JP2003259635A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ソフトスタート回路を備えた複合共振形コン
バータにおいて、電源起動時に安定してスイッチング動
作が開始されるようにする。 【解決手段】 ソフトスタート回路について、スイッチ
ング素子がオンとなっているときにのみ、スイッチング
周波数を所要以上に制御するための定電圧制御信号を出
力するように構成する。これにより、スイッチング素子
がオフからオンに遷移しようとする時点では、スイッチ
ング周波数を所要以上に制御するための定電圧制御信号
は出力されていないことになるから、スイッチング素子
は安定してオン状態からオフ状態に遷移することが可能
になる。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器にお
いて電源として用いられるスイッチング電源回路に関す
る。 【０００２】 【従来の技術】近年、電子機器に用いられるスイッチン
グ電源回路としては、低ノイズ化や機器の省電力化の要
求が高まってきている。そこで、スイッチング電源回路
におけるスイッチングコンバータとしては、共振形スイ
ッチングコンバータが採用されるようになってきてい
る。このような共振形スイッチングコンバータとして、
１次側に並列共振回路を備えた電圧共振形コンバータが
知られている。この電圧共振形コンバータは、他の方式
の共振形スイッチングコンバータと比較しても、原理的
にスイッチング素子におけるスイッチング損失が少ない
ことが知られており、上記の低ノイズ化や省電力化に対
する効果が期待されている。 【０００３】ところで、電圧共振形コンバータがゼロ電
圧スイッチング（ＺＶＳ）できる動作範囲は、共振イン
ピーダンスをＺｒ、入力電圧をＶin、負荷電流をＩoと
すると、 Ｉo≧Ｖin/Ｚｒ で与えられる。このため、入力電圧が高い領域や軽負荷
の領域ではＺＶＳが不可能になってしまう場合があり、
これが実用上における問題とされていた。 【０００４】そこで、本出願人は、例えば一次側に電圧
共振形コンバータを備えると共に、二次側に対しても並
列共振回路又は直列共振回路などの共振回路を備えた、
複合共振形コンバータとしての構成を採るスイッチング
電源回路を既に提案し出願している。このような複合共
振形スイッチング電源回路は、上記のようにして、二次
側にも共振回路を備えることによって、ＺＶＳが保証さ
れる動作範囲を広げることを可能としている。 【０００５】図５は、先に本出願人が出願した複合共振
形コンバータに基づいて構成することのできるスイッチ
ング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源
回路は、メイン電源スイッチがオンとなるのに対応して
動作するメイン電源部と、メイン電源スイッチのオン／
オフに関わらず、商用交流電源ＡＣが接続されている限
り定常的に動作するスタンバイ電源部とから成る。 【０００６】先ずスタンバイ電源部について説明する。
商用交流電源ＡＣに対しては、商用電源トランスＳＢＴ
の一次巻線が並列に接続される。商用電源トランスＳＢ
Ｔは、また、商用電源トランスＳＢＴの二次巻線には、
ブリッジ整流回路Ｄｉ1及び平滑コンデンサＣｉ1から成
る整流平滑回路が接続され、平滑コンデンサＣｉ1には
直流としての整流平滑電圧Ｅｉ1が得られる。 【０００７】三端子レギュレータＲＥＧは、整流平滑電
圧Ｅｉ1を入力して所要のレベルで安定化された直流電
源電圧Ｖｃｃを、コンデンサＣ1の両端電圧として出力
する。この直流電源電圧Ｖｃｃは、マイクロコンピュー
タ２の動作電源として常時供給されることになる。この
図５に示す電源回路が備えられる電子機器の動作制御を
実行する。また、直流電源電圧Ｖｃｃは、駆動用電源と
してリレーＲＬに対しても供給される。このリレーＲＬ
は、次に説明するようにして、メインのスイッチングコ
ンバータ部の動作をオン／オフ制御するために設けられ
る。 【０００８】次にメイン電源部について説明する。メイ
ン電源部のオン／オフは、マイクロコンピュータ２がリ
レーＲＬを駆動して、商用交流電源ＡＣとメイン電源側
のブリッジ整流回路Ｄｉとのラインの間に挿入された電
源スイッチＳＷのオン／オフを制御することによって行
われる。 【０００９】メイン電源をオフとすべきときにおいて
は、マイクロコンピュータ２は、オン／オフ信号（ON／
OFF）としてＬレベルを出力する。この場合には、トラ
ンジスタＱ2はオフ状態であり、リレーＲＬも非導通の
状態となるように制御される。従って、商用交流電源Ａ
Ｃラインに挿入されているメインスイッチＳＷはオフ状
態となる。このため、ブリッジ整流回路Ｄｉには商用交
流電源が供給されず、メイン電源はオフ状態となる。 【００１０】これに対して、例えばメイン電源をオフの
状態からオンとする場合には、マイクロコンピュータ２
は、オン／オフ信号（ON/OFF）をＨレベルに切り換え
る。これにより、トランジスタＱ2がオンとなって導通
しリレーＲＬも導通することになり、メインスイッチＳ
Ｗはオンとなる。これにより、商用交流電源ＡＣがメイ
ン電源部側のブリッジ整流回路Ｄｉに供給されることと
なって、メイン電源部が起動する。なお、以降において
「電源起動」といった場合には、メインスイッチＳＷが
オンとなって商用交流電源ＡＣが投入されるタイミング
をいうこととする。 【００１１】上記メインスイッチＳＷが挿入された商用
交流電源ＡＣのラインには、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び
平滑コンデンサＣｉとにより形成される整流平滑回路が
接続される。この整流平滑回路により、平滑コンデンサ
Ｃｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉが得られ、後段のスイ
ッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給さ
れる。 【００１２】一次側のスイッチングコンバータは、１石
のスイッチング素子Ｑ1を備えて成る、いわゆるシング
ルエンド方式による電圧共振形コンバータとしての構成
を採っている。スイッチング素子Ｑ1は、後述するスイ
ッチングトランスＴＲ１の一次巻線Ｎ1と直列接続され
ることで直列接続回路を形成する。そして、この直列接
続回路の一次巻線Ｎ1側を直流入力電圧ラインと接続
し、スイッチング素子Ｑ1側は一次側アースに対して接
続する。 【００１３】また、スイッチング素子Ｑ1に対しては、
例えばスイッチング素子Ｑ1のターンオン時の逆方向電
流経路を形成するダンパーダイオードが並列に接続され
る。さらに、スイッチング素子Ｑ1に対しては、一次側
並列共振コンデンサＣｒが並列に接続される。この一次
側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと
スイッチトランスＴＲ１の一次巻線Ｎ1のリーケージイ
ンダクタンスとによって一次側並列共振回路を形成す
る。この一次側並列共振回路によって、電圧共振形とし
てのスイッチング動作を得る。 【００１４】ドライブ回路１は、スイッチング素子Ｑ1
を駆動する。また、フォトカプラＰＣから帰還される二
次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた電圧制御信号に
応じて、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を
可変制御することで、二次側直流出力電圧Ｅoについて
安定化する。 【００１５】スイッチングトランスＴＲ１は、一次側と
二次側を絶縁した上で、一次側のスイッチング出力を二
次側に伝送する。このスイッチングトランスＴＲ１の構
