JP2003235300A - 回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法 - Google Patents

回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法

Info

Publication number
JP2003235300A
JP2003235300A JP2003017142A JP2003017142A JP2003235300A JP 2003235300 A JP2003235300 A JP 2003235300A JP 2003017142 A JP2003017142 A JP 2003017142A JP 2003017142 A JP2003017142 A JP 2003017142A JP 2003235300 A JP2003235300 A JP 2003235300A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
rotor
stator
flux
speed
equation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2003017142A
Other languages
English (en)
Inventor
Alexei Pavlov
アレクセイ パブロフ
Alexander T Zaremba
ティー．ザレンバ アレクサンダー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ford Global Technologies LLC
Original Assignee
Ford Global Technologies LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Ford Global Technologies LLC filed Critical Ford Global Technologies LLC
Publication of JP2003235300A publication Critical patent/JP2003235300A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 複相誘導モーターのトルク制御法において、
速度センサー・レスの制御手法を用いて、適応速度オブ
ザーバ44と適応フラックス・オブザーバ55、を確立す
る。 【解決手段】 入力としてのフィルター処理された電流
40, 42と電圧の命令信号48, 50に基き、ローター速度52
が推定される。推定されたローター速度52とローター・
フラックス角度に基くフラックス・オブザーバ54が、推
定されたローター・フラックスを用いて、計算される。
トルクは、速度とフラックスの推定に続いて、判定され
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導モーターの制
御システム及び、センサー・レス（sensorless センサ
ーを用いない）のトルクとフラックスの直接制御の方
法、に関する。
【０００２】
【従来の技術】回転変換器を持たないシステムにおい
て、誘導モーターの制御部の設計において、速度オブザ
ーバ（observer）とフラックス・オブザーバを用いるた
めの取組みがなされてきた。このようなセンサー・レス
の制御方法は、低い生産コスト、高い信頼性、安定性そ
して維持の容易さを得ながら、誘導モーターの高い運動
性能を得ることを可能とする。例えば、誘導モーターの
トルク制御で用いるための、高いゲインの速度オブザー
バが、非特許文献１に記載されている。非特許文献２
は、フラックスの自然な運動特性に基き、2つの動作モ
ードのそれぞれに別個の、高ゲインの速度オブザーバ
と、安定したローター・フラックス・オブザーバとを用
いる構成を記載している。モーターのそれぞれの動作モ
ードのための速度オブザーバとフラックス・オブザーバ
は、モーターの異なる動作モードにおいて、互いに補完
し合う。
【０００３】特許文献１は、擬似電流信号及び擬似電圧
信号を用いてローター抵抗を推定する方法を記載してい
る。
【０００４】非特許文献３は、適応制御法と用いて、速
度とフラックスを推定する方法を記載している。
【０００５】非特許文献４は、誘導モーターの制御器に
おけるローター・フラックスを推定する各種方法を記載
している。この方法は、単純な制御アルゴリズムに基
き、いわゆるスリップ周波数制御ではなく、フラックス
・フィードバック・ベクトル制御を使用するのを可能と
するフラックス・オブザーバーを用いるものである。
【０００６】フラックスの運動を利用し、位置と速度の
偏差及びトルクとフラックスの偏差を追跡する能力を持
つフラックス・オブザーバーが、非特許文献５に記載さ
れている。
【０００７】
【非特許文献１】Khalil et al., "A Torque Controlle
r for Induction Motors Without Rotor Position Sens
or", International Conference on Electric Machine
s, Virgo, Spain, 1996年
【非特許文献２】Yoo and Ha, "A Polar Coordinate-Or
iented Method of Identifying Rotor Flux and Speed
of Induction Motors without Rotational Transducer
s", IEEE Transactions, Volume 4, No. 3, 1996年5月
【非特許文献３】Kubota and Matsuse, "Speed Sensorl
ess Field-Oriented Control of Induction Motor with
Rotor Resistance Adaptation", IEEE Transactions,
Volume 30,No. 5, 1994年9-10月
【非特許文献４】Hori et al, "A Novel Induction Mac
hine Flux Observer and Its Applicationto a High Pe
rformance AC Drive System", IFAC 10th Triennial Wo
rld Congress, Munich, 1987年
【非特許文献５】Sun and Mills, "AC Induction Motor
Control Using an Advanced Flux Observer Design",
Proceedings of the American Control Conference, Ch
icago, Illinois, June 2000
【特許文献１】米国特許第６３１６９０４号明細書
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】誘導モーターは、車両
の駆動輪へのトルクの流れを確立するために内燃機関を
誘導モーターが補完する自動車用ハイブリッド・パワー
トレインで用いることが出来る。本発明は、誘導モータ
ーのセンサー・レス制御に、速度とフラックスの適応オ
ブザーバを含める。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のオブザーバは、
ステーター電流の運動が、観測不能なローター・フラッ
クスから分離される特殊な形態の誘導モーター・モデル
に基く。このモデルは、ローター速度が、フラックス信
号と電流信号に対して相対的に穏やかに変化する変数で
あると仮定することにより、得られる。
【００１０】ステーター電流が分離されたこのモデルを
基準として用いて、ローター速度特定手法が、モデル基
準適応システムの枠組みの中で構成される。
【００１１】別の構成においては、速度オブザーバが高
