buffer amplifier composed of 33 is compared with the reference voltage corresponding to the predetermined output power (oscillation signal) to be oscillated by the oscillation circuit Y. Accordingly, the output power (oscillation signal) output from the oscillation circuit Y can be controlled to be constant by controlling the loop gain of the loop formed by the transistor 223 and the resonator 400.
【００１７】また，上記実施形態及び実施例では，トラ
ンジスタの段数は２段としたが，上記増幅回路Ｘ或いは
発振回路Ｙに要求される利得に応じてトランジスタの段
数を３段以上とすることも可能である。尚，その場合に
は，全てのアンプをバイポーラ・トランジスタ増幅器に
する必要はなく，中間に設けられるアンプはＦＥＴ増幅
器などを用いても良い。Although the number of transistor stages is two in the above embodiments and examples, the number of transistor stages may be three or more depending on the gain required for the amplifier circuit X or the oscillator circuit Y. It is possible. In that case, all the amplifiers do not have to be bipolar transistor amplifiers, and an FET amplifier or the like may be used as an intermediate amplifier.
【００１８】更には，上記実施形態及び実施例では，ト
ランジスタのバイアス回路として自己バイアス回路を使
用したが，これを固定バイアス回路とすることも可能で
ある。この場合には，バイアス抵抗２２２をトランジス
タ２２３（２３３）のベースと電源の間に挿入すれば良
い。尚，全てのトランジスタのバイアス回路を同一とす
る必要は無く，必要に応じてトランジスタ毎に異なるバ
イアス回路を用いることも可能である。Furthermore, in the above-described embodiments and examples, the self-bias circuit is used as the bias circuit of the transistor, but it may be a fixed bias circuit. In this case, the bias resistor 222 may be inserted between the base of the transistor 223 (233) and the power supply. The bias circuits of all the transistors do not have to be the same, and different bias circuits can be used for each transistor as needed.
【００１９】[0019]
【発明の効果】以上説明したように，本発明は，複数段
設けられたバイポーラトランジスタを含んで構成され，
初段のバイポーラトランジスタから入力される入力信号
を順次増幅して出力する増幅器に設けられ，該増幅器よ
り出力される出力電力を一定に制御するための高周波制
御回路において，上記バイポーラトランジスタが，コレ
クタ電流と出力電力，及びコレクタ電流と順方向伝達利
得との間に線形性を有するものであり，上記バイポーラ
トランジスタのうち，最後段の上記バイポーラトランジ
スタのコレクタ電流に基づいて検出される該増幅器の出
力電力と，該増幅器が出力すべき所定の出力電力とを比
較し，その比較結果に基づいて，上記初段のバイポーラ
トランジスタのベース電流を調整する調整手段を具備し
てなることを特徴とする高周波電力制御回路として構成
される。このように構成することによって，従来公知の
高周波電力制御回路に設けられ，電力損失の原因となっ
ていた検波器や可変減衰器を設けることなく，出力電力
を一定に制御することとが可能であることに加え，部品
点数を減少させた簡略な回路構成によって実現可能であ
るため，生産コスト或いは設計コストを削減することが
できる。As described above, the present invention is configured to include bipolar transistors provided in a plurality of stages,
In a high-frequency control circuit provided in an amplifier that sequentially amplifies and outputs an input signal input from a first-stage bipolar transistor, and in which the bipolar transistor has a collector current and a collector current, The output power of the amplifier, which has linearity between the output power and the collector current and the forward transfer gain, and is detected based on the collector current of the last bipolar transistor among the bipolar transistors. A high frequency power control circuit comprising an adjusting means for comparing a predetermined output power to be output by the amplifier and adjusting the base current of the first-stage bipolar transistor based on the comparison result. Configured as. With this configuration, it is possible to control the output power to a constant value without providing a detector or a variable attenuator, which is provided in a conventionally known high-frequency power control circuit and causes power loss. In addition to that, since it can be realized by a simple circuit configuration in which the number of parts is reduced, it is possible to reduce the production cost or the design cost.