造は、ここでの図示は省略するが、例えばコアには、２
つのＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアが用いられる。
そして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2を、ＥＥ型コアの中
央磁脚においてそれぞれ独立した巻装位置に対して巻装
する。これにより、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2について
所要のリーケージインダクタンスが得られるようになっ
ている。 【００１６】また、スイッチングトランスＴＲ１の二次
巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並
列に接続されている。これによって、二次側並列共振コ
ンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケ
ージインダクタンスとによって二次側並列共振回路が形
成され、二次側に電圧共振動作が得られる。このように
して図５に示す回路では、一次側にはスイッチングコン
バータの動作を電圧共振形とするための一次側並列共振
回路を備え、二次側には二次側並列共振回路を備えた複
合共振形コンバータとしての構成が採られている。これ
により、例えば二次側並列共振回路が備えられない電圧
共振形コンバータよりも負荷に供給すべき電力が増加す
るようになっている。 【００１７】この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、図示
するようにして整流ダイオードＤoと平滑コンデンサＣo
から成る半波整流回路が形成されている。そして、この
半波整流回路の動作によって、平滑コンデンサＣoの両
端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この
二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷としての回
路部に供給される。 【００１８】続いて、定電圧制御のための構成について
説明する。二次側直流出力電圧Ｅoは、図示するように
して、電圧検出抵抗Ｒ1，Ｒ2によって分圧されて、シャ
ントレギュレータＳＲに入力される。シャントレギュレ
ータＳＲは、アノード側が二次側アースに接続され、カ
ソードは抵抗Ｒ10を介して直流電圧電源Ｖｃｃと接続さ
れている。これにより、シャントレギュレータＳＲは、
入力された二次側直流出力電圧Ｅoの分圧レベルと内部
基準電圧レベルとを比較して、その誤差を示す定電圧制
御信号をフォトカプラＰＣを介して一次側のドライブ回
路１に供給する。 【００１９】ドライブ回路１では、入力された定電圧制
御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周波数を可変制御する。これによって、二次側直流出力
電圧Ｅoのレベルが可変制御されて定電圧化が図られる
ことになる。ところで、図５に示すように電圧共振形コ
ンバータを備えるスイッチング電源回路では、１スイッ
チング周期内におけるオフ期間は、一次側並列共振コン
デンサＣｒ、二次側共振コンデンサ、及び一次巻線Ｎ
1、二次巻線Ｎ2の各リーケージインダクタンスによって
決定される一定時間となる。従って、スイッチング周波
数の可変制御は、１スイッチング周期内におけるオン期
間を変化させるようにして行われる。 【００２０】定電圧制御信号は、実際にはフォトカプラ
ＰＣを介して流れるシャントレギュレータＳＲの引き込
み電流となる。従って、定電圧制御信号の電流レベル
は、軽負荷の状態となって二次側直流出力電圧Ｅoが上
昇するのに応じて多くなり、重負荷となって二次側直流
出力電圧Ｅoが下降するのに応じて少なくなる。 【００２１】ドライブ回路１では、定電圧制御信号とし
ての電流が多くなると、スイッチング素子Ｑ1のオフ期
間（ＴOFF）を短くしてスイッチング周波数を高くする
ように制御する。また、定電圧制御信号としての電流が
少なくなれば、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間（ＴOF
F）を長くしてスイッチング周波数を低くするように制
御する。 【００２２】ここで、図５に示す電源回路の動作とし
て、定電圧制御に応じた波形を図６に示す。この図５に
示す電源回路におけるスイッチング周波数制御の実際と
しては、例えば軽負荷の状態となって二次側直流出力電
圧Ｅoが上昇したときには、スイッチング周波数を高く
し、逆に重負荷の状態となって二次側直流出力電圧Ｅo
が低下したときには、低くするように制御を行う。図６
（ａ）（ｂ）に示す軽負荷時の動作波形から説明する
と、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧Ｖceは、オンとな
る期間ＴONにおいては０レベルで、オフとなる期間ＴOF
Fにおいては、図示するようにして電圧共振パルスが得
られる波形となる。これに対して、スイッチング素子Ｑ
1を流れるスイッチング電流Ｉｃは、期間ＴONにおいて
負極性から正極性に転じる鋸歯状波として流れ、期間Ｔ
OFFにおいて０レベルとなる。また、重負荷時において
も、図６（ｃ）に示すスイッチング素子Ｑ1の両端電圧
Ｖceは、期間ＴOFFにおいて共振パルス電圧が得られる
波形となる。また、図６（ｄ）に示すスイッチング電流
Ｉｃは、オン期間においてターンオン時には負極性で、
その後正極性に反転して流れる。 【００２３】そして、軽負荷時に対応する図６（ａ）
（ｂ）の波形と、重負荷時に対応する図６（ｃ）（ｄ）
の波形とを比較してみると、スイッチング周期（ＴON＋
ＴOFF）は、軽負荷時よりも軽負荷時のほうが長くなっ
ていることが分かる。つまり、前述したように、軽負荷
から重負荷の傾向となるのに従ってスイッチング周波数
が低くなるように制御されていることが分かる。また、
期間ＴOFFは一定で、期間ＴONについて可変することで
スイッチング周波数を可変していることも分かる。 【００２４】また、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧Ｖc
eのピークレベルＶce-peakについて比較すると、軽負荷
時よりも重負荷時のほうが高くなっている。これは、例
えば図７の特性図において、負荷電流とピーク電圧Ｖce
-peakの関係としても示されている。つまり、重負荷の
傾向となって負荷電流が増加していくのに応じて、ピー
ク電圧Ｖce-peakは高くなっている。また、この図７で
は、入力電圧が低い場合よりも高い場合のほうが、ピー
ク電圧Ｖce-peakが高くなっていることも示されてい
る。 【００２５】 【発明が解決しようとする課題】ここで、上記図５に示
す構成による電源回路について、メインスイッチＳＷが
オフからオンに切り換わったときの電源起動時における
動作について、図８のタイミングチャートを参照して説
明する。図８（ａ）に示すようにして、ある時点で、メ
イン電源部をONとするために、マイクロコンピュータ２
から出力しているオン／オフ信号(ON/OFF)がＬレベル
（OFF）からＨレベル(ON)に切り換わったとする。する
と、前述のようにしてリレーＲＬが駆動されてメインス
イッチＳＷがオフからオン状態になり、メイン電源部の
平滑コンデンサＣｉにはブリッジ整流回路Ｄｉの整流電
流が流入して、平滑コンデンサＣｉの両端電圧である整
流平滑電圧Ｅｉが規定レベルにまで上昇することにな
る。そして、スイッチング素子Ｑ1は、図８（ｃ）に示
すようにして、この整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）