次のチューニング・システムを用いて校正され、それに
より、電流ノイズの影響を受け易くなる可能性があるも
のの、速度の変化に対する追従性を向上する。トルク及
びフラックスの直接制御システムにおいて、そしてまた
速度推定を持つセンサー・レス制御において、ローター
・フラックス・オブザーバーが用いられる。通常のフラ
ックス・オブザーバは、ローター・フラックスの数式の
積分に基き、システム誤差に敏感であるが、それとは異
なり、本発明の構成は、ローター・フラックスから分離
されたステーター電流の運動を含む。これは、代数式を
用いたローター・フラックスの定義を可能とする。この
代数式は、ローター・フラックス・オブザーバを構築す
るのに用いられるが、積分を含むものではない。そし
て、これは、フラックス推定値の、速度のシステム誤差
に対する敏感度を、大きく低減する。
【００１２】本発明を実施するに際し、この方法は、電
流を計測する工程、電流をフィルター処理する工程、電
圧を計算する工程、電圧をフィルター処理する工程、ス
テーター電流と電流偏差を時間の関数として推定する工
程、速度を推定そして調整する工程、フラックスを推定
する工程、及び、ローター・トルクを計算するためにト
ルクとフラックスの調整器により用いられるローター・
フラックス角度を計算する工程、を含む。
【００１３】
【発明の効果】本発明のフラックス・オブザーバーは、
計測されフィルター処理された誘導モーターの電圧信号
と電流信号との間の代数関係に基く。公知のローター・
フラックス・オブザーバーとは異なり、本発明のフラッ
クス・オブザーバーは、ローター速度推定値を積分する
ことはしない。それで、正確な速度推定が困難であるロ
ーター低速領域において、より良い働きをする。
【００１４】本発明の速度オブザーバは、ローター抵抗
の変動に関し、間接フィールド方向付け（indirect fie
ld orientation略してIFO）システムに比較して、安定
性を向上させている。このような抵抗の変動は、動作温
度が変化すると起こり得る。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明のセンサーレス制
御システムの概略システム図である。パワートレインの
操作者は、図１における符号10及び12で示されるトルク
とフラックスの基準値を命令する。トルク及びフラック
スのレギュレーター18が基準トルク値及び基準フラック
ス値を受けると、PWM電圧源インバーター14が、複相誘
導モーター16を駆動する。２相から３相への変換ブロッ
ク20が、x軸とy軸の電圧値22と24を、それぞれ26, 28及
び30で示される、変形された電圧Ua, Ub及びUcへ、変換
する。誘導モーター16のローターと同じ方向に回転する
多相電流が、基準命令に従いローター・トルクを生成す
る。ローター速度未満の速度の多相電流の回転は、ロー
ターの回転に対向する方向のトルクを生成する。そのと
きに、モーター16は、電力発生モードにある。
【００１６】電流信号が、位相変換ブロック32へ供給さ
れる。これらは、計測された電流信号である。これが、
34及び36に示される計測ステーター電流Isx及びIsyを発
生する。これらの電流は、電流フィルター38においてフ
ィルター処理される。40及び42に示されるフィルター処
理された結果としての電流値は、速度オブザーバー・ブ
ロック44へ供給される。
【００１７】電圧フィルター・ブロック46が、静的に計
算された電圧命令Ux及びUyを受け、48及び52に示される
様に、出力電圧Uo及びU1を発生する。48及び50における
電圧の値と、40及び42における電流の値は、速度オブザ
ーバ44へ送られる。速度オブザーバ44は、後述の様に、
誘導モーター16のローターの電気的な回転速度を推定す
る。
【００１８】推定ローター速度ω^rは、52に示される様
に、フラックス・オブザーバー54へ供給される。
【００１９】フラックス・オブザーバー54は、後述され
る態様で、34及び36で生成されたローター速度とステー
ター電流の信号Isx及びIsyを用いて、56に示される様な
ローター・フラックス値λrを生成することになる。
【００２０】ローター・フラックス角度がフラックス・
オブザーバー54で計算され、そしてトルクがトルク計算
部58で計算される。
【００２１】図２は、機能を概略的に示すシステム図で
あり、ディーゼル・エンジンとすることが出来るエンジ
ン60と、エンジンのクランクシャフトに接続された誘導
モーター62、を示している。図２の実験装置において
は、位置センサー64が用いられている。それの信号は、
本発明の制御方法を用いて計算結果に対する比較をする
ために、微分することが出来る。
【００２２】クランクシャフトは、クラッチ68を介して
負荷66へ接続される。負荷は、図示のように、ウォータ
ー・ブレーキ（water brake）により、シミュレートさ
れる。
【００２３】エンジン60のための電子エンジン制御部が
70に示されている。誘導モーター62の制御器は、72に示
されている。図２における実験的な構成を目的として、
位置センサー64の出力は、制御器72へ供給されることに
なる。
【００２４】誘導モーターの運動モデルにおける状態変
数は、以下の様に表すことが出来る。
【数５】
【数６】
【数７】
【数８】 ここで、
【数９】 λ^r, is, vs - ローター・フラックス・ベクトル推定
値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 m - ローターの慣性モーメント a - 減衰ゲイン TL - 外部負荷トルク μ= 3npM / 2Lr
【数１０】 - 電磁トルク
【００２５】この方法を実施するに際し、電磁トルク
は、トルク基準値Trefに追従する様に計算される。これ
は、以下の様に表される。
【数１１】
【００２６】電磁トルクの計算において、フラックスは
あるレベルに保たれなければならない。その目標は、以
下の関係を得ることにある。
【数１２】 ここで、Frefはフラックス基準値である。
【００２７】これらの基準値は、Tref, Fref ε C1[R+]
であると仮定され、電圧と電流信号の制約を考慮しなが
ら、選択されるべきである。
【００２８】式(5)及び式(6)のトルク及びフラックスの
調整は、標準的な間接フィールド指向（indirect field
oriented: IFO）制御手法を用いることにより、計測さ
れる。IFO手法において、電気励起周波数ωe *は、ロー
ター速度信号を命令スリップ周波数ωs *で合計すること
により得られる。それで、
【数１３】 ここで、
【数１４】 それで、ωe *を積分することにより、トルクとフラック
スの履歴が分離されると、ローター・フラックスに関す
るフレームの向きが得られる。
【００２９】多くの用途において、ローターの位置又は
速度の計測を避けることが望ましい（そのようなセンサ
ーが、システムを高価にし、信頼性を低下させる）。そ
れで、ステーター電流の計測に利用可能な推定値とステ
ーター電圧命令とから、ローター速度の推定における問
題が、起こる。つまり、
【数１５】 ここで、ω^は、ローター速度の推定値である。
【００３０】直接フィールド指向（direct field orien
ted: DFO）のトルク及びフラックスの調整において、ロ
ーターのフラックスの値又はそれの推定値が用いられ
る。ローター・フラックスのオブザーバーは、以下の収
束を得る様に構築される。
【数１６】 ここで、λ^rは、ローター・フラックスの推定値であ
る。
【００３１】誘導モーターのパラメーターがその動作中
に変化する可能性があり、またそれらの正確な値が制御
品質に本質的なものとなり得るので、モーター・パラメ
ーターのオンライン推定の問題が生じる。具体的には、
ローターとステーターの抵抗が、推定されるべきであ
る。
【数１７】 ここで、P = [Rr, Rs]Tであり、P^はそれの推定値であ
る。
【００３２】本発明の目的により、ローターの速度とフ