【００２０】ここで，上記高周波電力制御回路が，上記
最後段のバイポーラトランジスタの温度変化に対する出
力変動を補償するための温度補償手段を具備したものも
考えられる。その結果として，上記最後段のバイポーラ
トランジスタのコレクタ電流が，温度変化によって変動
した場合にも，上記増幅回路から出力される出力電力を
一定に制御することが可能となり，周囲環境の温度等に
拘わらず運転可能な高周波電力制御回路を実現できる。Here, it is also conceivable that the high frequency power control circuit includes a temperature compensating means for compensating an output fluctuation with respect to a temperature change of the last-stage bipolar transistor. As a result, even if the collector current of the last-stage bipolar transistor fluctuates due to temperature changes, it becomes possible to control the output power output from the amplifier circuit to a constant level, and the output power output from the amplifying circuit can be kept constant. It is possible to realize a high-frequency power control circuit that can be operated without operation.
【００２１】また，上記バイポーラトランジスタに設け
られるバイアス回路にストリップラインにより構成され
た平面回路が挿入された形態，或いはチョークコイルが
挿入された形態も考えうる。これにより，特定の周波数
での上記バイポーラトランジスタから見たインピーダン
スを十分大きくすることが可能となり，該バイポーラト
ランジスタへの入力信号，或いはトランジスタからの出
力信号がバイアス回路側で浪費されることを避けること
が可能となり，特定の周波数における上記増幅回路の利
得を増す事が出来る。Further, a mode in which a plane circuit constituted by a strip line is inserted into the bias circuit provided in the bipolar transistor or a form in which a choke coil is inserted can be considered. As a result, the impedance seen from the bipolar transistor at a specific frequency can be made sufficiently large, and the input signal to the bipolar transistor or the output signal from the transistor can be prevented from being wasted on the bias circuit side. It is possible to increase the gain of the amplifier circuit at a specific frequency.
【００２２】更にまた，上記初段のバイポーラトランジ
スタが，該初段のバイポーラトランジスタのコレクタ出
力をフィードバックして発振する発振回路を構成する形
態も考えられよう。このような形態によると，上記増幅
器は，上記初段のバイポーラトランジスタを含んで構成
される発振回路から所定の周波数の出力信号（発振信
号）を出力し，その出力信号（発振信号）を後段のバイ
ポーラトランジスタにより所定の利得で増幅する発振器
を構成することとなる。即ち，本発明に係る上記高周波
電力制御回路は，所定の周波数の出力信号（発振信号）
を出力するための発振器に対しても適用することができ
る。Further, it is conceivable that the first-stage bipolar transistor constitutes an oscillation circuit which oscillates by feeding back the collector output of the first-stage bipolar transistor. According to this mode, the amplifier outputs an output signal (oscillation signal) of a predetermined frequency from the oscillation circuit including the first-stage bipolar transistor, and outputs the output signal (oscillation signal) to the latter-stage bipolar transistor. The transistor constitutes an oscillator that amplifies with a predetermined gain. That is, the high frequency power control circuit according to the present invention is an output signal (oscillation signal) of a predetermined frequency.
Can also be applied to an oscillator for outputting
【００２３】ここで，上記増幅器で取り扱われる信号の
周波数が，マイクロ波から準ミリ波以上であることが考
えられる。Here, it is conceivable that the frequency of the signal handled by the amplifier is from the microwave to the quasi-millimeter wave or higher.
【図１】 本発明の第1の実施形態に係る高周波電力制
御回路の概略構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a high frequency power control circuit according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 本発明の第２の実施形態に係る高周波電力制
御回路の概略構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of a high frequency power control circuit according to a second embodiment of the present invention.