をもとにスイッチングを開始し、スイッチングトランス
ＴＲ１を介して二次側に電力を供給することになる。 【００２６】しかしながら、このような電源起動時にお
いては、未だ二次側において二次側直流出力電圧Ｅoが
生成されていない。このため、二次側直流出力電圧Ｅo
のレベルに応じてフォトカプラＰＣに流れる定電圧制御
信号としての電流レベルも、図８（ｂ）に示すように０
レベルが継続される。このようにして電源起動時におい
ては、定電圧制御信号の電流レベルはほぼ０レベルとな
る。このため、ドライブ回路１は、スイッチング素子Ｑ
1のオン期間（ＴON）を最大として、最低のスイッチン
グ周波数とするようにして制御することになる。電源起
動時においてこのようにスイッチング素子Ｑ1のオン期
間（ＴON）が長くなると、図８（ｄ）にも示すようにし
て、オン期間（ＴON）におけるスイッチング素子Ｑ1に
流れる電流量も増加し、これに応じて、メインスイッチ
の両端電圧は図８（ｂ）に示すようにして過大となって
しまう。そして、場合によってはスイッチング素子Ｑ1
としてのトランジスタ素子の定格電圧を超えてしまう状
態となることがあり、素子の破壊に至る可能性もあっ
た。 【００２７】そこで、図５に示した電源回路に対して、
図９に示すようにしてソフトスタート回路を設けた構成
を採ることが考えられる。なお、図９において図５と同
一部分には同一符号を付して、ここでの説明は省略す
る。図９においてソフトスタート回路は、二次側のトラ
ンジスタＱ3，Ｑ4、抵抗Ｒ3、時定数コンデンサＣ3、及
び直列接続される分圧抵抗Ｒ4−Ｒ5とから成る。直列接
続された分圧抵抗Ｒ4−Ｒ5は、図示するようにして、マ
イクロコンピュータ２から出力されるオン／オフ信号(O
N/OFF)のラインと、一次側アースとの間に挿入されるこ
とで、オン／オフ信号(ON/OFF)を分圧したレベルに対応
する電流をトランジスタＱ4のベースに流す。 【００２８】上記素子によって形成されるソフトスター
ト回路の動作を図１０のタイミングチャートを参照して
説明する。例えばメインスイッチＳＷをオフとしてメイ
ン電源部をオフとしているときには、上記オン／オフ信
号(ON/OFF)がＬレベル（０レベル）であるから、トラン
ジスタＱ4にベース電流が流れないので、トランジスタ
Ｑ4はオフとなる。これに対して、メインスイッチＳＷ
をオンとしてメイン電源部を起動させるときには、図１
０（ａ）に示すようにして、オン／オフ信号(ON/OFF)が
ＬレベルからＨレベルに切り換わることになる。これに
応じて、トランジスタＱ4はオンとなって、時定数コン
デンサＣ3を介して接続されているトランジスタＱ3のベ
ース電流を流し、トランジスタＱ3もオンとなるように
する。トランジスタＱ3がオンとなったことで、直流電
圧電源Ｖｃｃから抵抗Ｒ10→フォトカプラＰＣのフォト
ダイオード→抵抗Ｒ3→時定数コンデンサＣ3→トランジ
スタＱ4のコレクタ→トランジスタＱ4のエミッタの経路
で電流が流れることになる。 【００２９】電源起動時おいては、前述したように二次
側直流出力電圧Ｅoが発生していないので、シャントレ
ギュレータＳＲによってフォトカプラＰＣのフォトダイ
オードに流す電流を引き込むことができない。しかしな
がら、図９に示す回路では、電源起動時において上記し
た電流経路によってフォトダイオードに電流が流れるこ
とになる。これによって、図１０（ｂ）に示すようにし
て、電源起動時であっても所定以上のレベルの定電圧制
御信号（電流）をフォトカプラＰＣを介してドライブ回
路１に流すことができる。このため、スイッチング素子
Ｑ1がスイッチング動作を開始した状態では、図１０
（ｃ）に示すように、スイッチング周波数を強制的に高
くすることができる。そして、電源起動時においてもス
イッチング周波数が高くなるように制御されれば、スイ
ッチング素子Ｑ1のオフ期間は短いものとなり、図１０
（ｄ）及び図１０（ｅ）に示すようにして、スイッチン
グ素子Ｑ1に流れるスイッチング電流量と、オフ時（ＴO
FF）おいて発生する両端電圧Ｖceを低下させることが可
能となる。 【００３０】また、トランジスタＱ4のコレクタとトラ
ンジスタＱ3のベース間に挿入される時定数コンデンサ
Ｃ3は、ソフトスタート回路の動作を電源起動後の一定
時間後に停止させるためのタイマとして機能する。つま
り、ソフトスタート回路が動作を開始すると、時定数コ
ンデンサＣ3には、トランジスタＱ3のベース電流が流れ
て充電が行われる。これによって、時定数コンデンサＣ
3の電位は徐々に上昇していくが、これに伴っては、ト
ランジスタＱ3のベース電位が低下していくことにな
る。そして、ベース電位が或るレベル以下にまで低下し
た時点でトランジスタＱ3はオフとなる。トランジスタ
Ｑ3がオフになれば、上記のようにしてフォトカプラＰ
Ｃに強制的に定電圧制御信号を流すソフトスタート動作
は停止する。ソフトスタート動作が停止した時点では、
二次側直流出力電圧Ｅoが得られているので、この二次
側直流出力電圧Ｅoのレベルに基づいて、シャントレギ
ュレータＳＲを備える定電圧制御回路系が通常動作を行
う。 【００３１】しかしながら、スイッチング素子Ｑ1のオ
フ期間を短くしてスイッチング周波数を高く制御すると
いうことは、スイッチング素子Ｑ1をオン状態からオフ
状態となるように動作させる作用を有している。従っ
て、上記のようにして電源起動時においてドライブ回路
１に対して定常的に定電圧制御電流が流れているという
ことは、電源起動時においてスイッチング素子Ｑ1をオ
フさせようとする作用が継続的にはたらいているという
ことになる。このため、スイッチング素子Ｑ1が最大の
オン期間でスイッチング動作を開始してしまう不都合は
解消されるが、スイッチング素子Ｑ1がオフ状態からオ
ン状態に遷移しにくくなり、オン期間が短いモードでの
スイッチング素子Ｑ1の開始がうまくいかない場合が生
じるという問題を抱えることになってしまう。 【００３２】また、スイッチング素子Ｑ1のスイッチン
グ動作の開始がうまくいかないということは、スイッチ
ング動作の開始が遅れるということにもつながる。図９
に示すソフトスタート回路は、時定数コンデンサＣ3の
時定数によって、フォトダイオードに流す電流を徐々に
低下させながらその動作を終了するので、起動後におい
て時間が経過するのに応じて、フォトカプラＰＣからド
ライブ回路１に入力される定電圧制御信号のレベルも低
下していく。つまり、スイッチング周波数は、起動後か
ら時間が経過するほど低くなっていくように変化する。
従って、スイッチング動作の開始が遅れた場合には、こ
の比較的低いスイッチング周波数により動作が開始され
ることになる。このため、図５に示した電源回路と比較
すれば、スイッチング素子Ｑ1にかかるピーク電圧Ｖce-
peakは抑制されるものの、未だ充分ではなく、やはり、
ピーク電圧Ｖce-peakがスイッチング素子Ｑ1の定格電圧
を越えてしまって素子が破壊されてしまう可能性は残っ
てしまう。また、これに対するマージンも確保しにく
い。 【００３３】 【課題を解決するための手段】そこで本発明は、上記し
た課題を考慮してスイッチング電源回路として次のよう
に構成する。つまり、商用交流電源を入力して整流平滑
動作を行うことで直流入力電圧を生成する整流平滑手段
と、直流入力電圧を断続して出力するスイッチング素子
を備えて形成されるスイッチング手段と、このスイッチ
ング手段を形成するスイッチング素子をスイッチング駆
動する駆動回路備える。また、スイッチング手段のスイ
ッチング出力を一次側から二次巻線に伝送する絶縁型の
スイッチングトランスを備える。また、少なくとも、ス
イッチングトランスの一次巻線のリーケージインダクタ
ンスと、一次側共振コンデンサのキャパシタンスとによ
って形成され、スイッチング手段の動作を共振形とする