ラックスの推定値は、モーター・パラメーターが既知で
あるか又は適切に推定されたとだけ仮定して、構成され
る。
【００３３】速度オブザーバーを構成するために、ロー
ター速度は、ローター・フラックスよりもかなり緩やか
に変化するという想定がなされる。それで、ローター速
度は、緩やかに変化する未知のパラメーターであるとみ
なすことが出来、それで、適応特定技術を利用すること
が出来る。
【００３４】最初に式(2)を微分し、λrを消去すると、
以下の様になる。
【数１８】 ここで、
【数１９】 ある値c > 0についてcdis/dtを式(12)の両辺に加え、そ
れを(d/dt + c)で形式的に除すと、式(12)は以下の様に
変換される。
【数２０】 ここで、幾何学級数的にε→0であり、関数a(t)及びb
(t)は、フィルター処理されたステーター電流と電圧の
信号is0, is1, vs0, vs1の一次結合である。つまり、
【数２１】
【数２２】 ここで、
【数２３】 そして、"s"は、ラプラス変換変数である。
【００３５】式(13)は、モデル基準適応システム手法の
フレームでのローター速度識別のための基準モデルとし
て用いられる。チューニング・モデル（ステーター電流
オブザーバー）は、以下の式により与えられる。
【数２４】 ここで、i^sはステーター電流推定値、ω^はローター速
度推定値そしてLは正の定数である。
【００３６】
【数２５】 をステーター電流推定値の偏差とすると、その偏差につ
いての運動方程式は、式(16)から式(13)を引くことによ
り得られる。
【数２６】
【００３７】速度推定値ω^は、電流推定値の偏差とそ
れの導関数をゼロになる傾向とする様に調整されるべき
である。これは、以下に示される項のゼロへの収束を意
味する。
【数２７】 以下の識別可能性条件が保持されるとき、速度推定値は
実際のローター速度に収束することになる。
【数２８】 そのような調整は、以下の式により、実現される。
【数２９】 ここで、λはチューニング・ゲインで、λ>0である。
【００３８】式(14)乃至(16)のステーター電流オブザー
バは、式(18)の調整機構と共に、速度オブザーバを構成
する。速度識別が生じる条件は、以下の記述により表さ
れる。式(1)及び(2)の運動モデルと速度オブザーバ(14)
-(16), (18)を考慮する。ステーター電圧命令vsを有界
連続区分円滑関数とする。更に、識別可能性条件
【数３０】 が
【数３１】 及び
【数３２】 について維持されると仮定する。そのとき、速度識別
が、以下の様に生じる。
【数３３】
【００３９】識別可能性条件(19)は、以下の等価な励起
条件の一つに代えることが出来る。１．全ての
【数３４】 について
【数３５】 となる様に、
【数３６】 が成立する。２．
【数３７】 となる様に、全ての
【数３８】 について
【数３９】 が存在する様に、
【数４０】 が成立する。３．
【数４１】 となる様に、全ての
【数４２】 について
【数４３】 が存在する様に、C>0, T>0, t0>0が成立する。
【００４０】識別可能性条件(19)は、以下の不等式に等
価である。
【数４４】
【００４１】以下の式（ここでωeは電気的励起周波
数）が成立するので、
【数４５】 ωe 0のときには、識別可能性条件が破られる。つま
り、電磁場が回転しない。
【００４２】速度推定則(18)は、以下のサイン調整手法
（sign-adjustment scheme）で、代えることが出来る。
【数４６】 それの安定性が解析的に証明されてはいないものの、そ
れは、低速領域においては、(18)よりも良好な性能を示
し、結果として電流計測値における電流ノイズに対する
感度が低下する。
【００４３】小さな変動に関しては、傾斜型の適応アル
ゴリズム(18)は、安定的ではないかもしれない。この問
題を解消するためには、デッドゾーンを持つ安定的な補
正若しくはσ補正が用いられる。
【００４４】式(18)に表わされた条件の証明は、リャプ
ーノフ（Lyapunov）関数候補に基く。
【数４７】
【００４５】提案の速度オブザーバは、３つのパラメー
タ（c>0, L>0, λ>0）に依存する。それらの値は、速度
推定値が閉ループ制御で用いられるか又は速度変化が速
いときには特に、オブザーバの性能にかなり影響する。
一般的に、パラメーターλを増大させると、推定値の収
束性が向上するが、λの値が大き過ぎると、オーバーシ
ュートを起こして、オブザーバのノイズに対する感度を
高めることがあり得る。反対に、パラメーターc及びLの
値が大きいと、結果として収束が遅くなる可能性があ
る。それで、これらのパラメーターはどちらかと言えば
小さい値が選択されるべきである。同時に、cとLが過剰
に小さいとき、緩慢な減衰を持つローター速度推定値の
発振が起こり得る。これらのパラメーターをチューニン
グするための正確な規則は存在しない。
【００４６】ステーター電流計測値には、常にある程度
のノイズが存在する。いくつかの方法を、オブザーバの
ノイズに対する感度を低減するために用いることが出来
る。第１のものは、調整機構(18)の代わりに、(20)を用
いることになる。シュミレーションの結果によれば、サ
イン手法(20)は電流ノイズに関してより良好な安定性を
示す。また別の方法は、ローパス・フィルターを用いて
ローター速度推定値（オブザーバの出力）をフィルター
処理することである。また、同じフィルターを用いて、
入力（is, vs）をフィルター処理することも可能であ
る。なお、選択されたフィルターのパラメーターは、オ
ブザーバの性能に影響することになるのを、考慮すべき
である。
【００４７】より高次のチューニング・システムを用い
る別の速度オブザーバを以下に記載する。部分的には、
観測手法は、上述のものと同様である。このオブザーバ
は、ステーター電流導関数の代わりに、フィルター処理
された信号を用いる同じ方法論を利用しており、それは
また、モデル基準適応システムという取組みに基いてい
る。
【００４８】式(12)の両辺をフィルター1/(s+c)でフィ
ルター処理する（ここでcは正の定数）
【数４８】 ここに表記されたis0, is1, vs0, vs1 は、ローター速
度オブザーバの前述の記載で用いられたものと同じであ
る。新たな状態空間ベクトル
【数４９】 を導入し、式(22)を状態空間形に書き直すと、以下の式
(23)になる。
【数５０】 各項を未知のローター速度で分離すると、以下の式(24)
が得られる。
【数５１】 ここで、
【数５２】
【００４９】z(t), g(t)及びf(t)は、信号is0, is1, v
s0及びvs1の関数であるので、それらは、計測された電
流及び電圧命令から演算することが出来る。
【００５０】式(24)を基準モデルとみなすと、チューニ
ング・システムは式(25)となる。
【数５３】 ここで、z^は、zの推定値であり、ω^は、速度ωの推定
値であり、CはA = A - Cがフルビッツ（Hurwitz）であ
るような4 x 4行列である。
【００５１】偏差
【数５４】 についての式は、以下の式(26)になる。
【数５５】
【００５２】HA + A TH < 0が負値である様に、H = HT
> 0を正値行列とする。Aがフルビッツであるので、その
ようなHは存在する。そして、以下の式(27)に従い、速
度推定調整機構が設計される。
【数５６】
【００５３】同調モデル式(25)と調整式(27)は、速度オ
ブザーバを規定する。速度オブザーバー(25), (27)は、
以下の記述により表現される。誘導モーターの運動モデ
ル(1),(2)と速度オブザーバ(25), (27)を考慮する。ス
テーター電圧命令vsを有界連続区分円滑関数とする。更
に、識別可能性条件
【数５７】 が
【数５８】 及び
【数５９】 について維持されると仮定する。そのとき、速度識別
が、以下の様に生じる。
【数６０】
【００５４】ノイズに対する感度の低減方法に関する上
述の最初の例についての議論は、式(25), (27)の速度オ