【図３】 マイクロ波回路を含むエミッタ接地増幅器の
構成を示すブロック図。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a grounded-emitter amplifier including a microwave circuit.
【図４】 チョークコイルを含むエミッタ接地増幅器の
構成を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a grounded-emitter amplifier including a choke coil.
【図５】 本発明のその他の実施形態に係る高周波電力
制御回路の概略構成を示すブロック図。FIG. 5 is a block diagram showing a schematic configuration of a high frequency power control circuit according to another embodiment of the present invention.
【図６】 トランジスタの入力電力とコレクタ電流の関
係を示すグラフ。FIG. 6 is a graph showing the relationship between input power and collector current of a transistor.
【図７】 トランジスタのコレクタ電流と利得の関係を
示すグラフ。FIG. 7 is a graph showing the relationship between the collector current and the gain of a transistor.
【図８】 従来の技術による高周波電力制御回路の構成
を示すブロック図。FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a high frequency power control circuit according to a conventional technique.
【符号の説明】 Ａ …高周波電力制御回路 Ｂ …高周波電力制御回路 Ｘ …増幅回路 Ｙ …発振回路 １００…信号源 ２００…高周波電力制御回路 ３００…負荷 ２１０…可変減衰器 ２３０…分波器 ２４０…検波器 ２５０…ループフィルタ ２２１…抵抗 ２２２…抵抗 ２２３…トランジスタ ２２４…コンデンサ ２２５…抵抗 ２２６…コンデンサ ２３３…トランジスタ ２４３…温度補償用トランジスタ ２２８…マイクロ波平面回路 ２２９…チョークコイル ４００…共振器[Explanation of symbols] A: High frequency power control circuit B: High frequency power control circuit X ... Amplification circuit Y ... Oscillation circuit 100 ... Signal source 200 ... High frequency power control circuit 300 ... load 210 ... Variable attenuator 230 ... duplexer 240 ... Detector 250 ... Loop filter 221 ... resistance 222 ... resistance 223 ... Transistor 224 ... Capacitor 225 ... resistance 226 ... Capacitor 233 ... Transistor 243 ... Transistor for temperature compensation 228 ... Microwave planar circuit 229 ... Choke coil 400 ... Resonator
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J067 AA01 AA04 AA41 CA02 CA61 CA81 FA10 FA17 HA02 HA25 HA29 HA33 KA01 KA12 KA13 KA23 KA32 KA41 KA55 KA68 KS01 KS25 MA11 MA21 QS02 SA13 5J090 AA01 AA04 AA41 CA02 CA11 CA61 CA81 CN01 FA10 FA17 FN10 FN12 HA02 HA25 HA29 HA33 HN16 HN23 KA01 KA12 KA17 KA68 MA08 MA11 MA21 SA13 5J100 JA01 JA09 LA01 MA00 5J500 AA01 AA04 AA41 AC02 AC11 AC61 AC81 AF10 AF17 AH02 AH25 AH29 AH33 AK01 AK12 AK17 AK68 AM08 AM11 AM21 AS13 NC01 NF10 NF12 NH16 NH23 Continued front page F term (reference) 5J067 AA01 AA04 AA41 CA02 CA61 CA81 FA10 FA17 HA02 HA25 HA29 HA33 KA01 KA12 KA13 KA23 KA32 KA41 KA55 KA68 KS01 KS25 MA11 MA21 QS02 SA13 5J090 AA01 AA04 AA41 CA02 CA11 CA61 CA81 CN01 FA10 FA17 FN10 FN12 HA02 HA25 HA29 HA33 HN16 HN23 KA01 KA12 KA17 KA68 MA08 MA11 MA21 SA13 5J100 JA01 JA09 LA01 MA00 5J500 AA01 AA04 AA41 AC02 AC11 AC61 AC81 AF10 AF17 AH02 AH25 AH29 AH33 AK01 AK12 AK17 AK68 AM08 AM11 AM21 AS13 NC01 NF10 NF12 NH16 NH23
Claims (6)
タを含んで構成され，初段のバイポーラトランジスタか
ら入力される入力信号を順次増幅して出力する増幅器に
設けられ，該増幅器より出力される出力電力を一定に制
御するための高周波制御回路において，上記バイポーラ
トランジスタが，コレクタ電流と出力電力，及びコレク
タ電流と順方向伝達利得との間に線形性を有するもので
あり，上記バイポーラトランジスタのうち，最後段の上
記バイポーラトランジスタのコレクタ電流に基づいて検
出される該増幅器の出力電力と，該増幅器が出力すべき
所定の出力電力とを比較し，その比較結果に基づいて，
上記初段のバイポーラトランジスタのベース電流を調整
する調整手段を具備してなることを特徴とする高周波電