ように設けられる一次側共振回路を備える。また、スイ
ッチングトランスの二次巻線のリーケージインダクタン
スと、この二次巻線に対して接続される二次側共振コン
デンサのキャパシタンスとによって形成される二次側共
振回路を備える。また、二次側共振回路を含んで形成さ
れ、スイッチングトランスの二次巻線に得られる交番電
圧を入力して、二次側直流出力電圧を出力するように構
成された電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベル
に応じた定電圧制御信号を上記駆動回路に対して出力す
ることで、スイッチング素子のスイッチング周波数を可
変制御する定電圧制御手段とを備える。そして、電源起
動後の一定期間において、スイッチング素子がオンとな
る期間を検出し、この検出された期間においてのみ、ス
イッチング素子のスイッチング周波数が所要以上で維持
されるための定電圧制御信号を上記駆動回路に対して出
力するようにされたソフトスタート回路を備えることと
した。 【００３４】上記構成によるスイッチング電源回路は、
いわゆる複合共振形コンバータとしての構成を採ると共
に、スイッチング周波数制御によって二次側出力の安定
化を図るようにされる。そして、このようなスイッチン
グ電源回路に対して、起動時に生じる過大な電流、電圧
からスイッチング素子を保護するソフトスタート回路が
設けられる。本発明によるソフトスタート回路は、起動
後の一定時間にわたり、スイッチング周波数が所要以上
となるように維持し、これによって、スイッチング素子
に流れる電流量及びスイッチング素子にかかる電圧を抑
制するようにされる。そして、スイッチング周波数を所
要以上に制御するのにあたり、スイッチング素子がオン
となっているときにのみ、スイッチング周波数を所要以
上に制御するための定電圧制御信号を出力するようにし
ている。これは換言すれば、スイッチング素子がオフか
らオンに遷移しようとする時点では、スイッチング周波
数を所要以上に制御するための定電圧制御信号は出力さ
れていないことになる。これによって、スイッチング素
子が安定してオン状態からオフ状態に遷移することが可
能になる。 【００３５】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示している。この
図に示す電源回路は、１石のスイッチング素子を備えた
いわゆるシングルブリッジ方式による電圧共振形コンバ
ータを一次側に備えると共に、以降説明するようにして
二次側に共振回路を備えた、複合共振形コンバータとし
ての基本構成を採る。 【００３６】図１に示す電源回路は、メイン電源スイッ
チがオンとなるのに対応して動作するメインのスイッチ
ングコンバータ部（メイン電源部）と、メイン電源スイ
ッチのオン／オフに関わらず、商用交流電源ＡＣが接続
されている限り定常的に動作するスタンバイ電源部とか
ら成る。 【００３７】先ずスタンバイ電源部の構成から説明す
る。商用交流電源ＡＣに対しては、商用電源トランスＳ
ＢＴの一次巻線が並列に接続される。商用電源トランス
ＳＢＴは、次に説明するようにして二次側に設けられる
直流電圧電源Ｖｃｃを生成するための整流回路系を一次
側から絶縁するために設けられる。商用電源トランスＳ
ＢＴの二次巻線に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ1及
び平滑コンデンサＣｉ1から成る整流平滑回路が接続さ
れており、二次巻線に励起された商用交流電源周期の交
流電圧を整流平滑化して、平滑コンデンサＣｉ1に直流
の整流平滑電圧Ｅｉ1を得る。この整流平滑電圧Ｅｉ1は
三端子レギュレータＲＥＧに入力される。 【００３８】三端子レギュレータＲＥＧでは、入力され
た整流平滑電圧Ｅｉ1について所要の電圧レベルとなる
ように安定化した直流電源電圧Ｖｃｃを出力する。この
直流電源電圧Ｖｃｃは、三端子レギュレータＲＥＧの出
力端子と二次側アース間に接続された、コンデンサＣ1
の両端電圧として得られる。そして、この直流電源電圧
Ｖｃｃは、マイクロコンピュータ２の動作電源として常
時供給され、これにより、マイクロコンピュータ２は、
メイン電源スイッチがオン／オフであるのに関わらず、
動作が可能となる。このマイクロコンピュータ２は、Ｃ
ＰＵ（CentralProcessing Unit)を備え、図１に示す電
源回路が備えられる所定の電子機器において、機器の動
作制御を実行する。また、直流電源電圧Ｖｃｃは、リレ
ーＲＬに駆動用電源としても供給される。このリレーＲ
Ｌは、次に説明するようにして、メインのスイッチング
コンバータ部の動作をオン／オフ制御するために設けら
れる。 【００３９】続いて、メイン電源部（スイッチングコン
バータ部）について説明する。メイン電源部のオン／オ
フは、マイクロコンピュータ２がリレーＲＬを駆動し
て、商用交流電源ＡＣとメイン電源側のブリッジ整流回
路Ｄｉとのラインの間に挿入された電源スイッチＳＷの
オン／オフを制御することによって行われる。リレーＲ
Ｌは、自身に流れる電流の有無に応じて、商用交流電源
ＡＣとメイン電源側のブリッジ整流回路Ｄｉとのライン
の間に挿入されたスイッチＳＷのオン／オフを切り換え
る。 【００４０】このリレーＲＬに対しては、マイクロコン
ピュータ２がリレーＲＬを駆動するためのリレー駆動回
路が接続される。このリレー駆動回路は、スイッチング
素子Ｑ2、抵抗Ｒ12，Ｒ13及びダイオードＤとから成
る。リレーＲＬは、直流電源電圧Ｖｃｃとトランジスタ
Ｑ2のコレクタとの間に挿入され、トランジスタＱ2のエ
ミッタは二次側アースと接続される。また、トランジス
タＱ2のベースは、抵抗Ｒ12を介してマイクロコンピュ
ータ２から出力されるオン／オフ信号（ON／OFF）の出
力端子と接続される。また、抵抗Ｒ13は、バイアス設定
のために、トランジスタＱ2のベースと二次側アースと
の間に挿入される。ダイオードＤはリレーＲＬに対して
図示する方向により並列に接続される。つまり、リレー
ＲＬとトランジスタＱ2のコレクタの接続点にアノード
を接続し、直流電源電圧Ｖｃｃに対してカソードを接続
するものである。このダイオードＤは、例えばノイズと
しての逆方向電流経路を形成して、リレーＲＬの誤動作
を防ぐ。 【００４１】ここで、メイン電源をオフとすべきときに
おいては、マイクロコンピュータ２は、オン／オフ信号
（ON／OFF）としてＬレベルを出力している。この場合
には、トランジスタＱ2にベース電流が供給されないこ
とになるので、トランジスタＱ2はオフ状態である。ト
ランジスタＱ2がオフ状態でありコレクタ電流が流れな
い状態では、リレーＲＬも非導通の状態となるので、商
用交流電源ＡＣラインのメインスイッチＳＷはオフ状態
となる。従って、ブリッジ整流回路Ｄｉには商用交流電
源が供給されず、メイン電源はオフ状態となる。 【００４２】そして、例えばメイン電源をオフの状態か
らオンとする場合には、マイクロコンピュータ２は、オ
ン／オフ信号（ON/OFF）をＨレベルに切り換える。これ
により、トランジスタＱ2にベース電流が流れることと
なって、トランジスタＱ2が導通し、コレクタ電流が流
れることになる。このコレクタ電流によってリレーＲＬ
は導通することになり、メインスイッチＳＷはオンとな
る。これにより、商用交流電源ＡＣがメイン電源部側の
ブリッジ整流回路Ｄｉに供給されることとなって、以降
説明する構成によるメイン電源部が起動することにな
る。 【００４３】上記メイン電源部側のブリッジ整流回路Ｄ
ｉの正極出力端子と一次側アース間には平滑コンデンサ
Ｃｉが接続され、このブリッジ整流回路Ｄｉと平滑コン
デンサＣｉとによって整流平滑回路が形成される。この
整流平滑回路によって、平滑コンデンサＣｉの両端に
は、商用交流電源ＡＣレベルの等倍に対応するレベルの