ブザーバについても有効である。
【００５５】この第２の例の証明は、ラプノフ（Lyapun
ov）関数に基く。
【数６１】
【００５６】速度オブザーバ(25), (27)は高次の基準モ
デルを利用しており、それで、誘導モーターの運動につ
いてのより多くの情報が、ローター速度推定値の調整に
用いられる。行列C及びHの選択は、システムの運動に影
響し得る。場合によっては、これらの行列の正しい選択
が、オブザーバ全体をかなりの程度簡略化することがあ
り得る。例えば、C = A + LIかつH = I（ここでL > 0は
スカラー定数であり、Iは4 x 4識別行列）であるとき、
オブザーバを、上述のオブザーバ(16), (18)へと小さく
することが出来る。
【００５７】先に述べた誘導モーターの数式の変形は、
新たなローター・フラックス・オブザーバを設計するの
に用いることが出来る。公知のローター・フラックス・
オブザーバは、誘導モーターの固有運動式を利用し、以
下のようなフラックスの運動方程式の積分を含むもので
ある。
【数６２】
【００５８】誘導モーター・モデル(13)を用いること
は、ローター・フラックスの推定において、システムの
速度偏差を用いて積分を行なうことを不要にする。ロー
ター速度が良好な精度で判定されるならば、式(13)は、
ステーター電流の導関数の推定値を提供する。この推定
を式(1)の代わりとすることにより、ローター・フラッ
クスの代数式が定義される。
【００５９】式(13)と式(2)とを組み合わせ、ローター
・フラックスに関する項を除く全ての項を、右辺に移動
させることにより、以下の式を導く。
【数６３】 a(t)及びb(t)は式(14)及び式(15)において定義されてお
り、εは幾何学級数的にゼロに近付く。
【００６０】εを無視して、ローター・フラックスに関
して式(30)を解くと、以下の式が得られる。
【数６４】
【００６１】ローター・フラックスから必要とされる唯
一の情報がそれの向きであるとき、式(31)における第１
の乗数を計算する必要はない。
【００６２】オブザーバ(31)が積分を用いていないこと
を記すのは重要である。それで、速度推定値におけるシ
ステム的な偏差に対する感度は低い。
【００６３】本発明のローター速度とフラックスのオブ
ザーバは、トルクとフラックスのセンサーレス直接調整
に用いられてきた。ローター速度とフラックスのブザー
場を含むトルクとフラックスの直接制御手法が、図１に
示されている。速度は、式(16)又は(18)を用いることに
より推定され、ローター・フラックスの推定値は、式(3
0)又は(31)から得られる。
【００６４】シミュレーションで用いられるモーター及
び制御器のパラメーターの例が、以下の表に与えられ
る。
【００６５】
【表１】
【００６６】速度オブザーバのパラメーターは、λ = 2
000, L = 1000, c = 100である。基準トルクTrefは、50
N/mから-50N/mへ変化するステップ関数であり、基準フ
ラックスの二乗は、Fref 2 = 0.012Wb2である。
【００６７】図３乃至６において、それの標準値よりも
20%だけ増大したローター抵抗Rrを除いて、全てのモー
ター・パラメーターが既知である。標準的なシステム・
パラメーターによるシュミレーションの結果は、図３乃
至６におけるそれと同様であるので、含まれていない。
【００６８】図７乃至10において、ステーター電流はホ
ワイト・ノイズ（3A, 1kHz）で汚染されており、ロータ
ー速度推定値は100Hzのローパス・フィルターでフィル
ター処理される。
【００６９】図11及び12は、ローター・フラックスの運
動方程式(1)及び式(31)に基く、ローター・フラックス
・オブザーバの使用の比較を、与える。
【００７０】シュミレーション結果は、急激なトルクの
変化中と、モーター速度がゼロを横切るときの、トルク
とフラックスの変化を示す。センサーレス制御の使用に
よる予期せぬ効果として、その制御手法が、ローター抵
抗の変動に対して感度が低いということを記すべきであ
る。また、フラックス・オブザーバ(31)の使用は、シス
テムのトルクとフラックスに対する追跡性が向上する。
【００７１】本発明の速度オブザーバは、速度センサー
レス・アクティブ・エンジン制振に用いられてきた。実
験装置のブロック図が、図２に示されている。それは、
カートに取り付けられた間接噴射式ディーゼル・エンジ
ン、8 kWの一体型スターター・ジェネレーター（integr
ated starter generator: ISC）、クラッチ及び、外部
負荷をモデル化するウォーター・ブレーキ、を含む。こ
の装置は、発進・停止動作そして動力補助（power boos
t）を行ない、また、標準的な受動的なフライホイール
機能に取って代わるために、ISCが用いられる、ハイブ
リッド電気自動車のパワートレインを表している。
【００７２】制御器ACEは、インバーターを制御するの
に用いられ、エンジン電子制御器（EEC）、センサーそ
して外部のラップトップ・コンピューターとの間で通信
する。制御器開発とCコード生成は、ラップトップ・コ
ンピューターのXmath/SystemBuildグラフィック環境で
実行される。
【００７３】演算過程をより効率的にするために、全て
の処理は、２つの分類（低速と高速）に分けられる。低
速処理は、1 kHzのサンプリング周波数で外ループで実
行され、高速処理は、10 kHzのサンプリング周波数で内
ループで実行される。高速処理には、誘導モーターの間
接フィールド指向（IFO）制御のリアル・タイムな実行
と、電流及び速度の信号の更新が含まれる。速度オブザ
ーバは、外ループにおいて、周波数1 kHzで実行され
る。オブザーバ・パラメーターは、λ = 2000, L =100
0, c = 100が選択され、それらは、ラップトップとACE
との間の通信線を用いて、ISCの動作中にリアルタイム
で調整される。
【００７４】図13乃至16に示される第１の実験におい
て、アクティブ速度制振のために比例制御器が用いられ
る。ステーター電流のid成分についての基準値は120Aに
等しく、iq成分は制御器が生成する基準トルクに従い決
定される。
【００７５】図17乃至19に示される第２の実験におい
て、機械が動かされるが、アクティブ制振制御器はオフ
であり、トルク命令はゼロに等しい。
【００７６】図16及び19は、ローターの角度位置を示し
ており、そこにおいて、θsensor（実線で示される）は
センサーから得られるローターの角度、θhat（破線で
示される）は角度の推定値、そしてθctr（一点鎖線で
示される）はIFO制御で用いられる値である。θhatとθ
ctrとの間の差は、データ取得システムにおける遅れに
より生じる。θsensorとθctrとの間の偏差は一定であ
る。それは、フラックスが基準値に収束することを意味
し、それでフィールドの向きが生じる。
【００７７】本発明の実施形態を開示したが、本発明の
範囲から逸脱することなしに、当業者が改良を施すこと
があり得る。そのような改良及びそれの均等物は全て、
添付の請求項が範囲とすることが意図されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】速度とフラックスの推定を用いる誘導モーター
のためのトルクとフラックスの制御手法を示す概略ブロ
ック図である。
【図２】ディーゼル・エンジンなどの内燃機関、一体型
スターター・ジェネレーター、クラッチ、外部負荷をモ
デル化するウォーター・ブレーキ、そして制御アルゴリ
ズムを校正するためのローター位置センサーを含む、実
験テスト設備の概略機能図である。
【図３】本発明の制御方法により制御される誘導モータ
ーについての基準トルクとシミュレートされたトルクの
時間に対するグラフである。
【図４】速度センサー・レスの直接トルク及びフラック
ス制御における、±20%の熱の蓄積によるローター抵抗
の変化による、ローター・フラックス強度のグラフであ
る。
【図５】ローター速度とそれの推定値のグラフである。
