JP2003235300A - 回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法 - Google Patents
回転センサー・レスの誘導モーター制御システムにおけるトルク制御方法Info
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 30
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims abstract description 105
- 230000006698 induction Effects 0.000 claims description 34
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 8
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 238000002485 combustion reaction Methods 0.000 claims description 3
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 abstract description 8
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 5
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 5
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 5
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 4
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 238000013461 design Methods 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 3
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 3
- 239000007858 starting material Substances 0.000 description 3
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- OVSKIKFHRZPJSS-UHFFFAOYSA-N 2,4-D Chemical compound OC(=O)COC1=CC=C(Cl)C=C1Cl OVSKIKFHRZPJSS-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 241001282736 Oriens Species 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 1
- 238000002347 injection Methods 0.000 description 1
- 239000007924 injection Substances 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000009897 systematic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
- H02P21/18—Estimation of position or speed
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 複相誘導モーターのトルク制御法において、
速度センサー・レスの制御手法を用いて、適応速度オブ
ザーバ44と適応フラックス・オブザーバ55、を確立す
る。 【解決手段】 入力としてのフィルター処理された電流
40, 42と電圧の命令信号48, 50に基き、ローター速度52
が推定される。推定されたローター速度52とローター・
フラックス角度に基くフラックス・オブザーバ54が、推
定されたローター・フラックスを用いて、計算される。
トルクは、速度とフラックスの推定に続いて、判定され
る。
速度センサー・レスの制御手法を用いて、適応速度オブ
ザーバ44と適応フラックス・オブザーバ55、を確立す
る。 【解決手段】 入力としてのフィルター処理された電流
40, 42と電圧の命令信号48, 50に基き、ローター速度52
が推定される。推定されたローター速度52とローター・
フラックス角度に基くフラックス・オブザーバ54が、推
定されたローター・フラックスを用いて、計算される。
トルクは、速度とフラックスの推定に続いて、判定され
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導モーターの制
御システム及び、センサー・レス(sensorless センサ
ーを用いない)のトルクとフラックスの直接制御の方
法、に関する。
御システム及び、センサー・レス(sensorless センサ
ーを用いない)のトルクとフラックスの直接制御の方
法、に関する。
【0002】
【従来の技術】回転変換器を持たないシステムにおい
て、誘導モーターの制御部の設計において、速度オブザ
ーバ(observer)とフラックス・オブザーバを用いるた
めの取組みがなされてきた。このようなセンサー・レス
の制御方法は、低い生産コスト、高い信頼性、安定性そ
して維持の容易さを得ながら、誘導モーターの高い運動
性能を得ることを可能とする。例えば、誘導モーターの
トルク制御で用いるための、高いゲインの速度オブザー
バが、非特許文献1に記載されている。非特許文献2
は、フラックスの自然な運動特性に基き、2つの動作モ
ードのそれぞれに別個の、高ゲインの速度オブザーバ
と、安定したローター・フラックス・オブザーバとを用
いる構成を記載している。モーターのそれぞれの動作モ
ードのための速度オブザーバとフラックス・オブザーバ
は、モーターの異なる動作モードにおいて、互いに補完
し合う。
て、誘導モーターの制御部の設計において、速度オブザ
ーバ(observer)とフラックス・オブザーバを用いるた
めの取組みがなされてきた。このようなセンサー・レス
の制御方法は、低い生産コスト、高い信頼性、安定性そ
して維持の容易さを得ながら、誘導モーターの高い運動
性能を得ることを可能とする。例えば、誘導モーターの
トルク制御で用いるための、高いゲインの速度オブザー
バが、非特許文献1に記載されている。非特許文献2
は、フラックスの自然な運動特性に基き、2つの動作モ
ードのそれぞれに別個の、高ゲインの速度オブザーバ
と、安定したローター・フラックス・オブザーバとを用
いる構成を記載している。モーターのそれぞれの動作モ
ードのための速度オブザーバとフラックス・オブザーバ
は、モーターの異なる動作モードにおいて、互いに補完
し合う。
【0003】特許文献1は、擬似電流信号及び擬似電圧
信号を用いてローター抵抗を推定する方法を記載してい
る。
信号を用いてローター抵抗を推定する方法を記載してい
る。
【0004】非特許文献3は、適応制御法と用いて、速
度とフラックスを推定する方法を記載している。
度とフラックスを推定する方法を記載している。
【0005】非特許文献4は、誘導モーターの制御器に
おけるローター・フラックスを推定する各種方法を記載
している。この方法は、単純な制御アルゴリズムに基
き、いわゆるスリップ周波数制御ではなく、フラックス
・フィードバック・ベクトル制御を使用するのを可能と
するフラックス・オブザーバーを用いるものである。
おけるローター・フラックスを推定する各種方法を記載
している。この方法は、単純な制御アルゴリズムに基
き、いわゆるスリップ周波数制御ではなく、フラックス
・フィードバック・ベクトル制御を使用するのを可能と