整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが
後段のスイッチングコンバータに対して、直流入力電圧
として供給される。 【００４４】一次側のスイッチングコンバータは、１石
のスイッチング素子Ｑ1を備えて成る。この図において
は、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチとしてのシンボ
ルにより等価的に示しているが、実際においては、例え
ばＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、及びバイポーラトランジ
スタなどのトランジスタ素子が用いられる。スイッチン
グ素子Ｑ1は、後述するスイッチングトランスＴＲ１の
一次巻線Ｎ1と直列接続されることで直列接続回路を形
成する。そして、この直列接続回路の一次巻線Ｎ1側を
直流入力電圧ラインと接続し、スイッチング素子Ｑ1側
は一次側アースに対して接続する。 【００４５】また、スイッチング素子Ｑ1に対しては、
例えばスイッチング素子Ｑ1のターンオン時に流れるス
イッチング電流を逆方向に流すための電流経路を形成す
るダンパーダイオードが並列に接続される。 【００４６】さらに、スイッチング素子Ｑ1に対して
は、一次側並列共振コンデンサＣｒが並列に接続され
る。この一次側並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャ
パシタンスとスイッチトランスＴＲ１の一次巻線Ｎ1の
リーケージインダクタンスとによって一次側並列共振回
路を形成する。スイッチング素子Ｑ1がスイッチング動
作を行うのに伴い、この一次側並列共振回路が共振動作
を行うことで、スイッチング素子Ｑ1を備える一次側ス
イッチングコンバータのスイッチング動作を電圧共振形
とする。即ち、一次側には電圧共振形コンバータが備え
られる。 【００４７】ドライブ回路１は、スイッチング素子Ｑ1
を所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動す
るために設けられる。このドライブ回路は、スイッチン
グ素子Ｑ1を他励式により駆動する場合には例えば汎用
のドライブ用ＩＣを用いて構成される。また、自励式に
より駆動する場合には、ここでは図示していないが、例
えば、スイッチング素子駆動用のドライブトランスと、
スイッチング素子の駆動端子（ベース、ゲート）に接続
する自励発振駆動回路を備えて構成されることになる。
また、ドライブ回路１は、後述するようにしてフォトカ
プラＰＣを介して入力されるシャントレギュレータＳＲ
からの定電圧制御信号を入力し、この定電圧制御信号の
レベルに応じてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周
波数を可変制御することで、後述する二次側直流出力電
圧Ｅoを安定化するようにも動作する。 【００４８】スイッチングトランスＴＲ１は、一次側と
二次側を絶縁した上で、一次側のスイッチング出力を二
次側に伝送するために設けられる。このスイッチングト
ランスＴＲ１は、例えば図２に示す構造を有している。
つまり、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２を用意する。そ
して、Ｅ型コアＣＲ１の中央磁脚に対しては一次巻線Ｎ
1を巻装し、Ｅ型コアＣＲ２の中央磁脚に対しては二次
巻線Ｎ2を巻装する。つまり、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ
2をそれぞれ異なる位置に分割して巻装する。そして、
このようにして巻線が施されたＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２
の互いの磁脚を対向させて組み合わせるようにすること
でＥＥ型コアを形成する。このようにしてスイッチング
トランスＴＲ１が構成される。ここで、スイッチングト
ランスＴＲ１において、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とは
分割して巻装されていることから、一次巻線Ｎ1と二次
巻線Ｎ2とによっては所要のリーケージインダクタンス
が得られるようになっている。 【００４９】スイッチング素子Ｑ1がドライブ回路１に
より駆動されてスイッチング動作を行うと、そのスイッ
チング出力としての電流がスイッチングトランスＴＲ１
の一次巻線Ｎ1に流れることになり、一次巻線Ｎ1にはス
イッチング周期に応じた交番電圧が発生する。そして、
このスイッチング出力としての交番電圧が、二次巻線Ｎ
2に励起されることになる。 【００５０】この場合、二次巻線Ｎ2に対して、二次側
並列共振コンデンサＣ2が並列に接続されている。これ
によって、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタ
ンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスとに
よって二次側並列共振回路を形成する。二次巻線Ｎ2に
交番電圧が得られることに伴って、この二次側並列共振
回路が電圧共振動作を行うことになる。図１に示す回路
では、このようにして一次側にはスイッチングコンバー
タの動作を電圧共振形とするための一次側並列共振回路
を備え、二次側には二次側並列共振回路を備えた構成を
採っている。つまり、一次側と二次側にそれぞれ共振回
路を備えた、複合共振形コンバータとしての構成が採ら
れている。これにより、例えば二次側並列共振回路が備
えられない電圧共振形コンバータよりも負荷に供給すべ
き電力が増加するようになっている。なお、図１に示す
回路では二次側に並列共振回路を備えた構成を採ってい
るが、先に本出願人は複合共振形コンバータとして、二
次側に直列共振回路を備えた構成も提案している。ま
た、部分電圧共振回路を備えた構成も提案している。本
実施の形態としては、このような複合共振形コンバータ
とされても構わないものである。 【００５１】この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、図示
するようにして整流ダイオードＤoと平滑コンデンサＣo
から成る半波整流回路が形成されている。そして、この
半波整流回路の動作によって、平滑コンデンサＣoの両
端電圧として二次側直流出力電圧Ｅoが得られる。この
二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷としての回
路部に供給される。 【００５２】続いて、定電圧制御回路系の構成について
説明する。この図において定電圧制御回路系は、電圧検
出抵抗Ｒ1，Ｒ2、シャントレギュレータＳＲ、及びフォ
トカプラＰＣを備えて形成される。電圧検出抵抗Ｒ1，
Ｒ2は、図示するようにして直列に接続され、二次側直
流出力電圧Ｅoと二次側アース間に対して挿入される。
そして、電圧検出抵抗Ｒ1，Ｒ2の接続点とシャントレギ
ュレータの検出入力端子とが接続される。シャントレギ
ュレータＳＲのアノードは二次側アースに対して接続さ
れ、カソードは、フォトカプラＰＣのフォトダイオード
のアノード側と接続される。フォトダイオードは、直流
電圧電源Ｖｃｃから動作電源を得るために、カソード側
が抵抗Ｒ10を介して直流電圧電源Ｖｃｃと接続されてい
る。 【００５３】抵抗Ｒ1−Ｒ2の直列接続によっては、二次
側直流出力電圧Ｅoを分圧して、この分圧した二次側直
流出力電圧ＥoをシャントレギュレータＳＲの検出入力
に対して入力する。シャントレギュレータＳＲでは、入
力された二次側直流出力電圧Ｅoの分圧レベルと内部基
準電圧レベルとを比較する。シャントレギュレータＳＲ