【図６】速度センサー・レスの直接トルク及びフラック
ス制御における、±20%の熱の蓄積によるローター抵抗
の変化による、速度推定偏差のグラフである。
【図７】電磁トルクと基準トルクの時間的変化を示すグ
ラフである。
【図８】電流がノイズで汚染されたトルクとフラックス
の速度センサー・レス直接制御における、ローター・フ
ラックス強度の時間的変化を示すグラフである。
【図９】ローター速度とそれの推定値の時間に対するグ
ラフである。
【図１０】電流がノイズで汚染されたトルクとフラック
スの速度センサー・レス直接制御における、速度推定値
の偏差のグラフである。
【図１１】電磁トルクと、本発明を用いて得ることの出
来るフラックス・オブザーバと比較される一般的なフラ
ックス運動式のフラックス・オブザーバに対応するトル
クの、グラフである。
【図１２】基準フラックス、一般的なフラックス運動式
に対応するフラックス、そして、本発明を用いて得られ
るフラックス・オブザーバ、を示すグラフである。
【図１３】一方が他方に重ねられた、ローター速度とそ
れの推定値を示すグラフである。
【図１４】２つの変数の間の関係が強調された、ロータ
ー速度とそれの推定値を示すグラフである。
【図１５】制御器により生成される値に従い決定され
る、"d"軸成分についての値と、"q"軸成分についての基
準値が比較される、ステーター電流の時間に対するグラ
フである。
【図１６】実験設備におけるローター角度位置のグラフ
であり、ここで、角度位置の第１のものが位置センサー
から得られるローター角度を用いて得られるものであ
り、第２のものが角度の推定値であり、第３のものが制
御器により用いられるものである。
【図１７】ローター速度とそれの推定値を示す時間に対
するグラフである。
【図１８】尺度が拡大された図１７と同様のグラフであ
る。
【図１９】図１６と同様の、実験設備におけるローター
位置角度のグラフである。
【符号の説明】
16 複相誘導モーター 44 速度オブザーバ 54 フラックス・オブザーバ
フロントページの続き (72)発明者 パブロフ アレクセイ オランダ国 5611ＪＤ アイントホーフェ ン セント キャサリンシュトラート 64 ａ (72)発明者 アレクサンダー ティー．ザレンバ アメリカ合衆国 ミシガン州 48127，デ ィアボーン ハイツ クレストモント レ ーン 20840 Ｆターム(参考） 5H576 DD02 DD04 EE01 EE11 FF07 GG04 HB02 JJ03 JJ04 JJ06 JJ23 JJ26 KK06 LL14 LL22 LL34 LL35

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 回転するフラックス・フィールドを生成
    する巻線と共にローターとステーターとを持つ、複相誘
    導モーターのトルク制御方法であって、 ステーター電流を計測する工程、 ステーター電流をフィルター処理する工程、 ステーター電圧を計算する工程、 ステーター電圧をフィルター処理する工程、 ローター速度の関数としてステーター電流を推定する工
    程、 ステーター電流偏差を計算する工程、 ローター速度を推定し、それが実際のローター速度に収
    束する様に調整する工程、 ローターのフラックス・オブザーバを定義する工程、 ローター・フラックス・ベクトルを計算する工程、及び
    フラックスの向きと、変換後のステーターの電流値及び
    電圧値を用いて、ローター・トルクを計算する工程、 を有する方法。
  2. 【請求項２】 上記フィルター処理後のステーター電流
    とステーター電圧が演算されて、ローター速度計算のた
    めの基準モデルを生成するのに用いられ、 推定された速度の上記調整値の計算と、電流オブザーバ
    の演算とが、ローター速度オブザーバを決定し、 該ローター速度オブザーバと上記ロータ−のフラックス
    及び角度が、ローター・トルクを決定する、 請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 ローター・フラックス・ベクトルの計算
    が、以下の式により決まる、請求項１又は２記載の方
    法。 【数１】 ここで 【数２】 λ^r, is, vs - ローター・フラックス・ベクトル推定
    値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 a(t), b(t) - フィルター処理されたステーター電流の
    一次結合
  4. 【請求項４】 内燃機関を含むハイブリッド自動車パワ
    ートレインにおける複相誘導モーターのトルクを制御す
    る制御システムであって、該システムは、誘導モーター
    ・トルクを判定する制御器を有し、該制御器が、 ステーター電流を計測し、 ステーター電流をフィルター処理し、 ステーター電圧を計算し、 ステーター電圧をフィルター処理し、 ローター速度の関数としてステーター電流を推定し、 ステーター電流偏差を計算し、 ローター速度を推定し、それが実際のローター速度に収
    束する様に調整し、 ローター・フラックス・オブザーバを定義し、 ローター・フラックス・ベクトルを計算し、そしてフラ
    ックスの向きと、ステーターの変換後の電流及び電圧値
    を用いて、ローター・トルクを計算する、 制御システム。
  5. 【請求項５】 上記制御器が、 上記フィルター処理後のステーター電流とステーター電
    圧を計測し、その値を用いてローター速度計算のための
    基準モデルを生成し、 推定速度の上記調整値の計算と、電流オブザーバの演算
    とにより、ローター速度オブザーバを決定し、 該ローター速度オブザーバと上記ロータ−・フラックス
    及び角度とにより、ローター・トルクを決定する、 請求項４記載の制御システム。
  6. 【請求項６】 ローター・フラックス・ベクトルの計算
    が、以下の式により決まる、請求項４又は５記載の制御
    システム。 【数３】 ここで 【数４】 λ^r, is, vs - ローター・フラックス・ベクトル推定
    値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 a(t), b(t) - フィルター処理されたステーター電流の
    一次結合
JP2003017142A 2002-01-30 2003-01-27 回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法 Pending JP2003235300A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/060,434 US6683428B2 (en) 2002-01-30 2002-01-30 Method for controlling torque in a rotational sensorless induction motor control system with speed and rotor flux estimation
US10/060,434 2002-01-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2003235300A true JP2003235300A (ja) 2003-08-22

Family

ID=22029450

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2003017142A Pending JP2003235300A (ja) 2002-01-30 2003-01-27 回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US6683428B2 (ja)
JP (1) JP2003235300A (ja)
DE (1) DE10303301A1 (ja)