するフラックス・オブザーバーを用いるものである。
【0006】フラックスの運動を利用し、位置と速度の
偏差及びトルクとフラックスの偏差を追跡する能力を持
つフラックス・オブザーバーが、非特許文献5に記載さ
れている。
偏差及びトルクとフラックスの偏差を追跡する能力を持
つフラックス・オブザーバーが、非特許文献5に記載さ
れている。
【0007】
【非特許文献1】Khalil et al., "A Torque Controlle
r for Induction Motors Without Rotor Position Sens
or", International Conference on Electric Machine
s, Virgo, Spain, 1996年
r for Induction Motors Without Rotor Position Sens
or", International Conference on Electric Machine
s, Virgo, Spain, 1996年
【非特許文献2】Yoo and Ha, "A Polar Coordinate-Or
iented Method of Identifying Rotor Flux and Speed
of Induction Motors without Rotational Transducer
s", IEEE Transactions, Volume 4, No. 3, 1996年5月
iented Method of Identifying Rotor Flux and Speed
of Induction Motors without Rotational Transducer
s", IEEE Transactions, Volume 4, No. 3, 1996年5月
【非特許文献3】Kubota and Matsuse, "Speed Sensorl
ess Field-Oriented Control of Induction Motor with
Rotor Resistance Adaptation", IEEE Transactions,
Volume 30,No. 5, 1994年9-10月
ess Field-Oriented Control of Induction Motor with
Rotor Resistance Adaptation", IEEE Transactions,
Volume 30,No. 5, 1994年9-10月
【非特許文献4】Hori et al, "A Novel Induction Mac
hine Flux Observer and Its Applicationto a High Pe
rformance AC Drive System", IFAC 10th Triennial Wo
rld Congress, Munich, 1987年
hine Flux Observer and Its Applicationto a High Pe
rformance AC Drive System", IFAC 10th Triennial Wo
rld Congress, Munich, 1987年
【非特許文献5】Sun and Mills, "AC Induction Motor
Control Using an Advanced Flux Observer Design",
Proceedings of the American Control Conference, Ch
icago, Illinois, June 2000
Control Using an Advanced Flux Observer Design",
Proceedings of the American Control Conference, Ch
icago, Illinois, June 2000
【特許文献1】米国特許第6316904号明細書
【0008】
【発明が解決しようとする課題】誘導モーターは、車両
の駆動輪へのトルクの流れを確立するために内燃機関を
誘導モーターが補完する自動車用ハイブリッド・パワー
トレインで用いることが出来る。本発明は、誘導モータ
ーのセンサー・レス制御に、速度とフラックスの適応オ
ブザーバを含める。
の駆動輪へのトルクの流れを確立するために内燃機関を
誘導モーターが補完する自動車用ハイブリッド・パワー
トレインで用いることが出来る。本発明は、誘導モータ
ーのセンサー・レス制御に、速度とフラックスの適応オ
ブザーバを含める。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明のオブザーバは、
ステーター電流の運動が、観測不能なローター・フラッ
クスから分離される特殊な形態の誘導モーター・モデル
に基く。このモデルは、ローター速度が、フラックス信
号と電流信号に対して相対的に穏やかに変化する変数で
あると仮定することにより、得られる。
ステーター電流の運動が、観測不能なローター・フラッ
クスから分離される特殊な形態の誘導モーター・モデル
に基く。このモデルは、ローター速度が、フラックス信
号と電流信号に対して相対的に穏やかに変化する変数で
あると仮定することにより、得られる。
【0010】ステーター電流が分離されたこのモデルを
基準として用いて、ローター速度特定手法が、モデル基
準適応システムの枠組みの中で構成される。
基準として用いて、ローター速度特定手法が、モデル基
準適応システムの枠組みの中で構成される。
【0011】別の構成においては、速度オブザーバが高
次のチューニング・システムを用いて校正され、それに
より、電流ノイズの影響を受け易くなる可能性があるも
のの、速度の変化に対する追従性を向上する。トルク及
びフラックスの直接制御システムにおいて、そしてまた
速度推定を持つセンサー・レス制御において、ローター
・フラックス・オブザーバーが用いられる。通常のフラ
ックス・オブザーバは、ローター・フラックスの数式の
積分に基き、システム誤差に敏感であるが、それとは異
なり、本発明の構成は、ローター・フラックスから分離
されたステーター電流の運動を含む。これは、代数式を
用いたローター・フラックスの定義を可能とする。この
代数式は、ローター・フラックス・オブザーバを構築す
るのに用いられるが、積分を含むものではない。そし
て、これは、フラックス推定値の、速度のシステム誤差
に対する敏感度を、大きく低減する。
次のチューニング・システムを用いて校正され、それに
より、電流ノイズの影響を受け易くなる可能性があるも
のの、速度の変化に対する追従性を向上する。トルク及
びフラックスの直接制御システムにおいて、そしてまた
速度推定を持つセンサー・レス制御において、ローター
・フラックス・オブザーバーが用いられる。通常のフラ
ックス・オブザーバは、ローター・フラックスの数式の
積分に基き、システム誤差に敏感であるが、それとは異
なり、本発明の構成は、ローター・フラックスから分離
されたステーター電流の運動を含む。これは、代数式を
用いたローター・フラックスの定義を可能とする。この
代数式は、ローター・フラックス・オブザーバを構築す
るのに用いられるが、積分を含むものではない。そし
て、これは、フラックス推定値の、速度のシステム誤差
に対する敏感度を、大きく低減する。
【0012】本発明を実施するに際し、この方法は、電
流を計測する工程、電流をフィルター処理する工程、電
圧を計算する工程、電圧をフィルター処理する工程、ス
テーター電流と電流偏差を時間の関数として推定する工
程、速度を推定そして調整する工程、フラックスを推定
する工程、及び、ローター・トルクを計算するためにト
ルクとフラックスの調整器により用いられるローター・
フラックス角度を計算する工程、を含む。
流を計測する工程、電流をフィルター処理する工程、電
圧を計算する工程、電圧をフィルター処理する工程、ス
テーター電流と電流偏差を時間の関数として推定する工
程、速度を推定そして調整する工程、フラックスを推定