においては、入力された二次側直流出力電圧Ｅoの分圧
レベルと内部基準電圧レベルとの誤差に応じたレベルの
電流をカソードに引き込むように動作する。これによ
り、フォトカプラＰＣのフォトダイオードには、入力さ
れた分圧レベルと内部基準電圧との誤差に応じたレベル
の電流が流れる。フォトカプラＰＣでは、フォトダイオ
ードに流れた電流レベルに応じたコレクタ電流を、一次
側のフォトトランジスタに流すようにされる。このフォ
トトランジスタに流れるコレクタ電流が、ドライブ回路
に対して定電圧制御信号として供給される。このよう
に、フォトカプラＰＣは、二次側直流出力電圧Ｅoのレ
ベルの誤差に応じた定電圧制御信号を、一次側と二次側
とを直流的に絶縁した状態で伝達する。 【００５４】ドライブ回路１では、入力された定電圧制
御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ1のスイッチング
周波数を可変制御する。この場合には、重負荷及び低入
力電圧の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下す
るように変動したときには、スイッチング周波数を低く
するようにスイッチング素子Ｑ1を駆動制御する。逆
に、軽負荷及び高入力電圧となって二次側直流出力電圧
Ｅoが高くなったときには、スイッチング周波数を高く
するように駆動制御する。 【００５５】なお、定電圧制御信号は、実際にはフォト
カプラＰＣを介して流れるシャントレギュレータＳＲの
引き込み電流となる。従って、定電圧制御信号としての
電流レベルは、軽負荷の状態となって二次側直流出力電
圧Ｅoが上昇するのに応じて多くなり、重負荷となって
二次側直流出力電圧Ｅoが下降するのに応じて少なくな
る。そして、ドライブ回路１では、定電圧制御信号とし
ての電流が多くなると、スイッチング素子Ｑ1のオフ期
間（ＴOFF）を短くするように動作し、これによりスイ
ッチング周波数を高くするように制御する。逆に定電圧
制御信号としての電流が少なくなれば、スイッチング素
子Ｑ1のオフ期間（ＴOFF）を長くするように動作し、こ
れによりスイッチング周波数を低くするように制御す
る。 【００５６】このようにして一次側スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周波数を可変制御することによって
は、複合共振形コンバータにおける共振インピーダンス
が変化することになる。そして、これによって一次側か
ら二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次
側直流出力電圧Ｅoのレベルを変化させる。この結果、
二次側直流出力電圧Ｅoが安定化される。なお、電圧共
振形コンバータの場合、１スイッチング周期内における
オフ期間は、一次側並列共振コンデンサＣｒ、二次側共
振コンデンサ、及び一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2の各リー
ケージインダクタンスによって決定される一定時間とな
る。従って、スイッチング周波数の可変制御は、１スイ
ッチング周期内におけるオン期間を変化させて行われる
ことになる。 【００５７】ところで、図１に示すような構成による複
合共振形コンバータにおける、共振回路系の周波数特性
は、図３に示すものとなる。つまり、共振周波数によっ
て決まる特定の周波数においてゲインにピークが得られ
るものとなる。そして、スイッチング周波数を変化させ
て定電圧化を行うためののスイッチング周波数の可変範
囲は、図において「動作周波数範囲」として示すよう
に、例えばゲインがピークとなる２つの周波数の間の周
波数範囲を利用する。 【００５８】また、図１に示す電源回路のスイッチング
素子Ｑ1の両端電圧Ｖce、及びスイッチング電流Ｉｃに
ついての動作は、先に図６に示した波形と同様となる。
つまり、図６（ａ）（ｃ）に示すスイッチング素子Ｑ1
の両端電圧Ｖceは、オンとなる期間ＴONにおいては０レ
ベルで、オフとなる期間ＴOFFにおいては、図示するよ
うにして電圧共振パルスが得られる波形となる。また、
図６（ｂ）（ｄ）に示すスイッチング素子Ｑ1を流れる
スイッチング電流Ｉｃは、期間ＴONにおいて負極性から
正極性に転じる鋸歯状波として流れ、期間ＴOFFにおい
て０レベルとなる。 【００５９】そして、スイッチング周期（ＴON＋ＴOF
F）は、図６（ｃ）（ｄ）に示す軽負荷時よりも、図６
（ａ）（ｂ）に示す軽負荷時のほうが長くなっているこ
とが分かる。つまり、前述したように、軽負荷から重負
荷の傾向となるのに従ってスイッチング周波数が低くな
るように制御されるこ。また、期間ＴOFFは一定で、期
間ＴONについて可変することでスイッチング周波数を可
変している。これは、例えば図７の特性図において、負
荷電流（負荷電力）とピーク電圧Ｖce-peakの関係も、
先に図６及び図７により説明した内容と同様である。つ
まり、重負荷の傾向となって負荷電流が増加していくの
に応じて、ピーク電圧Ｖce-peakは高くなる。また、入
力電圧が低い場合よりも高い場合のほうが、ピーク電圧
Ｖce-peakが高くなる。 【００６０】そして図１に示す本実施の形態の電源回路
においては、上記した構成に対して、ソフトスタート回
路が備えられる。以下、このソフトスタート回路の構成
及びその動作について説明を行っていく。 【００６１】本実施の形態のソフトスタート回路は次の
ようにして形成される。この場合には先ず、スイッチン
グトランスＴＲ１に対して三次巻線Ｎ3を巻装する。こ
の三次巻線Ｎ3の一端は二次側アースに接続し、他端
は、分圧抵抗Ｒ7−Ｒ8の直列接続を介して二次側アース
に対して接続する。分圧抵抗Ｒ7−Ｒ8の接続点は、トラ
ンジスタＱ6のベースに接続される。トランジスタＱ6の
コレクタは、トランジスタＱ5のベースと接続されると
共に、抵抗Ｒ6を介してトランジスタＱ5のエミッタと接
続される。トランジスタＱ6のエミッタは二次側アース
に接続している。 【００６２】トランジスタＱ5のエミッタは、マイクロ
コンピュータ２から出力されるオン／オフ信号(ON/OFF)
と接続され、コレクタは、分圧抵抗Ｒ4−Ｒ5を介して二
次側アースに対して接続される。上記分圧抵抗分圧抵抗
Ｒ4−Ｒ5の接続点に対しては、トランジスタＱ4のベー
スが接続される。 【００６３】トランジスタＱ4のコレクタは、時定数コ
ンデンサＣ3を介してトランジスタＱ3のベースと接続さ
れると共に、抵抗Ｒ3を介してトランジスタＱ3のエミッ
タと接続される。トランジスタＱ3のエミッタは、フォ
トカプラＰＣのフォトダイオード（アノード→カソー
ド）−抵抗Ｒ10を介して直流電圧電源Ｖｃｃに対して接
続される。トランジスタＱ3のコレクタは二次側アース
に対して接続される。 【００６４】そして、上記のようにして形成される本実
施の形態のソフトスタート回路の動作は次のようにな
る。ここで、電源回路を起動させるために、マイクロコ
ンピュータ２が、オン／オフ信号(ON/OFF)としてＬレベ
ル（０レベル）のを出力している状態から、Ｈレベルの
出力に切り換えたとする。これによって、リレーＲＬが
導通するように駆動され、メインスイッチＳＷはオフ状
態からオン状態に切り換わることになる。メインスイッ
チＳＷがオンとなることで、メイン電源部側の整流回路
（Ｄｉ，Ｃｉ）に商用交流電源ＡＣが入力され、平滑コ
ンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉが発生する。 【００６５】一方、マイクロコンピュータ２からＨレベ
ルのオン／オフ信号(ON/OFF)が出力を開始することによ
っては、トランジスタＱ5のコレクタに電圧を供給開始
することにもなる。しかしながら、トランジスタＱ5の