GB (1) GB2385219A (ja)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100637383B1 (ko) 2004-08-11 2006-10-23 학교법인 울산공업학원 자속 관측기를 이용한 유도 전동기의 속도 추정 장치 및이를 이용한 제어시스템
KR20210062200A (ko) * 2019-11-21 2021-05-31 한국전기연구원 유도 전동기의 오프라인 파라미터 추정 장치 및 방법
JP2022508661A (ja) * 2019-02-01 2022-01-19 ビエン － エア ホールディング ソシエテ アノニム 骨品質を測定する方法及びツール

Families Citing this family (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2001250775A1 (en) * 2000-02-09 2001-08-20 Dana Corporation Method for operating a switched reluctance electrical generator
EP1341293A4 (en) * 2000-11-09 2009-05-06 Daikin Ind Ltd METHOD AND DEVICE FOR CONTROLLING SYNCHRONOUS MOTOR
JP3707535B2 (ja) * 2000-12-18 2005-10-19 株式会社安川電機 誘導電動機の速度推定値補正方法およびその装置
US6777907B2 (en) * 2001-11-06 2004-08-17 International Rectifier Corporation Current ripple reduction by harmonic current regulation
US6838778B1 (en) 2002-05-24 2005-01-04 Hamilton Sundstrand Corporation Integrated starter generator drive having selective torque converter and constant speed transmission for aircraft having a constant frequency electrical system
US6838779B1 (en) * 2002-06-24 2005-01-04 Hamilton Sundstrand Corporation Aircraft starter generator for variable frequency (vf) electrical system
CN100379141C (zh) * 2002-07-12 2008-04-02 三菱电机株式会社 矢量控制逆变器装置
US7117120B2 (en) * 2002-09-27 2006-10-03 Unico, Inc. Control system for centrifugal pumps
US6982533B2 (en) * 2003-09-17 2006-01-03 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus to regulate loads
DE102004008063B4 (de) * 2004-02-19 2018-10-11 Automotive Lighting Reutlingen Gmbh Verfahren zum Ansteuern eines elektrischen Schrittmotors zur Variation der Charakteristik eines von einem Kraftfahrzeugscheinwerfer ausgesandten Lichtbündels
US7105937B2 (en) * 2004-07-14 2006-09-12 Hamilton Sundstrand Corporation Adjustable variable frequency starter/generator system
JP4455245B2 (ja) * 2004-09-22 2010-04-21 三菱電機株式会社 誘導電動機のベクトル制御装置
US7095209B2 (en) * 2004-09-29 2006-08-22 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus to regulate torque provided to loads
ES2394967T3 (es) * 2005-04-01 2013-02-07 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Dispositivo de control de coche eléctrico
US7193387B1 (en) * 2006-03-14 2007-03-20 Rockwell Automation Technologies, Inc. System and method for motor speed estimation using hybrid model reference adaptive system
US8115441B2 (en) * 2007-07-19 2012-02-14 Hamilton Sundstrand Corporation On-line measurement of an induction machine's rotor time constant by small signal d-axis current injection
JP5309838B2 (ja) * 2008-09-26 2013-10-09 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置及びその制御方法
US7960928B2 (en) * 2008-10-15 2011-06-14 Tesla Motors, Inc. Flux controlled motor management
US20110006720A1 (en) * 2009-07-08 2011-01-13 Innosave Ltd. Method and apparatus for ac motor control
US8207699B2 (en) * 2009-07-08 2012-06-26 Innosave Ltd. Method and apparatus for AC motor control
US8487575B2 (en) * 2009-08-31 2013-07-16 GM Global Technology Operations LLC Electric motor stator winding temperature estimation
US8164293B2 (en) * 2009-09-08 2012-04-24 Hoffman Enclosures, Inc. Method of controlling a motor
US8183810B2 (en) 2009-09-08 2012-05-22 Hoffman Enclosures, Inc. Method of operating a motor
US8297369B2 (en) * 2009-09-08 2012-10-30 Sta-Rite Industries, Llc Fire-extinguishing system with servo motor-driven foam pump
US20110056707A1 (en) * 2009-09-08 2011-03-10 Jonathan Gamble Fire-Extinguishing System and Method for Operating Servo Motor-Driven Foam Pump