する工程、及び、ローター・トルクを計算するためにト
ルクとフラックスの調整器により用いられるローター・
フラックス角度を計算する工程、を含む。
【0013】
【発明の効果】本発明のフラックス・オブザーバーは、
計測されフィルター処理された誘導モーターの電圧信号
と電流信号との間の代数関係に基く。公知のローター・
フラックス・オブザーバーとは異なり、本発明のフラッ
クス・オブザーバーは、ローター速度推定値を積分する
ことはしない。それで、正確な速度推定が困難であるロ
ーター低速領域において、より良い働きをする。
計測されフィルター処理された誘導モーターの電圧信号
と電流信号との間の代数関係に基く。公知のローター・
フラックス・オブザーバーとは異なり、本発明のフラッ
クス・オブザーバーは、ローター速度推定値を積分する
ことはしない。それで、正確な速度推定が困難であるロ
ーター低速領域において、より良い働きをする。
【0014】本発明の速度オブザーバは、ローター抵抗
の変動に関し、間接フィールド方向付け(indirect fie
ld orientation略してIFO)システムに比較して、安定
性を向上させている。このような抵抗の変動は、動作温
度が変化すると起こり得る。
の変動に関し、間接フィールド方向付け(indirect fie
ld orientation略してIFO)システムに比較して、安定
性を向上させている。このような抵抗の変動は、動作温
度が変化すると起こり得る。
【0015】
【発明の実施の形態】図1は、本発明のセンサーレス制
御システムの概略システム図である。パワートレインの
操作者は、図1における符号10及び12で示されるトルク
とフラックスの基準値を命令する。トルク及びフラック
スのレギュレーター18が基準トルク値及び基準フラック
ス値を受けると、PWM電圧源インバーター14が、複相誘
導モーター16を駆動する。2相から3相への変換ブロッ
ク20が、x軸とy軸の電圧値22と24を、それぞれ26, 28及
び30で示される、変形された電圧Ua, Ub及びUcへ、変換
する。誘導モーター16のローターと同じ方向に回転する
多相電流が、基準命令に従いローター・トルクを生成す
る。ローター速度未満の速度の多相電流の回転は、ロー
ターの回転に対向する方向のトルクを生成する。そのと
きに、モーター16は、電力発生モードにある。
御システムの概略システム図である。パワートレインの
操作者は、図1における符号10及び12で示されるトルク
とフラックスの基準値を命令する。トルク及びフラック
スのレギュレーター18が基準トルク値及び基準フラック
ス値を受けると、PWM電圧源インバーター14が、複相誘
導モーター16を駆動する。2相から3相への変換ブロッ
ク20が、x軸とy軸の電圧値22と24を、それぞれ26, 28及
び30で示される、変形された電圧Ua, Ub及びUcへ、変換
する。誘導モーター16のローターと同じ方向に回転する
多相電流が、基準命令に従いローター・トルクを生成す
る。ローター速度未満の速度の多相電流の回転は、ロー
ターの回転に対向する方向のトルクを生成する。そのと
きに、モーター16は、電力発生モードにある。
【0016】電流信号が、位相変換ブロック32へ供給さ
れる。これらは、計測された電流信号である。これが、
34及び36に示される計測ステーター電流Isx及びIsyを発
生する。これらの電流は、電流フィルター38においてフ
ィルター処理される。40及び42に示されるフィルター処
理された結果としての電流値は、速度オブザーバー・ブ
ロック44へ供給される。
れる。これらは、計測された電流信号である。これが、
34及び36に示される計測ステーター電流Isx及びIsyを発
生する。これらの電流は、電流フィルター38においてフ
ィルター処理される。40及び42に示されるフィルター処
理された結果としての電流値は、速度オブザーバー・ブ
ロック44へ供給される。
【0017】電圧フィルター・ブロック46が、静的に計
算された電圧命令Ux及びUyを受け、48及び52に示される
様に、出力電圧Uo及びU1を発生する。48及び50における
電圧の値と、40及び42における電流の値は、速度オブザ
ーバ44へ送られる。速度オブザーバ44は、後述の様に、
誘導モーター16のローターの電気的な回転速度を推定す
る。
算された電圧命令Ux及びUyを受け、48及び52に示される
様に、出力電圧Uo及びU1を発生する。48及び50における
電圧の値と、40及び42における電流の値は、速度オブザ
ーバ44へ送られる。速度オブザーバ44は、後述の様に、
誘導モーター16のローターの電気的な回転速度を推定す
る。
【0018】推定ローター速度ω^rは、52に示される様
に、フラックス・オブザーバー54へ供給される。
に、フラックス・オブザーバー54へ供給される。
【0019】フラックス・オブザーバー54は、後述され
る態様で、34及び36で生成されたローター速度とステー
ター電流の信号Isx及びIsyを用いて、56に示される様な
ローター・フラックス値λrを生成することになる。
る態様で、34及び36で生成されたローター速度とステー
ター電流の信号Isx及びIsyを用いて、56に示される様な
ローター・フラックス値λrを生成することになる。
【0020】ローター・フラックス角度がフラックス・
オブザーバー54で計算され、そしてトルクがトルク計算
部58で計算される。
オブザーバー54で計算され、そしてトルクがトルク計算
部58で計算される。
【0021】図2は、機能を概略的に示すシステム図で
あり、ディーゼル・エンジンとすることが出来るエンジ
ン60と、エンジンのクランクシャフトに接続された誘導
モーター62、を示している。図2の実験装置において
は、位置センサー64が用いられている。それの信号は、
本発明の制御方法を用いて計算結果に対する比較をする
ために、微分することが出来る。
あり、ディーゼル・エンジンとすることが出来るエンジ
ン60と、エンジンのクランクシャフトに接続された誘導
モーター62、を示している。図2の実験装置において
は、位置センサー64が用いられている。それの信号は、
本発明の制御方法を用いて計算結果に対する比較をする
ために、微分することが出来る。
【0022】クランクシャフトは、クラッチ68を介して
負荷66へ接続される。負荷は、図示のように、ウォータ
ー・ブレーキ(water brake)により、シミュレートさ
れる。
負荷66へ接続される。負荷は、図示のように、ウォータ
ー・ブレーキ(water brake)により、シミュレートさ
れる。
【0023】エンジン60のための電子エンジン制御部が
70に示されている。誘導モーター62の制御器は、72に示
されている。図2における実験的な構成を目的として、
位置センサー64の出力は、制御器72へ供給されることに
なる。
70に示されている。誘導モーター62の制御器は、72に示
されている。図2における実験的な構成を目的として、
位置センサー64の出力は、制御器72へ供給されることに
なる。
【0024】誘導モーターの運動モデルにおける状態変
数は、以下の様に表すことが出来る。
数は、以下の様に表すことが出来る。
【数5】
【数6】
【数7】
【数8】
ここで、
【数9】
λ^r, is, vs - ローター・フラックス・ベクトル推定
値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 m - ローターの慣性モーメント a - 減衰ゲイン TL - 外部負荷トルク μ= 3npM / 2Lr
値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 m - ローターの慣性モーメント a - 減衰ゲイン TL - 外部負荷トルク μ= 3npM / 2Lr
【数10】
- 電磁トルク
【0025】この方法を実施するに際し、電磁トルク
は、トルク基準値Trefに追従する様に計算される。これ
は、以下の様に表される。