力制御回路。1. An amplifier configured to include a plurality of stages of bipolar transistors, which is provided in an amplifier for sequentially amplifying and outputting an input signal input from the first stage bipolar transistor, and a constant output power output from the amplifier. In the high-frequency control circuit for controlling, the bipolar transistor has linearity between the collector current and the output power, and the collector current and the forward transfer gain. The output power of the amplifier detected based on the collector current of the bipolar transistor is compared with a predetermined output power to be output by the amplifier, and based on the comparison result,
A high frequency power control circuit comprising an adjusting means for adjusting a base current of the first-stage bipolar transistor.
のバイポーラトランジスタの温度変化に対する出力変動
を補償するための温度補償手段を具備したものである請
求項１に記載の高周波電力制御回路。2. The high frequency power control circuit according to claim 1, wherein the high frequency power control circuit comprises a temperature compensating means for compensating for an output fluctuation with respect to a temperature change of the last-stage bipolar transistor.
るバイアス回路にストリップラインにより構成された平
面回路が挿入されてなる請求項１或いは２のいずれかに
記載の高周波電力制御回路。3. The high frequency power control circuit according to claim 1, wherein a planar circuit constituted by a strip line is inserted in a bias circuit provided in the bipolar transistor.
るバイアス回路にチョークコイルが挿入されてなる請求
項１或いは２のいずれかに記載の高周波電力制御回路。4. The high frequency power control circuit according to claim 1, wherein a choke coil is inserted in a bias circuit provided in the bipolar transistor.
該初段のバイポーラトランジスタのコレクタ出力をフィ
ードバックして発振する発振回路を構成してなる請求項
１〜４のいずれかに記載の高周波電力制御回路。5. The first-stage bipolar transistor comprises:
The high frequency power control circuit according to any one of claims 1 to 4, comprising an oscillation circuit that oscillates by feeding back a collector output of the first-stage bipolar transistor.
は，マイクロ波から準ミリ波以上の周波数である請求項
１〜５のいずれかに記載の高周波電力制御回路。6. The high frequency power control circuit according to claim 1, wherein the frequency of the signal handled by the amplifier is from microwave to quasi-millimeter wave or higher.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002070925A JP2003273676A (en) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | High frequency power control circuit |
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| JP2002070925A JP2003273676A (en) | 2002-03-14 | 2002-03-14 | High frequency power control circuit |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003273676A true JP2003273676A (en) | 2003-09-26 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008288817A (en) * | 2007-05-16 | 2008-11-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Wide-band and low-noise amplifier |
| JP2014207570A (en) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | Power control circuit and temperature compensation method |
-
2002
- 2002-03-14 JP JP2002070925A patent/JP2003273676A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008288817A (en) * | 2007-05-16 | 2008-11-27 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Wide-band and low-noise amplifier |
| US8004363B2 (en) | 2007-05-16 | 2011-08-23 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Wideband low-noise amplifier |
| JP2014207570A (en) * | 2013-04-12 | 2014-10-30 | Ｎｅｃネットワーク・センサ株式会社 | Power control circuit and temperature compensation method |
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