ベースは、トランジスタＱ6のコレクタと接続されてい
るので、トランジスタＱ5のオン／オフ状態は、トラン
ジスタＱ6のオン／オフ状態に連動することになる。ト
ランジスタＱ6のベースは、分圧抵抗Ｒ7−Ｒ8の接続点
と接続されているが、分圧抵抗Ｒ7−Ｒ8は三次巻線Ｎ3
と接続されている。三次巻線Ｎ3はスイッチングトラン
スＴＲ１に巻装されているので、メインスイッチがスイ
ッチング動作を行うことによって交番電圧が励起され
る。従って、トランジスタＱ6は、スイッチング素子Ｑ1
がスイッチング動作を行っている状態で、かつ、スイッ
チング素子Ｑ1がオンとなるタイミングに対応してのみ
オン状態となる。このように、三次巻線Ｎ3と、トラン
ジスタＱ6、及び分圧抵抗Ｒ7−Ｒ8から成る回路部によ
っては、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間を検出
する機能を有している。そして、トランジスタＱ6のコ
レクタはトランジスタＱ5のベースと接続されているか
ら、トランジスタＱ5も、スイッチング素子Ｑ1がオンと
なるタイミングにのみ対応してオン状態となるようにさ
れる。 【００６６】トランジスタＱ5がオンとなってエミッタ
−コレクタ間に電流が流れることによっては、このトラ
ンジスタＱ5のコレクタ電流が分圧抵抗Ｒ4−Ｒ5の接続
点を介してトランジスタＱ4のベースに流れ、トランジ
スタＱ4もオン状態とすることになる。トランジスタＱ4
がオンの状態では、時定数コンデンサＣ3に電流を充電
させるようにしてトランジスタＱ3のベース電流が流
れ、トランジスタＱ3もオンとなってエミッタ−コレク
タに電流が流れる。トランジスタＱ3のエミッタにはフ
ォトカプラＰＣのフォトダイオードが接続されているの
で、トランジスタＱ3がオンの状態であれば、このフォ
トダイオードに電流が流れることになる。 【００６７】これまでの説明から分かるように、トラン
ジスタＱ3がオンとなるときは、一次側のスイッチング
素子Ｑ1がオン状態にあるときのみとなる。従って、ト
ランジスタＱ3によってフォトダイオードに電流を流す
タイミングもスイッチング素子Ｑ1がオン状態にあると
きのみとなる。ここで、電源起動時においては、二次側
直流出力電圧Ｅoは発生していないので、通常の定電圧
制御回路系を形成するシャントレギュレータＳＲによっ
てフォトダイオードに電流が流れることはない。従っ
て、電源起動時においては、ソフトスタート回路によ
り、スイッチング素子Ｑ1がスイッチングを行ってオン
となった期間にのみ対応して、フォトカプラＰＣを介し
てドライブ回路１に定電圧制御信号が流れることにな
る。 【００６８】なお、このソフトスタート回路から出力さ
れる初期の定電圧制御信号は、例えばスイッチング素子
Ｑ1が所要以上に高いスイッチング周波数となるように
するためのレベルとなるように設定される。 【００６９】ところで、スイッチング周波数を高くする
ようにドライブ回路１が制御するということは、スイッ
チング素子Ｑ1のオン期間を短くするということなの
で、スイッチング素子Ｑ1をオフとするように作用して
いるということがいえる。しかしながら、上記のように
して、スイッチング素子Ｑ1がオンとなる期間にのみ対
応して定電圧制御信号が流れるようにすると、電源起動
時においては、先ずスイッチング素子Ｑ1は、ドライブ
回路１に定電圧制御信号としての電流が供給されない状
態でオフ状態からオン状態に移行しようとすることにな
る。つまり、スイッチング素子Ｑ1がターンオンすると
きには、ドライブ回路１は、スイッチング素子Ｑ1をオ
フにする作用ははたらいていないため、スイッチング素
子Ｑ1は、安定してターンオンできることになる。つま
り、安定した起動動作が得られることになる。 【００７０】そして、上記のようにしてスイッチング素
子Ｑ1がオフ状態からオン状態に遷移すると、前述した
ソフトスタート回路の動作によって、フォトカプラＰＣ
のフォトダイオードに電流を流すこととなって、ドライ
ブ回路１に定電圧制御信号が供給されることになる。こ
れにより、ドライブ回路１は、スイッチング素子Ｑ1を
オフ状態とするように制御することになってスイッチン
グ素子Ｑ1はターンオフすることになる。スイッチング
素子Ｑ1がオフ状態になれば、ソフトスタート回路にお
けるトランジスタＱ3もオフ状態となって、定電圧制御
信号の供給は停止されることになる。従って、スイッチ
ング素子Ｑ1がこのオフ状態からターンオンするときに
は、ドライブ回路１がスイッチング素子Ｑ1をオフとす
る制御を行っていない状態となっているものであり、ス
イッチング素子Ｑ1は安定してターンオンできることに
なる。 【００７１】図４のタイミングチャートには、図１に示
した電源回路についての電源起動時における動作が示さ
れている。図４（ａ）に示すようにして、マイクロコン
ピュータ２から出力されるオン／オフ信号がオフ（Ｌレ
ベル）からＨレベルに切り換わったことで、メインスイ
ッチＳＷがオンとなって、メイン電源部に商用交流電源
ＡＣが投入されたとする。スイッチング素子は、商用交
流電源ＡＣの投入により発生する整流平滑電圧Ｅｉを入
力してスイッチング動作を開始する。すると、前述もし
たように、図４（ｂ）（ｃ）に示すようにして、スイッ
チング素子Ｑ1がオンとなるタイミングに応じて、フォ
トカプラＰＣに電流（定電圧制御信号）が流れるように
される。これにより、上記したようにスイッチング素子
Ｑ1が安定してターンオンできるようにしている。つま
り、電源投入時においてスイッチング素子Ｑ1が安定し
てスイッチング動作を開始する。 【００７２】また、トランジスタＱ3のベースとトラン
ジスタＱ4のコレクタとの間には、時定数コンデンサＣ3
が挿入されており、図４（ｂ）に示すようにしてフォト
カプラＰＣに電流が流れる際には、この時定数コンデン
サＣ3にトランジスタＱ3のベース電流が流入して充電さ
れることになる。そして、スイッチング素子Ｑ1がオン
／オフを繰り返すことによっては、時定数コンデンサＣ
3における充電電流量が増加していくことになるので、
トランジスタＱ3のベース電位は、徐々に低下していく
ことになる。このため、フォトカプラＰＣに流れる電流
（トランジスタＱ3のコレクタ電流に相当する）のレベ
ルは、図４（ｃ）に示すようにして、時間経過に応じて
低下していくことになる。これはドライブ回路１から見
れば、定電圧制御信号のレベルが低下していくことにな
るから、ドライブ回路１としては、スイッチング周波数
を低くしていくように制御することになる。これは、図
４（ｃ）のスイッチング素子Ｑ1のオン期間が、時間経
過に従って長くなっていることによって示されている。
つまり、電源起動時においてはスイッチング素子Ｑ1
は、初期は高いスイッチング周波数でオン／オフし、徐
々にスイッチング周波数が低下していくように制御され
ることになる。 【００７３】本実施の形態では、スイッチング動作が安
定的に開始されるので、電源起動後においてスイッチン
グ素子Ｑ1がスイッチング動作を開始するタイミングも
早くすることができる。電源起動直後は、定電圧制御信
号のレベルも大きく、高いスイッチング周波数となるよ
うに制御している状態である。そして、このときにスイ
ッチング素子Ｑ1がスイッチング動作を開始することに
よっては、図４（ｄ）（ｅ）に示すようにして、起動時
の初期においてスイッチング素子に流れるスイッチング
電流Ｉｃは非常に少なくすることができる。また、これ
に伴って、スイッチング素子Ｑ1の両端電圧Ｖce（共振
パルス）のピークレベルも充分に抑制される。 【００７４】なお、電源起動後の時間経過に応じては、
スイッチング電流Ｉｃ及び共振パルスのレベルが徐々に
増加していくことになるが、初期において充分に抑制さ
れているから、例えばスイッチング素子Ｑ1の両端電圧