は、トルク基準値Trefに追従する様に計算される。これ
は、以下の様に表される。
【数11】
【0026】電磁トルクの計算において、フラックスは
あるレベルに保たれなければならない。その目標は、以
下の関係を得ることにある。
あるレベルに保たれなければならない。その目標は、以
下の関係を得ることにある。
【数12】
ここで、Frefはフラックス基準値である。
【0027】これらの基準値は、Tref, Fref ε C1[R+]
であると仮定され、電圧と電流信号の制約を考慮しなが
ら、選択されるべきである。
であると仮定され、電圧と電流信号の制約を考慮しなが
ら、選択されるべきである。
【0028】式(5)及び式(6)のトルク及びフラックスの
調整は、標準的な間接フィールド指向(indirect field
oriented: IFO)制御手法を用いることにより、計測さ
れる。IFO手法において、電気励起周波数ωe *は、ロー
ター速度信号を命令スリップ周波数ωs *で合計すること
により得られる。それで、
調整は、標準的な間接フィールド指向(indirect field
oriented: IFO)制御手法を用いることにより、計測さ
れる。IFO手法において、電気励起周波数ωe *は、ロー
ター速度信号を命令スリップ周波数ωs *で合計すること
により得られる。それで、
【数13】
ここで、
【数14】
それで、ωe *を積分することにより、トルクとフラック
スの履歴が分離されると、ローター・フラックスに関す
るフレームの向きが得られる。
スの履歴が分離されると、ローター・フラックスに関す
るフレームの向きが得られる。
【0029】多くの用途において、ローターの位置又は
速度の計測を避けることが望ましい(そのようなセンサ
ーが、システムを高価にし、信頼性を低下させる)。そ
れで、ステーター電流の計測に利用可能な推定値とステ
ーター電圧命令とから、ローター速度の推定における問
題が、起こる。つまり、
速度の計測を避けることが望ましい(そのようなセンサ
ーが、システムを高価にし、信頼性を低下させる)。そ
れで、ステーター電流の計測に利用可能な推定値とステ
ーター電圧命令とから、ローター速度の推定における問
題が、起こる。つまり、
【数15】
ここで、ω^は、ローター速度の推定値である。
【0030】直接フィールド指向(direct field orien
ted: DFO)のトルク及びフラックスの調整において、ロ
ーターのフラックスの値又はそれの推定値が用いられ
る。ローター・フラックスのオブザーバーは、以下の収
束を得る様に構築される。
ted: DFO)のトルク及びフラックスの調整において、ロ
ーターのフラックスの値又はそれの推定値が用いられ
る。ローター・フラックスのオブザーバーは、以下の収
束を得る様に構築される。
【数16】
ここで、λ^rは、ローター・フラックスの推定値であ
る。
る。
【0031】誘導モーターのパラメーターがその動作中
に変化する可能性があり、またそれらの正確な値が制御
品質に本質的なものとなり得るので、モーター・パラメ
ーターのオンライン推定の問題が生じる。具体的には、
ローターとステーターの抵抗が、推定されるべきであ
る。
に変化する可能性があり、またそれらの正確な値が制御
品質に本質的なものとなり得るので、モーター・パラメ
ーターのオンライン推定の問題が生じる。具体的には、
ローターとステーターの抵抗が、推定されるべきであ
る。
【数17】
ここで、P = [Rr, Rs]Tであり、P^はそれの推定値であ
る。
る。
【0032】本発明の目的により、ローターの速度とフ
ラックスの推定値は、モーター・パラメーターが既知で
あるか又は適切に推定されたとだけ仮定して、構成され
る。
ラックスの推定値は、モーター・パラメーターが既知で
あるか又は適切に推定されたとだけ仮定して、構成され
る。
【0033】速度オブザーバーを構成するために、ロー
ター速度は、ローター・フラックスよりもかなり緩やか
に変化するという想定がなされる。それで、ローター速
度は、緩やかに変化する未知のパラメーターであるとみ
なすことが出来、それで、適応特定技術を利用すること
が出来る。
ター速度は、ローター・フラックスよりもかなり緩やか
に変化するという想定がなされる。それで、ローター速
度は、緩やかに変化する未知のパラメーターであるとみ
なすことが出来、それで、適応特定技術を利用すること
が出来る。
【0034】最初に式(2)を微分し、λrを消去すると、
以下の様になる。
以下の様になる。
【数18】
ここで、
【数19】
ある値c > 0についてcdis/dtを式(12)の両辺に加え、そ
れを(d/dt + c)で形式的に除すと、式(12)は以下の様に
変換される。
れを(d/dt + c)で形式的に除すと、式(12)は以下の様に
変換される。
【数20】
ここで、幾何学級数的にε→0であり、関数a(t)及びb
(t)は、フィルター処理されたステーター電流と電圧の
信号is0, is1, vs0, vs1の一次結合である。つまり、
(t)は、フィルター処理されたステーター電流と電圧の
信号is0, is1, vs0, vs1の一次結合である。つまり、
【数21】
【数22】
ここで、
【数23】
そして、"s"は、ラプラス変換変数である。
【0035】式(13)は、モデル基準適応システム手法の
フレームでのローター速度識別のための基準モデルとし
て用いられる。チューニング・モデル(ステーター電流
オブザーバー)は、以下の式により与えられる。
フレームでのローター速度識別のための基準モデルとし
て用いられる。チューニング・モデル(ステーター電流
オブザーバー)は、以下の式により与えられる。
【数24】
ここで、i^sはステーター電流推定値、ω^はローター速
度推定値そしてLは正の定数である。
度推定値そしてLは正の定数である。
【0036】
【数25】
をステーター電流推定値の偏差とすると、その偏差につ
いての運動方程式は、式(16)から式(13)を引くことによ
り得られる。
いての運動方程式は、式(16)から式(13)を引くことによ
り得られる。
【数26】
【0037】速度推定値ω^は、電流推定値の偏差とそ
れの導関数をゼロになる傾向とする様に調整されるべき
である。これは、以下に示される項のゼロへの収束を意
味する。
れの導関数をゼロになる傾向とする様に調整されるべき
である。これは、以下に示される項のゼロへの収束を意
味する。
【数27】
以下の識別可能性条件が保持されるとき、速度推定値は
実際のローター速度に収束することになる。
実際のローター速度に収束することになる。
【数28】
そのような調整は、以下の式により、実現される。
【数29】
ここで、λはチューニング・ゲインで、λ>0である。
【0038】式(14)乃至(16)のステーター電流オブザー
バは、式(18)の調整機構と共に、速度オブザーバを構成
する。速度識別が生じる条件は、以下の記述により表さ
れる。式(1)及び(2)の運動モデルと速度オブザーバ(14)
-(16), (18)を考慮する。ステーター電圧命令vsを有界
連続区分円滑関数とする。更に、識別可能性条件
バは、式(18)の調整機構と共に、速度オブザーバを構成
する。速度識別が生じる条件は、以下の記述により表さ
れる。式(1)及び(2)の運動モデルと速度オブザーバ(14)
-(16), (18)を考慮する。ステーター電圧命令vsを有界
連続区分円滑関数とする。更に、識別可能性条件
【数30】
が
【数31】
及び
【数32】
について維持されると仮定する。そのとき、速度識別
が、以下の様に生じる。
が、以下の様に生じる。
【数33】
【0039】識別可能性条件(19)は、以下の等価な励起
条件の一つに代えることが出来る。1.全ての
条件の一つに代えることが出来る。1.全ての
【数34】
について
【数35】
となる様に、
【数36】
が成立する。2.
【数37】
となる様に、全ての
【数38】
について
【数39】
が存在する様に、
【数40】
が成立する。3.