US8390228B2 (en) * 2009-12-10 2013-03-05 GM Global Technology Operations LLC Methods and systems for induction machine control
US8421391B2 (en) 2010-05-12 2013-04-16 GM Global Technology Operations LLC Electric motor stator winding temperature estimation systems and methods
US8339082B2 (en) * 2010-05-21 2012-12-25 GM Global Technology Operations LLC Methods and systems for induction motor control
US8970147B2 (en) * 2011-06-29 2015-03-03 Tesla Motors, Inc. Traction motor controller with dissipation mode
US8892372B2 (en) 2011-07-14 2014-11-18 Unico, Inc. Estimating fluid levels in a progressing cavity pump system
EP2819300B1 (en) * 2012-02-24 2019-04-10 Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Motor control apparatus
GB201301259D0 (en) * 2013-01-24 2013-03-06 Rolls Royce Plc Method of controlling an ac machine and controller for controlling an ac machine
US9024569B2 (en) 2013-06-28 2015-05-05 Eaton Corporation System and method of rotor time constant online identification in an AC induction machine
US10521519B2 (en) * 2013-07-23 2019-12-31 Atieva, Inc. Induction motor flux and torque control with rotor flux estimation
EP2846455A1 (en) 2013-09-06 2015-03-11 ABB Technology AG Method and apparatus for estimating a stator flux in an electrical induction machine
US9431949B2 (en) 2014-04-29 2016-08-30 General Electric Company Induction motor speed estimation
FR3020730B1 (fr) * 2014-04-30 2018-01-26 Renault S.A.S Procede d'estimation de l'angle electrique d'une machine electrique asynchrone pour vehicule automobile
US9444384B2 (en) * 2014-07-16 2016-09-13 Atieva, Inc. Direct torque control motor controller with transient current limiter
US9431951B2 (en) * 2014-07-16 2016-08-30 Atieva, Inc. Direct torque control motor controller with transient current limiter
US9520821B1 (en) * 2015-08-19 2016-12-13 Nidec Motor Corporation System and method for optimizing flux regulation in electric motors
CN105186957A (zh) * 2015-09-07 2015-12-23 安徽大学 一种异步电机无速度传感器转子磁链估算方法
FR3042927B1 (fr) * 2015-10-26 2018-11-16 Valeo Equipements Electriques Moteur Procede et dispositif de commande d'une machine electrique tournante synchrone polyphasee a excitation, et alterno-demarreur de vehicule automobile correspondant
US10308233B2 (en) 2016-02-05 2019-06-04 Ford Global Technologies, Llc Methods and system for estimating driveline torque of a hybrid vehicle
CN106549609B (zh) * 2016-10-24 2019-04-09 合肥工业大学 基于积分型高阶终端滑模算法的永磁同步电机控制方法
KR20190109528A (ko) 2017-02-14 2019-09-25 케이에스알 아이피 홀딩스 엘엘씨. 고조파 보상을 위한 시스템 및 방법
JP2019110691A (ja) * 2017-12-19 2019-07-04 キヤノン株式会社 モータ制御装置、画像形成装置、モータ制御装置の制御方法
CN110112969A (zh) * 2019-03-04 2019-08-09 吉林大学 一种感应电机参数在线辨识及补偿的方法
EP3817219A1 (en) * 2019-11-04 2021-05-05 Schneider Toshiba Inverter Europe SAS Method for estimating mechanical parameters of an electrical motor
US11196371B2 (en) 2020-01-10 2021-12-07 DRiV Automotive Inc. Sensorless position detection for electric motor
CN114070146B (zh) * 2020-07-30 2023-09-05 中移(苏州)软件技术有限公司 一种故障检测方法、装置、设备及存储介质
CN112838799B (zh) * 2021-03-01 2022-09-16 湖南大学 基于参数在线观测的异步电机最优效率控制方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4724373A (en) * 1986-02-20 1988-02-09 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus for flux and torque sensing in electrical machines
US5818192A (en) 1995-08-04 1998-10-06 The Boeing Company Starting of synchronous machine without rotor position of speed measurement
US5811957A (en) * 1995-12-21 1998-09-22 General Motors Corporation Speed sensorless hybrid vector controlled induction motor with zero speed operation