Ｖceのピークレベルが定格を超えることはないようにさ
れる。このようにして本実施の形態では、スイッチング
素子Ｑ1にストレスを与えることなく強力に保護しなが
ら、メイン電源部を起動させることができる。また、電
源起動時にスイッチング素子Ｑ1にかかる両端電圧レベ
ルが抑制されることで、スイッチング素子Ｑ1について
これまでよりも低耐圧品を選定することが可能となる。
これにより、例えばコストダウン、小型化が図られ、ま
た、より良好なスイッチング特性を得ることも可能にな
る。 【００７５】そして、上記のようにしてスイッチング素
子Ｑ1がオン／オフを繰り返して時間が経過していくこ
とによっては、スイッチング素子Ｑ1がオンとなって定
電圧制御信号が流される都度、時定数コンデンサＣ3に
対して充電が行われる。そして、充電が行われるたびに
充電電位が上昇していき、これにより、トランジスタＱ
3のベース電位は低下していく。そして、或るタイミン
グでトランジスタＱ3のベース電位が一定以下となる
と、トランジスタＱ3がオフとなる。つまり、ソフトス
タート動作が停止されることになる。ソフトスタート動
作が停止する時点では、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇
してほぼ規定のレベルに到達しているから、シャントレ
ギュレータＳＲを備える定電圧制御回路系によって定電
圧制御信号がドライブ回路１に帰還され、通常の定電圧
制御動作に移行することになる。 【００７６】なお、本発明としては、上記実施の形態と
しての構成に限定されるものではなく、実際の仕様等に
応じて適宜変更が可能である。例えば上記実施の形態の
複合共振形コンバータは、一次側の電圧共振形スイッチ
ングコンバータとして、１石のスイッチング素子による
シングルエンド方式の構成を採っているが、例えば２石
のスイッチング素子を備えたプッシュプル方式の構成を
採る場合にも適用できる。また、一次側スイッチングコ
ンバータが電流共振形の複合共振形コンバータにも適用
することが可能である。 【００７７】 【発明の効果】以上説明したように本発明は、スイッチ
ング周波数制御により定電圧制御される複合共振形コン
バータとしての基本構成を採ったうえで、起動時に生じ
る過大な電流、電圧からスイッチング素子を保護するソ
フトスタート回路が設けられる。本発明によるソフトス
タート回路は、電源起動後の一定時間にわたり、所要以
上のスイッチング周波数が維持されるようにして、スイ
ッチング素子に流れる電流量及びスイッチング素子にか
かる電圧を抑制する。そして、スイッチング周波数を所
要以上に制御するのにあたっては、スイッチング素子が
オンとなっているときにのみ、スイッチング周波数を所
要以上に制御するための定電圧制御信号を出力するよう
に構成される。これにより、スイッチング素子がオフか
らオンに遷移しようとする時点では、スイッチング周波
数を所要以上に制御するための定電圧制御信号は出力さ
れていないことになるから、スイッチング素子は安定し
てオン状態からオフ状態に遷移することが可能になる。 【００７８】この結果、ソフトスタート回路を備えなが
らも、電源投入後において、スイッチング素子は安定的
にスイッチング動作を開始することが可能となる。ま
た、安定して起動が可能となることで、起動後の早いタ
イミングで起動が開始されることにもなるので、電流及
び電圧が充分に抑制され、スイッチング素子を保護する
機能が強化されることにもなる。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。 【図２】本実施の形態のスイッチング電源回路に備えら
れるスイッチングトランスの構造例を示す斜視図であ
る。 【図３】本実施の形態のスイッチング電源回路の共振周
波数と動作周波数範囲との関係を示す図である。 【図４】本実施の形態のスイッチング電源回路の電源起
動時の動作を示すタイミングチャートである。 【図５】従来例としてのスイッチング電源回路の構成例
を示す回路図である。 【図６】図５に示す電源回路についての、軽負荷時と重
負荷時のスイッチング動作を示す波形図である。 【図７】図５に示す電源回路についての、負荷電流と、
スイッチング素子にかかる並列共振パルスのピークレベ
ルとの関係を示す特性図である。 【図８】図５に示す電源回路の電源起動時の動作を示す
タイミングチャートである。 【図９】図５に示す電源回路に対して、ソフトスタート
回路を付加して構成されるスイッチング電源回路の構成
例を示す回路図である。 【図１０】図９に示す電源回路の電源起動時の動作を示
すタイミングチャートである。 【符号の説明】 １ ドライブ回路、２ マイクロコンピュータ、ＳＷ
メインスイッチ、Ｄｉブリッジ整流回路、Ｃｉ 平滑コ
ンデンサ、Ｑ1 スイッチング素子、Ｃｒ一次側並列共
振コンデンサ、ＴＲ１ スイッチングトランス、Ｎ1
一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃ2 二次側並列共振コンデ
ンサ、ＳＲ シャントレギュレータ、Ｑ3，Ｑ4，Ｑ5，
Ｑ6 トランジスタ、Ｃ3 時定数コンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA20 AS01 BB23 BB57 BB72 BB80 BB95 CC01 DD03 DD04 DD26 EE02 EE07 EE59 FD01 FG01 FG25 VV01 XC04 XC14

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 【請求項１】 商用交流電源を入力して整流平滑動作
   を行うことで直流入力電圧を生成する整流平滑手段と、 上記直流入力電圧を断続して出力するスイッチング素子
   を備えて形成されるスイッチング手段と、 上記スイッチング手段を形成するスイッチング素子をス
   イッチング駆動する駆動回路と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次巻線に伝送する絶縁型のスイッチングトランスと、 少なくとも、上記スイッチングトランスの一次巻線のリ
   ーケージインダクタンスと、一次側共振コンデンサのキ
   ャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手
   段の動作を共振形とするように設けられる一次側共振回
   路と、 上記スイッチングトランスの二次巻線のリーケージイン
   ダクタンスと、この二次巻線に対して接続される二次側
   共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される
   二次側共振回路と、 上記二次側共振回路を含んで形成され、上記スイッチン
   グトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、
   二次側直流出力電圧を出力するように構成された電圧生
   成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じた定電圧制御信
   号を上記駆動回路に対して出力することで、上記スイッ
   チング素子のスイッチング周波数を可変制御する定電圧
   制御手段と、 電源起動後の一定期間において、上記スイッチング素子
   がオンとなる期間を検出し、この検出された期間におい
   てのみ、上記スイッチング素子のスイッチング周波数が
   所要以上で維持されるための定電圧制御信号を上記駆動
   回路に対して出力するようにされたソフトスタート回路
   と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。