【数41】
となる様に、全ての
【数42】
について
【数43】
が存在する様に、C>0, T>0, t0>0が成立する。
【0040】識別可能性条件(19)は、以下の不等式に等
価である。
価である。
【数44】
【0041】以下の式(ここでωeは電気的励起周波
数)が成立するので、
数)が成立するので、
【数45】
ωe 0のときには、識別可能性条件が破られる。つま
り、電磁場が回転しない。
り、電磁場が回転しない。
【0042】速度推定則(18)は、以下のサイン調整手法
(sign-adjustment scheme)で、代えることが出来る。
(sign-adjustment scheme)で、代えることが出来る。
【数46】
それの安定性が解析的に証明されてはいないものの、そ
れは、低速領域においては、(18)よりも良好な性能を示
し、結果として電流計測値における電流ノイズに対する
感度が低下する。
れは、低速領域においては、(18)よりも良好な性能を示
し、結果として電流計測値における電流ノイズに対する
感度が低下する。
【0043】小さな変動に関しては、傾斜型の適応アル
ゴリズム(18)は、安定的ではないかもしれない。この問
題を解消するためには、デッドゾーンを持つ安定的な補
正若しくはσ補正が用いられる。
ゴリズム(18)は、安定的ではないかもしれない。この問
題を解消するためには、デッドゾーンを持つ安定的な補
正若しくはσ補正が用いられる。
【0044】式(18)に表わされた条件の証明は、リャプ
ーノフ(Lyapunov)関数候補に基く。
ーノフ(Lyapunov)関数候補に基く。
【数47】
【0045】提案の速度オブザーバは、3つのパラメー
タ(c>0, L>0, λ>0)に依存する。それらの値は、速度
推定値が閉ループ制御で用いられるか又は速度変化が速
いときには特に、オブザーバの性能にかなり影響する。
一般的に、パラメーターλを増大させると、推定値の収
束性が向上するが、λの値が大き過ぎると、オーバーシ
ュートを起こして、オブザーバのノイズに対する感度を
高めることがあり得る。反対に、パラメーターc及びLの
値が大きいと、結果として収束が遅くなる可能性があ
る。それで、これらのパラメーターはどちらかと言えば
小さい値が選択されるべきである。同時に、cとLが過剰
に小さいとき、緩慢な減衰を持つローター速度推定値の
発振が起こり得る。これらのパラメーターをチューニン
グするための正確な規則は存在しない。
タ(c>0, L>0, λ>0)に依存する。それらの値は、速度
推定値が閉ループ制御で用いられるか又は速度変化が速
いときには特に、オブザーバの性能にかなり影響する。
一般的に、パラメーターλを増大させると、推定値の収
束性が向上するが、λの値が大き過ぎると、オーバーシ
ュートを起こして、オブザーバのノイズに対する感度を
高めることがあり得る。反対に、パラメーターc及びLの
値が大きいと、結果として収束が遅くなる可能性があ
る。それで、これらのパラメーターはどちらかと言えば
小さい値が選択されるべきである。同時に、cとLが過剰
に小さいとき、緩慢な減衰を持つローター速度推定値の
発振が起こり得る。これらのパラメーターをチューニン
グするための正確な規則は存在しない。
【0046】ステーター電流計測値には、常にある程度
のノイズが存在する。いくつかの方法を、オブザーバの
ノイズに対する感度を低減するために用いることが出来
る。第1のものは、調整機構(18)の代わりに、(20)を用
いることになる。シュミレーションの結果によれば、サ
イン手法(20)は電流ノイズに関してより良好な安定性を
示す。また別の方法は、ローパス・フィルターを用いて
ローター速度推定値(オブザーバの出力)をフィルター
処理することである。また、同じフィルターを用いて、
入力(is, vs)をフィルター処理することも可能であ
る。なお、選択されたフィルターのパラメーターは、オ
ブザーバの性能に影響することになるのを、考慮すべき
である。
のノイズが存在する。いくつかの方法を、オブザーバの
ノイズに対する感度を低減するために用いることが出来
る。第1のものは、調整機構(18)の代わりに、(20)を用
いることになる。シュミレーションの結果によれば、サ
イン手法(20)は電流ノイズに関してより良好な安定性を
示す。また別の方法は、ローパス・フィルターを用いて
ローター速度推定値(オブザーバの出力)をフィルター
処理することである。また、同じフィルターを用いて、
入力(is, vs)をフィルター処理することも可能であ
る。なお、選択されたフィルターのパラメーターは、オ
ブザーバの性能に影響することになるのを、考慮すべき
である。
【0047】より高次のチューニング・システムを用い
る別の速度オブザーバを以下に記載する。部分的には、
観測手法は、上述のものと同様である。このオブザーバ
は、ステーター電流導関数の代わりに、フィルター処理
された信号を用いる同じ方法論を利用しており、それは
また、モデル基準適応システムという取組みに基いてい
る。
る別の速度オブザーバを以下に記載する。部分的には、
観測手法は、上述のものと同様である。このオブザーバ
は、ステーター電流導関数の代わりに、フィルター処理
された信号を用いる同じ方法論を利用しており、それは
また、モデル基準適応システムという取組みに基いてい
る。
【0048】式(12)の両辺をフィルター1/(s+c)でフィ
ルター処理する(ここでcは正の定数)
ルター処理する(ここでcは正の定数)
【数48】
ここに表記されたis0, is1, vs0, vs1 は、ローター速
度オブザーバの前述の記載で用いられたものと同じであ
る。新たな状態空間ベクトル
度オブザーバの前述の記載で用いられたものと同じであ
る。新たな状態空間ベクトル
【数49】
を導入し、式(22)を状態空間形に書き直すと、以下の式
(23)になる。
(23)になる。
【数50】
各項を未知のローター速度で分離すると、以下の式(24)
が得られる。
が得られる。
【数51】
ここで、
【数52】
【0049】z(t), g(t)及びf(t)は、信号is0, is1, v
s0及びvs1の関数であるので、それらは、計測された電
流及び電圧命令から演算することが出来る。
s0及びvs1の関数であるので、それらは、計測された電
流及び電圧命令から演算することが出来る。
【0050】式(24)を基準モデルとみなすと、チューニ
ング・システムは式(25)となる。
ング・システムは式(25)となる。
【数53】
ここで、z^は、zの推定値であり、ω^は、速度ωの推定
値であり、CはA = A - Cがフルビッツ(Hurwitz)であ
るような4 x 4行列である。
値であり、CはA = A - Cがフルビッツ(Hurwitz)であ
るような4 x 4行列である。
【0051】偏差
【数54】
についての式は、以下の式(26)になる。
【数55】
【0052】HA + A TH < 0が負値である様に、H = HT
> 0を正値行列とする。Aがフルビッツであるので、その
ようなHは存在する。そして、以下の式(27)に従い、速
度推定調整機構が設計される。
> 0を正値行列とする。Aがフルビッツであるので、その
ようなHは存在する。そして、以下の式(27)に従い、速
度推定調整機構が設計される。
【数56】
【0053】同調モデル式(25)と調整式(27)は、速度オ
ブザーバを規定する。速度オブザーバー(25), (27)は、
以下の記述により表現される。誘導モーターの運動モデ
ル(1),(2)と速度オブザーバ(25), (27)を考慮する。ス