US5729113A (en) * 1997-01-21 1998-03-17 General Electric Company Sensorless rotor velocity estimation for induction motors
JPH11235099A (ja) 1997-12-08 1999-08-27 Meidensha Corp 誘導機のベクトル制御方式
US6137258A (en) 1998-10-26 2000-10-24 General Electric Company System for speed-sensorless control of an induction machine
US6069467A (en) 1998-11-16 2000-05-30 General Electric Company Sensorless rotor tracking of induction machines with asymmetrical rotor resistance
US6014006A (en) 1999-06-24 2000-01-11 Ford Global Technologies, Inc. Induction motor control system with speed and flux estimation
KR100354775B1 (ko) * 2000-03-25 2002-11-04 엘지전자 주식회사 동기 릴럭턴스 모터의 속도 제어장치
US6286473B1 (en) 2000-03-31 2001-09-11 Ford Global Tech., Inc. System for damping engine speed oscillations
US6316904B1 (en) * 2000-06-27 2001-11-13 Ford Global Technologies, Inc. Speed and rotor time constant estimation for torque control of an induction motor
US6433506B1 (en) 2001-03-29 2002-08-13 Ford Global Technologies, Inc. Sensorless control system for induction motor employing direct torque and flux regulation

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100637383B1 (ko) 2004-08-11 2006-10-23 학교법인 울산공업학원 자속 관측기를 이용한 유도 전동기의 속도 추정 장치 및이를 이용한 제어시스템
JP2022508661A (ja) * 2019-02-01 2022-01-19 ビエン － エア ホールディング ソシエテ アノニム 骨品質を測定する方法及びツール
JP7228050B2 (ja) 2019-02-01 2023-02-22 ビエン － エア ホールディング ソシエテ アノニム 骨品質を測定する方法及びツール
KR20210062200A (ko) * 2019-11-21 2021-05-31 한국전기연구원 유도 전동기의 오프라인 파라미터 추정 장치 및 방법
KR102672747B1 (ko) 2019-11-21 2024-06-04 한국전기연구원 유도 전동기의 오프라인 파라미터 추정 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
DE10303301A1 (de) 2003-08-07
GB2385219A (en) 2003-08-13
US20030146723A1 (en) 2003-08-07
US6683428B2 (en) 2004-01-27
GB0228151D0 (en) 2003-01-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2003235300A (ja) 回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法
JP4685509B2 (ja) 交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法
Jones et al. A state observer for the permanent-magnet synchronous motor
CN108092567B (zh) 一种永磁同步电动机转速控制***及方法
EP1063765A1 (en) Induction motor control system with speed and flux estimation
US6316904B1 (en) Speed and rotor time constant estimation for torque control of an induction motor
EP1868288A1 (en) Method and system in connection with permanent magnet synchronous machines
CN1638260A (zh) 同步电动机的控制装置、电气设备和模块
JP2004135493A (ja) 高周波数インピーダンス追跡型センサーレス・アルゴリズムのための振幅検出方法及び装置
CN103931096A (zh) 用温度补偿控制电动机的方法和***
Briz et al. Rotor position estimation of AC machines using the zero-sequence carrier-signal voltage
CN111656676B (zh) 用于电力转换装置的控制装置以及电动机驱动***
CN111656674B (zh) 用于电力转换装置的控制装置、控制方法、以及电动机驱动***
WO2013141059A1 (ja) 三相交流誘導モータの制御装置及び三相交流誘導モータの制御方法
CN109782173A (zh) 异步电机励磁互感曲线测量***及其测量方法
Pellegrino et al. Plug-in direct-flux vector control of PM synchronous machine drives
CN103986392B (zh) 一种低速直驱式交流伺服***的控制方法
CN104639002A (zh) 同步电机的控制方法、装置及***
Zhao Position/speed sensorless control for permanent-magnet synchronous machines
CN110176895B (zh) 一种电机参数辨识方法及装置、电机转速调节装置
US11863107B2 (en) Device and method for controlling rotary electric machine
Tesch et al. Disturbance torque and motion state estimation with low-resolution position interfaces using heterodyning observers
CN113056868B (zh) 电动车辆的控制方法以及控制装置
Lešić et al. State and parameter estimation for field-oriented control of induction machine based on unscented Kalman filter
Renukrishna et al. Sensorless vector control of induction motor drives using rotor flux observer