テーター電圧命令vsを有界連続区分円滑関数とする。更
に、識別可能性条件
ブザーバを規定する。速度オブザーバー(25), (27)は、
以下の記述により表現される。誘導モーターの運動モデ
ル(1),(2)と速度オブザーバ(25), (27)を考慮する。ス
テーター電圧命令vsを有界連続区分円滑関数とする。更
に、識別可能性条件
【数57】
が
【数58】
及び
【数59】
について維持されると仮定する。そのとき、速度識別
が、以下の様に生じる。
が、以下の様に生じる。
【数60】
【0054】ノイズに対する感度の低減方法に関する上
述の最初の例についての議論は、式(25), (27)の速度オ
ブザーバについても有効である。
述の最初の例についての議論は、式(25), (27)の速度オ
ブザーバについても有効である。
【0055】この第2の例の証明は、ラプノフ(Lyapun
ov)関数に基く。
ov)関数に基く。
【数61】
【0056】速度オブザーバ(25), (27)は高次の基準モ
デルを利用しており、それで、誘導モーターの運動につ
いてのより多くの情報が、ローター速度推定値の調整に
用いられる。行列C及びHの選択は、システムの運動に影
響し得る。場合によっては、これらの行列の正しい選択
が、オブザーバ全体をかなりの程度簡略化することがあ
り得る。例えば、C = A + LIかつH = I(ここでL > 0は
スカラー定数であり、Iは4 x 4識別行列)であるとき、
オブザーバを、上述のオブザーバ(16), (18)へと小さく
することが出来る。
デルを利用しており、それで、誘導モーターの運動につ
いてのより多くの情報が、ローター速度推定値の調整に
用いられる。行列C及びHの選択は、システムの運動に影
響し得る。場合によっては、これらの行列の正しい選択
が、オブザーバ全体をかなりの程度簡略化することがあ
り得る。例えば、C = A + LIかつH = I(ここでL > 0は
スカラー定数であり、Iは4 x 4識別行列)であるとき、
オブザーバを、上述のオブザーバ(16), (18)へと小さく
することが出来る。
【0057】先に述べた誘導モーターの数式の変形は、
新たなローター・フラックス・オブザーバを設計するの
に用いることが出来る。公知のローター・フラックス・
オブザーバは、誘導モーターの固有運動式を利用し、以
下のようなフラックスの運動方程式の積分を含むもので
ある。
新たなローター・フラックス・オブザーバを設計するの
に用いることが出来る。公知のローター・フラックス・
オブザーバは、誘導モーターの固有運動式を利用し、以
下のようなフラックスの運動方程式の積分を含むもので
ある。
【数62】
【0058】誘導モーター・モデル(13)を用いること
は、ローター・フラックスの推定において、システムの
速度偏差を用いて積分を行なうことを不要にする。ロー
ター速度が良好な精度で判定されるならば、式(13)は、
ステーター電流の導関数の推定値を提供する。この推定
を式(1)の代わりとすることにより、ローター・フラッ
クスの代数式が定義される。
は、ローター・フラックスの推定において、システムの
速度偏差を用いて積分を行なうことを不要にする。ロー
ター速度が良好な精度で判定されるならば、式(13)は、
ステーター電流の導関数の推定値を提供する。この推定
を式(1)の代わりとすることにより、ローター・フラッ
クスの代数式が定義される。
【0059】式(13)と式(2)とを組み合わせ、ローター
・フラックスに関する項を除く全ての項を、右辺に移動
させることにより、以下の式を導く。
・フラックスに関する項を除く全ての項を、右辺に移動
させることにより、以下の式を導く。
【数63】
a(t)及びb(t)は式(14)及び式(15)において定義されてお
り、εは幾何学級数的にゼロに近付く。
り、εは幾何学級数的にゼロに近付く。
【0060】εを無視して、ローター・フラックスに関
して式(30)を解くと、以下の式が得られる。
して式(30)を解くと、以下の式が得られる。
【数64】
【0061】ローター・フラックスから必要とされる唯
一の情報がそれの向きであるとき、式(31)における第1
の乗数を計算する必要はない。
一の情報がそれの向きであるとき、式(31)における第1
の乗数を計算する必要はない。
【0062】オブザーバ(31)が積分を用いていないこと
を記すのは重要である。それで、速度推定値におけるシ
ステム的な偏差に対する感度は低い。
を記すのは重要である。それで、速度推定値におけるシ
ステム的な偏差に対する感度は低い。
【0063】本発明のローター速度とフラックスのオブ
ザーバは、トルクとフラックスのセンサーレス直接調整
に用いられてきた。ローター速度とフラックスのブザー
場を含むトルクとフラックスの直接制御手法が、図1に
示されている。速度は、式(16)又は(18)を用いることに
より推定され、ローター・フラックスの推定値は、式(3
0)又は(31)から得られる。
ザーバは、トルクとフラックスのセンサーレス直接調整
に用いられてきた。ローター速度とフラックスのブザー
場を含むトルクとフラックスの直接制御手法が、図1に
示されている。速度は、式(16)又は(18)を用いることに
より推定され、ローター・フラックスの推定値は、式(3
0)又は(31)から得られる。
【0064】シミュレーションで用いられるモーター及
び制御器のパラメーターの例が、以下の表に与えられ
る。
び制御器のパラメーターの例が、以下の表に与えられ
る。
【0065】
【表1】
【0066】速度オブザーバのパラメーターは、λ = 2
000, L = 1000, c = 100である。基準トルクTrefは、50
N/mから-50N/mへ変化するステップ関数であり、基準フ
ラックスの二乗は、Fref 2 = 0.012Wb2である。
000, L = 1000, c = 100である。基準トルクTrefは、50
N/mから-50N/mへ変化するステップ関数であり、基準フ
ラックスの二乗は、Fref 2 = 0.012Wb2である。
【0067】図3乃至6において、それの標準値よりも
20%だけ増大したローター抵抗Rrを除いて、全てのモー
ター・パラメーターが既知である。標準的なシステム・
パラメーターによるシュミレーションの結果は、図3乃
至6におけるそれと同様であるので、含まれていない。
20%だけ増大したローター抵抗Rrを除いて、全てのモー
ター・パラメーターが既知である。標準的なシステム・
パラメーターによるシュミレーションの結果は、図3乃
至6におけるそれと同様であるので、含まれていない。
【0068】図7乃至10において、ステーター電流はホ
ワイト・ノイズ(3A, 1kHz)で汚染されており、ロータ
ー速度推定値は100Hzのローパス・フィルターでフィル
ター処理される。
ワイト・ノイズ(3A, 1kHz)で汚染されており、ロータ
ー速度推定値は100Hzのローパス・フィルターでフィル
ター処理される。
【0069】図11及び12は、ローター・フラックスの運
動方程式(1)及び式(31)に基く、ローター・フラックス
・オブザーバの使用の比較を、与える。
動方程式(1)及び式(31)に基く、ローター・フラックス
・オブザーバの使用の比較を、与える。
【0070】シュミレーション結果は、急激なトルクの
変化中と、モーター速度がゼロを横切るときの、トルク
とフラックスの変化を示す。センサーレス制御の使用に
よる予期せぬ効果として、その制御手法が、ローター抵
抗の変動に対して感度が低いということを記すべきであ
る。また、フラックス・オブザーバ(31)の使用は、シス
テムのトルクとフラックスに対する追跡性が向上する。
変化中と、モーター速度がゼロを横切るときの、トルク
とフラックスの変化を示す。センサーレス制御の使用に
よる予期せぬ効果として、その制御手法が、ローター抵
抗の変動に対して感度が低いということを記すべきであ
る。また、フラックス・オブザーバ(31)の使用は、シス
テムのトルクとフラックスに対する追跡性が向上する。
【0071】本発明の速度オブザーバは、速度センサー
レス・アクティブ・エンジン制振に用いられてきた。実
験装置のブロック図が、図2に示されている。それは、
カートに取り付けられた間接噴射式ディーゼル・エンジ
ン、8 kWの一体型スターター・ジェネレーター(integr
ated starter generator: ISC)、クラッチ及び、外部
負荷をモデル化するウォーター・ブレーキ、を含む。こ
の装置は、発進・停止動作そして動力補助(power boos
t)を行ない、また、標準的な受動的なフライホイール
機能に取って代わるために、ISCが用いられる、ハイブ
リッド電気自動車のパワートレインを表している。
レス・アクティブ・エンジン制振に用いられてきた。実
験装置のブロック図が、図2に示されている。それは、
カートに取り付けられた間接噴射式ディーゼル・エンジ
ン、8 kWの一体型スターター・ジェネレーター(integr
ated starter generator: ISC)、クラッチ及び、外部
負荷をモデル化するウォーター・ブレーキ、を含む。こ
の装置は、発進・停止動作そして動力補助(power boos
t)を行ない、また、標準的な受動的なフライホイール
機能に取って代わるために、ISCが用いられる、ハイブ
リッド電気自動車のパワートレインを表している。
【0072】制御器ACEは、インバーターを制御するの
に用いられ、エンジン電子制御器(EEC)、センサーそ
して外部のラップトップ・コンピューターとの間で通信
する。制御器開発とCコード生成は、ラップトップ・コ
ンピューターのXmath/SystemBuildグラフィック環境で
実行される。
に用いられ、エンジン電子制御器(EEC)、センサーそ
して外部のラップトップ・コンピューターとの間で通信
する。制御器開発とCコード生成は、ラップトップ・コ
ンピューターのXmath/SystemBuildグラフィック環境で
実行される。
【0073】演算過程をより効率的にするために、全て
の処理は、2つの分類(低速と高速)に分けられる。低
速処理は、1 kHzのサンプリング周波数で外ループで実
行され、高速処理は、10 kHzのサンプリング周波数で内
ループで実行される。高速処理には、誘導モーターの間
接フィールド指向(IFO)制御のリアル・タイムな実行
と、電流及び速度の信号の更新が含まれる。速度オブザ
ーバは、外ループにおいて、周波数1 kHzで実行され
る。オブザーバ・パラメーターは、λ = 2000, L =100
0, c = 100が選択され、それらは、ラップトップとACE
との間の通信線を用いて、ISCの動作中にリアルタイム
で調整される。
の処理は、2つの分類(低速と高速)に分けられる。低
速処理は、1 kHzのサンプリング周波数で外ループで実
行され、高速処理は、10 kHzのサンプリング周波数で内
ループで実行される。高速処理には、誘導モーターの間
接フィールド指向(IFO)制御のリアル・タイムな実行
と、電流及び速度の信号の更新が含まれる。速度オブザ
ーバは、外ループにおいて、周波数1 kHzで実行され
る。オブザーバ・パラメーターは、λ = 2000, L =100
0, c = 100が選択され、それらは、ラップトップとACE
との間の通信線を用いて、ISCの動作中にリアルタイム
で調整される。
【0074】図13乃至16に示される第1の実験におい
て、アクティブ速度制振のために比例制御器が用いられ
る。ステーター電流のid成分についての基準値は120Aに
等しく、iq成分は制御器が生成する基準トルクに従い決
定される。
て、アクティブ速度制振のために比例制御器が用いられ
る。ステーター電流のid成分についての基準値は120Aに
等しく、iq成分は制御器が生成する基準トルクに従い決
定される。
【0075】図17乃至19に示される第2の実験におい
て、機械が動かされるが、アクティブ制振制御器はオフ
であり、トルク命令はゼロに等しい。
て、機械が動かされるが、アクティブ制振制御器はオフ
であり、トルク命令はゼロに等しい。
【0076】図16及び19は、ローターの角度位置を示し
ており、そこにおいて、θsensor(実線で示される)は
センサーから得られるローターの角度、θhat(破線で
示される)は角度の推定値、そしてθctr(一点鎖線で
示される)はIFO制御で用いられる値である。θhatとθ
ctrとの間の差は、データ取得システムにおける遅れに
より生じる。θsensorとθctrとの間の偏差は一定であ
る。それは、フラックスが基準値に収束することを意味
し、それでフィールドの向きが生じる。
ており、そこにおいて、θsensor(実線で示される)は
センサーから得られるローターの角度、θhat(破線で
示される)は角度の推定値、そしてθctr(一点鎖線で
示される)はIFO制御で用いられる値である。θhatとθ
ctrとの間の差は、データ取得システムにおける遅れに
より生じる。θsensorとθctrとの間の偏差は一定であ
る。それは、フラックスが基準値に収束することを意味
し、それでフィールドの向きが生じる。
【0077】本発明の実施形態を開示したが、本発明の
範囲から逸脱することなしに、当業者が改良を施すこと
があり得る。そのような改良及びそれの均等物は全て、
添付の請求項が範囲とすることが意図されている。
範囲から逸脱することなしに、当業者が改良を施すこと
があり得る。そのような改良及びそれの均等物は全て、
添付の請求項が範囲とすることが意図されている。
【図1】速度とフラックスの推定を用いる誘導モーター
のためのトルクとフラックスの制御手法を示す概略ブロ
ック図である。
のためのトルクとフラックスの制御手法を示す概略ブロ
ック図である。
【図2】ディーゼル・エンジンなどの内燃機関、一体型
スターター・ジェネレーター、クラッチ、外部負荷をモ
デル化するウォーター・ブレーキ、そして制御アルゴリ
ズムを校正するためのローター位置センサーを含む、実
験テスト設備の概略機能図である。
スターター・ジェネレーター、クラッチ、外部負荷をモ
デル化するウォーター・ブレーキ、そして制御アルゴリ
ズムを校正するためのローター位置センサーを含む、実
験テスト設備の概略機能図である。
【図3】本発明の制御方法により制御される誘導モータ
ーについての基準トルクとシミュレートされたトルクの
時間に対するグラフである。
ーについての基準トルクとシミュレートされたトルクの
時間に対するグラフである。
【図4】速度センサー・レスの直接トルク及びフラック
ス制御における、±20%の熱の蓄積によるローター抵抗
の変化による、ローター・フラックス強度のグラフであ
る。
ス制御における、±20%の熱の蓄積によるローター抵抗
の変化による、ローター・フラックス強度のグラフであ
る。
【図5】ローター速度とそれの推定値のグラフである。
【図6】速度センサー・レスの直接トルク及びフラック
ス制御における、±20%の熱の蓄積によるローター抵抗
の変化による、速度推定偏差のグラフである。
ス制御における、±20%の熱の蓄積によるローター抵抗
の変化による、速度推定偏差のグラフである。
【図7】電磁トルクと基準トルクの時間的変化を示すグ
ラフである。
ラフである。
【図8】電流がノイズで汚染されたトルクとフラックス
の速度センサー・レス直接制御における、ローター・フ
ラックス強度の時間的変化を示すグラフである。
の速度センサー・レス直接制御における、ローター・フ
ラックス強度の時間的変化を示すグラフである。
【図9】ローター速度とそれの推定値の時間に対するグ
ラフである。
ラフである。
【図10】電流がノイズで汚染されたトルクとフラック
スの速度センサー・レス直接制御における、速度推定値
の偏差のグラフである。
スの速度センサー・レス直接制御における、速度推定値
の偏差のグラフである。
【図11】電磁トルクと、本発明を用いて得ることの出
来るフラックス・オブザーバと比較される一般的なフラ
ックス運動式のフラックス・オブザーバに対応するトル
クの、グラフである。
来るフラックス・オブザーバと比較される一般的なフラ
ックス運動式のフラックス・オブザーバに対応するトル
クの、グラフである。
【図12】基準フラックス、一般的なフラックス運動式
に対応するフラックス、そして、本発明を用いて得られ
るフラックス・オブザーバ、を示すグラフである。
に対応するフラックス、そして、本発明を用いて得られ
るフラックス・オブザーバ、を示すグラフである。
【図13】一方が他方に重ねられた、ローター速度とそ
れの推定値を示すグラフである。
れの推定値を示すグラフである。
【図14】2つの変数の間の関係が強調された、ロータ
ー速度とそれの推定値を示すグラフである。
ー速度とそれの推定値を示すグラフである。
【図15】制御器により生成される値に従い決定され
る、"d"軸成分についての値と、"q"軸成分についての基
準値が比較される、ステーター電流の時間に対するグラ
フである。
る、"d"軸成分についての値と、"q"軸成分についての基
準値が比較される、ステーター電流の時間に対するグラ
フである。
【図16】実験設備におけるローター角度位置のグラフ
であり、ここで、角度位置の第1のものが位置センサー
から得られるローター角度を用いて得られるものであ
り、第2のものが角度の推定値であり、第3のものが制
御器により用いられるものである。
であり、ここで、角度位置の第1のものが位置センサー
から得られるローター角度を用いて得られるものであ
り、第2のものが角度の推定値であり、第3のものが制
御器により用いられるものである。
【図17】ローター速度とそれの推定値を示す時間に対
するグラフである。
するグラフである。
【図18】尺度が拡大された図17と同様のグラフであ
る。
る。
【図19】図16と同様の、実験設備におけるローター
位置角度のグラフである。
位置角度のグラフである。
16 複相誘導モーター
44 速度オブザーバ
54 フラックス・オブザーバ
フロントページの続き
(72)発明者 パブロフ アレクセイ
オランダ国 5611JD アイントホーフェ
ン セント キャサリンシュトラート 64
a
(72)発明者 アレクサンダー ティー.ザレンバ
アメリカ合衆国 ミシガン州 48127,デ
ィアボーン ハイツ クレストモント レ
ーン 20840
Fターム(参考) 5H576 DD02 DD04 EE01 EE11 FF07
GG04 HB02 JJ03 JJ04 JJ06
JJ23 JJ26 KK06 LL14 LL22
LL34 LL35
Claims (6)
- 【請求項1】 回転するフラックス・フィールドを生成
する巻線と共にローターとステーターとを持つ、複相誘
導モーターのトルク制御方法であって、 ステーター電流を計測する工程、 ステーター電流をフィルター処理する工程、 ステーター電圧を計算する工程、 ステーター電圧をフィルター処理する工程、 ローター速度の関数としてステーター電流を推定する工
程、 ステーター電流偏差を計算する工程、 ローター速度を推定し、それが実際のローター速度に収
束する様に調整する工程、 ローターのフラックス・オブザーバを定義する工程、 ローター・フラックス・ベクトルを計算する工程、及び
フラックスの向きと、変換後のステーターの電流値及び
電圧値を用いて、ローター・トルクを計算する工程、 を有する方法。 - 【請求項2】 上記フィルター処理後のステーター電流
とステーター電圧が演算されて、ローター速度計算のた
めの基準モデルを生成するのに用いられ、 推定された速度の上記調整値の計算と、電流オブザーバ
の演算とが、ローター速度オブザーバを決定し、 該ローター速度オブザーバと上記ロータ−のフラックス
及び角度が、ローター・トルクを決定する、 請求項1記載の方法。 - 【請求項3】 ローター・フラックス・ベクトルの計算
が、以下の式により決まる、請求項1又は2記載の方
法。 【数1】 ここで 【数2】 λ^r, is, vs - ローター・フラックス・ベクトル推定
値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 a(t), b(t) - フィルター処理されたステーター電流の
一次結合 - 【請求項4】 内燃機関を含むハイブリッド自動車パワ
ートレインにおける複相誘導モーターのトルクを制御す
る制御システムであって、該システムは、誘導モーター
・トルクを判定する制御器を有し、該制御器が、 ステーター電流を計測し、 ステーター電流をフィルター処理し、 ステーター電圧を計算し、 ステーター電圧をフィルター処理し、 ローター速度の関数としてステーター電流を推定し、 ステーター電流偏差を計算し、 ローター速度を推定し、それが実際のローター速度に収
束する様に調整し、 ローター・フラックス・オブザーバを定義し、 ローター・フラックス・ベクトルを計算し、そしてフラ
ックスの向きと、ステーターの変換後の電流及び電圧値
を用いて、ローター・トルクを計算する、 制御システム。 - 【請求項5】 上記制御器が、 上記フィルター処理後のステーター電流とステーター電
圧を計測し、その値を用いてローター速度計算のための
基準モデルを生成し、 推定速度の上記調整値の計算と、電流オブザーバの演算
とにより、ローター速度オブザーバを決定し、 該ローター速度オブザーバと上記ロータ−・フラックス
及び角度とにより、ローター・トルクを決定する、 請求項4記載の制御システム。 - 【請求項6】 ローター・フラックス・ベクトルの計算
が、以下の式により決まる、請求項4又は5記載の制御
システム。 【数3】 ここで 【数4】 λ^r, is, vs - ローター・フラックス・ベクトル推定
値、ステーター電流命令 及びステーター電圧命令 ω - ローターの角速度 Rr, Rs - ローター及びステーターの抵抗 M - 相互インダクタンス Lr, Ls - ローターとステーターのインダクタンス σ = 1 - M2 / LsLr - 漏れパラメーター np - 極対の数 a(t), b(t) - フィルター処理されたステーター電流の
一次結合
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2003235300A true JP2003235300A (ja) | 2003-08-22 |
Family
ID=22029450
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Country | Link |
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